JP3691812B2

JP3691812B2 - Method for measuring complex permittivity using a resonator and apparatus for carrying out said method

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Publication number: JP3691812B2
Application number: JP2002204144A
Authority: JP
Inventors: 英二田辺
Original assignee: 株式会社エー・イー・ティー・ジャパン
Priority date: 2002-07-12
Filing date: 2002-07-12
Publication date: 2005-09-07
Anticipated expiration: 2022-07-12
Also published as: JP2004045262A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被測定材料の複素誘電率と誘電体薄膜の厚さを非破壊測定法で測定する方法とその装置に係り、特にマイクロ波帯やミリ波帯における複素誘電率の測定法とその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の摂動理論を利用して誘電率を測定する誘電体共振器法が知られている。実開３−７０３７０号には、金属ケースと金属ケース内に取り付けた誘電体共振器に測定試料を付加して、摂動理論によって誘電体基板の複素誘電率を測定する装置が示されている。構造上試料を共振器の中に設定し、しかも摂動理論の条件を満たすために、試料の寸法に制限される問題がある。また一般に測定できる周波数は１種類のみである。
【０００３】
実開３−７０３７５には、誘電体基板の上面側および下面側にそれぞれ配置された第１および第２の誘電体共振器、第１および第２の誘電体共振器の誘電体基板との対向面を除いた外表面にそれぞれ形成される第１および第２のメタライズ層、第１および第２のメタライズ層の少なくとも一方に第１および第２の誘電体共振器を励振するように取り付けた２つの結合端子を備え、摂動法を利用して複素誘電率を測定する装置が示されている。誘電体基板の装着には改善が施されている。直径９ｍｍの誘電体共振器で測定しているが、さらに数ミリ以下の細かい領域の複素誘電率を測定をする場合、構造上困難がある。
【０００４】
一方、特開２００１−２８１２８４号に係る発明は、前述の摂動法を利用した共振器法によらない測定法を示している。すなわち、この発明は、導波管の開口部にフランジを装着したフランジ付導波管と、導体板の間に測定対象の誘電体を挿入し、フランジ付導波管と導体板で誘電体を押さえ、開口部の反射係数を反射特性装置により測定し、測定された反射係数の絶対値と位相から複素誘電率を求める装置である。測定試料を導波管の開口部に当てて測定できる利便性があるが、反射特性を測定するベクトルネットワークアナライザなどの高価な測定器を必要とする点、測定できる分野が制限される。またフランジと試料の接触面積が大きいので、試料の全面積に渡り、一様に接触することは難しく、測定誤差の要因になっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の主たる目的は、試料の形状大きさ等に影響されないで、試料の複素誘電率を測定することができる試料の複素誘電率を測定する方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、前記方法を実施する装置を提供することである、さらに具体的には、前述の要求に耐える局所部分の複素誘電率を測定するための検出プローブを提供し、複素誘電率の測定を小形で安価でかつ簡単な操作で自動測定できる装置を提供することにある。
【０００６】
また本発明のさらに他の目的は、検出プローブを交換することにより、約１０ミクロンの局所領域の複素誘電率の領域分解能を保持し、測定領域５センチ×１０センチの広い領域を自動測定し、前述の広帯域周波数にわたり測定できる非破壊複素誘電率分布測定装置を提供することにある。
共振器の発振モードを選定して、検出プローブの先端部の電界分布の一方向性の特性を利用して、測定される誘電体の誘電率の異方性の測定可能な方法および装置を提供することにある。
また検出プローブの先端部の電界分布について試料の面の深さ方向の減衰特性を電磁界解析ソフトで求めることにより、薄膜の膜厚の測定も可能な方法および装置を提供することにある。
【０００７】
前記目的を達成するために、本発明による請求項１記載の方法は、
錐状の先端に、共振周波数の波長よりも十分に小さい開口部を備える空洞共振器を準備するステップと、
前記開口部から放射する指数関数的に減衰するエバネセント波を発生させるステップと、
前記開口部に共振器の動作が摂動理論を満足する条件のもとに試料を外側から負荷したときと、前記開口部に試料を負荷しないときの各共振点における動作からＱ特性のデータの変化（ＱのシフトΔＱ，周波数シフトΔｆ）を、前記共振器の入射波と反射波の位相を検出して負帰還することにより発振器を各共振点に自動的にフェイズロックして、求めるＱ特性測定ステップと、
Ｑ特性のデータ偏差が複素誘電率（ε＝ε’＋ｊε”）の次の既知の関数であることから
ΔＱ（Ｑのシフト）＝ｇ（ε’，ε”）
Δｆ（周波数シフト）＝ｆ（ε’，ε”）
を数値計算で解いて前記試料の複素誘電率を算出するステップと、
から構成されている。
【０００８】
本発明による請求項２記載の方法は、請求項１記載の複素誘電率を測定する方法において、
前記共振器を開口部を有するプローブにより形成するステップと、
前記開口の大きさと形状とに依存するエバネセントの電磁波の特性を数値計算で解析するステップと、
前記開口部に試料を結合して試料の深さ方向の複素誘電率の特性を求めるステップと、を含んでいる。
本発明による請求項３記載の方法は、請求項１記載の複素誘電率を測定する方法において、
前記共振器を開口部を有するプローブにより形成するステップと、
前記開口の大きさと形状とに依存するエバネセントの電磁波の特性を数値計算で解析するステップと、
前記開口部に複素誘電率が既知の試料を結合して試料の厚さを求めるステップと、を含んでいる。
【０００９】
本発明による請求項４記載の方法は、請求項１記載の複素誘電率を測定する方法において、
前記共振器を開口部を有する交換可能な共振可能領域の異なる複数のプローブにより形成するステップと、
前記プローブを共振器の共振可能な周波数ごとに交換して測定をすることにより、広帯域な周波数に対する複素誘電率を測定するステップと、を含んでいる。
本発明による請求項５記載の方法は、請求項１記載の複素誘電率を測定する方法において、
前記共振器の内部または外側開口周辺を負圧にして試料と開口部とを密着し吸着保持するステップを含んで構成されている。
【００１０】
本発明による請求項６記載の方法は、請求項１記載の複素誘電率を測定する方法において、
前記共振器に開口部を有するプローブにより形成するステップと、
前記プローブの開口部材を気体、液体、不定形薄膜等の表面に対応させ、結合させるステップとを含んで構成されている。
本発明による請求項７記載の方法は、請求項１記載の複素誘電率を測定する方法において、
前記共振器を開口部を有するプローブにより形成するステップと、
前記プローブの開口部を試料平面上で移動させて試料の誘電率の平面分布を測定するステップとを含んで構成されている。
なお、本発明による方法は、誘電体片のみではなく気体、液体、不定形薄膜等の誘電率の測定に利用できる。
【００１１】
本発明による請求項８記載の装置は、
外部に配置された物体の複素誘電率を摂動理論に基づいて測定する請求項１記載の方法を実施する装置であって、
錐状のプローブの形状で、共振周波数に対応する波長に比べて十分小さい寸法の先端開口を備える空洞共振器と、
測定中に進行波と反射波を分離する方向性結合器と、
反射波の位相を調節する位相器と、
共振周波数時に出力信号の振幅は等しくなる３ｄＢ結合器と、
広い範囲の高周波を発生する電圧制御型広帯域発振器ＶＣＯと、
高周波信号の振幅を直流電圧に検波する検波器と、および
直流電圧の差を増幅する差動増幅器と、
を含み、
前記共振器の入射波と反射波の位相を検出して負帰還することにより前記発振器を各共振点に自動的にフェイズロックしてＱ特性を測定することにより、共振器を用いて複素誘電率を測定するように構成されている。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて、本発明の実施形態を説明する。図１から図５は、本願発明方法および装置で、試料の複素数誘電率を測定するときに、試料に接触させてもちいるプローブの実施例を示す略図である。
【００１３】
次に本発明の原理となる誘電体測定装置の測定理論を説明する。
一般的にある領域内において閉じ込められた電磁波があるモードで振動している場合、その領域内のほんの一部の領域を他の誘電体と置き換えたときに、スレータの摂動論が成立する。
均質な異方性な材質では、誘電率εは次の式のように複素数で表現できる。

