JP2000166292A - Switched reluctance motor and its driving circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチ式リラクタ
ンスモータに関する。The present invention relates to a switch type reluctance motor.
【0002】[0002]
【従来の技術】スイッチ式リラクタンスモータは、ロー
タとステータの両者に突極を設けて、ステータの突極に
巻回された巻線に励磁電流を流すことによってステータ
の突極を励磁し、ステータの突極に生じる磁気吸引力に
よってロータの突極を引き寄せ回転力を発生し、励磁す
る巻線をスイッチにより順次切り替えることによってロ
ータを所定の速度で回転させるものである。2. Description of the Related Art In a switch type reluctance motor, salient poles are provided on both a rotor and a stator, and an exciting current is caused to flow through a winding wound around the salient poles of the stator to excite the salient poles of the stator. The salient poles of the rotor are attracted to the salient poles of the rotor to generate rotational force, and the windings to be excited are sequentially switched by a switch to rotate the rotor at a predetermined speed.
【0003】図11は3相のスイッチ式リラクタンスモ
ータの回転方法を説明する図である。図11の(a)に
示すようなロータ21とステータ20の位置関係でA相
の巻線を励磁すると、A相の近くにあるロータ21の突
極21aがA相の突極に引き寄せられ、ロータ21は反
時計方向に回転を開始する。次に、図11の(b)に示
すようにA相の突極とロータ突極21aとが完全に対向
した位置関係でB相の巻線を励磁すると、B相の近くに
ある別のロータ突極21bがB相の突極に引き寄せられ
てロータ21は反時計方向に回転する。FIG. 11 is a diagram for explaining a method of rotating a three-phase switch type reluctance motor. When the A-phase winding is excited in the positional relationship between the rotor 21 and the stator 20 as shown in FIG. 11A, the salient poles 21a of the rotor 21 near the A-phase are attracted to the A-phase salient poles, The rotor 21 starts rotating counterclockwise. Next, as shown in FIG. 11B, when the B-phase winding is excited in a positional relationship in which the A-phase salient pole and the rotor salient pole 21a are completely opposed, another rotor near the B-phase is excited. The salient pole 21b is attracted to the B-phase salient pole, and the rotor 21 rotates counterclockwise.
【0004】さらに、図11の(c)に示すようにB相
の突極とロータ突極21bとが完全に対向した位置関係
でC相の巻線を励磁すると、C相の近くにあるロータ突
極21aがC相の突極に引き寄せられてロータ21は反
時計方向に回転する。このように、スイッチにより励磁
する巻線を順次切り替えることによって所定の速度でロ
ータ21が回転する。Further, as shown in FIG. 11 (c), when the C-phase winding is excited in a positional relationship where the B-phase salient pole and the rotor salient pole 21b are completely opposed, the rotor near the C-phase is excited. The salient pole 21a is drawn to the C-phase salient pole, and the rotor 21 rotates counterclockwise. Thus, the rotor 21 rotates at a predetermined speed by sequentially switching the windings to be excited by the switch.
【0005】また、図11の(a)に示すロータ21と
ステータ20の位置関係でB相の巻線を励磁すると、ロ
ータ突極21aがB相の突極に引き寄せられてロータ2
1は時計方向に回転する。そして、図11の(c)に示
すロータ21とステータ20の位置関係でA相の巻線を
励磁し、図11の(b)に示すロータ21とステータ2
0の位置関係でC相の巻線を励磁すると、ロータ21は
時計方向に回転する。したがって、ステータ20の巻線
に流す励磁電流の向きに関係なく、ロータ21とステー
タ20の位置関係で、すなわちロータ21の電気角に応
じて通電する巻線の相を決定すればよい。When the B-phase winding is excited in the positional relationship between the rotor 21 and the stator 20 shown in FIG. 11A, the rotor salient poles 21a are drawn to the B-phase salient poles,
1 rotates clockwise. Then, the A-phase winding is excited according to the positional relationship between the rotor 21 and the stator 20 shown in FIG. 11C, and the rotor 21 and the stator 2 shown in FIG.
When the C-phase winding is excited with a positional relationship of 0, the rotor 21 rotates clockwise. Therefore, regardless of the direction of the exciting current flowing through the winding of the stator 20, the phase of the winding to be energized may be determined based on the positional relationship between the rotor 21 and the stator 20, that is, according to the electrical angle of the rotor 21.
【0006】図12はスイッチ式リラクタンスモータの
トルクを説明する図である。図12から分かるように、
ステータ突極20Aに対してロータ突極21aが対向を
開始する位置から突極20Aに巻回されたA相巻線に励
磁電流を流せばステータ20のA相の突極20Aはロー
タ突極21aを吸引し、ロータ21を図12の(a)に
おいて反時計方向に回転させるトルクを発生する。そし
て、図12の(b)に示すようにステータ20のA相の
突極20Aとロータ突極21aが完全に対向する位置ま
でA相の巻線に励磁電流を流せば反時計方向トルクを発
生する。FIG. 12 is a view for explaining the torque of the switch type reluctance motor. As can be seen from FIG.
If an exciting current is applied to the A-phase winding wound around the salient pole 20A from the position where the rotor salient pole 21a starts to face the stator salient pole 20A, the A-phase salient pole 20A of the stator 20 becomes the rotor salient pole 21a. To generate a torque for rotating the rotor 21 counterclockwise in FIG. Then, as shown in FIG. 12B, if an exciting current is applied to the A-phase winding until the A-phase salient pole 20A of the stator 20 and the rotor salient pole 21a completely oppose, a counterclockwise torque is generated. I do.
【0007】しかし、図12の(b)に示すロータ21
の位置よりさらにロータ21が反時計方向に回転した位
置にまでA相の巻線に励磁電流を流すと逆に時計方向へ
のトルクが発生する。このように、一般にステータ突極
とロータ突極が対向を開始する位置から完全に対向する
までの間に巻線に励磁電流を流せばロータ回転方向のト
ルクが発生する。すなわち、トルクは常に磁気抵抗を減
少させる方向に発生する。However, the rotor 21 shown in FIG.
When an exciting current is applied to the A-phase winding to a position where the rotor 21 is further rotated counterclockwise from the position (1), a clockwise torque is generated. As described above, generally, if an exciting current is applied to the winding between the position where the stator salient poles and the rotor salient poles start to be opposed to each other completely, torque in the rotor rotation direction is generated. That is, the torque is always generated in a direction to decrease the magnetic resistance.
【0008】そこで、図12の(a)に示すようにA相
のステータ突極20Aとロータ21の1つの突極がまっ
たく対向せず、ステータ突極20Aの巻線に励磁電流を
流してもロータ突極21aに全く回転力が生じない位置
を電気角0度とする。そして、図12の(b)に示すよ
うにステータ突極20Aとロータ突極21aが完全に対
向した位置を電気角180度とする。Therefore, as shown in FIG. 12A, even if an A-phase stator salient pole 20A and one salient pole of the rotor 21 do not face each other at all and an exciting current flows through the winding of the stator salient pole 20A. A position where no rotational force is generated at the rotor salient pole 21a is defined as an electrical angle of 0 degrees. Then, as shown in FIG. 12B, a position where the stator salient pole 20A and the rotor salient pole 21a completely face each other is defined as an electrical angle of 180 degrees.
【0009】図12の(a)において、ロータ突極21
aと反時計方向側に隣接するロータ突極21bがステー
タ突極20Aと全く対向しないロータ位置を電気角36
0度とする。このとき、電気角0度から180度の間に
通電すると反時計方向のトルクが発生し、電気角180
度から360度の間に通電すると時計方向のトルクが発
生する。In FIG. 12A, the rotor salient poles 21
The rotor position at which the rotor salient pole 21b adjacent to the rotor salient pole a in the counterclockwise direction does not face the stator salient pole 20A at all is an electrical angle
0 degrees. At this time, if a current is applied between the electrical angle of 0 degrees and 180 degrees, a counterclockwise torque is generated, and the electrical angle of 180 degrees
When power is supplied between 360 degrees and 360 degrees, a clockwise torque is generated.
【0010】[0010]
【発明が解決しようとする課題】図13は励磁開始角を
θ0、励磁終了角をθcとしたときの電流波形とステー
タとロータの間に働く吸引力の大きさを示したものであ
る。このように、スイッチ式リラクタンスモータでは、
ステータの相の励磁によりロータには回転力だけでなく
吸引力も発生する。この吸引力の大きさは励磁電流の大
きさに比例しており、さらにロータ突極の位置がステー
タ突極の位置に近いほど大きくなる。FIG. 13 shows the current waveform when the excitation start angle is θ 0 and the excitation end angle is θc, and the magnitude of the attraction force acting between the stator and the rotor. Thus, in the switch type reluctance motor,
The excitation of the stator phase generates not only a rotational force but also an attractive force on the rotor. The magnitude of the attraction force is proportional to the magnitude of the exciting current, and increases as the position of the rotor salient pole is closer to the position of the stator salient pole.
【0011】今、励磁終了角θcでの振る舞いに注目す
ると、励磁終了角θcで励磁が終了してから電気角θq
までの短い期間に励磁電流が急激に減少して0となるの
で吸引力の急激な減少が見られ、これによりモータの中
心方向に引き付けられていたステータに放射方向に開放
される加速度が発生し、ステータに振動が起こる。これ
がモータの振動音となり問題となっている。Attention is now paid to the behavior at the excitation end angle θc, and the electrical angle θq after the excitation is completed at the excitation end angle θc.
In a short period of time, the exciting current suddenly decreases to 0, and a sharp decrease in the attraction force is observed. As a result, the radially opened acceleration is generated in the stator that has been attracted toward the center of the motor. Then, vibration occurs in the stator. This is a problem due to the vibration noise of the motor.
【0012】また、モータの運転状況が低速で大負荷で
あった場合、図14に示すように励磁電流が大きくな
り、モータの磁気経路において磁束の飽和現象が起こ
る。これは特にステータ突極とロータ突極とが完全に対
向する角度θcに近づくにつれて顕著に現れることが知
られている。このような条件では図14に示すように、
励磁終了角θcで励磁電流が一旦急激に上昇してから急
減に励磁電流が0となる。この場合、励磁終了角θcで
の吸引力の減少の度合いがさらに顕著になり、振動も大
きくなる。また、大きな励磁電流も流れるので消費電力
の効率の面でも不利である。Further, when the motor is running at a low speed and a large load, the exciting current increases as shown in FIG. 14 and a magnetic flux saturation phenomenon occurs in the magnetic path of the motor. It is known that this appears particularly remarkably as the stator salient pole and the rotor salient pole approach the angle θc at which they completely oppose each other. Under such conditions, as shown in FIG.
The exciting current once rises sharply at the exciting end angle θc and then suddenly drops to zero. In this case, the degree of decrease in the attractive force at the excitation end angle θc becomes more remarkable, and the vibration also increases. Also, a large exciting current flows, which is disadvantageous in terms of power consumption efficiency.
