JP3680631B2 - 5-phase stepping motor drive unit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、励磁巻線がペンタゴン接続された5相ステッピングモータの駆動装置に関し、特にハーフステップ制御を行う際のロータの回転速度のばらつきを軽減して、負荷が接続された状態でのロータの回転精度をできるだけ均一にできる5相ステッピングモータの駆動装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
5相ステッピングモータは、一般的には、5箇の励磁巻線が巻かれたステータと、永久磁石極が具備されたロータとから成り、2相ステッピングモータに比べて、ステップ角を小さくしてトルク変動等を少なくし、振動特性を改善できる点等で優れたステッピングモータである。しかし、5相ステッピングモータの場合、2相ステッピングモータに比べて、励磁巻線及びドライバー回路等が増し、コストアップの原因になる。
また、5相ステッピングモータには、励磁巻線の結線方式によって、スタンダード結線、ペンタゴン結線等の種類があるが、そのスタンダード結線の場合、ペンタゴン結線に比べて、一般的にスイッチングトランジスタが2倍必要である。また、定電流制御のために必要なアンプを多数配設しなければならず、コストが上昇する問題がある。
更に、5相ステッピングモータの駆動方式としては、5相励磁のフルステップ駆動方式以外に、4相励磁と5相励磁とを順次切り替えるハーフステップ駆動方式がある。このハーフステップ駆動方式は、フルステップ駆動に比べて発生トルクの変動が小さくできる等の効果があるので、振動や騒音に対する対策上多用されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、そのペンタゴン結線の5相ステッピングモータを用いて、ハーフステップ駆動をする場合、4相励磁から5相励磁に切り替える時には、ロータが十分に回転せず特に問題は発生しないが、5相励磁から4相励磁に切り替わる時に、ロータの回転が不十分であって、回転速度にばらつきが生じ、負荷が接続された状態でのロータの回転精度が悪くなるという問題がある。
本発明の目的は、上記した問題点を解決するためになされたものであり、ペンタゴン結線の5相ステッピングモータを用いて、ハーフステップ駆動を採用する際に、ロータの回転速度のばらつきを軽減して、負荷が接続された状態でのロータの回転精度をできるだけ均一にすることができる5相ステッピングモータの駆動装置を提供することにある。
【0004】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、請求項1に記載の発明によれば、5相ステッピングモータの各相巻線を順次接続してペンタゴン結線とし、これら各相巻線の接続点にスイッチング手段を接続し、このスイッチング手段のオン状態・オフ状態を切替制御することにより、4相励磁と5相励磁とを順次切り替えるハーフステップ制御を可能にする5相ステッピングモータの駆動装置において、 前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になる前記スイッチング手段と繋がる相巻線に流れる回生電流を速く減衰させるための電流減衰率上昇手段を設け、 前記スイッチング手段は、オン状態とオフ状態とを繰り返す直流チョッパー制御が行われるように構成され、前記電流減衰率上昇手段は、前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になったスイッチング手段に対して行う直流チョッパー制御を停止して、高電流減衰状態を所定時間のみ保持する保持手段を有し、前記直流チョッパー制御のデューティが小さい程、または、前記相巻線に流れる電流が小さい程、または、前記相巻線に印加される電圧が大きい程、または、前記相巻線のインダクタンスが小さい程、前記保持手段による前記高電流減衰状態の保持時間を短くすることを特徴とする。
【0005】
それにより、前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になる前記スイッチング手段と繋がる相巻線に回生電流が流れ、この回生電流の減衰率が低く、ロータの回転速度にばらつきが発生する状態が生じるが、電流減衰率上昇手段がその相巻線に流れる回生電流を速く減衰させるので、ロータの回転に与える悪影響を防止して、負荷が接続された状態でのロータの回転精度をできるだけ均一にする。
【0006】
【0007】
また、保持手段は、前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になったスイッチング手段に対して行う直流チョッパー制御を停止して、高電流減衰状態に保持するので、相巻線に流れた回生電流が電位差の大きい状態で流れることにより、相巻線に流れる回生電流が速く減衰され、電流減衰率上昇手段としての役割を果たす。それにより、ロータの回転に与える悪影響を防止して、負荷が接続された状態でのロータの回転精度を従来に比べて均一にする。
【0008】
【0009】
更に、相巻線に流れる回生電流を減衰する所定時間だけ、高電流減衰状態の保持がされ、回生電流が十分に減衰された段階で、高電流減衰状態の保持が解除され、電流減衰率上昇手段としての機能を終了させる。
尚、相巻線に流れる回生電流が、4相励磁を行うための所定時間内で減衰した場合は、4相励磁が継続され、また、相巻線に流れる回生電流を減衰させるための時間中に、4相励磁から5相励磁へ切り替える時間になった場合は、直ちに4相励磁から5相励磁へ切り替えるといった態様を採用してもよい。このような制御を行う理由は、5相ステッピングモータの駆動装置の制御指令によって、ロータの回転速度を高速回転にしたり、あるいは低速回転にしたりするのに応じて、4相励磁及び5相励磁に費やす駆動時間が変動し、その駆動時間が必ずしも一定でないためである。それにより、4相励磁及び5相励磁に費やす駆動時間に変動が生じても、電流減衰率上昇手段としての機能が終了した段階で、この発明の5相ステッピングモータの駆動装置は、4相励磁から5相励磁への円滑な切り替え制御をすることができる。
【0010】
【0011】
また、直流チョッパー制御のデューティが小さい程、または、前記相巻線に流れる電流が小さい程、または、前記相巻線に印加される電圧が大きい程、または、前記相巻線のインダクタンスが小さい程、相巻線に流れる回生電流が短時間で減衰する。それにより、前記高電流減衰状態の保持時間が短くてすみ、電流減衰率上昇手段としての機能が速く終了でき、5相励磁から4相励磁への円滑な切り替え制御をすることができる。
【0012】
また、請求項2に記載の発明によれば、請求項1に記載の5相ステッピングモータの駆動装置において、前記直流チョッパー制御のオフ状態の時間を計測する計測手段を設け、この計測手段の計測値に基づいて、前記高電流減衰状態を保持することを特徴とする。
既述した如く、直流チョッパー制御を停止し、高電流減衰状態に保持した状態で、相巻線に流れる回生電流が電位差の大きい状態で流れることによって、回生電流が減衰するので、高電流減衰状態に保持した状態である直流チョッパー制御のオフ状態の時間を計測し、この計測値に基づいてオフ状態の時間を調整し、回生電流が減衰したところで、高電流減衰状態を終了できる。
【0013】
また、請求項3に記載の発明によれば、請求項1に記載の5相ステッピングモータの駆動装置において、前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になる前記スイッチング手段と繋がる相巻線に流れる回生電流を検出する検出手段を設け、この検出手段の検出値に基づいて、前記高電流減衰状態を保持することを特徴とする。
それにより、その検出値された回生電流が例えばほぼゼロになるまで、高電流減衰状態を保持することができる。
【0014】
【発明の実施の形態】
以下、この発明に係る5相ステッピングモータの駆動装置を具体化した実施の形態を、図面を参照して説明する。図1は、本実施の形態の5相ステッピングモータMの駆動装置1の全体概要を示すブロック図である。図2は、その5相ステッピングモータMについて、4相励磁と5相励磁とを順次切り替えるハーフステップ制御を行うためのタイミングチャートである。図3乃至図7は、その5相ステッピングモータM及びモータドライブ回路2を示す回路図であって、図3は5相励磁状態の際の電流の流れを示し、図4は4相励磁状態の際の電流の流れを示し、図5は4相励磁状態からスイッチング手段としてのトランジスタ素子T1〜T10のすべてがオフ状態になった際の過渡現象時における電流の流れを示し、図6は4相励磁状態からトランジスタ素子T1〜T10の内のトランジスタ素子T5のみがオン状態になった際の電流の流れを示す。図7は次の5相励磁の際の電流の流れを示す。
尚、この実施の形態の5相ステッピングモータMは、専ら上下動するミシンの縫針に対して、ミシンの加工布を支持する布支持枠をX−Y方向にそれぞれ移動させるためのX軸方向駆動モータ及びY軸方向駆動モータに使用することができる。
【0015】
5相ステッピングモータMの駆動装置1は、図3乃至図7に示すように、第1、第2、第3、第4、第5の励磁巻線(以下A相、B相、C相、D相、E相の相巻線という)を順次接続してペンタゴン結線とし、これら各相巻線の接続点に、モータドライブ回路2内の10箇のトランジスタ素子T1〜T10を接続する。
具体的には、5相ステッピングモータMのA相及びE相の相巻線は、接続点S1で電気的に接続される。以下同様に、A相及びB相の相巻線が接続点S3で接続され、B相及びC相の相巻線が接続点S5で接続され、C相及びD相の相巻線が接続点S7で接続され、D相及びE相の相巻線が接続点S9で接続される。
また、モータドライブ回路2においては、トランジスタ素子T1、T3、T5、T7、T9のエミッタ端子が電源Vの高電圧端子側に接続され、トランジスタ素子T2、T4、T6、T8、T10のエミッタ端子が電源Vの0V(低電圧)端子側に接続される。
【0016】