ここでε’は誘電率の実数部、ε”は誘電率の虚数部、σは材質の導電度、ω’は角波数、ε₀ は真空中の誘電率である。いまキャビティの共振周波数ｆ₀ と負荷されたキャビティのＱ特性は、複素角周波数の変化に関係する。すなわち次式で表される。

キャビティの摂動方程式から誘導すると、この複素各周波数は、複素誘電率に関係することがわかる。
ここでキャビティの摂動方程式は次式で表わされる。

この摂動方程式で下付き添え字の１は、試料をキャビティに挿入前の場合、下付き添え字の２は挿入後の場合を現すパラメータである。
V_sとV_jは試料の体積、キャビティの体積を示す。上式のＨバーとＦバーとは磁界と電界を現す。
μ^* は複素透磁率を示す。
この摂動理論は、誘電率の実数部と虚数部を用いて、共振周波数の偏移とＱ特性の偏移を結合づけている。
電界の最大値に位置する細い小片の試料については次式であらわされる。

ここでδε’とδε”とは誘電率の実数部と虚数部の差異を示す。Ｋは資料の形状に起因し、また電界の分布状態に起因する数値的な定数ファクタである。
このような一般式において、誘電率の実数部と虚数部の差異はキャビティのＱ特性の変化ならびに共振周波数の変化に依存するわけである。
よって前述の式は
Δｆ＝ｆ（ε’，ε”）
ΔＱ＝ｇ（ε’，ε”）
で表現できる。この式のｆとｇの関数は、材料（試料）や共振器の形状、電磁界分布（モード）に依存する関数になる。これらの関数を数式を用いて解析的に精度良く求めることは、関数が複雑であるので非常に困難である。したがって、３次元の電磁界解析をコンピュータを使って、数値解析を行うことが適している。たとえば、独逸国のコンピュータシュミレーションテクノロジー（Computer Simulation Technology) 社の３次元電磁界解析ソフト，エムダブリュー−スタジオ（MW-Studio)やマフィア（MAFIA)を利用して、数値解析を行うことができる。
【００１４】
図６と図７は解析結果の様子を示す。図６は横軸は偏移周波数、縦軸は誘電率の実数部を示す。
図７は横軸は周波数、縦軸は誘電率の実数部を示す。
図６は、tan δが一定の条件を保った場合に（たとえば、tan が０．０１のときに、無負荷時の共振周波数と測定時の共振周波数の差すなわちΔｆに対して実数部ε’がもとまる。これを示したのが図６である。
図７はε’を一定に保つ場合（たとえばε’が１０のときに）、無負荷のときのＱの値と測定時のＱの値から算出されるΔＱに対するε”の値を示す図である。当然図６と図７の関係で明確のように、測定値のＱや共振周波数からε’とε”が求まるわけである。
【００１５】
以下本発明の共振器型プローブの構造と動作について説明する。本発明では、誘電体測定プローブが超小型化開口共振器であり、開口部の寸法は共振周波数の波長に比べ十分短い寸法に設定しているので、開口部から外部に放出する電磁波の振幅は指数関数的に減衰する電磁波であり、近接波になる。このように、開口部より測定物に浸透するエバセネント波を利用しているのが特徴である。
そして開口部近辺に蓄積されるエバセネント波の電磁波のエネルギは、共振器の全蓄積エネルギに比較して十分すくないので、前述の摂動理論が応用できる。
誘電体測定プローブの形状寸法を自由に選択できるように、交換式にして、試料の寸法、電界分布の解像度を選択できるのが特徴である。
【００１６】
まず、図１に示す本発明の（ｎλ）／２の同軸共振型プローブについて説明する。左端のＳＭＡコネクタ１０１から高周波が印加される。高周波が容量性結合器１０２から同軸共振器１０３に入る。右端の開口部１０４の寸法は、高周波の波長より充分短く設定されているので、開口部１０４から放出する高周波はエバネセント波になり、その波の振幅は開口部１０４の外側で急激に減衰する。高周波の透過波を検出するために、同軸共振器の１０３の左下部に先端がアンテナになったＳＭＡのコネクタ１０５が配置されている。試料の複素誘電率を測定する場合、プローブの先端の開口部１０４を試料に接触する。このように構造がシンプルでかつ操作も簡単である。
【００１７】
次に図２を参照して同軸共振型プローブについて説明する。このプローブは（２ｎ＋１）λ／４の同軸共振型である。左端のＳＭＡコネクタ２０１から高周波が印加される。高周波が誘導性結合器２０２から同軸共振器２０３に入る。右端の開口部２０４の寸法は、高周波の波長より短く設定されているので、開口部２０４から放出する高周波はエバネセント波になり、その波の振幅は開口部２０４の外側で急激に減衰する。高周波の透過波を検出するために、同軸共振器の２０３の左下部に先端がアンテナになったＳＭＡのコネクタ２０５が配置されている。試料の複素誘電率を測定する場合、同様にプローブの先端の開口部２０４を試料に接触させる。このように構造がシンプルでかつ操作も簡単である。
【００１８】
次に図３に示す本発明の導波管共振器型プローブについて説明する。左端のＳＭＡコネクタ３０１から高周波が印加される。高周波が誘導性結合器３０２から導波管共振器３０３に入る。右端の開口部３０４の寸法は、高周波の波長より短く設定されているので、開口部３０４から放出する高周波はエバネセント波になり、その波の振幅は開口部３０４の外側で急激に減衰する。高周波の透過波を検出するために、導波管の左下部に先端がアンテナになったＳＭＡのコネクタ３０５が配置されている。試料の複素誘電率を測定する場合、プローブの先端の開口部３０４を試料に接触する。このように構造がシンプルでかつ操作も簡単である。とくに導波管型の開口部３０４の電界の向きが一定方向に規定されるので、試料の誘電体の異方性を調べるときに有効になる。
【００１９】
次に、本発明のストリップ線路共振型プローブについて説明する。
図４に示すように、ストリップ線路共振型プローブは円型ストリップ共振器と（ｎ／２）・λ_g 型共振器がある。前者は円形の導体板４０１とそれで挟んでいる誘電体４０２とで共振している。ピックアップアンテナ４０３はストリップの円形の導体板４０１の近く配置される。後者は（ｎ／２）・λ_g 型の導体板と誘電体とで共振している。高周波を検出するためのピックアップアンテナ４０６がスリット線路４０４の近傍に配置されている。ここでλ_g はストリップラインの実効波長である。
【００２０】
図５に示す本発明の誘電体共振器型プローブは、左側のＳＭＡコネクタ５０１から供給された高周波は誘電体共振器の中央部に配置されたメタルシート５０２に容量性結合されて、供給される誘電体５０３で充満するキャビティで共振する。共振器の内部に誘電体５０３を充満することで、共振器は充分小型化にすることができる。当然誘電体５０３の外側５０５は不要の放射を防ぐためにメタライズされている。プローブの先端部はテーパーがかけられ、先頭部には誘電体が開口されている。この開口部５０４の水平方向にメタルシート５０２が配置されている。このメタルシート５０２は共振のモードにより省かれることもある。
共振器内部の高周波を検出する検出器５０３は、高周波信号を受けるＳＭＡコネクタ５０１の上側で誘電体の側面に配置されている。無負荷の共振周波数を変えるには、このメタルシート５０２の寸法を変えるか誘電体５０３の誘電率を変える。すなわち共振周波数により、メタルシート５０２の寸法の異なるプローブを用意して、交換する手段で広い周波数に測定できるように対応することが本発明のプローブの特徴である。この誘電体共振器は誘電体の形状が導波管タイプを示したが、同軸共振器型のタイプで誘電体が円柱の形状にすることもできる。
【００２１】
次に本発明のプローブを利用した非破壊誘電体測定器の測定システムの一例を図８を参照して説明する。ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillatorタイプ）８０９からの出力高周波は、サーキュレータ８０８に供給される。このサーキュレータ８０８は、周波数による負荷変動がＶＣＯ８０９に影響しＶＣＯ８０９の発振周波数に変化を与える現象を回避するために、すなわ負荷の反射電力を絶縁するために用いられる。さらに方向性結合器８０３に加わり、この方向性結合器８０３の出力から着脱可能なプローブ型の本発明の共振器に供給される。
この方向性結合器８０３のａ端子とｂ端子にはそれぞれ進行波と反射波が出力される。反射波は位相器８０４を通して３ｄＢ結合器８０５のＰ２端子に加わえられる。この反射波の電力は図９に示すように共振周波数において最小値になる。この位相器８０４は反射波の位相を進行波に対して自由に設定できるので、共振時において反射波と進行波の位相が同位相になるように設定する。
【００２２】
前述の回路において、前記発振周波数に対する反射波と進行波の位相差は図１０に示すように共振周波数にてゼロになる。一方進行波は３ｄＢ結合器８０５のＰ１端子に加わる。３ｄＢ結合器８０５の出力端子のＰ３とＰ４は検出器８０６に供給され、直流電圧に変換される。それぞれの直流電圧は差動増幅器８０７の入力部に供給される。差動増幅器８０７の出力電圧は、この２つの直流電圧が等しいときに、出力ゼロになるように調整されている。プローブ型共振器８０２に試料を接触しない状態で、まずシステを動作する。ここで共振器８０２の固有の共振周波数とする。ＶＣＯ８０９が発振を開始すると最初ある周波数で振動する。この周波数は共振器８０２の固有の共振周波数とは当然異なる周波数になる。ＶＣＯ８０９が発振周波数で電力を供給すると、プローブ型共振器８０２から反射波が生じて、方向性結合器８０３のｂ端子にはこの反射波が発生する。さらに位相器８０４を通過し、３ｄＢ結合器８０５の出力端子のＰ２に供給される。
【００２３】
一方進行波は３ｄＢ結合器８０５の出力端子のＰ１に供給される。その結果検出器８０６の出力信号は振幅の異なる電圧が生ずる。差動増幅器８０７の出力にはこの差電圧が発生する。この電圧がＶＣＯ８０９に加わると、ＶＣＯ８０９の発振周波数は変化する。すなわち、共振器８０２の固有の共振周波数に近づくように動作する。このフィードバック動作によりＶＣＯ８０９の発振周波数は共振器８０２の固有の共振周波数にフェイズロックされる。
【００２４】
次にプローブ型共振器８０２に測定しようとする試料８０１の表面に垂直に接触させる。試料８０１に接触した状態のローブ型共振器８０２の共振周波数とすれば、前述の回路動作により、測定システムのＶＣＯ８０９は共振周波数にファイズロックされる。測定する試料８０１にプローブ８０２を当てる場合に試料８０１とプローブ８０２の機械的な接触状態を密着し、かつ安定にするために検出プローブの外側に安定用空洞を設け、この空洞を外部から真空ポンプで内部の空気を吸い取り、大気圧の圧力でプローブの先端を一定の抑える方法をとる。