【0013】また、図15は図12に示すスイッチ式リ
ラクタンスモータにおいて各相の巻線に供給される励磁
電流とそれによってロータに発生するトルクの関係を示
す波形図である。上述のように励磁終了角θcで励磁電
流が供給されていた相の励磁電流が急激に減少し、別の
相では励磁が開始されて励磁電流が上昇してくる。例え
ば、点線99で示す励磁終了角θcでは、A相の励磁が
終了するためにA相の励磁電流が急激に減少するととも
に、B相の励磁が開始されて励磁電流が上昇を開始す
る。FIG. 15 is a waveform diagram showing the relationship between the exciting current supplied to the windings of each phase and the torque generated in the rotor by the switching type reluctance motor shown in FIG. As described above, the excitation current of the phase to which the excitation current was supplied at the excitation end angle θc sharply decreases, and in another phase, the excitation starts and the excitation current increases. For example, at the excitation end angle θc indicated by the dotted line 99, the excitation of the A-phase is suddenly reduced because the excitation of the A-phase is ended, and the excitation current of the B-phase is started and the excitation current starts to increase.
【0014】このとき、A相とB相の励磁電流によって
発生するトルクは図15の(b)に示すように励磁終了
角θcの直後から急激に小さくなり、その後、一定の底
値をとった後にB相の励磁電流が安定するに従って回復
するようになる。このように、励磁終了角θcごとに発
生トルクの大きな減少が見られる。このため、トルク変
動特有の異音等の問題が生じる。At this time, the torque generated by the A-phase and B-phase excitation currents decreases sharply immediately after the excitation end angle θc, as shown in FIG. It recovers as the B-phase exciting current becomes stable. Thus, a large decrease in the generated torque is seen for each excitation end angle θc. For this reason, a problem such as abnormal noise peculiar to torque fluctuation occurs.
【0015】このように、従来のスイッチ式リラクタン
スモータでは、種々の原因によって振動や騒音が発生す
るという問題があった。As described above, the conventional switch type reluctance motor has a problem that vibration and noise are generated due to various causes.
【0016】本発明はこのような問題を解決するもので
あり、振動や騒音を抑制したスイッチ式リラクタンスモ
ータを提供することを目的とする。また、大負荷、低速
時でも電力の効率がよいスイッチ式リラクタンスモータ
を提供することも目的とする。An object of the present invention is to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a switch type reluctance motor in which vibration and noise are suppressed. It is another object of the present invention to provide a switch type reluctance motor having high power efficiency even at a large load and a low speed.
【0017】[0017]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項1では、突極を有するロータと、巻
線が巻回された複数の突極を有するステータと、前記巻
線に励磁電流を与える励磁回路とを備え、前記励磁電流
を与える相を一定の順序で切り替えることによって前記
ロータが回転するスイッチ式リラクタンスモータを駆動
する回路において、前記励磁電流の切り替え時に前記励
磁電流が流れていた相の巻線の前記励磁電流を緩やかに
減少させている。In order to achieve the above object, according to the present invention, a rotor having salient poles, a stator having a plurality of salient poles having windings wound thereon, and An exciting circuit for applying an exciting current to the wire, and a circuit for driving a switch-type reluctance motor in which the rotor rotates by switching the phase for applying the exciting current in a predetermined order, wherein the exciting current is switched when the exciting current is switched. The excitation current of the winding of the phase through which the current has flowed is gradually reduced.
【0018】このような構成によると、スイッチ式リラ
クタンスモータの駆動回路は励磁電流の切り替え時に巻
線に流れる励磁電流を緩やかに減少させて励磁電流の切
り替えを行う。これによって励磁電流の切り替え時にス
テータがロータを吸引する力の開放が緩やかになるので
ステータの振動が低減される。According to such a configuration, the drive circuit of the switch type reluctance motor switches the exciting current by gradually reducing the exciting current flowing through the winding when the exciting current is switched. As a result, when the exciting current is switched, the release of the force by which the stator attracts the rotor becomes gentle, so that the vibration of the stator is reduced.
【0019】また、本発明の請求項2では、請求項1に
おいて、前記励磁電流はPWM(Pulse Width Modulati
on)信号に応じて前記巻線に前記励磁電流を与えるとと
もに、前記励磁電流の切り替え時にPWMのデューティ
比を徐々に小さくすることによって前記励磁電流を緩や
かに減少させている。According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the exciting current is a PWM (Pulse Width Modulati).
on) The excitation current is applied to the winding in response to the signal, and the excitation current is gradually reduced by gradually reducing the duty ratio of PWM when the excitation current is switched.
【0020】このような構成によると、励磁回路はPW
M信号に応じて巻線に励磁電流を供給する。励磁電流の
切り替え時にはPWMのデューティ比を徐々に小さくす
ることによって巻線に供給する励磁電流を緩やかに減少
させる。According to such a configuration, the excitation circuit has a PW
An exciting current is supplied to the winding according to the M signal. When the exciting current is switched, the exciting current supplied to the winding is gradually reduced by gradually reducing the duty ratio of the PWM.
【0021】また、本発明の請求項3では、請求項1に
おいて、前記励磁電流を検出して前記励磁電流を前記ロ
ータの位置に応じて定められた電流指令値に一致させる
とともに、前記励磁電流の切り替え時には前記電流指令
値を徐々に小さくしている。According to a third aspect of the present invention, in the first aspect, the exciting current is detected to match the exciting current with a current command value determined according to the position of the rotor. When switching, the current command value is gradually reduced.
【0022】このような構成によると、励磁回路は電流
検出器によって励磁電流を検出しているので電流指令値
に応じた励磁電流を前記巻線に与えることができる。そ
して、励磁電流の切り替え時には電流指令値によって励
磁電流を緩やかに減少させる。According to such a configuration, since the exciting circuit detects the exciting current by the current detector, the exciting current according to the current command value can be supplied to the winding. Then, at the time of switching the exciting current, the exciting current is gradually reduced by the current command value.
【0023】また、本発明の請求項4では、請求項2に
おいて、前記ロータの電気角が次の相の励磁開始角(励
磁切り替え角)に達する前から前記デューティ比を徐々
に小さくしている。According to a fourth aspect of the present invention, in the second aspect, the duty ratio is gradually reduced before the electrical angle of the rotor reaches the excitation start angle (excitation switching angle) of the next phase. .
【0024】大負荷、低速条件で運転を行う場合には励
磁切り替え角付近において磁束の飽和現象により励磁電
流が急激に増大するという現象が起こりやすいが、請求
項4の構成によりスイッチ式リラクタンスモータは励磁
切り替え角以前から徐々にデューティ比を小さくするこ
とによって励磁電流の異常な跳ね上がりを抑える。When the operation is performed under a large load and a low speed condition, a phenomenon that the exciting current rapidly increases due to the saturation phenomenon of the magnetic flux near the excitation switching angle easily occurs. An abnormal jump of the excitation current is suppressed by gradually reducing the duty ratio before the excitation switching angle.
【0025】また、本発明の請求項5では、突極を有す
るロータと、巻線が巻回された複数の突極を有するステ
ータと、前記巻線に励磁電流を与える励磁回路とを備
え、前記励磁電流を与える相を一定の順序で切り替える
ことによって前記ロータが回転するスイッチ式リラクタ
ンスモータにおいて、前記励磁回路は励磁電流の切り替
え時に少なくとも2つの相の巻線に同時に励磁電流を与
える。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a rotor having salient poles, a stator having a plurality of salient poles wound with windings, and an exciting circuit for applying an exciting current to the windings. In a switch-type reluctance motor in which the rotor rotates by switching the phase to which the exciting current is applied in a predetermined order, the exciting circuit simultaneously applies the exciting current to the windings of at least two phases when the exciting current is switched.
【0026】このような構成によると、スイッチ式リラ
クタンスモータの駆動回路は励磁電流の切り替え時に励
磁電流が流れていた相で励磁終了にともなって急激に小
さくなるトルクを同時に別の相の巻線に励磁電流を流す
ことによって補っているので、全体としてトルクの変動
が削減される。According to such a configuration, the drive circuit of the switch-type reluctance motor simultaneously applies the torque that suddenly decreases with the end of the excitation in the phase in which the excitation current is flowing when the excitation current is switched to the winding of another phase. Since the excitation current is compensated by flowing the excitation current, the fluctuation of the torque is reduced as a whole.
【0027】また、本発明の請求項6では、突極を有す
るロータと、巻線が巻回された相数が奇数で前記相数の
2倍の数の突極を有するステータと、前記巻線に励磁電
流を与える励磁回路とを備え、前記励磁電流を与える相
を一定の順序で切り替えることによって前記ロータが回
転するスイッチ式リラクタンスモータにおいて、前記ス
テータの隣接する巻線の巻回の方向は互いに逆方向とな
っている。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a rotor having salient poles, a stator having an odd number of phases around which windings are wound and having twice the number of phases, and An exciting circuit that applies an exciting current to the wire, and in a switch-type reluctance motor in which the rotor rotates by switching the phase that applies the exciting current in a fixed order, the winding direction of adjacent windings of the stator is The directions are opposite to each other.
【0028】このような構成によると、スイッチ式リラ
クタンスモータの相数が奇数でステータ突極の数がその
相数の2倍となっているときに、ステータの巻線の巻回
の方向は隣接する巻線の巻回の方向と互いに逆方向とな
っているので、どの巻線も隣接する突極に巻回された巻
線との電磁気的な関係が同じとなる。そのため、互いの
相間の相互作用が等しくなる。これによって相によって
生ずるトルクの変動を低減することができる。According to such a configuration, when the number of phases of the switch type reluctance motor is odd and the number of stator salient poles is twice the number of phases, the winding directions of the stator windings are adjacent. Since the winding directions of the windings are opposite to each other, each winding has the same electromagnetic relationship with the winding wound on the adjacent salient pole. Therefore, the interaction between the phases becomes equal. As a result, torque fluctuations caused by the phases can be reduced.
【0029】[0029]
【発明の実施の形態】<第1の実施形態>以下、本発明
の実施形態について詳細に説明する。図1は第1の実施
形態のスイッチ式リラクタンスモータとそのスイッチ式
リラクタンスモータを駆動する回路の回路図である。第
1の実施形態はスイッチ式リラクタンスモータの制御方
式として最も代表的な3相のシングルパルス運転を行う
ものである。シングルパルス運転は後述のようにPWM
信号に応じてスイッチ式リラクタンスモータの巻線の両
端に印加する電圧を制御する方式である。また、ロータ
とステータの機械的な構造は図11と図12に示すもの
と同一である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS <First Embodiment> Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail. FIG. 1 is a circuit diagram of a switch type reluctance motor and a circuit for driving the switch type reluctance motor according to the first embodiment. In the first embodiment, a three-phase single pulse operation, which is the most typical control method for a switch type reluctance motor, is performed. Single pulse operation is PWM as described later.
This is a method of controlling a voltage applied to both ends of a winding of a switch type reluctance motor according to a signal. The mechanical structures of the rotor and the stator are the same as those shown in FIGS.
