JP3680363B2

JP3680363B2 - Magnetic bearing control device

Info

Publication number: JP3680363B2
Application number: JP17630395A
Authority: JP
Inventors: 忍斉藤; 修齊藤; 修己松下
Original assignee: 石川島播磨重工業株式会社
Priority date: 1995-07-12
Filing date: 1995-07-12
Publication date: 2005-08-10
Anticipated expiration: 2015-07-12
Also published as: JPH0925934A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転軸を磁束で軸承する磁気軸受に係り、特に、回転軸の安定制御が容易で、負ばねが発生せず、発熱の少ない磁気軸受制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ラジアル軸受等に用いられる磁気軸受は、回転軸を磁束で軸承するものであり、このために、図４に示されるように、回転軸４１の周りに電磁石４２を配してなる。回転軸と電磁石との間にはエアギャップ４３が形成される。図５に示されるように、電磁石の巻線５１には、コントローラ５２及びパワーアンプ５３からなる増幅器５４が接続される。この増幅器５４には、エアギャップ４３が適正である位置からの回転軸４１の変位を検出した信号を入力し、この入力信号に比例した電流が巻線５１に流れるようになっている。電磁石４２が回転軸４１に及ぼす電磁力により、回転軸４１が適正位置に安定するように制御される。
【０００３】
上記磁気軸受制御にはサーボ制御が用いられる。即ち、巻線に電流検出器を接続し、実際に巻線に流れる電流を検出して増幅器に帰還する。または、電磁石の鉄心に磁束検出用の補助コイルを付加し、この補助コイルの起電力を検出して増幅器に帰還する。前者は、帰還量が巻線電流であるから電流フィードバックと呼び、後者は帰還量が磁束を表す量であるから磁束フィードバックと呼ぶ。特公昭６１−３７６４３号のように、低周波では電流フィードバック、高周波では磁束フィードバックとしたものもある。
【０００４】
磁気軸受の電磁石は、例えば図４に示されるように、４つの電磁石４２のそれぞれの磁極が回転軸４１の周囲を取り巻くように配置される。そして、各電磁石の巻線に印加される駆動電流は、増幅器のパワーアンプをＡ級動作させるか、Ｂ級動作させるかにより、図８または図９のようになる。Ａ級動作の場合、図８に示されるように、直流バイアス６１に制御成分を重畳したものである（信号６２）。回転軸を挟んで対向する電磁石の巻線には同じ直流バイアス６１に逆相の制御成分を重畳したものが印加される（信号６３）。Ａ級動作を用いることにより、印加される駆動電流と発生する磁気力との間の線形化が可能となり、このことは精密制御に向いている。この例では、信号６２で示される正相電流の振幅が信号６３で示される逆相直流の振幅に比べて大きいので、正相電流が流れている電磁石４２の方向へ回転軸４１を動かそうとする動作が生じる。バイアス６１としては、例えば、入力信号が正弦波であるとき、その正弦波信号が負となる位相でも駆動電流がマイナスにならないように設定される。これは、磁気軸受が電磁石の吸引力を利用しており、電磁石の性質から駆動電流がマイナスであっても吸引力が働いてしまうので、駆動電流がマイナスになると回転軸を適正位置に精密に安定させられないからである。Ｂ級動作の場合、図９に示されるように、直流バイアス６１はゼロであり、信号６２，６３はそれぞれプラスのみである。磁気力は駆動電流の自乗特性の影響を受け非線形となる。この場合、精度が落ちるものの回転軸４１を中立位置に保つ機能は得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
磁気軸受において、電磁石が発生する電磁力は、巻線電流の自乗に比例し、かつエアギャップの自乗に反比例する。この反比例特性は負バネを生む。即ち、変位がちょっと大きくなると電磁力が著しく小さくなり、変位を小さくするための力がますます得られなくなる。従って、従来の電流フィードバックを用いたものは、回転軸の安定制御が非常に困難である。
【０００６】
磁束フィードバックを併用したものでも、低周波では電流フィードバックであるから負バネ発生が避けられない。
【０００７】
