JP3681988B2

JP3681988B2 - OFDM communication apparatus and OFDM communication method

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Publication number: JP3681988B2
Application number: JP2001068688A
Authority: JP
Inventors: 浩章須藤
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-03-12
Filing date: 2001-03-12
Publication date: 2005-08-10
Anticipated expiration: 2021-03-12
Also published as: JP2002271294A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重方式）通信装置及びＯＦＤＭ通信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１８は、従来のＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。この図において、ＯＦＤＭ通信装置は、アンテナ１と、アンテナ１を介して無線信号を受信する無線部２と、無線部２で受信された無線信号をフーリエ変換して周波数分割多重された信号を取り出すＦＦＴ（First Fourier Transform）部２と、ＦＦＴ部２で取り出された周波数分割多重された信号に対して復調処理を行う復調部４と、ＦＦＴ部２におけるフーリエ変換前の信号とフーリエ変換後の信号に基づいて通信を行うための変調方式を選択する変調方式選択部５と、を備えて構成されている。
【０００３】
このような構成のＯＦＤＭ通信装置において、無線部２からの無線信号がＦＦＴ部３にてフーリエ変換されて、複数のサブキャリアにより伝送された符号分割多重信号が得られる。そして、複数のサブキャリアにより伝送された符号分割多重信号が復調部４に入力されて復調処理された後、受信信号が得られる。また、フーリエ変換前の信号とフーリエ変換後の信号は変調方式選択部５に入力されて、通信を行うための変調方式が選択される。ここで、変調方式には、例えば２相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）、４相ＰＳＫ、８相ＰＳＫ、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）がある。
【０００４】
図１９は、ＯＦＤＭ通信装置のフレームフォーマットを示す図である。変調方式の選択はこのフレームフォーマットの伝送路推定プリアンブルを用いて行われる。この場合、変調方式の選択では、マルチパスの遅延時間情報と信号対熱雑音比情報の２つの関数が生成されるとともに、図２０に示すマップが生成されて、どの変調方式を用いて通信するかが決定される。なお、この図に示す横軸はＣＮＲ（Carrier to Noise ratio：信号対熱雑音比）であり、縦軸は遅延分散である。信号対熱雑音比が大きいときには、変調方式として１６ＱＡＭが選択され、小さくなる順に８相ＰＳＫ、４相ＰＳＫ、２相ＰＳＫが選択される。
【０００５】
図２１は、変調方式選択部５の構成を示すブロック図である。この図において、変調方式選択部５は、絶対値検出部６、９、１２及び１５と、遅延部７及び１３と、減算部８及び１４と、平均化部１０、１６及び１７と、大小比較部１１及び２０と、選択部１９と、除算部１８とを備えて構成される。
【０００６】
変調方式選択部５の構成のうち、絶対値検出部６及び９と、遅延部７と、減算部８及び平均化部１０とからなる部分でマルチパスの遅延時間情報が得られ、絶対値検出部１２及び１５と、遅延部１３と、減算部１４と、平均化部１６及び１７とからなる部分で信号対熱雑音比情報（ＣＮＲ）が得られる。
【０００７】
遅延部７は、絶対値検出部６より出力されるフーリエ変換後の符号分割多重信号を１サブキャリア分遅延させる。減算部８は、絶対値検出部６より出力されるフーリエ変換後の信号と遅延部７で１サブキャリア分遅延された信号の減算を行う。絶対値検出部９は、減算部８の出力の絶対値を検出し出力する。平均化部１０は、複数のサブキャリアに対する絶対値検出部９の出力の平均を求める。大小比較部１１は、所定の閾値Ｔｈ３と平均化部１０の出力とを比較してその結果を出力する。選択部１９は、大小比較部１１の比較結果に基づいて信号対熱雑音比情報に関する閾値値を選択する。ここで、信号対熱雑音比に関する閾値は、例えばこの図に示すように、閾値Ｔｈ１と閾値Ｔｈ２の２種類用意されており、２つの閾値の両方とも超えた場合は１６ＱＡＭ、小さい方のみ超えた場合はＱＰＳＫ、両方とも超えない場合はＢＰＳＫが選択される。
【０００８】
遅延部１３は、絶対値検出部１２より出力されるフーリエ変換前の信号を１シンボル分遅延させる。減算部１４は、絶対値検出部１２より出力されるフーリエ変換前の信号振幅値と、１シンボル分遅延されたフーリエ変換前の信号振幅値の減算を行う。絶対値検出部１５は減算結果の絶対値を検出する。この絶対値検出部１５で、２シンボル挿入された伝送路推定用プリアンブル間の振幅差の絶対値に関する情報が得られる。平均化部１７は、２シンボル挿入された伝送路推定用プリアンブル間の振幅差の絶対値に関する情報より、伝送路推定用プリアンブル１シンボル分平均化する。平均化部１６は、２シンボル挿入された伝送路推定用プリアンブル間の信号振幅の平均を求める。除算部１８は、２シンボル挿入された伝送路推定用プリアンブル間の信号振幅差の絶対値を伝送路推定用プリアンブルの信号振幅で除算する。この除算結果が信号対熱雑音比に関する情報となる。
【０００９】
次に、上記構成のＯＦＤＭ通信装置の動作を説明する。
ここで、マルチパスの遅延時間情報は、隣接サブキャリア間の受信レベル差により生成される。マルチパスの遅延時間が短い場合には隣接サブキャリア間のレベル差が小さくなるが、マルチパスの遅延時間が長い場合には隣接サブキャリア間のレベル差が大きくなる。一般的にマルチパスの遅延時間が長くなると、前のシンボルとの干渉が大きくなるため、図２０に示すように信号対熱雑音比（ＣＮＲ）に関する閾値として値の小さいものが選択される。
【００１０】
図２１において、フーリエ変換後の信号は絶対値検出部６に入力され、ここで信号振幅が検出された後、減算部８で１サブキャリア分遅延された信号振幅との差が求められる。そして、減算部８からの信号振幅の差分は絶対値検出器９に入力されて、その絶対値が検出されて隣接サブキャリア間のレベル差の絶対値に関する情報が得られる。この情報は平均化部１０に入力される。平均化部１０では、複数のサブキャリアの平均化が行われる。
【００１１】
そして、複数のサブキャリアの平均化値は大小比較部１１に入力されて閾値Ｔｈ３と大小比較され、信号対熱雑音比情報に関する閾値Ｔｈ１、Ｔｈ２を選択する情報が出力される。この情報が選択部１９入力されて、閾値Ｔｈ１又は閾値Ｔｈ２のいずれか一方が選択される。選択された閾値は大小比較部２０に入力される。
【００１２】
一方、信号対熱雑音比に関する情報は、２シンボル挿入された伝送路推定用プリアンブル間の振幅差の絶対値を伝送路推定用プリアンブルの信号振幅で除算することで得られる。
【００１３】
図２１において、フーリエ変換前の信号は絶対値検出部１２に入力され、ここで信号振幅が検出される。絶対値検出部１２で検出された信号振幅は減算部１４に入力されて、遅延部１３で１シンボル分遅延された信号振幅との差が求められる。そして、減算部１４で求められた差分の信号振幅が絶対値検出部１５に入力されてその絶対値が検出され、これにより２シンボル挿入された伝送路推定用プリアンブル間の振幅差の絶対値に関する情報が得られる。
【００１４】
２シンボル挿入された伝送路推定用プリアンブル間の振幅差の絶対値に関する情報は平均処理部１７に入力されて、伝送路推定用プリアンブル１シンボル分に平均化される。この平均化された値が除算部１８に入力される。除算部１８には、平均化部１７からの伝送路推定用プリアンブル１シンボル分に平均化された情報と平均化処理部１６からの伝送路推定用プリアンブルの受信振幅とが入力されて、伝送路推定用プリアンブルの受信振幅が伝送路推定用プリアンブル１シンボル分に平均化された情報で除算され、信号対熱雑音比に関する関数が得られる。除算部１８で得られた信号対熱雑音比に関する関数が大小比較部２０に入力される。そして、選択部１９によって選択された信号対熱雑音比に関する閾値と大小比較されて、変調方式を選択する情報が出力される。
なお、実際の装置では、変調方式の選択のみならず、誤り訂正の符号化率の選択も同時に適応的に行われている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＯＦＤＭ通信装置においては、変調方式を選択する変調方式選択部５おいて、信号対熱雑音比（ＣＮＲ）を生成する側の回路の規模が非常に大きくなり、装置の小型化及び省電力化を阻害している問題がある。すなわち、信号対熱雑音比を生成する側の回路に除算部１８が必要であることと、１シンボル分遅延させた演算を行う必要から、１サブキャア分遅延させた演算を行う遅延時間情報を求める側の回路より回路規模が大きくなる。この場合、除算部１８のみならず遅延部１２及び減算部１４も、遅延時間情報を求める側の回路の遅延部７及び減算部８より回路規模が大きくなる。
【００１６】
本発明は係る点に鑑みてなされたものであり、変調方式又は誤り訂正の符号化率の選択を行う回路の規模の低減を図って、装置の小型化及び省電力化が図れるＯＦＤＭ通信装置及びＯＦＤＭ通信方法を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ通信装置は、受信信号の受信レベルを示す受信レベル情報を得る受信処理手段と、前記受信信号のフレーム同期タイミングの誤差を示すタイミング誤差情報を得る同期処理手段と、前記受信処理手段によって得られた受信レベル情報と前記同期処理手段によって得られたタイミング誤差情報とに基づいて通信状況に応じた変調方式又は誤り訂正の符号化率を選択する選択手段と、を具備する構成を採る。
【００１８】
この構成によれば、変調方式又は誤り訂正の符号化率の選択において、信号対熱雑音比（ＣＮＲ）の代わりにそれと同等の受信レベル情報を用いるので、信号対熱雑音比を生成する回路が不要となり、その分、回路規模の低減が図れ、装置の小型化及び省電力化が図れる。また、的確な変調方式又は誤り訂正の符号化率が選択できることから、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００３０】
また、この構成によれば、受信信号のフレーム同期タイミングの誤差を示すタイミング誤差情報を用いることで、マルチパスの遅延時間情報を得る主な回路が不要となるので、さらに装置の小型化及び省電力化が図れる。また、的確な変調方式又は誤り訂正の符号化率が選択できることから、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００３１】