【0030】図1において、入力端子1には正の直流電
源が入力される。入力端子2にはグランドレベルGND
が入力される。コンデンサ3は一方の極が入力端子1に
接続され、他方の極が入力端子2に接続されている。第
1相の励磁回路4、第2相の励磁回路5と第3相の励磁
回路6はコンデンサ3によって平滑された直流電圧+V
を受けて動作する。In FIG. 1, a positive DC power supply is input to an input terminal 1. The input terminal 2 has a ground level GND
Is entered. The capacitor 3 has one pole connected to the input terminal 1 and the other pole connected to the input terminal 2. The first-phase excitation circuit 4, the second-phase excitation circuit 5, and the third-phase excitation circuit 6 have a DC voltage + V smoothed by the capacitor 3.
It operates in response to it.
【0031】第1相の励磁回路4では、NPN型のチョ
ッピングトランジスタ7はコレクタが入力端子1に接続
され、エミッタが第1相の巻線9の一方の端子32に接
続されている。トランジスタ7のベースにはハイレベル
かローレベルの信号が入力されてトランジスタ7はオン
/オフ制御される。In the first-phase excitation circuit 4, the NPN-type chopping transistor 7 has a collector connected to the input terminal 1 and an emitter connected to one terminal 32 of the first-phase winding 9. A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 7, and the transistor 7 is on / off controlled.
【0032】NPN型の整流トランジスタ8はコレクタ
が巻線9の他方の端子33に接続され、エミッタが入力
端子2に接続されている。トランジスタ8のベースには
ハイレベルかローレベルの信号が入力されてトランジス
タ8はオン/オフ制御される。整流ダイオード10はア
ノードが巻線9の端子33に接続され、カソードが入力
端子1に接続されている。チョッピングダイオード11
はアノードが入力端子2に接続され、カソードが巻線9
の端子32に接続されている。The NPN rectifier transistor 8 has a collector connected to the other terminal 33 of the winding 9 and an emitter connected to the input terminal 2. A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 8, and the transistor 8 is turned on / off. The rectifier diode 10 has an anode connected to the terminal 33 of the winding 9 and a cathode connected to the input terminal 1. Chopping diode 11
Has an anode connected to the input terminal 2 and a cathode connected to the winding 9
Terminal 32.
【0033】第2相の励磁回路5では、NPN型のチョ
ッピングトランジスタ12はコレクタが入力端子1に接
続され、エミッタが第2相の巻線14の一方の端子34
に接続されている。トランジスタ12のベースにはハイ
レベルがローレベルの信号が入力されてトランジスタ1
2はオン/オフ制御される。In the second phase excitation circuit 5, the NPN type chopping transistor 12 has a collector connected to the input terminal 1 and an emitter connected to one terminal 34 of the second phase winding 14.
It is connected to the. A high-level signal is input to the base of the transistor 12 and the transistor 1
2 is on / off controlled.
【0034】NPN型の整流トランジスタ13はコレク
タが巻線14の他方の端子35に接続され、エミッタが
入力端子2に接続されている。トランジスタ13のベー
スにはハイレベルかローレベルの信号が入力されてトラ
ンジスタ13はオン/オフ制御される。整流ダイオード
15はアノードが巻線14の端子35に接続され、カソ
ードが入力端子1に接続されている。チョッピングダイ
オード16はアノードが入力端子2に接続され、カソー
ドが巻線14の端子34に接続されている。The NPN rectifying transistor 13 has a collector connected to the other terminal 35 of the winding 14 and an emitter connected to the input terminal 2. A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 13, and the transistor 13 is on / off controlled. The rectifier diode 15 has an anode connected to the terminal 35 of the winding 14 and a cathode connected to the input terminal 1. The chopping diode 16 has an anode connected to the input terminal 2 and a cathode connected to the terminal 34 of the winding 14.
【0035】第3相の励磁回路6では、NPN型のチョ
ッピングトランジスタ17はコレクタが入力端子1に接
続され、エミッタが第3相の巻線19の一方の端子36
に接続されている。トランジスタ17のベースにはハイ
レベルかローレベルの信号が入力されてトランジスタ1
7はオン/オフ制御される。In the third phase excitation circuit 6, the NPN chopping transistor 17 has a collector connected to the input terminal 1 and an emitter connected to one terminal 36 of the third phase winding 19.
It is connected to the. A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 17 so that the transistor 1
7 is on / off controlled.
【0036】NPN型の整流トランジスタ18はコレク
タが巻線19の他方の端子37に接続され、エミッタが
入力端子2に接続されている。トランジスタ18のベー
スにはハイレベルかローレベルの信号が入力されてトラ
ンジスタ18はオン/オフ制御される。整流ダイオード
30はアノードが巻線19の端子37に接続され、カソ
ードが入力端子1に接続されている。チョッピングダイ
オード31はアノードが入力端子2に接続され、カソー
ドが巻線19の端子36に接続されている。このよう
に、励磁回路4、5、6は内部構成が一致している。The NPN rectifier transistor 18 has a collector connected to the other terminal 37 of the winding 19 and an emitter connected to the input terminal 2. A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 18 so that the transistor 18 is turned on / off. The rectifier diode 30 has an anode connected to the terminal 37 of the winding 19 and a cathode connected to the input terminal 1. The chopping diode 31 has an anode connected to the input terminal 2 and a cathode connected to the terminal 36 of the winding 19. As described above, the internal configurations of the excitation circuits 4, 5, and 6 match.
【0037】マイクロコンピュータ38は6個のトラン
ジスタ7、8、12、13、17、18をそれぞれオン
/オフ制御するため6ビットの信号を出力する。ドライ
バー回路39はマイクロコンピュータ38から出力され
る6ビットの信号をそれぞれ増幅器で増幅してトランジ
スタ7、8、12、13、17、18の各ベースに供給
する。マイクロコンピュータ38とドライバー回路39
はスイッチ式リラクタンスモータを駆動する回路であ
る。The microcomputer 38 outputs a 6-bit signal to turn on / off the six transistors 7, 8, 12, 13, 17, and 18, respectively. The driver circuit 39 amplifies the 6-bit signal output from the microcomputer 38 with an amplifier, and supplies the amplified signal to each base of the transistors 7, 8, 12, 13, 17, and 18. Microcomputer 38 and driver circuit 39
Is a circuit for driving a switch type reluctance motor.
【0038】励磁回路4、5、6の1つの相に着目する
と、電流経路の違いにより4つの電流導通モードが存在
する。図2はその4つの電流導通モードを示す図であ
る。図2では1つの相の励磁回路に着目しており、1つ
の相の励磁回路はチョッピングトランジスタQ1と巻線
Lと整流トランジスタQ2と整流ダイオードD1とチョ
ッピングダイオードD2とから構成されている。Focusing on one phase of the excitation circuits 4, 5, and 6, there are four current conduction modes due to differences in current paths. FIG. 2 shows the four current conduction modes. FIG. 2 focuses on a one-phase excitation circuit, and the one-phase excitation circuit includes a chopping transistor Q1, a winding L, a rectifying transistor Q2, a rectifying diode D1, and a chopping diode D2.
【0039】図2の(a)に示す第1の電流導通モード
では、トランジスタQ1とQ2が共にオンしている。こ
のとき、矢印40に示すように、電流が直流電圧+Vか
らトランジスタQ1、巻線L、トランジスタQ2を通っ
てグランドレベルGNDに流れる。図2の(b)に示す
第2の電流導通モードでは、トランジスタQ1がオフ、
トランジスタQ2がオンしている。このとき、矢印41
に示すように、巻線Lを流れる電流がトランジスタQ2
とダイオードD2を通って再び巻線Lに戻る。In the first current conduction mode shown in FIG. 2A, both the transistors Q1 and Q2 are on. At this time, as shown by an arrow 40, a current flows from the DC voltage + V to the ground level GND through the transistor Q1, the winding L, and the transistor Q2. In the second current conduction mode shown in FIG. 2B, the transistor Q1 is turned off,
The transistor Q2 is on. At this time, arrow 41
As shown in FIG.
And returns to the winding L again through the diode D2.
【0040】図2の(c)に示す第3の電流導通モード
では、トランジスタQ1、Q2が共にオフしている。こ
のとき、矢印42に示すように電流がグランドレベルG
NDからダイオードD2、巻線L、ダイオードD1を通
って直流電圧+Vに回生する。図2の(d)に示す第4
の電流導通モードでは、トランジスタQ1がオン、トラ
ンジスタQ2がオフしている。このとき、矢印43に示
すように、巻線Lに流れる電流はダイオードD1とトラ
ンジスタQ1を通って再び巻線Lに戻る。In the third current conduction mode shown in FIG. 2C, both the transistors Q1 and Q2 are off. At this time, as indicated by the arrow 42, the current is changed to the ground level G.
ND is regenerated to a DC voltage + V through the diode D2, the winding L, and the diode D1. The fourth part shown in FIG.
In the current conduction mode, the transistor Q1 is on and the transistor Q2 is off. At this time, as shown by the arrow 43, the current flowing through the winding L returns to the winding L again through the diode D1 and the transistor Q1.
【0041】ここで、従来のスイッチ式リラクタンスモ
ータのシングルパルス運転について説明する。図3は各
相の励磁回路(図2)によるPWM波形と供給電圧及び
励磁電流を示した波形図である。図3の(a)はチョッ
ピングトランジスタQ1(図2参照)のベースに入力さ
れる信号である。この信号がハイレベルであるときにト
ランジスタQ1はオンし、ローレベルであるときにトラ
ンジスタQ1はオフする。Here, the single pulse operation of the conventional switch type reluctance motor will be described. FIG. 3 is a waveform diagram showing a PWM waveform, a supply voltage, and an excitation current by the excitation circuit of each phase (FIG. 2). FIG. 3A shows a signal input to the base of the chopping transistor Q1 (see FIG. 2). When this signal is at a high level, the transistor Q1 is turned on, and when it is at a low level, the transistor Q1 is turned off.
【0042】図3の(b)は整流トランジスタQ2(図
2参照)のベースに入力される信号である。この信号が
ハイレベルであるときにトランジスタQ2はオンし、ロ
ーレベルであるときにトランジスタQ2はオフする。図
3の(c)はトランジスタQ1、Q2のオン/オフによ
って巻線L(図2参照)の両端に疑似的に与えられる供
給電圧である。図3の(d)は巻線Lに流れる励磁電流
である。FIG. 3B shows a signal input to the base of the rectifier transistor Q2 (see FIG. 2). When this signal is at a high level, the transistor Q2 turns on, and when it is at a low level, the transistor Q2 turns off. FIG. 3C shows a supply voltage which is artificially applied to both ends of the winding L (see FIG. 2) by turning on / off the transistors Q1 and Q2. FIG. 3D shows an exciting current flowing through the winding L.