また、電磁石の磁界により回転軸には渦電流が流れ、回転軸は発熱する。従来の磁気軸受は、Ａ級動作の場合、各巻線に直流バイアスが印加されているため、いつも渦電流が流れる可能性があり、発熱が激しいという問題がある。かといってＢ級動作では精度が落ちるという問題がある。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、回転軸の安定制御が容易で、負ばねが発生せず、発熱の少ない磁気軸受制御装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、回転軸の周りに電磁石を配し、この電磁石の巻線に増幅器を接続し、この増幅器に上記回転軸の変位を検出した信号を入力し、この入力信号に比例した電流が上記巻線に流れるようにした磁気軸受制御装置において、上記電磁石の鉄心中に磁束を検出するホール素子を、上記電磁石の鉄心を一部切り欠いて形成した溝に埋め込むようにして埋め込み、予めこの溝への漏れ磁束と鉄心全体の磁束との関係を求めておき、この関係を用い、上記ホール素子で検出した漏れ磁束から鉄心全体の磁束を推定すると共に、このホール素子が検出した信号を上記増幅器に帰還するものである。
【００１０】
また、本発明は、回転軸の周りに電磁石を配し、この電磁石の巻線に増幅器を接続し、この増幅器に上記回転軸の変位を検出した信号を入力し、この入力信号に比例した電流が上記巻線に流れるようにした磁気軸受制御装置において、上記電磁石の鉄心中に磁束を検出するホール素子を、上記電磁石の鉄心の内部に設けた空隙に埋め込むようにして埋め込み、予めこの空隙への漏れ磁束と鉄心全体の磁束との関係を求めておき、この関係を用い、上記ホール素子で検出した漏れ磁束から鉄心全体の磁束を推定すると共にこのホール素子が検出した信号を上記増幅器に帰還するものである。
【００１３】
上記ホール素子の代わりに磁気抵抗素子を用いてもよい。
【００１４】
電磁石が発生する電磁力は磁束の自乗に比例するから、磁束フィードバックを用いれば負バネは発生しない。しかし、補助コイルの起電力によって磁束を検出すると、低周波、とりわけ直流の検出が困難である。このため従来は低周波での電流フィードバックの併用が必要であった。磁束の検出にホール素子等を用い磁束フィードバックを行えば理想的であることが前記公知例に記載されているが、ホール素子をエアギャップ内に置くことには破損等の問題があり実現不可能とされていた。
【００１５】
上記本発明の構成により、電磁石の鉄心中にホール素子を埋め込んだので、直流を含む全周波数域での磁束フィードバックが可能となった。即ち、ホール素子は直流から交流まで、全周波数域に亘って磁束の検出が可能である。よってホール素子が検出した信号を増幅器に帰還することで、入力信号に応じた電流を流すのではなく、入力信号に応じた磁束を生じるような機能が得られる。また、ホール素子は鉄心で保護され、回転軸の変位に拘らず破損から免れる。
【００１６】
鉄心は大きく切り欠くと損失が生じるので、ほんの一部を切り欠く。その溝への漏れ磁束をホール素子で検出する。予め漏れ磁束と鉄心全体の磁束との関係を求めておけば、この関係には再現性があるので、ホール素子で検出した漏れ磁束から鉄心全体の磁束を推定することができる。
【００１７】
ホール素子を空隙に埋め込む場合も溝に埋め込む場合と同様の作用がある。
【００１８】
ブリッジの出力信号の正負に応じ、どちらか一方の巻線のみに電流を流すので、直流バイアスが不要となり、かつマイナスの駆動電流が発生しない。
【００１９】
ホール素子の代わりに磁気抵抗素子を用いても同様の作用がある。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態を添付図面に基づいて詳述する。
【００２１】
図１に示されるように、磁気軸受制御装置のサーボ制御回路は、電磁石１の鉄心２に巻かれた巻線３と、パワーアンプ４の後段にＦＥＴ５を配した増幅器６と、巻線電流検出器７を用いた電流帰還路８と、巻線電流検出器７及び補助コイル９を併用した電流・磁束混合帰還路１０と、ホール素子１１を用いた磁束帰還路１２とからなる。
【００２２】
電磁石１は、双方の磁極が負荷（回転軸）１３に臨んでそれぞれエアギャップを形成するように鉄心２を曲げてある。その鉄心２にホール素子１１が埋め込まれている。この実施の形態では、鉄心２がコ字状に形成され、その鉄心２の中間部の一部を切り欠いて溝１４が形成されている。その溝１４にホール素子１１が埋め込まれている。鉄心２には、磁束を発生させる巻線３のほかに磁束φを検出するための補助コイル９が巻かれている。補助コイル９は起電力ｅ＝ｄφ／ｄｔを生じるものである。
【００２３】
パワーアンプ４は、入力信号Ｓが入力される負入力端子と、３つの帰還信号が入力される正入力端子とを有し、出力端子が所定の直列インピーダンス１５を介してＦＥＴ５のゲートに接続されている。ＦＥＴ５のソースは電磁石１の巻線３に接続され、その巻線３は直流電源１６に接続されている。ＦＥＴ５のドレンは抵抗器１７に接続され、抵抗器１７の反対側は接地されている。この抵抗器１７は巻線電流検出器７を構成している。
【００２４】
上記抵抗器１７のＦＥＴ５側からパワーアンプの正入力端子に電流帰還路８が構成されている。
【００２５】
電流・磁束混合帰還路１０は、抵抗器１７のＦＥＴ５側に接続された低域通過瀘波器（ＬＰＦ）１８と、補助コイル９に積分回路１９を介して接続された高域通過瀘波器（ＨＰＦ）２０と、両瀘波器１８，２０の出力を混合する加算器２１とからなり、その加算器２１の出力端子がパワーアンプ４の正入力端子に接続されている。