また、本発明の基地局装置は、上記いずれかのＯＦＤＭ通信装置を具備する構成を採る。
【００３２】
本発明によれば、装置の小型化と省電力化が図れ、また伝送効率と誤り率特性の両立が図れる基地局装置を提供できる。
【００３３】
また、本発明の端末装置は、上記いずれかのＯＦＤＭ通信装置を具備する構成を採る。
【００３４】
本発明によれば、装置の小型化と省電力化が図れ、また伝送効率と誤り率特性の両立が図れる端末装置を提供できる。
【００３５】
本発明のＯＦＤＭ通信方法は、受信信号の受信レベルを示す受信レベル情報を得る受信処理ステップと、前記受信信号のフレーム同期タイミングの誤差を示すタイミング誤差情報を得る同期処理ステップと、前記受信処理ステップで得た受信レベル情報と前記同期処理ステップで得たタイミング誤差情報とに基づいて通信状況に応じた変調方式又は誤り訂正の符号化率を選択する選択ステップと、を具備するようにした。
【００４９】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、信号対熱雑音比に関する情報を生成せず、ＲＳＳＩ信号（Received Signal Strength Indicator）を利用して変調方式又は誤り訂正の符号化率の選択を行うようにすることで、変調方式又は誤り訂正の符号化率の選択を行う回路の規模の低減を図るものである。
【００５０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。なお、この図において、前述した図１８と共通する部分には同一の符号を付けて、詳しい説明を省略する。
【００５１】
本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、信号対熱雑音比（ＣＮＲ）を生成せず、中間周波数信号を対数増幅して検波したＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）信号（受信レベル情報）を用いて変調方式の選択を行うものである。ＲＳＳＩ信号は、受信信号のレベルそのものを表したものであるので、信号対熱雑音比と等価であり、これを用いて変調方式の選択処理を行うことは不可能ではない。
【００５２】
このＲＳＳＩ信号は、本処理に用いなくても送信電力制御やアンテナとしてセクタアンテナを用いた場合のセクタ切り変え処理等に従来から用いられているものである。このＲＳＳＩ信号を利用することで新たな回路を追加しなくて済み、除算器等が必要な信号対雑音比の生成回路を用いる従来のＯＦＤＭ通信装置と比べて回路規模の大幅な低減が可能となる。
【００５３】
図２は、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置における変調方式選択部３０の構成を示すブロック図である。なお、この図において前述した図２１と共通する部分には同一の符号を付けて、詳しい説明を省略する。
【００５４】
図２において、変調方式選択部３０は、絶対値検出部６及び９と、絶対値検出部６からの信号振幅を示す信号を１サブキャリア分遅延させる遅延器７と、絶対値検出部６からの信号振幅と遅延部７で１サブキャリア分遅延された信号振幅の減算を行う減算部８と、減算部８の出力の絶対値を検出する絶対値検出部９と、複数のサブキャリアに対する絶対値検出部９の出力の平均化を行う平均化部１０と、閾値Ｔｈ３と平均化部１０の出力とを比較し、その結果を出力する大小比較部１１と、大小比較部１１の比較結果に基づいて変調方式選択情報に関する閾値値を選択する選択部１９と、を備えて構成される。
【００５５】
ここで、ＲＳＳＩ信号に関する閾値を例えば図３に示すように２種類用意しておき、２つの閾値を両方とも超えた場合は１６ＱＡＭ、小さい方のみ超えた場合はＱＰＳＫ、両方とも超えない場合はＢＰＳＫを選択する。すなわち、ＲＳＳＩ信号のレベルが高いときは１６ＱＡＭを選択し、１６ＱＡＭでは一定の品質を保てないレベルになるとＱＰＳＫを選択し、さらにＱＰＳＫでは一定の品質を保てないときにはＢＰＳＫを選択する。
【００５６】
従来技術でも述べたように、マルチパスの遅延時間情報は、隣接サブキャリア間の受信レベル差により生成することができる。そして、遅延時間が短い場合には隣接サブキャリア間のレベル差が大きくなるが、遅延時間が長い場合には隣接サブキャリア間のレベル差が大きくなる。
【００５７】
次に、上記構成の変調方式選択部３０の動作を説明する。
まず、フーリエ変換された信号は、絶対値検出部６で信号の振幅が検出される。そして、現時点で検出された信号振幅と遅延部７で１サブキャリア分遅延された信号振幅との差がとられた後、その差分の絶対値が検出されて、隣接サブキャリア間のレベル差の絶対値に関する情報が得られる。
【００５８】
そして、複数のサブキャリアに対応する絶対値検出部９の出力の平均を求める処理が行われた後、平均化処理部１０の出力と閾値Ｔｈ３とが比較されて、この比較結果に基づいて受信レベル情報に関する閾値Ｔｈ１又は閾値Ｔｈ２のいずれか一方が選択される。ここで、一般的にマルチパスの遅延時間が長くなると、前のシンボルとの干渉が大きくなるので、図３に示すように、受信レベル情報に関する閾値を大きな値に設定する。本発明では、信号対熱雑音比（ＣＮＲ）を示す関数を生成せず、ＲＳＳＩ信号を用いて閾値を変えるようにしており、このＲＳＳＩ信号は、無線部２（図１参照）より得られるので、特別に受信レベル生成処理を行う必要はない。無線部２からのＲＳＳＩ信号は、大小比較部２１で選択部１９にて選択された閾値（Ｔｈ１又はＴｈ２）と比較され、通信を行うための変調方式を選択する情報が得られる。
【００５９】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置では、ＲＳＳＩ信号とマルチパスの遅延時間に関する情報を用いて変調方式の選択を行うので、信号対熱雑音比を生成する回路が不要となり、回路規模の低減が可能となる。したがって、装置の小型化及び省電力化を実現できる。
【００６０】
なお、上記実施の形態１においては、マルチパスの遅延時間に関する閾値を２種類設定したが、この閾値の数に限定はなく、任意の数を設定可能である。
【００６１】
また、上記実施の形態１においては、３つの変調方式を選択する場合について説明したが、これに限定されず、変調方式の選択数をさらに増加させることも可能であり、また誤り訂正の符号化率も選択範囲に加えることも可能である。
【００６２】
また、上記実施の形態１においては、変調方式の選択のみ行ったが、誤り訂正の符号化率の選択を行うようにしてもよい。このようにすることにより、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００６３】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。なお、この図において上述した実施の形態１と共通する部分には同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【００６４】
本実施の形態のＯＦＤＭ装置は、空間ダイバーシチを行う２本のアンテナ１、２２を具備し、これらによって受信した信号のレベルを平均し、その値を用いて変調方式の選択を行うようにしたものである。受信レベルが低い場合には重畳される熱雑音も大きくなることから、受信レベル検出精度が低下して変調方式の選択に誤差が生じる。しかし、２本のアンテナ１、２２を用いて、これらで受信した信号のレベルを平均化することで、受信レベルの精度向上が図れ、実施の形態１のＯＦＤＭ通信装置よりもさらに高精度な変調方式の選択が可能となる。
【００６５】
本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、２本のアンテナ１、２２を使用することから、無線部２及びＦＦＴ部３と同一の無線部２３とＦＦＴ部２４を有しているＲＳＳＩ信号に関する閾値は、例えば図３に示すように２種類用意しており、２つの閾値を両方とも超えた場合は１６ＱＡＭ、小さい方のみ超えた場合はＱＰＳＫ、両方とも超えない場合はＢＰＳＫを選択するようにしている。すなわち、ＲＳＳＩ信号のレベルが高いときは１６ＱＡＭを選択し、１６ＱＡＭでは一定の品質を保てないレベルになるとＱＰＳＫを選択し、さらにＱＰＳＫでは一定の品質を保てないときにはＢＰＳＫを選択する。
【００６６】
また、無線部２、２３からのＲＳＳＩ信号を平均化する平均化部２５と、ＦＦＴ部３、２４からの符号分割多重信号の絶対値を検出する絶対値検出部２６、２７と、絶対値検出部２６、２７からの信号振幅を比較する大小比較部２８と、大小比較部２８の比較結果から信号レベルの大きい方を選択する選択部２９と、選択された信号とＲＳＳＩ信号の平均値を元に変調方式を選択する変調方式選択部３０と、実施の形態１のＯＦＤＭ通信装置と同様の復調部４とを備えている。変調方式選択部３０は、実施の形態１と同様の構成及び機能を有している。
【００６７】
このような構成において、アンテナ１及び２２を介して無線部２及び２３で受信された無線信号がＦＦＴ部３及び２４にてフーリエ変換処理されて符号分割多重信号が得られる。得られた各符号分割多重信号は、絶対値検出部２６及び２７で絶対値検出されて信号振幅が得られ、大小比較部２８にて比較される。この場合、大小比較部２８からは、各サブキャリア毎に受信レベルの大きな方のアンテナを示す情報が出力される。
【００６８】
選択部２９は、大小比較部２８からの情報を元に受信レベルの大きい方の無線系列を選択する。例えば、アンテナ１で捉えた無線信号の受信レベルがアンテナ２２で捉えた無線信号の受信レベルより高ければ、無線部２、ＦＦＴ部３の無線系列を選択する。
一方、無線部２及び２３からの各ＲＳＳＩ信号は平均化部２５で平均化されて、その結果が変調方式選択部３０に入力される。変調方式選択部３０の動作は実施の形態１のＯＦＤＭ通信装置と同様であるので省略する。
【００６９】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、２本のアンテナ１、２２で得た２つのＲＳＳＩ信号を平均した信号を用いて変調方式の選択を行うので、実施の形態１のＯＦＤＭ通信装置よりも受信レベルの精度向上が図れ、変調方式の選択を高精度に行うことが可能となる。また、通信状況に応じて、的確な変調方式が選択できることから、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００７０】
なお、上記実施の形態２では、アンテナの本数を２としたが、この数に限定されず、任意の数のアンテナを用いても構わない。
【００７１】
また、上記実施の形態２においては、変調方式の選択のみ行ったが、誤り訂正の符号化率の選択を行うようにしてもよい。このようにすることにより、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００７２】
