JP3687229B2 - COMMUNICATION METHOD, BASE STATION, AND TERMINAL DEVICE - Google Patents

COMMUNICATION METHOD, BASE STATION, AND TERMINAL DEVICE Download PDF

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば無線電話システムの基地局や端末装置に適用して好適な通信方法と、その通信方法が適用される基地局及び端末装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線電話システムなどの移動通信においては、一つの基地局に複数の移動局（端末装置）を接続させる多元接続が行われている。ここで、無線電話の場合には、一つの基地局を多数の移動局が共通に使用するため、各移動局間の干渉を避けるような種々の通信方式が提案されている。従来からあるこの種の通信方式としては、例えば周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ：Frequency Division Multiple Access）、時分割多元接続方式（ＴＤＭＡ：Time Division Multiple Access ）、符号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access ）などがある。
【０００３】
この内、ＴＤＭＡ方式は、各基地局毎に割当てられた各伝送チャンネルを所定時間単位で分割して、１伝送チャンネル中に複数のタイムスロットを形成させ、そのタイムスロット毎に接続する移動局を割当てるようにしたもので、１伝送チャンネルを使用して複数の移動局と同時に接続できる。
【０００４】
また、別の通信方式として、本出願人は先に帯域分割多元接続（ＢＤＭＡ：Band Division Multiple Access ）と称する通信方式を提案した（特願平８−１３２４３４号など）。そのＢＤＭＡ方式の詳細については後述する実施例の中で説明するが、簡単に述べると、所定の周波数間隔で所定数のサブキャリア信号が配置された１伝送帯域を複数用意し、各伝送帯域の信号を所定時間毎に区切ってタイムスロットを形成させ、所定数のタイムスロット周期で間欠的に、上記所定数のサブキャリア信号に分散させてデータを変調させたマルチキャリア信号によるバースト信号を伝送する方式である。このＢＤＭＡ方式は、非常に優れた伝送特性を有する。
【０００５】
ところで、無線電話システムの場合には、いずれの通信方式を適用する場合でも、端末装置側で通信を行う場合に、基地局側で設定される基準となるタイミングに同期させて通信を行い、各チャンネル（パス）が干渉するのを防止する必要がある。ここで、端末装置と基地局との距離は一定でないので、仮に同じタイミングで各端末装置から基地局に対して同時に送信が行われても、各端末装置から伝送される信号には異なる伝搬遅延が生じ、基地局で受信できるタイミングは、それぞれのパスが異なるものになってしまう。
【０００６】
従って、タイミングを補正する何らかの処理が必要で、例えば基地局側で各端末装置から伝送される信号の基準タイミングとの遅延量を検出して、その遅延量だけ送信タイミングをずらす制御データを端末装置側に伝送して、一定のタイミングで受信できるように補正する処理（タイムアライメント処理）を行うようにしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このようなタイムアライメント処理は、双方向のデータ伝送が必要であるので、基地局と端末装置とが通信を行っている間しか出来ず、例えば端末装置から基地局に対して、通信開始を要求（アクセス要求）する場合に、そのアクセス要求信号を伝送する際には、タイムアライメント処理を施すことが不可能であった。
【０００８】
このため、タイムアライメント処理が行われてない状態の信号が伝送されても問題がないように、ある程度信号バーストを短く形成して伝送させることも考えられるが、このように信号バーストを短くすると、伝送速度が遅くなる。伝送速度を遅くすると、それだけ伝送効率が低下してしまう。従って、データの伝送効率を良くした上で、端末装置から基地局へのアクセス要求信号の伝送が、他の信号に干渉を与えずに出来るようにすることが要請されていた。また、そもそもの信号バーストが伝搬遅延により生じる時間のズレを吸収できない程短い場合には、従来の方法ではタイムアライメント問題を解決することができない。
【０００９】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、無線電話システムなどの通信を、伝送レートの高い効率の良いシステムで行う場合に、基地局へのアクセス要求などが、良好に出来るようにすることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この問題点を解決するために本発明は、端末装置から基地局への上りチャンネルにおけるアクセス権獲得のためのチャンネルのタイムスロットの周期を、他のチャンネルのタイムスロットの周期よりも長くすると共に、アクセス権獲得のためのチャンネルと他のチャンネルとで、１タイムスロット期間に送信されるバースト信号のデータ長さを同一とし、基地局で、アクセス権獲得のためのチャンネルだけで端末装置と通信を行う状態ではタイムアライメント処理を行わず、アクセス権獲得のためのチャンネル以外で通信が必要になった場合に、アクセス権獲得のためのチャンネルでの受信タイミングと基準タイミングとのずれに基づいて、端末装置に対して送信タイミングを補正させるタイムアライメント処理を行うようにしたものである。
【００１１】
かかる処理を行うことによって、アクセス権獲得のためのデータの伝送に関しては、他のデータの伝送よりも長い周期で伝送されることになり、タイムアライメント処理が行われてなくても、基地局側で的確にアクセス権獲得のためのデータを受信できる可能性が高くなる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を添付図面を参照して説明する。
【００１３】
まず、本例が適用される基本的な通信方式の構成について、図８〜図１０を参照して説明する。本例の通信方式の構成は、予め割当てられた帯域（Band）内に複数のサブキャリアを連続的に配置し、この１帯域内の複数のサブキャリアを１つの伝送路（パス）で同時に使用するいわゆるマルチキャリア方式としてあり、さらに１帯域内の複数のサブキャリアを一括して帯域で分割（Division）して変調するもので、ここでは帯域分割多元接続（ＢＤＭＡ：Band Division Multiple Access ）と称する。
【００１４】
以下、その構成について説明すると、図８は、本例の伝送信号のスロット構成を示す図で、縦軸を周波数を、横軸を時間としたものである。本例の場合には、周波数軸と時間軸とを格子状に分割した直交基底を与えるものである。即ち、１つの伝送帯域（１バンドスロット）が１５０ＫＨｚとされ、この１５０ＫＨｚの１伝送帯域内に、２４本のサブキャリアを配置する。この２４本のサブキャリアは、６．２５ｋＨｚ間隔で等間隔に連続的に配置され、１キャリア毎に０から２３までのサブキャリア番号が付与される。但し、実際に存在するサブキャリアは、サブキャリア番号１から２２までの２２本としてあり、１バンドスロット内の両端部のサブキャリア番号０及び２３についてはサブキャリアを立てないガードバンドとしてあり、電力を０としてある。
【００１５】
そして時間軸でみると、２００μ秒間隔で１タイムスロットが規定され、１タイムスロット毎に２２本のサブキャリアにバースト信号が変調されて伝送される。そして、２５タイムスロット（即ち５ｍ秒）配置された状態が、１フレームと定義される。この１フレーム内の各タイムスロットには、０から２４までのタイムスロット番号が付与される。図８中にハッチングを付与して示す範囲は、１バンドスロットの１タイムスロット区間を示すものである。なお、ここではスロット番号２４のタイムスロットは、データが伝送されない期間とされる。また、この図８のように２００μ秒間隔で１タイムスロットが規定されるのは、音声データなどの情報の伝送を行う通信チャンネルの場合であり、移動局からのチャンネルアクセスに関する制御データだけを伝送させる制御チャンネルについては、後述するように２倍の４００μ秒間隔で１タイムスロットを規定するようにしてある。その制御チャンネルの詳細な構成については後述する。
【００１６】
そして、この周波数軸と時間軸とを格子状に分割した直交基底を使用して、基地局が複数の移動局（端末装置）と同時期に通信を行う多元接続を行うものである。ここで、各移動局との接続状態としては、図９に示す構成で行われる。図９は、１バンドスロット（実際には後述する周波数ホッピングにより使用するバンドスロットは切換わる）を使用して、基地局に接続される６つの移動局（ユーザー）Ｕ０，Ｕ１，Ｕ２‥‥Ｕ５のタイムスロットの使用状態を示す図で、Ｒとして示すタイムスロットは受信スロットで、Ｔとして示すタイムスロットは送信スロットであり、基地局で規定されるフレームタイミングは図９のＡに示すように２４タイムスロット周期（２５タイムスロット用意された内の最後のスロットであるスロット番号２４は使用されない）で設定される。なお、ここでは送信スロットと受信スロットとは別の帯域を使用して伝送されるものとしてある。
【００１７】
例えば図９のＢに示す移動局Ｕ０は、受信スロットとして１フレーム内のタイムスロット番号０，６，１２，１８が使用され、送信スロットとしてタイムスロット番号３，９，１５，２１が使用され、それぞれのタイムスロットでバースト信号の受信又は送信を行う。また、図９のＣに示す移動局Ｕ１は、受信スロットとして１フレーム内のタイムスロット番号１，７，１３，１９が使用され、送信スロットとしてタイムスロット番号４，１０，１６，２２が使用される。また、図９のＤに示す移動局Ｕ２は、受信スロットとして１フレーム内のタイムスロット番号２，８，１４，２０が使用され、送信スロットとしてタイムスロット番号５，１１，１７，２３が使用される。また、図９のＥに示す移動局Ｕ３は、受信スロットとして１フレーム内のタイムスロット番号３，９，１５，２１が使用され、送信スロットとしてタイムスロット番号０，６，１２，１８が使用される。また、図９のＦに示す移動局Ｕ４は、受信スロットとして１フレーム内のタイムスロット番号４，１０，１６，２２が使用され、送信スロットとしてタイムスロット番号１，７，１３，２２が使用される。さらに、図９のＧに示す移動局Ｕ５は、受信スロットとして１フレーム内のタイムスロット番号５，１１，１６，２２が使用され、送信スロットとしてタイムスロット番号２，８，１４，２０が使用される。
【００１８】
図９に示す構成としたことで、１バントスロットに６つの移動局が接続される６ＴＤＭＡ（時分割多元接続）が行われるが、各移動局側から見ると、１タイムスロット期間の受信及び送信を行った後に、次の送信又は受信が行われるまで２タイムスロット期間（即ち４００μ秒）の余裕があり、この余裕を使用して、タイミング処理と周波数ホッピングと称される処理を行う。即ち、各送信スロットＴの前の約２００μ秒間には、送信タイミングを基地局側からの信号のタイミングに合わせるタイミング処理ＴＡを行う。そして、各送信スロットＴが終了した約２００μ秒後には、送信及び受信を行うバンドスロットを別のバンドスロットに切換える周波数ホッピングを行う。なお、ここでのタイミングは、伝送レートを高く設定した場合の例で、伝送レートを低く設定して使用するバンドスロット数を変えた場合には、周波数ホッピングを行うタイミングなどについて別途設定させる必要がある。周波数ホッピングが行われることで、例えば１つの基地局に用意された複数のバンドスロットを各移動局で均等に使用する。
【００１９】
即ち、１つの基地局には複数のバンドスロットを割当てる。例えば１つの基地局で１つのセルが構成されるセルラ方式のシステムである場合で、１つのセルに１．２ＭＨｚの帯域が割当てられている場合には、８バンドスロットを１つのセルに配置することができる。同様に、１つのセルに２．４ＭＨｚの帯域が割当てられている場合には、１６バンドスロットを１つのセルに配置することができ、１つのセルに４．８ＭＨｚの帯域が割当てられている場合には、３２バンドスロットを１つのセルに配置することができ、１つのセルに９．６ＭＨｚの帯域が割当てられている場合には、６４バンドスロットを１つのセルに配置することがでる。そして、この１つのセルに割当てられた複数のバンドスロットを均等に使用するように、周波数ホッピングと称される周波数切換え処理を行う。なお、本例の場合には１つのセルに連続した帯域の複数のバンドスロットを配置する。
【００２０】
図１０は、１つのセルに８バンドスロットが配置された場合の例を示し、図２０のＡに示すように、用意された８バンドスロットのそれぞれで、図１０のＢに示すように、２２本のキャリアが立てられてデータ伝送を行う。
【００２１】
このように通信を行う状態を設定することで、各移動局と基地局との間で伝送される信号は、他の信号に対して直交性が保たれた状態となり、他の信号の干渉を受けることなく、該当する信号だけを良好に取り出すことができる。そして、周波数ホッピングにより伝送するバンドスロットを随時切換えるので、各基地局に用意された伝送帯域が有効に活用され、効率の良い伝送ができる。この場合、上述したように１つの基地局（セル）に割当てる周波数帯域を、自由に割当てることができるので、使用される状況に応じた自由なシステム設定が可能になる。
【００２２】
次に、以上説明したシステム構成にて通信が行われる端末装置（移動局）と基地局の構成について説明する。ここでは、基地局から端末装置への下り回線として２．０ＧＨｚ帯を使用し、端末装置から基地局への上り回線として２．２ＧＨｚ帯を使用するものとして説明する。
【００２３】
