JP3701851B2

JP3701851B2 - Digital modulation signal receiver

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Publication number: JP3701851B2
Application number: JP2000296479A
Authority: JP
Inventors: 樹広仲田; 俊之秋山
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2000-09-28
Filing date: 2000-09-28
Publication date: 2005-10-05
Anticipated expiration: 2020-09-28
Also published as: JP2002111771A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル伝送システムの受信装置に係り、特に移動無線伝送によるディジタル画像データ伝送システムに好適な受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＭＰＥＧ２(Moving Picture Expert Group phase2)などの画像圧縮技術の進歩に伴い、映像信号や音声信号のディジタル化が著しいが、これは、伝送劣化が少ない、画質、音質がよい、ディジタル記録が可能であるなどの種々の利点がディジタル化により得られるからである。
【０００３】
そして、この映像信号と音声信号のディジタル化が急速に進んでいる技術の一種に、例えばマラソン競技など、被写体が移動している場合の画像中継によく用いられるＦＰＵ(フィールド・ピックアップ・ユニット：Field Pickup Unit)と呼ばれるシステムがある。
【０００４】
そこで、図２により、このＦＰＵによる画像中継について説明すると、テレビジョンカメラ２１で撮像され、これから供給される映像信号は、まず画像エンコーダ２２に入力され、ここで、上記したＭＰＥＧ２などの画像圧縮処理によりディジタル信号に変換される。
【０００５】
ところで、このＭＰＥＧ２などによる画像圧縮処理に際しては、伝送エラー補正のため、誤り訂正符号化処理が施されるのが通例であるが、ここでＭＰＥＧ２の標準規格では、誤り訂正符号方式としてリード・ソロモン符号が適用されている。
【０００６】
こうして画像圧縮処理され、ディジタル変換された映像信号は送信装置２３に供給され、ここでディジタル変調され、伝送信号として送信される。
そこで、この伝送信号が受信装置２４に伝送されることになる。
【０００７】
受信装置２４で受信された伝送信号はディジタル信号に復調され、画像デコーダ２５により元の映像信号に変換された上で、例えば、図示してない放送機器などに供給され、ＦＰＵによる中継業務が遂行されることになる。
【０００８】
このとき、画像デコーダ２５では、上記したリード・ソロモン符号による誤り訂正処理が施され、この結果、伝送誤りが生じた場合でも、画像のデコードに支障の虞れがなく、常に円滑な処理が得られることになる。
【０００９】
次に、このようなシステムにおけるディジタル伝送方式について、更に詳しく説明すると、送信装置２３では、上記したように、入力されてくる映像信号に対してディジタル変調が施されるが、このときの変調方式としては、主として次の２種の方式が従来から使用されている。
【００１０】
すなわち、まず第１の方式は、受信信号の絶対振幅と絶対位相を用いて復調する同期検波方式でぁり、次に第２の方式は、１シンボル前の振幅又は位相との差分を検出して復調する遅延検波方式である。
【００１１】
ここで、まず第１の同期検波方式には、複素信号空間上に１６点の信号点を格子状に配置した１６値直交振幅変調方式(１６ＱＡＭ：16Quadrature Amplitude Modulation)、６４点の信号点を配置した６４値直交振幅変調方式(６４ＱＡＭ)などの変調方式がある。
【００１２】
次に、第２の遅延検波方式には、円周上に４点の信号点を有する４相差動位相偏移変調方式(ＤＱＰＳＫ：Differential Quadrature Phase Shift Keying)や、半径の異なる２重の円周上に夫々８点の信号点を配置した１６相差動振幅位相偏移変調方式(１６ＤＡＰＳＫ)などの変調方式がある。
【００１３】
このときの信号点の配置はコンスタレーションと称されているが、ここで各変調方式でのコンスタレーションについては、夫々図３の(a)、(b)、(c)、(d)に示すようになる。
従って、送信装置２３では、以上の何れかの変調処理によりベースバンド信号が生成され、この後、ＩＦ(中間周波数)帯域の信号からＲＦ(高周波)帯域の信号に周波数変換された上で送信されることになる。
【００１４】
また、この結果、受信装置２４では、受信信号がＲＦ帯域とＩＦ帯域を経てベースバンド帯域の信号に周波数変換され、この後、Ａ／Ｄ変換においてサンプリングし、これにより受信サンプル値系列を得る。
そして、この受信サンプル値系列に対して、このときの変調方式に対応した復調処理を施し、生成された映像信号を画像デコーダ２５に出力するのである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記したＦＰＵは無線による中継システムであり、しかもマラソンの中継など屋外で移動しながらの中継動作になるため、電波伝播状況に変化を受け易く、従って、中継動作中、受信電界強度が低下して、必要なＣ／Ｎ(Carrier／Noise)が保てなくなってしまう虞れがある。
【００１６】
また、このＦＰＵシステムの場合、反射伝播経路が生じ易いので、直接波と反射波の干渉による、いわゆるマルチパス現象も発生し、更には、マルチパスの状況変化によるフェージング環境も発生するので、かなり劣悪な電波伝播状況のもとに置かれるこどが多い。
【００１７】
従って、この場合には、雑音や反射波などにより伝送信号に歪みが生じ、このため復調に際して符号誤りが発生し易くなる。
そこで、ＦＰＵでは、上記したように、誤り訂正処理を適用し、符号誤りによる影響が発生しないようにしているのである。
【００１８】
ところで、この場合、符号誤りの発生頻度が低く、想定されている誤り訂正能力の範囲内にある限りは特に問題はないが、誤り訂正能力を越えて符号誤りの発生頻度が高くなると、誤りが訂正できなくなってしまう。
【００１９】
例えば、上記したＭＰＥＧ２の標準規格であるリード・ソロモン符号による誤り訂正の場合、符号誤り率が３×１０^-4 程度までは対応が可能であるが、これ以上の符号誤り率に対しては、誤り訂正は不可能になってしまう。
【００２０】
こうして誤り訂正が不完全な状態になると、画像にブロックノイズなどによる画質の劣化が現われ、甚だしいときにはフリーズ現象(画像が一時的に中断してしまうこと)まで発生してしまう。
放送業務では画像品質の保持が優先課題であり、このことはＦＰＵシステムでも同じで、中継だからといって画質の劣化が許される訳でもない。
【００２１】
そこで、このような場合、予め別の映像素材を用意しておき、伝送状態が悪化して画質劣化が発生し易い状況になったときは、放送内容を、中継中の映像から上記別の映像素材に切換える手法が、従来から用いられている。
【００２２】
ところで、この手法の適用には、中継動作中の映像の伝送状態をモニタし、画質劣化が発生し易い状況になったことを検知する必要がある。
ここで、従来技術としては、直接波と反射波のレベルを監視する遅延プロファイル測定による検知方法や、受信電界強度を測定する検知方法などが知られていた。
【００２３】
しかしながら、上記従来技術による検知方法は、画質劣化が引き起こされるタイミングの正確な検知について配慮がされているとは言えず、画像の的確な切換動作を得る点に問題があった。
【００２４】
すなわち、従来技術は、伝送状態から画質劣化が発生し易い状況になったことを検出しているため、画質劣化が引き起こされるタイミングの検知の点からすれば、いわば間接的な検知になってしまい、このため、的確な切換タイミングを得る点に問題が残ってしまうのである。
【００２５】