【００２６】
磁束帰還路１２は、ホール素子１１をパワーアンプ４の正入力端子に接続したものである。ホール素子１１は溝１４への漏れ磁束を検出するようになっているので、予め溝１４への漏れ磁束と鉄心２全体の磁束との関係を求めてある。例えば、比が１：１００であれば、この比に基づき、ホール素子１１で検出した漏れ磁束から鉄心２全体の磁束を推定することができる。
【００２７】
電流帰還路８は電流帰還を行うもの、電流・磁束混合帰還路１０は直流電流帰還と交流磁束帰還とを混合して行うもので、いずれも公知である。直流から交流まで全周波数域に亘って磁束帰還を行う磁束帰還路１２が本発明の実施の形態である。
【００２８】
本実施の形態では、図４に示されるように、４つの電磁石が用いられ、それぞれの磁極が回転軸の周囲を取り巻くように配置される。従って、図１のサーボ制御回路も４つ用いられる。各サーボ制御回路に、エアギャップが適正である位置からの回転軸の変位に比例した入力信号が入力されるようになっている。増幅器６にＦＥＴ５が組み込まれているので、回転軸の変位がある位相（これを正の位相とする）のとき当該巻線３に電流が流れ、負の位相のときには電流が流れないようになっている。ただし、回転軸を挟んで対向させて配置された電磁石にとって変位は逆位相となる。従って、片方の電磁石において正の位相であるため巻線３に電流が流れているときには、反対の電磁石では巻線３に電流が流れず、逆に、片方の電磁石において負の位相であるため巻線３に電流が流れていないとき、反対の電磁石では巻線３に電流が流れるようになっている。
【００２９】
次に実施の形態の作用を述べる。
【００３０】
図示されない変位検出器によって回転軸の変位が検出され、これに比例した入力信号が増幅器６に入力される。増幅器６は入力信号に比例させて電磁石を駆動する。このとき電流帰還路８、電流・磁束混合帰還路１０、磁束帰還路１２よりそれぞれの帰還量が増幅器６に帰還される。
【００３１】
電流帰還路８及び電流・磁束混合帰還路１０の動作については従来より知られているので説明を省略する。
【００３２】
磁束帰還路１２にあっては、ホール素子１１で検出された磁束φに比例する電圧が帰還される。この磁束φには直流も交流も含まれている。電磁石が発生する電磁力は磁束φの自乗に比例するから、磁束フィードバックを用いたことにより、変位を小さくするための正しい電磁力が得られる。即ち、エアギャップが大きいときには大きい電流、エアギャップが小さいときには小さい電流が流れるように自動的に補償される。従って、負バネは発生せず、回転軸の軸受中心保持性能が向上し、制御が安定になる。加えて、残留磁気の悪影響も自動的に補償され、チューニングがしやすくなる。
【００３３】
また、電磁石１の鉄心２中にホール素子１１を埋め込んだので、直流を含む全周波数域での磁束フィードバックが可能となった。ホール素子１１は鉄心２で保護され、回転軸の変位に拘らず破損から免れる。
【００３４】
図３に、互いに回転軸の反対にある電磁石１の巻線３の電流波形３１，３２を示す。図示されるように、巻線３の一方にのみ電流が流れる。このように、増幅器６が回転軸の変位の符号によって巻線３に電流を流すか流さないので、直流バイアスがなくとも、マイナスの駆動電流は流れない。このため回転軸の安定制御を阻む要因であるマイナスの駆動電流による電磁力が発生しない。従って、回転軸の安定制御が容易となり、かつ増幅器６のパワーアンプ４がＡ級動作する場合でも、直流バイアスに由来する発熱がなくなる。また、増幅器６のパワーアンプ４がＢ級動作する場合でも、入力信号に応じた磁束を生じるようになるので、負ばねは生じず、回転軸の軸受中心保持性能が向上する。
【００３５】
本発明の他の実施の形態を説明する。
【００３６】
図２に示されるように、互いに回転軸の反対にある電磁石１のホール素子１１にあっては、負荷１３の変位に対し磁束の増減がちょうど反対になる。そこで、これらのホール素子１１を用いてブリッジを構成する。これにより磁束の変化を大きく捕らえることができる。増幅器はこのブリッジの出力信号の正負に応じ、出力信号が正の位相のとき片方の巻線のみに電流を流し、出力信号が負の位相のとき反対の巻線のみに電流を流すようにする。
【００３７】
図１及び図２の実施の形態では、鉄心２の外周に溝１４を形成してホール素子１１が埋め込んだが、鉄心２の内部にホール素子１１を埋め込んで磁気回路の中心にホール素子１１が位置するようにしてもよい。図６に示されるように、鉄心２は回転軸１３の周りを囲んで環状に形成され、この鉄心２の内周を８等分する各箇所に回転軸１３に向けて突き出されたポールが設けられ、各々のポールにより回転軸１３とのエアギャップが形成されている。ホール素子１１は鉄心２の内部に空隙を設け、その空隙内に埋め込まれている。ホール素子１１を埋める位置は、ポールの基端部、環状部分の外周、内周、中央などがある。ポールの基端部に埋める場合、ホール素子１１の向きは径方向又は周方向にすることができる。図６から判るように、磁気回路は複数のポールと鉄心２の環状部分と回転軸１３とを経由するので、ホール素子１１を埋める位置により、磁気回路の中心にホール素子１１が位置するようにできる。