図１は、端末装置の構成を示す図で、まず受信系について説明すると、送受信兼用のアンテナ１１はアンテナ共用器１２に接続してあり、このアンテナ共用器１２の受信信号出力側には、バンドパスフィルタ１３，受信アンプ１４，混合器１５が直列に接続してある。ここで、バンドパスフィルタ１３は、２．０ＧＨｚ帯を抽出する。そして、混合器１５で周波数シンセサイザ３１が出力する１．９ＧＨｚの周波数信号を混合し、受信信号を１００ＭＨｚ帯の中間周波信号に変換する。なお、周波数シンセサイザ３１は、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）で構成され、温度補償型基準発振器（ＴＣＸＯ）３２が出力する１９．２ＭＨｚを、１／１２８分周器３３で分周して生成させた１５０ｋＨｚを基準として、１．９ＧＨｚ帯の１５０ｋＨｚ間隔の信号（即ち１バンドスロット間隔）を生成させるシンセサイザである。この端末装置で使用される後述する他の周波数シンセサイザについても、同様にＰＬＬ回路で構成される。
【００２４】
そして、混合器１５が出力する中間周波信号を、バンドパスフィルタ１６と可変利得アンプ１７を介して復調用の２個の混合器１８Ｉ，１８Ｑに供給する。また、周波数シンセサイザ３４が出力する１００ＭＨｚの周波数信号を、移相器３５で９０度位相がずれた２系統の信号とし、この２系統の周波数信号の一方を混合器１８Ｉに供給し、他方を混合器１８Ｑに供給し、それぞれ中間周波信号に混合させ、受信したデータに含まれるＩ成分及びＱ成分を抽出する。なお、周波数シンセサイザ３４は、１／１２８分周器３３で分周して生成させた１５０ｋＨｚを基準として、１００ＭＨｚ帯の信号を生成させるシンセサイザである。
【００２５】
そして、抽出したＩ成分をローパスフィルタ１９Ｉを介してアナログ／デジタル変換器２０Ｉに供給し、デジタルＩデータに変換する。また、抽出したＱ成分をローパスフィルタ１９Ｑを介してアナログ／デジタル変換器２０Ｑに供給し、デジタルＩデータに変換する。ここで、各アナログ／デジタル変換器２０Ｉ，２０Ｑは、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚを、１／９６分周器３６で分周して生成させた２００ｋＨｚを変換用のクロックとして使用するものである。
【００２６】
そして、アナログ／デジタル変換器２０Ｉ，２０Ｑが出力するデジタルＩデータ及びデジタルＱデータを、復調及びデコーダ２１に供給し、復号された受信データを端子２２に得る。なお、復調及びデコーダ２１には、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚがクロックとしてそのまま供給されると共に、１／９６分周器３６が出力する２００ｋＨｚを１／４０分周器３７で分周して生成させた５ｋＨｚがクロックとして供給される。この５ｋＨｚのクロックは、スロットタイミングデータを生成させるのに使用される。即ち、本例の場合には上述したように１タイムスロットが２００μ秒であるが、周波数が５ｋＨｚの信号は１周期が２００μ秒であり、この５ｋＨｚの信号に同期してスロットタイミングデータを生成させる。
【００２７】
次に、端末装置の送信系の構成を説明すると、端子４１に得られる送信データを、変調及びエンコーダ４２に供給し、送信用の符号化及び変調処理を行い、送信用のデジタルＩデータ及びデジタルＱデータを生成させる。ここで、この変調及びエンコーダ４２には、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚがクロックとしてそのまま供給されると共に、１／４０分周器３７で分周して生成させた５ｋＨｚがスロットタイミング生成用のデータとして供給される。そして、変調及びエンコーダ４２が出力するデジタルＩデータ及びデジタルＱデータをデジタル／アナログ変換器４３Ｉ及び４３Ｑに供給し、アナログＩ信号及びアナログＱ信号に変換し、この変換されたＩ信号及びＱ信号をローパスフィルタ４４Ｉ及び４４Ｑを介して混合器４５Ｉ及び４５Ｑに供給する。また、周波数シンセサイザ３８が出力する３００ＭＨｚの周波数信号を、移相器３９で９０度位相がずれた２系統の信号とし、この２系統の周波数信号の一方を混合器４５Ｉに供給し、他方を混合器４５Ｑに供給し、それぞれＩ信号及びＱ信号と混合して、３００ＭＨｚ帯の信号とし、加算器４６で１系統の信号とする直交変調を行う。なお、周波数シンセサイザ３８は、１／１２８分周器３３で分周して生成させた１５０ｋＨｚを基準として、３００ＭＨｚ帯の信号を生成させるシンセサイザである。
【００２８】
そして、加算器４６が出力する３００ＭＨｚ帯に変調された信号を、送信アンプ４７，バンドパスフィルタ４８を介して混合器４９に供給し、周波数シンセサイザ３１が出力する１．９ＧＨｚ帯の周波数信号を混合し、２．２ＧＨｚ帯の送信周波数に変換する。そして、この送信周波数に周波数変換された送信信号を、送信アンプ（可変利得アンプ）５０及びバンドパスフィルタ５１を介してアンテナ共用器１２に供給し、このアンテナ共用器１２に接続されたアンテナ１１から無線送信させる。なお、送信アンプ５０の利得を制御することにより、送信出力が調整される。この送信出力の制御は、例えば基地局側から受信した出力制御データに基づいて行われる。
【００２９】
また、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚの信号は、１／２４００分周器４０に供給されて、８ｋＨｚの信号とされ、この８ｋＨｚの信号を音声処理系の回路（図示せず）に供給する。即ち、本例の端末装置では、基地局との間で伝送する音声信号は、８ｋＨｚでサンプリング（又はその倍数の周波数でオーバーサンプリング）するようにしてあり、音声信号のアナログ／デジタル変換器やデジタル／アナログ変換器、或いは音声データ圧縮・伸長処理用のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）などの音声データ処理回路で必要なクロックを、１／２４００分周器４０から得るようにしてある。
【００３０】
次に、この構成の端末装置の送信系のエンコーダ及びその周辺の詳細な構成を、図２を参照して説明する。送信データは、畳み込み符号化器５１に供給して、畳み込み符号化を行う。ここでの畳み込み符号化としては、例えば拘束長ｋ＝７，符号化率Ｒ＝１／３の符号化を行う。この畳み込み符号化器５１の出力を、４フレームインターリーブバッファ５２に供給し、４フレーム（２０ｍ秒）に跨がったデータのインターリーブを行う。そして、このインターリーブバッファ５２の出力を、ＤＱＰＳＫエンコーダ５３に供給し、ＤＱＰＳＫ変調を行う。即ち、供給されるデータに基づいて、ＤＱＰＳＫシンボル生成回路５３ａで対応したシンボルを生成させ、このシンボルを乗算器５３ｂの一方の入力に供給し、この乗算器５３ｂの乗算出力を遅延回路５３ｃで１シンボル遅延させて他方の入力に戻して、ＤＱＰＳＫ変調を行う。そして、このＤＱＰＳＫ変調されたデータを、乗算器５４に供給して、ランダム位相シフトデータ発生回路５５が出力するランダム位相シフトデータを、変調データに乗算する処理を行い、データの位相を見かけ上ランダムに変化させる。
【００３１】
そして、乗算器５４の出力を、ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）５６に供給し、高速フーリエ変換による演算で時間軸上のデータの周波数変換処理を行い、６．２５ｋＨｚ間隔の２２本のサブキャリアに変調されたいわゆるマルチキャリアデータとする。なお、高速フーリエ変換を行うＦＦＴ回路は、２の巾乗倍のサブキャリアを生成させる構成が比較的簡単に構成でき、本例のＦＦＴ回路５６では、２5 である３２本のサブキャリアを生成させる能力のあるものを使用し、情報チャンネルの送信処理では、その内の連続した２２本のサブキャリアに変調されたデータを出力する。
【００３２】
なお、本例のＦＦＴ回路５６で扱う送信データの変調レートは２００ｋＨｚとしてあり、この２００ｋＨｚの変調レートの信号から３２本のマルチキャリアに変換する処理を行うことで、２００ｋＨｚ÷３２＝６．２５ｋＨｚとなり、６．２５ｋＨｚ間隔（但し上り制御チャンネルの場合には１２．５ｋＨｚ間隔）のマルチキャリア信号が得られる。
【００３３】
そして、この高速フーリエ変換でマルチキャリアとされたデータを乗算器５７に供給し、窓がけデータ発生回路５８が出力する時間波形を乗算する処理を行う。この時間波形としては、例えば図３のＡに示すように、送信側では１つの波形の長さＴU が約２００μ秒（即ち１タイムスロット期間）の波形とされる。但し、その両端部ＴTR（約１５μ秒間）は、なだらかに波形のレベルが変化するようにしてあり、図３のＢに示すように、時間波形を乗算させる際には、隣接する時間波形と一部が重なるようにしてある。
【００３４】
図２の説明に戻ると、乗算器５７で時間波形が乗算された信号を、バーストバッファ５９を介してデジタル／アナログ変換器４３（図１のデジタル／アナログ変換器４３Ｉ，４３Ｑに相当）に供給し、変換用のクロックとして２００ｋＨｚを使用してアナログ信号とする。
【００３５】
次に、本例の端末装置の受信系のデコーダ及びその周辺の詳細な構成を、図４を参照して説明する。２００ｋＨｚのクロックを使用してアナログ／デジタル変換器２０（図１のアナログ／デジタル変換器２０Ｉ，２０Ｑに相当）で変換されたデジタルデータを、バーストバッファ６１を介して乗算器６２に供給し、逆窓がけデータ発生回路６３が出力する時間波形を乗算する。この受信時に乗算する時間波形は、図３のＡに示す形状の時間波形であるが、その長さＴM を１６０μ秒として送信時よりも短い時間波形としてある。
【００３６】
そして、この時間波形が乗算された受信データを、ＦＦＴ回路６４に供給し、高速フーリエ変換処理により周波数軸と時間軸との変換処理を行い、６．２５ｋＨｚ間隔の２２本のサブキャリアに変調されて伝送されたデータを時間軸が連続した１系統のデータとする。ここでの変換処理では、送信系でのＦＦＴ回路での変換処理と同様に、２5 である３２本のサブキャリアを処理させる能力のあるものを使用し、その内の連続した２２本のサブキャリアに変調されたデータを変換して出力する。そして、本例のＦＦＴ回路６４で扱う送信データの変調レートは２００ｋＨｚとしてあり、３２本のマルチキャリアを処理できることで、２００ｋＨｚ÷３２＝６．２５ｋＨｚとなり、６．２５ｋＨｚ間隔のマルチキャリア信号の変換処理ができる。
【００３７】
そして、ＦＦＴ回路６４で高速フーリエ変換されて１系統とされた受信データを、乗算器６５に供給し、逆ランダム位相シフトデータ発生回路６６が出力する逆ランダム位相シフトデータ（このデータは送信側のランダム位相シフトデータと同期して変化するデータ）を乗算し、元の位相のデータに戻す。
【００３８】
そして、元の位相に戻されたデータを、差動復調回路６７に供給し、差動復調させ、この差動復調されたデータを４フレームデインターリーブバッファ６８に供給し、送信時に４フレームにわたってインターリーブされたデータを元のデータ配列とし、このデインターリーブされたデータをビタビ復号化器６９に供給し、ビタビ復号を行う。そして、ビタビ復号されたデータをデコーダされた受信データとして後段の受信データ処理回路（図示せず）に供給する。
【００３９】
次に、基地局の構成を、図５を参照して説明する。この基地局での送受信を行う構成は、基本的には端末装置側の構成と同じであるが、複数台の端末装置と同時に接続される多元接続を行うための構成が端末装置とは異なる。
【００４０】
まず、図５に示す受信系の構成について説明すると、送受信兼用のアンテナ２１１はアンテナ共用器２１２に接続してあり、このアンテナ共用器２１２の受信信号出力側には、バンドパスフィルタ２１３，受信アンプ２１４，混合器２１５が直列に接続してある。ここで、バンドパスフィルタ２１３は、２．２ＧＨｚ帯を抽出する。そして、混合器２１５で周波数シンセサイザ２３１が出力する１．９ＧＨｚの周波数信号を混合し、受信信号を３００ＭＨｚ帯の中間周波信号に変換する。なお、周波数シンセサイザ２３１は、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）で構成され、温度補償型基準発振器（ＴＣＸＯ）２３２が出力する１９．２ＭＨｚを、１／１２８分周器２３３で分周して生成させた１５０ｋＨｚを基準として、１．９ＧＨｚ帯の１５０ｋＨｚ間隔の信号（即ち１バンドスロット間隔）を生成させるシンセサイザである。この基地局で使用される後述する他の周波数シンセサイザについても、同様にＰＬＬ回路で構成される。
【００４１】
そして、混合器２１５が出力する中間周波信号を、バンドパスフィルタ２１６と受信アンプ２１７を介して復調用の２個の混合器２１８Ｉ，２１８Ｑに供給する。また、周波数シンセサイザ２３４が出力する３００ＭＨｚの周波数信号を、移相器２３５で９０度位相がずれた２系統の信号とし、この２系統の周波数信号の一方を混合器２１８Ｉに供給し、他方を混合器２１８Ｑに供給し、それぞれ中間周波信号に混合させ、受信したデータに含まれるＩ成分及びＱ成分を抽出する。なお、周波数シンセサイザ２３４は、１／１２８分周器２３３で分周して生成させた１５０ｋＨｚを基準として、３００ＭＨｚ帯の信号を生成させるシンセサイザである。
【００４２】
そして、抽出したＩ成分をローパスフィルタ２１９Ｉを介してアナログ／デジタル変換器２２０Ｉに供給し、デジタルＩデータに変換する。また、抽出したＱ成分をローパスフィルタ２１９Ｑを介してアナログ／デジタル変換器２２０Ｑに供給し、デジタルＩデータに変換する。ここで、各アナログ／デジタル変換器２２０Ｉ，２２０Ｑは、ＴＣＸＯ２３２が出力する１９．２ＭＨｚを、１／３分周器２３６で分周して生成させた６．４ＭＨｚを変換用のクロックとして使用するものである。
【００４３】
そして、アナログ／デジタル変換器２２０Ｉ，２２０Ｑが出力するデジタルＩデータ及びデジタルＱデータを、復調部２２１に供給し、復調されたデータをデマルチプレクサ２２２に供給して、各端末装置からのデータに分割し、分割されたデータを同時に接続される端末装置の数（１バンドスロット当たり６台）だけ用意されたデコーダ２２３ａ，２２３ｂ‥‥２２３ｎに個別に供給する。なお、復調部２２１，デマルチプレクサ２２２及びデコーダ２２３ａ，２２３ｂ‥‥２２３ｎには、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚがクロックとしてそのまま供給されると共に、１／３分周器２３６が出力する６．４ＭＨｚを１／１２８０分周器２３７で分周して生成させた５ｋＨｚがスロットタイミングデータとして供給される。
【００４４】