本発明の目的は、画質劣化が発生するタイミングを常に精度良く測定できるようにしたディジタル変調信号受信装置を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、ディジタル変調信号伝送システムの受信装置において、受信信号から与えられる信号点と、復調のために設定してある中心位置の間の距離を雑音レベルとして算出する雑音レベル算出手段と、前記雑音レベルを複数のシンボルにわたり加算平均する平均演算手段と、前記平均演算手段から出力される雑音レベルに現われる誤差量を補正する雑音レベル補正手段と、前記雑音レベル補正手段から出力される雑音レベルを、変調方式から決まる信号点間距離で除算して、信号点間距離対雑音比を算出する除算手段と、前記信号点間距離対雑音比をデシベル換算する対数換算手段とを設け、該対数換算手段の出力が所定の形式で表現されるようにして達成される。
【００２７】
このとき、前記雑音レベル算出手段と前記平均演算手段、前記除算手段、それに前記対数換算手段がＲＯＭ変換手段で構成されているようにしてもよい。
【００２８】
また、上記目的は、ディジタル変調信号伝送システムの受信装置において、受信信号から与えられる信号点と、復調のために設定してある中心位置の間の距離を雑音レベルとして算出する雑音レベル算出手段と、前記雑音レベルを複数のシンボルにわたり加算平均する平均演算手段と、前記平均演算手段から出力される雑音レベルに現われる誤差量を補正する雑音レベル補正手段と、前記雑音レベル補正手段から出力される雑音レベルを、変調方式から決まる信号点間距離で除算して、信号点間距離対雑音比を算出する除算手段と、前記信号点間距離対雑音比から推定される符号誤り率を算出する符号誤り率変換手段とを設け、該符号誤り率変換手段の出力が所定の形式で表現されるようにしても達成される。
【００２９】
このとき、前記雑音レベル算出手段と前記平均演算手段、前記除算手段、それに前記符号誤り率変換手段がＲＯＭ変換手段で構成されているようにしてもよく、前記ディジタル変調信号の変調方式が、直交周波数分割多重変調方式であるようにしてもよい。
【００３０】
ここで、何れの場合でも、前記ディジタル変調信号の変調方式が、直交周波数分割多重変調方式であるようにしてもよい。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるディジタル変調信号受信装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示したもので、この実施形態は、信号点間距離対雑音演算部１０と復調部１１、それに表示部１８で構成されている。
【００３２】
この実施形態の場合、復調部１１は、例えば図２で説明したＦＰＵシステムにおける受信装置２４に接続されていて、この復調部１１に上記した受信サンプル値系列が入力されるようになっているが、受信装置２４に含まれている本来の復調装置と共通になっているものでもよい。
【００３３】
以下、一例として、ここで対象としている変調方式が同期検波方式の場合について説明する。
復調部１１では、振幅と位相が既知であるパイロット信号を用い、入力された受信サンプル値系列から各搬送波の絶対振幅と絶対位相を算出し、更に、図４に示すように、信号空間上にしきい値(閾値)を設定し、これから受信信号点に対する復調領域を決定する。
【００３４】
そして、受信信号が特定の復調領域に存在したとき、該復調領域に対応する符号を復調結果として出力する。なお、この図４は、変調方式が１６ＱＡＭの場合について示したものである。
ここで、この１６ＱＡＭなどＱＡＭ系の変調方式の場合、信号点は格子上に乗るようにして配置される。
【００３５】
従って、図示のように、信号点間距離ＢはＩ軸方向とＱ軸方向で等しくなるのが一般的で、また、この場合、しきい値は信号点間の中心に位置するように設定されるので、しきい値間の距離も信号点間距離Ｂに等しくなっているのが一般的である。
【００３６】
なお、このようなディジタル変調方式は一応周知と考えられるので、詳しい説明は割愛するが、必要なら、例えば、
「ディジタル無線通信の変復調」斉藤洋一著電子情報通信学会
に詳細な説明がある。
【００３７】
そして、復調部１１からは、図５に示すように、各搬送波に対する複素受信信号点Ｒと、受信信号点が存在する復調領域の中心位置Ｓ、つまり、受信信号が歪みを受けてない理想的な状態のとき信号点が存在することになるであろう本来の位置Ｓ、それに図４で説明した信号点間距離Ｂとが出力され、これらは信号点間距離対雑音演算部１０に入力される。
【００３８】
図６は、信号点間距離対雑音演算部１０の詳細で、ここに復調部１１から入力された出力の内、受信信号点(複素受信信号点)Ｒと中心位置Ｓは雑音レベル算出部１２に供給され、ここで、図５に示すように、これら複素受信信号点Ｒと中心位置Ｓの間の幾何学的な距離Ｌが算出される。
【００３９】
そうすると、この距離Ｌは受信信号の雑音レベルを表わすものとなる。
何故なら、もしも雑音がなけれは、つまり雑音レベルがゼロなら、複素受信信号点Ｒは中心位置Ｓになる筈だからである。
【００４０】
そこで、このように雑音レベルをＬとすると、雑音レベル算出部１２における雑音レベルＬの算出は、以下に説明するようにして行なわれる。
いま、複素受信信号点ＲのＩ軸方向への投影分をＲ_I、Ｑ軸方向への投影分をＲ_Q とすると、Ｒ＝Ｒ_I＋ｊＲ_Q となる。ここで、ｊは複素数を表わす。
【００４１】
同様に、中心位置ＳのＩ軸方向への投影分をＳ_I、Ｑ軸方向への投影分をＳ_Q とすると、Ｓ＝Ｓ_I＋ｊＳ_Q となる。
そうすると、雑音レベルＬは、次の(1)式で与えられることになり、従って、雑音レベル算出部１２は、この(1)式による演算を実行するのである。
【００４２】
【数１】

なお、この(1)式を用いて雑音レベルＬを演算した場合には、正確な演算結果が得られるが、この場合、演算処理が複雑になり、回路規模の大きなハードウエアを要する。
そこで、次の(2)式から雑音レベルＬを演算するように雑音レベル算出部１２を構成してもよい。
Ｌ＝｜Ｒ_I−Ｓ_I｜＋｜Ｒ_Q−Ｓ_Q ………… (2)
【００４３】
この(2)式から雑音レベルＬを演算するようにした場合、上記(1)式の場合よりも回路規模は小さくできるが、しかし近似式であるため、誤差が多くなるのはやむを得ない。
【００４４】
雑音レベル算出部１２では、(1)式の演算を採用した場合も、(2)式の演算を採用した場合でも、受信信号の各シンボル毎、或いは数シンボル毎に雑音レベルＬの演算を行ない、次々と平均演算部１３に供給してゆく。
【００４５】
但し、このように受信信号の各シンボル毎、或いは数シンボル毎に次々と雑音レベルＬを演算した場合、それらにはバラツキが現われてしまうのが避けられない。
そこで、平均演算部１３を設け、これにより平均化する。
【００４６】
このときの平均演算部１３による平均化には、複数のシンボルにわたる加算平均化処理を用いればよく、例えば２５６シンボルの雑音レベルＬを加算した後、この加算結果を２５６のシンボル数で除算して平均値とするのである。
【００４７】
ここで、加算すべきシンボル数を、２のべき乗からなる数値になるようにしてやれば、上記した除算のための処理をビットシフト処理で得ることができ、平均演算部１３の構成が簡略化できる。
平均演算部１３から出力される雑音レベルの平均値は、次に雑音レベル補正部１４に入力される。
【００４８】
ここで、この雑音レベル補正部１４の機能は、実際に検出された雑音レベルの平均値と、理論的に与えられる雑音レベルの平均値との間に可否的に現われてしまう誤差を補正することである。
ここで、この誤差には、雑音自体が有する性質から発生するものと、雑音レベルの算出に際して発生してしまうものとの２種があるが、以下、まず、この誤差が発生する理由について説明する。
【００４９】
このような雑音は、ガウス分布を呈するのが一般的であるので、以下、ガウス雑音と呼ぶが、このガウス雑音が混入した場合での誤差の発生について、図７により説明する。
いま、送信側では、図示の信号点Ｓ１の信号を送信したとし、これがガウス雑音の混入により、受信側では、受信信号点Ｒになってしまったとする。
【００５０】
この場合、本来の信号点はＳ１なので、雑音レベルは、信号点Ｓ１と信号点Ｒの間の距離Ｌ’であり、従って、これか雑音レベルＬとして算出されるべきであるが、図示のように、この場合、受信信号点Ｒは中心位置Ｓ２に近いため、実際には、受信信号点Ｒと中心位置Ｓ２の間の距離Ｌ”を雑音レベルとして算出してしまう。
【００５１】
これは、ガウス雑音が、図示のように、裾野が大きく広がった分布を呈していて、たとえレベルが僅かでも、確率的には容易に隣り合う領域にまで受信点が侵入してしまうからであるが、更に雑音のレベルが高くなれば、それだけでも隣り合う領域に侵入してしまうノイズ成分が多くなるので、誤差量も増加してしまうのである。
【００５２】