そして、トランジスタ素子T1のコレクタ端子及びトランジスタ素子T2のコレクタ端子間が接続点S2で接続され、接続点S1と接続点S2とが接続される。以下同様に、トランジスタ素子T3のコレクタ端子及びトランジスタ素子T4のコレクタ端子間を接続点S4で接続し、接続点S3と接続点S4とが接続される。また、トランジスタ素子T5のコレクタ端子及びトランジスタ素子T6のコレクタ端子間が接続点S6で接続し、接続点S5と接続点S6とが接続される。
更に、トランジスタ素子T7のコレクタ端子及びトランジスタ素子T8のコレクタ端子間を接続点S8で接続し、接続点S7と接続点S8とが接続される。また、トランジスタ素子T9のコレクタ端子及びトランジスタ素子T10のコレクタ端子間を接続点S10で接続し、接続点S9と接続点S10とが接続される。そして、トランジスタ素子T1〜T10のベース端子には、モータドライブ回路2から出力されるドライブ信号DS(後述)が入力するようになっている。
また、10箇のトランジスタ素子T1〜T10には、各エミッタ端子及び各コレクタ端子間でダイオードD1〜D10がそれぞれ接続されており、これらダイオードD1〜D10は、トランジスタ素子T1〜T10がオン状態からオフ状態へ切り替わった際に回生電流を流す働きをする。
【0017】
そして、モータドライブ回路2が、駆動装置1におけるトランジスタ素子T1〜T10の駆動・非駆動に基づき、A相、B相、C相、D相、E相の相巻線に励磁電流を適宜流すことによって、ロータを所定量だけ回転させる制御を行う。この場合、5相ステッピングモータMの駆動装置1は、トランジスタ素子T1〜T10の駆動・非駆動を適宜制御することにより、4相励磁と5相励磁とを順次切り替えるハーフステップ制御を可能にする。
【0018】
その駆動装置1は、図1に示すように、モータドライブ回路2の他に、更に励磁相カウンタ3、励磁相デコーダ4、励磁制御ロジック5、出力制御ロジック6、電流検出部7、定電流制御部8、設定時間カウンタ9を備えている。
その励磁相カウンタ3は、制御回路としてのCPU10と接続されている。そして、励磁相カウンタ3は、CPU10から出力されるクロック信号CLK、ロータの回転方向を指示するディレクション信号DIRを入力することにより、励磁相を示す相カウント信号SRを、励磁相デコーダ4及び励磁制御ロジック5に出力することができる。
【0019】
尚、励磁相カウンタ3は、CPU10から入力したディレクション信号DIRがロー状態(例えば正回転)の場合、CPU10から入力したクロック信号CLKの立ち上がり信号のエッジでカウントアップするのに対して、ディレクション信号DIRがハイ状態(例えば逆回転)の場合、クロック信号CLKの立ち上がり信号のエッジでカウントダウンする。
また、励磁相デコーダ4は、励磁相カウンタ3から入力した相カウント信号SRに基づいて、出力制御ロジック6に励磁相信号RSを出力する。この励磁相信号RSは、A相、B相、C相、D相、E相の各相巻線の励磁相を切り替えるためのものである。
【0020】
励磁相デコーダ4から励磁相信号RSを入力した制御ロジック6は、その励磁相信号RSに対応するドライブ信号DSをモータドライブ回路2に出力するので、モータドライブ回路2内の10箇のトランジスタ素子T1〜T10のベース端子には、ドライブ信号DSが入力される。
それにより、出力制御ロジック6によって制御されるドライブ回路2は、例えば、図2の時間Q1において5相励磁を行い(図3参照)、図2の時間Q2においてC相の相巻線に励磁電流を流さない4相励磁を行った後に(図4参照)、図2の時間Q3において再び5相励磁を行う(図7参照)といった態様を繰り返し、更に時間Q4から時間Q7へと進むに従って、5相励磁と4相励磁とを順次切り替える。
【0021】
また、電流検出部7は、A相、B相、C相、D相、E相の全相巻線に流れる電流を検出するためのものであり、検出された電流を定電流制御部8に出力する。このように電流検出部7で検出された電流に基づいて、定電流制御部8はオン状態(電源Vから電圧を供給するためのオン時間)とオフ状態(電源Vから電圧を供給しないオフ時間)とを繰り返す定電流チョッパ駆動制御を行う(図2参照)。
このような定電流チョッパ駆動制御をする理由は、各相巻線のインダクタンス
の影響によって、励磁電流の立ち上がりに遅れ時間が生じるので、モータ駆動周波数の上昇に伴うトルク不足を防止して、高速回転駆動に耐えられるようにするものであって、オン時間中に供給される電圧により、各相巻線にエネルギーを供給し、オフ時間に各相巻線からエネルギーを放出させることにより、各相巻線から発生する磁束を調整して、ロータを所定量だけ回転させる制御を行うためである。
そのため、定電流制御部8は、電流検出部7によって検出された電流に基づいたスイッチング信号STを、出力制御ロジック6に出力するので、その出力制御ロジック6は、ドライブ信号DSをモータドライブ回路2に出力する。この場合、モータドライブ回路2は、図2に示すような、オン状態とオフ状態とを繰り返す直流チョッパー制御を行うが、電流検出部7によって検出された電流に基づき、定電流直流チョッパー制御のデューティ(駆動信号中のオン時間の比率)を変更する。すなわち、検出部7によって検出された電流が大きい場合、直流チョッパー制御のデューティを小さくするのに対して、検出部7によって検出された電流が小さい場合、直流チョッパー制御のデューティを大きくする。
【0022】
また、励磁制御ロジック5は、励磁相カウンタ3から出力される相カウント信号SRと、クロック信号CLKと、ディレクション信号DIRとを入力するので、これらの信号に基づいて指定信号SDを作成し、この指定信号SDを出力制御ロジック6に出力する。その指定信号SDは、トランジスタ素子T1〜T10の内の、直流チョッパー制御を所定時間だけ一時停止して、高電流減衰状態に保持するトランジスタ素子T1〜T10を指定するためのものである。
具体的には、図2の時間Q2に示す直流チョッパー制御について、例えばトランジスタ素子T5に対して行う直流チョッパー制御を所定時間QAだけ停止して、トランジスタ素子T5のコレクタ端子側に接続される接続点S5及びS6を高電位状態に保持する。
【0023】
その励磁制御ロジック5には、設定時間カウンタ9が接続されており、その設定時間カウンタ9は、指定されたトランジスタ素子T1〜T10の内のいずれかに対する直流チョッパー制御の停止時間(例えば1.5ms程度に)を設定することができる。
この場合、設定時間カウンタ9は、励磁相カウンタ3からクロック信号CLKを入力することにより、例えば1.5ms程度の直流チョッパー制御の停止時間のカウントを開始し、その直流チョッパー制御の停止時間のカウントが終了した場合、その終了信号SYを出力する。それにより、励磁制御ロジック5は、指定したトランジスタ素子T1〜T10に対して、オン状態の保持を開始させるとともにそのオン状態の保持の解除(終了)させる旨の指定信号SDを出力制御ロジック6に出力する。
【0024】
そのため、この実施の形態の場合、指定信号SDは、5相励磁から次の4相励磁に切り替えられる際のオン状態になる所定のトランジスタ素子T1〜T10(例えばトランジスタ素子T5)について、直流チョッパー制御の停止時間の開始時及び終了時を知らせ、その終了後に直流チョッパー制御を行う旨を指示する機能を果たす。
【0025】
それにより、出力制御ロジック6は、直流チョッパー制御を停止して、高電流減衰状態に保持する保持手段として機能し、モータドライブ回路2の10箇のトランジスタ素子T1〜T10にドライブ信号DSを出力する場合に、5相励磁から次の4相励磁に切り替えられる際に、所定のトランジスタ素子T1〜T10(例えば時間Q2においてはトランジスタ素子T5)について、オフ状態よりオン状態に切り替える。その際に、例えば1.5ms程度だけ直流チョッパー制御を停止してオン状態を継続し、その後、直流チョッパー制御を開始させるとともに、オン状態のトランジスタ素子T1〜T10(この場合、T1〜T4、T6〜T10)については、オフ状態よりオン状態に切り替わってから直ちに直流チョッパー制御を開始する。それにより、接続点S5においては、高電位状態の保持を所定時間(例えば1.5ms程度)のみ行い、相巻線に流れる回生電流が所定時間内で減衰した場合は、4相励磁が継続される。
【0026】
次に、A相、B相、C相、D相、E相の相巻線に流れる電流について説明する。ここで、図2の縦軸は、A相、B相、C相、D相、E相の相巻線に励磁電流を流すため、10箇のトランジスタ素子T1〜T10の駆動状態を示す。すなわち、各相の横軸の上側は、上側のトランジスタ素子T1、T3、T5、T7、T9のオン状態を示し、各相の横軸の下側は、下側のトランジスタ素子T2、T4、T6、T8、T10のオン状態を示す。そして、横軸は時間を示し、時間の経過とともに相巻線に流す励磁電流が切り替わることを示す。
例えば、図2の時間Q1において、励磁相デコーダ4が出力制御ロジック6に出力する励磁相信号RSは、5相励磁するためのものであるので、ドライブ信号DSは、トランジスタ素子T1、T4、T7、T10のベースに、直流チョッパー制御用の駆動信号を出力して、トランジスタ素子T1、T4、T7、T10をオン状態とし、その他のトランジスタ素子T2、T3、T5、T6、T8、T9をオフ状態とする。
【0027】
それにより、電源Vの高電圧端子側が、図3に示すように、トランジスタ素子T1、T7を介して、接続点S2及び接続点S8に印加される結果、接続点S1及び接続点S7は高電位になるとともに、電源Vの0V端子側がトランジスタ素子T4、T10を介して接続点S4及び接続点S10に印加される結果、接続点S3及び接続点S9は低電位になる。
従って、モータドライブ回路2は、接続点S1から接続点S9に向かって、E相の相巻線に励磁電流を流すとともに、接続点S1から接続点S3に向かってA相の相巻線に励磁電流を流す。同様に、接続点S7から接続点S9に向かってD相の相巻線に励磁電流を流すとともに、接続点S7から接続点S3に向かって接続点S5を介して、C相及びB相の相巻線に励磁電流を流す。
【0028】
その後、励磁相デコーダ4は、出力制御ロジック6に次の励磁相信号RSを出力し、その制御ロジック6は、その励磁相信号RSに対応するドライブ信号DSをモータドライブ回路2に出力する。この場合、図2の時間Q2において、5相励磁から次の4相励磁に切り替わる。その励磁相信号RSは、トランジスタ素子T1〜T10の内、トランジスタ素子T5のみをオフ状態よりオン状態に切り替え、その他のトランジスタ素子T1〜T4、T6〜T10を前の状態に維持する信号である。
