JP3699787B2

JP3699787B2 - Video intermediate frequency detection circuit and television receiver IC

Info

Publication number: JP3699787B2
Application number: JP24098196A
Authority: JP
Inventors: 正之尾崎
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1996-08-26
Filing date: 1996-08-26
Publication date: 2005-09-28
Anticipated expiration: 2016-08-26
Also published as: JPH1070689A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線信号を受信する受信機のいわゆる中間周波検波回路の改善に係り、特に、テレビジョン受信機用の中間周波検波のためのＩＣ化された回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＣ化技術の進歩と共に、従来、いわゆるディスクリートに製造されていた種々のアナログ回路がＩＣ化されるようになり、例えば、テレビジョン受信機においても近年は、このようなＩＣ化された回路が種々用いられて構成されることが多い。
図５には、従来のテレビジョン受信機の構成例が示されており、以下、同図を参照しつつその構成、動作について概括的に説明することとする。
図５は、テレビジョン受信機の特に、中間周波検波段までの公知・周知の回路構成例を示すものである。
かかる構成において、アンテナにより受信された電波の内、所望するテレビジョンチャンネルの信号がチューナ１により選択されると共に中間周波数信号に変換されて、フィルタ２により不要な信号が除去された後、映像中間周波増幅器３において増幅されるようになっている。
そして、映像中間周波増幅器３により増幅された映像中間周波数信号は、いわゆるＰＬＬ同期検波が施されて、映像信号とＦＭ変調された音声信号とを含む複合映像信号となる。
【０００３】
すなわち、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５と、この電圧制御発振器５の出力信号の位相を所定量調整するシフタ６と、このシフタ６からの入力信号と映像中間周波増幅器３からの信号とを位相比較する位相比較器（Ｐ．Ｄ．）７と、いわゆるループフィルタとしてのローパスフィルタ８とからいわゆるＰＬＬ回路が構成されており、検波器４は、電圧制御発振器５による制御を受けて中間周波信号に対して同期検波を施すようになっている。
検波器４から出力された複合映像信号は、音声フィルタ５５と音声トラップ５６とにそれぞれ入力され、音声フィルタ５５により映像信号が除去されＦＭ変調された音声信号のみが通過せしめられた後、リミッタ１１により振幅制限を受け、ＦＭ検波回路５７によりいわゆるＦＭ検波されて音声信号が得られるようになっている。
また、音声トラップ５６においては、ＦＭ変調された音声信号がトラップされ、映像信号のみが出力されるようになっている。
このような構成において、図５において二点鎖線で囲まれた部分は、いわゆるＩＣ化された専用ＩＣとなっている。
このため、音声フィルタ５５と、音声トラップ５６は、いわゆる外付けとなっており、従来、これら音声フィルタ５５と音声トラップ５６は、いわゆる受動素子から構成されたものとなっていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このように音声フィルタ５５と、音声トラップ５６とを外付けにすることは、これら音声フィルタ５５及び音声トラップ５６を配設するためのスペースの確保が必要となるばかりか、ＩＣを用いたことによる折角のテレビジョン受信機の小型化を阻むこととなり、しかも、高価格化を招くと言う不都合を生ずる。
このような不都合を回避する手段として、例えば、これら音声フィルタ５５及び音声トラップ５６を、ＩＣ内蔵化することが考えられるが、従来の回路構成で音声フィルタ５５及び音声トラップ５６をＩＣ内に製造した場合、ＩＣ製造のばらつきに起因するこれら音声フィルタ５５及び音声トラップ５６の周波数ずれの発生を回避することができず、検波特性が劣化するため、映像においては、画質劣化や色ずれ等の新たな問題が、音声においては、バスやバスビートの音声妨害等の新たな問題が、それぞれ生ずる。
【０００５】
このような音声フィルタ５５及び音声トラップ５６のＩＣ内蔵化による周波数ずれを補償するために、仮に、発振周波数が安定した基準発振子のようなものを用いて中間周波検波段全体の周波数安定度を増すことで、音声フィルタ５５及び音声トラップ５６の周波数ずれを小さくするようにしても、これを完全に解消することはできず、例えば最大で２％程度の周波数ずれは生ずるのが現状である。
【０００６】
本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、周波数ずれがない映像中間周波検波回路及びそのような回路を有してなるテレビジョン受信機用ＩＣを提供するものである。
本発明の他の目的は、音声フィルタ及び音声トラップを内蔵化し、しかも、これらの周波数ずれが生ずることのない中間周波検波回路及びテレビジョン受信機用ＩＣを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明に係る映像中間周波検波回路は、
映像信号と変調された音声信号とが複合されてなる複合映像信号を、映像信号と変調された音声信号とに分離し、前記変調された音声信号に対して復調を施して音声信号を得、当該音声出力と前記映像信号とをそれぞれ出力するよう構成されてなる映像中間周波検波回路において、
前記複合映像信号が入力され、前記変調された音声信号のみが通過可能であって、外部から入力される制御信号によりその周波数特性が制御可能に構成されてなる音声フィルタと、
前記複合映像信号が入力され、前記映像信号のみが通過可能であって、外部から入力される制御信号によりその周波数特性が制御可能に構成されてなる音声トラップと、
前記復調後の音声信号を基に、前記音声フィルタ及び前記音声トラップへ対する制御信号を出力する制御器と、を具備してなるものである。
【０００８】
かかる構成において、音声フィルタ及び音声トラップは、外部からの制御信号によりその周波数特性が制御できるものであればよく、種々の回路構成のものが実現可能である。
例えば、請求項２記載の発明のように、音声フィルタ及び音声トラップは、それぞれ、外部から入力される制御信号によりコンダクタンスが可変可能に構成されてなるコンダクタンス・アンプを用いてなるバイクァッド・フィルタからなるものが好適である。
バイクァッド・フィルタは、コンダクタンス・アンプのコンダクタンスが変化することで、その周波数特性が変えられるものである。したがって、制御器からの信号によりコンダクタンス・アンプのコンダクタンスを制御することで、音声フィルタ及び音声トラップを、所望の周波数特性で常に最適な動作状態とすることができることとなるものである。
【０００９】
また、請求項３記載の発明に係るテレビジョン受信機用ＩＣは、