次に、基地局の送信系の構成を説明すると、同時に通信を行う相手（端末装置）の数だけ用意されたエンコーダ２４１ａ，２４１ｂ‥‥２４１ｎで個別に符号化された送信データを、マルチプレクサ２４２で合成し、このマルチプレクサ２４２の出力を変調部２４３に供給し、送信用の変調処理を行い、送信用のデジタルＩデータ及びデジタルＱデータを生成させる。なお、各エンコーダ２４１ａ〜２４１ｎ，マルチプレクサ２４２及び変調部２４３には、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚがクロックとしてそのまま供給されると共に、１／１２８０分周器２３７が出力する５ｋＨｚがクロックとして供給される。
【００４５】
そして、変調部２４３が出力するデジタルＩデータ及びデジタルＱデータを、デジタル／アナログ変換器２４４Ｉ及び２４４Ｑに供給し、アナログＩ信号及びアナログＱ信号に変換し、この変換されたＩ信号及びＱ信号をローパスフィルタ２４５Ｉ及び２４５Ｑを介して混合器２４６Ｉ及び２４６Ｑに供給する。また、周波数シンセサイザ２３８が出力する１００ＭＨｚの周波数信号を、移相器２３９で９０度位相がずれた２系統の信号とし、この２系統の周波数信号の一方を混合器２４６Ｉに供給し、他方を混合器２４６Ｑに供給し、それぞれＩ信号及びＱ信号と混合して、１００ＭＨｚ帯の信号とし、加算器２４７で１系統の信号とする直交変調を行う。なお、周波数シンセサイザ２３８は、１／１２８分周器２３３で分周して生成させた１５０ｋＨｚを基準として、１００ＭＨｚ帯の信号を生成させるシンセサイザである。
【００４６】
そして、加算器２４７が出力する１００ＭＨｚ帯に変調された信号を、送信アンプ２４８，バンドパスフィルタ２４９を介して混合器２５０に供給し、周波数シンセサイザ２３１が出力する１．９ＧＨｚ帯の周波数信号を混合し、２．０ＧＨｚ帯の送信周波数に変換する。そして、この送信周波数に周波数変換された送信信号を、送信アンプ２５１及びバンドパスフィルタ２５２を介してアンテナ共用器２１２に供給し、このアンテナ共用器２１２に接続されたアンテナ２１１から無線送信させる。
【００４７】
また、ＴＣＸＯ２３２が出力する１９．２ＭＨｚの信号が、１／２４００分周器２４０に供給されて、８ｋＨｚの信号とされ、この８ｋＨｚの信号を音声処理系の回路（図示せず）に供給する。即ち、本例の基地局では、端末装置との間で伝送する音声信号は、８ｋＨｚでサンプリング（又はその倍数の周波数でオーバーサンプリング）するようにしてあり、音声信号のアナログ／デジタル変換器やデジタル／アナログ変換器、或いは音声データ圧縮・伸長処理用のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）などの音声データ処理回路で必要なクロックを、１／２４００分周器２４０から得るようにしてある。
【００４８】
次に、基地局で送信データをエンコードして変調する構成の詳細を、図６を参照して説明する。ここではＮ個（Ｎは任意の数）の端末装置（ユーザー）と同時に多元接続を行うものとすると、各端末装置のユーザーへの送信信号Ｕ０，Ｕ１‥‥ＵＮは、それぞれ別の畳み込み符号化器３１１ａ，３１１ｂ‥‥３１１ｎに供給して、個別に畳み込み符号化を行う。ここでの畳み込み符号化としては、例えば拘束長ｋ＝７，符号化率Ｒ＝１／３の符号化を行う。
【００４９】
そして、それぞれの系で畳み込み符号化されたデータを、それぞれ４フレームインターリーブバッファ３１２ａ，３１２ｂ‥‥３１２ｎに供給し、４フレーム（２０ｍ秒）に跨がったデータのインターリーブを行う。そして、各インターリーブバッファ３１２ａ，３１２ｂ‥‥３１２ｎの出力を、それぞれＤＱＰＳＫエンコーダ３２０ａ，３２０ｂ‥‥３２０ｎに供給し、ＤＱＰＳＫ変調を行う。即ち、供給されるデータに基づいて、ＤＱＰＳＫシンボル生成回路３２１ａ，３２１ｂ‥‥３２１ｎで対応したシンボルを生成させ、このシンボルを乗算器３２２ａ，３２２ｂ‥‥３２２ｎの一方の入力に供給し、この乗算器３２２ａ，３２２ｂ‥‥３２２ｎの乗算出力を各遅延回路３２３ａ，３２３ｂ‥‥３２３ｎで１シンボル遅延させて他方の入力に戻して、ＤＱＰＳＫ変調を行う。そして、このＤＱＰＳＫ変調されたデータを、それぞれ乗算器３１３ａ，３１３ｂ‥‥３１３ｎに供給して、ランダム位相シフトデータ発生回路３１４ａ，３１４ｂ‥‥３１４ｎが個別に出力するランダム位相シフトデータを、変調データに乗算する処理を行い、それぞれのデータの位相を見かけ上ランダムに変化させる。
【００５０】
そして、各乗算器３１３ａ，３１３ｂ‥‥３１３ｎの出力を、マルチプレクサ２４２に供給し合成する。ここで、本例のマルチプレクサ２４２で合成する際には、その合成する周波数位置を１５０ｋＨｚ単位で切換えられるようにしてあり、この切換えを制御することで、各端末装置に対して送信されるバースト信号の周波数切換えを行う。即ち、本例の場合には図９などで説明したように、周波数ホッピングと称されるバントスロット単位での周波数の切換えを行うようにしてあるが、その周波数切換えを、マルチプレクサ２４２での合成時の処理の切換えにより実現している。
【００５１】
そして、マルチプレクサ２４２で合成されたデータを、ＦＦＴ回路３３２に供給し、高速フーリエ変換による演算で時間軸上のデータの周波数変換処理を行い、１バントスロット当たり６．２５ｋＨｚ間隔の２２本のサブキャリアに変調されたいわゆるマルチキャリアデータとする。そして、この高速フーリエ変換でマルチキャリアとされたデータを乗算器３３３に供給し、窓がけデータ発生回路３３４が出力する時間波形を乗算する処理を行う。この時間波形としては、例えば図３のＡに示すように、送信側では１つの波形の長さＴU が約２００μ秒（即ち１タイムスロット期間）の波形とされる。但し、その両端部ＴTR（約１５μ秒間）は、なだらかに波形のレベルが変化するようにしてあり、図３のＢに示すように、時間波形を乗算させる際には、隣接する時間波形と一部が重なるようにしてある。
【００５２】
そして、乗算器３３３で時間波形が乗算された信号を、バーストバッファ３３５を介してデジタル／アナログ変換器２４４（図５での変換器２４４Ｉ，２４４Ｑに相当）に供給し、アナログＩ信号及びアナログＱ信号とし、図５の構成にて送信処理する。
【００５３】
次に、基地局で受信データを復調してデコードする構成の詳細を、図７を参照して説明する。アナログ／デジタル変換器２２０（図５のアナログ／デジタル変換器２２０Ｉ及び２２０Ｑに相当）で変換されたデジタルＩデータ及びデジタルＱデータを、バーストバッファ３４１を介して乗算器３３３に供給し、逆窓がけデータ発生回路３４３が出力する時間波形を乗算する。この時間波形としては、図３のＡに示す形状の時間波形であるが、その長さＴM を１６０μ秒として送信時よりも短い時間波形としてある。
【００５４】
そして、この時間波形が乗算された受信データを、ＦＦＴ回路３４４に供給して高速フーリエ変換を行い、周波数軸と時間軸との変換処理を行い、１バンドスロット当たり６．２５ｋＨｚ間隔の２２本のサブキャリアに変調されて伝送されたデータを時間軸が連続したデータとする。そして、この高速フーリエ変換されたデータを、デマルチプレクサ２２２に供給し、同時に多元接続される各端末装置の数だけ分割されたデータとする。ここで、本例のデマルチプレクサ２２２で分割する際には、その分割する周波数位置を１５０ｋＨｚ単位で切換えられるようにしてあり、この切換えを制御することで、各端末装置から送信されるバースト信号の周波数切換えを行う。即ち、本例の場合には図９などで説明したように、周波数ホッピングと称されるバントスロット単位での周波数の切換えを周期的に行うようにしてあるが、その受信側での周波数切換えを、デマルチプレクサ２２２での分割時の処理の切換えにより実現している。
【００５５】
そして、デマルチプレクサ２２２で分割されたそれぞれの受信データを、同時に多元接続される端末装置の数Ｎだけ設けられた乗算器３５１ａ，３５１ｂ‥‥３５１ｎに個別に供給し、それぞれの乗算器３５１ａ，３５１ｂ‥‥３５１ｎで逆ランダム位相シフトデータ発生回路３５２ａ，３５２ｂ‥‥３５２ｎが出力する逆ランダム位相シフトデータ（このデータは送信側のランダム位相シフトデータと同期して変化するデータ）を乗算し、それぞれの系で元の位相のデータに戻す。
【００５６】
そして、差動復調回路３５３ａ，３５３ｂ‥‥３５３ｎに供給し、差動復調させ、この差動復調されたデータを４フレームデインターリーブバッファ３５４ａ，３５４ｂ‥‥３５４ｎに供給し、送信時に４フレームにわたってインターリーブされたデータを元のデータ配列とし、このデインターリーブされたデータをビタビ復号化器３５５ａ，３５５ｂ‥‥３５５ｎに供給し、ビタビ復号を行う。そして、ビタビ復号されたデータをデコーダされた受信データとして後段の受信データ処理回路（図示せず）に供給する。
【００５７】
次に、本例の端末装置から送信するデータのフレーム構成の詳細について説明すると、既に図８を参照して説明したように、本例においては１フレームが５ｍ秒で構成されて、図１１のＡに示すように、この１フレームが０から２４の２５タイムスロットに分割されて、１タイムスロットが２００μ秒となっている。この１タイムスロット２００μ秒とされるのは、端末装置と基地局との間で通話用音声データや各種情報の伝送を、通信チャンネルとして用意されたチャンネルで行う場合であり、本例においては端末装置と基地局との間で、制御データだけを伝送する制御チャンネル（この制御チャンネルについては例えば基地局毎に予め定めた特定のチャンネルとしてある）については、図１１のＢに示す構成にて伝送するようにしてある。
【００５８】
即ち、通信チャンネルの２タイムスロット期間に相当する４００μ秒で１タイムスロットを構成してあり、１フレーム期間にＳ０，Ｓ１，Ｓ２‥‥Ｓ１１の１２タイムスロット期間と、２００μ秒間のスペースＳＰ（無伝送期間）が設定してあり、通信チャンネルの１フレームと同じ期間に収まるようにしてあり、各フレーム期間でこのタイムスロット構成が繰り返される。そして、この１タイムスロット４００μ秒間を３スロット周期で、受信スロットＲと送信スロットＴとして使用するようにしてある。図１１のＣは、或る端末装置Ｕ０′で制御チャンネルを使用して基地局と通信が行われるタイミングを示し、受信スロットとしてタイムスロット番号Ｓ０，Ｓ６が使用され、送信スロットとしてタイムスロット番号Ｓ３，Ｓ９が使用される。ここでは、通信チャンネルのフレーム周期と、制御チャンネルのフレーム周期を合わせるために、制御チャンネルに２００μ秒間のスペースＳＰを設定したが、このスペースは設けなくても良い。
【００５９】
そして、この制御チャンネルで通信を行う際には、図１１のＣに破線で示すように、用意された１タイムスロット期間全てを送信や受信には使用せず、図１１のＣに実線で示すように、その１タイムスロット期間の内の半分の２００μ秒間のバースト信号を送信するようにしてある。この２００μ秒間のバースト信号は、通信チャンネルの場合の１スロット期間に伝送される２００μ秒間のバースト信号と基本的に同じ構成であり、例えば制御チャンネルの１タイムスロット期間の前半部分に位置するように、２００μ秒間のバースト信号を送信する。
【００６０】
なお、この制御チャンネルで伝送されるデータとしては、例えば端末装置から基地局への上り制御チャンネルは、端末装置から基地局に対して伝送する制御データであり、その制御データには端末装置から基地局に対してアクセスすることを要求するデータが含まれる。即ち、例えば端末装置から発信させたいとき、このアクセスすることを要求するデータを、この上り制御チャンネルを使用して基地局に伝送する。そして、基地局から下り制御チャンネルを使用してアクセスを許可するデータを伝送し、この許可データが伝送されたとき、そのとき同時に伝送されるチャンネル指示データにより指示された通信チャンネルを使用して、端末装置と基地局との通信チャンネルによる通信を開始させる。基地局側から端末装置を呼び出す場合のデータなどの、その他の各種制御データについても、この制御チャンネルを使用して伝送される。
【００６１】
なお、この制御チャンネルの場合にも、通信チャンネルの場合と同様に、周波数ホッピングと称される送信後の周波数（チャンネル）切換えを行うようにしても良い。或いは、制御チャンネルとして用意されたチャンネルについては固定された周波数として、周波数ホッピングをしないようにしても良い。
【００６２】
ここで、基地局側で受信される制御チャンネルの状態を、図１２に示すと、例えば制御チャンネルのタイムスロットの基準タイミングが、図１２のＡに示すように４００μ秒周期で設定されているとすると、送信元である端末装置と基地局との間の伝送路の状態は、各端末装置毎に異なるので、各端末装置から送信される２００μ秒間のバースト信号が受信されるタイミング（図１２のＢに斜線を付して示す範囲のタイミングで受信）は、端末装置毎にそれぞれ異なるものになる可能性が高い。しかしながら本例の場合には、制御チャンネルとして、１タイムスロット期間を、伝送されるバースト信号の２倍の期間に設定して大幅な余裕を設定してあるので、その余裕期間を越えるタイミングのずれがない限りは、隣接するタイムスロット期間の送信データが重ならず、基地局側で各タイムスロット期間に伝送されるデータを正確に受信できる。
【００６３】
また、制御チャンネルではこのように余裕期間があるので、タイムアライメント処理を実行しない。即ち、通信チャンネルを使用して、基地局と端末装置との間で通信を行う場合には、基地局で端末装置から送信された信号の受信タイミングを検出し、その受信タイミングと基準タイミングとのずれを判断して、ずれを補正させるデータを付随データとして付加する。そして端末装置側では、その付随データとしてのタイミング補正データで指示された分だけ、基地局への送信タイミングを補正させ、基地局側で時分割多重受信が正確にできるようにするタイムアライメント処理を実行する。これに対し、制御チャンネルでは上述した余裕期間があるのでタイムアライメント処理をしなくても基地局側で時分割多重受信が正確にできるので、このようなタイムアライメント処理を実行しない。
【００６４】