（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。なお、この図において上述した実施の形態１及び２のＯＦＤＭ通信装置と共通する部分には同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、２本のアンテナ１、２２で受信した信号の受信レベルのうち最も大きいものを選択することにより、特にマルチパスの遅延時間が短い場合においては、上述した実施の形態２のＯＦＤＭ通信装置よりも変調方式の選択を高精度に行うことが可能となる。
【００７３】
マルチパスの遅延時間が短い場合には全サブキャリアの受信レベルが落ち込むことがあり、受信レベルの検出精度が大きく低下してしまう。このような場合に、受信レベルの最も大きいアンテナの受信レベル情報を選択することにより、受信レベルの検出精度の低下を防ぐことができる。
【００７４】
図５において、大小比較部３１が２本のアンテナ１、２２で受信した信号の受信レベルの比較を行い、大きい方の信号を出力する。なお、２本のアンテナ１、２２で受信した信号のうち大きい方の信号を用いること以外は、実施の形態２のＯＦＤＭ通信装置と同様であるので、他の部分の説明は省略する。
【００７５】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、２本のアンテナ１、２２で受信した信号の受信レベルのうち最も大きいものを選択することにより、特にマルチパスの遅延時間が短い場合においては、実施の形態２のＯＦＤＭ通信装置よりも変調方式の選択を高精度に行うことが可能となる。また、通信状況に応じて、的確な変調方式が選択できることから、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００７６】
なお、上記実施の形態３においては、変調方式の選択のみ行ったが、同時に誤り訂正の符号化率の選択を行うようにしてもよい。このようにすることにより、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００７７】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４に係るＯＦＤＭ通信装置は、上述した実施の形態２及び３のＯＦＤＭ通信装置に対して、２つの無線系統（以下、２ブランチという）で検出したＲＳＳＩ信号を平均した結果を使用するか、または大きい方を使用するかを、２ブランチで検出したＲＳＳＩ信号の差によって選択可能とすることにより、実施の形態２及び３のＯＦＤＭ通信装置に対して、任意のマルチパスの遅延分散が大きい場合でも小さい場合でもＲＳＳＩ信号の精度を向上できる点にある。
【００７８】
マルチパスの遅延分散が大きい場合、全サブキャリアの受信レベルがかたまって落ち込むことは殆どなく、全サブキャリアの平均レベルの２ブランチ間の差は小さいため、２ブランチのＲＳＳＩ信号を平均した方がＲＳＳＩ検出精度はよい。しかしながら、マルチパスの遅延分散が小さい場合、全サブキャリアの受信レベルがかたまって落ち込むことが多いので、全サブキャリアの平均レベルの２ブランチ間の差は大きいため、２ブランチのＲＳＳＩ信号のうち大きい方を選択した方がＲＳＳＩ検出精度はよい。
【００７９】
図６は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。なお、上述した実施の形態２及び３のＯＦＤＭ通信装置と共通する部分には同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
この図において、ＲＳＳＩ生成部３２は、２ブランチ間のＲＳＳＩ信号の差の絶対値を求め、その値が所定の閾値を超えた場合に２ブランチのＲＳＳＩ信号のうち大きい方を選択した結果を出力し、そうでない場合は２ブランチのＲＳＳＩ信号を平均した結果を出力する。
【００８０】
図７は、ＲＳＳＩ生成部３２の構成を示すブロック図である。この図において、ＲＳＳＩ生成部３２は、２ブランチのＲＳＳＩ信号の平均を求める平均化部３３と、２ブランチ間のＲＳＳＩ信号の差の絶対値を求めるとともに、大小比較してその結果（大小比較結果）を出力する大小比較部３４と、２ブランチ間のＲＳＳＩ信号の差の絶対値と所定の閾値Ｔｈ７を比較し、その結果を出力する大小比較部３５と、２ブランチ間のＲＳＳＩ信号の差の絶対値が所定の閾値を超えた場合には、２ブランチのＲＳＳＩ信号のうち大きい方を選択して出力し、２ブランチ間のＲＳＳＩ信号の差の絶対値が所定の閾値を超えない場合には、２ブランチのＲＳＳＩ信号を平均した結果を選択して出力する選択部３６とを備えている。
【００８１】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、２ブランチで検出したＲＳＳＩ信号を平均した結果を使用するか、大きい方を使用するかを、２ブランチで検出したＲＳＳＩ信号の差によって選択可能とするので、実施の形態２及び３のＯＦＤＭ通信装置に対して任意のマルチパスの遅延分散が大きい場合でも小さい場合でもＲＳＳＩ信号の精度の向上が図れる。
【００８２】
なお、上記実施の形態４においては、変調方式の選択のみ行ったが、誤り訂正の符号化率の選択を行うようにしてもよい。このようにすることにより、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００８３】
（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図である。なお、この図において上述した実施の形態１のＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部３０と共通する部分には同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【００８４】
本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、受信信号の信号レベルが所定レベル以下のサブキャリアについては、変調方式を選択する処理に用いないようしたものである。このようにすることで、上述した実施の形態１から実施の形態４の各ＯＦＤＭ通信装置よりもさらに、変調方式の選択を高精度に行うことが可能となる。
【００８５】
ここで、図９はマルチパス環境下での受信信号を示す波形図である。この図において、マルチパス環境下では受信レベルが落ち込むサブキャリアが発生することがある。このサブキャリアは信号対熱雑音比が劣化しているので、これを使用してマルチパスの遅延時間情報の生成を行うとマルチパスの遅延時間情報の検出精度が低下してしまうことになる。そこで、受信レベルが所定の閾値Ｔｈ４より下回ったサブキャリアをマルチパスの遅延時間情報生成回路に入力しないようにすることで、マルチパスの遅延時間情報の検出精度の低下を防止することが可能となる。
【００８６】
図８において、絶対値検出部３７は、フーリエ変換後の信号の絶対値を検出する。大小比較部３８は、絶対値検出部３７の出力と所定の閾値Ｔｈ４とを比較し、絶対値検出部３７の出力が閾値Ｔｈ４より小さければ、現時点でのサブキャリアからの信号を取り込まないようにする選択信号を選択部３９に入力する。選択部３９は、大小比較部３８より選択信号が入力されると、絶対値検出部３７の出力（即ち、現時点でのサブキャリアからの信号）を後の回路（マルチパスの遅延時間検出回路）に入力しないようにする。マルチパスの遅延時間検出回路については、上述した実施の形態１のＯＦＤＭ通信装置と同様であるので、説明は省略する。
【００８７】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ装置は、受信信号の信号レベルが所定レベル以下のサブキャリアについては、変調方式を選択する処理に用いないようにするので、上述した実施の形態１から実施の形態３の各ＯＦＤＭ通信装置よりも更に変調方式の選択を高精度に行うことが可能となる。
【００８８】
なお、上記実施の形態５においては、変調方式の選択のみ行ったが、誤り訂正の符号化率の選択を行うようにしてもよい。このようにすることにより、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００８９】
（実施の形態６）
図１０は、本発明の実施の形態６に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図である。なお、この図において上述した実施の形態５のＯＦＤＭ通信装置と共通する部分には同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【００９０】
本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、特定のサブキャリアを、変調方式を選択する処理に用いないようにして、隣接チャネル干渉波、直流オフセット等が存在する場合でも、変調方式の選択を高精度に行うことを可能としたものである。図１１に示すように、隣接チャネル干渉波が存在する場合や、図１２に示すように、アナログフィルタによる群遅延偏差や振幅偏差が存在する場合、両端のサブキャリアの品質が劣化する。また、直流オフセットが存在する場合は、直流に配置されるサブキャリアの品質が劣化する。
【００９１】
このように、チャネルを構成するサブチャネルの両端の例えば１本乃至３本のサブキャリアや、直流に配置されるサブキャリアをマルチパスの遅延時間情報の検出に用いると検出精度が悪化してしまう。そこで、両端のサブキャリアおよび直流に配置されるサブキャリアをマルチパスの遅延時間情報検出に使用しないようにすることで、隣接チャネル干渉波等が存在する場合であっても、変調方式の選択を高精度に行うことが可能となる。
図１０において、本実施の形態では、両端のサブキャリアと直流に配置されるサブキャリアの絶対値情報を選択部３９に入力しないようにする選択部４０を絶対値検出部３７と選択部３９との間に設けている。選択部３９以外の各部は、上述した実施の形態１から実施の形態５の各ＯＦＤＭ通信装置と同様であるので、説明は省略する。
【００９２】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ装置は、特定のサブキャリア即ち両端のサブキャリアおよび直流に配置されるサブキャリアを、変調方式を選択する処理に用いないので、隣接チャネル干渉波、直流オフセットが存在する場合でも、変調方式の選択を高精度に行うことが可能となる。
【００９３】
なお、上記実施の形態６においては、両端のサブキャリアと直流に配置されるサブキャリアを使用しないようにする場合について説明したが、これらに限定されず、固定的に使用しないサブキャリアを任意に設定できるようにしても構わない。
【００９４】
また、上記実施の形態６においては、変調方式の選択のみ行ったが、誤り訂正の符号化率の選択を行うようにしてもよい。このようにすることにより、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００９５】
（実施の形態７）