映像信号と変調された音声信号とが複合されてなる複合映像信号を、映像信号と変調された音声信号とに分離し、前記変調された音声信号に対して復調を施して音声信号を得、当該音声出力と前記映像信号とをそれぞれ出力するよう構成されてなるテレビジョン受信機用ＩＣであって、
前記複合映像信号が入力され、前記変調された音声信号のみが通過可能であって、外部から入力される制御信号によりその周波数特性が制御可能に構成されてなる音声フィルタと、
前記複合映像信号が入力され、前記映像信号のみが通過可能であって、外部から入力される制御信号によりその周波数特性が制御可能に構成されてなる音声トラップと、
前記復調後の音声信号を基に、前記音声フィルタ及び前記音声トラップへ対する制御信号を出力する制御器と、を具備してなるものである。
【００１０】
かかる構成においては、音声フィルタ及び音声トラップを、従来と異なり、外部からの制御信号によりその周波数特性が制御できるようにしたことで、ＩＣ内蔵化が可能となり、従来の回路構成の音声フィルタ及び音声トラップをＩＣ内蔵化した際に生ずる周波数ずれの問題が回避できるようになり、最適な動作を得ることのできるテレビジョン受信機用ＩＣが提供されることとなるものである。
【００１１】
特に、音声フィルタ及び音声トラップは、請求項４記載の発明のように、外部から入力される制御信号によりコンダクタンスが可変可能に構成されてなるコンダクタンス・アンプを用いてなるバイクァッド・フィルタからなるものが好適である。
バイクァッド・フィルタは、コンダクタンス・アンプのコンダクタンスが変化することで、その周波数特性が変えられるものである。したがって、制御器からの信号によりコンダクタンス・アンプのコンダクタンスを制御することで、音声フィルタ及び音声トラップを、所望の周波数特性で常に最適な動作状態とすることができることとなるものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図１乃至図４を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
まず、図１を参照しつつ本発明の実施の形態におけるテレビジョン受信機について説明する。なお、図５に示された従来のテレビジョン受信機の構成要素と同一のものについては、同一の符号を付することとする。
図１に示されたテレビジョン受信機は、特に、映像中間周波検波までの構成を示すもので、映像中間周波増幅器３等を含む映像中間周波検波用ＩＣ２０と、この映像中間周波検波用ＩＣ２０の外部に設けられるチューナ１及びフィルタ２とに大別されてなるものである。
【００１３】
チューナ１は、アンテナにより受信された電波の中から、所望するテレビジョンチャンネルに対応するテレビジョン電波を選択し、映像中間周波数信号に変換するためのもので、このチューナ１の出力信号は、フィルタ２により不要な信号が除去されて映像中間周波検波用ＩＣ２０に供給されるようになっている。
映像中間周波検波用ＩＣ２０は、映像中間周波増幅器（図１においては「中間周波増幅」と表記）３と、同期検波部２１と、ＦＭ検波部２２と、音声トラップ１０と、フィルタ・トラップ制御器（図１においては「ＣＯＮＴ」と表記）１５とに大別されてなるもので、フィルタ２からの信号は、映像中間周波増幅器３に入力されるようになっている。
【００１４】
映像中間周波増幅器３は、入力された映像中間周波数信号を後段の処理に十分なレベルに増幅する公知・周知の回路構成を有してなるものである。
同期検波部２１は、検波器（図１においては「検波」と表記）４と、この検波器４が同期検波を行うために必要な信号を与えるためのＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路２３とに大別されてなる公知・周知の構成を有するものとなっている。
検波器４は、ＰＬＬ回路２３の電圧制御発振器（図１においては「ＶＣＯ」と表記）５からの信号によって制御され、映像中間周波増幅器３の出力信号に対して同期検波を施すようになっているものである。
ＰＬＬ回路２３は、外部からの信号に応じてその発振周波数が変化する電圧制御発振器５と、この電圧制御発振器５の位相を所定量調整するシフタ６と、映像中間周波増幅器３の出力信号とシフタ６を介して入力された電圧制御発振器５の出力信号との位相比較を行う位相比較器（図１においては「Ｐ．Ｄ．」と表記）７と、いわゆるループフィルタとしてのローパスフィルタ（図１においては「ＬＰＦ」と表記）８とを有してなる公知・周知の回路構成となっている。
【００１５】
検波器４による同期検波によって、検波器４からは、映像信号とＦＭ変調された音声信号とが複合された状態の複合映像信号が出力され、ＦＭ検波部２２の音声フィルタ９と音声トラップ１０とにそれぞれ入力されるようになっている。
ＦＭ検波部２２は、音声フィルタ９と、リミッタ１１と、ＦＭ検波回路２４とに大別されるものとなっている。
音声フィルタ９は、ＦＭ変調された音声信号のみを通過させ、映像信号の通過を阻止する機能を有する点では従来と同一であるが、後述するフィルタ・トラップ制御器１５からの制御信号により、その周波数特性がずれることのないように制御され得るものとなっている点で従来と異なるものとなっている。
【００１６】
リミッタ１１は、音声トラップ１０から得られたＦＭ変調された音声信号の振幅を一定にし、いわゆるＡＭ成分を除去するための公知・周知の回路構成を有するものである。
ＦＭ検波回路２４は、音声検波用位相比較器１２と、音声検波用ローパスフィルタ１３と、音声可変位相フィルタ１４とを有して構成されるものである。
音声可変位相フィルタ１４は、音声検波用ローパスフィルタ１３を介して入力される音声検波用位相比較器１２の出力信号に応じてリミッタ１１の出力信号の位相と常に９０度の位相差を有する信号を出力するようになっているものである。
音声検波用位相比較器１２には、リミッタ１１からの信号と、上述したような音声可変位相フィルタ１４からの信号とが入力されることによって、常に最適な状態で位相比較がなされて音声信号が復調されるようになっている。
そして、音声検波用位相比較器１２により得られた音声信号は、音声検波用ローパスフィルタ１３により不要な信号が除去されて出力されるようになっている。
さらに、音声検波用ローパスフィルタ１３の出力信号は、後述するフィルタ・トラップ制御器１５に入力されるようになっている。
【００１７】
音声トラップ１０は、検波器４から入力された複合映像信号を入力し、ＦＭ変調された音声信号を除去し、映像信号のみを通過せしめる機能を有する点では従来と同一であるが、後述するフィルタ・トラップ制御器１５からの制御信号により、その周波数特性がずれることのないように制御され得るものとなっている点で従来と異なるものとなっている。
フィルタ・トラップ制御器１５は、音声検波用ローパスフィルタ１３からの入力信号を、音声フィルタ９及び音声トラップ１０の周波数特性を制御するために適した信号に変換、出力するものである。なお、このフィルタ・トラップ制御器１５は、請求項１及び３における制御器を実現するものである。
【００１８】
音声フィルタ９及び音声トラップ１０は、フィルタ・トラップ制御器１５の出力信号、換言すればＦＭ検波された後の音声信号に対応した信号によって、その周波数特性が制御されるようになっているため、常に最適な動作点で動作することとなり、従来と異なり、その周波数特性がずれて、本来通過させてはならい信号成分が通過するようなことがなくなり、音声フィルタ９からは、映像信号成分を含むことのないＦＭ変調された音声信号が、音声トラップ１０からは、ＦＭ変調された音声信号成分を含むことのない映像信号が、それぞれ出力されることとなる。