【００２５】
本発明は、Ｑ特性の高い共振器を利用し、測定物の試料にプローブをあてたときに、共振器に負荷が加わり、その結果共振器の周波数の偏移するが、Ｑ特性が高いので高周波の振幅の変化が大きく、検出しやすいので、測定器の感度が高くなるので、複素誘電率が正確に測定できる。共振器の周波数の波長に対するプローブの開口部の寸法の関係条件から、開口部から外部に放出する波はエバネセント波になる。このエバネセント波は被測定物のほんの一部分にのみ入るのでその部分のみの誘電率特性が測定できる。このエバネセント波はコンピュータによる数値解析が可能なので、それによる開口の電磁波分布が明確になるので、測定精度の向上が図れる。また共振器に対して、共振周波数の高次のモードの周波数を測定に利用できるので、高周波の周波数領域の拡大が容易にできる点も特徴である。
【００２６】
またエバネセント波の減衰特性も解析できるので、各周波数毎に測定を行い、試料の深さ方向の誘電率の分布も測定できる。プローブの先端の電磁界分布の解明により、試料の膜厚を測定できる装置にも活用できる特徴がある。
いろいろなプローブを選択できるので、開口部の小さいプローブを使って、局所的誘電率が測定できる利点がある。また開口部の大きさは、ほぼエバネセントモードの波の深さ方向への到達距離に比例するので、開口部の大きさを変えたいろいろのプローブを切り替えることにより、波の深さ方向を変えることになり、膜の厚み方向の誘電率の分布を測定できる特徴が得られる。
またプローブ先端の電界のモードパターンを選ぶことにより誘電体の異方性の測定も可能になる。測定物を破壊しないこと、またプローブの開口部の形状がシンプルであるので、数値解析の精度良く解析できること、プローブの小さな開口部を測定物に簡単に当てることができるので、プローブの測定姿勢による測定誤差が少ないことなどが利点である。また複素誘電率の明確になった試料を基準として、較正することが簡単にできる。よって測定装置の校正が簡単にできるので測定物の複素誘電率の測定精度が高くなる利点がある。
【００２７】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明は次に述べるように多くの効果がある。
請求項１に係わる発明によれば、電磁波の波長より開口部の寸法が充分小さい開口部を構成することにより、開口部における電磁波は指数関数的に減衰するエバネセント波になる。その電磁波のコンピュータ解析が可能になり、精度のよい複素誘電率を求めることができる。プローブ自身またはその外側に空洞を形成し、その内部を真空ポンプで吸引し、大気圧によりプローブの開口部は試料平面に密着して接触させる方法で測定面に対する接触状態の誤差を少なくできる。
プローブ型共振器の開口部に試料を負荷しないときのＱ特性のデータと試料を負荷したときのＱ特性のデータの偏差（ＱのシフトΔＱ，周波数シフトΔｆを求める）から、
ΔＱ（Ｑのシフト）＝ｇ（ε’，ε”）
Δｆ（周波数シフト）＝ｆ（ε’，ε”）の関係により
複素誘電率（ε＝ε’＋ｊε”）を算出することができる。
【００２８】
共振器の開口の外側に試料を配置するので、後はＣＰＵが複素誘電率、周波数、Ｑ特性を算出し、その結果をディスプレイで表示するので、複素誘電率を自動的に測定することができる。請求項２，３に係る発明によれば、開口の大きさでエバネセントの電磁波の減衰特性を解析できるので、複素誘電率の深さ方向の特性を求める方法およびプローブの固有減衰特性が明確化されるので逆に試料の膜厚を測定することができる。請求項４に係わる発明によれば、共振器はプローブの交換可能な構造のために、共振器の共振可能な周波数ごとに交換して測定をすることにより、広帯域な周波数に対する複素誘電率を測定できる。
【００２９】
請求項５に係わる発明によれば、共振器の内部または外側開口周辺を負圧にして試料と測定端の開口部とを密着し吸着保持する方法で測定面の接触誤差を少なくできる。請求項６に係わる発明によれば、測定部が共振器の開口部になるので、液体の表面の複素誘電率、気体の複素誘電率、人体や半導体の表面膜などの複素誘電率を測定できる。請求項７に係わる発明によれば、プローブを試料平面内で自由に移動して各局部の誘電率を計測することにより、試料の誘電率の平面分布を測定できる。
【００３０】
請求項８に係わる発明によれば、広い周波数帯域で測定するために、測定装置を、交換可能なプローブの形態であり、共振周波数の近傍の周波数に対する波長に比べて十分小さい寸法の開口を形成する共振器と広い範囲の高周波を発生する電圧制御型広帯域発振器と、進行波と反射波を分離す方向性結合器と、反射波の位相を調節する位相器と、共振周波数時に出力信号の振幅は等しくなる３ｄＢ結合器と、高周波信号の振幅を直流電圧に検波する検波器と、直流電圧の差を増幅する差動増幅器とで構成する。そして、共振器の開口の外側に試料を配置する。これにより得られたディジタルデータから複素誘電率を計算することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による（ｎλ）／２同軸共振器型プローブの実施例を示す図である。
【図２】本発明による（２ｎ＋１）λ／（４λ）同軸共振器型プローブの実施例を示す図である。
【図３】本発明による導波管共振器型プローブの実施例を示す図である。
【図４】本発明による円型ストリップ型と（ｎλ_g ）／２型のストリップ線路共振器型プローブの実施例を示す図である。
【図５】本発明による誘電体共振器型プローブの実施例を示す図である。
【図６】本発明による共振器型プローブを用いて測定されたデータに基づき算出した無負荷時と負荷時（試料測定時）との共振周波数の偏移に対する複素誘電率の実数部の関係を示す図である。
【図７】本発明による共振器型プローブを用いて測定されたデータに基づき算出した無負荷時と負荷時（試料測定時）とのＱの偏移に対する複素誘電率の虚数部の関係を示す図である。
【図８】本発明によるプローブ型共振器において、この共振器の発振周波数を自動的にフェイズロックするシステム図である。
【図９】発振周波数に対する反射電力の特性を示す図である。
【図１０】発振周波数に対する反射波と進行波の位相差の特性を示す図である。
【符号の説明】
２０１ SMA コネクタ
２０２誘導性結合器
２０３同軸共振器
２０４開口部
２０５ピックアップ部
３０１ SMA コネクタ
３０２誘導性結合器
３０３導波管型共振器
３０４開口部
３０５ピックアップ部
４０１円形の導体板
４０２誘電体
４０３ピックアップアンテナ
４０４スリット線路
４０５誘電体
４０６ピックアップアンテナ
５０１ SMA コネクタ
５０２メタルシート
５０３誘電体
５０４開口部
５０５誘電体の外側（メタライズ処理）
５０６検出器
８０１試料
８０２共振器
８０３方向性結合器
８０４位相器
８０５３ｄＢ結合器
８０６検出器
８０７差動増幅器
８０８サーキュレータ
８０９ＶＣＯ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method and apparatus for measuring a complex dielectric constant of a material to be measured and a thickness of a dielectric thin film by a nondestructive measurement method, and more particularly to a method for measuring a complex dielectric constant in a microwave band and a millimeter wave band and its apparatus. Relates to the device.
[0002]
[Prior art]
A dielectric resonator method for measuring a dielectric constant using a conventional perturbation theory is known. Japanese Utility Model Application No. 3-70370 discloses an apparatus for measuring a complex dielectric constant of a dielectric substrate by a perturbation theory by adding a measurement sample to a metal case and a dielectric resonator attached in the metal case. There is a problem that the sample is limited in the size of the sample in order to set the sample in the resonator and satisfy the condition of the perturbation theory. In general, only one type of frequency can be measured.
[0003]