図１３は、本発明の実施の形態７に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図である。なお、この図において上述した実施の形態１及び６のＯＦＤＭ通信装置と共通する部分には同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、サブキャリアを、変調方式を選択する処理に用るか否かの選択に使用する閾値の値を変更できるようにして、上述した実施の形態５のＯＦＤＭ通信装置よりも更に変調方式の選択を高精度に行うことを可能としたものである。
【００９６】
サブキャリアを、変調方式を選択する処理に用るか否かの選択に使用する閾値の最適値は受信レベルによって異なる。すなわち、ＲＳＳＩ信号のレベルが低い場合には、サブキャリアに重畳されている熱雑音レベルが大きくなるため、閾値を大きい値にしてレベルの低いサブキャリアを変調方式の選択に使用しないようにする必要がある。本実施の形態では、この閾値をＲＳＳＩ信号のレベルに従って値を変化させるようにした。
【００９７】
図１３において、大小比較部４１は、ＲＳＳＩ信号と所定の閾値Ｔｈ６とを比較し、ＲＳＳＩ信号のレベルが閾値Ｔｈ６より小さい場合は大きい方の閾値を選択する選択信号を出力し、閾値Ｔｈ６より大きい場合は小さい方の閾値を選択する選択信号を出力する。選択部４２は、大小比較部４１からの選択信号に従って閾値Ｔｈ４又は閾値Ｔｈ５のいずれか一方を選択する。この場合、閾値Ｔｈ４＞閾値Ｔｈ５とすると、ＲＳＳＩ信号のレベルが閾値Ｔｈ６より小さければ閾値Ｔｈ４を選択し、ＲＳＳＩ信号のレベルが閾値Ｔｈ６より大きければ閾値Ｔｈ５を選択する。
【００９８】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、サブキャリアを、変調方式を選択する処理に用いるか否かの選択に使用する閾値を可変としたので、実施の形態６のＯＦＤＭ通信装置よりもさらに変調方式の選択を高精度に行うことができる。また、通信状況に応じて、的確な変調方式が選択できることから、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【００９９】
なお、上記実施の形態７では、閾値を２種類（Ｔｈ４、Ｔｈ５）設定したが、この数に限定されず、任意の数の閾値を設定しても構わない。
【０１００】
また、上記実施の形態７においては、変調方式の選択のみ行ったが、誤り訂正の符号化率の選択を行うようにしてもよい。このようにすることにより、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【０１０１】
（実施の形態８）
図１４は、本発明の実施の形態８に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図である。なお、この図において上述した実施の形態１のＯＦＤＭ通信装置と共通する部分には同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
【０１０２】
本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、マルチパスの遅延時間情報として、検出タイミング誤差情報を用いている点が実施の形態１から実施の形態６のＯＦＤＭ通信装置と異なっている。検出タイミング情報を用いることで、上記各実施の形態のＯＦＤＭ通信装置よりも更に回路規模の削減が可能となる。例えば、実施の形態１のＯＦＤＭ通信装置と比べて、絶対値検出部６、遅延部７、減算部８、絶対値検出部９及び平均化部１０が不要となる。
【０１０３】
図１６は、遅延分散が１５０ｎｓｅｃの場合と２５０ｎｓｅｃの場合における同期検出特性のシミュレーション結果である。この図に示すように、マルチパスの遅延時間が長くなるに従ってタイミング誤差は大きくなる。図示せぬ同期部で検出されたタイミングでフレーム同期処理が行われるため、その際に得られる検出タイミング誤差情報に用いることができる。
【０１０４】
図１４において、大小比較部１１は、検出タイミング誤差情報と所定の閾値Ｔｈ３とを比較し、その結果から変調方式の選定を行うための閾値を選択する選択信号を出力する。選択部１９は、大小比較部１１からの選択信号に従って閾値Ｔｈ１又は閾値Ｔｈ２のいずれか一方を選択する。大小比較部２１は、選択された閾値とＲＳＳＩ信号とを比較して変調方式を選択する変調方式選択情報を出力する。
【０１０５】
なお、図１５は、検出タイミング誤差情報が得られるフレーム同期処理部の構成を示すブロック図であり、平均化部４３、メモリ４４及び減算部４５を有して構成される。この構成において、まずＦＦＴ部３（図１参照）より入力される検出タイミング情報は、平均化部４３によって平均化される。次いで、平均化部４３にて平均されたタイミング情報はメモリ４４に格納される。最後に、ＦＦＴ部３より入力される検出タイミング情報は、減算部４５によりメモリ４４に格納されたタイミング情報と減算され、タイミング誤差情報が得られる。
【０１０６】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、マルチパスの遅延時間情報として検出タイミング誤差情報を用いるので、実施の形態１から実施の形態６の各ＯＦＤＭ通信装置よりも更に回路規模の削減が可能となる。
【０１０７】
なお、上記実施の形態８においては、変調方式の選択のみ行ったが、誤り訂正の符号化率の選択を行うようにしてもよい。このようにすることにより、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【０１０８】
（実施の形態９）
図１７は、本発明の実施の形態９に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図である。なお、この図において前述した実施の形態８のＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部と共通する部分には同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。
本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、時間的に遅いタイミング誤差が発生したときの検出タイミング誤差情報のみを用いることにより、実施の形態８のＯＦＤＭ通信装置よりも更に遅延分散情報を精度よく生成できるようにしたものである。
【０１０９】
時間的に遅いタイミング誤差が発生する原因は主にマルチパスであるが、時間的に早いタイミング誤差が発生する原因は、主にマルチパス以外の要因（例えば熱雑音）である。したがって、時間的に遅いタイミング誤差が発生した場合の検出タイミング誤差情報のみを用いる方が遅延分散情報を精度よく生成することが可能である。
【０１１０】
時間的に遅いタイミング誤差が発生した場合の検出タイミング誤差情報のみを用いて遅延分散情報を生成する以外は、実施の形態８のＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部と同じである。図１７において、スイッチ４６は、検出タイミング誤差情報の極性ビットが時間的に遅い場合を示す論理のときのみ、検出タイミング誤差情報を大小比較部１１に入力するものである。
【０１１１】
このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置は、時間的に遅いタイミング誤差が発生した場合の検出タイミング誤差情報のみを用いるので、実施の形態８のＯＦＤＭ通信装置よりも更に遅延分散情報を精度よく生成することができる。
【０１１２】
なお、上記実施の形態９においては、変調方式の選択のみ行ったが、誤り訂正の符号化率の選択を行うようにしてもよい。このようにすることにより、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【０１１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、信号対熱雑音比に関する情報を生成せず、受信レベル情報を用いて、これとマルチパスの遅延時間情報の両方を用いて通信を行うための変調方式又は誤り訂正の符号化率を選択するための処理を行うので、変調方式又は誤り訂正の符号化率の選択を行う回路の回路規模を低減することができ、これによって装置の小型化及び省電力化を図ることができる。また、通信状況に応じて、的確な変調方式又は誤り訂正の符号化率が選択できることから、伝送効率と誤り率特性の両立も図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置における変調方式の選択方法を説明するための図
【図４】本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態４に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図７】実施の形態４に係るＯＦＤＭ通信装置のＲＳＳＩ生成部の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態５に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図
【図９】マルチパス環境下での受信信号を示す図
【図１０】本発明の実施の形態６に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図
【図１１】隣接チャネル干渉波存在下での受信信号を示す図
【図１２】アナログフィルタによる劣化が存在する場合の受信信号を示す図
【図１３】本発明の実施の形態７に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態８に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図
【図１５】ＯＦＤＭ通信装置のフレーム同期処理部の構成を示すブロック図
【図１６】遅延分散波形の一例を示す図
【図１７】本発明の実施の形態９に係るＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図
【図１８】従来のＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
【図１９】ＯＦＤＭ通信装置におけるフレームフォーマットを示す図
【図２０】従来のＯＦＤＭ通信装置における変調方式の選択方法を説明するための図
【図２１】従来のＯＦＤＭ通信装置の変調方式選択部の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１、２２アンテナ
２、２３無線部
３、２４ＦＦＴ部
４復調部
６、９、２６、２７、３７絶対値検出部
７遅延部
８減算部
１０、２５、３３、４３平均化部
１１、２１、２８、３１、３４、３５、３８、４１大小比較部
１９、２９、３６、３９、４０、４２選択部
１０、３３、４３平均化部
３０変調方式選択部
３２ＲＳＳＩ生成部
４４メモリ
４６スイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) communication apparatus and an OFDM communication method.