【００１９】
ここで、上記構成における全体の動作を概括的に説明すれば、チューナ１及びフィルタ２によって選択され、中間周波数に変換された映像中間周波信号は、映像中間周波増幅器３に入力され、ここで増幅された後、同期検波部２１によって同期検波されて、複合映像信号となって、音声フィルタ９及び音声トラップ１０に、それぞれ入力される。
音声フィルタ９においては、映像信号が除去され、ＦＭ変調された音声信号のみが通過せしめられてリミッタ１１により振幅制限が施された後、ＦＭ検波回路２４によりＦＭ検波されて音声信号として出力されることとなる。
ここで、ＦＭ検波回路２４の音声信号は、フィルタ・トラップ制御器１５を介して音声フィルタ９の制御信号として入力され、音声フィルタ９は常に最適な動作点で動作するように制御されるようになっている。このため、音声フィルタ９の出力信号には、不要な映像信号成分が含まれるようなことがなく、ＦＭ検波回路２４の入力信号として適した信号のみが出力されるようになっている。
一方、音声トラップ１０においては、ＦＭ変調された音声信号が除去され、映像信号のみが出力されるようになっている。この音声トラップ１０は、音声フィルタ９同様、フィルタ・トラップ制御器１５からの信号によって、動作制御を受けるようになっているため、動作周波数のずれが生ずることがなく、常に最適な動作点で動作するようになっている。このため、この音声トラップ１０の出力信号には、不要なＦＭ変調された音声信号成分が含まれるようなことがなく、最適な映像信号が得られることとなる。
【００２０】
次に、図２乃至図４を参照しつつ、第２の発明の実施の形態について説明する。
この第２の発明の実施の形態は、特に、先の音声フィルタ９及び音声トラップ１０のより具体的な一構成例を示すものである。
最初に、図２を参照しつつ音声フィルタの一構成例について説明する。
この音声フィルタ９ａは、一般に、バイクァッド・フィルタと称される構成を有してなるもので、音声フィルタ用第１のコンダクタンス・アンプ３０と、音声フィルタ用第１のバッファ・アンプ３１と、音声フィルタ用第２のコンダクタンス・アンプ３２と、音声フィルタ用第２のバッファ・アンプ３３とを主たる構成要素として、これらが縦続接続されてなるものである。
【００２１】
音声フィルタ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３０，３２は、電圧入力電流出力型アンプとして公知・周知の構成を有するもので、その増幅度が先のフィルタ・トラップ制御器１５の出力信号に応じて制御されるようになっているものである。
音声フィルタ用第１及び第２のバッファ・アンプ３１，３３は、共に増幅度１を有する公知・周知の構成を有するバッファ・アンプである。
【００２２】
音声フィルタ用第１のコンダクタンス・アンプ３０の非反転入力端子には、基準電圧Ｖrefが印加されるようになっている一方、音声フィルタ用第１のコンダクタンス・アンプ３０の出力端子は、音声フィルタ用第１のバッファ・アンプ３１の入力端子に接続されている。また、音声フィルタ用第１のバッファ・アンプ３１には、さらに、音声フィルタ用第１のコンデンサ３４を介して先の検波器４の出力信号が印加されるようになっている。
そして、音声フィルタ用第１のバッファ・アンプ３１の出力端子は、音声フィルタ用第２のコンダクタンス・アンプ３２の非反転入力端子に接続され、音声フィルタ用第２のコンダクタンス・アンプ３２の出力端子は、音声フィルタ用第２のバッファ・アンプ３３の入力端子に接続されている。さらに、音声フィルタ用第２のバッファ・アンプ３３の入力端子には、音声フィルタ用第２のコンデンサ３５を介して基準電圧Ｖrefが印加されるようになっている。
音声フィルタ用第２のバッファ・アンプ３３の出力端子は、この音声フィルタ９ａの出力端子として信号が得られるようになっていると共に、先の音声フィルタ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３０，３２のそれぞれの反転入力端子にフィードバックされるようになっている。
なお、図２においては、音声フィルタ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３０，３２の増幅度を制御するために、先のフィルタ・トラップ制御器１５から入力される信号が制御信号として入力されるように表されている。
【００２３】
かかる構成において、この音声フィルタ９ａは、帯域フィルタとして動作するものとなっており、いわゆる中心周波数ｆoは、音声フィルタ用第１のコンダクタンス・アンプ３０のコンダクタンスをＧm1、音声フィルタ用第２のコンダクタンス・アンプ３２のコンダクタンスをＧm2、音声フィルタ用第１のコンデンサ３４の容量をＣ1、音声フィルタ用第２のコンデンサ３５の容量をＣ2とすれば、ｆo＝１／［２π｛Ｃ1Ｃ2（１／Ｇm1）（１／Ｇm2）｝^1/2］と表されるものである。
コンダクタンスＧm1，Ｇm2は、それぞれ音声フィルタ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３０，３２の増幅度の変化に伴い変わるものであり、この増幅度は、フィルタ・トラップ制御器１５からの出力信号に応じて制御されるようになっている。したがって、フィルタ・トラップ制御器１５の出力信号により、音声フィルタ９ａのカットオフ周波数が制御できることとなり、このため、先に述べたように最適な動作点での動作が確保され、従来と異なり、いわゆる周波数ずれが生ずるようなことがないようになっている。
【００２４】
次に、図３を参照しつつ音声トラップ１０ａの一構成例について説明する。
この音声トラップ１０ａは、一般に、バイクァッド・フィルタと称される構成を有してなるもので、音声トラップ用第１のコンダクタンス・アンプ３６と、音声トラップ用第１のバッファ・アンプ３７と、音声トラップ用第２のコンダクタンス・アンプ３８と、音声トラップ用第２のバッファ・アンプ３９とを主たる構成要素として、これらが縦続接続されてなるものである。
【００２５】
音声トラップ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３６，３８は、先の音声フィルタ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３０，３２と基本的に同一の機能、構成を有するものである。
また、音声トラップ用第１及び第２のバッファ・アンプ３７，３９も、先の音声フィルタ用第１及び第２のバッファ・アンプ３１，３３と基本的に同一の機能、構成を有するものである。
【００２６】
音声トラップ用第１のコンダクタンス・アンプ３６の非反転入力端子は、先の検波器４の出力信号が入力されるようになっていると共に、音声トラップ用第２のコンデンサ４１を介して音声トラップ用第２のコンダクタンス・アンプ３８の出力端子と接続されている。
この音声トラップ用第１のコンダクタンス・アンプ３６の出力端子は、音声トラップ用第１のバッファ・アンプ３７の入力端子に接続され、音声トラップ用第１のバッファ・アンプ３７の入力端子には、音声トラップ用第１のコンデンサ４０を介して基準電圧Ｖrefが印加されるようになっている。
【００２７】
そして、音声トラップ用第１のバッファ・アンプ３７の出力端子は、音声トラップ用第２のコンダクタンス・アンプ３８の非反転入力端子に接続されており、音声トラップ用第２のコンダクタンス・アンプ３８の出力端子は、音声トラップ用第２のバッファ・アンプ３９の入力端子に接続されている。