In Japanese Utility Model 3-70375, the first and second dielectric resonators disposed on the upper surface side and the lower surface side of the dielectric substrate, respectively, and the first and second dielectric resonators facing the dielectric substrate. 2 attached to excite the first and second dielectric resonators on at least one of the first and second metallization layers and the first and second metallization layers respectively formed on the outer surface excluding the surface. An apparatus having two coupling terminals and measuring the complex dielectric constant using the perturbation method is shown. Improvements have been made to the mounting of the dielectric substrate. Although measurement is performed with a dielectric resonator having a diameter of 9 mm, there is a structural difficulty in measuring a complex dielectric constant in a fine region of several millimeters or less.
[0004]
On the other hand, the invention according to Japanese Patent Laid-Open No. 2001-281284 shows a measurement method that does not depend on the resonator method using the above-described perturbation method. That is, the present invention inserts a dielectric to be measured between a flanged waveguide having a flange attached to the opening of the waveguide and the conductor plate, and holds the dielectric with the flanged waveguide and the conductor plate. In this device, the reflection coefficient of the opening is measured by a reflection characteristic device, and the complex dielectric constant is obtained from the absolute value and phase of the measured reflection coefficient. Although there is the convenience that the measurement sample can be applied to the opening of the waveguide, measurement is limited in that an expensive measuring instrument such as a vector network analyzer for measuring reflection characteristics is required. Also, since the contact area between the flange and the sample is large, it is difficult to make uniform contact over the entire area of the sample, which causes measurement errors.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
A main object of the present invention is to provide a method for measuring a complex dielectric constant of a sample that can measure the complex dielectric constant of the sample without being affected by the shape size of the sample.
Another object of the present invention is to provide an apparatus for performing the method, more specifically, to provide a detection probe for measuring the complex permittivity of a local part that can withstand the aforementioned requirements, and to provide a complex An object of the present invention is to provide a small, inexpensive and automatic apparatus capable of automatic measurement with simple operation.
[0006]
Still another object of the present invention is to replace the detection probe to maintain the complex dielectric constant region resolution of a local region of about 10 microns, automatically measure a wide region of 5 cm × 10 cm, An object of the present invention is to provide a nondestructive complex permittivity distribution measuring apparatus capable of measuring over the above-mentioned wideband frequency.
Provide a method and apparatus capable of measuring the dielectric constant anisotropy of a dielectric to be measured by selecting the oscillation mode of the resonator and utilizing the unidirectional characteristics of the electric field distribution at the tip of the detection probe There is to do.
It is another object of the present invention to provide a method and apparatus capable of measuring the thickness of a thin film by obtaining attenuation characteristics in the depth direction of the surface of a sample with respect to the electric field distribution at the tip of a detection probe by using electromagnetic field analysis software.
[0007]
In order to achieve the object, the method according to claim 1 according to the present invention comprises:
Providing a cavity resonator with an opening at a cone-shaped tip sufficiently smaller than the wavelength of the resonance frequency;
Generating an exponentially decaying evanescent wave radiating from the opening;
Change in Q characteristic data from the operation at each resonance point when the sample is loaded from the outside under the condition that the operation of the resonator satisfies the perturbation theory in the opening and when the sample is not loaded in the opening (Q shift ΔQ, frequency shift Δf) is obtained by detecting the phase of the incident wave and the reflected wave of the resonator and negatively feeding them back, thereby automatically phase-locking the oscillator to each resonance point to obtain Q characteristic measurement Steps,
Since the data deviation of the Q characteristic is the next known function of the complex dielectric constant (ε = ε ′ + jε ″), ΔQ (Q shift) = g (ε ′, ε ″)
Δf (frequency shift) = f (ε ′, ε ″)