この誤差は、上記した雑音自体が有する性質によるものであるが、これによる誤差量は雑音のレベルに関連する量なので、従って、誤差量を雑音レベルの関数として表わすことができるので、予め計算しておくことで対応可能である。
【００５３】
次に、雑音レベル算出に際して発生する誤差について説明すると、これは、端的に言えば、例えば、上記(1)式による雑音レベルＬの演算に代えて、近似式である(2)式を用いた場合に発生する誤差のことである。
【００５４】
しかも、この場合の平均的な誤差量は、(1)式を用いた場合の逓倍になることが知られている。
従って、これによる誤差も、採用した近似式の関数として与えられる量になるので、予め計算しておくことで対応が可能である。
【００５５】
以上の結果、雑音レベル補正部１４では、上記した各関数の逆関数による補正を施こしてやれば、雑音レベルに現われる誤差量の補正ができることになるが、この逆関数による補正を演算により実行しようとすると、一般的にはかなり複雑な演算を要する。
【００５６】
そこで、例えば逆関数による補正値が予め書き込まれているＲＯＭ(リード・オンリ・メモリ：Read Onry Memory)を用い、入力される補正前の雑音レベルによるテーブル検索処理により、補正値が与えられるように構成した雑音レベル補正部１４を用いてやればよい。
【００５７】
雑音レベル補正部１４から出力された正確な雑音レベルＮは除算部１５に供給される。
一方、この除算部１５には、復調部１１(図１)から信号点間距離Ｂも入力されていて、これにより、雑音レベルＮと信号点間距離Ｂの除算が実行される。
【００５８】
上記したように、復調部１１で復調処理する際に設定してあるしきい値間の距離は、図４で説明したように、各信号点間の距離に等しく、これが信号点間距離Ｂとして出力され、除算部１１に供給されている。
【００５９】
そこで、この除算部１１では、次の(3)式により、雑音レベルＮに対する信号点間距離Ｂの比率、すなわち信号点間距離対雑音比ＢＮＲが計算される。
ＢＮＲ＝Ｂ／Ｎ …… …… (3)
従って、この除算部１４は、簡単な除算回路で構成することができる。
【００６０】
ここで、この実施形態では、信号点間距離対雑音比ＢＮＲを算出している理由は、次の通りである。
信号点間距離Ｂは、適用されている変調方式により、その値が異なっているので、使用されている変調方式の多値数を下げ、点間距離Ｂを上げてやれば、雑音耐性が増す。
【００６１】
従って、同じ雑音レベルでも、使用されている変調方式が異なれば、符号誤り特性も異なってしまう。
しかしながら、この実施形態のように、信号点間距離対雑音比ＢＮＲを用いてやれば、変調方式にかかわらず、同じ符号誤り特性として把握できることになるからである。
【００６２】
ここで、画像デコーダ(図２)に供給される復調結果については、既に説明したように、画像に劣化が生じるか否かの判定のためのしきい値として、符号誤り率が３×１０^-4 程度が目安にしている。
【００６３】
従って、この３×１０^-4 程度の符号誤り率に対応する値である信号点間距離対雑音比ＢＮＲが、変調方式にかかわらず同じ値を示すことは、画質の劣化を判定する上で極めて有利で、判定が容易になるであろうことは簡単に理解できる筈である。
【００６４】
除算部１５から出力された信号点間距離対雑音比ＢＮＲは対数変換部１６に供給される。
ここで、信号点間距離対雑音比ＢＮＲは線形特性で与えられるが、このような比率を表わす量の単位としては、デシベル表示が実用的であり判り易い。
そこで対数変換部１６を設け、対数変換された信号点間距離対雑音比ＢＮＲが得られるようにしているのである。
【００６５】
このとき、この対数変換処理をハードウエアで実現させようとすると、膨大な回路規模になる。
そこで、ここでも対数演算部１６としては、ＲＯＭによる対数変換テーブルを用意し、テーブル検索により対数変換値が与えられるように構成したものを使用すればよく、この対数演算部１６の出力は、最終的に信号点間距離対雑音演算部１０(図１)の出力となり、表示部１８に供給される。
【００６６】
表示部１６は、指針形計器や、ランプ、ＬＥＤ、液晶などを用いたアナログ表示手段又は数値によりディジタル表示する手段、或いはオシロスコープなどの信号波形を表示する手段を備え、これにより、対数変換された信号点間距離対雑音比ＢＮＲが視覚的に把握認識できる形で表現されるようにする。ここで、信号波形表示手段による場合には、信号点間距離対雑音比ＢＮＲ値を一旦、映像信号に変換する必要がある。
【００６７】
従って、この実施形態によれば、表示された信号点間距離対雑音比ＢＮＲから符号誤り率が推測でき、デコーダで画像劣化が発生するタイミングを確実に知ることができるので、的確なタイミングでのプログラム切換を容易に、しかも確実に得ることができ、この結果、放送画質の低下を充分に抑えることができる。
【００６８】
ここで、表示部１６は、上記した視覚的な表示による符号誤り率の表現と併用して、或いは、それと独立して、信号点間距離対雑音比ＢＮＲの値に応じて音階が変化する音響発生手段による聴覚形式による表現を用いてもよく、このとき、信号点間距離対雑音比ＢＮＲが画質の劣化が予想される値になったとき、警告ランプやブザー音などにより警報が発生されるように構成してもよい。
【００６９】
また、信号点間距離対雑音比ＢＮＲの表現と併用して、或いは独立に、それをコンピュータなどによる処理が可能なデータ形式に変換し、データ形式で表現されて出力されるように構成してもよい。
【００７０】
従って、この表示部１６による信号点間距離対雑音比ＢＮＲの表現は、視覚的な形式による表現に限らず、聴覚的な形式による表現でも、或いはコンピュータなどでのデータ処理に適合したデータ形式による表現など、所定の形式による表現なら、何れの形式によってもよい。
【００７１】
一方、上記したことと併用して、或いは、それと独立して、信号点間距離対雑音比ＢＮＲの値に応じて制御される切換回路を設け、符号誤りが発生する虞れが生じたときは、自動的に上記したプログラムの切換えが得られるようにしてもよい。
【００７２】
このとき、プログラムの切換から戻るときの制御も信号点間距離対雑音比ＢＮＲの値に応じて制御されるようにしてもよく、戻るときは手動操作で切換るように構成してもよい。
【００７３】
次に、本発明の他の実施形態について説明する。
まず、図８は、本発明の第２の実施形態で、この実施形態は、図６の実施形態における対数変換部１６に代えて、ＢＥＲ変換部１７を設けたものである。
ここで、このＢＥＲ変換部１７は、入力された信号点間距離対雑音比ＢＮＲを符号誤り率に変換して出力しる働きをするものである。
【００７４】
上記したように、ここでの符号誤り率は信号点間距離対雑音比ＢＮＲと強い相関があり、信号点間距離対雑音比ＢＮＲから予測可能であるから、これらを予めＲＯＭにテーブルとして書込んでおき、信号点間距離対雑音比ＢＮＲによるテーブル検索により、容易に符号誤り率を出力させることができる。
【００７５】
ここで、図２に示したシステムにおいて、画像デコーダ２５による符号誤り訂正処理とは別に、内符号として畳み込み訂正符号を用いるようにした符号誤り訂正方式を適用する場合がある。
【００７６】
この場合、上記図８の実施形態では、ＢＥＲ変換部１７による変換処理に、この畳み込み訂正符号での誤り率特性も考慮した変換が与えられるように構成してやれば、畳み込み訂正後での符号誤り率の予想値も得ることができる。
【００７７】
従って、上記実施形態によれば、信号点間距離対雑音比ＢＮＲ、或いは推定符号誤り率の検出が可能になるので、画像劣化が発生する限界点を容易にしることができ、的確なタイミングで画像の切換えを行なうことができる。
【００７８】
ところで、本発明の実施形態としては、上記した実施形態に限らず、他の構成も可能である。
まず、本発明の実施形態における平均演算部１３としては、上記した加算平均による構成以外にも、平均値を求める対象シンボルを逐次移動させながら平均値を求めるようにした、移動平均処理を用いるようにしてもよく、更には、ＦＩＲ(Finite Impulse Response)フィルタ又はＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタを用いて平均化するようにしても良い。
【００７９】
次に、除算部１５の他の実施形態について説明する。
上記したように、この除算処理は、それをハードウエアにより実現させようとすると、一般に回路規模が膨大になってしまう。
【００８０】