【0043】ロータの位置が励磁開始角θ0から励磁切
り替え角θcまでは(a)に示す信号によってトランジ
スタQ1を適当な一定のパルス幅のPWM信号でチョッ
ピングし、(b)に示す信号をハイレベルとする。これ
により、トランジスタQ1は一定の周期でオンとオフを
繰り返し、トランジスタQ2はオンとなる。したがっ
て、この期間では図2の(a)に示す第1の電流導通モ
ードと図2の(b)に示す第2の電流導通モードが切り
替えられ、巻線Lには適当な一定の電圧Vsが印加され
る。巻線Lに流れる励磁電流は励磁開始角θ0より増加
し始め、一定の電流値で安定するようになる。When the position of the rotor is between the excitation start angle θ 0 and the excitation switching angle θc, the transistor Q 1 is chopped with a PWM signal having an appropriate constant pulse width by the signal shown in FIG. Level. Thus, the transistor Q1 is repeatedly turned on and off at a constant cycle, and the transistor Q2 is turned on. Therefore, in this period, the first current conduction mode shown in FIG. 2A and the second current conduction mode shown in FIG. 2B are switched, and an appropriate constant voltage Vs is applied to the winding L. Applied. The exciting current flowing through the winding L starts to increase from the exciting start angle θ 0 and becomes stable at a constant current value.
【0044】励磁切り替え角θc以降は図3の(a)に
示す信号と(b)に示す信号はともにローレベルとな
り、トランジスタQ1、Q2は共にオフされる。これに
より、図2の(c)に示す第3の電流導通モードとなり
励磁電流が直流電圧+Vに回生する。これにより、図3
の(d)に示すように巻線Lに流れる電流が急速に減衰
してロータ位置が電気角Qqとなると0となる。また、
電気角θcからθqまでの期間は図3の(c)に示すよ
うに供給電圧は負となる。After the excitation switching angle θc, both the signal shown in FIG. 3A and the signal shown in FIG. 3B become low level, and both the transistors Q1 and Q2 are turned off. As a result, a third current conduction mode shown in FIG. 2C is established, and the exciting current is regenerated to the DC voltage + V. As a result, FIG.
As shown in (d), when the current flowing through the winding L rapidly attenuates and the rotor position reaches the electrical angle Qq, it becomes zero. Also,
During the period from the electric angle θc to θq, the supply voltage is negative as shown in FIG.
【0045】これに対して、本発明の第1の実施形態で
は図4に示すように動作させている。図4の(a)はチ
ョッピングトランジスタQ1(図2参照)のベースに入
力される信号である。この信号がハイレベルであるとき
にトランジスタQ1はオンし、ローレベルであるときに
トランジスタQ1はオフする。図4の(b)は整流トラ
ンジスタQ2(図2参照)のベースに入力される信号で
ある。この信号がハイレベルであるときにトランジスタ
Q2がオンし、ローレベルであるときにトランジスタQ
2がオフする。図4の(c)はトランジスタQ1、Q2
のオン/オフによって巻線L(図2参照)の両端に疑似
的に与えられる供給電圧である。図4の(d)は巻線L
に流れる励磁電流である。On the other hand, the first embodiment of the present invention operates as shown in FIG. FIG. 4A shows a signal input to the base of the chopping transistor Q1 (see FIG. 2). When this signal is at a high level, the transistor Q1 is turned on, and when it is at a low level, the transistor Q1 is turned off. FIG. 4B shows a signal input to the base of the rectifier transistor Q2 (see FIG. 2). When this signal is at a high level, the transistor Q2 is turned on. When the signal is at a low level, the transistor Q2 is turned on.
2 turns off. FIG. 4C shows transistors Q1 and Q2.
Of the winding L (see FIG. 2) by ON / OFF of the power supply. FIG. 4D shows the winding L
This is the exciting current flowing through.
【0046】ロータの位置が励磁開始角θ0から励磁切
り替え角θcまでの期間は図3に示す従来のスイッチ式
リラクタンスモータと動作は同一であるので説明を省略
する。本実施形態では励磁切り替え角θc以降、図3に
示すようにすぐさまトランジスタQ1、Q2を共にオフ
して第3の電流導通モードにするのでなく、期間50で
の図4の(a)と(b)に示す波形のように、(b)に
示す信号をハイレベルとしてトランジスタQ2をオンし
たまま、ロータの電気角を検出する手段(図示せず)に
よって検出される角度検出信号の単位角度毎に図4の
(a)に示す信号のパルス幅のデューティ比を徐々に小
さくする。これにより、図4の(c)に示すように供給
電圧は連続的に低下して負の値となり、図4の(d)に
示すように巻線Lに流れる電流は緩やかに減少する。The operation of the rotor during the period from the excitation start angle θ 0 to the excitation switching angle θc is the same as that of the conventional switch type reluctance motor shown in FIG. In the present embodiment, after the excitation switching angle θc, both the transistors Q1 and Q2 are not immediately turned off to enter the third current conduction mode as shown in FIG. ), The signal shown in (b) is set to the high level and the transistor Q2 is kept on, and the unit of the angle detection signal detected by the means for detecting the electrical angle of the rotor (not shown) is performed for each unit angle. The duty ratio of the pulse width of the signal shown in FIG. As a result, the supply voltage continuously decreases to a negative value as shown in FIG. 4 (c), and the current flowing through the winding L gradually decreases as shown in FIG. 4 (d).
【0047】そして、図4の(a)に示す信号のパルス
幅が0となってから、期間51での波形のように図4の
(b)に示す信号をローレベルとし、図4の(a)に示
す信号のパルス幅をデューティ比100%から徐々に小
さくしていく制御を行う。これにより、トランジスタQ
1はオンとオフを繰り返しながら、しだいにオンされる
期間が短くなり、一方、トランジスタQ2はオフとな
る。したがって、第4の電流導通モードと第3の電流導
通モードが切り替え制御される。Then, after the pulse width of the signal shown in FIG. 4A becomes 0, the signal shown in FIG. Control is performed to gradually reduce the pulse width of the signal shown in a) from the duty ratio of 100%. Thereby, the transistor Q
1 repeatedly turns on and off, so that the period during which it is turned on gradually becomes shorter, while the transistor Q2 turns off. Therefore, the switching between the fourth current conduction mode and the third current conduction mode is controlled.
【0048】期間51では第4の電流導通モードと第3
の電流導通モードとが切り替えられるので、電流変化が
滑らかにかつ速やかに減衰されるようになる。これによ
り、電流が回転方向とは逆のトルクが発生する領域まで
励磁電流が多く残ってしまう現象が避けられる。期間5
1では図2の(d)に示す第4の電流導通モードを利用
することにより供給電圧の負の領域にまで制御できるよ
うになる。そして、トランジスタQ1、Q2は共にオフ
し、ロータ位置が電気角θqとなったときに励磁電流は
0となり、このとき同時に供給電圧も0となる。In the period 51, the fourth current conduction mode and the third
Is switched, the current change is smoothly and quickly attenuated. Thus, a phenomenon in which a large amount of the exciting current remains in a region where the current generates a torque opposite to the rotation direction can be avoided. Period 5
In No. 1, the use of the fourth current conduction mode shown in FIG. 2D makes it possible to control the supply voltage to a negative region. Then, the transistors Q1 and Q2 are both turned off, and when the rotor position reaches the electrical angle θq, the exciting current becomes 0, and at this time, the supply voltage also becomes 0.
【0049】このように本実施形態では各相で図4に示
すようなシングルパルス運転を行っているので励磁切り
替え角θc付近で励磁電流の減少が緩やかとなり、ステ
ータがロータを吸引する力の急激な開放が軽減される。
そのため、モータの振動が小さくなり、振動音が小さく
なる。なお、実施形態では3相のスイッチ式リラクタン
スモータであったが、本発明は相数を特に3相に制限す
るものではない。As described above, in this embodiment, the single-pulse operation as shown in FIG. 4 is performed in each phase, so that the excitation current gradually decreases near the excitation switching angle θc, and the force by which the stator attracts the rotor sharply. Openness is reduced.
Therefore, vibration of the motor is reduced, and vibration noise is reduced. In the embodiment, a three-phase switch-type reluctance motor is used. However, the present invention does not particularly limit the number of phases to three phases.
【0050】<第2の実施形態>次に、本発明の第2の
実施形態について説明する。上記第1の実施形態で説明
したシングルパルス運転では大負荷で低速条件である場
合、図4に示すように励磁開始角θ0から励磁切り替え
角θcまでを一定のパルス幅でチョッピングを行うと、
図14に示すように励磁電流が励磁切り替え角θc付近
で急激に大きくなり、振動が大きくなるという問題や消
費電力が大きくなるという問題がある。<Second Embodiment> Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the single pulse operation described in the first embodiment, in the case of a large load and a low speed condition, when chopping is performed with a constant pulse width from the excitation start angle θ 0 to the excitation switching angle θc as shown in FIG.
As shown in FIG. 14, there is a problem that the exciting current rapidly increases near the exciting switching angle θc, resulting in an increase in vibration and an increase in power consumption.
【0051】そこで、第2の実施形態では、大負荷で低
速条件で運転を行うときには、励磁切り替え角θcに達
する前からステータとロータが対向する角度に近づくに
つれて単位角度当たり徐々にパルス幅を狭めていき、巻
線間の供給電圧を下げていく制御を上記第1の実施形態
にさらに持たせる。この様子を図5に示す。それ以外に
ついては上記第1の実施形態と同様であるので説明を省
略する。Therefore, in the second embodiment, when the operation is performed under a low load condition with a large load, the pulse width per unit angle is gradually narrowed as the stator and the rotor approach each other before reaching the excitation switching angle θc. The first embodiment further has a control for lowering the supply voltage between the windings. This is shown in FIG. The other parts are the same as in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
【0052】励磁開始角θ0から電気角θp(ただし、
θ0<θp<θc)までの期間55では(a)に示す信
号によってトランジスタQ1を適当な一定のパルス幅の
PWM信号でチョッピングし、(b)に示す信号をハイ
レベルとする。これにより、トランジスタQ2はオンと
なり、トランジスタQ1はベースに入力される信号の周
期でオンとオフを繰り返す。From the excitation start angle θ 0 to the electrical angle θp (however,
In a period 55 until θ 0 <θp <θc), the transistor Q1 is chopped with a PWM signal having an appropriate constant pulse width by the signal shown in (a), and the signal shown in (b) is set to a high level. As a result, the transistor Q2 is turned on, and the transistor Q1 is repeatedly turned on and off at the cycle of the signal input to the base.
【0053】したがって、この期間55では第1の電流
導通モードと第2の電流導通モードが繰り返される。こ
れにより、(c)に示すように供給電圧Vsは一定の電
圧Vsとなるが、大負荷かつ低速運転の条件では励磁電
流は(d)に示すように大きくなる。Therefore, in this period 55, the first current conduction mode and the second current conduction mode are repeated. As a result, the supply voltage Vs becomes a constant voltage Vs as shown in (c), but the excitation current increases as shown in (d) under the condition of large load and low-speed operation.