この音声トラップ用第２のバッファ・アンプ３９の出力端子からは、この音声トラップ１０ａの最終的な出力信号が得られるようになっているが、一方で、音声トラップ用第２のバッファ・アンプ３９の出力端子は、音声トラップ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３６，３８の反転入力端子へ接続されており、出力信号の一部がフィードバックされるようになっている。
なお、図３においては、音声トラップ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３６，３８の増幅度を制御するために、先のフィルタ・トラップ制御器１５から入力される信号が制御信号として入力されるように表されている。
【００２８】
かかる構成において、この音声トラップ１０ａは、特定の周波数をいわゆるトラップ（通過阻止）するように動作するものとなっており、いわゆるトラップ周波数ｆTは、音声トラップ用第１のコンダクタンス・アンプ３６のコンダクタンスをＧm1、音声トラップ用第２のコンダクタンス・アンプ３８のコンダクタンスをＧm2、音声トラップ用第１のコンデンサ４０の容量をＣ1、音声トラップ用第２のコンデンサ４１の容量をＣ2とすれば、ｆT＝１／［２π｛Ｃ1Ｃ2（１／Ｇm1）（１／Ｇm2）｝^1/2］と表されるものである。
コンダクタンスＧm1，Ｇm2は、それぞれ音声トラップ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３６，３８の増幅度の変化に伴い変わるものであり、この増幅度は、フィルタ・トラップ制御器１５からの出力信号に応じて制御されるようになっている。したがって、フィルタ・トラップ制御器１５の出力信号により、音声トラップ１０ａのトラップ周波数が制御できることとなり、このため、先に述べたように最適な動作点での動作が確保され、従来と異なり、いわゆる周波数ずれが生ずるようなことがないようになっている。
【００２９】
次に、図４を参照しつつ、先の音声フィルタ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３０，３２並びに音声トラップ用第１及び第２のコンダクタンス・アンプ３６，３８として好適な一回路構成例について説明する。
このコンダクタンス・アンプは、差動増幅回路にカレント・ミラー負荷を接続してなる公知・周知の構成のものである。
すなわち、第１及び第２のｎｐｎ型トランジスタ４５，４６は、エミッタ同士が接続され、電流源４７を介して接地される一方、第１のｎｐｎ型トランジスタ４５のベースは、非反転入力端子として、第２のｎｐｎ型トランジスタ４６のベースは、反転入力端子として、それぞれ機能するようになっており、さらに、第１及び第２のｎｐｎ型トランジスタ４５，４６のコレクタには、次述するようにカレント・ミラー負荷が接続されて、差動増幅回路が構成されるようになっている。
ここで、電流源４７は、外部からの制御信号、すなわち、先のフィルタ・トラップ制御器１５の出力信号によりその出力電流値が変えられるようになっており、これにより、先に述べたようにコンダクタンス・アンプのコンダクタンスが可変されることとなる。
【００３０】
カレント・ミラー回路は、第１及び第２のｐｎｐ型トランジスタ４８，４９を主要な構成要素としてなるもので、この第１及び第２のｐｎｐ型トランジスタ４８，４９のベース同士が接続されると共に、第１のｐｎｐ型トランジスタ４８のコレクタとベースとが共に接続されて、先の第１のｎｐｎ型トランジスタ４５のコレクタに接続されている。
また、第１及び第２のｐｎｐ型トランジスタ４８，４９のエミッタには、それぞれコレクタ抵抗５０，５１を介して電源電圧Ｖccが印加されるようになっている。
そして、第２のｐｎｐ型トランジスタ４９のコレクタは、先の第２のｎｐｎ型トランジスタ４６のコレクタに接続され、出力信号を得る出力端子となっている。
【００３１】
かかる構成において、第１及び第２のｎｐｎ型トランジスタ４５，４６のベースに、それぞれ入力信号が印加されると、その入力信号の差が差動増幅され、第２のｐｎｐ型トランジスタ４９のコレクタには、入力信号の差と、電流源４７の出力電流に略比例する電流出力が得られるようになっている。
また、電流源４７の出力電流を制御信号により変えることで、このコンダクタンス・アンプのコンダクタンスが変化することとなり、入力電圧に対する電流出力の大きさが変化するものようになっている。
【００３２】
なお、上述の発明の実施の形態におけるテレビジョン受信機は、いわゆるインターキャリア方式のものであったが、勿論この方式に限られる必要はなく、いわゆるセパレートキャリア方式であっても同様に適用できることは勿論である。
また、図２で示された音声フィルタ９ａや図３で示された音声トラップ１０ａは、あくまでも一例であり、必ずしもこのような回路構成に限定される必要はなく、フィルタ・トラップ制御器１５の出力信号により、周波数特性が制御できるような構成であれば、他の回路構成であっても勿論よいものである。
【００３３】
【発明の効果】
以上、述べたように、本発明によれば、ＦＭ検波後の音声信号を基にした制御信号により音声フィルタ及び音声トラップの周波数補正を行うように構成することにより、音声フィルタ及び音声トラップを周波数ずれのない最適な動作状態とすることができるので、音声信号及び映像信号の信号品質の良好な映像中間周波検波回路を提供することができる。
また、音声フィルタ及び音声トラップの周波数ずれがないので、特に、ＩＣ内蔵化に適し、従来と異なり、これらの周波数ずれの問題を憂慮する必要のないテレビジョン受信機用ＩＣを提供することができ、テレビジョン受信機をより小型化することが容易となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における映像中間周波信号検波回路の一例を示す構成図である。
【図２】音声フィルタの一構成例を示す構成図である。
【図３】音声トラップの一構成例を示す構成図である。
【図４】コンダクタンス・アンプの具体的構成例を示す回路図である。
【図５】従来のテレビジョン受信機の構成例を示す構成図である。
【符号の説明】
３…映像中間周波増幅器
４…検波器
５…電圧制御発振器
７…位相比較器
９…音声フィルタ
１０…音声トラップ
１２…音声検波用位相比較器
１３…音声検波用ローパスフィルタ
１４…音声検波用位相フィルタ
１５…フィルタ・トラップ制御器
３０…音声フィルタ用第１のコンダクタンス・アンプ
３２…音声フィルタ用第２のコンダクタンス・アンプ
３６…音声トラップ用第１のコンダクタンス・アンプ
３８…音声トラップ用第２のコンダクタンス・アンプ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an improvement of a so-called intermediate frequency detection circuit of a receiver that receives a radio signal, and more particularly to an improvement of an IC circuit for intermediate frequency detection for a television receiver.