そこで、一応は上記したが、復調部１１で復調に際して設定すべきしきい値間の距離、すなわち信号点間距離Ｂについて、それが２のべき乗の数値になるように規格化してやる方法があり、この場合、(3)式で示した演算処理は、データのビットシフト処理だけで実現できるので、除算部１５に必要な回路規模を大幅に抑えることができる。
【００８１】
更に、本発明における信号点間距離対雑音演算部１０の他の実施形態として、図９に示す構成がある。
この図９の実施形態は、雑音レベル補正部１４と除算部１５、それに対数変換部１６又はＢＥＲ変換部１７による処理を、全てＲＯＭ変換部１９により、まとめて与えられるようにしたものである。
【００８２】
上記したように、これら雑音レベル補正部１４と除算部１５、それに対数変換部１６又はＢＥＲ変換部１７は、何れも夫々ＲＯＭテーブルに置換が可能であるから、これらを１個のＲＯＭ変換部１９に集約可能なことは明らかである。
【００８３】
そして、この場合、雑音レベルＮと信号点間距離Ｂの２種のデータから対数変換された信号点間距離対雑音比ＢＮＲ又は符号化率を出力するので、マトリクステーブル形式のＲＯＭを用いてＲＯＭ変換部１９を構成してやればよい。
従って、この図９の実施形態によれば、回路規模を大幅に削減することができる。
【００８４】
更に、この実施形態の場合、適用された変換方式における信号点間距離Ｂは、その変換方式により一義的に決まる筈であり、この場合、適用される変換方式の種類はさほど多くはなく、通常は数種に過ぎない。
【００８５】
従って、ＲＯＭ変換部１９に入力すべき信号点間距離Ｂに代えて、変換方式の種別を表わすデータを用いてやれば、ＲＯＭ変換部１９の入力データのビット数が削減でき、更に回路規模の削減を得ることができる。
【００８６】
次に、本発明の更に別の実施形態について説明する。
本発明が対象とするシステムの変調方式の一種に、直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ：Orthgonal Frequency Dvision Multiplexing)があるが、このシステムに本発明を適用した場合には更に効果的である。
【００８７】
ここで、まず、この直交周波数分割多重変調方式について説明すると、この方式はマルチキャリア変調方式の一種で、互いに位相が直交するｎ(ｎは数１０から数１００にわたる数値)の搬送波(キャリア)を用い、これらの搬送波に夫々ディジタル変調を施すようにした伝送方式であり、移動体伝送に適しているという特性がある。
【００８８】
既に説明した１６ＱＡＭなどＱＡＭ系のディジタル変調方式では搬送波の数は１本であり、この場合、図２で説明したＦＰＵシステムなどの移動体伝送には、実のところ、あまり適しているとは言えず、固定回線による伝送に適用されるのが一般的である。
【００８９】
固定回線の場合、その伝送路での伝播状況が変動することは少なく、安定しているため、一旦、画質劣化のない伝送路が選択された後は、画質劣化が発生する虞れは、まず無いといえる。
【００９０】
そこで、このようなシステムでは、上記したように、移動体伝送に適している直交周波数分割多重変調方式が採用されることが多いが、この場合でも、伝送路の伝播状況の変動による影響が全て免れられる訳ではなく、画質の劣化の可能性は多かれ少なかれ残ってしまう。
【００９１】
従って、この直交周波数分割多重変調方式を用いたシステムに本発明を適用して、画質劣化の発生タイミングを的確に検出することが極めて有効になるのであり、以下、この場合の本発明の実施形態について説明する。
【００９２】
ここで、この直交周波数分割多重変調方式を用いたシステムに本発明を適用する場合でも、上記実施形態における平均演算部１３の構成と演算処理が異なるだけで、その他は同じでよい。
従って、以下、主として、この平均演算部１３について説明する。
【００９３】
この平均演算部１３が異なっている理由は、直交周波数分割多重変調方式の場合、複数本の搬送波が存在することによる。
ここで、まず、本発明の実施形態としては、第１に複数本の有効搬送波の全てを平均化演算の対象とする場合と、第２にそれらの一部を間引いた残りの搬送波を対象にする場合とがある。
【００９４】
第１の実施形態では、１シンボル内に含まれる全ての有効搬送波の雑音レベルを加算し、加算結果を全ての有効搬送波の本数で除算するという平均加算処理を行なうものである。
この場合、平均加算処理が正確に得られるが、しかし、ハードウエアとしての回路規模が大きくなってしまうのはやむを得ない。
【００９５】
一方、第２の実施形態では、複数本の搬送波を所定の本数毎に間引いた上で平均化処理するのであるが、このときの処理としては、間引かれて残った搬送波の雑音レベルを加算した上で、同じ本数で除算する平均加算処理と、間引かれて残った搬送波の雑音レベルに対して、ＦＩＲフィルタ又はＩＩＲフィルタを適用した平均化処理とがある。
【００９６】
従って、この第２の実施形態の場合は、間引いた本数分、ハードウエアとしての回路規模が縮小できることになる。
ここで、この第２の実施形態の場合、更に、間引きすべき搬送波の本数を、直交周波数分割多重変調方式における有効搬送波の本数の約数に含まれない適当な素数に設定してあるが、以下、その理由について説明する。
【００９７】
直交周波数分割多重変調方式では、マルチパスが発生した場合、特定の搬送波にだけ減衰が生じるという周波数選択性フェージング現象が引き起こされるが、この場合、間引きの結果として、周波数選択性フェージングにより減衰を受けている搬送波だけが常に平均加算処理に用いられている状態になってしまったとすると、相対的に雑音レベルは高く測定されてしまう。
【００９８】
また、反対に、減衰を受けていない搬送波だけにより平均加算処理が行なわれている状態になったとすると、今度は雑音レベルが低く測定されてしまうことになり、この結果、何れの場合でも、全有効搬送波による平均雑音レベルから誤差を生じてしまう。
【００９９】
この事態は、間引く搬送波の本数が、直交周波数分割多重変調方式における有効搬送波の本数の約数になっていた場合に発生する。
従って、この事態が発生しないようにするためには、間引きすべき搬送波の本数を、直交周波数分割多重変調方式における有効搬送波の本数の約数に含まれない適当な素数に設定してやればよい。
【０１００】
この場合、雑音レベル測定のために使用する搬送波の間引き本数を設定することにより、雑音レベル測定に使用される搬送波はシンボル毎にずれて行くようになり、従って、上記事態の発生が抑えられるのである。
【０１０１】
従って、この実施形態によれば、雑音レベル測定用の搬送波がシンボル毎に同じ搬送波になってしまう虞れが無く、ほぼ全ての有効搬送波を雑音レベルの測定対象とすることができ、この結果、常に正確に雑音レベルの測定を得ることができる。
【０１０２】
【発明の効果】
本発明によれば、ディジタル変調方式での信号点間距離対雑音比を算出するようにしたので、容易に、しかも正確に符号誤り率を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル変調信号受信装置の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の一実施形態が適用対象とするＦＰＵシステムの一例を示すブロック構成図である。
【図３】ディジタル変調方式におけるコンスタレーションの説明図である。
【図４】１６ＱＡＭ変調方式における復調しきい値の説明図である。
【図５】１６ＱＡＭ変調方式における受信信号点の説明図である。
【図６】本発明の実施形態における信号点間距離対雑音演算部の一例を示すブロック構成図である。
【図７】ディジタル変調方式での雑音による誤差の説明図である。
【図８】本発明の実施形態における信号点間距離対雑音演算部の他の一例を示すブロック構成図である。
【図９】本発明の実施形態における信号点間距離対雑音演算部の更に別の一例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１０信号点間距離対雑音演算部
１１復調部
１２雑音レベル算出部
１３平均演算部
１４雑音レベル補正部
１５除算部
１６対数換算部
１７ＢＮＲ変調部
１８表示部
１９ＲＯＭ変調部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiver for a digital transmission system, and more particularly to a receiver suitable for a digital image data transmission system using mobile radio transmission.