それにより、トランジスタ素子T5のみが、オフ状態よりオン状態に切り替わると、接続点S1及び接続点S7で高電位状態が維持され、且つ、接続点S3及び接続点S9で低電位状態が維持された状態で、電源Vの高電圧端子側がトランジスタ素子T5を介して接続点S6に印加される結果、接続点S5の電位が高い状態になる。
【0029】
この場合、図3と同様に、接続点S7から接続点S5に向かって、C相の相巻線には、過渡的に点線のような回生電流が流れるが、時間経過とともに減衰し励磁電流が流れなくなって、4相励磁となる。従って、モータドライブ回路2は、図4に示すように、接続点S1から接続点S9に向かって、E相の相巻線に励磁電流を流すとともに、接続点S1から接続点S3に向かってA相の相巻線に励磁電流を流し、また、接続点S7から接続点S9に向かってD相の相巻線に励磁電流を流す。同様に、接続点S5から接続点S3に向かってB相の相巻線に励磁電流を流す。
【0030】
その後、励磁相デコーダ4は、出力制御ロジック6に、次の励磁相信号RSを出力し、その制御ロジック6は、その励磁相信号RSに対応するドライブ信号DSをモータドライブ回路2に出力する。この場合、図2の時間Q3において、4相励磁から次の5相励磁に切り替わる。その励磁相信号RSは、図7に示すように、トランジスタ素子T7のみをオン状態よりオフ状態に切り替え、その他のトランジスタ素子T1〜T6、T8〜T10を前の状態に維持する信号である。
それにより、電源Vの高電圧端子側は、トランジスタ素子T1、T5を介して、接続点S2及び接続点S6に印加され、接続点S1及び接続点S5は高電位になるとともに、電源Vの0V端子側がトランジスタ素子T4、T10を介して接続点S3及び接続点S9に印加されるので、接続点S3及び接続点S9は低電位になる。
【0031】
従って、モータドライブ回路2は、過渡現象が終了した段階で、図7に示すように、接続点S1から接続点S9に向かってE相の相巻線に励磁電流を流すとともに、接続点S1から接続点S3に向かってA相の相巻線に励磁電流を流す。同様に、モータドライブ回路2は、接続点S5から接続点S3に向かってB相の相巻線に励磁電流を流すとともに、接続点S5から接続点S9に向かって接続点S7を介してC相及びD相の相巻線に励磁電流を流す。
以下、励磁相信号RSによって、その5相励磁から次の4相励磁に切り替わり、所定の相巻線に励磁電流を流す態様が、同様に繰り返される。
【0032】
ここで、直流チョッパー制御の際のオフ時の過渡現象について説明する。図4の状態から、10箇のトランジスタ素子T1〜T10の全てをオフ状態にした場合、つまり、トランジスタ素子T1〜T10のベース端子に直流チョッパー制御のオフ信号側が印加された場合、A相〜E相の相巻線のコイルは、その誘導リアクタンスに基づき、今まで流れた励磁電流を流し続ける方向に回生電流を流すように起電力を発生するので、以下のような第1〜第4の電流ルート(A)〜(D)が形成される(図5参照)。
【0033】
すなわち、(A)電源Vの0V端子側から、ダイオードD8、接続点S8、接続点S7、D相の相巻線、接続点S9、接続点S10、ダイオードD9、電源Vの高電圧端子側への第1の電流ルート、(B)電源Vの0V端子側から、ダイオードD8、接続点S8、接続点S7、C相の相巻線、接続点S5への電流と、電源Vの0V端子側から、ダイオードD6、接続点S6、接続点S5への電流とが合わされて、B相の相巻線、接続点S3、接続点S4、ダイオードD3、電源Vの高電圧端子側への第2電流ルート、(C)電源Vの0V端子側から、ダイオードD2、接続点S2、接続点S1、A相の相巻線、接続点S3、接続点S4、ダイオードD3、電源Vの高電圧端子側への第3の電流ルート、(D)電源Vの0V端子側から、ダイオードD2、接続点S2、接続点S1、E相の相巻線、接続点S9、接続点S10、ダイオードD9、電源Vの高電圧端子側への第4の電流ルートが形成される。これら第1〜第4の電流ルートで流れる電流は、各相巻線及びダイオードD2、D3、D6、D8、D9を通ることにより電源Vに還流して、減衰していくことになる。
【0034】
その後、図4の状態に戻り、トランジスタ素子T1、T4、T5、T7、T10のベースに直流チョッパー制御のオン信号が印加された場合、トランジスタ素子T1、T4、T5、T7、T10がオン状態となって、その他のトランジスタ素子T2、T3、T6、T8、T9はオフ状態のままとなる。それにより、図4に示すように、接続点S1から接続点S9に向かって、E相の相巻線に励磁電流を流し、接続点S1から接続点S3に向かってA相の相巻線に励磁電流を流し、また、接続点S7から接続点S9に向かってD相の相巻線に励磁電流を流し、接続点S5から接続点S3に向かってB相の相巻線に励磁電流を流す。
【0035】
ここで、図4と図5(5相励磁から4相励磁に切り替わった直後の過渡的状態)とを見比べると、図5では接続点S7から接続点S5に向かって、C相の相巻線に回生電流が流れるのに対して、図4における過渡現象の終了時には、C相の相巻線には励磁電流が流れない。このC相の相巻線に点線のように流れる回生電流が、5相励磁から4相励磁に切り替える際の、ロータの回転に悪影響を与え、ロータの回転がすみやかに行われず、4相励磁から5相励磁に切り替える場合との間に、ロータの回転速度のばらつきを生じさせ、負荷が接続された状態でのロータの回転精度を悪くするといった問題を引き起こす。
【0036】
図8は5相ステッピングモータMのロータ(図示せず)の回転を示す説明図であって、グラフa(回転精度の良い例を示す)及びグラフb(回転精度の悪い例を示す)は、横軸に時間の経過とともに縦軸にロータの回転量を示す。
グラフbの場合、4相励磁から5相励磁に切り替える時には(状態b2から状態b3では)ロータが十分に回転し特に問題はないが、5相励磁から4相励磁に切り替える時(状態b1から状態b2)、ロータの回転が不十分であることが分かる。一方、グラフaの場合、4相励磁から5相励磁に切り替える時(状態a2から状態a3)、また、5相励磁から4相励磁に切り替える時(状態a1から状態a2)、ロータが十分に回転していることが分かる。
【0037】
次に、C相の相巻線に流れる回生電流を速く減衰させるための電流減衰率上昇手段について説明する。
この実施の形態の場合、5相励磁から4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になるトランジスタ素子T5に対して行う直流チョッパー制御を所定時間だけ停止して、高電位状態に保持することにより、C相の相巻線に流れる回生電流を速く減衰させる方式である。
具体的には、図2の時間QAにおいて、直流チョッパー制御のオフ時に10箇のトランジスタ素子T1〜T10の全てをオフ状態にせずに、図6に示すように、トランジスタ素子T5のみのベース端子に直流チョッパー制御のオン信号が所定時間だけ印加された場合、トランジスタ素子T5がオン状態となるとともに、その他のトランジスタ素子T1〜T4、T6〜T10をオフ状態にする。
【0038】
すると、図5と同様に、A相〜E相の相巻線のコイルは、その誘導リアクタンスに基づき、今まで流れた励磁電流を流し続ける方向に、回生電流を流す動作をするような起電力を発生する際に、図6に示すように上記(A)、(C)及び(D)のような第1、第3及び第4の電流ルートが形成される他に、トランジスタ素子T5がオン状態となるので、(B’)電源Vの0V端子側から、ダイオードD8、接続点S8、接続点S7、C相の相巻線、接続点S5への電流と、電源Vの高電圧端子から、トランジスタ素子T5、接続点S6、接続点S5までの電流とを合わせて、B相の相巻線、接続点S3、接続点S4、ダイオードD3、電源Vの高電圧端子側へ向かう第5電流ルートが形成される。ここで、トランジスタ素子T5がオンしているので、結果的に接続点S6及び接続点S5が高電位状態に保持され、接続点S7と接続点S5との間には、大きな電位差ができる。
【0039】
この場合、接続点S7から接続点S5に向かってC相の相巻線に流れた回生電流は、接続点S5における高電位状態に向かって流れるため、C相の相巻線に流れる回生電流が速く減衰する。これは、C相の相巻線に流れた回生電流が、高電位状態に向かって流れる際に、C相の相巻線のコイルは大きなエネルギーを失い、結果として、C相の相巻線に流れる回生電流は急速に減衰するからである。
このように5相励磁を行った後に4相励磁を行う際に、時間Q2における時間QAにおいて、図4に示すトランジスタ素子T1、T4、T7、T10のオン状態(トランジスタ素子T2、T3、T5、T6、T8、T9のオフ状態)と、図6に示すトランジスタ素子T5のオン状態(その他のトランジスタ素子T1〜4、T6〜T10のオフ状態)とを行うことにより、C相の相巻線に流れる回生電流を急速に減衰させ、回生電流の切れを良くするとともに、トランジスタ素子T5のオン状態に基づく、B相の相巻線に流れる励磁電流の立ち上がりを速くする。ここで、B相の相巻線に流れる回生電流は、接続点S5及びS3とともに高電位であるので、時間に対する電流減衰率は低くなり、結果的に励磁電流の立ち上がりが速くなる。
【0040】
そして、図2の時間Q2における時間QAが経過し、C相の相巻線に流れる回生電流が十分に減衰した後に、図4に示すトランジスタ素子T1、T4、T7、T10をオン状態(トランジスタ素子T2、T3、T5、T6、T8、T9をオフ状態)と、図5に示すトランジスタ素子T1〜T10の全てをオフ状態とを繰り返す直流チョッパー制御を行って、A相、B相、D相、E相の相巻線に励磁電流を適宜流すことによって、ロータを所定量だけ回転させるように制御を行う。
ここで、図3に示すトランジスタ素子T5のオフ状態から、図4に示すトランジスタ素子T5のオン状態に切り替わった直後の、C相の相巻線に流れる回生電流の電流減衰率と、図3に示すトランジスタ素子T5のオフ状態から、図6に示すトランジスタ素子T5のオン状態に切り替わった直後の、B相の相巻線に流れる電流の電流減衰率とほぼ等しくなるのが、制御上好ましい。同様に、図3に示すトランジスタ素子T5のオフ状態から、図6に示すトランジスタ素子T5のオン状態に切り替わった直後の、C相の相巻線に流れる電流の電流減衰率は、図3に示すトランジスタ素子T5のオフ状態から、図4に示すトランジスタ素子T5のオン状態に切り替わった直後の、B相の相巻線に流れる電流上昇率とほぼ等しいのが好ましい。