[0002]
[Prior art]
With the advancement of IC technology, various analog circuits that have been manufactured so-called discrete devices have been made into ICs. For example, in recent years, various types of IC circuits have been used in television receivers. Often used and configured.
FIG. 5 shows a configuration example of a conventional television receiver, and the configuration and operation thereof will be generally described below with reference to FIG.
FIG. 5 shows a known and well-known circuit configuration example up to the intermediate frequency detection stage of the television receiver.
In such a configuration, a desired television channel signal among the radio waves received by the antenna is selected by the tuner 1 and converted to an intermediate frequency signal, and unnecessary signals are removed by the filter 2, and then the video intermediate It is amplified in the frequency amplifier 3.
The video intermediate frequency signal amplified by the video intermediate frequency amplifier 3 is subjected to so-called PLL synchronous detection, and becomes a composite video signal including a video signal and an FM-modulated audio signal.
[0003]
That is, a voltage controlled oscillator (VCO) 5, a shifter 6 that adjusts the phase of the output signal of the voltage controlled oscillator 5 by a predetermined amount, and a phase comparison between the input signal from the shifter 6 and the signal from the video intermediate frequency amplifier 3 A phase comparator (PD) 7 and a low-pass filter 8 as a so-called loop filter constitute a so-called PLL circuit. The detector 4 receives the control by the voltage-controlled oscillator 5 and converts it into an intermediate frequency signal. On the other hand, synchronous detection is performed.
The composite video signal output from the detector 4 is input to the audio filter 55 and the audio trap 56, respectively. After the video signal is removed by the audio filter 55 and only the FM-modulated audio signal is allowed to pass, the limiter 11 is passed. Is subjected to amplitude limitation, and the FM detection circuit 57 performs so-called FM detection to obtain a voice signal.
In the audio trap 56, the FM-modulated audio signal is trapped and only the video signal is output.
In such a configuration, a portion surrounded by a two-dot chain line in FIG. 5 is a so-called IC dedicated IC.
For this reason, the sound filter 55 and the sound trap 56 are so-called externally attached. Conventionally, the sound filter 55 and the sound trap 56 are configured by so-called passive elements.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, externally attaching the sound filter 55 and the sound trap 56 in this manner requires not only a space for arranging the sound filter 55 and the sound trap 56 but also using an IC. As a result, downsizing of the corner television receiver is hindered, and in addition, an inconvenience of increasing the price is caused.
As a means for avoiding such inconvenience, for example, it is conceivable that the sound filter 55 and the sound trap 56 are built in an IC. However, the sound filter 55 and the sound trap 56 are manufactured in the IC with a conventional circuit configuration. In this case, the occurrence of frequency shift of the audio filter 55 and the audio trap 56 due to IC manufacturing variation cannot be avoided and the detection characteristics deteriorate. In the case of voice, new problems such as voice interference of buses and bus beats arise.
[0005]
In order to compensate for the frequency shift due to the built-in IC of the sound filter 55 and the sound trap 56, the frequency stability of the entire intermediate frequency detection stage is temporarily increased by using a reference oscillator having a stable oscillation frequency. Even if the frequency deviation of the voice filter 55 and the voice trap 56 is reduced by increasing the frequency difference, this cannot be completely eliminated. For example, a maximum frequency deviation of about 2% occurs.
[0006]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and provides a video intermediate frequency detection circuit having no frequency shift and a television receiver IC having such a circuit.
Another object of the present invention is to provide an intermediate frequency detection circuit and a television receiver IC in which a sound filter and a sound trap are built-in and these frequency shifts do not occur.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The video intermediate frequency detection circuit according to the invention of claim 1
A composite video signal obtained by combining a video signal and a modulated audio signal is separated into a video signal and a modulated audio signal, and the modulated audio signal is demodulated to obtain an audio signal, In the video intermediate frequency detection circuit configured to output the audio output and the video signal respectively,
The composite video signal is input, and only the modulated audio signal can pass therethrough, and the audio filter is configured such that the frequency characteristic can be controlled by a control signal input from the outside,
The composite video signal is input, only the video signal can pass through, and an audio trap configured to be able to control its frequency characteristics by a control signal input from the outside,
A controller that outputs a control signal for the voice filter and the voice trap based on the demodulated voice signal.
[0008]
In such a configuration, the audio filter and the audio trap may be any circuit as long as their frequency characteristics can be controlled by an external control signal, and various circuit configurations can be realized.
For example, as in the second aspect of the invention, each of the voice filter and the voice trap includes a biquad filter using a conductance amplifier configured such that conductance can be varied by a control signal input from the outside. Those are preferred.
The frequency characteristics of the biquad filter can be changed by changing the conductance of the conductance amplifier. Therefore, by controlling the conductance of the conductance amplifier by the signal from the controller, the voice filter and the voice trap can always be in an optimum operating state with a desired frequency characteristic.