[0002]
[Prior art]
FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM communication apparatus. In this figure, an OFDM communication apparatus takes out an antenna 1, a radio unit 2 that receives a radio signal via the antenna 1, and a frequency division multiplexed signal by Fourier transforming the radio signal received by the radio unit 2. An FFT (First Fourier Transform) unit 2, a demodulation unit 4 that performs demodulation processing on the frequency division multiplexed signal extracted by the FFT unit 2, a signal before Fourier transform and a signal after Fourier transform in the FFT unit 2 And a modulation scheme selection unit 5 that selects a modulation scheme for performing communication based on the above.
[0003]
In the OFDM communication apparatus having such a configuration, a radio signal from the radio unit 2 is Fourier-transformed by the FFT unit 3 to obtain a code division multiplexed signal transmitted by a plurality of subcarriers. Then, a code division multiplexed signal transmitted by a plurality of subcarriers is input to the demodulator 4 and demodulated, and then a received signal is obtained. In addition, the signal before Fourier transform and the signal after Fourier transform are input to the modulation method selection unit 5 to select a modulation method for communication. Here, for example, there are two-phase PSK (Phase Shift Keying), four-phase PSK, eight-phase PSK, and 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
[0004]
FIG. 19 is a diagram illustrating a frame format of the OFDM communication apparatus. The modulation method is selected using the transmission path estimation preamble of this frame format. In this case, in selecting a modulation method, two functions of multipath delay time information and signal-to-thermal noise ratio information are generated, and a map shown in FIG. 20 is generated to communicate using which modulation method. Is decided. The horizontal axis shown in this figure is CNR (Carrier to Noise ratio), and the vertical axis is delay dispersion. When the signal-to-thermal noise ratio is large, 16QAM is selected as the modulation method, and 8-phase PSK, 4-phase PSK, and 2-phase PSK are selected in ascending order.
[0005]
FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration of the modulation scheme selection unit 5. In this figure, the modulation method selection unit 5 includes absolute value detection units 6, 9, 12 and 15, delay units 7 and 13, subtraction units 8 and 14, averaging units 10, 16 and 17, and a size comparison. The units 11 and 20, the selection unit 19, and the division unit 18 are provided.
[0006]
Among the configurations of the modulation scheme selection unit 5, multipath delay time information is obtained from the absolute value detection units 6 and 9, the delay unit 7, the subtraction unit 8 and the averaging unit 10, and absolute value detection is performed. Signal-to-thermal noise ratio information (CNR) is obtained in a portion composed of the units 12 and 15, the delay unit 13, the subtraction unit 14, and the averaging units 16 and 17.
[0007]
The delay unit 7 delays the code division multiplexed signal after the Fourier transform output from the absolute value detection unit 6 by one subcarrier. The subtraction unit 8 subtracts the signal after the Fourier transform output from the absolute value detection unit 6 and the signal delayed by one subcarrier by the delay unit 7. The absolute value detector 9 detects and outputs the absolute value of the output from the subtractor 8. The averaging unit 10 obtains an average of outputs from the absolute value detection unit 9 for a plurality of subcarriers. The magnitude comparison unit 11 compares the predetermined threshold Th3 with the output of the averaging unit 10 and outputs the result. The selection unit 19 selects a threshold value related to the signal-to-thermal noise ratio information based on the comparison result of the magnitude comparison unit 11. Here, for example, as shown in this figure, there are two types of thresholds for the signal-to-thermal noise ratio, the threshold value Th1 and the threshold value Th2. When both of the threshold values are exceeded, 16QAM is exceeded, and only the smaller one is exceeded. QPSK is selected, and BPSK is selected when both are not exceeded.
[0008]
The delay unit 13 delays the signal before Fourier transform output from the absolute value detection unit 12 by one symbol. The subtractor 14 subtracts the signal amplitude value before Fourier transform output from the absolute value detector 12 and the signal amplitude value before Fourier transform delayed by one symbol. The absolute value detector 15 detects the absolute value of the subtraction result. The absolute value detection unit 15 obtains information on the absolute value of the amplitude difference between the transmission path estimation preambles inserted with two symbols. The averaging unit 17 averages the transmission path estimation preamble for one symbol from the information regarding the absolute value of the amplitude difference between the transmission path estimation preambles inserted with two symbols. The averaging unit 16 obtains the average of the signal amplitude between the transmission path estimation preambles inserted with two symbols. The division unit 18 divides the absolute value of the signal amplitude difference between the transmission path estimation preambles inserted with two symbols by the signal amplitude of the transmission path estimation preamble. The result of this division becomes information on the signal-to-thermal noise ratio.
[0009]
Next, the operation of the OFDM communication apparatus having the above configuration will be described.
Here, the multipath delay time information is generated based on a reception level difference between adjacent subcarriers. When the multipath delay time is short, the level difference between adjacent subcarriers becomes small, but when the multipath delay time is long, the level difference between adjacent subcarriers becomes large. In general, as the multipath delay time increases, interference with the previous symbol increases, and therefore, a threshold having a small value is selected as the threshold for the signal-to-thermal noise ratio (CNR) as shown in FIG.
[0010]
In FIG. 21, the signal after Fourier transform is input to the absolute value detection unit 6, and after the signal amplitude is detected here, the difference from the signal amplitude delayed by one subcarrier by the subtraction unit 8 is obtained. The difference in signal amplitude from the subtracting unit 8 is input to the absolute value detector 9, and the absolute value is detected to obtain information on the absolute value of the level difference between adjacent subcarriers. This information is input to the averaging unit 10. The averaging unit 10 averages a plurality of subcarriers.
[0011]
The average values of the plurality of subcarriers are input to the magnitude comparison unit 11 and compared with the threshold value Th3, and information for selecting the threshold values Th1 and Th2 regarding the signal-to-thermal noise ratio information is output. This information is input to the selection unit 19, and either the threshold Th1 or the threshold Th2 is selected. The selected threshold value is input to the magnitude comparison unit 20.
[0012]
On the other hand, the information on the signal-to-thermal noise ratio is obtained by dividing the absolute value of the amplitude difference between the transmission path estimation preambles inserted with two symbols by the signal amplitude of the transmission path estimation preamble.
[0013]
In FIG. 21, the signal before Fourier transform is input to the absolute value detector 12, where the signal amplitude is detected. The signal amplitude detected by the absolute value detection unit 12 is input to the subtraction unit 14, and a difference from the signal amplitude delayed by one symbol by the delay unit 13 is obtained. Then, the signal amplitude of the difference obtained by the subtracting unit 14 is input to the absolute value detecting unit 15 to detect the absolute value thereof, and thereby the absolute value of the amplitude difference between the transmission path estimation preambles inserted with two symbols. Information is obtained.
[0014]
Information regarding the absolute value of the amplitude difference between the transmission path estimation preambles inserted with two symbols is input to the averaging processing unit 17 and averaged into one transmission path estimation preamble. The averaged value is input to the division unit 18. The division unit 18 receives information averaged for one transmission path estimation preamble from the averaging unit 17 and the reception amplitude of the transmission path estimation preamble from the averaging processing unit 16, and transmits the transmission path. The reception amplitude of the estimation preamble is divided by the information averaged for one transmission path estimation preamble symbol to obtain a function relating to the signal-to-thermal noise ratio. A function relating to the signal-to-thermal noise ratio obtained by the division unit 18 is input to the magnitude comparison unit 20. Then, the signal is compared with the threshold value related to the signal-to-thermal noise ratio selected by the selection unit 19 to output information for selecting the modulation method.
In an actual apparatus, not only the modulation method but also the error correction coding rate is selected adaptively.
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional OFDM communication apparatus, the scale of the circuit on the side that generates the signal-to-thermal noise ratio (CNR) in the modulation system selection unit 5 that selects the modulation system becomes very large, and the apparatus can be downsized. There is a problem that hinders power saving. That is, since the division unit 18 is necessary in the circuit on the signal-to-heat noise ratio generation side and the operation delayed by one symbol is required, the delay time information for performing the operation delayed by one subcarrier is obtained. The circuit scale becomes larger than the circuit on the side. In this case, not only the dividing unit 18 but also the delay unit 12 and the subtracting unit 14 have a larger circuit scale than the delay unit 7 and the subtracting unit 8 of the circuit for obtaining the delay time information.
[0016]
The present invention has been made in view of the above points, and an OFDM communication apparatus capable of reducing the scale of a circuit for selecting a modulation scheme or a coding rate for error correction, thereby reducing the size and power consumption of the apparatus, and An object of the present invention is to provide an OFDM communication method.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
  The OFDM communication apparatus of the present invention receives reception level information indicating the reception level of a received signal.Receiving processing means for obtaining timing error information indicating an error in frame synchronization timing of the received signal, reception level information obtained by the receiving processing means, and timing error obtained by the synchronizing processing means informationAnd a selection means for selecting a modulation scheme or an error correction coding rate according to the communication status.