Calculating the complex dielectric constant of the sample by numerically calculating;
It is composed of
[0008]
The method according to claim 2 of the present invention is a method for measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Forming a probe having an opening to the cavity,
Analyzing the characteristics of the evanescent electromagnetic wave depending on the size and shape of the opening by numerical calculation;
It includes the steps of: combining a sample to the opening determining characteristics of the complex dielectric constant in the depth direction of the sample.
The method according to claim 3 of the present invention is the method for measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Forming a probe having an opening to the cavity,
Analyzing the characteristics of the evanescent electromagnetic wave depending on the size and shape of the opening by numerical calculation;
The complex dielectric constant in the opening contains a step of determining the thickness of the sample by combining the known sample, the.
[0009]
The method of claim 4 according to the present invention is the method of measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Forming a replaceable resonance region of different probes having openings of the resonator,
Measuring the complex dielectric constant for a wide band of frequencies by exchanging the probe for each frequency at which the resonator can resonate and measuring.
The method according to claim 5 of the present invention is the method for measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
It is configured to include a steps of holding suction to the inside or outside opening around the resonator in vacuum in close contact with the sample and the aperture.
[0010]
A method according to claim 6 of the present invention is the method for measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Forming with a probe having an opening in the resonator;
The opening member of the probe is made to correspond to the surface of gas, liquid, amorphous thin film or the like, and coupled.
The method according to claim 7 of the present invention is a method for measuring a complex dielectric constant according to claim 1, wherein:
Forming a probe having an opening to the cavity,
And measuring the planar distribution of the dielectric constant of the sample by moving the opening of the probe on the sample plane.
The method according to the present invention can be used not only for measuring dielectric pieces but also for measuring dielectric constants of gases, liquids, amorphous thin films and the like.
[0011]
The device according to claim 8 according to the present invention comprises:
An apparatus for carrying out the method of claim 1 for measuring a complex dielectric constant of an externally arranged object based on perturbation theory,
A cavity resonator having a tip opening with a sufficiently small size compared to the wavelength corresponding to the resonance frequency in the shape of a cone-shaped probe;
A directional coupler that separates the traveling wave and the reflected wave during measurement;
A phase shifter that adjusts the phase of the reflected wave;
A 3 dB coupler in which the amplitude of the output signal is equal at the resonance frequency;
A voltage controlled broadband oscillator VCO that generates a wide range of high frequencies;
A detector that detects the amplitude of a high-frequency signal into a DC voltage; and a differential amplifier that amplifies the difference in DC voltage;
Including
By detecting the phase of the incident wave and the reflected wave of the resonator and performing negative feedback, the oscillator is automatically phase-locked to each resonance point, and the Q characteristic is measured. Is configured to measure .
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIGS. 1 to 5 are schematic diagrams showing examples of probes that can be brought into contact with a sample when the complex dielectric constant of the sample is measured by the method and apparatus of the present invention.
[0013]
Next, the measurement theory of the dielectric measuring apparatus as the principle of the present invention will be described.
In general, when an electromagnetic wave confined in a certain region vibrates in a certain mode, the slater perturbation theory is established when only a part of the region is replaced with another dielectric.
For a homogeneous anisotropic material, the dielectric constant ε can be expressed as a complex number as in the following equation.