[0009]
Moreover, the television receiver IC according to the invention of claim 3 is:
A composite video signal obtained by combining a video signal and a modulated audio signal is separated into a video signal and a modulated audio signal, and the modulated audio signal is demodulated to obtain an audio signal, A television receiver IC configured to output the audio output and the video signal, respectively.
The composite video signal is input, and only the modulated audio signal can pass therethrough, and the audio filter is configured such that the frequency characteristic can be controlled by a control signal input from the outside,
The composite video signal is input, only the video signal can pass through, and an audio trap configured to be able to control its frequency characteristics by a control signal input from the outside,
A controller that outputs a control signal for the voice filter and the voice trap based on the demodulated voice signal.
[0010]
In such a configuration, unlike the conventional case, the frequency characteristics of the voice filter and the voice trap can be controlled by an external control signal, so that the IC can be built in, and the voice filter and voice having the conventional circuit configuration can be obtained. It is possible to avoid the problem of frequency shift that occurs when the trap is built in the IC, and to provide an IC for a television receiver that can obtain an optimum operation.
[0011]
In particular, the voice filter and the voice trap are composed of a biquad filter using a conductance amplifier having a conductance variable in accordance with a control signal inputted from the outside, as in the invention described in claim 4. Is preferred.
The frequency characteristics of the biquad filter can be changed by changing the conductance of the conductance amplifier. Therefore, by controlling the conductance of the conductance amplifier by the signal from the controller, the voice filter and the voice trap can always be in an optimum operating state with a desired frequency characteristic.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 4.
The members and arrangements described below do not limit the present invention and can be variously modified within the scope of the gist of the present invention.
First, a television receiver according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The same components as those of the conventional television receiver shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
The television receiver shown in FIG. 1 particularly shows a configuration up to video intermediate frequency detection, and includes a video intermediate frequency detection IC 20 including a video intermediate frequency amplifier 3 and the like, and the video intermediate frequency detection IC 20. This is roughly divided into a tuner 1 and a filter 2 provided outside.
[0013]
The tuner 1 is for selecting a television radio wave corresponding to a desired television channel from radio waves received by an antenna and converting it into a video intermediate frequency signal. The output signal of the tuner 1 is a filter. 2, unnecessary signals are removed and supplied to the video intermediate frequency detection IC 20.
The video intermediate frequency detection IC 20 includes a video intermediate frequency amplifier (indicated as “intermediate frequency amplification” in FIG. 1) 3, a synchronous detection unit 21, an FM detection unit 22, an audio trap 10, and a filter / trap controller. (Indicated as “CONT” in FIG. 1) 15, the signal from the filter 2 is input to the video intermediate frequency amplifier 3.
[0014]
The video intermediate frequency amplifier 3 has a known and well-known circuit configuration for amplifying an input video intermediate frequency signal to a level sufficient for subsequent processing.
The synchronous detector 21 includes a detector 4 (denoted as “detection” in FIG. 1) 4 and a PLL (Phase Locked Loop) circuit 23 for providing a signal necessary for the detector 4 to perform synchronous detection. It has a known and well-known configuration that is roughly divided.
The detector 4 is controlled by a signal from a voltage-controlled oscillator 5 (denoted as “VCO” in FIG. 1) 5 of the PLL circuit 23, and performs synchronous detection on the output signal of the video intermediate frequency amplifier 3. It is what.
The PLL circuit 23 includes a voltage controlled oscillator 5 whose oscillation frequency changes according to an external signal, a shifter 6 that adjusts the phase of the voltage controlled oscillator 5 by a predetermined amount, an output signal of the video intermediate frequency amplifier 3, and a shifter. 6, a phase comparator (indicated as “PD” in FIG. 1) 7 for phase comparison with the output signal of the voltage controlled oscillator 5 input via 6 and a low-pass filter as a so-called loop filter (FIG. 1). In FIG. 4, the circuit configuration is a known and well-known circuit configuration having 8).
[0015]
Due to the synchronous detection by the detector 4, the detector 4 outputs a composite video signal in a state where the video signal and the FM-modulated audio signal are combined, and the audio filter 9 and the audio trap 10 of the FM detector 22 Each is input to.
The FM detection unit 22 is roughly divided into an audio filter 9, a limiter 11, and an FM detection circuit 24.
The audio filter 9 is the same as the conventional one in that it has a function of passing only FM-modulated audio signals and blocking the passage of video signals. However, the audio filter 9 is controlled by a control signal from a filter / trap controller 15 described later. This is different from the prior art in that the frequency characteristics can be controlled so as not to deviate.
[0016]
The limiter 11 has a known and well-known circuit configuration for making the amplitude of the FM-modulated audio signal obtained from the audio trap 10 constant and removing a so-called AM component.
The FM detection circuit 24 includes a voice detection phase comparator 12, a voice detection low-pass filter 13, and a voice variable phase filter 14.
The audio variable phase filter 14 is a signal that always has a phase difference of 90 degrees from the phase of the output signal of the limiter 11 in accordance with the output signal of the audio detection phase comparator 12 input via the audio detection low-pass filter 13. It is something that is designed to output.
The audio detection phase comparator 12 receives the signal from the limiter 11 and the signal from the audio variable phase filter 14 as described above, so that phase comparison is always performed in an optimum state and the audio signal is output. Demodulated.
The voice signal obtained by the voice detection phase comparator 12 is output after an unnecessary signal is removed by the voice detection low-pass filter 13.
Further, the output signal of the sound detection low-pass filter 13 is input to a filter / trap controller 15 described later.
[0017]
The audio trap 10 is the same as the conventional one in that it has the function of inputting the composite video signal input from the detector 4 and removing the FM-modulated audio signal and allowing only the video signal to pass. -It is different from the prior art in that the frequency characteristic can be controlled by the control signal from the trap controller 15 so as not to deviate.
The filter / trap controller 15 converts the input signal from the voice detection low-pass filter 13 into a signal suitable for controlling the frequency characteristics of the voice filter 9 and the voice trap 10 and outputs the signal. The filter / trap controller 15 implements the controller according to claims 1 and 3.
[0018]
The frequency characteristics of the voice filter 9 and the voice trap 10 are controlled by the output signal of the filter / trap controller 15, in other words, the signal corresponding to the voice signal after FM detection. It always operates at the optimum operating point. Unlike the conventional case, the frequency characteristic is shifted, and a signal component that should not be passed through is not passed, and the audio filter 9 includes a video signal component. An audio signal that has not been FM-modulated and a video signal that does not contain an FM-modulated audio signal component are output from the audio trap 10.