[0018]
According to this configuration, since the reception level information equivalent to the signal-to-thermal noise ratio (CNR) is used instead of the signal-to-thermal noise ratio (CNR) in the selection of the modulation scheme or the error correction coding rate, the circuit for generating the signal-to-thermal noise ratio is provided. The circuit scale can be reduced correspondingly, and the apparatus can be reduced in size and power can be saved. In addition, since an appropriate modulation scheme or coding rate for error correction can be selected, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0030]
  Also,According to this configuration,Indicates the frame synchronization timing error of the received signalBy using the timing error information, a main circuit for obtaining multipath delay time information becomes unnecessary, and the apparatus can be further reduced in size and power consumption. In addition, since an appropriate modulation scheme or coding rate for error correction can be selected, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0031]
Further, the base station apparatus of the present invention employs a configuration including any of the above OFDM communication apparatuses.
[0032]
According to the present invention, it is possible to provide a base station apparatus capable of reducing the size and power consumption of the apparatus and achieving both transmission efficiency and error rate characteristics.
[0033]
Further, the terminal device of the present invention employs a configuration including any of the above OFDM communication devices.
[0034]
According to the present invention, it is possible to provide a terminal device capable of reducing the size and power consumption of the device and achieving both transmission efficiency and error rate characteristics.
[0035]
  The OFDM communication method of the present invention provides reception level information indicating the reception level of a received signal.A reception processing step for obtaining timing error information indicating an error in frame synchronization timing of the received signal, reception level information obtained in the reception processing step, and timing error information obtained in the synchronization processing step And a selection step of selecting a modulation scheme or an error correction coding rate according to the communication status.
[0049]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The essence of the present invention is that modulation is performed by selecting a modulation scheme or an error correction coding rate using an RSSI signal (Received Signal Strength Indicator) without generating information on a signal-to-thermal noise ratio. It is intended to reduce the scale of a circuit for selecting a method or an error correction coding rate.
[0050]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. In this figure, parts common to those in FIG. 18 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0051]
The OFDM communication apparatus according to the present embodiment does not generate a signal-to-thermal noise ratio (CNR), and modulates using an RSSI (Received Signal Strength Indicator) signal (reception level information) obtained by logarithmically amplifying an intermediate frequency signal and detecting it. A method is selected. Since the RSSI signal represents the level of the received signal itself, it is equivalent to the signal-to-thermal noise ratio, and it is not impossible to select the modulation method using this.
[0052]
Even if this RSSI signal is not used for this processing, it is conventionally used for transmission power control, sector switching processing when a sector antenna is used as an antenna, and the like. By using this RSSI signal, it is not necessary to add a new circuit, and the circuit scale can be greatly reduced as compared with a conventional OFDM communication apparatus using a signal-to-noise ratio generation circuit that requires a divider or the like. Become.
[0053]
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the modulation scheme selection unit 30 in the OFDM communication apparatus according to the present embodiment. In this figure, parts common to those in FIG. 21 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0054]
In FIG. 2, the modulation scheme selection unit 30 includes absolute value detection units 6 and 9, a delay unit 7 that delays a signal indicating the signal amplitude from the absolute value detection unit 6 by one subcarrier, and the absolute value detection unit 6. A subtractor 8 that subtracts the signal amplitude delayed by one subcarrier by the delay unit 7, an absolute value detector 9 that detects the absolute value of the output of the subtractor 8, and an absolute value for a plurality of subcarriers The comparison result of the averaging unit 10 that averages the output of the value detection unit 9, the threshold value Th3 and the output of the averaging unit 10, and outputs the result is compared with the comparison result of the size comparison unit 11. And a selection unit 19 that selects a threshold value related to modulation scheme selection information.
[0055]
Here, two types of threshold values relating to the RSSI signal are prepared as shown in FIG. 3, for example, when both threshold values are exceeded, 16 QAM, when only the smaller one is exceeded, QPSK is obtained, and when both values are not exceeded, BPSK is provided. Select. That is, 16QAM is selected when the level of the RSSI signal is high, QPSK is selected when the quality is not maintained at 16QAM, and BPSK is selected when the quality is not maintained at QPSK.
[0056]
As described in the prior art, the multipath delay time information can be generated based on a reception level difference between adjacent subcarriers. When the delay time is short, the level difference between adjacent subcarriers increases, but when the delay time is long, the level difference between adjacent subcarriers increases.
[0057]
Next, the operation of the modulation scheme selection unit 30 having the above configuration will be described.
First, the amplitude of the signal subjected to Fourier transform is detected by the absolute value detector 6. Then, after the difference between the signal amplitude detected at the present time and the signal amplitude delayed by one subcarrier by the delay unit 7 is taken, the absolute value of the difference is detected, and the level difference between adjacent subcarriers is detected. Information about absolute values is obtained.
[0058]
Then, after the process of obtaining the average of the outputs of the absolute value detectors 9 corresponding to a plurality of subcarriers is performed, the output of the averaging processor 10 is compared with the threshold value Th3, and reception is performed based on the comparison result. Either the threshold value Th1 or the threshold value Th2 regarding the level information is selected. Here, generally, as the delay time of multipath becomes longer, the interference with the previous symbol becomes larger. Therefore, as shown in FIG. 3, the threshold value regarding the reception level information is set to a large value. In the present invention, a function indicating a signal-to-thermal noise ratio (CNR) is not generated, and a threshold value is changed using an RSSI signal. This RSSI signal is obtained from the radio unit 2 (see FIG. 1). No special reception level generation process is required. The RSSI signal from the radio unit 2 is compared with the threshold value (Th1 or Th2) selected by the selection unit 19 by the magnitude comparison unit 21, and information for selecting a modulation method for communication is obtained.
[0059]
As described above, in the OFDM communication apparatus according to the present embodiment, since the modulation scheme is selected using the information regarding the RSSI signal and the multipath delay time, a circuit for generating a signal-to-thermal noise ratio becomes unnecessary, and the circuit scale is increased. Can be reduced. Therefore, it is possible to reduce the size and power consumption of the device.
[0060]
In the first embodiment, two types of threshold values related to the multipath delay time are set. However, the number of threshold values is not limited, and an arbitrary number can be set.
[0061]
In the first embodiment, the case of selecting three modulation schemes has been described. However, the present invention is not limited to this, and the number of modulation scheme selections can be further increased. Rate can also be added to the selection.
[0062]
In the first embodiment, only the modulation scheme is selected, but the error correction coding rate may be selected. By doing so, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0063]
(Embodiment 2)
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. In this figure, parts common to those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0064]
The OFDM apparatus according to the present embodiment includes two antennas 1 and 22 that perform spatial diversity, averages the levels of signals received by these antennas, and selects a modulation method using the value. It is. When the reception level is low, the superimposed thermal noise also increases, so that the reception level detection accuracy is lowered and an error occurs in the selection of the modulation method. However, by using two antennas 1 and 22 and averaging the levels of the signals received by these antennas, the accuracy of the reception level can be improved, and the modulation can be performed with higher accuracy than the OFDM communication apparatus of the first embodiment. A method can be selected.
[0065]
Since the OFDM communication apparatus according to the present embodiment uses two antennas 1 and 22, the threshold for the RSSI signal having the same radio unit 23 and FFT unit 24 as the radio unit 2 and the FFT unit 3 is For example, as shown in FIG. 3, two types are prepared, and when both thresholds are exceeded, 16QAM is selected, when only the smaller one is exceeded, QPSK is selected, and when both are not exceeded, BPSK is selected. . That is, 16QAM is selected when the level of the RSSI signal is high, QPSK is selected when the quality is not maintained at 16QAM, and BPSK is selected when the quality is not maintained at QPSK.
[0066]
Also, an averaging unit 25 that averages the RSSI signals from the radio units 2 and 23, an absolute value detection units 26 and 27 that detect absolute values of the code division multiplexed signals from the FFT units 3 and 24, and absolute value detection A comparison unit 28 that compares the signal amplitudes from the units 26 and 27, a selection unit 29 that selects a signal having a larger signal level from the comparison result of the comparison unit 28, and an average value of the selected signal and the RSSI signal. Are provided with a modulation scheme selection section 30 for selecting a modulation scheme and a demodulation section 4 similar to the OFDM communication apparatus of the first embodiment. The modulation scheme selection unit 30 has the same configuration and function as in the first embodiment.
[0067]
In such a configuration, the radio signals received by the radio units 2 and 23 via the antennas 1 and 22 are Fourier-transformed by the FFT units 3 and 24 to obtain a code division multiplexed signal. The obtained code division multiplexed signals are subjected to absolute value detection by the absolute value detection units 26 and 27 to obtain a signal amplitude, and are compared by the magnitude comparison unit 28. In this case, the magnitude comparison unit 28 outputs information indicating the antenna having the higher reception level for each subcarrier.
[0068]
The selection unit 29 selects a radio sequence having a higher reception level based on information from the magnitude comparison unit 28. For example, if the reception level of the radio signal captured by the antenna 1 is higher than the reception level of the radio signal captured by the antenna 22, the radio sequence of the radio unit 2 and the FFT unit 3 is selected.
On the other hand, the RSSI signals from the radio units 2 and 23 are averaged by the averaging unit 25, and the result is input to the modulation scheme selection unit 30. Since the operation of the modulation scheme selection unit 30 is the same as that of the OFDM communication apparatus of the first embodiment, a description thereof will be omitted.