【0054】次に、ロータ位置が電気角θpから励磁切
り替え角θcまでの期間56は(b)に示す信号をハイ
レベルとしたまま、ロータの電気角を検出する手段(図
示せず)によって検出される角度検出信号の単位角度毎
に図5の(a)に示す信号のパルス幅のデューティ比を
徐々に小さくする。これにより、図5の(c)に示すよ
うに供給電圧は連続的に低下して負の値となり、(d)
に示すように励磁電流は緩やかに減少する。Next, during a period 56 in which the rotor position is between the electric angle θp and the excitation switching angle θc, the signal shown in FIG. For each unit angle of the detected angle detection signal, the duty ratio of the pulse width of the signal shown in FIG. As a result, the supply voltage continuously decreases to a negative value as shown in FIG.
As shown in (1), the exciting current gradually decreases.
【0055】次に、励磁切り替え角θcになると、期間
57での波形のように図5の(b)に示す信号をローレ
ベルとし、図5の(a)に示す信号のパルス幅をデュー
ティ比100%から徐々に小さくする制御を行う。これ
により、トランジスタQ1はオンとオフ繰り返しなが
ら、しだいにオンされる期間が短くなり、一方、トラン
ジスタQ2はオフとなる。これにより、期間57での図
5の(d)に示すように励磁電流は滑らかにかつ速やか
に減衰させられる。そして、ロータ位置が電気角θqと
なると、供給電圧と励磁電流は0となる。Next, when the excitation switching angle θc is reached, the signal shown in FIG. 5B is set to the low level as in the waveform in the period 57, and the pulse width of the signal shown in FIG. Control to gradually decrease from 100% is performed. As a result, while the transistor Q1 is repeatedly turned on and off, the period during which the transistor Q1 is gradually turned on becomes shorter, while the transistor Q2 is turned off. As a result, the exciting current is smoothly and rapidly attenuated as shown in FIG. When the rotor position reaches the electrical angle θq, the supply voltage and the excitation current become zero.
【0056】したがって、大負荷かつ低速運転時には図
14に示すように励磁切り替え角θcの付近で生ずる励
磁電流の異常な跳ね上がりが本実施形態では励磁電流を
減衰させる制御を行っているので抑制されることにな
る。これにより、励磁切り替え角θcで不必要に大きく
なった励磁電流を小さくすることができ、吸引力の急激
な開放現象にともなう振動加速度を抑えることができ
る。これにより、スイッチ式リラクタンスモータの騒音
が小さくなる。また、モータの消費電流も削減できるの
で効率が良くなる。Therefore, at the time of a heavy load and low speed operation, an abnormal jump of the exciting current generated near the excitation switching angle θc as shown in FIG. 14 is suppressed in the present embodiment because the control is performed to attenuate the exciting current. Will be. As a result, the exciting current that has become unnecessarily large at the exciting switching angle θc can be reduced, and the vibration acceleration due to the sudden release of the attractive force can be suppressed. Thereby, the noise of the switch type reluctance motor is reduced. Further, the current consumption of the motor can be reduced, so that the efficiency is improved.
【0057】<第3の実施形態>図6は第3の実施形態
のスイッチ式リラクタンスモータの動作を説明する波形
図である。従来のスイッチ式リラクタンスモータのシン
グルパルス運転では各相の切り替えを図15の(a)に
示すように行っていたので図15の(b)に示すように
発生トルクの変動が大きくなり、トルク変動に特有の異
音が生ずる等の問題が生じていた。<Third Embodiment> FIG. 6 is a waveform diagram illustrating the operation of a switch type reluctance motor according to a third embodiment. In the single-pulse operation of the conventional switch type reluctance motor, each phase is switched as shown in FIG. 15A, so that the generated torque fluctuates greatly as shown in FIG. However, there are problems such as the generation of abnormal noise peculiar to.
【0058】そこで、第3の実施形態ではシングルパル
ス運転において新たな相で励磁を開始する励磁切り替え
角θcからΔθの数度の間、励磁電流を供給していた相
のチョッピングパルス幅を変えないで励磁切り替え角θ
c以前と同じく励磁電流を保つようにする。その後、上
記第1の実施形態で説明した図4に示すPWM制御によ
って元の相の励磁電流を緩やかに減少させる。これによ
り、励磁の切り替え角θcの付近では、隣接する2つの
相が同時に励磁される。なお、励磁切り替え角θcはス
テータの突極とロータ突極が完全に対向する以前の位置
にある。Therefore, in the third embodiment, the chopping pulse width of the phase to which the exciting current is supplied is not changed for several degrees of Δθ from the excitation switching angle θc at which the excitation is started in a new phase in the single pulse operation. Excitation switching angle θ
c Keep the exciting current as before. Thereafter, the exciting current of the original phase is gradually reduced by the PWM control shown in FIG. 4 described in the first embodiment. Thus, in the vicinity of the excitation switching angle θc, two adjacent phases are excited at the same time. The excitation switching angle θc is at a position before the salient pole of the stator and the salient pole of the rotor completely oppose each other.
【0059】このように2相同時に励磁されたとき、図
6の(b)に示すように2相分の発生トルクは各々の相
で単独に励磁されたときに発生するトルクの和であるこ
とが知られていて、従来のスイッチ式リラクタンスモー
タで発生するトルク図15の(b)に比べて発生トルク
の変動が小さくなる。これにより、トルク変動にともな
う異音が小さくなり、騒音が低減される。As shown in FIG. 6B, when the two phases are simultaneously excited, the generated torque for the two phases is the sum of the torques generated when each phase is independently excited. Is known, and the torque generated by the conventional switch type reluctance motor has a smaller fluctuation in the generated torque as compared with FIG. Thus, abnormal noise due to torque fluctuation is reduced, and noise is reduced.
【0060】<第4の実施形態>次に、本発明の第4の
実施形態のスイッチ式リラクタンスモータについて説明
する。図7の(a)は本実施形態の3相6極ステータ8
0の励磁巻線の巻回の方向を示した図であり、図7の
(b)は本実施形態の比較例を示した図である。<Fourth Embodiment> Next, a switch type reluctance motor according to a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 7A shows a three-phase six-pole stator 8 of the present embodiment.
FIG. 7B is a diagram illustrating the direction of winding of the excitation winding of No. 0, and FIG. 7B is a diagram illustrating a comparative example of the present embodiment.
【0061】図7の(a)において、例えばA相の突極
60には励磁回路によって供給される励磁電流が矢印6
2、63に流れるように巻線が巻回されている。これに
より、突極60では励磁電流が流れるとロータに対向す
る側がN極となる。突極60に隣接するB相の突極64
では励磁電流が流れると励磁電流が矢印65、66に流
れるように巻線が巻回されている。これによって、突極
64ではロータに対向する側がS極となる。また、突極
60に隣接するもう1つのC相の突極67では励磁電流
が矢印68、69に流れるように巻線が巻回されてい
る。これによって、突極67ではロータに対向する側が
S極となる。In FIG. 7A, for example, the exciting current supplied by the exciting circuit
The winding is wound so as to flow to 2, 63. Thus, when the exciting current flows in the salient pole 60, the side facing the rotor becomes the N pole. B-phase salient pole 64 adjacent to salient pole 60
In this example, the winding is wound so that the exciting current flows to arrows 65 and 66 when the exciting current flows. Thus, the side of the salient pole 64 facing the rotor becomes the S pole. In the other C-phase salient pole 67 adjacent to the salient pole 60, a winding is wound so that an exciting current flows in arrows 68 and 69. As a result, the side of the salient pole 67 facing the rotor becomes the S pole.
【0062】このように、矢印63に示す突極60の突
極64に近い側の巻線方向と、矢印65に示す突極64
の突極60に近い側の巻線方向とが同一となっている。
また、矢印62に示す突極60の突極67に近い側の巻
線方向と、矢印69に示す突極67の突極60に近い側
の巻線方向が同一となっている。このような関係はすべ
ての突極について成り立っており、ステータの隣接する
巻線の巻回の方向は互いに逆方向となっている。As described above, the winding direction of the salient pole 60 closer to the salient pole 64 shown by the arrow 63 and the salient pole 64 shown by the arrow 65
The winding direction on the side closer to the salient pole 60 is the same.
Further, the winding direction of the salient pole 60 closer to the salient pole 67 as indicated by the arrow 62 is the same as the winding direction of the salient pole 67 closer to the salient pole 60 as indicated by the arrow 69. Such a relationship holds for all salient poles, and the winding directions of adjacent windings of the stator are opposite to each other.
【0063】本実施形態のスイッチ式リラクタンスモー
タが例えば上記第3の実施形態のように2相同時に励磁
された場合、励磁電流は隣接する相互インダクタンスの
影響を受けることが確認されている。図7の(a)に示
すような関係で巻線が巻回されていれば、A相とB相が
同時に励磁されたときにA相の励磁電流に加わる影響
と、A相とC相が同時に励磁されたときにA相の励磁電
流に加わる影響とが一致するようになる。これにより、
相互インダクタンスの影響による励磁電流の変動を小さ
くすることができる。It has been confirmed that when the switched reluctance motor of the present embodiment is excited simultaneously in two phases as in the third embodiment, the exciting current is affected by adjacent mutual inductance. If the winding is wound in the relationship as shown in FIG. 7A, the effect on the A-phase excitation current when the A-phase and the B-phase are simultaneously excited, and the A-phase and the C-phase The effect applied to the A-phase exciting current when excited at the same time comes to coincide. This allows
The fluctuation of the exciting current due to the influence of the mutual inductance can be reduced.
【0064】図7の(b)に実施形態と比較する比較例
を示す。図7の(b)に示すように、ステータ81のA
相の突極70には矢印72、73に励磁電流が流れるよ
うに巻線が巻回されている。これにより、突極70に励
磁電流が流れるとロータと対向する側がN極となる。突
極70と隣接するB相の突極74には矢印75、76に
励磁電流が流れるように巻線が巻回されている。これに
より、突極74に励磁電流が流れるとロータと対向する
側がN極となる。矢印73に示す突極70の突極74に
近い側の巻線方向と、矢印75に示す突極74の突極7
0に近い側の巻線方向が反平行となっている。FIG. 7B shows a comparative example for comparison with the embodiment. As shown in FIG. 7B, the A of the stator 81
A winding is wound around the salient pole 70 of the phase so that an exciting current flows through arrows 72 and 73. Thus, when the exciting current flows through the salient pole 70, the side facing the rotor becomes the N pole. A winding is wound around the B-phase salient pole 74 adjacent to the salient pole 70 so that an exciting current flows through arrows 75 and 76. Thus, when the exciting current flows through the salient pole 74, the side facing the rotor becomes the N pole. The winding direction of the salient pole 70 near the salient pole 74 shown by the arrow 73 and the salient pole 7 of the salient pole 74 shown by the arrow 75
The winding direction on the side close to 0 is antiparallel.