【0041】
尚、図3に示す5相励磁の場合、接続点S7から接続点S3に接続点S5を介してB相及びC相の相巻線に励磁電流が流れるので、B相及びC相の相巻線の励磁電流の電流値が、他のA、D、E相の相巻線に流れている励磁電流の電流値に比べて約半分になる。それにより、パルス幅変調方式(PWM制御方式)のデューティが0.5の際に、C相の相巻線に流れる電流が零になるまでの時間と、B相の相巻線に流れる電流が、他のA、D、E相の相巻線に流れている励磁電流の電流値と等しくなる時間は、ほぼ同じである。従って、パルス幅変調方式(PWM制御方式)のデューティが0.5以下になるように駆動電圧の大きさ等の条件を設定するのが望ましい。
また、直流チョッパー制御のデューティが小さい程、または、前記相巻線に流れる電流が小さい程、または、前記相巻線に印加される電圧が大きい程、または、相巻線のインダクタンスが小さい程、回生電流がゼロになる時間が短かいので、高電流減衰状態の保持時間を短くすることができる。
【0042】
以上詳細に説明したように、本実施の形態の5相ステッピングモータMのA相乃至E相の各相巻線を順次接続してペンタゴン結線とし、A相乃至E相の相巻線の接続点S1、S3、S5、S7、S9に、トランジスタ素子T1〜T10をそれぞれ接続し、トランジスタ素子T1〜T10のオン・オフ状態を切替制御することにより、4相励磁と5相励磁とを順次切り替えるハーフステップ制御を可能にする5相ステッピングモータMの駆動装置1において、5相励磁から4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になるトランジスタ素子T5と繋がるC相の相巻線に流れる回生電流を速く減衰させるため、接続点S5を高電位状態にして電流減衰率を上昇させるので、例えばC相の相巻線に流れる回生電流が、5相励磁から4相励磁に切り替える際の、ロータの回転に悪影響を与えることがなくなる。それにより、ロータの回転が不十分となってロータの回転速度にばらつきを生じるといった問題は生じないので、負荷が接続された状態でのロータの回転精度をできるだけ均一にすることができる。
【0043】
以上の実施の形態について本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変形改良が可能であることは容易に推察できるものである。
例えば、本実施の形態では、ミシンの布支持枠を移動させるためのステップモータMの駆動装置1について説明したが、それ以外の他の用途にもこの発明のステップモータMを適用できる。また、相巻線に流れる回生電流が、4相励磁を行うための所定時間内で減衰した場合は、4相励磁が継続されたが、相巻線に流れる回生電流を減衰させるための時間中に、4相励磁から5相励磁へ切り替える時間になった場合は、直ちに4相励磁から5相励磁へ切り替えられる態様を採用してもよい。
【0044】
このような制御を行う理由は、5相ステッピングモータMの駆動装置の制御指令によって、ロータの回転速度を高速回転にしたり、あるいは低速回転にしたりするのに応じて、4相励磁及び5相励磁に費やす駆動時間が変動し、その駆動時間が必ずしも一定でないためである。従って、4相励磁及び5相励磁に費やす駆動時間に変動が生じても、接続点S5の高電位状態の保持する時間が終了した段階で、4相励磁から5相励磁への円滑な切り替え制御をすることができる。
また、5相ステッピングモータの駆動制御として、パルス幅変調方式(PWM制御方式)を採用したが、ペンタゴン結線の5相ステッピングモータを用いて、ハーフステップ駆動を採用するものであれば、これ以外の制御を適用し得ることは勿論可能である。更に、電流減衰率上昇手段として5相励磁から4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になったトランジスタに対して行う直流チョッパー制御を停止して、高電位状態に保持する態様を採用する以外に、例えば新たにオン状態になるトランジスタと繋がる相巻線に流れる回生電流を、スイッチング手段を用いて、負電位側に落としたり、抵抗器に流すようにしても良い。
【0045】
また、電流減衰率上昇手段の制御として以下の態様を採用してもよい。
例えば図1に示す電流検出部7からの信号を入力する定電流制御部8が、設定時間カウンタ9に対して、直流チョッパー制御の際のオン信号・オフ信号を出力できるように構成することにより、設定時間カウンタ9が、直流チョッパー制御のオフ状態の時間を計測し、この計測値でもって、そのオフ時間を調整してもよい。これは、既述したように、直流チョッパー制御の停止による高電流減衰状態の保持状態で、相巻線に流れる回生電流が電位差の大きい状態で流れると、時間の経過とともに回生電流が減衰するので、直流チョッパー制御の停止(オフ信号)状態の時間を計測し、この計測値でもって、その回生電流が限りなくゼロに近づけるようにオフ時間を調整するためである。
この場合、設定時間カウンタ9が前記直流チョッパー制御のオフ状態の時間を計測する計測手段として機能し、直流チョッパー制御のデューティが変動した際に、直流チョッパー制御のオフ時間をカウントし、回生電流が減衰するまでのオフ時間を調整することにより、励磁制御ロジック5は必要な時間のみ高電流減衰状態に保持するように制御する。
【0046】
また、A相、B相、C相、D相、E相の各相巻線に流れる電流を検出する電流センサ(図示せず)を検出手段として設け、この電流センサが、前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になるトランジスタ素子T1〜T10と繋がる相巻線(例えばC相の相巻線)に流れる回生電流を検出する。そして、電流センサが回生電流をゼロになるタイミングを検知し、その検知した時点で、励磁制御ロジック5が、直流チョッパー制御の停止を解除して、高電流減衰状態の保持を解除するようにしてもよい。もっとも、このように直接的に回生電流がゼロになるタイミングを検知する必要はなく、間接的に回生電流を検出してもよい。
【0047】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項1に記載の発明によれば、5相ステッピングモータの各相巻線を順次接続してペンタゴン結線とし、これら各相巻線の接続点にスイッチング手段を接続し、このスイッチング手段のオン状態・オフ状態を駆動制御することにより、4相励磁と5相励磁とを順次切り替えるハーフステップ制御を可能にする5相ステッピングモータの駆動装置において、前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になる前記スイッチング手段と繋がる相巻線に流れる回生電流を速く減衰させるための電流減衰率上昇手段を設けるので、その相巻線に流れる回生電流が速く減衰する結果、その回生電流がロータの回転に悪影響を与えて回転速度にばらつきを発生させるのを防止できる。それにより、ロータの回転速度が均一化し、負荷が接続された状態でのロータの回転精度は従来に比べて均一な状態になる。
【0048】
また、前記スイッチング手段は、オン状態とオフ状態とを繰り返す直流チョッパー制御が行われるように構成され、前記電流減衰率上昇手段は、前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になったスイッチング手段に対して行う直流チョッパー制御を停止して、高電流減衰状態に保持する保持手段を有するので、相巻線に流れた回生電流が電位差の高い状態で流れることにより、相巻線に流れる回生電流が速く減衰され、電流減衰率上昇手段としての役割を果たす。従って、相巻線に流れた回生電流がロータの回転に与える悪影響を防止して、負荷が接続された状態でのロータの回転精度をできるだけ均一にする。
【0049】
また、保持手段は、前記高電流減衰状態の保持を所定時間のみ行うので、所定時間経過したところで電流減衰率上昇手段としての機能が終了させることができる。それにより、回生電流を所定時間内に減衰させて、5相励磁から4相励磁への切り替えの際に、ロータの回転精度を向上させることができる。
【0050】
また、前記直流チョッパー制御のデューティが小さい程、または、前記相巻線に流れる電流が小さい程、または、前記相巻線に印加される電圧が大きい程、または、前記相巻線のインダクタンスが小さい程、前記高電流減衰状態の保持時間を短くして、5相励磁から4相励磁への円滑な切り替え制御が可能にすることができる。
【0051】
また、請求項2に記載の発明によれば、直流チョッパー制御のオフ状態の時間を計測する計測手段を設け、この計測手段の計測値に基づいて、前記高電流減衰状態を保持するので、直流チョッパー制御のデューティが変動した際に、直流チョッパー制御のオフ状態の時間をその計測値に基づいて調整し、回生電流が減衰したところで、高電流減衰状態を終了できる。
【0052】
更に、請求項3に記載の発明によれば、前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になる前記スイッチング手段と繋がる相巻線に流れる回生電流を検出する検出手段を設け、この検出手段の検出値に基づいて、前記高電流減衰状態を保持するので、検出された回生電流が例えばほぼゼロになるまで、高電流減衰状態を保持することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この実施の形態の5相ステッピングモータの駆動装置の全体概要を示すブロック図である。
【図2】 5相ステッピングモータについて、4相励磁と5相励磁とを順次切り替えるハーフステップ制御を示すタイミングチャートである。
【図3】 5相ステッピングモータ及びモータドライブ回路を示す回路図であって、5相励磁状態の際の電流の流れを示す。
【図4】 同回路図であって、4相励磁状態の際の電流の流れを示す。
【図5】 同回路図であって、4相励磁状態から全てのトランジスタ素子がオフ状態になった際の電流の流れを示す。
【図6】 同回路図であって、4相励磁状態から一部のトランジスタ素子がオン状態になり、残りのトランジスタ素子がオフ状態になった際の電流の流れを示す。
【図7】 同回路図であって、次の5相励磁状態の際の電流の流れを示す。
【図8】 この5相ステッピングモータのロータの送りを示す説明図である。
【符号の説明】
M 5相ステッピングモータ