[0069]
As described above, since the OFDM communication apparatus according to the present embodiment selects a modulation scheme using a signal obtained by averaging two RSSI signals obtained by the two antennas 1 and 22, the OFDM communication according to the first embodiment. The accuracy of the reception level can be improved as compared with the apparatus, and the modulation method can be selected with high accuracy. In addition, since an appropriate modulation method can be selected according to the communication status, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0070]
In the second embodiment, the number of antennas is 2, but the number is not limited to this number, and an arbitrary number of antennas may be used.
[0071]
In the second embodiment, only the modulation method is selected, but the error correction coding rate may be selected. By doing so, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0072]
(Embodiment 3)
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. In this figure, parts common to those of the OFDM communication apparatuses according to Embodiments 1 and 2 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
The OFDM communication apparatus according to the present embodiment selects the highest one of the reception levels of the signals received by the two antennas 1 and 22, particularly when the multipath delay time is short. The modulation scheme can be selected with higher accuracy than the OFDM communication apparatus according to the second embodiment.
[0073]
When the multipath delay time is short, the reception level of all subcarriers may drop, and the detection accuracy of the reception level is greatly reduced. In such a case, by selecting the reception level information of the antenna having the highest reception level, it is possible to prevent a decrease in detection accuracy of the reception level.
[0074]
In FIG. 5, the magnitude comparison unit 31 compares the received levels of the signals received by the two antennas 1 and 22, and outputs the larger signal. Since it is the same as that of the OFDM communication apparatus according to the second embodiment except that the larger one of the signals received by the two antennas 1 and 22 is used, description of other parts is omitted.
[0075]
As described above, the OFDM communication apparatus according to the present embodiment selects the largest received level of the signals received by the two antennas 1 and 22, particularly when the multipath delay time is short. Thus, the modulation scheme can be selected with higher accuracy than the OFDM communication apparatus of the second embodiment. In addition, since an appropriate modulation method can be selected according to the communication status, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0076]
In the third embodiment, only the modulation method is selected, but the error correction coding rate may be selected at the same time. By doing so, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0077]
(Embodiment 4)
The OFDM communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention is the result of averaging the RSSI signals detected by two radio systems (hereinafter referred to as “two branches”) with respect to the OFDM communication apparatuses of Embodiments 2 and 3 described above. Can be selected based on the difference between the RSSI signals detected in the two branches, so that any multipath can be selected for the OFDM communication apparatuses according to the second and third embodiments. The accuracy of the RSSI signal can be improved regardless of whether the delay dispersion is large or small.
[0078]
When the multipath delay spread is large, the reception levels of all subcarriers hardly collect and drop, and the difference between the two branches of the average level of all subcarriers is small. Therefore, it is better to average the RSSI signals of two branches. The RSSI detection accuracy is good. However, when the multipath delay dispersion is small, the reception level of all subcarriers often falls and drops, so the difference between the two branches of the average level of all subcarriers is large, so the RSSI signal of two branches is large. The RSSI detection accuracy is better when one is selected.
[0079]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of the OFDM communication apparatus according to the present embodiment. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the part which is common in the OFDM communication apparatus of Embodiment 2 and 3 mentioned above, and detailed description is abbreviate | omitted.
In this figure, the RSSI generation unit 32 calculates the absolute value of the difference between the RSSI signals between the two branches, and outputs the result of selecting the larger one of the RSSI signals of the two branches when the value exceeds a predetermined threshold value. If not, the result of averaging the RSSI signals of the two branches is output.
[0080]
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the RSSI generation unit 32. In this figure, the RSSI generator 32 obtains the absolute value of the difference between the RSSI signals between the two branches and the averaging unit 33 that obtains the average of the RSSI signals of the two branches, and compares the results (the result of the magnitude comparison). ) For comparing the absolute value of the difference between the RSSI signals between the two branches and a predetermined threshold Th7, and the difference between the RSSI signals between the two branches. When the absolute value exceeds the predetermined threshold, the larger one of the RSSI signals of the two branches is selected and output, and when the absolute value of the difference between the RSSI signals between the two branches does not exceed the predetermined threshold And a selection unit 36 that selects and outputs a result obtained by averaging the two branch RSSI signals.
[0081]
As described above, the OFDM communication apparatus according to the present embodiment can select whether to use the result obtained by averaging the RSSI signals detected in the two branches or to use the larger one based on the difference between the RSSI signals detected in the two branches. Therefore, the accuracy of the RSSI signal can be improved regardless of whether the delay dispersion of any multipath is large or small with respect to the OFDM communication apparatuses of the second and third embodiments.
[0082]
In the fourth embodiment, only the modulation scheme is selected, but the error correction coding rate may be selected. By doing so, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0083]
(Embodiment 5)
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the modulation scheme selection unit of the OFDM communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. In this figure, parts common to the modulation scheme selection unit 30 of the OFDM communication apparatus of the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0084]
In the OFDM communication apparatus according to the present embodiment, subcarriers whose received signal level is equal to or lower than a predetermined level are not used in the process of selecting a modulation scheme. By doing in this way, it becomes possible to select the modulation scheme with higher accuracy than the OFDM communication apparatuses of the first to fourth embodiments described above.
[0085]
Here, FIG. 9 is a waveform diagram showing a received signal in a multipath environment. In this figure, subcarriers in which the reception level drops may occur in a multipath environment. Since this subcarrier has a degraded signal-to-thermal noise ratio, if multipath delay time information is generated using this subcarrier, the detection accuracy of the multipath delay time information will be reduced. Therefore, it is possible to prevent a decrease in detection accuracy of multipath delay time information by preventing subcarriers whose reception level is lower than the predetermined threshold Th4 from being input to the multipath delay time information generation circuit. Become.
[0086]
In FIG. 8, an absolute value detector 37 detects the absolute value of the signal after Fourier transform. The magnitude comparison unit 38 compares the output of the absolute value detection unit 37 with a predetermined threshold value Th4, and if the output of the absolute value detection unit 37 is smaller than the threshold value Th4, the signal from the current subcarrier is not captured. The selection signal to be input is input to the selection unit 39. When the selection signal is input from the magnitude comparison unit 38, the selection unit 39 outputs the output of the absolute value detection unit 37 (that is, the signal from the current subcarrier) to the subsequent circuit (multipath delay time detection circuit). Do not enter in. The multipath delay time detection circuit is the same as that of the OFDM communication apparatus according to the first embodiment described above, and a description thereof will be omitted.
[0087]
As described above, since the OFDM apparatus according to the present embodiment does not use the subcarrier whose received signal level is equal to or lower than the predetermined level in the process of selecting the modulation scheme, the first embodiment described above is implemented. The modulation scheme can be selected with higher accuracy than each OFDM communication apparatus of the third embodiment.
[0088]
In the fifth embodiment, only the modulation method is selected, but the error correction coding rate may be selected. By doing so, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0089]
(Embodiment 6)
FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the modulation scheme selection unit of the OFDM communication apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. In this figure, parts common to those of the OFDM communication apparatus according to Embodiment 5 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0090]
The OFDM communication apparatus according to the present embodiment does not use a specific subcarrier for the process of selecting a modulation method, and even when there is an adjacent channel interference wave, a DC offset, etc., the modulation method is selected with high accuracy. It is possible to do this. As shown in FIG. 11, the quality of subcarriers at both ends deteriorates when there is an adjacent channel interference wave or when there is a group delay deviation or amplitude deviation due to an analog filter as shown in FIG. In addition, when there is a DC offset, the quality of subcarriers arranged in DC deteriorates.
[0091]
As described above, when, for example, one to three subcarriers at both ends of a subchannel constituting a channel or subcarriers arranged in a direct current are used for detecting multipath delay time information, detection accuracy deteriorates. . Therefore, by not using the subcarriers at both ends and the subcarriers arranged in the direct current for detecting the delay time information of the multipath, it is possible to select the modulation method even when there is an adjacent channel interference wave or the like. It becomes possible to carry out with high precision.
In FIG. 10, in the present embodiment, the selection unit 40 that prevents the absolute value information of the subcarriers at both ends and the subcarriers arranged in direct current from being input to the selection unit 39 includes the absolute value detection unit 37 and the selection unit 39. Between. Since each part other than the selection part 39 is the same as that of each OFDM communication apparatus of Embodiment 1-5 mentioned above, description is abbreviate | omitted.
[0092]
As described above, the OFDM apparatus according to the present embodiment does not use specific subcarriers, that is, subcarriers at both ends and DC subcarriers, for processing for selecting a modulation scheme, so that adjacent channel interference waves and DC offsets are not used. Even in the case where there is, it is possible to select the modulation method with high accuracy.
[0093]
In the sixth embodiment, the case where the subcarriers at both ends and the subcarriers arranged in the direct current are not used has been described. However, the present invention is not limited to these, and subcarriers that are not used in a fixed manner are arbitrarily selected. It may be possible to set.
[0094]
In the sixth embodiment, only the modulation method is selected, but the error correction coding rate may be selected. By doing so, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0095]
(Embodiment 7)
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 7 of the present invention. In this figure, parts common to those of the OFDM communication apparatuses of Embodiments 1 and 6 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
The OFDM communication apparatus according to the present embodiment can change the threshold value used for selecting whether or not the subcarrier is used for the process of selecting the modulation scheme, and can perform the OFDM communication according to the fifth embodiment described above. This makes it possible to select a modulation method with higher accuracy than the apparatus.