[0019]
Here, the overall operation in the above configuration will be described generally. The video intermediate frequency signal selected by the tuner 1 and the filter 2 and converted to the intermediate frequency is input to the video intermediate frequency amplifier 3, where it is amplified. After that, the synchronous detection unit 21 performs synchronous detection to form a composite video signal, which is input to the audio filter 9 and the audio trap 10 respectively.
In the audio filter 9, the video signal is removed, only the FM-modulated audio signal is allowed to pass through, the amplitude is limited by the limiter 11, the FM detection is performed by the FM detection circuit 24, and the audio signal is output. It will be.
Here, the audio signal of the FM detection circuit 24 is input as a control signal of the audio filter 9 via the filter / trap controller 15 so that the audio filter 9 is always controlled to operate at an optimum operating point. It has become. For this reason, the output signal of the audio filter 9 does not include unnecessary video signal components, and only a signal suitable as an input signal of the FM detection circuit 24 is output.
On the other hand, in the audio trap 10, the FM-modulated audio signal is removed and only the video signal is output. Since the voice trap 10 is subjected to operation control by a signal from the filter / trap controller 15 like the voice filter 9, there is no shift in the operating frequency, and the voice trap 10 always operates at an optimum operating point. It is supposed to be. For this reason, the output signal of the audio trap 10 does not include unnecessary FM-modulated audio signal components, and an optimal video signal can be obtained.
[0020]
Next, an embodiment of the second invention will be described with reference to FIGS.
The embodiment of the second invention particularly shows a more specific configuration example of the voice filter 9 and the voice trap 10.
First, a configuration example of an audio filter will be described with reference to FIG.
The audio filter 9a generally has a configuration called a biquad filter, and includes a first conductance amplifier 30 for audio filter, a first buffer amplifier 31 for audio filter, and an audio filter. The second conductance amplifier 32 for audio and the second buffer amplifier 33 for audio filter are the main components and are connected in cascade.
[0021]
The first and second conductance amplifiers 30 and 32 for the audio filter have a well-known and well-known configuration as a voltage input current output type amplifier. It is designed to be controlled accordingly.
The audio filter first and second buffer amplifiers 31 and 33 are both buffer amplifiers having a well-known configuration having an amplification degree of 1.
[0022]
The reference voltage Vref is applied to the non-inverting input terminal of the first conductance amplifier 30 for sound filter, while the output terminal of the first conductance amplifier 30 for sound filter is used for the sound filter. The input terminal of the first buffer amplifier 31 is connected. Further, the output signal of the detector 4 is applied to the first buffer amplifier 31 for sound filter via the first capacitor 34 for sound filter.
The output terminal of the first filter amplifier 31 for sound filter is connected to the non-inverting input terminal of the second conductance amplifier 32 for sound filter, and the output terminal of the second conductance amplifier 32 for sound filter is And connected to the input terminal of the second buffer amplifier 33 for sound filter. Further, the reference voltage Vref is applied to the input terminal of the second buffer amplifier 33 for sound filter via the second capacitor 35 for sound filter.
The output terminal of the second buffer amplifier 33 for the sound filter is adapted to obtain a signal as the output terminal of the sound filter 9a, and the first and second conductance amplifiers 30 for the previous sound filter. Each of the 32 inverting input terminals is fed back.
In FIG. 2, in order to control the amplification degree of the first and second conductance amplifiers 30 and 32 for the audio filter, the signal input from the previous filter / trap controller 15 is input as a control signal. It is expressed as follows.
[0023]
In this configuration, the audio filter 9a operates as a band filter, and the so-called center frequency fo has a conductance of the first conductance amplifier 30 for the audio filter as Gm1, and a second conductance of the audio filter. If the conductance of the amplifier 32 is Gm2, the capacitance of the first capacitor 34 for the audio filter is C1, and the capacitance of the second capacitor 35 for the audio filter is C2, fo = 1 / [2π {C1C2 (1 / Gm1) ( 1 / Gm2)} ^1/2 ].
The conductances Gm1 and Gm2 change with the change in the amplification degree of the first and second conductance amplifiers 30 and 32 for the sound filter, respectively. The amplification degree is applied to the output signal from the filter / trap controller 15. It is controlled accordingly. Therefore, the cut-off frequency of the sound filter 9a can be controlled by the output signal of the filter / trap controller 15. For this reason, as described above, the operation at the optimum operating point is ensured. There is no occurrence of frequency shift.
[0024]
Next, a configuration example of the voice trap 10a will be described with reference to FIG.
The voice trap 10a generally has a configuration called a biquad filter. The voice trap 10a has a first conductance amplifier 36 for voice trap, a first buffer amplifier 37 for voice trap, and a voice trap. The main conductance amplifier 38 and the voice trap second buffer amplifier 39 are used as main components, and these are connected in cascade.
[0025]
The first and second conductance amplifiers 36 and 38 for voice traps have basically the same functions and configurations as the first and second conductance amplifiers 30 and 32 for voice filters.
Further, the first and second buffer amplifiers 37 and 39 for voice traps also have basically the same functions and configurations as the first and second buffer amplifiers 31 and 33 for voice filters. .
[0026]
The non-inverting input terminal of the voice trap first conductance amplifier 36 is adapted to receive the output signal of the previous detector 4 and through the second condenser 41 for voice trap. The output terminal of the second conductance amplifier 38 is connected.
The output terminal of the voice trap first conductance amplifier 36 is connected to the input terminal of the voice trap first buffer amplifier 37, and the voice trap first buffer amplifier 37 has an input terminal connected to the voice trap. The reference voltage Vref is applied through the first trapping capacitor 40.
[0027]
The output terminal of the voice trap first buffer amplifier 37 is connected to the non-inverting input terminal of the voice trap second conductance amplifier 38, and the output of the voice trap second conductance amplifier 38 is output. The terminal is connected to the input terminal of the second buffer amplifier 39 for voice trap.
The final output signal of the voice trap 10a can be obtained from the output terminal of the voice trap second buffer amplifier 39. On the other hand, the voice trap second buffer amplifier 39 is provided. Are connected to the inverting input terminals of the first and second conductance amplifiers 36 and 38 for voice trap, and a part of the output signal is fed back.
In FIG. 3, in order to control the amplification degree of the first and second conductance amplifiers 36 and 38 for voice trap, the signal input from the previous filter / trap controller 15 is input as a control signal. It is expressed as follows.