このように本例の制御チャンネルによると、アクセス権獲得のためのデータなどが含まれる制御データを、比較的良い通信状態で端末装置から基地局に伝送することができ、タイムアライメント処理などが行われてない状態でも、基地局に該当する信号を確実に伝送できるようになる。特に、端末装置から基地局に対してタイムアライメント処理が行われてない状態で伝送する必要のあるアクセス権獲得のためのデータ（アクセス要求信号）を確実に基地局に伝送でき、本例のような効率の良い伝送方式を適用した場合における、基地局にアクセスさせる処理が確実にできる。
【００６５】
この場合、制御チャンネルの場合でも１タイムスロットで実際に伝送されるバースト信号のデータ長は、他のチャンネルの場合と同じとしたので、端末装置や基地局で制御チャンネルの送信信号を作成する処理が、他のチャンネルの送信信号を作成する処理と共通の処理で行え、送信や受信のタイミング（送信や受信の周期）の処理だけを制御チャンネル用に設定するだけで良く、通信チャンネル用に用意された送信や受信の回路を使用して、制御チャンネルの送信や受信が可能になる。従って、本例の制御チャンネル構成としたことにより、端末装置や基地局の構成が複雑になることは殆どない。
【００６６】
なお、本例のように制御チャンネルを構成したことで、制御チャンネルで伝送できるデータ量については、通信チャンネルの約１／２になるが、制御チャンネルでは、それほど多くのデータを同時に伝送する必要はないので問題はない。
【００６７】
なお、以上説明した実施例では、制御チャンネルのタイムスロット周期を、他のチャンネルのタイムスロット周期の２倍としたが、３倍，４倍などの他の整数倍の周期としても良い。但し、タイムスロット周期を長くするに従って同じ帯域で伝送できる情報量は少なくなる。また、他のチャンネルに対する制御チャンネルのタイムスロット周期を、整数倍以外のタイムスロット周期としても良い。また、同一システム内で制御チャンネルのタイムスロット周期を、基地局やエリア単位で異なるように設定することも可能である。この場合、当該エリア基地局の制御チャンネルのタイムスロット周期を、ブロードキャストチャンネル等を用いて、各端末装置に報知するといったことも考えられる。
【００６８】
また、以上説明した実施例では、制御チャンネルでタイムスロット周期を長くするとしたが、基地局から各端末装置に対して伝送する場合には、基地局側での基準となるタイミングに同期した正確なタイムスロット周期でデータの送信が行えるので、基地局からの下り制御チャンネルでデータを伝送する場合には、それ程余裕を確保する必要はないので、各端末装置から基地局に対する上り制御チャンネルだけを、図１１のＢに示すタイムスロット周期として、基地局からの下り制御チャンネルについては、通信チャンネルと同じタイムスロット周期で伝送するようにしても良い。
【００６９】
また本例においては、マルチキャリア信号とされて送信されるのであるが、図８により説明したように、１バンドスロットを構成するサブキャリアは２２本であり、図１３のＡに示すように、周波数ｆk 間隔（図８の例では６．２５ｋＨｚ間隔）の２２本のサブキャリアに分散された信号が１バンドスロット内に配置されて伝送されるが、制御チャンネルについては、上述したタイムスロット周期を長くした上で、さらにサブキャリアの数を少なくして伝送するようにしても良い。即ち、図１３のＡに示すように１バンドスロットで２２本のサブキャリアを伝送させるのは、音声データなどを伝送する通信チャンネルの場合とし、制御チャンネルの場合には、図１３のＢに示すように、通信チャンネルの場合の２倍の周波数間隔である周波数２ｆk 間隔（図８の例では１２．５ｋＨｚ間隔）の１１本のサブキャリアに分散された信号を１バンドスロット内に配置して伝送する。このサブキャリアの周波数間隔を広げる処理は、例えば送信時にＦＦＴ回路で高速フーリエ変換されたデータを半分に間引く処理を行うことで実現できる。
【００７０】
この図１３のＢに示すように、制御チャンネルについては１バンドスロットを構成するサブキャリアの数を、通信チャンネルなどの他のチャンネルの半分として、サブキャリアの周波数間隔を２倍としたことで、制御チャンネルについてはビットレートは低くなるもののより良好な伝送状態となる可能性が高くなり、例えば端末装置から上り制御チャンネルで伝送されるアクセス権獲得のためのデータが、基地局がより確実に受信できるようになる。また、このサブキャリアの周波数間隔を広げる場合にも、キャリアの周波数間隔を２倍以外の３倍，４倍などの他の周波数間隔としても良い。
【００７１】
このサブキャリアの周波数間隔を変える場合についても、タイムスロット周期を変える場合と同様に、上り制御チャンネルと下り制御チャンネルの双方で周波数間隔を広くする他に、上り制御チャンネルだけ周波数間隔を広くしても良い。
【００７２】
なお、上述実施例で示した周波数、時間、符号化率などの数値は一例を示したもので、上述実施例に限定されるものではない。また、通信方式についても、図８〜図１０で説明したような帯域分割多元接続（ＢＤＭＡ方式）以外の通信方式にも適用できることは勿論である。特に上述実施例ではマルチキャリア信号として伝送される通信方式における制御チャンネルに適用したが、一般的な時分割多元接続方式（ＴＤＭＡ方式）における制御チャンネルの構成にも適用できることは勿論である。
【００７３】
【発明の効果】
本発明によると、端末装置から基地局への上りチャンネルにおけるアクセス権獲得のためのチャンネルのタイムスロット周期を、他のチャンネルのタイムスロット周期よりも長くしたことで、アクセス権獲得のための信号を、比較的良い通信状態で基地局に伝送することができ、タイムアライメント処理などが行われてない状態でも、基地局に該当する信号を確実に伝送できるようになる。
【００７５】
また、アクセス権獲得のためのチャンネルで通信を行う際には、基地局から送信される信号に同期させるタイミング処理を実行せず、他のチャンネルで通信を行う際には、基地局から送信される信号に同期させるタイミング処理を実行するようにしたことで、アクセス権獲得のためのチャンネルでのタイムアライメント処理を必要としない良好な伝送と、他のチャンネルでのタイムアライメント処理が行われた状態での良好な伝送とを両立させることが可能になる。
【００７６】
また、端末装置からの送信時には、アクセス権獲得のためのチャンネルと、他のチャンネルとのいずれの場合でも、同じデータ長のデータを、１タイムスロットで送信するようにしたことで、アクセス権獲得のためのチャンネルと他のチャンネルとで、各タイムスロットのデータを処理する送信系や受信系を共用化でき、基地局や端末装置の構成を簡単にすることができると共に、アクセス権獲得のためのチャンネルでは、タイムスロット周期を長くした分だけ受信時に余裕が生じ、タイムアライメント処理が行われてない状態での良好な受信が可能になる。
【００７７】
また、１伝送帯域内に複数のサブキャリアを所定の周波数間隔で配置したマルチキャリア信号を伝送するようにしたことで、マルチキャリア信号による伝送が、良好なタイムスロットの設定により常時良好にできるようになる。
【００７８】
また、このマルチキャリア信号による場合に、アクセス権獲得のためのチャンネルのサブキャリアの周波数間隔を、他のチャンネルのサブキャリアの周波数間隔よりも広くしたことで、タイムスロット周期を長くすることと、サブキャリアの周波数間隔を広くすることの相乗効果により、アクセス権獲得のためのチャンネルでより良好に伝送できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を適用した端末装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の例の端末装置のエンコーダの構成を示すブロック図である。
【図３】窓がけデータの例を示す波形図である。
【図４】図１の例の端末装置のデコーダの構成を示すブロック図である。
【図５】一実施例を適用した基地局の構成を示すブロック図である。
【図６】図５の例の基地局の変調処理構成を示すブロック図である。
【図７】図５の例の基地局の復調処理構成を示すブロック図である。
【図８】一実施例の伝送信号のスロット構成を示す説明図である。
【図９】一実施例のフレーム内の伝送状態を示す説明図である。
【図１０】一実施例によるバンドスロットの配置例を示す説明図である。
【図１１】一実施例によるフレーム構成を示す説明図である。
【図１２】一実施例による制御チャンネルの基地局での受信例を示す説明図である。
【図１３】一実施例による１バンドスロットの構成を示す説明図である。
【符号の説明】
３２ 温度補償型基準発振器（ＴＣＸＯ）、５１ 畳み込み符号化器、５２ ４フレームインターリーブバッファ、５３ ＤＱＰＳＫエンコーダ、５５ ランダム位相シフトデータ発生回路、５６ ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）、５８ 窓がけデータ発生回路、６３ 逆窓がけデータ発生回路、６４ ＦＦＴ回路、６６ 逆ランダム位相シフトデータ発生回路、６７ 差動復調回路、６８ ４フレームデインターリーブバッファ、６９ ビタビ復号化器、３１１ａ，３１１ｂ，３１１ｎ 畳み込み符号化器、３１２ａ，３１２ｂ，３１２ｎ ４フレームインターリーブバッファ、３１４ａ，３１４ｂ，３１４ｎ ランダム位相シフトデータ発生回路、３２０ａ，３２０ｂ，３２０ｎ ＤＱＰＳＫデコーダ、３３１ マルチプレクサ、３３２ ＦＦＴ回路、３３４ 窓がけデータ発生回路、３４３ 逆窓がけデータ発生回路、３４４ ＦＦＴ回路、３４５ デマルチプレクサ、３５２ａ，３５２ｂ，３５２ｎ 逆ランダム位相シフトデータ発生回路、３５３ａ，３５３ｂ，３５３ｎ 差動復調回路、３５４ａ，３５４ｂ，３５４ｎ ４フレームデインターリーブバッファ、３５５ａ，３５５ｂ，３５５ｎ ビタビ復号化器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a communication method suitable for application to, for example, a base station or a terminal device of a radio telephone system, and a base station and a terminal device to which the communication method is applied.
[0002]
[Prior art]
In mobile communication such as a radiotelephone system, multiple access is performed in which a plurality of mobile stations (terminal devices) are connected to one base station. Here, in the case of a radio telephone, since a large number of mobile stations commonly use one base station, various communication methods that avoid interference between the mobile stations have been proposed. Conventional communication systems of this type include, for example, frequency division multiple access (FDMA), time division multiple access (TDMA), and code division multiple access (CDMA). Access).
[0003]
Among these, the TDMA scheme divides each transmission channel assigned to each base station by a predetermined time unit, forms a plurality of time slots in one transmission channel, and connects mobile stations connected to each time slot. It is possible to connect simultaneously with a plurality of mobile stations using one transmission channel.
[0004]
As another communication method, the present applicant has previously proposed a communication method called Band Division Multiple Access (BDMA) (Japanese Patent Application No. 8-132434, etc.). The details of the BDMA system will be described in an embodiment described later. To put it briefly, a plurality of one transmission band in which a predetermined number of subcarrier signals are arranged at predetermined frequency intervals are prepared. A time slot is formed by dividing a signal at predetermined time intervals, and a burst signal is transmitted as a multi-carrier signal in which data is modulated by being distributed to the predetermined number of subcarrier signals intermittently at a predetermined number of time slot periods. It is a method. This BDMA system has very good transmission characteristics.