Where ε ′ is the real part of the dielectric constant, ε ″ is the imaginary part of the dielectric constant, σ is the conductivity of the material, ω ′ is the angular wave number, and ε ₀ is the dielectric constant in vacuum. The Q characteristic of the loaded cavity with ₀ is related to the change of the complex angular frequency, that is, expressed by the following equation.

Deriving from the perturbation equation of the cavity, it can be seen that each complex frequency is related to the complex dielectric constant.
Here, the perturbation equation of the cavity is expressed by the following equation.

In this perturbation equation, the subscript 1 is a parameter before the sample is inserted into the cavity, and the subscript 2 is a parameter after the insertion.
V _s and V _j indicate the volume of the sample and the volume of the cavity. The above H bar and F bar represent a magnetic field and an electric field.
μ ^* indicates complex permeability.
This perturbation theory combines the deviation of the resonance frequency and the deviation of the Q characteristic using the real part and the imaginary part of the dielectric constant.
A thin piece sample positioned at the maximum value of the electric field is expressed by the following equation.

Here, δε ′ and δε ″ indicate the difference between the real part and the imaginary part of the dielectric constant. K is a numerical constant factor resulting from the shape of the data and the electric field distribution state.
In such a general formula, the difference between the real part and the imaginary part of the dielectric constant depends on the change of the Q characteristic of the cavity and the change of the resonance frequency.
Therefore, the above equation is expressed as Δf = f (ε ′, ε ″)
ΔQ = g (ε ′, ε ″)
Can be expressed as The function of f and g in this equation is a function depending on the material (sample), the shape of the resonator, and the electromagnetic field distribution (mode). It is very difficult to obtain these functions analytically accurately using mathematical formulas because the functions are complex. Therefore, it is suitable to perform a three-dimensional electromagnetic field analysis using a computer. For example, numerical analysis can be performed using 3D electromagnetic field analysis software, MW-Studio or MAFIA of Computer Simulation Technology in Germany.
[0014]
6 and 7 show the results of analysis. In FIG. 6, the horizontal axis represents the shift frequency, and the vertical axis represents the real part of the dielectric constant.
In FIG. 7, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the real part of the dielectric constant.
FIG. 6 shows the case where tan δ is kept constant (for example, when tan is 0.01, the real part ε ′ with respect to the difference between the resonance frequency at no load and the resonance frequency at measurement, ie Δf, This is shown in FIG.
FIG. 7 is a diagram showing the value of ε ″ with respect to ΔQ calculated from the value of Q when there is no load and the value of Q at the time of measurement when ε ′ is kept constant (for example, when ε ′ is 10). Naturally, ε ′ and ε ″ are obtained from the Q of the measured value and the resonance frequency, as clearly shown in the relationship between FIGS.
[0015]
The structure and operation of the resonator type probe of the present invention will be described below. In the present invention, the dielectric measurement probe is an ultra-miniaturized aperture resonator, and the size of the aperture is set to a sufficiently short size compared to the wavelength of the resonance frequency, so the amplitude of the electromagnetic wave emitted from the aperture to the outside is An electromagnetic wave that decays exponentially and becomes a near wave. As described above, an evanescent wave penetrating the measurement object from the opening is used.
Since the energy of the electromagnetic wave of the evanescent wave accumulated in the vicinity of the opening is not sufficient compared to the total accumulated energy of the resonator, the above-described perturbation theory can be applied.
The feature is that the dimensions of the sample and the resolution of the electric field distribution can be selected in an interchangeable manner so that the shape and size of the dielectric measurement probe can be freely selected.
[0016]
First, the (nλ) / 2 coaxial resonance type probe of the present invention shown in FIG. 1 will be described. A high frequency is applied from the SMA connector 101 at the left end. High frequency enters the coaxial resonator 103 from the capacitive coupler 102. Since the size of the opening 104 at the right end is set to be sufficiently shorter than the wavelength of the high frequency, the high frequency emitted from the opening 104 becomes an evanescent wave, and the amplitude of the wave is rapidly attenuated outside the opening 104. In order to detect a high-frequency transmitted wave, an SMA connector 105 whose tip is an antenna is disposed at the lower left portion of the coaxial resonator 103. When measuring the complex dielectric constant of the sample, the opening 104 at the tip of the probe is brought into contact with the sample. Thus, the structure is simple and the operation is easy.
[0017]
Next, the coaxial resonance type probe will be described with reference to FIG. This probe is a (2n + 1) λ / 4 coaxial resonance type. A high frequency is applied from the left end SMA connector 201. High frequency enters the coaxial resonator 203 from the inductive coupler 202. Since the size of the opening 204 at the right end is set to be shorter than the wavelength of the high frequency, the high frequency emitted from the opening 204 becomes an evanescent wave, and the amplitude of the wave is rapidly attenuated outside the opening 204. In order to detect a high-frequency transmitted wave, an SMA connector 205 whose tip is an antenna is disposed at the lower left portion of the coaxial resonator 203. When measuring the complex dielectric constant of the sample, the opening 204 at the tip of the probe is similarly brought into contact with the sample. Thus, the structure is simple and the operation is easy.
[0018]
Next, the waveguide resonator type probe of the present invention shown in FIG. 3 will be described. A high frequency is applied from the left end SMA connector 301. High frequency enters the waveguide resonator 303 from the inductive coupler 302. Since the size of the opening 304 at the right end is set shorter than the wavelength of the high frequency, the high frequency emitted from the opening 304 becomes an evanescent wave, and the amplitude of the wave is rapidly attenuated outside the opening 304. In order to detect high-frequency transmitted waves, an SMA connector 305 having an antenna at the tip is disposed at the lower left portion of the waveguide. When measuring the complex dielectric constant of the sample, the opening 304 at the tip of the probe is brought into contact with the sample. Thus, the structure is simple and the operation is easy. In particular, the direction of the electric field of the waveguide-type opening 304 is defined in a certain direction, which is effective when examining the dielectric anisotropy of the sample.
[0019]
Next, the stripline resonance type probe of the present invention will be described.
As shown in FIG. 4, the stripline resonance type probe includes a circular strip resonator and an (n / 2) · λ _g type resonator. The former resonates between a circular conductor plate 401 and a dielectric 402 sandwiched between them. The pickup antenna 403 is disposed near the circular conductor plate 401 of the strip. The latter resonating with the (n / 2) · λ _g shaped conductor plate and a dielectric. A pickup antenna 406 for detecting a high frequency is disposed in the vicinity of the slit line 404. Where λ _g is the effective wavelength of the stripline.
[0020]
In the dielectric resonator type probe of the present invention shown in FIG. 5, the high frequency supplied from the left SMA connector 501 is capacitively coupled to the metal sheet 502 disposed in the center of the dielectric resonator and supplied. Resonance occurs in a cavity filled with the dielectric 503. By filling the inside of the resonator with the dielectric 503, the resonator can be sufficiently downsized. Of course, the outer side 505 of the dielectric 503 is metallized to prevent unwanted radiation. The tip of the probe is tapered, and a dielectric is opened at the top. A metal sheet 502 is disposed in the horizontal direction of the opening 504. The metal sheet 502 may be omitted depending on the resonance mode.
A detector 503 for detecting the high frequency inside the resonator is disposed on the side surface of the dielectric above the SMA connector 501 that receives the high frequency signal. In order to change the resonance frequency of no load, the dimension of the metal sheet 502 is changed or the dielectric constant of the dielectric 503 is changed. That is, it is a feature of the probe of the present invention that probes having different dimensions of the metal sheet 502 are prepared according to the resonance frequency, and that the measurement can be performed over a wide frequency by means of replacement. In this dielectric resonator, the shape of the dielectric is a waveguide type, but the type of the dielectric is a coaxial resonator type, and the dielectric can be a cylindrical shape.
[0021]
Next, an example of a measurement system for a nondestructive dielectric measuring instrument using the probe of the present invention will be described with reference to FIG. An output high frequency from a VCO (Voltage Controlled Oscillator type) 809 is supplied to a circulator 808. This circulator 808 is used to insulate the reflected power of the load, in order to avoid a phenomenon in which load fluctuation due to frequency affects the VCO 809 and changes the oscillation frequency of the VCO 809. Further, it is added to the directional coupler 803 and supplied from the output of the directional coupler 803 to the removable probe type resonator of the present invention.
A traveling wave and a reflected wave are output to the a terminal and the b terminal of the directional coupler 803, respectively. The reflected wave is applied to the P2 terminal of the 3 dB coupler 805 through the phase shifter 804. The power of this reflected wave becomes a minimum value at the resonance frequency as shown in FIG. Since the phase shifter 804 can freely set the phase of the reflected wave with respect to the traveling wave, it is set so that the phase of the reflected wave and the traveling wave is the same during resonance.
[0022]