[0002]
[Prior art]
In recent years, with the progress of image compression technology such as MPEG2 (Moving Picture Expert Group phase 2), digitalization of video signals and audio signals has been remarkable, but this enables digital recording with little transmission degradation, good image quality and sound quality. This is because various advantages such as that are obtained by digitization.
[0003]
One type of technology in which digitization of video signals and audio signals is rapidly progressing is an FPU (Field Pickup Unit: Field) often used for image relay when a subject is moving, such as a marathon competition. There is a system called Pickup Unit).
[0004]
Therefore, the image relay by the FPU will be described with reference to FIG. 2. A video signal picked up by the television camera 21 and supplied therefrom is first input to the image encoder 22, where the image compression processing such as the above-described MPEG2 is performed. Is converted into a digital signal.
[0005]
By the way, in the image compression processing by MPEG2 or the like, it is usual that error correction coding processing is performed for transmission error correction. However, in the MPEG2 standard, Reed-Solomon is used as an error correction coding method. The sign is applied.
[0006]
The video signal thus subjected to image compression processing and digitally converted is supplied to the transmission device 23 where it is digitally modulated and transmitted as a transmission signal.
Therefore, this transmission signal is transmitted to the receiving device 24.
[0007]
The transmission signal received by the receiving device 24 is demodulated into a digital signal, converted into the original video signal by the image decoder 25, and then supplied to, for example, a broadcasting device (not shown), and the relay operation by the FPU is performed. Will be.
[0008]
At this time, the image decoder 25 performs error correction processing using the above-described Reed-Solomon code. As a result, even if a transmission error occurs, there is no possibility that the image decoding will be hindered, and smooth processing is always obtained. Will be.
[0009]
Next, the digital transmission system in such a system will be described in more detail. In the transmission apparatus 23, as described above, the input video signal is digitally modulated. For example, the following two methods have been mainly used.
[0010]
That is, the first method is a synchronous detection method that demodulates using the absolute amplitude and absolute phase of the received signal, and then the second method detects the difference from the amplitude or phase one symbol before. This is a delay detection system that demodulates the signal.
[0011]
First, in the first synchronous detection method, 16-point quadrature amplitude modulation (16QAM) in which 16 signal points are arranged in a lattice shape on a complex signal space, and 64 signal points are arranged. There are modulation schemes such as the 64-value quadrature amplitude modulation scheme (64QAM).
[0012]
Next, the second delayed detection method includes a four-phase differential phase shift keying (DQPSK) method having four signal points on the circumference, and a double circumference with different radii. There is a modulation method such as a 16-phase differential amplitude phase shift keying method (16 DAPSK) in which 8 signal points are arranged on each of them.
[0013]
The arrangement of the signal points at this time is called a constellation. Here, the constellations in each modulation method are shown in FIGS. 3 (a), (b), (c), and (d), respectively. It becomes like this.
Accordingly, in the transmission device 23, a baseband signal is generated by any one of the modulation processes described above, and thereafter, the signal is transmitted after being converted from an IF (intermediate frequency) band signal to an RF (high frequency) band signal. Will be.
[0014]
As a result, in the receiving apparatus 24, the received signal is frequency-converted into a baseband signal through the RF band and the IF band, and then sampled in A / D conversion, thereby obtaining a received sample value series.
The received sample value series is subjected to demodulation processing corresponding to the modulation method at this time, and the generated video signal is output to the image decoder 25.
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
The above-mentioned FPU is a wireless relay system, and since it is a relay operation while moving outdoors such as a marathon relay, it is susceptible to changes in the radio wave propagation situation, and therefore the received electric field strength decreases during the relay operation. The necessary C / N (Carrier / Noise) may not be maintained.
[0016]
Also, in this FPU system, a reflection propagation path is likely to occur, so a so-called multipath phenomenon occurs due to interference between the direct wave and the reflected wave, and a fading environment due to a change in the multipath situation also occurs. Many children are placed under poor radio wave propagation conditions.
[0017]
Therefore, in this case, distortion occurs in the transmission signal due to noise, reflected waves, and the like, and therefore, a code error is likely to occur during demodulation.
Therefore, in the FPU, as described above, the error correction process is applied so that the influence of the code error does not occur.
[0018]
Incidentally, in this case, there is no particular problem as long as the frequency of occurrence of code errors is low and within the range of the assumed error correction capability. However, if the frequency of occurrence of code errors increases beyond the error correction capability, It becomes impossible to correct.
[0019]
For example, in the case of error correction by the Reed-Solomon code which is the above-mentioned MPEG2 standard, the code error rate is 3 × 10.^-Four Although it is possible to cope up to the extent, error correction becomes impossible for a code error rate higher than this.
[0020]
When the error correction becomes incomplete in this way, the image quality deteriorates due to block noise or the like, and when it is severe, the freeze phenomenon (the image is temporarily interrupted) occurs.
Preserving image quality is a priority issue in broadcasting operations, and this is the same in the FPU system, and just because it is a relay does not allow image quality degradation.
[0021]
Therefore, in such a case, when another video material is prepared in advance and the transmission state deteriorates and the image quality is likely to deteriorate, the content of the broadcast is changed from the video being relayed to the above video. Conventionally, a method of switching to a material is used.
[0022]
By the way, in order to apply this method, it is necessary to monitor the transmission state of the video during the relay operation and detect that the image quality is likely to deteriorate.
Here, as a conventional technique, a detection method by delay profile measurement for monitoring the level of a direct wave and a reflected wave, a detection method for measuring a received electric field strength, and the like are known.
[0023]
However, the detection method according to the above prior art cannot be said to give consideration to accurate detection of the timing at which image quality deterioration is caused, and there is a problem in that an accurate image switching operation is obtained.
[0024]
In other words, since the prior art detects that the image quality deterioration is likely to occur from the transmission state, it is an indirect detection from the viewpoint of detecting the timing at which the image quality deterioration is caused. For this reason, a problem remains in obtaining an accurate switching timing.
[0025]
An object of the present invention is to provide a digital modulation signal receiving apparatus that can always measure the timing at which image quality degradation occurs with high accuracy.
[0026]
[Means for Solving the Problems]
  The purpose is to calculate the distance between the signal point given from the received signal and the center position set for demodulation as the noise level in the receiver of the digital modulation signal transmission system.Noise level calculating means, average calculating means for averaging the noise levels over a plurality of symbols, noise level correcting means for correcting an error amount appearing in the noise level output from the average calculating means, and the noise level correction Dividing the noise level output from the signal by the distance between signal points determined by the modulation method to calculate the signal-point distance-to-noise ratio; and logarithmic conversion for converting the signal-point distance-to-noise ratio into decibels And an output of the logarithmic conversion means is expressed in a predetermined format.Is achieved in this way.