1 5相ステッピングモータの駆動装置
2 モータドライブ回路
3 励磁相カウンタ
4 励磁相デコーダ
5 励磁制御ロジック
6 出力制御ロジック
7 電流検出部
8 定電流制御部
9 設定時間カウンタ
10 CPU
QA 停止時間
T1〜T10 トランジスタ素子
D1〜D10 ダイオード
CLK クロック信号
DIR ディレクション信号
SR 相カウント信号
RS 励磁相信号
ST スイッチング信号
SD 指定信号
DS ドライブ信号[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a driving device for a five-phase stepping motor in which excitation windings are connected to a pentagon, and in particular, to reduce variations in the rotational speed of the rotor when performing half-step control, The present invention relates to a drive device for a five-phase stepping motor capable of making the rotational accuracy as uniform as possible.
[0002]
[Prior art]
A five-phase stepping motor is generally composed of a stator on which five excitation windings are wound and a rotor having permanent magnet poles, and has a smaller step angle than a two-phase stepping motor. It is an excellent stepping motor in that it can reduce torque fluctuation and improve vibration characteristics. However, in the case of a five-phase stepping motor, the number of excitation windings and driver circuits are increased compared to a two-phase stepping motor, resulting in an increase in cost.
There are five types of 5-phase stepping motors, such as standard connection and pentagon connection, depending on the connection method of the excitation winding. In general, twice as many switching transistors are required for the standard connection as compared to the pentagon connection. It is. In addition, a large number of amplifiers necessary for constant current control must be provided, which increases the cost.
Further, as a driving method of the five-phase stepping motor, there is a half-step driving method that sequentially switches between four-phase excitation and five-phase excitation, in addition to the full-step driving method of five-phase excitation. This half-step drive system is often used for measures against vibration and noise because it has the effect of reducing fluctuations in generated torque compared to full-step drive.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, when half-step driving is performed using a 5-phase stepping motor connected with the Pentagon, when switching from 4-phase excitation to 5-phase excitation, the rotor does not rotate sufficiently and no particular problem occurs. When switching to four-phase excitation, there is a problem that the rotation of the rotor is insufficient, the rotational speed varies, and the rotational accuracy of the rotor in a state where a load is connected deteriorates.
An object of the present invention is to solve the above-described problems, and when a half-step drive is employed using a pentagon-connected five-phase stepping motor, variation in the rotational speed of the rotor is reduced. An object of the present invention is to provide a drive device for a five-phase stepping motor that can make the rotational accuracy of a rotor in a state where a load is connected as uniform as possible.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve this object, according to the first aspect of the present invention, the respective phase windings of the five-phase stepping motor are sequentially connected to form a pentagon connection, and the switching means is connected to the connection point of these respective phase windings. In the driving device for a five-phase stepping motor that enables half-step control for sequentially switching between four-phase excitation and five-phase excitation by switching control of the ON / OFF state of the switching means, When switching to the four-phase excitation, there is provided a current attenuation rate increasing means for quickly attenuating the regenerative current flowing in the phase winding connected to the switching means that is newly turned on., The switching means is configured to perform DC chopper control that repeats an on state and an off state, and the current decay rate increasing means is newly turned on when switching from the five-phase excitation to the four-phase excitation. The DC chopper control performed for the switching means that has become the stop means, and holding means for holding the high current decay state for a predetermined time only, the smaller the duty of the DC chopper control, or the phase winding The holding time of the high current attenuation state by the holding means is shortened as the flowing current is smaller, the voltage applied to the phase winding is larger, or the inductance of the phase winding is smaller. Features.