【0065】一方、突極70と隣接するもう1つのC相
の突極77では、矢印78、79に励磁電流が流れるよ
うに巻線が巻回されている。これにより、突極77に励
磁電流が流れるとロータと対向する側がS極となる。矢
印72に示す突極70の突極77に近い側の巻線方向
と、矢印79に示すように突極77の突極70に近い側
の巻線方向とは同一となっている。このように、A相の
巻線と隣接する突極間の巻線の関係が図7の(a)に示
すスイッチ式リラクタンスモータのステータ80とは異
なる。On the other hand, another C-phase salient pole 77 adjacent to the salient pole 70 is wound so that an exciting current flows through arrows 78 and 79. Thus, when the exciting current flows through the salient pole 77, the side facing the rotor becomes the S pole. The winding direction of the salient pole 70 on the side closer to the salient pole 77 indicated by the arrow 72 is the same as the winding direction of the salient pole 77 on the side closer to the salient pole 70 as indicated by the arrow 79. As described above, the relationship between the A-phase winding and the winding between the adjacent salient poles is different from that of the stator 80 of the switch-type reluctance motor shown in FIG.
【0066】そのため、相互インダクタンスによるA相
の励磁電流への影響は、A相とB相が同時に励磁された
ときとC相とA相が同時に励磁されたときとでは大きく
違ってくる。これにより励磁する相によってトルク変動
が生じてしまい、モータが振動する原因となる。Therefore, the influence of the mutual inductance on the exciting current of the phase A greatly differs between when the phases A and B are excited simultaneously and when the phases C and A are excited simultaneously. As a result, torque fluctuation occurs due to the phase to be excited, which causes the motor to vibrate.
【0067】したがって、図7の(a)に示すように第
4の実施形態の構成とすることによってトルクの変動を
抑制することができる。これによってもトルク変動を小
さくして騒音の抑制が可能となっている。このように、
相数が奇数でステータ突極の数が相数の2倍である場
合、どの突極についても巻線の巻回の方向はそれと隣接
する突極に巻回された巻線の巻回の方向と逆方向となる
ようにすることが可能である。これにより、相互インダ
クタンスによる励磁電流の差が現れないので、第3の実
施形態のように2相を同時に励磁するときに特に有効で
ある。なお、一般に本実施形態のスイッチ式リラクタン
スモータでは励磁の方法に関係なくトルク変動が小さく
なり、安定して回転するという特性をもつ。Therefore, as shown in FIG. 7 (a), the variation of the torque can be suppressed by adopting the configuration of the fourth embodiment. This also makes it possible to reduce torque fluctuations and suppress noise. in this way,
If the number of phases is odd and the number of stator salient poles is twice the number of phases, the winding direction of the winding for any salient pole is the direction of winding of the winding wound on the adjacent salient pole. And the direction can be reversed. Thus, no difference in excitation current due to mutual inductance does not appear, which is particularly effective when two phases are excited at the same time as in the third embodiment. In general, the switch-type reluctance motor according to the present embodiment has a characteristic that the torque fluctuation is small and the motor rotates stably regardless of the excitation method.
【0068】<第5の実施形態>次に、本発明の第5の
実施形態について説明する。第5の実施形態のスイッチ
式リラクタンスモータの制御方式は3相の電流レギュレ
ータ運転によるものである。電流レギュレータ運転はス
イッチ式リラクタンスモータの巻線に流れる電流を電流
指令値に基づいて制御する方式である。図8はスイッチ
式リラクタンスモータの電流レギュレータ運転時の回路
ブロック図である。<Fifth Embodiment> Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. The control method of the switch type reluctance motor according to the fifth embodiment is based on a three-phase current regulator operation. The current regulator operation is a method of controlling a current flowing through a winding of a switch type reluctance motor based on a current command value. FIG. 8 is a circuit block diagram of the switch type reluctance motor when the current regulator is operating.
【0069】図8において、電流制御部84は電流指令
値90とスイッチ式リラクタンスモータ85の各相の巻
線に流れる電流値93を入力して、電流値93を電流指
令値90と一致させるようにPWM信号91を出力す
る。ドライバー回路39は電流制御部84から出力され
るPWM信号91を増幅してスイッチ式リラクタンスモ
ータ85に供給する。In FIG. 8, a current controller 84 inputs a current command value 90 and a current value 93 flowing through each phase winding of the switch type reluctance motor 85 so that the current value 93 matches the current command value 90. To output a PWM signal 91. The driver circuit 39 amplifies the PWM signal 91 output from the current control unit 84 and supplies it to the switch type reluctance motor 85.
【0070】図9は第5の実施形態の回路図である。図
9において、入力端子1には正の直流電源が入力され
る。入力端子2にはグランドレベルGNDが入力され
る。コンデンサ3は一方の極が入力端子1に接続され、
他方の極が入力端子2に接続されている。第1相の励磁
回路4、第2相の励磁回路5と第3相の励磁回路6はコ
ンデンサ3によって平滑された直流電圧+Vを受けて動
作する。FIG. 9 is a circuit diagram of the fifth embodiment. In FIG. 9, a positive DC power supply is input to an input terminal 1. A ground level GND is input to the input terminal 2. The capacitor 3 has one pole connected to the input terminal 1,
The other pole is connected to input terminal 2. The first-phase excitation circuit 4, the second-phase excitation circuit 5, and the third-phase excitation circuit 6 operate by receiving the DC voltage + V smoothed by the capacitor 3.
【0071】第1相の励磁回路4では、NPN型のチョ
ッピングトランジスタ7はコレクタが入力端子1に接続
され、エミッタが第1相の巻線9の一方の端子32に接
続されている。トランジスタ7のベースにはハイレベル
かローレベルの信号が入力されてトランジスタ7はオン
/オフ制御される。In the first phase excitation circuit 4, the collector of the NPN type chopping transistor 7 is connected to the input terminal 1, and the emitter is connected to one terminal 32 of the first phase winding 9. A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 7, and the transistor 7 is on / off controlled.
【0072】NPN型の整流トランジスタ8はコレクタ
が巻線9の他方の端子33に接続され、エミッタが電流
検出器86を介して入力端子2に接続されている。トラ
ンジスタ8のベースにはハイレベルかローレベルの信号
が入力されてトランジスタ8はオン/オフ制御される。
電流検出器86はトランジスタ8のエミッタに流れる電
流値を検出する。整流ダイオード10はアノードが巻線
9の端子33に接続され、カソードが入力端子1に接続
されている。チョッピングダイオード11はアノードが
入力端子2に接続され、カソードが巻線9の端子32に
接続されている。The NPN rectifier transistor 8 has a collector connected to the other terminal 33 of the winding 9 and an emitter connected to the input terminal 2 via a current detector 86. A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 8, and the transistor 8 is turned on / off.
The current detector 86 detects the value of the current flowing to the emitter of the transistor 8. The rectifier diode 10 has an anode connected to the terminal 33 of the winding 9 and a cathode connected to the input terminal 1. The chopping diode 11 has an anode connected to the input terminal 2 and a cathode connected to the terminal 32 of the winding 9.
【0073】第2相の励磁回路5では、NPN型のチョ
ッピングトランジスタ12はコレクタが入力端子1に接
続され、エミッタが第2相の巻線14の一方の端子34
に接続されている。トランジスタ12のベースにはハイ
レベルがローレベルの信号が入力されてトランジスタ1
2はオン/オフ制御される。In the second phase excitation circuit 5, the NPN type chopping transistor 12 has a collector connected to the input terminal 1 and an emitter connected to one terminal 34 of the second phase winding 14.
It is connected to the. A high-level signal is input to the base of the transistor 12 and the transistor 1
2 is on / off controlled.
【0074】NPN型の整流トランジスタ13はコレク
タが巻線14の他方の端子35に接続され、エミッタが
電流検出器87を介して入力端子2に接続されている。
トランジスタ13のベースにはハイレベルかローレベル
の信号が入力されてトランジスタ13はオン/オフ制御
される。電流検出器87はトランジスタ13のエミッタ
に流れる電流値を検出する。整流ダイオード15はアノ
ードが巻線14の端子35に接続され、カソードが入力
端子1に接続されている。チョッピングダイオード16
はアノードが入力端子2に接続され、カソードが巻線1
4の端子34に接続されている。The NPN rectifying transistor 13 has a collector connected to the other terminal 35 of the winding 14 and an emitter connected to the input terminal 2 via the current detector 87.
A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 13, and the transistor 13 is on / off controlled. The current detector 87 detects a value of a current flowing through the emitter of the transistor 13. The rectifier diode 15 has an anode connected to the terminal 35 of the winding 14 and a cathode connected to the input terminal 1. Chopping diode 16
Has an anode connected to the input terminal 2 and a cathode connected to the winding 1
4 terminal 34.
【0075】第3相の励磁回路6では、NPN型のチョ
ッピングトランジスタ17はコレクタが入力端子1に接
続され、エミッタが第3相の巻線19の一方の端子36
に接続されている。トランジスタ17のベースにはハイ
レベルかローレベルの信号が入力されてトランジスタ1
7はオン/オフ制御される。In the third phase excitation circuit 6, the NPN type chopping transistor 17 has a collector connected to the input terminal 1 and an emitter connected to one terminal 36 of the third phase winding 19.
It is connected to the. A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 17 so that the transistor 1
7 is on / off controlled.
【0076】NPN型の整流トランジスタ18はコレク
タが巻線19の他方の端子37に接続され、エミッタが
電流検出器88を介して入力端子2に接続されている。
トランジスタ18のベースにはハイレベルかローレベル
の信号が入力されてトランジスタ18はオン/オフ制御
される。電流検出器88はトランジスタ18のエミッタ
に流れる電流値を検出する。The NPN rectifier transistor 18 has a collector connected to the other terminal 37 of the winding 19 and an emitter connected to the input terminal 2 via a current detector 88.
A high-level or low-level signal is input to the base of the transistor 18 so that the transistor 18 is turned on / off. The current detector 88 detects the value of the current flowing through the emitter of the transistor 18.
【0077】整流ダイオード30はアノードが巻線19
の端子37に接続され、カソードが入力端子1に接続さ
れている。チョッピングダイオード31はアノードが入
力端子2に接続され、カソードが巻線19の端子36に
接続されている。このように、励磁回路4、5、6は内
部構成が一致している。The anode of the rectifier diode 30 is the winding 19.
And the cathode is connected to the input terminal 1. The chopping diode 31 has an anode connected to the input terminal 2 and a cathode connected to the terminal 36 of the winding 19. As described above, the internal configurations of the excitation circuits 4, 5, and 6 match.
【0078】電流検出器86、87、88で検出される
電流値は後述するように励磁されている相の巻線に流れ
る電流値である。マイクロコンピュータ38は電流制御
部84(図8参照)を含み、電流検出器86、87、8
8で検出された各相の巻線9、14、19に流れる電流
値を入力し、PWMのデューティ比を制御することによ
って巻線9、14、19に流れる電流を電流指令値90
(図8参照)と一致させるようにする。The current values detected by the current detectors 86, 87 and 88 are the current values flowing through the windings of the excited phase as will be described later. The microcomputer 38 includes a current controller 84 (see FIG. 8), and the current detectors 86, 87, and 8
8, the current flowing through the windings 9, 14, 19 of each phase is inputted, and the current flowing through the windings 9, 14, 19 is controlled by controlling the duty ratio of the PWM.