In the above circuit, the phase difference between the reflected wave and the traveling wave with respect to the oscillation frequency becomes zero at the resonance frequency as shown in FIG. On the other hand, the traveling wave is applied to the P1 terminal of the 3 dB coupler 805. The output terminals P3 and P4 of the 3 dB coupler 805 are supplied to the detector 806 and converted into a DC voltage. Each DC voltage is supplied to the input of the differential amplifier 807. The output voltage of the differential amplifier 807 is adjusted so that the output becomes zero when the two DC voltages are equal. First, the system is operated without contacting the sample to the probe type resonator 802. Here, it is assumed that the resonance frequency is unique to the resonator 802. When the VCO 809 starts oscillating, it initially oscillates at a certain frequency. This frequency is naturally different from the natural resonance frequency of the resonator 802. When the VCO 809 supplies power at the oscillation frequency, a reflected wave is generated from the probe type resonator 802, and this reflected wave is generated at the b terminal of the directional coupler 803. Further, the signal passes through the phase shifter 804 and is supplied to the output terminal P 2 of the 3 dB coupler 805.
[0023]
On the other hand, the traveling wave is supplied to P 1 of the output terminal of the 3 dB coupler 805. As a result, the output signal of the detector 806 generates voltages having different amplitudes. This differential voltage is generated at the output of the differential amplifier 807. When this voltage is applied to the VCO 809, the oscillation frequency of the VCO 809 changes. That is, it operates so as to approach the inherent resonance frequency of the resonator 802. By this feedback operation, the oscillation frequency of the VCO 809 is phase-locked to the inherent resonance frequency of the resonator 802.
[0024]
Next, the probe type resonator 802 is brought into perpendicular contact with the surface of the sample 801 to be measured. If the resonance frequency of the lobe resonator 802 in contact with the sample 801 is set, the VCO 809 of the measurement system is fuzz-locked to the resonance frequency by the above-described circuit operation. When the probe 802 is applied to the sample 801 to be measured, a mechanical cavity between the sample 801 and the probe 802 is brought into close contact, and a stabilization cavity is provided outside the detection probe, and this cavity is externally provided with a vacuum pump. In this method, the air inside is sucked out and the tip of the probe is kept constant at atmospheric pressure.
[0025]
The present invention utilizes a resonator having a high Q characteristic, and when a probe is applied to a sample to be measured, a load is applied to the resonator. As a result, the frequency of the resonator is shifted, but the Q characteristic is high. Since the change in the amplitude of the high frequency is large and easy to detect, the sensitivity of the measuring instrument is increased, so that the complex dielectric constant can be measured accurately. The wave emitted from the opening to the outside becomes an evanescent wave from the relational condition of the dimension of the probe opening with respect to the wavelength of the resonator frequency. Since this evanescent wave enters only a part of the object to be measured, the dielectric constant characteristics of only that part can be measured. Since the evanescent wave can be numerically analyzed by a computer, the electromagnetic wave distribution of the aperture is clarified thereby, and the measurement accuracy can be improved. In addition, since the frequency of a higher-order mode of the resonance frequency can be used for the measurement with respect to the resonator, the high-frequency range can be easily expanded.
[0026]
In addition, since the attenuation characteristics of the evanescent wave can be analyzed, it is possible to measure at each frequency and to measure the distribution of the dielectric constant in the depth direction of the sample. By elucidating the electromagnetic field distribution at the tip of the probe, there is a feature that can be used in an apparatus that can measure the film thickness of a sample.
Since various probes can be selected, there is an advantage that a local dielectric constant can be measured using a probe having a small opening. In addition, the size of the opening is almost proportional to the distance of the evanescent mode wave in the depth direction. Thus, the characteristic that the distribution of the dielectric constant in the thickness direction of the film can be measured is obtained.
In addition, anisotropy of the dielectric can be measured by selecting a mode pattern of the electric field at the probe tip. Since the measured object is not destroyed and the shape of the probe opening is simple, the numerical analysis can be performed with high accuracy, and the small opening of the probe can be easily applied to the measured object. The advantage is that measurement error is small. Further, calibration can be easily performed with reference to a sample having a clear complex dielectric constant. Therefore, since the measurement apparatus can be easily calibrated, there is an advantage that the measurement accuracy of the complex dielectric constant of the measurement object is increased.
[0027]
【The invention's effect】
As described above, the present invention has many effects as described below.
According to the first aspect of the present invention, by forming an opening having a size that is sufficiently smaller than the wavelength of the electromagnetic wave, the electromagnetic wave in the opening becomes an evanescent wave that decays exponentially. Computer analysis of the electromagnetic wave becomes possible, and an accurate complex dielectric constant can be obtained. A cavity is formed in the probe itself or outside thereof, the inside thereof is sucked by a vacuum pump, and the opening of the probe is brought into close contact with the sample plane by atmospheric pressure, thereby reducing the error in the contact state with the measurement surface.
From the deviation of the Q characteristic data when the sample is not loaded into the opening of the probe type resonator and the Q characteristic data when the sample is loaded (determining the Q shift ΔQ and the frequency shift Δf),
ΔQ (Q shift) = g (ε ′, ε ″)
The complex dielectric constant (ε = ε ′ + jε ″) can be calculated from the relationship Δf (frequency shift) = f (ε ′, ε ″).
[0028]
Since the sample is placed outside the opening of the resonator, the CPU calculates the complex dielectric constant, frequency, and Q characteristics and displays the results on the display, so that the complex dielectric constant can be measured automatically. . According to the inventions according to claims 2 and 3, since the attenuation characteristic of the evanescent electromagnetic wave can be analyzed by the size of the opening, the method of obtaining the complex dielectric constant depth characteristic and the intrinsic attenuation characteristic of the probe are clarified. Therefore, on the contrary, the film thickness of the sample can be measured. According to the invention according to claim 4, since the resonator has a replaceable structure of the probe, the complex dielectric constant is measured with respect to a wideband frequency by exchanging and measuring each frequency at which the resonator can resonate. it can.
[0029]
According to the fifth aspect of the present invention, the contact error on the measurement surface can be reduced by a method in which the inside of the resonator or the periphery of the outer opening is made a negative pressure so that the sample and the opening of the measurement end are in close contact with each other. According to the sixth aspect of the invention, since the measurement part is the opening of the resonator, the complex dielectric constant of the liquid surface, the complex dielectric constant of the gas, and the complex dielectric constant of a human body or semiconductor surface film can be measured. . According to the invention of claim 7, the planar distribution of the dielectric constant of the sample can be measured by moving the probe freely in the sample plane and measuring the dielectric constant of each local part.
[0030]
According to the invention according to claim 8, in order to measure in a wide frequency band, the measuring device is in the form of a replaceable probe, and an opening having a sufficiently small size is formed compared to the wavelength for frequencies near the resonance frequency. Resonators, voltage-controlled broadband oscillators that generate a wide range of high frequencies, directional couplers that separate traveling and reflected waves, phase shifters that adjust the phase of the reflected waves, and the amplitude of the output signal at the resonant frequency Are constituted by a 3 dB coupler, a detector for detecting the amplitude of the high-frequency signal to a DC voltage, and a differential amplifier for amplifying the difference of the DC voltage. And a sample is arrange | positioned outside the opening of a resonator. The complex dielectric constant can be calculated from the digital data obtained thereby.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of an (nλ) / 2 coaxial resonator type probe according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an embodiment of a (2n + 1) λ / (4λ) coaxial resonator type probe according to the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of a waveguide resonator type probe according to the present invention.
FIG. 4 is a view showing an embodiment of a stripline resonator type probe of a circular strip type and an (nλ _g ) / 2 type according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing an embodiment of a dielectric resonator type probe according to the present invention.
FIG. 6 shows the relationship of the real part of the complex permittivity with respect to the shift in resonance frequency between no load and load (during sample measurement) calculated based on data measured using the resonator type probe according to the present invention. FIG.
FIG. 7 shows the relationship of the imaginary part of the complex permittivity with respect to the shift of Q between no load and load (during sample measurement) calculated based on data measured using the resonator type probe according to the present invention. FIG.
FIG. 8 is a system diagram for automatically phase-locking the oscillation frequency of the resonator in the probe-type resonator according to the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a characteristic of reflected power with respect to an oscillation frequency.
FIG. 10 is a diagram illustrating a characteristic of a phase difference between a reflected wave and a traveling wave with respect to an oscillation frequency.
[Explanation of symbols]
201 SMA connector 202 inductive coupler 203 coaxial resonator 204 opening 205 pickup unit 301 SMA connector 302 inductive coupler 303 waveguide resonator 304 opening 305 pickup unit 401 circular conductor plate 402 dielectric 403 pickup antenna 404 Slit Line 405 Dielectric 406 Pickup Antenna 501 SMA Connector 502 Metal Sheet 503 Dielectric 504 Opening 505 Outside Dielectric (Metalizing Process)
506 Detector 801 Sample 802 Resonator 803 Directional coupler 804 Phase shifter 805 3 dB coupler 806 Detector 807 Differential amplifier 808 Circulator 809 VCO