[0005]
As a result, when switching from the five-phase excitation to the four-phase excitation, a regenerative current flows through the phase winding connected to the switching means that is newly turned on, the regenerative current has a low decay rate, and the rotational speed of the rotor However, since the current decay rate increasing means quickly attenuates the regenerative current flowing through the phase winding, the adverse effect on the rotation of the rotor can be prevented, and the rotor in a state where the load is connected. Make the rotation accuracy as uniform as possible.
[0006]
[0007]
Also,When the holding means switches from the five-phase excitation to the four-phase excitation, the holding means stops the DC chopper control performed for the switching means that is newly turned on, and maintains the high current attenuation state. When the regenerative current flowing through the wire flows in a state where the potential difference is large, the regenerative current flowing through the phase winding is quickly attenuated and serves as a means for increasing the current attenuation rate. Thereby, the adverse effect on the rotation of the rotor is prevented, and the rotational accuracy of the rotor in a state where the load is connected is made uniform compared to the conventional case.
[0008]
[0009]
Furthermore,The high current attenuation state is maintained for a predetermined time to attenuate the regenerative current flowing in the phase winding, and when the regenerative current is sufficiently attenuated, the high current attenuation state is released, and as a means for increasing the current attenuation rate End the function.
In addition, when the regenerative current flowing through the phase winding attenuates within a predetermined time for performing the four-phase excitation, the four-phase excitation is continued, and during the time for attenuating the regenerative current flowing through the phase winding. In addition, when it is time to switch from four-phase excitation to five-phase excitation, a mode of immediately switching from four-phase excitation to five-phase excitation may be employed. The reason for carrying out such control is that the four-phase excitation and the five-phase excitation are performed according to the control command of the driving device for the five-phase stepping motor, depending on whether the rotation speed of the rotor is increased or decreased. This is because the drive time consumed varies and the drive time is not always constant. As a result, even if the drive time spent for the four-phase excitation and the five-phase excitation varies, the drive device for the five-phase stepping motor of the present invention is the four-phase excitation at the stage when the function as the current decay rate increasing means is completed. Smooth switching control from 5 to 5 phase excitation can be performed.
[0010]
[0011]
Also, the smaller the DC chopper control duty is, or the smaller the current flowing through the phase winding is,AppliedThe larger the applied voltage or the smaller the inductance of the phase winding, the shorter the regenerative current that flows through the phase winding. As a result, the holding time of the high current decay state can be shortened, the function as the current decay rate increasing means can be completed quickly, and smooth switching control from five-phase excitation to four-phase excitation can be performed.
[0012]
Claims2According to the invention described in claim1In the drive device for the five-phase stepping motor described in the above, a measuring means for measuring the time of the DC chopper control OFF state is provided, and the high current attenuation state is maintained based on the measured value of the measuring means. And
As described above, when the DC chopper control is stopped and held in a high current attenuation state, the regenerative current flowing through the phase winding flows in a state with a large potential difference. The DC chopper control OFF state time that is held in the state is measured, the OFF state time is adjusted based on the measured value, and when the regenerative current is attenuated, the high current attenuation state can be terminated.
[0013]
Claims3According to the invention described in claim1In the drive device for the five-phase stepping motor described in the above, the detecting means for detecting the regenerative current flowing in the phase winding connected to the switching means that is newly turned on when switching from the five-phase excitation to the four-phase excitation. And the high current attenuation state is maintained based on a detection value of the detection means.
As a result, the high current decay state can be maintained until the detected regenerative current becomes substantially zero, for example.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments embodying a drive device for a 5-phase stepping motor according to the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an overall outline of a
The five-phase stepping motor M of this embodiment is driven in the X-axis direction to move the cloth support frame for supporting the work cloth of the sewing machine in the XY directions with respect to the sewing needle of the sewing machine that moves up and down exclusively. It can be used for motors and Y-axis direction drive motors.
[0015]
As shown in FIGS. 3 to 7, the driving
Specifically, the phase windings of the A phase and the E phase of the five-phase stepping motor M are electrically connected at the connection point S1. Similarly, the phase windings of the A phase and the B phase are connected at the connection point S3, the phase windings of the B phase and the C phase are connected at the connection point S5, and the phase windings of the C phase and the D phase are connected at the connection point. Connected at S7, D-phase and E-phase windings are connected at connection point S9.
In the
[0016]
The collector terminal of the transistor element T1 and the collector terminal of the transistor element T2 are connected at the connection point S2, and the connection point S1 and the connection point S2 are connected. Similarly, the collector terminal of the transistor element T3 and the collector terminal of the transistor element T4 are connected at the connection point S4, and the connection point S3 and the connection point S4 are connected. Further, the collector terminal of the transistor element T5 and the collector terminal of the transistor element T6 are connected at the connection point S6, and the connection point S5 and the connection point S6 are connected.
Further, the collector terminal of the transistor element T7 and the collector terminal of the transistor element T8 are connected at the connection point S8, and the connection point S7 and the connection point S8 are connected. Further, the collector terminal of the transistor element T9 and the collector terminal of the transistor element T10 are connected at the connection point S10, and the connection point S9 and the connection point S10 are connected. A drive signal DS (described later) output from the
Further, diodes D1 to D10 are connected to the ten transistor elements T1 to T10 between the emitter terminals and the collector terminals, respectively. These diodes D1 to D10 are turned off from the on state of the transistor elements T1 to T10. It works to flow a regenerative current when switching to a state.
[0017]
Then, the
[0018]
As shown in FIG. 1, in addition to the
The
[0019]
The
The
[0020]
The
Accordingly, the
[0021]
The
The reason for such constant current chopper drive control is that the inductance of each phase winding
Due to the influence of this, a delay time occurs at the rise of the excitation current, so that a shortage of torque associated with an increase in the motor drive frequency is prevented to withstand high-speed rotation drive, which is supplied during the on-time. By supplying energy to each phase winding by voltage and releasing energy from each phase winding during off-time, the magnetic flux generated from each phase winding is adjusted, and the rotor is rotated by a predetermined amount. To do.
Therefore, the constant
[0022]
Further, since the
Specifically, with respect to the DC chopper control shown at time Q2 in FIG. 2, for example, the DC chopper control performed on the transistor element T5 is stopped for a predetermined time QA and connected to the collector terminal side of the transistor element T5. S5 and S6 are held in a high potential state.
[0023]
A
In this case, the
[0024]
Therefore, in this embodiment, the designation signal SD is a direct current chopper control for predetermined transistor elements T1 to T10 (for example, transistor element T5) that are turned on when switching from five-phase excitation to the next four-phase excitation. This function notifies the start time and end time of the stop time and instructs to perform DC chopper control after the stop time.
[0025]
Accordingly, the
[0026]
Next, the current flowing through the phase windings of the A phase, B phase, C phase, D phase, and E phase will be described. Here, the vertical axis of FIG. 2 shows the driving states of the ten transistor elements T1 to T10 in order to pass the exciting current through the phase windings of the A phase, B phase, C phase, D phase, and E phase. That is, the upper side of the horizontal axis of each phase indicates the ON state of the upper transistor elements T1, T3, T5, T7, T9, and the lower side of the horizontal axis of each phase indicates the lower transistor elements T2, T4, T6. , T8, and T10 are turned on. The horizontal axis indicates time, and indicates that the excitation current flowing through the phase winding is switched over time.
For example, at time Q1 in FIG. 2, the excitation phase signal RS output from the
[0027]
Thereby, the high voltage terminal side of the power source V is connected to the connection point S2 and the connection point S8 via the transistor elements T1 and T7 as shown in FIG.AppliedAs a result, the connection point S1 and the connection point S7 become high potential, and the 0V terminal side of the power source V is connected to the connection point S4 and the connection point S10 via the transistor elements T4 and T10.AppliedAs a result, the connection point S3 and the connection point S9 become low potential.
Therefore, the
[0028]
Thereafter, the
Accordingly, when only the transistor element T5 is switched from the off state to the on state, the high potential state is maintained at the connection point S1 and the connection point S7, and the low potential state is maintained at the connection point S3 and the connection point S9. In this state, the high voltage terminal side of the power source V is connected to the connection point S6 via the transistor element T5.AppliedAs a result, the potential at the connection point S5 becomes high.
[0029]
In this case, as in FIG. 3, a regenerative current like a dotted line transiently flows in the C-phase phase winding from the connection point S7 to the connection point S5. It stops flowing and becomes 4-phase excitation. Therefore, as shown in FIG. 4, the
[0030]
Thereafter, the
Thereby, the high voltage terminal side of the power supply V is connected to the connection point S2 and the connection point S6 via the transistor elements T1 and T5.AppliedThen, the connection point S1 and the connection point S5 are at a high potential, and the 0V terminal side of the power supply V is connected to the connection point S3 and the connection point S9 via the transistor elements T4 and T10.AppliedTherefore, the connection point S3 and the connection point S9 are at a low potential.