(See FIG. 8).
【0079】マイクロコンピュータ38は6個のトラン
ジスタ7、8、12、13、17、18をそれぞれオン
/オフ制御するため6ビットの信号を出力する。ドライ
バー回路39はマイクロコンピュータ38から出力され
る6ビットの信号をそれぞれ増幅してトランジスタ7、
8、12、13、17、18の各ベースに供給する。The microcomputer 38 outputs a 6-bit signal to turn on / off the six transistors 7, 8, 12, 13, 17, 18 respectively. The driver circuit 39 amplifies the 6-bit signal output from the microcomputer 38, and amplifies the transistor 7,
8, 12, 13, 17, and 18 are supplied to each base.
【0080】励磁されている相では、図3の(a)に示
すようにチョッピングトランジスタQ1(図2参照)の
ベースにPWMされた一定のデューティ比の信号が入力
され、図3の(b)に示すように整流トランジスタQ2
のベースにハイレベルの信号が入力される。これによ
り、図3の(d)に示すように巻線L(図2参照)に流
れる励磁電流は一定値になる。この励磁電流の電流値は
第1相では電流検出器86で、第2相では電流検出器8
7で、第3相では電流検出器88でそれぞれ検出され
る。In the excited phase, a PWM signal having a constant duty ratio is input to the base of the chopping transistor Q1 (see FIG. 2) as shown in FIG. As shown in FIG.
A high-level signal is input to the base of. Thereby, as shown in FIG. 3D, the exciting current flowing through the winding L (see FIG. 2) becomes a constant value. The current value of the exciting current is the current detector 86 in the first phase and the current detector 8 in the second phase.
At 7, the current is detected by the current detector 88 in the third phase.
【0081】図3の(a)に示すPWMされた信号のデ
ューティ比を大きくすると図2の(a)に示す第1の電
流導通モードの期間が増大するので励磁電流が増大し、
逆にデューティ比を小さくすると励磁電流が減少する。
このようにして、電流制御部84は励磁電流を電流指令
値と一致するように制御することができる。なお、電流
指令値90はメモリ89にロータの位置に応じた値とし
て記憶されている。When the duty ratio of the PWM signal shown in FIG. 3A is increased, the period of the first current conduction mode shown in FIG. 2A increases, so that the exciting current increases.
Conversely, when the duty ratio is reduced, the exciting current decreases.
In this way, the current control unit 84 can control the exciting current so as to match the current command value. The current command value 90 is stored in the memory 89 as a value corresponding to the position of the rotor.
【0082】図10は第5の実施形態の動作を示す波形
図である。図10の(a)は1相分の電流指令値であ
る。図10の(b)は電流指令値によって与えられる励
磁電流である。ロータの位置が励磁開始角θ0から励磁
切り替え角θcまでは(a)に示すように電流指令値は
一定であるので一定の励磁電流が供給される。FIG. 10 is a waveform chart showing the operation of the fifth embodiment. FIG. 10A shows a current command value for one phase. FIG. 10B shows the exciting current given by the current command value. The position of the rotor from the excitation start angle theta 0 to excitation switch angle θc current command value as shown in (a) certain exciting current is supplied so is constant.
【0083】励磁切り替え角θc以降はすぐに電流指令
値を0とするのでなく、励磁切り替え角θcからθqま
での期間59を設けて(a)に示すように緩やかに電流
指令値を0に変化させる。これにより、(b)に示す励
磁電流のように急に電流が0となることがないようにな
っているので励磁切り替え角θcでのステータがロータ
を吸引する力の急速な開放が抑制される。これにより、
急激な吸引力開放にともなう振動が軽減されて騒音が小
さくなる。After the excitation switching angle θc, the current command value is not immediately set to 0, but a period 59 from the excitation switching angle θc to θq is provided to gradually change the current command value to 0 as shown in FIG. Let it. As a result, the current does not suddenly become 0 unlike the exciting current shown in FIG. 2B, so that the force at which the stator attracts the rotor at the exciting switching angle θc is suppressed from being rapidly released. . This allows
Vibration due to sudden release of suction force is reduced, and noise is reduced.
【0084】[0084]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の請求項1
〜3によれば、シングルパルス運転によるPWM信号の
デューティ比の変更や電流レギュレータ運転による電流
指令値の変更等によって、励磁電流の切り替え時に励磁
電流が流れていた相の巻線に流れる励磁電流を緩やかに
減少させているので、励磁電流が流れていた相では吸引
力開放による振動が軽減される。これにより、モータの
振動音が小さくなり、騒音が小さくなる。As described above, according to the first aspect of the present invention,
According to 3, the excitation current flowing through the winding of the phase in which the excitation current was flowing when the excitation current was switched is changed by changing the duty ratio of the PWM signal by the single pulse operation or changing the current command value by the current regulator operation. Since the excitation current is gradually reduced, the vibration due to the release of the attractive force is reduced in the phase in which the exciting current is flowing. Thereby, the vibration noise of the motor is reduced, and the noise is reduced.
【0085】また、本発明の請求項4により、大負荷で
低速条件でシングルパルス運転を行う場合には励磁切り
替え角での不必要に大きな励磁電流をPWMのデューテ
ィ比を徐々に小さくすることによって減少させることが
できる。これにより、吸引力の急激な開放現象による振
動加速度を抑えることができる。また、励磁切り替え角
付近での急激な励磁電流が増大するのが防止されている
ので消費電力が削減できて効率も良くなる。According to the fourth aspect of the present invention, when performing single pulse operation under a large load and a low speed condition, an unnecessary large excitation current at the excitation switching angle is gradually reduced by reducing the PWM duty ratio. Can be reduced. As a result, it is possible to suppress the vibration acceleration due to the sudden release phenomenon of the suction force. Further, since a sudden increase in the exciting current near the excitation switching angle is prevented, power consumption can be reduced and efficiency can be improved.
【0086】また、本発明の請求項5では、励磁切り替
え時に少なくとも2相が同時に励磁されるので励磁が終
了する相で急激に減少するトルクを同時に励磁させた相
で補い、全体のトルクの減少を抑えることができる。こ
れにより、トルク変動が低減されてリラクタンスモータ
は安定した動作をする。According to a fifth aspect of the present invention, at least two phases are simultaneously excited at the time of excitation switching, so that the suddenly decreasing torque in the phase where the excitation is completed is compensated for by the simultaneously excited phase to reduce the total torque. Can be suppressed. Thereby, the torque fluctuation is reduced, and the reluctance motor operates stably.
【0087】また、本発明の請求項6によれば、相数が
奇数でステータの突極がその相数の2倍であるときにス
テータの隣接する巻線の巻回の方向は互いに逆方向とな
っているので、隣接する突極に巻回された巻線との相互
作用が一致し、互いの相で相互インダクタンスにより受
ける影響が同一となる。これによって各相で生じる励磁
電流に変動が生じないようになっている。そのため、相
間にトルク変動が生じることがなく安定して動作する。According to the sixth aspect of the present invention, when the number of phases is odd and the number of salient poles of the stator is twice the number of phases, the winding directions of adjacent windings of the stator are opposite to each other. Therefore, the interaction between the windings wound around the adjacent salient poles coincides with each other, and the influence of the mutual inductance in each phase is the same. This prevents fluctuations in the exciting current generated in each phase. Therefore, the motor operates stably without causing torque fluctuation between the phases.
【図1】 本発明の第1の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータとその駆動回路の回路図。FIG. 1 is a circuit diagram of a switch type reluctance motor and a drive circuit thereof according to a first embodiment of the present invention.
【図2】 そのスイッチ式リラクタンスモータのシング
ルパルス運転における各相での電流導通モードを示した
図。FIG. 2 is a diagram showing a current conduction mode in each phase in a single pulse operation of the switch type reluctance motor.
【図3】 従来のシングルパルス運転時のPWM波形と
供給電圧及び励磁電流を示した波形図。FIG. 3 is a waveform diagram showing a PWM waveform, a supply voltage, and an exciting current during a conventional single pulse operation.
【図4】 本発明の第1の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの動作を説明する波形図。FIG. 4 is a waveform diagram illustrating the operation of the switch type reluctance motor according to the first embodiment of the present invention.
【図5】 本発明の第2の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの動作を説明する波形図。FIG. 5 is a waveform diagram illustrating the operation of the switch-type reluctance motor according to the second embodiment of the present invention.
【図6】 本発明の第3の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの動作を説明する波形図。FIG. 6 is a waveform chart illustrating the operation of the switch type reluctance motor according to the third embodiment of the present invention.
【図7】 本発明の第4の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの構成を示す図。FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a switch type reluctance motor according to a fourth embodiment of the present invention.
【図8】 本発明の第5の実施形態のスイッチ式リラク
タンスモータの回路ブロック図。FIG. 8 is a circuit block diagram of a switch type reluctance motor according to a fifth embodiment of the present invention.
【図9】 そのスイッチ式リラクタンスモータとその駆
動回路の回路図。FIG. 9 is a circuit diagram of the switch type reluctance motor and its drive circuit.
【図10】 そのスイッチ式リラクタンスモータの動作
を示す波形図。FIG. 10 is a waveform chart showing the operation of the switch type reluctance motor.
【図11】 スイッチ式リラクタンスモータの回転方法
を説明する図。FIG. 11 is a diagram illustrating a method of rotating a switch type reluctance motor.
【図12】 そのスイッチ式リラクタンスモータのトル
クを説明する図。FIG. 12 is a diagram illustrating torque of the switch type reluctance motor.
【図13】 従来のスイッチ式リラクタンスモータの励
磁電流波形とステータ、ロータ間に働く吸引力の大きさ
を示す図。FIG. 13 is a diagram showing an excitation current waveform of a conventional switch type reluctance motor and a magnitude of an attractive force acting between a stator and a rotor.
【図14】 スイッチ式リラクタンスモータのシングル
パルス運転で低速、大負荷トルク時の励磁電流波形を示
した図。FIG. 14 is a diagram showing an excitation current waveform at low speed and large load torque in a single pulse operation of the switch type reluctance motor.
【図15】 従来のスイッチ式リラクタンスモータの各
相励磁電流と発生したトルクを示した図。FIG. 15 is a diagram showing the excitation current of each phase and the generated torque of a conventional switched reluctance motor.