[0027]
  At this time,The noise level calculation means, the average calculation means, the division means, and the logarithmic conversion means are composed of ROM conversion means.You may be allowed to.
[0028]
  The above object is also achieved in a receiving apparatus of a digital modulation signal transmission system.A noise level calculating means for calculating a distance between a signal point given from the received signal and a center position set for demodulation as a noise level; and an average calculating means for averaging the noise level over a plurality of symbols. The noise level correction means for correcting the error amount appearing in the noise level output from the average calculation means, and the noise level output from the noise level correction means is divided by the distance between signal points determined by the modulation method, Dividing means for calculating a signal-point distance-to-noise ratio and a code error rate converting means for calculating a code error rate estimated from the signal-point distance-to-noise ratio are provided, and the output of the code error rate converting means is To be expressed in a predetermined formatEven achieved.
[0029]
  At this time, the noise level calculation means, the average calculation means, the division means, and the code error rate conversion means may be constituted by ROM conversion means, and the modulation method of the digital modulation signal is orthogonal. You may make it be a frequency division multiplexing modulation system.
[0030]
Here, in any case, the modulation method of the digital modulation signal may be an orthogonal frequency division multiplexing modulation method.
[0031]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a digital modulation signal receiving apparatus according to the present invention will be described in detail with reference to embodiments shown in the drawings.
FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, and this embodiment comprises a signal point distance-to-noise calculation unit 10, a demodulation unit 11, and a display unit 18.
[0032]
In the case of this embodiment, the demodulator 11 is connected to the receiver 24 in the FPU system described with reference to FIG. 2, for example, and the received sample value series is input to the demodulator 11. The common demodulator included in the receiver 24 may be used.
[0033]
Hereinafter, as an example, a case where the modulation scheme used here is a synchronous detection scheme will be described.
The demodulator 11 uses a pilot signal whose amplitude and phase are known, calculates the absolute amplitude and absolute phase of each carrier from the input received sample value series, and further, in the signal space as shown in FIG. A threshold value (threshold value) is set, and a demodulation region for the received signal point is determined from this.
[0034]
When the received signal exists in a specific demodulation area, a code corresponding to the demodulation area is output as a demodulation result. FIG. 4 shows the case where the modulation method is 16QAM.
Here, in the case of a QAM-based modulation system such as 16QAM, the signal points are arranged on the grid.
[0035]
Therefore, as shown in the figure, the signal point distance B is generally equal in the I-axis direction and the Q-axis direction. In this case, the threshold value is set to be located at the center between the signal points. Therefore, the distance between the thresholds is generally equal to the distance B between the signal points.
[0036]
In addition, since it is thought that such a digital modulation system is known for the time being, detailed description is omitted, but if necessary, for example,
"Modulation and Demodulation of Digital Wireless Communication" Yoichi Saito The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers
There is a detailed explanation.
[0037]
As shown in FIG. 5, the demodulator 11 receives the complex reception signal point R for each carrier wave and the center position S of the demodulation region where the reception signal point exists, that is, the reception signal is not distorted. The original position S at which the signal point will be present in this state, and the signal point distance B described in FIG. 4 are output, and these are input to the signal point distance to noise calculation unit 10. The
[0038]
FIG. 6 shows details of the signal point distance-to-noise calculation unit 10. Among the outputs inputted from the demodulation unit 11, the reception signal point (complex reception signal point) R and the center position S are the noise level calculation unit 12. Here, as shown in FIG. 5, a geometric distance L between the complex reception signal point R and the center position S is calculated.
[0039]
Then, this distance L represents the noise level of the received signal.
This is because if there is no noise, that is, if the noise level is zero, the complex reception signal point R should be at the center position S.
[0040]
Therefore, assuming that the noise level is L as described above, the calculation of the noise level L in the noise level calculation unit 12 is performed as described below.
Now, the projection of the complex reception signal point R in the I-axis direction is represented by R_I, R projected to Q axis direction_Q R = R_I+ JR_Q It becomes. Here, j represents a complex number.
[0041]
Similarly, the projection of the center position S in the I-axis direction is S_I, S is the projected amount in the Q-axis direction._Q Then S = S_I+ JS_Q It becomes.
Then, the noise level L is given by the following equation (1), and therefore, the noise level calculation unit 12 performs the calculation by the equation (1).
[0042]
[Expression 1]

When the noise level L is calculated using the equation (1), an accurate calculation result can be obtained. However, in this case, the calculation process becomes complicated and hardware with a large circuit scale is required.
Therefore, the noise level calculation unit 12 may be configured to calculate the noise level L from the following equation (2).
L = | R_I-S_I| + | R_Q-S_Q ………… (2)
[0043]
When the noise level L is calculated from the equation (2), the circuit scale can be made smaller than in the case of the equation (1), but since it is an approximate equation, it is unavoidable that the error increases.
[0044]
The noise level calculation unit 12 calculates the noise level L for each symbol or several symbols of the received signal, regardless of whether the calculation of the expression (1) or the calculation of the expression (2) is employed. Then, the data are supplied to the average calculation unit 13 one after another.
[0045]
However, when the noise level L is calculated one after another for each symbol or several symbols of the received signal in this way, it is unavoidable that variations appear in them.
Therefore, an average calculation unit 13 is provided and averaged by this.
[0046]
In this case, the averaging by the averaging unit 13 may use an averaging process over a plurality of symbols. For example, after adding a noise level L of 256 symbols, the addition result is divided by the number of 256 symbols. The average value is used.
[0047]
Here, if the number of symbols to be added is a numerical value consisting of a power of 2, the above-described division processing can be obtained by bit shift processing, and the configuration of the average calculation unit 13 can be simplified. .
The average value of the noise level output from the average calculator 13 is then input to the noise level corrector 14.
[0048]
Here, the function of the noise level correction unit 14 is to correct an error that appears between the average value of the actually detected noise level and the average value of the noise level that is theoretically given. It is.
Here, there are two types of errors, one that occurs due to the nature of the noise itself and one that occurs when calculating the noise level. First, the reason why this error occurs will be described below. .
[0049]
Since such noise generally exhibits a Gaussian distribution, it is hereinafter referred to as Gaussian noise. The generation of an error when Gaussian noise is mixed will be described with reference to FIG.
Now, assume that the signal at the signal point S1 shown in the figure is transmitted on the transmission side, and this is the reception signal point R on the reception side due to the mixing of Gaussian noise.
[0050]
In this case, since the original signal point is S1, the noise level is the distance L ′ between the signal point S1 and the signal point R. Therefore, this should be calculated as the noise level L as shown in the figure. In this case, since the reception signal point R is close to the center position S2, the distance L ″ between the reception signal point R and the center position S2 is actually calculated as the noise level.
[0051]
This is because the Gaussian noise has a distribution with a wide base as shown in the figure, and even if the level is slight, the reception point easily intrudes into an adjacent region stochastically. However, if the noise level is further increased, the amount of noise that invades adjacent areas increases, and the amount of error also increases.
[0052]
This error is due to the nature of the noise itself described above. Since the error amount is an amount related to the noise level, the error amount can be expressed as a function of the noise level. It is possible to cope with it.
[0053]
Next, the error that occurs when calculating the noise level will be described. In short, for example, instead of the calculation of the noise level L by the above equation (1), the approximate equation (2) is used. It is an error that occurs in some cases.
[0054]
In addition, the average error amount in this case is the same as that obtained using equation (1).MultiplyIt is known.
Therefore, the error due to this is also an amount given as a function of the adopted approximate expression, and can be handled by calculating in advance.