[0005]
By the way, in the case of a radiotelephone system, regardless of which communication method is applied, when communication is performed on the terminal device side, communication is performed in synchronization with a reference timing set on the base station side, It is necessary to prevent the channel (path) from interfering. Here, since the distance between the terminal device and the base station is not constant, even if transmission is simultaneously performed from each terminal device to the base station at the same timing, different propagation delays are generated for signals transmitted from each terminal device. As a result, the paths that can be received by the base station are different for each path.
[0006]
Therefore, some processing for correcting the timing is required. For example, the base station detects the delay amount with respect to the reference timing of the signal transmitted from each terminal device, and transmits control data for shifting the transmission timing by the delay amount. A process (time alignment process) is performed so as to be transmitted to the side and corrected so that it can be received at a fixed timing.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, since such time alignment processing requires bidirectional data transmission, it can only be performed while the base station and the terminal device are communicating. For example, communication from the terminal device to the base station is started. When requesting access (access request), it is impossible to perform time alignment processing when transmitting the access request signal.
[0008]
For this reason, it is conceivable that a signal burst is formed and transmitted to some extent so that there is no problem even if a signal in a state where time alignment processing is not performed is transmitted, but if the signal burst is shortened in this way, Transmission speed becomes slow. If the transmission speed is decreased, the transmission efficiency is lowered accordingly. Accordingly, there has been a demand for transmission of an access request signal from a terminal device to a base station without interfering with other signals while improving data transmission efficiency. Further, when the signal burst is short enough to absorb the time lag caused by the propagation delay, the conventional method cannot solve the time alignment problem.
[0009]
The present invention has been made in view of the above points, and makes it possible to satisfactorily make a request for access to a base station when communication such as a radiotelephone system is performed with an efficient system having a high transmission rate. There is.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, in the present invention, the period of a channel time slot for acquiring access rights in an uplink channel from a terminal device to a base station is set longer than the period of a time slot of another channel. At the same time, the data length of the burst signal transmitted in one time slot period is the same between the channel for acquiring the access right and the other channel, and the base station only uses the channel for acquiring the access right. In the state where communication is performed, when time alignment processing is not performed and communication is required on a channel other than the channel for acquiring the access right, it is based on the difference between the reception timing on the channel for acquiring the access right and the reference timing. To perform time alignment processing to correct the transmission timing for the terminal device It is a thing.
[0011]
By performing such processing, the data for acquiring the access right is transmitted in a longer cycle than the transmission of other data, and even if the time alignment processing is not performed, the base station side Therefore, there is a high possibility that the data for acquiring the access right can be received accurately.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
[0013]
First, the configuration of a basic communication method to which this example is applied will be described with reference to FIGS. In the configuration of the communication system of this example, a plurality of subcarriers are continuously arranged in a band (Band) allocated in advance, and the plurality of subcarriers in one band are simultaneously used in one transmission path (path). This is a so-called multi-carrier scheme, and further modulates a plurality of sub-carriers in one band by dividing them into bands in a lump, and is referred to as band division multiple access (BDMA) here. .
[0014]
The configuration will be described below. FIG. 8 is a diagram showing the slot configuration of the transmission signal of this example, where the vertical axis represents frequency and the horizontal axis represents time. In the case of this example, an orthogonal basis is obtained by dividing the frequency axis and the time axis into a lattice shape. That is, one transmission band (one band slot) is set to 150 KHz, and 24 subcarriers are arranged in one transmission band of 150 KHz. The 24 subcarriers are continuously arranged at equal intervals at intervals of 6.25 kHz, and subcarrier numbers from 0 to 23 are assigned to each carrier. However, there are actually 22 subcarriers from subcarrier numbers 1 to 22, and subcarrier numbers 0 and 23 at both ends in one band slot are guard bands that do not raise subcarriers. Is 0.
[0015]
On the time axis, one time slot is defined at intervals of 200 μs, and a burst signal is modulated and transmitted on 22 subcarriers per time slot. A state in which 25 time slots (that is, 5 milliseconds) are arranged is defined as one frame. Each time slot in one frame is given a time slot number from 0 to 24. The range indicated by hatching in FIG. 8 indicates one time slot section of one band slot. Here, the time slot of slot number 24 is a period during which no data is transmitted. In addition, as shown in FIG. 8, one time slot is defined at intervals of 200 μs in the case of a communication channel for transmitting information such as voice data, and only control data related to channel access from a mobile station is transmitted. As for the control channel to be set, one time slot is defined at an interval of 400 μsec which is doubled as will be described later. The detailed configuration of the control channel will be described later.
[0016]
Then, using the orthogonal base obtained by dividing the frequency axis and the time axis into a lattice shape, multiple access is performed in which the base station communicates with a plurality of mobile stations (terminal devices) at the same time. Here, the connection state with each mobile station is performed with the configuration shown in FIG. FIG. 9 shows six mobile stations (users) U0, U1, U2,..., U5 connected to the base station using one band slot (actually, the band slot used by frequency hopping described later is switched). The time slot shown as R is a reception slot, the time slot shown as T is a transmission slot, and the frame timing defined by the base station is 24 as shown in FIG. 9A. It is set with a time slot period (slot number 24 which is the last slot of 25 time slots prepared is not used). Here, the transmission slot and the reception slot are transmitted using different bands.
[0017]
For example, the mobile station U0 shown in FIG. 9B uses time slot numbers 0, 6, 12, and 18 in one frame as reception slots, and uses time slot numbers 3, 9, 15, and 21 as transmission slots. A burst signal is received or transmitted in each time slot. 9C uses time slot numbers 1, 7, 13, and 19 in one frame as reception slots, and uses time slot numbers 4, 10, 16, and 22 as transmission slots. The 9D uses time slot numbers 2, 8, 14, and 20 in one frame as reception slots, and uses time slot numbers 5, 11, 17, and 23 as transmission slots. The 9 uses time slot numbers 3, 9, 15, and 21 in one frame as reception slots, and uses time slot numbers 0, 6, 12, and 18 as transmission slots. The 9F uses time slot numbers 4, 10, 16, and 22 in one frame as reception slots, and uses time slot numbers 1, 7, 13, and 22 as transmission slots. The Further, in the mobile station U5 shown in FIG. 9G, time slot numbers 5, 11, 16, and 22 in one frame are used as reception slots, and time slot numbers 2, 8, 14, and 20 are used as transmission slots. The
[0018]
With the configuration shown in FIG. 9, 6TDMA (time division multiple access) in which six mobile stations are connected to one bunt slot is performed. From the viewpoint of each mobile station, reception and transmission in one time slot period are performed. After performing the above, there is a margin of 2 time slot periods (that is, 400 μs) until the next transmission or reception is performed, and processing called timing processing and frequency hopping is performed using this margin. That is, for about 200 μsec before each transmission slot T, timing processing TA is performed to match the transmission timing with the timing of the signal from the base station side. Then, about 200 μsec after each transmission slot T is completed, frequency hopping is performed to switch the band slot for transmission and reception to another band slot. The timing here is an example when the transmission rate is set high. When the transmission rate is set low and the number of band slots used is changed, it is necessary to set the timing for performing frequency hopping separately. is there. By performing frequency hopping, for example, a plurality of band slots prepared in one base station are equally used by each mobile station.
[0019]
That is, a plurality of band slots are allocated to one base station. For example, in the case of a cellular system in which one cell is configured by one base station, when a band of 1.2 MHz is allocated to one cell, 8 band slots are arranged in one cell. be able to. Similarly, when a band of 2.4 MHz is allocated to one cell, a 16-band slot can be arranged in one cell, and a band of 4.8 MHz is allocated to one cell. 32 band slots can be arranged in one cell, and when a band of 9.6 MHz is allocated to one cell, 64 band slots can be arranged in one cell. Then, a frequency switching process called frequency hopping is performed so that a plurality of band slots assigned to one cell are evenly used. In the case of this example, a plurality of band slots in a continuous band are arranged in one cell.
[0020]
FIG. 10 shows an example in which an 8-band slot is arranged in one cell. As shown in FIG. 20A, each of the prepared 8-band slots is shown in FIG. A book carrier is set up for data transmission.
[0021]
By setting the communication state in this way, signals transmitted between each mobile station and the base station are kept orthogonal to other signals, and interference of other signals is prevented. Only the corresponding signal can be taken out without receiving. Since the band slot to be transmitted is switched at any time by frequency hopping, the transmission band prepared in each base station is effectively utilized, and efficient transmission can be performed. In this case, as described above, the frequency band to be assigned to one base station (cell) can be freely assigned, so that it is possible to freely set the system according to the situation in which it is used.
[0022]
Next, the configuration of a terminal device (mobile station) and a base station that perform communication with the system configuration described above will be described. Here, a description will be given assuming that the 2.0 GHz band is used as the downlink from the base station to the terminal apparatus, and the 2.2 GHz band is used as the uplink from the terminal apparatus to the base station.
[0023]
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a terminal device. First, a reception system will be described. An antenna 11 for both transmission and reception is connected to an antenna duplexer 12. A pass filter 13, a receiving amplifier 14, and a mixer 15 are connected in series. Here, the band pass filter 13 extracts the 2.0 GHz band. Then, the mixer 15 mixes the 1.9 GHz frequency signal output from the frequency synthesizer 31 and converts the received signal into an intermediate frequency signal in the 100 MHz band. The frequency synthesizer 31 is composed of a PLL circuit (phase locked loop circuit), and 19.2 MHz output from the temperature compensated reference oscillator (TCXO) 32 is divided by a 1/128 frequency divider 33. This is a synthesizer that generates signals at intervals of 150 kHz in the 1.9 GHz band (that is, one band slot interval) with reference to the generated 150 kHz. Similarly, other frequency synthesizers (to be described later) used in this terminal device are also configured with a PLL circuit.
[0024]
Then, the intermediate frequency signal output from the mixer 15 is supplied to the two mixers 18I and 18Q for demodulation via the band pass filter 16 and the variable gain amplifier 17. Further, the 100 MHz frequency signal output from the frequency synthesizer 34 is converted into two signals whose phases are shifted by 90 degrees by the phase shifter 35, one of the two frequency signals is supplied to the mixer 18I, and the other is mixed. Is supplied to the device 18Q, mixed with the intermediate frequency signal, and the I component and Q component included in the received data are extracted. The frequency synthesizer 34 is a synthesizer that generates a signal in the 100 MHz band with reference to 150 kHz generated by frequency division by the 1/128 frequency divider 33.
[0025]
Then, the extracted I component is supplied to the analog / digital converter 20I through the low-pass filter 19I and converted into digital I data. Further, the extracted Q component is supplied to the analog / digital converter 20Q via the low-pass filter 19Q and converted into digital I data. Here, each of the analog / digital converters 20I and 20Q uses 200 kHz generated by dividing the 19.2 MHz output from the TCXO 32 by the 1/96 divider 36 as a clock for conversion. .
[0026]
Then, the digital I data and the digital Q data output from the analog / digital converters 20I and 20Q are supplied to the demodulation and decoder 21, and the decoded received data is obtained at the terminal 22. The 19.2 MHz output from the TCXO 32 is directly supplied to the demodulation and decoder 21 as a clock, and the 200 kHz output from the 1/96 divider 36 is divided by the 1/40 divider 37 and generated. 5 kHz is supplied as a clock. This 5 kHz clock is used to generate slot timing data. That is, in this example, as described above, one time slot is 200 μs, but a signal with a frequency of 5 kHz has a period of 200 μs, and slot timing data is generated in synchronization with this 5 kHz signal. .
[0027]
Next, the configuration of the transmission system of the terminal device will be described. Transmission data obtained at the terminal 41 is supplied to the modulation and encoder 42, transmission encoding and modulation processing are performed, digital I data for transmission and digital transmission are performed. Q data is generated. Here, 19.2 MHz output from the TCXO 32 is directly supplied to the modulation and encoder 42 as a clock, and 5 kHz generated by dividing by the 1/40 frequency divider 37 is data for generating slot timing. Supplied as Then, the digital I data and digital Q data output from the modulation and encoder 42 are supplied to the digital / analog converters 43I and 43Q, and converted into analog I signals and analog Q signals. The low-pass filters 44I and 44Q are supplied to the mixers 45I and 45Q. Also, the 300 MHz frequency signal output from the frequency synthesizer 38 is converted into two signals whose phases are shifted by 90 degrees by the phase shifter 39, one of the two frequency signals is supplied to the mixer 45I, and the other is mixed. The signal is supplied to the unit 45Q, mixed with the I signal and the Q signal, respectively, to obtain a signal of 300 MHz band, and the adder 46 performs quadrature modulation to form one system signal. The frequency synthesizer 38 is a synthesizer that generates a signal of 300 MHz band on the basis of 150 kHz generated by frequency division by the 1/128 frequency divider 33.
[0028]
Then, the signal modulated in the 300 MHz band output from the adder 46 is supplied to the mixer 49 via the transmission amplifier 47 and the band pass filter 48, and the frequency signal in the 1.9 GHz band output from the frequency synthesizer 31 is mixed. And converted to a transmission frequency of 2.2 GHz band. Then, the transmission signal frequency-converted to this transmission frequency is supplied to the antenna duplexer 12 via the transmission amplifier (variable gain amplifier) 50 and the band pass filter 51, and from the antenna 11 connected to the antenna duplexer 12. Let it transmit wirelessly. Note that the transmission output is adjusted by controlling the gain of the transmission amplifier 50. This transmission output control is performed based on, for example, output control data received from the base station side.