Claims

Providing a cavity resonator with an opening at a cone-shaped tip sufficiently smaller than the wavelength of the resonance frequency;
Generating an exponentially decaying evanescent wave radiating from the opening;
Change in Q characteristic data from the operation at each resonance point when the sample is loaded from the outside under the condition that the operation of the resonator satisfies the perturbation theory in the opening and when the sample is not loaded in the opening (Q shift ΔQ, frequency shift Δf) is obtained by detecting the phase of the incident wave and the reflected wave of the resonator and negatively feeding them back, thereby automatically phase-locking the oscillator to each resonance point to obtain Q characteristic measurement Steps,
Since the data deviation of the Q characteristic is the following known function of the complex dielectric constant (ε = ε ′ + jε ″), the step of calculating the complex dielectric constant of the sample by solving numerically:
A method for measuring a complex dielectric constant using a resonator comprising:
ΔQ (Q shift) = g (ε ′, ε ″)
Δf (frequency shift) = f (ε ′, ε ″)

The method of measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Forming a probe having an opening to the cavity,
Analyzing the characteristics of the evanescent electromagnetic wave depending on the size and shape of the opening by numerical calculation;
Coupling a sample to the opening to obtain a complex dielectric constant characteristic in the depth direction of the sample ;
A method for measuring a complex dielectric constant using a resonator including:

The method of measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Forming a probe having an opening to the cavity,
Analyzing the characteristics of the evanescent electromagnetic wave depending on the size and shape of the opening by numerical calculation;
Combining a sample with a known complex dielectric constant into the opening to determine the thickness of the sample ;
A method for measuring a complex dielectric constant using a resonator including:

The method of measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Forming a replaceable resonance region of different probes having openings of the resonator,
Measuring the complex dielectric constant for a wideband frequency by exchanging and measuring the probe for each frequency at which the resonator can resonate; and
A method for measuring a complex dielectric constant using a resonator including:

The method of measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Steps to retain adsorbed by the inner or outer opening near the resonator to a negative pressure to close contact with the specimen and an opening
Method for measuring the complex dielectric constant using a resonator including.

The method of measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Forming with a probe having an opening in the resonator;
Making the opening member of the probe correspond to the surface of gas, liquid, amorphous thin film, etc., and bonding;
A method for measuring a complex dielectric constant using a resonator including:

The method of measuring a complex dielectric constant according to claim 1,
Forming a probe having an opening to the cavity,
Measuring the planar distribution of the dielectric constant of the sample by moving the opening of the probe on the sample plane;
A method for measuring a complex dielectric constant using a resonator including:

An apparatus for implementing the method of 請 Motomeko 1 wherein measured based complex permittivity of the object located outside the perturbation theory,
A cavity resonator having a tip opening with a sufficiently small size compared to the wavelength corresponding to the resonance frequency in the shape of a cone-shaped probe;
A directional coupler that separates the traveling wave and the reflected wave during measurement;
A phase shifter that adjusts the phase of the reflected wave;
A 3 dB coupler in which the amplitude of the output signal is equal at the resonance frequency;
A voltage controlled broadband oscillator VCO that generates a wide range of high frequencies;
A detector that detects the amplitude of a high-frequency signal into a DC voltage; and a differential amplifier that amplifies the difference in DC voltage;
Including
By detecting the phase of the incident wave and the reflected wave of the resonator and performing negative feedback, the oscillator is automatically phase-locked to each resonance point, and the Q characteristic is measured. Measuring device.