1 入力端子 2 入力端子 3 コンデンサ 4 第1相の励磁回路 5 第2相の励磁回路 6 第3相の励磁回路 7 NPN型のチョッピングトランジスタ 8 NPN型の整流トランジスタ 9 第1相の巻線 10 整流ダイオード 11 チョッピングダイオード 12 NPN型のチョッピングトランジスタ 13 NPN型の整流トランジスタ 14 第2相の巻線 15 整流ダイオード 16 チョッピングダイオード 17 NPN型のチョッピングトランジスタ 18 NPN型の整流トランジスタ 19 第3相の巻線 30 整流ダイオード 31 チョッピングダイオード 38 マイクロコンピュータ 39 ドライバー回路 84 電流制御部 85 スイッチ式リラクタンスモータ 86、87、88 電流検出器 90 電流指令値 91 PWM信号 93 各相巻線電流値 REFERENCE SIGNS LIST 1 input terminal 2 input terminal 3 capacitor 4 first-phase excitation circuit 5 second-phase excitation circuit 6 third-phase excitation circuit 7 NPN-type chopping transistor 8 NPN-type rectification transistor 9 first-phase winding 10 rectification Diode 11 Chopping diode 12 NPN type chopping transistor 13 NPN type rectifying transistor 14 Second phase winding 15 Rectifying diode 16 Chopping diode 17 NPN type chopping transistor 18 NPN type rectifying transistor 19 Third phase winding 30 Rectification Diode 31 Chopping diode 38 Microcomputer 39 Driver circuit 84 Current control unit 85 Switch type reluctance motor 86, 87, 88 Current detector 90 Current command value 91 PWM signal 93 Each phase winding current value
Claims (6)
た複数の突極を有するステータと、前記巻線に励磁電流
を与える励磁回路とを備え、前記励磁電流を与える相を
一定の順序で切り替えることによって前記ロータが回転
するスイッチ式リラクタンスモータを駆動する回路にお
いて、 前記励磁電流の切り替え時に前記励磁電流が流れていた
相の巻線の前記励磁電流を緩やかに減少させることを特
徴とするスイッチ式リラクタンスモータを駆動する回
路。A rotor having salient poles, a stator having a plurality of salient poles having windings wound thereon, and an exciting circuit for applying an exciting current to the windings, wherein a phase for applying the exciting current is constant. In the circuit for driving a switch-type reluctance motor in which the rotor rotates by switching in the order of, the excitation current of the phase winding in which the excitation current was flowing when the excitation current was switched is gradually reduced. Circuit for driving a switch type reluctance motor.
巻線に前記励磁電流を与えるとともに、前記励磁電流の
切り替え時にPWMのデューティ比を徐々に小さくする
ことによって前記励磁電流を緩やかに減少させることを
特徴とする請求項1に記載のスイッチ式リラクタンスモ
ータを駆動する回路。2. The exciting current provides the exciting current to the winding according to a PWM signal, and gradually reduces the exciting current by gradually reducing a duty ratio of PWM when the exciting current is switched. A circuit for driving a switch-type reluctance motor according to claim 1.
前記ロータの位置に応じて定められた電流指令値に一致
させるとともに、前記励磁電流の切り替え時には前記電
流指令値を徐々に小さくすることを特徴とする請求項1
に記載のスイッチ式リラクタンスモータを駆動する回
路。3. The method according to claim 2, wherein the exciting current is detected to match the exciting current with a current command value determined according to a position of the rotor, and the current command value is gradually reduced when the exciting current is switched. Claim 1 characterized by the following:
A circuit for driving the switch type reluctance motor according to 1.
角(励磁切り替え角)に達する前から前記デューティ比
を徐々に小さくすることを特徴とする請求項2に記載の
スイッチ式リラクタンスモータを駆動する回路。4. The reluctance motor according to claim 2, wherein the duty ratio is gradually reduced before the electrical angle of the rotor reaches an excitation start angle (excitation switching angle) of a next phase. Circuit to drive the.
た複数の突極を有するステータと、前記巻線に励磁電流
を与える励磁回路とを備え、前記励磁電流を与える相を
一定の順序で切り替えることによって前記ロータが回転
するスイッチ式リラクタンスモータを駆動する回路にお
いて、 前記励磁電流の切り替え時に少なくとも2つの相の前記
巻線に励磁電流を与えることを特徴とするスイッチ式リ
ラクタンスモータを駆動する回路。5. A rotor having salient poles, a stator having a plurality of salient poles having windings wound thereon, and an exciting circuit for applying an exciting current to the windings, wherein a phase for applying the exciting current is constant. A circuit for driving a switch-type reluctance motor in which the rotor rotates by switching in the order of, wherein the excitation current is supplied to the windings of at least two phases when the excitation current is switched. The circuit to drive.
た相数が奇数で前記相数の2倍の数の突極を有するステ
ータと、前記巻線に励磁電流を与える励磁回路とを備
え、前記励磁電流を与える相を一定の順序で切り替える
ことによって前記ロータが回転するスイッチ式リラクタ
ンスモータにおいて、 前記ステータの隣接する巻線の巻回の方向は互いに逆方
向となっていることを特徴とするスイッチ式リラクタン
スモータ。6. A rotor having salient poles, a stator having an odd number of winding-wound phases and twice as many salient poles as the number of phases, and an exciting circuit for applying an exciting current to the windings. In the switch-type reluctance motor in which the rotor rotates by switching the phase giving the exciting current in a predetermined order, the winding directions of adjacent windings of the stator are opposite to each other. Switch type reluctance motor characterized by the following.
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Cited By (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6841966B2 (en) | 2001-03-19 | 2005-01-11 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Driving control device of a motor |
JP2008543258A (en) * | 2005-06-04 | 2008-11-27 | フォルヴェルク・ウント・ツェーオー、インターホールディング・ゲーエムベーハー | Reluctance motor control method |
JP2013132093A (en) * | 2011-12-20 | 2013-07-04 | Fujitsu General Ltd | Drive circuit for switched reluctance motor, and switched reluctance motor |
KR101292241B1 (en) | 2012-01-31 | 2013-08-01 | 조선대학교산학협력단 | Motor driving apparatus |
JP2014068499A (en) * | 2012-09-27 | 2014-04-17 | Mitsubishi Electric Corp | Motor controller |
JP2014220985A (en) * | 2013-04-11 | 2014-11-20 | 株式会社デンソー | Control device for switched reluctance motor |
CN104203662A (en) * | 2012-03-21 | 2014-12-10 | 法雷奥系统公司 | Method and device for controlling a motor vehicle windscreen wiper motor |
JP2015198502A (en) * | 2014-04-01 | 2015-11-09 | 富士電機株式会社 | Drive system for switched reluctance motor |
JP2016039763A (en) * | 2014-08-11 | 2016-03-22 | トヨタ自動車株式会社 | Switched reluctance motor |
JP2016063596A (en) * | 2014-09-17 | 2016-04-25 | 株式会社デンソー | Drive control method for reluctance synchronous motor and drive control device for reluctance synchronous motor |
CN108725175A (en) * | 2017-04-18 | 2018-11-02 | 丰田自动车株式会社 | hybrid vehicle |
CN114337458A (en) * | 2021-12-31 | 2022-04-12 | 西比里电机技术(苏州)有限公司 | Drive topology circuit of two-phase switched reluctance motor |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07337060A (en) * | 1994-06-09 | 1995-12-22 | Fanuc Ltd | Toque ripple suppression system for switched reluctance motor |
JPH08116651A (en) * | 1994-10-13 | 1996-05-07 | Fujii Seimitsu Kaitenki Seisakusho:Kk | Variable reluctance motor and control method therefor |
WO1997039522A1 (en) * | 1996-04-12 | 1997-10-23 | Emerson Electric Co. | Improved method and apparatus for controlling a switched reluctance machine |
JPH1066378A (en) * | 1996-08-09 | 1998-03-06 | Nippon Electric Ind Co Ltd | Driver for sr (switched reluctance) type motor |
JPH10210782A (en) * | 1997-01-17 | 1998-08-07 | Nippon Electric Ind Co Ltd | Drive control method for switched reluctance motor |
-
1998
- 1998-11-30 JP JP33855098A patent/JP3400951B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07337060A (en) * | 1994-06-09 | 1995-12-22 | Fanuc Ltd | Toque ripple suppression system for switched reluctance motor |
JPH08116651A (en) * | 1994-10-13 | 1996-05-07 | Fujii Seimitsu Kaitenki Seisakusho:Kk | Variable reluctance motor and control method therefor |
WO1997039522A1 (en) * | 1996-04-12 | 1997-10-23 | Emerson Electric Co. | Improved method and apparatus for controlling a switched reluctance machine |
JPH1066378A (en) * | 1996-08-09 | 1998-03-06 | Nippon Electric Ind Co Ltd | Driver for sr (switched reluctance) type motor |
JPH10210782A (en) * | 1997-01-17 | 1998-08-07 | Nippon Electric Ind Co Ltd | Drive control method for switched reluctance motor |
Cited By (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6841966B2 (en) | 2001-03-19 | 2005-01-11 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Driving control device of a motor |
JP2008543258A (en) * | 2005-06-04 | 2008-11-27 | フォルヴェルク・ウント・ツェーオー、インターホールディング・ゲーエムベーハー | Reluctance motor control method |
JP2013132093A (en) * | 2011-12-20 | 2013-07-04 | Fujitsu General Ltd | Drive circuit for switched reluctance motor, and switched reluctance motor |
KR101292241B1 (en) | 2012-01-31 | 2013-08-01 | 조선대학교산학협력단 | Motor driving apparatus |
CN104203662A (en) * | 2012-03-21 | 2014-12-10 | 法雷奥系统公司 | Method and device for controlling a motor vehicle windscreen wiper motor |
CN104203662B (en) * | 2012-03-21 | 2016-11-23 | 法雷奥系统公司 | For the method and apparatus controlling motor vehicles windscreen wiper motor |
JP2014068499A (en) * | 2012-09-27 | 2014-04-17 | Mitsubishi Electric Corp | Motor controller |
JP2014220985A (en) * | 2013-04-11 | 2014-11-20 | 株式会社デンソー | Control device for switched reluctance motor |
JP2015198502A (en) * | 2014-04-01 | 2015-11-09 | 富士電機株式会社 | Drive system for switched reluctance motor |
JP2016039763A (en) * | 2014-08-11 | 2016-03-22 | トヨタ自動車株式会社 | Switched reluctance motor |
JP2016063596A (en) * | 2014-09-17 | 2016-04-25 | 株式会社デンソー | Drive control method for reluctance synchronous motor and drive control device for reluctance synchronous motor |
CN108725175A (en) * | 2017-04-18 | 2018-11-02 | 丰田自动车株式会社 | hybrid vehicle |
JP2018177081A (en) * | 2017-04-18 | 2018-11-15 | トヨタ自動車株式会社 | Hybrid automobile |
CN108725175B (en) * | 2017-04-18 | 2021-02-05 | 丰田自动车株式会社 | Hybrid electric vehicle |
CN114337458A (en) * | 2021-12-31 | 2022-04-12 | 西比里电机技术(苏州)有限公司 | Drive topology circuit of two-phase switched reluctance motor |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3400951B2 (en) | 2003-04-28 |
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