[0029]
The 19.2 MHz signal output from the TCXO 32 is supplied to the 1/2400 frequency divider 40 to be an 8 kHz signal, and this 8 kHz signal is supplied to an audio processing system circuit (not shown). That is, in the terminal device of this example, the audio signal transmitted to the base station is sampled at 8 kHz (or oversampled at a frequency that is a multiple thereof), and the audio signal analog / digital converter or digital A clock necessary for an audio data processing circuit such as an analog converter or a digital signal processor (DSP) for audio data compression / decompression processing is obtained from the 1/2400 frequency divider 40.
[0030]
Next, the detailed configuration of the transmission system encoder and its periphery of the terminal device having this configuration will be described with reference to FIG. The transmission data is supplied to the convolutional encoder 51 to perform convolutional encoding. As the convolutional coding here, for example, coding with a constraint length k = 7 and a coding rate R = 1/3 is performed. The output of the convolutional encoder 51 is supplied to the 4-frame interleave buffer 52, and data interleaving over 4 frames (20 milliseconds) is performed. Then, the output of the interleave buffer 52 is supplied to a DQPSK encoder 53 to perform DQPSK modulation. That is, based on the supplied data, a corresponding symbol is generated by the DQPSK symbol generation circuit 53a, this symbol is supplied to one input of the multiplier 53b, and the multiplication output of this multiplier 53b is 1 by the delay circuit 53c. The symbol is delayed and returned to the other input to perform DQPSK modulation. Then, the DQPSK-modulated data is supplied to the multiplier 54, and the random phase shift data output from the random phase shift data generation circuit 55 is multiplied by the modulation data, and the data phase is apparently random. To change.
[0031]
Then, the output of the multiplier 54 is supplied to an FFT circuit (fast Fourier transform circuit) 56, and frequency conversion processing of data on the time axis is performed by computation by fast Fourier transform, and 22 subcarriers at intervals of 6.25 kHz. The so-called multi-carrier data modulated in the same manner. Note that an FFT circuit that performs fast Fourier transform can be configured to generate a sub-carrier that is a power of 2 times relatively easily. In the FFT circuit 56 of this example, 2 Five In the information channel transmission process, data modulated on 22 consecutive subcarriers is output in the information channel transmission process.
[0032]
The modulation rate of the transmission data handled by the FFT circuit 56 of this example is 200 kHz, and 200 kHz ÷ 32 = 6.25 kHz is obtained by performing the process of converting this 200 kHz modulation rate signal into 32 multicarriers. , 6.25 kHz intervals (in the case of uplink control channels, 12.5 kHz intervals) are obtained.
[0033]
Then, the data converted into the multicarrier by the fast Fourier transform is supplied to the multiplier 57, and the time waveform output from the windowed data generation circuit 58 is multiplied. As this time waveform, for example, as shown in FIG. U Is a waveform of about 200 microseconds (ie, one time slot period). However, both ends T TR (About 15 μsec) is such that the waveform level changes gently. As shown in FIG. 3B, when multiplying the time waveform, the adjacent time waveform is partially overlapped. is there.
[0034]
Returning to the description of FIG. 2, the signal obtained by multiplying the time waveform by the multiplier 57 is supplied to the digital / analog converter 43 (corresponding to the digital / analog converters 43I and 43Q in FIG. 1) via the burst buffer 59. Then, 200 kHz is used as a clock for conversion to make an analog signal.
[0035]
Next, a detailed description of the receiving system decoder and its peripheral configuration of the terminal device of this example will be given with reference to FIG. Digital data converted by the analog / digital converter 20 (corresponding to the analog / digital converters 20I and 20Q in FIG. 1) using a clock of 200 kHz is supplied to the multiplier 62 via the burst buffer 61, and the reverse The time waveform output from the windowing data generation circuit 63 is multiplied. The time waveform to be multiplied at the time of reception is a time waveform having the shape shown in FIG. M Is a time waveform shorter than that at the time of transmission.
[0036]
Then, the reception data multiplied by the time waveform is supplied to the FFT circuit 64, and the frequency axis and the time axis are converted by a fast Fourier transform process, and modulated into 22 subcarriers at intervals of 6.25 kHz. The data transmitted in this way is taken as one system of data with a continuous time axis. In this conversion process, as in the conversion process in the FFT circuit in the transmission system, 2 Five The one having the ability to process 32 subcarriers is converted, and the data modulated into 22 consecutive subcarriers is converted and output. The modulation rate of transmission data handled by the FFT circuit 64 of this example is 200 kHz, and 32 multicarriers can be processed, so that 200 kHz ÷ 32 = 6.25 kHz, and conversion processing of multicarrier signals at intervals of 6.25 kHz Can do.
[0037]
Then, the received data that has been fast Fourier transformed by the FFT circuit 64 to become one system is supplied to the multiplier 65, and the inverse random phase shift data output from the inverse random phase shift data generation circuit 66 (this data is transmitted on the transmission side). Data that changes in synchronization with the random phase shift data) to restore the original phase data.
[0038]
Then, the data returned to the original phase is supplied to the differential demodulation circuit 67, differentially demodulated, and the differentially demodulated data is supplied to the 4-frame deinterleave buffer 68, and interleaved over 4 frames at the time of transmission. The deinterleaved data is supplied to the Viterbi decoder 69 to perform Viterbi decoding. Then, the Viterbi-decoded data is supplied to a reception data processing circuit (not shown) at a subsequent stage as decoded reception data.
[0039]
Next, the configuration of the base station will be described with reference to FIG. The configuration for performing transmission / reception in the base station is basically the same as the configuration on the terminal device side, but the configuration for performing multiple access connected simultaneously with a plurality of terminal devices is different from that of the terminal device.
[0040]
First, the configuration of the reception system shown in FIG. 5 will be described. The antenna 211 for both transmission and reception is connected to the antenna duplexer 212. On the reception signal output side of the antenna duplexer 212, a bandpass filter 213, a reception amplifier are provided. 214 and the mixer 215 are connected in series. Here, the band pass filter 213 extracts the 2.2 GHz band. The mixer 215 mixes the 1.9 GHz frequency signal output from the frequency synthesizer 231 and converts the received signal into an intermediate frequency signal in the 300 MHz band. The frequency synthesizer 231 is composed of a PLL circuit (phase locked loop circuit), and 19.2 MHz output from the temperature compensated reference oscillator (TCXO) 232 is divided by a 1/128 frequency divider 233. This is a synthesizer that generates signals at intervals of 150 kHz in the 1.9 GHz band (that is, one band slot interval) with reference to the generated 150 kHz. Similarly, other frequency synthesizers (to be described later) used in this base station are also configured with a PLL circuit.
[0041]
Then, the intermediate frequency signal output from the mixer 215 is supplied to the two mixers 218I and 218Q for demodulation via the band pass filter 216 and the reception amplifier 217. In addition, the 300 MHz frequency signal output from the frequency synthesizer 234 is converted into two signals whose phases are shifted by 90 degrees by the phase shifter 235, one of the two frequency signals is supplied to the mixer 218I, and the other is mixed. The signal is supplied to the device 218Q, mixed with the intermediate frequency signal, and the I component and Q component contained in the received data are extracted. The frequency synthesizer 234 is a synthesizer that generates a signal in the 300 MHz band on the basis of 150 kHz generated by frequency division by the 1/128 frequency divider 233.
[0042]
Then, the extracted I component is supplied to the analog / digital converter 220I via the low-pass filter 219I and converted into digital I data. Further, the extracted Q component is supplied to the analog / digital converter 220Q via the low-pass filter 219Q and converted into digital I data. Here, each of the analog / digital converters 220I and 220Q uses 6.4 MHz generated by dividing the 19.2 MHz output from the TCXO 232 by the 1/3 frequency divider 236 as a clock for conversion. It is.
[0043]
The digital I data and digital Q data output from the analog / digital converters 220I and 220Q are supplied to the demodulator 221 and the demodulated data is supplied to the demultiplexer 222 to be divided into data from each terminal device. Then, the divided data is individually supplied to the decoders 223a, 223b,... 223n prepared for the number of terminal devices connected simultaneously (six per band slot). The demodulation unit 221, the demultiplexer 222, and the decoders 223a, 223b,. 5 kHz generated by frequency division by the 1/1280 frequency divider 237 is supplied as slot timing data.
[0044]
Next, the configuration of the transmission system of the base station will be described. Transmission data individually encoded by the encoders 241a, 241b,... Then, the output of the multiplexer 242 is supplied to the modulation unit 243, and modulation processing for transmission is performed to generate digital I data and digital Q data for transmission. The encoders 241a to 241n, the multiplexer 242 and the modulation unit 243 are supplied with 19.2 MHz output from the TCXO 32 as they are and supplied with 5 kHz output from the 1/1280 frequency divider 237 as clocks. .
[0045]
Then, the digital I data and the digital Q data output from the modulation unit 243 are supplied to the digital / analog converters 244I and 244Q, converted into an analog I signal and an analog Q signal, and the converted I signal and Q signal are converted. The signals are supplied to the mixers 246I and 246Q via the low-pass filters 245I and 245Q. Further, the 100 MHz frequency signal output from the frequency synthesizer 238 is converted into two signals whose phases are shifted by 90 degrees by the phase shifter 239, one of the two frequency signals is supplied to the mixer 246I, and the other is mixed. The signal is supplied to the device 246Q, mixed with the I signal and the Q signal, respectively, to obtain a 100 MHz band signal, and the adder 247 performs quadrature modulation to form one signal. The frequency synthesizer 238 is a synthesizer that generates a signal in the 100 MHz band on the basis of 150 kHz generated by frequency division by the 1/128 frequency divider 233.
[0046]
Then, the 100 MHz band modulated signal output from the adder 247 is supplied to the mixer 250 via the transmission amplifier 248 and the band pass filter 249, and the 1.9 GHz band frequency signal output from the frequency synthesizer 231 is mixed. And converted to a transmission frequency of 2.0 GHz band. Then, the transmission signal frequency-converted to this transmission frequency is supplied to the antenna duplexer 212 via the transmission amplifier 251 and the band pass filter 252, and wirelessly transmitted from the antenna 211 connected to the antenna duplexer 212.
[0047]
Further, the 19.2 MHz signal output from the TCXO 232 is supplied to the 1/2400 frequency divider 240 to be an 8 kHz signal, and this 8 kHz signal is supplied to a circuit (not shown) of an audio processing system. That is, in the base station of this example, the audio signal transmitted to the terminal device is sampled at 8 kHz (or oversampled at a frequency that is a multiple thereof), and the audio signal is converted into an analog / digital converter or digital signal. A clock necessary for an audio data processing circuit such as an analog / analog converter or a digital signal processor (DSP) for audio data compression / decompression processing is obtained from the 1/2400 frequency divider 240.
[0048]
Next, details of a configuration for encoding and modulating transmission data in the base station will be described with reference to FIG. Here, assuming that multiple connections are made simultaneously with N terminal devices (users) N (N is an arbitrary number), the transmission signals U0, U1,. Are supplied to the units 311a, 311b,..., 311n and individually convolutionally encoded. As the convolutional coding here, for example, coding with a constraint length k = 7 and a coding rate R = 1/3 is performed.
[0049]
Then, the convolutionally encoded data in each system is supplied to 4 frame interleave buffers 312a, 312b,... 312n, respectively, and data interleaving over 4 frames (20 msec) is performed. The outputs of the interleave buffers 312a, 312b,... 312n are supplied to DQPSK encoders 320a, 320b,. That is, based on the supplied data, DQPSK symbol generation circuits 321a, 321b,... 321n generate corresponding symbols, and the symbols are supplied to one input of multipliers 322a, 322b,. The multiplication outputs of 322a, 322b,... 322n are delayed by one symbol in each delay circuit 323a, 323b,... 323n and returned to the other input to perform DQPSK modulation. The DQPSK modulated data is supplied to multipliers 313a, 313b,... 313n, and random phase shift data individually output by random phase shift data generation circuits 314a, 314b,. Multiplying is performed, and the phase of each data is apparently changed randomly.
[0050]
The outputs of the multipliers 313a, 313b,... 313n are supplied to the multiplexer 242 and synthesized. Here, when combining by the multiplexer 242 of this example, the frequency position to be combined can be switched in units of 150 kHz, and by controlling this switching, a burst signal transmitted to each terminal device Change the frequency. That is, in this example, as described with reference to FIG. 9 and the like, the frequency is switched in units of a bunt slot called frequency hopping. This is achieved by switching the process.
[0051]
Then, the data synthesized by the multiplexer 242 is supplied to the FFT circuit 332, and the frequency conversion processing of the data on the time axis is performed by the calculation by the fast Fourier transform, so that 22 subcarriers at intervals of 6.25 kHz per one band slot. The so-called multi-carrier data modulated in the same manner. Then, the data converted into the multicarrier by the fast Fourier transform is supplied to the multiplier 333, and the time waveform output from the windowed data generation circuit 334 is multiplied. As this time waveform, for example, as shown in FIG. U Is a waveform of about 200 microseconds (ie, one time slot period). However, both ends T TR (About 15 μsec) is such that the waveform level gently changes, and as shown in FIG. 3B, when multiplying the time waveform, the adjacent time waveform is partially overlapped. is there.
[0052]
Then, the signal multiplied by the time waveform by the multiplier 333 is supplied to the digital / analog converter 244 (corresponding to the converters 244I and 244Q in FIG. 5) via the burst buffer 335, and the analog I signal and the analog Q A signal is transmitted and processed in the configuration shown in FIG.