[0031]
Therefore, the
Hereinafter, the mode in which the five-phase excitation is switched to the next four-phase excitation by the excitation phase signal RS and the excitation current is supplied to the predetermined phase winding is similarly repeated.
[0032]
Here, a transient phenomenon when the DC chopper control is turned off will be described. When all of the ten transistor elements T1 to T10 are turned off from the state of FIG. 4, that is, the off signal side of the DC chopper control is connected to the base terminals of the transistor elements T1 to T10.AppliedIn this case, the coils of the A-phase to E-phase windings generate an electromotive force based on the inductive reactance so that the regenerative current flows in the direction in which the excitation current that has flown so far continues. First to fourth current routes (A) to (D) are formed (see FIG. 5).
[0033]
That is, (A) From the 0V terminal side of the power supply V to the diode D8, the connection point S8, the connection point S7, the phase winding of the D phase, the connection point S9, the connection point S10, the diode D9, and the high voltage terminal side of the power supply V (B) Current from the 0V terminal side of the power supply V to the diode D8, the connection point S8, the connection point S7, the phase winding of the C phase, the connection point S5, and the 0V terminal side of the power supply V To the diode D6, the connection point S6, and the current to the connection point S5 are combined with the B-phase phase winding, the connection point S3, the connection point S4, the diode D3, and the second current to the high voltage terminal side of the power source V. Route, (C) From the 0V terminal side of the power source V to the diode D2, the connection point S2, the connection point S1, the phase winding of the A phase, the connection point S3, the connection point S4, the diode D3, and the high voltage terminal side of the power source V (D) From the 0V terminal side of the power supply V, De D2, connection point S2, the connection points S1, E-phase phase windings, connection points S9, the connection point S10, diode D9, a fourth current route to the high voltage terminal side of the power source V is formed. The current flowing through the first to fourth current routes flows back to the power source V by passing through the phase windings and the diodes D2, D3, D6, D8, and D9, and is attenuated.
[0034]
Thereafter, the state returns to the state shown in FIG. 4, and a DC chopper control ON signal is applied to the bases of the transistor elements T1, T4, T5, T7, and T10.AppliedIn this case, the transistor elements T1, T4, T5, T7, and T10 are turned on, and the other transistor elements T2, T3, T6, T8, and T9 remain in the off state. As a result, as shown in FIG. 4, an exciting current flows through the phase winding of the E phase from the connection point S1 toward the connection point S9, and the phase winding of the A phase proceeds from the connection point S1 toward the connection point S3. Excitation current is supplied, excitation current is supplied to the D-phase phase winding from the connection point S7 to the connection point S9, and excitation current is supplied to the B-phase phase winding from the connection point S5 to the connection point S3. .
[0035]
Here, comparing FIG. 4 with FIG. 5 (transient state immediately after switching from five-phase excitation to four-phase excitation), in FIG. 5, the phase winding of the C phase from connection point S7 to connection point S5. On the other hand, at the end of the transient phenomenon in FIG. 4, no exciting current flows through the C-phase phase winding. The regenerative current that flows through the C-phase winding as shown by the dotted line adversely affects the rotation of the rotor when switching from five-phase excitation to four-phase excitation, and the rotor does not rotate quickly. Variations in the rotational speed of the rotor occur between when switching to five-phase excitation, causing problems such as poor rotor rotational accuracy when a load is connected.
[0036]
FIG. 8 is an explanatory diagram showing the rotation of the rotor (not shown) of the 5-phase stepping motor M, and graph a (showing an example with good rotational accuracy) and graph b (showing an example with poor rotational accuracy) The horizontal axis shows the amount of rotation of the rotor as time passes.
In the case of graph b, when switching from four-phase excitation to five-phase excitation (from state b2 to state b3), the rotor rotates sufficiently and there is no particular problem, but when switching from five-phase excitation to four-phase excitation (from state b1 to state) b2) It can be seen that the rotation of the rotor is insufficient. On the other hand, in the case of graph a, when switching from 4 phase excitation to 5 phase excitation (state a2 to state a3) and when switching from 5 phase excitation to 4 phase excitation (state a1 to state a2), the rotor rotates sufficiently. You can see that
[0037]
Next, a current decay rate increasing means for quickly attenuating the regenerative current flowing through the C-phase phase winding will be described.
In the case of this embodiment, when switching from 5-phase excitation to 4-phase excitation, the DC chopper control performed on the transistor element T5 that is newly turned on is stopped for a predetermined time and held in a high potential state. Thus, the regenerative current flowing through the phase winding of the C phase is quickly attenuated.
Specifically, at the time QA in FIG. 2, all of the ten transistor elements T1 to T10 are not turned off when the DC chopper control is turned off, and as shown in FIG. DC chopper control ON signal only for a predetermined timeAppliedIn this case, the transistor element T5 is turned on, and the other transistor elements T1 to T4 and T6 to T10 are turned off.
[0038]
Then, as in FIG. 5, the coils of the A-phase to E-phase phase windings are based on their inductive reactances, so that an electromotive force that causes the regenerative current to flow in the direction in which the excitation current that has flown so far continues to flow. In addition to the formation of the first, third and fourth current routes as shown in FIGS. 6A, 6C and 6D, the transistor element T5 is turned on. (B ′) From the 0V terminal side of the power supply V, from the diode D8, the connection point S8, the connection point S7, the phase winding of the C phase, the current to the connection point S5, and the high voltage terminal of the power supply V , The transistor element T5, the connection point S6, and the current up to the connection point S5, the B-phase phase winding, the connection point S3, the connection point S4, the diode D3, the fifth current toward the high voltage terminal side of the power source V A route is formed. Here, since the transistor element T5 is turned on, as a result, the connection point S6 and the connection point S5 are held in a high potential state, and a large potential difference is generated between the connection point S7 and the connection point S5.
[0039]
In this case, the regenerative current that flows in the C-phase phase winding from the connection point S7 toward the connection point S5 flows toward the high potential state at the connection point S5. It decays quickly. This is because when the regenerative current that flows in the C-phase winding flows toward the high potential state, the coil of the C-phase winding loses a large amount of energy. This is because the flowing regenerative current decays rapidly.
When performing the four-phase excitation after performing the five-phase excitation in this way, the transistor elements T1, T4, T7, T10 shown in FIG. 4 are turned on (transistor elements T2, T3, T5, T6, T8, and T9 are turned off) and the transistor element T5 shown in FIG. 6 is turned on (the other transistor elements T1 to T4 and T6 to T10 are turned off). The regenerative current that flows is rapidly attenuated to improve the interruption of the regenerative current, and the rise of the excitation current that flows in the B-phase winding based on the ON state of the transistor element T5 is accelerated. Here, since the regenerative current flowing through the phase winding of the B phase is at a high potential together with the connection points S5 and S3, the current decay rate with respect to time is low, and as a result, the rise of the excitation current is accelerated.
[0040]
Then, after the time QA at time Q2 in FIG. 2 has elapsed and the regenerative current flowing through the C-phase phase winding is sufficiently attenuated, the transistor elements T1, T4, T7, and T10 shown in FIG. T2, T3, T5, T6, T8, and T9 are in the OFF state) and DC chopper control that repeats all the transistor elements T1 to T10 shown in FIG. 5 in the OFF state is performed, and the A phase, B phase, D phase, Control is performed so that the rotor is rotated by a predetermined amount by appropriately applying an exciting current to the phase winding of the E phase.
Here, the current decay rate of the regenerative current flowing in the C-phase winding immediately after the transistor element T5 shown in FIG. 3 is switched from the OFF state to the ON state of the transistor element T5 shown in FIG. It is preferable in terms of control that the current attenuation rate of the current flowing in the phase B phase winding immediately after the transistor element T5 shown in FIG. 6 is switched from the OFF state to the transistor ON state shown in FIG. Similarly, the current decay rate of the current flowing in the C-phase winding immediately after the transistor element T5 shown in FIG. 3 is switched from the OFF state to the ON state of the transistor element T5 shown in FIG. 6 is shown in FIG. It is preferable that the rate of increase in current flowing through the B-phase winding immediately after the transistor element T5 is switched from the off state to the on state of the transistor element T5 shown in FIG.
[0041]
In the case of the 5-phase excitation shown in FIG. 3, the excitation current flows from the connection point S7 to the connection point S3 through the connection point S5 to the B-phase and C-phase windings. The current value of the exciting current of the wire is about half that of the exciting current flowing in the other phase windings of the A, D, and E phases. As a result, when the duty of the pulse width modulation method (PWM control method) is 0.5, the time until the current flowing through the C-phase winding becomes zero and the current flowing through the B-phase winding are The time for which the current value of the exciting current flowing in the phase windings of the other A, D, and E phases is equal is substantially the same. Therefore, it is desirable to set conditions such as the magnitude of the drive voltage so that the duty of the pulse width modulation method (PWM control method) is 0.5 or less.