[0055]
As a result, the noise level correction unit 14 can correct the amount of error appearing in the noise level by performing correction using the inverse function of each function described above. Then, in general, a considerably complicated operation is required.
[0056]
Therefore, for example, using a ROM (Read Only Memory) in which a correction value by an inverse function is written in advance, the correction value is given by a table search process based on an input noise level before correction. What is necessary is just to use the comprised noise level correction | amendment part 14. FIG.
[0057]
The accurate noise level N output from the noise level correction unit 14 is supplied to the division unit 15.
On the other hand, the signal point distance B is also input to the division unit 15 from the demodulation unit 11 (FIG. 1), whereby the noise level N and the signal point distance B are divided.
[0058]
As described above, the distance between the thresholds set when the demodulation unit 11 performs demodulation processing is equal to the distance between the signal points as described in FIG. It is output and supplied to the division unit 11.
[0059]
Therefore, the division unit 11 calculates the ratio of the signal point distance B to the noise level N, that is, the signal point distance-to-noise ratio BNR, by the following equation (3).
BNR = B / N ............ (3)
Therefore, the division unit 14 can be configured with a simple division circuit.
[0060]
Here, in this embodiment, the reason why the signal-point distance-to-noise ratio BNR is calculated is as follows.
Since the value of the signal point distance B varies depending on the applied modulation method, if the multi-value number of the modulation method used is decreased and the point distance B is increased, the noise tolerance increases. .
[0061]
Therefore, even if the noise level is the same, the code error characteristics will be different if the modulation method used is different.
However, if the signal point distance-to-noise ratio BNR is used as in this embodiment, the same code error characteristic can be grasped regardless of the modulation scheme.
[0062]
Here, with respect to the demodulation result supplied to the image decoder (FIG. 2), as already described, a code error rate of 3 × 10 is used as a threshold for determining whether or not the image is degraded.^-Four The degree is a guide.
[0063]
Therefore, this 3 × 10^-Four It is extremely advantageous for judging deterioration in image quality that the signal-point distance-to-noise ratio BNR, which is a value corresponding to a certain code error rate, shows the same value regardless of the modulation method, and the judgment becomes easy. It should be easy to understand.
[0064]
The signal point distance-to-noise ratio BNR output from the division unit 15 is supplied to the logarithmic conversion unit 16.
Here, the signal-to-signal point distance-to-noise ratio BNR is given by a linear characteristic. As a unit of an amount representing such a ratio, decibel display is practical and easy to understand.
Therefore, a logarithmic conversion unit 16 is provided to obtain a logarithmically converted signal point distance-to-noise ratio BNR.
[0065]
At this time, if the logarithmic conversion processing is realized by hardware, the circuit scale becomes enormous.
Therefore, here, as the logarithmic operation unit 16, a logarithmic conversion table by ROM is prepared and a logarithmic conversion value is given by table search. The output of the logarithmic operation unit 16 is the final one. Thus, it becomes the output of the signal point distance versus noise calculation unit 10 (FIG. 1) and supplied to the display unit 18.
[0066]
The display unit 16 includes a pointer-type meter, an analog display means using a lamp, LED, liquid crystal or the like, a means for digitally displaying numerical values, or a means for displaying a signal waveform such as an oscilloscope, thereby logarithmically converted. The signal point distance-to-noise ratio BNR is expressed in a form that can be visually grasped and recognized. Here, in the case of using the signal waveform display means, it is necessary to once convert the signal point distance-to-noise ratio BNR value into a video signal.
[0067]
Therefore, according to this embodiment, the code error rate can be estimated from the displayed signal-to-signal point distance to noise ratio BNR, and the timing at which image degradation occurs in the decoder can be known with certainty. Program switching can be obtained easily and reliably, and as a result, deterioration in broadcast image quality can be sufficiently suppressed.
[0068]
Here, the display unit 16 is used in combination with, or independently of, the expression of the code error rate by the visual display described above, and the sound whose scale changes according to the value of the signal-to-signal distance-to-noise ratio BNR. An expression in an auditory form by the generating means may be used. At this time, when the signal-to-signal distance-to-noise ratio BNR reaches a value at which image quality deterioration is expected, an alarm is generated by a warning lamp, a buzzer sound, or the like. You may comprise as follows.
[0069]
In addition, it can be used together with the expression of the signal-to-signal distance-to-noise ratio BNR or independently so that it can be converted into a data format that can be processed by a computer or the like and expressed and output in the data format. Also good.
[0070]
Accordingly, the representation of the signal point distance-to-noise ratio BNR by the display unit 16 is not limited to the visual format, but may be an audio format or a data format suitable for data processing by a computer or the like. Any expression may be used as long as the expression is in a predetermined format.
[0071]
On the other hand, in combination with the above, or independently, a switching circuit controlled according to the value of the signal-to-signal point distance to noise ratio BNR is provided, and when there is a possibility that a code error may occur. Alternatively, the program switching described above may be automatically obtained.
[0072]
At this time, the control when returning from switching the program may be controlled according to the value of the signal-to-signal distance-to-noise ratio BNR, and when returning, it may be configured to be switched manually.
[0073]
Next, another embodiment of the present invention will be described.
First, FIG. 8 shows a second embodiment of the present invention. In this embodiment, a BER conversion unit 17 is provided instead of the logarithmic conversion unit 16 in the embodiment of FIG.
Here, the BER converter 17 functions to convert the input signal-to-point distance-to-noise ratio BNR into a code error rate and output it.
[0074]
As described above, the code error rate here has a strong correlation with the signal-point distance-to-noise ratio BNR, and can be predicted from the signal-point distance-to-noise ratio BNR. In addition, the code error rate can be easily output by a table search based on the signal-to-signal point distance to noise ratio BNR.
[0075]
Here, in the system shown in FIG. 2, a code error correction method in which a convolution correction code is used as an inner code may be applied separately from the code error correction processing by the image decoder 25.
[0076]
In this case, in the embodiment of FIG. 8 described above, if the conversion processing by the BER conversion unit 17 is configured so that conversion considering the error rate characteristics in the convolution correction code is given, the code error rate after the convolution correction is obtained. Can also be obtained.
[0077]
Therefore, according to the above embodiment, it becomes possible to detect the signal-to-point distance-to-noise ratio BNR or the estimated code error rate, so that the limit point at which image degradation occurs can be facilitated, and at an appropriate timing. Images can be switched.
[0078]
By the way, as embodiment of this invention, not only above-mentioned embodiment but another structure is also possible.
First, the average calculating unit 13 according to the embodiment of the present invention uses a moving average process in which an average value is obtained while sequentially moving a target symbol for which an average value is to be obtained, in addition to the above-described configuration using addition averaging. Alternatively, averaging may be performed using a FIR (Finite Impulse Response) filter or an IIR (Infinite Impulse Response) filter.
[0079]
Next, another embodiment of the division unit 15 will be described.
As described above, this division processing generally requires an enormous circuit scale if it is realized by hardware.
[0080]
Therefore, as described above, there is a method for normalizing the distance between the thresholds to be set in the demodulation by the demodulator 11, that is, the distance B between the signal points so that it becomes a power of 2. In this case, the arithmetic processing shown by the expression (3) can be realized only by the bit shift processing of data, so that the circuit scale required for the division unit 15 can be greatly suppressed.
[0081]
Furthermore, there is a configuration shown in FIG. 9 as another embodiment of the signal point distance-to-noise calculation unit 10 in the present invention.
In the embodiment of FIG. 9, the processing by the noise level correction unit 14, the division unit 15, and the logarithmic conversion unit 16 or BER conversion unit 17 are all given by the ROM conversion unit 19.
[0082]
As described above, since the noise level correction unit 14, the division unit 15, and the logarithmic conversion unit 16 or the BER conversion unit 17 can be replaced with a ROM table, they can be replaced by a single ROM conversion unit 19. It is clear that they can be aggregated.