[0053]
Next, details of a configuration for demodulating and decoding received data at the base station will be described with reference to FIG. The digital I data and digital Q data converted by the analog / digital converter 220 (corresponding to the analog / digital converters 220I and 220Q in FIG. 5) are supplied to the multiplier 333 via the burst buffer 341, and a reverse window is created. The time waveform output from the data generation circuit 343 is multiplied. This time waveform is a time waveform having the shape shown in FIG. M Is a time waveform shorter than that at the time of transmission.
[0054]
Then, the reception data multiplied by the time waveform is supplied to the FFT circuit 344 to perform a fast Fourier transform, and a conversion process between the frequency axis and the time axis is performed to perform 22 conversions at intervals of 6.25 kHz per band slot. The data modulated and transmitted by subcarriers is assumed to be data having a continuous time axis. Then, the fast Fourier transformed data is supplied to the demultiplexer 222, and the data is divided by the number of terminal devices that are connected in multiples at the same time. Here, when dividing by the demultiplexer 222 of this example, the frequency position to be divided can be switched in units of 150 kHz, and by controlling this switching, the burst signal transmitted from each terminal device can be switched. Perform frequency switching. That is, in the case of this example, as described with reference to FIG. 9 and the like, frequency switching in units of bunt slots called frequency hopping is periodically performed, but frequency switching on the receiving side is performed. This is realized by switching processing at the time of division by the demultiplexer 222.
[0055]
Then, the received data divided by the demultiplexer 222 is individually supplied to the multipliers 351a, 351b,... 351n provided by the number N of terminal devices that are simultaneously connected in multiple, and the multipliers 351a, 351b are supplied. 351n multiplies the inverse random phase shift data generating circuits 352a, 352b,... 352n to output the inverse random phase shift data (this data changes in synchronization with the random phase shift data on the transmission side). Restore the original phase data in the system.
[0056]
Then, the differential demodulation circuits 353a, 353b,... 353n are supplied, differentially demodulated, and the differentially demodulated data are supplied to the 4-frame deinterleave buffers 354a, 354b,. The de-interleaved data is supplied to the Viterbi decoders 355a, 355b,... 355n, and Viterbi decoding is performed. Then, the Viterbi-decoded data is supplied to a reception data processing circuit (not shown) at a subsequent stage as decoded reception data.
[0057]
Next, the details of the frame structure of data transmitted from the terminal device of this example will be described. As already described with reference to FIG. 8, in this example, one frame is composed of 5 milliseconds, and FIG. As shown in A, one frame is divided into 25 time slots from 0 to 24, and one time slot is 200 μs. This one time slot is set to 200 μs when the voice data for communication and various kinds of information are transmitted between the terminal device and the base station through a channel prepared as a communication channel. A control channel that transmits only control data between the device and the base station (this control channel is a specific channel predetermined for each base station, for example) is transmitted in the configuration shown in FIG. 11B. I have to do it.
[0058]
That is, one time slot is composed of 400 μs corresponding to two time slots of the communication channel, 12 time slot periods of S0, S1, S2,. (Transmission period) is set, and is set to be within the same period as one frame of the communication channel, and this time slot configuration is repeated in each frame period. This one time slot 400 μsec is used as a reception slot R and a transmission slot T in a three-slot period. C in FIG. 11 shows timing at which communication is performed with a base station using a control channel in a certain terminal apparatus U0 ′. Time slot numbers S0 and S6 are used as reception slots, and time slot number S3 is used as a transmission slot. , S9 are used. Here, in order to match the frame period of the communication channel with the frame period of the control channel, a space SP of 200 μsec is set in the control channel, but this space may not be provided.
[0059]
When communication is performed using this control channel, as shown by a broken line in FIG. 11C, the prepared one time slot period is not used for transmission or reception, and is shown by a solid line in FIG. 11C. Thus, a burst signal of 200 μsec, which is half of the one time slot period, is transmitted. The 200 μs burst signal has basically the same configuration as the 200 μs burst signal transmitted in one slot period in the case of the communication channel, and is located in the first half of one time slot period of the control channel, for example. , 200 μsec burst signal is transmitted.
[0060]
As the data transmitted on this control channel, for example, the uplink control channel from the terminal device to the base station is control data transmitted from the terminal device to the base station. Data requesting access to the station is included. That is, for example, when it is desired to make a call from a terminal device, data requesting this access is transmitted to the base station using this uplink control channel. Then, data for permitting access is transmitted from the base station using the downlink control channel, and when this permission data is transmitted, using the communication channel indicated by the channel instruction data transmitted at the same time, Communication via the communication channel between the terminal device and the base station is started. Various other control data such as data for calling a terminal device from the base station side is also transmitted using this control channel.
[0061]
In the case of this control channel, as in the case of the communication channel, frequency (channel) switching after transmission called frequency hopping may be performed. Alternatively, the channel prepared as the control channel may be a fixed frequency and not frequency hopped.
[0062]
Here, when the state of the control channel received on the base station side is shown in FIG. 12, for example, the reference timing of the time slot of the control channel is set at a cycle of 400 μs as shown in A of FIG. Then, since the state of the transmission path between the terminal device that is the transmission source and the base station is different for each terminal device, the timing at which the 200 μsec burst signal transmitted from each terminal device is received (FIG. 12). There is a high possibility that the reception at a timing in a range indicated by hatching B is different for each terminal device. However, in this example, as the control channel, one time slot period is set to a period twice as long as the burst signal to be transmitted, so that a large margin is set. As long as there is not, transmission data in adjacent time slot periods do not overlap, and the data transmitted in each time slot period can be accurately received on the base station side.
[0063]
In addition, since there is such a margin period in the control channel, the time alignment process is not executed. That is, when communication is performed between a base station and a terminal device using a communication channel, the reception timing of a signal transmitted from the terminal device is detected by the base station, and the reception timing and the reference timing are The deviation is determined, and data for correcting the deviation is added as accompanying data. On the terminal device side, time alignment processing is performed so that the transmission timing to the base station is corrected by the amount instructed by the timing correction data as the accompanying data so that time division multiplex reception can be accurately performed on the base station side. Execute. On the other hand, since the control channel has the above-described margin period, the time division multiplex reception can be accurately performed on the base station side without performing the time alignment process, so such a time alignment process is not executed.
[0064]
As described above, according to the control channel of this example, it is possible to transmit control data including data for acquiring the access right from the terminal device to the base station in a relatively good communication state, and time alignment processing is performed. Even in an undisclosed state, a signal corresponding to the base station can be reliably transmitted. In particular, it is possible to reliably transmit access right acquisition data (access request signal) that needs to be transmitted from the terminal device to the base station without performing time alignment processing, as in this example. In the case where a highly efficient transmission method is applied, it is possible to reliably perform the process of accessing the base station.
[0065]
In this case, even in the case of the control channel, the data length of the burst signal that is actually transmitted in one time slot is the same as in the case of the other channels, so that the terminal device or the base station generates the control channel transmission signal. However, it can be done in the same way as the process of creating the transmission signal of other channels, and only the processing of the transmission and reception timing (transmission and reception cycle) needs to be set for the control channel, prepared for the communication channel The transmission and reception of the control channel can be performed by using the transmitted and received circuits. Therefore, the configuration of the terminal device and the base station is hardly complicated by adopting the control channel configuration of this example.
[0066]
Note that the amount of data that can be transmitted through the control channel is approximately ½ of the communication channel by configuring the control channel as in this example, but it is not necessary to transmit so much data simultaneously through the control channel. There is no problem because there is no.
[0067]
In the embodiment described above, the time slot period of the control channel is set to twice the time slot period of other channels, but may be set to other integer multiples such as 3 times or 4 times. However, the amount of information that can be transmitted in the same band decreases as the time slot period increases. Also, the time slot period of the control channel for other channels may be a time slot period other than an integral multiple. In addition, the time slot period of the control channel can be set to be different for each base station or area in the same system. In this case, the time slot period of the control channel of the area base station may be notified to each terminal device using a broadcast channel or the like.
[0068]
In the embodiment described above, the time slot period is increased in the control channel. However, in the case of transmission from the base station to each terminal device, accurate timing synchronized with the reference timing on the base station side is used. Since data can be transmitted in a time slot cycle, when transmitting data on the downlink control channel from the base station, it is not necessary to ensure that much room, so only the uplink control channel from each terminal device to the base station, As the time slot period shown in FIG. 11B, the downlink control channel from the base station may be transmitted in the same time slot period as the communication channel.
[0069]
In this example, it is transmitted as a multi-carrier signal, but as described with reference to FIG. 8, there are 22 subcarriers constituting one band slot, and as shown in FIG. Frequency f k A signal dispersed in 22 subcarriers with an interval (interval of 6.25 kHz in the example of FIG. 8) is arranged and transmitted in one band slot, but for the control channel, the time slot period described above is lengthened. In addition, the number of subcarriers may be further reduced for transmission. That is, as shown in FIG. 13A, 22 subcarriers are transmitted in one band slot in the case of a communication channel for transmitting audio data or the like, and in the case of a control channel, it is shown in FIG. 13B. Thus, the frequency 2f, which is twice the frequency interval of the communication channel k A signal dispersed in 11 subcarriers at intervals (12.5 kHz interval in the example of FIG. 8) is arranged in one band slot and transmitted. The process of expanding the frequency interval of the subcarriers can be realized, for example, by performing a process of thinning out the data that has been fast Fourier transformed by the FFT circuit at the time of transmission.
[0070]
As shown in FIG. 13B, for the control channel, the number of subcarriers constituting one band slot is half that of other channels such as a communication channel, and the frequency interval of the subcarriers is doubled. Although the bit rate is lower for the control channel, the possibility of a better transmission state is increased. For example, the base station receives the data for acquiring the access right transmitted on the uplink control channel from the terminal device more reliably. become able to. Also, when the frequency interval of the subcarriers is increased, the frequency interval of the carriers may be set to other frequency intervals such as 3 times or 4 times other than 2 times.
[0071]
In the case of changing the frequency interval of the subcarrier, as in the case of changing the time slot period, in addition to widening the frequency interval in both the uplink control channel and the downlink control channel, the frequency interval in the uplink control channel is widened. Also good.
[0072]
Note that the numerical values such as the frequency, time, and coding rate shown in the above embodiment are merely examples, and are not limited to the above embodiment. Of course, the communication method can also be applied to communication methods other than the band division multiple access (BDMA method) described with reference to FIGS. In particular, in the above-described embodiment, the present invention is applied to a control channel in a communication system transmitted as a multicarrier signal, but it is needless to say that the present invention can also be applied to a control channel configuration in a general time division multiple access system (TDMA system).
[0073]
【The invention's effect】
According to the present invention, the time slot period of the channel for acquiring the access right in the uplink channel from the terminal device to the base station is set longer than the time slot period of the other channel, so that the signal for acquiring the access right is transmitted. Thus, the signal can be transmitted to the base station in a relatively good communication state, and the signal corresponding to the base station can be reliably transmitted even when the time alignment processing or the like is not performed.
[0075]
In addition, when performing communication on the channel for acquiring the access right, the timing processing for synchronizing with the signal transmitted from the base station is not executed, and when performing communication on another channel, it is transmitted from the base station. The timing process that synchronizes with the signal to be executed is executed, so that the time alignment process on the channel for acquiring the access right is not required, and the time alignment process on the other channel is performed. It is possible to achieve both good transmission and transmission.
[0076]
Also, at the time of transmission from the terminal device, it is possible to acquire the access right by transmitting data of the same data length in one time slot in both the channel for acquiring the access right and other channels. The transmission system and the reception system for processing the data of each time slot can be shared between the channel for the communication and other channels, the configuration of the base station and the terminal device can be simplified, and the access right is acquired. In this channel, there is a margin for reception as much as the time slot period is increased, and good reception is possible without time alignment processing.
[0077]
In addition, by transmitting a multicarrier signal in which a plurality of subcarriers are arranged at a predetermined frequency interval in one transmission band, transmission by the multicarrier signal can be always improved by setting a good time slot. become.
[0078]
Also, in the case of this multi-carrier signal, the frequency interval of the subcarriers of the channel for acquiring the access right is made wider than the frequency interval of the subcarriers of the other channels, so that the time slot period is lengthened, The synergistic effect of widening the subcarrier frequency interval enables better transmission on the channel for acquiring the access right.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a terminal device to which an embodiment of the present invention is applied.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of an encoder of the terminal device in the example of FIG. 1;
FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of windowing data.
4 is a block diagram showing a configuration of a decoder of the terminal device in the example of FIG. 1; FIG.
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a base station to which one embodiment is applied.
6 is a block diagram showing a modulation processing configuration of the base station in the example of FIG. 5. FIG.
7 is a block diagram showing a demodulation processing configuration of the base station in the example of FIG. 5. FIG.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing a slot configuration of a transmission signal according to one embodiment.
FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating a transmission state within a frame according to an embodiment;
FIG. 10 is an explanatory diagram showing an example of arrangement of band slots according to one embodiment.
FIG. 11 is an explanatory diagram showing a frame configuration according to an embodiment.
FIG. 12 is an explanatory diagram illustrating an example of reception of a control channel by a base station according to an embodiment.
FIG. 13 is an explanatory diagram showing a configuration of one band slot according to one embodiment.