[0096]
The optimum threshold value used for selecting whether or not to use a subcarrier for the process of selecting a modulation scheme differs depending on the reception level. That is, when the RSSI signal level is low, the thermal noise level superimposed on the subcarrier increases, so it is necessary to set the threshold value to a large value so that the low level subcarrier is not used for selecting the modulation scheme. There is. In the present embodiment, the threshold value is changed according to the level of the RSSI signal.
[0097]
In FIG. 13, the magnitude comparison unit 41 compares the RSSI signal with a predetermined threshold Th6, and outputs a selection signal for selecting the larger threshold when the level of the RSSI signal is smaller than the threshold Th6, and is larger than the threshold Th6. In this case, a selection signal for selecting the smaller threshold value is output. The selection unit 42 selects either the threshold value Th4 or the threshold value Th5 in accordance with the selection signal from the magnitude comparison unit 41. In this case, if threshold Th4> threshold Th5, the threshold Th4 is selected if the RSSI signal level is smaller than the threshold Th6, and the threshold Th5 is selected if the RSSI signal level is greater than the threshold Th6.
[0098]
As described above, the OFDM communication apparatus according to the present embodiment makes the threshold used for selecting whether or not to use the subcarrier for the process of selecting the modulation scheme variable. In addition, the modulation method can be selected with high accuracy. In addition, since an appropriate modulation method can be selected according to the communication status, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0099]
In the seventh embodiment, two types of threshold values (Th4 and Th5) are set. However, the number is not limited to this number, and an arbitrary number of threshold values may be set.
[0100]
In the seventh embodiment, only the modulation scheme is selected, but the error correction coding rate may be selected. By doing so, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0101]
(Embodiment 8)
FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the modulation scheme selection unit of the OFDM communication apparatus according to Embodiment 8 of the present invention. In this figure, portions common to those of the OFDM communication apparatus according to Embodiment 1 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0102]
The OFDM communication apparatus according to the present embodiment is different from the OFDM communication apparatuses according to the first to sixth embodiments in that detection timing error information is used as multipath delay time information. By using the detection timing information, the circuit scale can be further reduced as compared with the OFDM communication apparatuses according to the above embodiments. For example, the absolute value detection unit 6, the delay unit 7, the subtraction unit 8, the absolute value detection unit 9, and the averaging unit 10 are unnecessary as compared with the OFDM communication apparatus according to the first embodiment.
[0103]
FIG. 16 shows the simulation results of the synchronization detection characteristics when the delay dispersion is 150 nsec and 250 nsec. As shown in this figure, the timing error increases as the multipath delay time increases. Since the frame synchronization processing is performed at the timing detected by the synchronization unit (not shown), it can be used for detection timing error information obtained at that time.
[0104]
In FIG. 14, the magnitude comparison unit 11 compares the detection timing error information with a predetermined threshold value Th3, and outputs a selection signal for selecting a threshold value for selecting a modulation scheme from the result. The selection unit 19 selects either the threshold value Th1 or the threshold value Th2 according to the selection signal from the magnitude comparison unit 11. The magnitude comparison unit 21 compares the selected threshold value with the RSSI signal and outputs modulation scheme selection information for selecting a modulation scheme.
[0105]
FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of a frame synchronization processing unit from which detection timing error information is obtained, and includes an averaging unit 43, a memory 44, and a subtracting unit 45. In this configuration, first, detection timing information input from the FFT unit 3 (see FIG. 1) is averaged by the averaging unit 43. Next, the timing information averaged by the averaging unit 43 is stored in the memory 44. Finally, the detection timing information input from the FFT unit 3 is subtracted from the timing information stored in the memory 44 by the subtracting unit 45 to obtain timing error information.
[0106]
As described above, the OFDM communication apparatus according to the present embodiment uses the detection timing error information as the multipath delay time information. Therefore, the circuit scale can be further reduced as compared with the OFDM communication apparatuses according to the first to sixth embodiments. Is possible.
[0107]
In the eighth embodiment, only the modulation scheme is selected, but the error correction coding rate may be selected. By doing so, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0108]
(Embodiment 9)
FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the modulation scheme selection unit of the OFDM communication apparatus according to Embodiment 9 of the present invention. In this figure, parts common to those of the modulation scheme selection unit of the OFDM communication apparatus of the eighth embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
The OFDM communication apparatus according to the present embodiment can generate delay dispersion information with higher accuracy than the OFDM communication apparatus according to the eighth embodiment by using only the detection timing error information when a timing error that is late in time occurs. It is what I did.
[0109]
Although the cause of the timing error that occurs in time is mainly multipath, the cause of the occurrence of the timing error that is early in time is mainly a factor other than multipath (for example, thermal noise). Therefore, it is possible to generate delay dispersion information with higher accuracy by using only detection timing error information when a timing error that is late in time occurs.
[0110]
This is the same as the modulation scheme selection unit of the OFDM communication apparatus according to the eighth embodiment except that the delay dispersion information is generated using only the detection timing error information when a timing error that is late in time occurs. In FIG. 17, the switch 46 inputs the detection timing error information to the magnitude comparison unit 11 only when the polarity bit of the detection timing error information is logic indicating that it is late in time.
[0111]
As described above, since the OFDM communication apparatus according to the present embodiment uses only the detection timing error information when a timing error that is late in time occurs, the delay dispersion information is more accurate than the OFDM communication apparatus according to the eighth embodiment. Can be generated well.
[0112]
In the ninth embodiment, only the modulation scheme is selected, but the error correction coding rate may be selected. By doing so, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[0113]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, modulation for performing communication using reception level information and both of this and multipath delay time information without generating information on the signal-to-thermal noise ratio. Since the process for selecting the coding method or the error correction coding rate is performed, the circuit scale of the circuit for selecting the modulation method or the error correction coding rate can be reduced, thereby reducing the size and the size of the apparatus. Electricity can be achieved. In addition, since an appropriate modulation scheme or error correction coding rate can be selected according to the communication status, both transmission efficiency and error rate characteristics can be achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a modulation scheme selection unit of the OFDM communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a diagram for explaining a modulation scheme selection method in the OFDM communication apparatus according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
7 is a block diagram showing a configuration of an RSSI generation unit of an OFDM communication apparatus according to Embodiment 4; FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a modulation scheme selection unit of an OFDM communication apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram illustrating a received signal in a multipath environment.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a modulation scheme selection unit of an OFDM communication apparatus according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing a received signal in the presence of an adjacent channel interference wave;
FIG. 12 is a diagram showing a received signal when degradation due to an analog filter exists
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a modulation scheme selection unit of an OFDM communication apparatus according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a modulation scheme selection unit of an OFDM communication apparatus according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a frame synchronization processing unit of the OFDM communication apparatus.
FIG. 16 is a diagram showing an example of a delay dispersion waveform
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a modulation scheme selection unit of an OFDM communication apparatus according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM communication apparatus
FIG. 19 is a diagram showing a frame format in the OFDM communication apparatus.
FIG. 20 is a diagram for explaining a modulation method selection method in a conventional OFDM communication apparatus;
FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration of a modulation scheme selection unit of a conventional OFDM communication apparatus.
[Explanation of symbols]
1,22 Antenna
2,23 Radio unit
3, 24 FFT section
4 Demodulator
6, 9, 26, 27, 37 Absolute value detector
7 Delay part
8 Subtraction part
10, 25, 33, 43 Averaging unit
11, 21, 28, 31, 34, 35, 38, 41 Size comparison unit
19, 29, 36, 39, 40, 42 selector
10, 33, 43 Averaging unit
30 Modulation method selector
32 RSSI generator
44 memory
46 switch

Claims

Reception processing means for obtaining reception level information indicating the reception level of the received signal ;
Synchronization processing means for obtaining timing error information indicating an error in frame synchronization timing of the received signal;
A selection unit that selects a modulation scheme or an error correction coding rate according to a communication situation based on the reception level information obtained by the reception processing unit and the timing error information obtained by the synchronization processing unit ;
An OFDM communication apparatus comprising:

The selection means includes
The multi-level number of the modulation scheme to be selected is reduced as the error indicated in the timing error information increases, and the multi-level number of the modulation scheme to be selected is reduced to the error indicated in the timing error information. Increase with
The OFDM communication apparatus according to claim 1.

The timing error information indicates whether the frame synchronization timing of the received signal is later than the correct timing,
The selection means includes
The timing error information is used only when the timing error information indicates that the frame synchronization timing is later than the correct timing.
The OFDM communication apparatus according to claim 1.

A base station apparatus comprising the OFDM communication apparatus according to claim 1.

A terminal apparatus comprising the OFDM communication apparatus according to claim 1.

A reception processing step for obtaining reception level information indicating a reception level of the received signal;
A synchronization processing step for obtaining timing error information indicating an error in frame synchronization timing of the received signal;
A selection step of selecting a modulation scheme or an error correction coding rate according to a communication situation based on the reception level information obtained in the reception processing step and the timing error information obtained in the synchronization processing step;
An OFDM communication method comprising:

The selection step includes
The multi-level number of the modulation scheme to be selected is reduced as the error indicated in the timing error information increases, and the multi-level number of the modulation scheme to be selected is reduced to the error indicated in the timing error information. Increase with
The OFDM communication method according to claim 6.

The timing error information indicates whether the frame synchronization timing of the received signal is later than the correct timing,
The selection step includes
The timing error information is used only when the timing error information indicates that the frame synchronization timing is later than the correct timing.
The OFDM communication method according to claim 6.