Also, the smaller the DC chopper control duty is, or the smaller the current flowing through the phase winding is,AppliedThe larger the applied voltage or the smaller the inductance of the phase winding, the shorter the time for the regenerative current to become zero, so the holding time of the high current decay state can be shortened.
[0042]
As described above in detail, the A-phase to E-phase windings of the five-phase stepping motor M of the present embodiment are sequentially connected to form a pentagon connection, and the connection points of the A-phase to E-phase windings. Transistor elements T1 to T10 are connected to S1, S3, S5, S7, and S9, respectively, and the on / off state of the transistor elements T1 to T10 is controlled to be switched, thereby sequentially switching between four-phase excitation and five-phase excitation. In the
[0043]
Although the present invention has been described with respect to the above-described embodiments, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be easily made without departing from the spirit of the present invention. It can be guessed.
For example, in the present embodiment, the driving
[0044]
The reason why such control is performed is that the four-phase excitation and the five-phase excitation are performed according to whether the rotational speed of the rotor is increased to a high speed or a low speed according to a control command of the driving device of the 5-phase stepping motor M. This is because the driving time spent for the operation fluctuates and the driving time is not always constant. Therefore, even if the drive time spent for the four-phase excitation and the five-phase excitation varies, smooth switching control from the four-phase excitation to the five-phase excitation is completed at the stage when the time for maintaining the high potential state at the connection point S5 is completed. Can do.
In addition, the pulse width modulation method (PWM control method) is adopted as the drive control of the five-phase stepping motor. However, if a half-step drive is adopted using a pentagon-connected five-phase stepping motor, other than this It is of course possible to apply control. Further, when switching from 5-phase excitation to 4-phase excitation as the current decay rate increasing means, a mode is adopted in which the DC chopper control performed on the newly turned on transistor is stopped and held at the high potential state. In addition, for example, a regenerative current flowing in a phase winding connected to a transistor that is newly turned on may be dropped to the negative potential side or may be passed through a resistor by using switching means.
[0045]
Moreover, you may employ | adopt the following aspects as control of a current decay rate raising means.
For example, by configuring the constant
In this case, the
[0046]
In addition, a current sensor (not shown) for detecting the current flowing in each phase winding of the A phase, B phase, C phase, D phase, and E phase is provided as detection means, When switching to the four-phase excitation, a regenerative current flowing in a phase winding (for example, a C-phase phase winding) connected to the transistor elements T1 to T10 that are newly turned on is detected. Then, when the current sensor detects the timing when the regenerative current becomes zero, the
[0047]
【The invention's effect】
As described above, according to the invention described in
[0048]
Also,PreviousThe switching means is configured to perform direct current chopper control that repeats an on state and an off state, and the current decay rate increasing means is newly turned on when switching from the five-phase excitation to the four-phase excitation. Since there is a holding means for stopping the DC chopper control performed on the switching means that has become and maintaining a high current decay state, the regenerative current that flows in the phase winding flows in a state with a high potential difference, so that the phase winding The regenerative current flowing through the wire is quickly attenuated and serves as a means for increasing the current attenuation rate. Accordingly, the regenerative current flowing through the phase windings is prevented from adversely affecting the rotation of the rotor, and the rotational accuracy of the rotor with the load connected is made as uniform as possible.
[0049]
Also, KeepSince the holding means holds the high current decay state only for a predetermined time, the function as the current decay rate increasing means can be terminated when the predetermined time has elapsed. Thereby, the regenerative current is attenuated within a predetermined time, and the rotation accuracy of the rotor can be improved when switching from the five-phase excitation to the four-phase excitation.
[0050]
Also,PreviousThe smaller the DC chopper control duty is, or the smaller the current flowing through the phase winding is,AppliedThe higher the applied voltage or the smaller the inductance of the phase winding, the shorter the holding time of the high current decay state, and the smooth switching control from five-phase excitation to four-phase excitation is possible. Can do.
[0051]
Claims2According to the invention described in (4), the measuring means for measuring the time of the off state of the DC chopper control is provided, and the high current attenuation state is maintained based on the measurement value of the measuring means, so the duty of the DC chopper control is When it fluctuates, the DC chopper control OFF state time is adjusted based on the measured value, and when the regenerative current is attenuated, the high current attenuation state can be terminated.
[0052]
Further claims3According to the present invention, when switching from the five-phase excitation to the four-phase excitation, the detection means for detecting the regenerative current flowing in the phase winding connected to the switching means that is newly turned on is provided. Since the high current attenuation state is maintained based on the detected value of the means, the high current attenuation state can be maintained until the detected regenerative current becomes substantially zero, for example.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an overall outline of a drive device for a five-phase stepping motor according to this embodiment.
FIG. 2 is a timing chart showing half-step control for sequentially switching between four-phase excitation and five-phase excitation for a five-phase stepping motor.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a five-phase stepping motor and a motor drive circuit, and shows a current flow in a five-phase excitation state.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a current flow in a four-phase excitation state.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a current flow when all transistor elements are turned off from a four-phase excitation state;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a current flow when a part of the transistor elements are turned on and the remaining transistor elements are turned off from the four-phase excitation state.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a current flow in the next five-phase excitation state.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing the feeding of the rotor of this five-phase stepping motor.
[Explanation of symbols]
M 5-phase stepping motor
1 5-phase stepping motor drive device
2 Motor drive circuit
3 Excitation phase counter
4 Excitation phase decoder
5 Excitation control logic
6 Output control logic
7 Current detector
8 Constant current controller
9 Set time counter
10 CPU
QA stop time
T1 to T10 transistor elements
D1-D10 diode
CLK clock signal
DIR direction signal
SR phase count signal
RS excitation phase signal
ST switching signal
SD designation signal
DS drive signal
Claims (3)
前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になる前記スイッチング手段と繋がる相巻線に流れる回生電流を速く減衰させるための電流減衰率上昇手段を設け、
前記スイッチング手段は、オン状態とオフ状態とを繰り返す直流チョッパー制御が行われるように構成され、
前記電流減衰率上昇手段は、前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になったスイッチング手段に対して行う直流チョッパー制御を停止して、高電流減衰状態を所定時間のみ保持する保持手段を有し、
前記直流チョッパー制御のデューティが小さい程、または、前記相巻線に流れる電流が小さい程、または、前記相巻線に印加される電圧が大きい程、または、前記相巻線のインダクタンスが小さい程、前記保持手段による前記高電流減衰状態の保持時間を短くすることを特徴とする5相ステッピングモータの駆動装置。 By connecting the respective phase windings of the five-phase stepping motor in order to form a Pentagon connection, switching means is connected to the connection points of these respective phase windings, and switching control of the on / off state of the switching means is performed. In the drive device for a 5-phase stepping motor that enables half-step control for sequentially switching between phase excitation and 5-phase excitation,
When switching from the five-phase excitation to the four-phase excitation, a current attenuation rate increasing means is provided for quickly attenuating the regenerative current flowing in the phase winding connected to the switching means that is newly turned on ,
The switching means is configured to perform direct current chopper control that repeats an on state and an off state,
When the current decay rate increasing means switches from the five-phase excitation to the four-phase excitation, the current decay rate increasing means stops the direct current chopper control for the switching means that is newly turned on, and sets the high current decay state for a predetermined time. Having only holding means,
The smaller the duty of the DC chopper control, the smaller the current flowing through the phase winding, the greater the voltage applied to the phase winding, or the smaller the inductance of the phase winding, 5. A driving device for a five-phase stepping motor, wherein a holding time of the high current decay state by the holding means is shortened.
前記直流チョッパー制御のオフ状態の時間を計測する計測手段を設け、この計測手段の計測値に基づいて、前記高電流減衰状態を保持することを特徴とする5相ステッピングモータの駆動装置。 5. A driving device for a five-phase stepping motor, characterized in that measuring means for measuring the time during which the DC chopper control is off is provided, and the high current decay state is maintained based on the measurement value of the measuring means.
前記5相励磁から前記4相励磁へ切り替える際に、新たにオン状態になる前記スイッチング手段と繋がる相巻線に流れる回生電流を検出する検出手段を設け、この検出手段の検出値に基づいて、前記高電流減衰状態を保持することを特徴とする5相ステッピングモータの駆動装置。 When switching from the five-phase excitation to the four-phase excitation, a detection means for detecting a regenerative current flowing in the phase winding connected to the switching means that is newly turned on is provided, and based on the detection value of the detection means, A driving device for a five-phase stepping motor, characterized in that the high current decay state is maintained.
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