[Explanation of symbols]
32 temperature compensated reference oscillator (TCXO), 51 convolutional encoder, 524 frame interleaved buffer, 53 DQPSK encoder, 55 random phase shift data generation circuit, 56 FFT circuit (fast Fourier transform circuit), 58 windowed data generation circuit 63 Reverse window data generation circuit, 64 FFT circuit, 66 Inverse random phase shift data generation circuit, 67 Differential demodulation circuit, 684 frame deinterleave buffer, 69 Viterbi decoder, 311a, 311b, 311n Convolutional encoder 312a, 312b, 312n 4 frame interleave buffer, 314a, 314b, 314n random phase shift data generation circuit, 320a, 320b, 320n DQPSK decoder, 331 multiplexer, 332 FFT circuit, 334 Windowed data generation circuit, 343 Reverse windowed data generation circuit, 344 FFT circuit, 345 demultiplexer, 352a, 352b, 352n Reverse random phase shift data generation circuit, 353a, 353b, 353n Differential demodulation circuit, 354a, 354b, 354n 4-frame deinterleave buffer, 355a, 355b, 355n Viterbi decoder

Claims (9)

１伝送帯域を所定時間単位で複数に時分割してタイムスロットを形成させ、そのタイムスロットを単位として、端末装置と基地局との間で通信を行う通信方法において、
上記端末装置から上記基地局への上りチャンネルにおけるアクセス権獲得のためのチャンネルの上記タイムスロットの周期を、他のチャンネルのタイムスロットの周期よりも長くすると共に、上記アクセス権獲得のためのチャンネルと他のチャンネルとで、１タイムスロット期間に送信されるバースト信号のデータ長さを同一とし、
上記基地局で、アクセス権獲得のためのチャンネルだけで上記端末装置と通信を行う状態ではタイムアライメント処理を行わず、アクセス権獲得のためのチャンネル以外で通信が必要になった場合に、アクセス権獲得のためのチャンネルでの受信タイミングと基準タイミングとのずれに基づいて、上記端末装置に対して送信タイミングを補正させるタイムアライメント処理を行うようにした
通信方法。In a communication method in which one transmission band is time-divided into a plurality of predetermined time units to form time slots, and communication is performed between the terminal device and the base station in units of the time slots.
The period of the time slot of the channel for acquiring the access right in the uplink channel from the terminal device to the base station is longer than the period of the time slot of the other channel, and the channel for acquiring the access right With other channels, the data length of the burst signal transmitted in one time slot period is the same,
In the state where the base station communicates with the terminal device using only the channel for acquiring the access right, time alignment processing is not performed, and access is required when communication is required on a channel other than the channel for acquiring the access right. A communication method in which a time alignment process is performed to cause the terminal device to correct a transmission timing based on a difference between a reception timing and a reference timing in a channel for acquisition . 請求項１記載の通信方法において、
上記１伝送帯域内に複数のサブキャリアを所定の周波数間隔で配置したマルチキャリア信号を伝送するようにした
通信方法。The communication method according to claim 1,
A communication method for transmitting a multicarrier signal in which a plurality of subcarriers are arranged at predetermined frequency intervals in the one transmission band. 請求項２記載の通信方法において、
上記アクセス権獲得のためのチャンネルのサブキャリアの周波数間隔を、上記他のチャンネルのサブキャリアの周波数間隔よりも広くした
通信方法。The communication method according to claim 2 , wherein
A communication method wherein a frequency interval of subcarriers of a channel for acquiring the access right is wider than a frequency interval of subcarriers of the other channel. エリア内の端末装置と通信を行う基地局であって、１伝送帯域を所定時間単位で複数に時分割してタイムスロットを形成させ、そのタイムスロットを単位として、端末装置との間で通信を行う基地局において、
上記端末装置から送信される所定の伝送帯域の信号を受信する受信手段と、
該受信手段が受信した受信信号から所定のタイムスロットに含まれる信号を抽出する抽出手段とを備え、
上記受信手段でアクセス権獲得のためのチャンネルを受信したとき、上記抽出手段で抽出するタイムスロットの受信周期を、他のチャンネルのタイムスロットの受信周期よりも長くすると共に、上記アクセス権獲得のためのチャンネルと他のチャンネルとで、１タイムスロット期間に送信されるバースト信号のデータ長さを同一とし、
アクセス権獲得のためのチャンネルだけで上記端末装置と通信を行う状態ではタイムアライメント処理を行わず、アクセス権獲得のためのチャンネル以外で通信が必要になった場合に、アクセス権獲得のためのチャンネルでの受信タイミングと基準タイミングとのずれに基づいて、上記端末装置に対して送信タイミングを補正させるタイムアライメント処理を行うようにした
基地局。A base station that communicates with a terminal device in an area, and forms a time slot by time-dividing one transmission band into a plurality of predetermined time units, and communicates with the terminal devices in units of the time slots. In the base station that performs
Receiving means for receiving a signal of a predetermined transmission band transmitted from the terminal device;
Extracting means for extracting a signal included in a predetermined time slot from the received signal received by the receiving means;
When the receiving means receives the channel for acquiring the access right, the receiving period of the time slot extracted by the extracting means is made longer than the receiving period of the time slot of the other channel, and for acquiring the access right. The data length of the burst signal transmitted in one time slot period is the same for the other channel and the other channel,
In the state where only the channel for acquiring the access right is communicated with the above terminal device, the time alignment process is not performed, and the channel for acquiring the access right is used when communication is required other than the channel for acquiring the access right. A base station configured to perform time alignment processing for correcting the transmission timing for the terminal device based on a difference between the reception timing and the reference timing at the base station. 請求項４記載の基地局において、
上記受信手段で、１伝送帯域内に所定の周波数間隔でサブキャリアが配されたマルチキャリア信号を受信するようにした
基地局。The base station according to claim 4,
A base station configured to receive a multicarrier signal in which subcarriers are arranged at predetermined frequency intervals within one transmission band by the receiving means. 請求項５記載の基地局において、
上記受信手段で受信する上記アクセス権獲得のためのチャンネルのサブキャリアの周波数間隔を、上記他のチャンネルのサブキャリアの周波数間隔よりも広くした
基地局。The base station according to claim 5 ,
A base station in which the frequency interval of subcarriers of the channel for acquiring the access right received by the receiving means is wider than the frequency interval of subcarriers of the other channel. エリア内に用意された基地局と通信を行う端末装置であって、１伝送帯域を所定時間単位で複数に時分割してタイムスロットを形成させ、そのタイムスロットを単位として、基地局との間で通信を行う端末装置において、
送信データを所定のタイムスロット内に配置して送信スロットを生成させる送信スロット生成手段と、
該生成手段で生成された送信スロットを、所定のタイミングに所定の伝送帯域で送信する送信手段とを備え、
上記送信手段でアクセス権獲得のためのデータを送信するチャンネルを送信するとき、上記送信スロットの送信周期を、他のチャンネルのタイムスロットの送信周期よりも長くすると共に、上記アクセス権獲得のためのチャンネルと他のチャンネルとで、１タイムスロット期間に送信されるバースト信号のデータ長さを同一とし、
アクセス権獲得のためのチャンネルだけで上記基地局と通信を行う状態ではタイムアライメント処理を行わず、アクセス権獲得のためのチャンネル以外で通信が必要になった場合に、アクセス権獲得のためのチャンネルでの上記基地局からの指令に基づいて、送信タイミングを補正させるタイムアライメント処理を行うようにした
端末装置。A terminal device that communicates with a base station prepared in an area, and forms a time slot by time-dividing one transmission band into a plurality of predetermined time units, and with the base station in units of the time slots. In the terminal device that communicates with
Transmission slot generating means for generating transmission slots by arranging transmission data in a predetermined time slot;
A transmission means for transmitting the transmission slot generated by the generation means in a predetermined transmission band at a predetermined timing;
When transmitting a channel for transmitting data for acquiring access rights by the transmission means, the transmission period of the transmission slot is set to be longer than the transmission period of time slots of other channels, and for acquiring the access right. The data length of the burst signal transmitted in one time slot period is the same in the channel and other channels,
In the state where only the access right acquisition channel communicates with the above-mentioned base station, the time alignment processing is not performed, and when communication is required other than the access right acquisition channel, the access right acquisition channel is obtained. A terminal device that performs time alignment processing for correcting the transmission timing based on a command from the base station . 請求項７記載の端末装置において、
上記送信手段で、１伝送帯域内に所定の周波数間隔でサブキャリアが配されたマルチキャリア信号を送信するようにした
端末装置。The terminal device according to claim 7 , wherein
A terminal apparatus configured to transmit a multicarrier signal in which subcarriers are arranged at a predetermined frequency interval within one transmission band by the transmission means. 請求項８記載の端末装置において、
上記送信手段で送信する上記アクセス権獲得のためのチャンネルのサブキャリアの周波数間隔を、上記他のチャンネルのサブキャリアの周波数間隔よりも広くした
端末装置。The terminal device according to claim 8 , wherein
A terminal apparatus in which a frequency interval of subcarriers of the channel for acquiring the access right transmitted by the transmission means is wider than a frequency interval of subcarriers of the other channel.
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Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0992129A1 (en) * 1997-06-24 2000-04-12 Siemens Aktiengesellschaft Method and device for radiotransmission
DE19814530A1 (en) * 1998-04-01 1999-10-07 Bosch Gmbh Robert Method for the digital transmission of data in a wireless communication network and receiving device for receiving data transmitted according to the method
KR100620087B1 (en) * 1998-07-13 2006-09-05 소니 가부시끼 가이샤 Communication method, transmitter, and receiver
US6546249B1 (en) * 1999-02-26 2003-04-08 Sumitomo Electric Industries, Ltd Seamless two-way roadway communication system
US6882658B1 (en) * 1999-05-06 2005-04-19 Thomson Licensing S.A. Flexible time slot for communication
DE60030336T3 (en) * 1999-06-25 2009-06-25 Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon Apparatus and method for channel coding and multiplexing in a CDMA communication system
US7327775B1 (en) * 1999-12-23 2008-02-05 Nokia Corporation CDMA receiver
US6816555B2 (en) * 2000-02-18 2004-11-09 Sony Corporation Signal component demultiplexing apparatus, filter apparatus, receiving apparatus, communication apparatus, and communication method
JP3485860B2 (en) * 2000-03-27 2004-01-13 松下電器産業株式会社 Base station apparatus and wireless communication method
US6947748B2 (en) 2000-12-15 2005-09-20 Adaptix, Inc. OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading
US7433683B2 (en) * 2000-12-28 2008-10-07 Northstar Acquisitions, Llc System for fast macrodiversity switching in mobile wireless networks
US7590164B2 (en) * 2001-01-19 2009-09-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for efficient use of communication resources in a communication system
JP3602509B2 (en) * 2002-02-26 2004-12-15 松下電器産業株式会社 Demodulation device and demodulation method
DE102004028806B3 (en) * 2004-06-15 2005-12-29 Infineon Technologies Ag Receiver for a wireless communication system
JP2006245647A (en) 2005-02-28 2006-09-14 Fujitsu Ltd Transmitter and transponder compatible with differential phase shift modulation system
JP2008177667A (en) * 2007-01-16 2008-07-31 Toshiba Corp Portable information terminal device
KR101468490B1 (en) 2007-05-02 2014-12-10 삼성전자주식회사 Method and apparatus for transmitting/receiving control channels by restricting set of the control channels in wireless telecommunication system
KR101214920B1 (en) * 2008-03-04 2012-12-24 가부시키가이샤 엔티티 도코모 Signal multiplexing method, signal demultiplexing method, digital signal reference frequency correction method, multiplexer, demultiplexer, wireless communication system, and digital signal referency frequency corrector
EP2263332A2 (en) 2008-03-12 2010-12-22 Hypres Inc. Digital radio-frequency tranceiver system and method
US9667307B1 (en) 2016-03-31 2017-05-30 Cohere Technologies Wireless telecommunications system for high-mobility applications

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3527329A1 (en) * 1985-07-31 1987-02-05 Philips Patentverwaltung DIGITAL RADIO TRANSMISSION SYSTEM WITH VARIABLE TIME SLOT DURATION OF TIME SLOTS IN TIME MULTIPLEX FRAME
US4914650A (en) * 1988-12-06 1990-04-03 American Telephone And Telegraph Company Bandwidth allocation and congestion control scheme for an integrated voice and data network
US5241688A (en) * 1990-12-17 1993-08-31 Motorola, Inc. Frequency and time slot synchronizaton using adaptive filtering
US5197125A (en) * 1990-12-18 1993-03-23 The Titan Corporation Access assignment in a DAMA communication system
US5369637A (en) * 1991-04-03 1994-11-29 U.S. Philips Corporation Signal transmission system
US5367524A (en) * 1991-08-05 1994-11-22 Motorola, Inc. Method for sequential data transmission
US5499243A (en) * 1993-01-22 1996-03-12 Hall; Dennis R. Method and apparatus for coordinating transfer of information between a base station and a plurality of radios
US5465253A (en) * 1994-01-04 1995-11-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for demand-assigned reduced-rate out-of-band signaling channel
JP3421880B2 (en) 1994-10-05 2003-06-30 ソニー株式会社 Demodulator
EP0709982B1 (en) * 1994-10-26 2004-06-30 International Business Machines Corporation Medium access control scheme for wireless LAN using a variable length interleaved time division frame
JP3371175B2 (en) 1994-11-15 2003-01-27 ソニー株式会社 Transmission method
US5732076A (en) * 1995-10-26 1998-03-24 Omnipoint Corporation Coexisting communication systems
US5812545A (en) * 1996-01-04 1998-09-22 Orion Atlantic, L.P. Full mesh satellite-based multimedia networking system
US5751704A (en) * 1996-03-01 1998-05-12 Lucent Technologies Inc. Technique for minimizing the variance of interference in packetized interference-limited wireless communication systems

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