[0028]
In this configuration, the voice trap 10a operates so as to trap a specific frequency (so as to prevent passage), and the so-called trap frequency fT determines the conductance of the first conductance amplifier 36 for voice trap. If Gm1, the conductance of the voice trap second conductance amplifier 38 is Gm2, the capacity of the voice trap first capacitor 40 is C1, and the capacity of the voice trap second capacitor 41 is C2, then fT = 1 / [2π {C1C2 (1 / Gm1) (1 / Gm2)} ^1/2 ].
The conductances Gm1 and Gm2 change with the change in the amplification degree of the first and second conductance amplifiers 36 and 38 for voice trap, respectively. The amplification degree depends on the output signal from the filter / trap controller 15. It is controlled accordingly. Therefore, the trap frequency of the voice trap 10a can be controlled by the output signal of the filter / trap controller 15. For this reason, the operation at the optimum operating point is ensured as described above. There is no such thing as a shift.
[0029]
Next, referring to FIG. 4, an example of a circuit configuration suitable as the first and second conductance amplifiers 30 and 32 for voice filters and the first and second conductance amplifiers 36 and 38 for voice traps. Will be described.
This conductance amplifier has a known and well-known configuration in which a current mirror load is connected to a differential amplifier circuit.
That is, the first and second npn transistors 45 and 46 have their emitters connected to each other and grounded via the current source 47, while the base of the first npn transistor 45 serves as a non-inverting input terminal. The base of the second npn type transistor 46 functions as an inverting input terminal, and the current collectors of the first and second npn type transistors 45 and 46 have a current as described below. -A mirror amplifier is connected and a differential amplifier circuit is configured.
Here, the output current value of the current source 47 can be changed by the control signal from the outside, that is, the output signal of the previous filter / trap controller 15, and as described above, The conductance of the conductance amplifier is varied.
[0030]
The current mirror circuit includes the first and second pnp transistors 48 and 49 as main components, and the bases of the first and second pnp transistors 48 and 49 are connected to each other. The collector and base of the first pnp transistor 48 are connected together, and are connected to the collector of the first npn transistor 45.
The power supply voltage Vcc is applied to the emitters of the first and second pnp transistors 48 and 49 via collector resistors 50 and 51, respectively.
The collector of the second pnp transistor 49 is connected to the collector of the second npn transistor 46 and serves as an output terminal for obtaining an output signal.
[0031]
In such a configuration, when an input signal is applied to the bases of the first and second npn transistors 45 and 46, the difference between the input signals is differentially amplified and applied to the collector of the second pnp transistor 49. The current output substantially proportional to the difference between the input signals and the output current of the current source 47 is obtained.
Further, by changing the output current of the current source 47 by the control signal, the conductance of the conductance amplifier is changed, and the magnitude of the current output with respect to the input voltage is changed.
[0032]
Note that the television receiver in the above-described embodiment of the invention is of a so-called intercarrier system, but of course it is not limited to this system, and can be similarly applied to a so-called separate carrier system. Of course.
Further, the voice filter 9a shown in FIG. 2 and the voice trap 10a shown in FIG. 3 are merely examples, and are not necessarily limited to such a circuit configuration, and the output of the filter / trap controller 15 is not necessarily limited thereto. Of course, other circuit configurations may be used as long as the frequency characteristics can be controlled by signals.
[0033]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the frequency of the voice filter and the voice trap is corrected by the control signal based on the voice signal after FM detection. Since it is possible to achieve an optimal operation state without any deviation, it is possible to provide a video intermediate frequency detection circuit with good signal quality of audio and video signals.
In addition, since there is no frequency shift between the voice filter and the voice trap, it is particularly suitable for incorporating an IC, and unlike the conventional case, it is possible to provide a television receiver IC that does not need to worry about these frequency shift problems. It becomes easy to further downsize the television receiver.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating an example of a video intermediate frequency signal detection circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram illustrating a configuration example of an audio filter.
FIG. 3 is a configuration diagram illustrating a configuration example of a voice trap.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a specific configuration example of a conductance amplifier.
FIG. 5 is a configuration diagram illustrating a configuration example of a conventional television receiver.
[Explanation of symbols]
3 ... Video intermediate frequency amplifier
4 ... Detector
5 ... Voltage controlled oscillator
7 ... Phase comparator
9 ... Audio filter
10 ... Voice trap
12 ... Phase detector for voice detection
13 ... Low-pass filter for voice detection
14 ... Phase filter for voice detection
15 ... Filter / trap controller
30. First conductance amplifier for sound filter
32. Second conductance amplifier for sound filter
36. First conductance amplifier for voice trap
38. Second conductance amplifier for voice trap

Claims

A composite video signal obtained by combining a video signal and a modulated audio signal is separated into a video signal and a modulated audio signal, and the modulated audio signal is demodulated to obtain an audio signal, In the video intermediate frequency detection circuit configured to output the audio output and the video signal respectively,
The composite video signal is input, and only the modulated audio signal can pass therethrough, and the audio filter is configured such that the frequency characteristic can be controlled by a control signal input from the outside,
The composite video signal is input, only the video signal can pass through, and an audio trap configured to be able to control its frequency characteristics by a control signal input from the outside,
A controller that outputs a control signal for the voice filter and the voice trap based on the demodulated voice signal;
A video intermediate frequency detection circuit comprising:

2. The video intermediate according to claim 1, wherein each of the audio filter and the audio trap includes a biquad filter using a conductance amplifier configured such that conductance can be varied by a control signal input from outside. Frequency detection circuit.

A composite video signal obtained by combining a video signal and a modulated audio signal is separated into a video signal and a modulated audio signal, and the modulated audio signal is demodulated to obtain an audio signal, A television receiver IC configured to output the audio output and the video signal, respectively.
The composite video signal is input, and only the modulated audio signal can pass therethrough, and the audio filter is configured such that the frequency characteristic can be controlled by a control signal input from the outside,
The composite video signal is input, only the video signal can pass through, and an audio trap configured to be able to control its frequency characteristics by a control signal input from the outside,
A controller that outputs a control signal for the voice filter and the voice trap based on the demodulated voice signal;
An IC for a television receiver, comprising:

4. The television according to claim 3, wherein each of the sound filter and the sound trap comprises a biquad filter using a conductance amplifier configured such that conductance can be varied by a control signal input from outside. IC for receiver.