[0083]
In this case, since the signal point distance-to-noise ratio BNR or coding rate logarithmically converted from the two types of data of the noise level N and the signal point distance B is output, a ROM using a matrix table format ROM is used. What is necessary is just to comprise the conversion part 19. FIG.
Therefore, according to the embodiment of FIG. 9, the circuit scale can be greatly reduced.
[0084]
Furthermore, in the case of this embodiment, the signal point distance B in the applied conversion method should be uniquely determined by the conversion method. In this case, the types of conversion methods to be applied are not so many. Are just a few.
[0085]
Therefore, if data representing the type of conversion method is used instead of the signal point distance B to be input to the ROM conversion unit 19, the number of bits of input data of the ROM conversion unit 19 can be reduced, and the circuit scale can be further reduced. A reduction can be obtained.
[0086]
Next, still another embodiment of the present invention will be described.
One type of modulation system of the system targeted by the present invention is orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), which is more effective when the present invention is applied to this system.
[0087]
First, the orthogonal frequency division multiplex modulation scheme will be described. This scheme is a type of multicarrier modulation scheme, and n (n is a numerical value ranging from several tens to several hundreds) carriers (carriers) whose phases are orthogonal to each other. These are transmission systems in which these carrier waves are digitally modulated, and have a characteristic that they are suitable for mobile transmission.
[0088]
In the QAM digital modulation system such as 16QAM already described, the number of carriers is one, and in this case, it is actually not very suitable for mobile transmission such as the FPU system described in FIG. Instead, it is generally applied to transmission over a fixed line.
[0089]
In the case of a fixed line, the propagation status in the transmission line is not likely to fluctuate and is stable, so once a transmission line with no image quality degradation is selected, there is a possibility that image quality degradation will occur first. It can be said that there is no.
[0090]
Therefore, in such a system, as described above, the orthogonal frequency division multiplex modulation method suitable for mobile transmission is often adopted. It is not an escape, and there is more or less the possibility of image quality degradation.
[0091]
Therefore, it is extremely effective to apply the present invention to a system using this orthogonal frequency division multiplexing modulation system and accurately detect the occurrence timing of image quality degradation. Hereinafter, an embodiment of the present invention in this case will be described. Will be described.
[0092]
Here, even when the present invention is applied to a system using this orthogonal frequency division multiplexing modulation system, the configuration of the average calculation unit 13 in the above embodiment is different from the calculation processing, and the others may be the same.
Therefore, the average calculation unit 13 will be mainly described below.
[0093]
The reason why the average calculation unit 13 is different is that there are a plurality of carriers in the case of the orthogonal frequency division multiplexing modulation system.
Here, first, as an embodiment of the present invention, first, a case where all of a plurality of effective carriers are subjected to an averaging operation, and a second case where the remaining carriers obtained by decimating some of them are targeted. There is a case to do.
[0094]
In the first embodiment, an average addition process is performed in which the noise levels of all effective carriers included in one symbol are added and the addition result is divided by the number of all effective carriers.
In this case, the average addition process can be obtained accurately, but it is unavoidable that the circuit scale as hardware increases.
[0095]
On the other hand, in the second embodiment, a plurality of carrier waves are thinned out for each predetermined number and then averaging processing is performed. As the processing at this time, the noise level of the thinned carrier waves is added. In addition, there are an average addition process that divides by the same number and an averaging process that applies an FIR filter or an IIR filter to the noise level of the carrier wave that remains after being thinned.
[0096]
Therefore, in the case of the second embodiment, the circuit scale as hardware can be reduced by the number of thinned out pieces.
Here, in the case of the second embodiment, the number of carriers to be thinned out is set to an appropriate prime number that is not included in the divisor of the number of effective carriers in the orthogonal frequency division multiplexing modulation system. The reason will be described below.
[0097]
In the orthogonal frequency division multiplexing modulation system, when multipath occurs, a frequency selective fading phenomenon is caused in which only a specific carrier wave is attenuated. If only a certain carrier wave is always used for the average addition process, the noise level is measured relatively high.
[0098]
On the other hand, if the average addition processing is performed only by the carrier that has not been attenuated, the noise level will be measured low this time. An error occurs from the average noise level due to the effective carrier.
[0099]
This situation occurs when the number of thinned carriers is a divisor of the number of effective carriers in the orthogonal frequency division multiplexing modulation system.
Therefore, in order to prevent this situation from occurring, the number of carriers to be thinned out may be set to an appropriate prime number not included in the divisor of the number of effective carriers in the orthogonal frequency division multiplexing modulation system.
[0100]
In this case, by setting the number of thinned out carriers used for noise level measurement, the carrier used for noise level measurement shifts for each symbol, and thus the above situation can be suppressed. is there.
[0101]
Therefore, according to this embodiment, there is no possibility that the carrier for noise level measurement becomes the same carrier for each symbol, and almost all effective carriers can be targeted for noise level measurement. A noise level measurement can always be obtained accurately.
[0102]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the signal-point distance-to-noise ratio in the digital modulation system is calculated, the code error rate can be estimated easily and accurately.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a digital modulation signal receiving apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an example of an FPU system to which one embodiment of the present invention is applied.
FIG. 3 is an explanatory diagram of a constellation in a digital modulation system.
FIG. 4 is an explanatory diagram of a demodulation threshold value in a 16QAM modulation system.
FIG. 5 is an explanatory diagram of received signal points in the 16QAM modulation method.
FIG. 6 is a block configuration diagram showing an example of a signal point distance versus noise calculation unit in the embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an explanatory diagram of an error due to noise in the digital modulation method.
FIG. 8 is a block configuration diagram showing another example of a signal point distance versus noise calculation unit in the embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block configuration diagram showing still another example of a signal point distance versus noise calculation unit in the embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
10 Signal point distance vs. noise calculator
11 Demodulator
12 Noise level calculator
13 Average calculator
14 Noise level correction unit
15 Division
16 Logarithmic conversion part
17 BNR modulator
18 Display section
19 ROM modulator

Claims

In a receiving apparatus of a digital modulation signal transmission system,
A noise level calculation means for calculating a distance between a signal point given from the received signal and a center position set for demodulation as a noise level;
Averaging means for averaging the noise level over a plurality of symbols;
Noise level correction means for correcting an error amount appearing in the noise level output from the average calculation means;
Dividing the noise level output from the noise level correcting means by the signal point distance determined by the modulation method, and calculating the signal point distance to noise ratio;
Logarithmic conversion means for converting the signal-to-signal point distance-to-noise ratio into decibels;
Digital modulation signal receiving apparatus in which the output of the logarithmic conversion means is characterized by being configured to so that is represented in a predetermined format.

In the invention of claim 1,
The digital modulation signal receiving apparatus, wherein the noise level calculation means, the average calculation means, the division means, and the logarithmic conversion means are ROM conversion means .

In a receiving apparatus of a digital modulation signal transmission system ,
A noise level calculation means for calculating a distance between a signal point given from the received signal and a center position set for demodulation as a noise level;
Averaging means for averaging the noise level over a plurality of symbols;
Noise level correction means for correcting an error amount appearing in the noise level output from the average calculation means;
Dividing the noise level output from the noise level correcting means by the signal point distance determined by the modulation method, and calculating the signal point distance to noise ratio;
A code error rate conversion means for calculating a code error rate estimated from the signal-point distance-to-noise ratio;
A digital modulation signal receiving apparatus characterized in that the output of the code error rate conversion means is expressed in a predetermined format .

In the invention of claim 3 ,
The digital modulation signal receiving apparatus, wherein the noise level calculating means, the average calculating means, the dividing means, and the code error rate converting means are composed of ROM converting means .

In the invention according to any one of claims 1 to 4 ,
A digital modulation signal receiving apparatus, wherein a modulation method of the digital modulation signal is an orthogonal frequency division multiplexing modulation method .