【００３８】
ここまでの実施の形態では、磁束の検出にホール素子を用いたが、磁束密度に比例して抵抗が変化する磁気抵抗素子（以下、ＭＲ素子という）を用いることができる。ＭＲ素子によっても、直流から交流まで、全周波数域に亘って磁束の検出が可能である。図７（ａ）に示されるように、ホール素子の場合、鉄心２を通る磁場Ｂに比例する電圧が得られる。ＭＲ素子の場合、図７（ｂ）に示されるように、ＭＲ素子１１ａと既知抵抗７１とを直列接続し、定電圧を印加することにより、鉄心２を通る磁場Ｂに比例する降下電圧が得られる。
【００３９】
【発明の効果】
本発明は次の如き優れた効果を発揮する。
【００４０】
（１）電磁石の鉄心中にホール素子を埋め込んだので、直流を含む全周波数域での磁束フィードバックが可能となり、回転軸の安定制御が容易となる。また、ホール素子は鉄心で保護される。
【００４１】
（２）直流バイアスを用いるＡ級動作でも発熱が抑えられる。また、直流バイアスを用いないＢ級動作でも安定制御ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態を示す磁気軸受制御装置のサーボ制御回路の回路図である。
【図２】本発明の他の実施の形態を示す電磁石の組み合わせ図である。
【図３】本発明の巻線の電流波形を示す図である。
【図４】磁気軸受の電磁石の配置図である。
【図５】電磁石の駆動回路の回路図である。
【図６】本発明の他の実施の形態を示す磁気軸受の断面図である。
【図７】本発明による磁束検出回路の回路図である。
【図８】従来の巻線の電流波形を示す図である。
【図９】従来の巻線の電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１電磁石
２鉄心
３巻線
６増幅器
１１ホール素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a magnetic bearing that supports a rotating shaft with a magnetic flux, and more particularly to a magnetic bearing control device that is easy to control the rotating shaft easily, does not generate a negative spring, and generates less heat.
[0002]
[Prior art]
A magnetic bearing used for a radial bearing or the like has a rotating shaft supported by a magnetic flux, and for this purpose, an electromagnet 42 is disposed around a rotating shaft 41 as shown in FIG. An air gap 43 is formed between the rotating shaft and the electromagnet. As shown in FIG. 5, an electromagnet winding 51 is connected to an amplifier 54 including a controller 52 and a power amplifier 53. The amplifier 54 receives a signal that detects the displacement of the rotary shaft 41 from the position where the air gap 43 is appropriate, and a current proportional to the input signal flows through the winding 51. The electromagnetic force exerted on the rotating shaft 41 by the electromagnet 42 is controlled so that the rotating shaft 41 is stabilized at an appropriate position.
[0003]
Servo control is used for the magnetic bearing control. That is, a current detector is connected to the winding, and the current actually flowing through the winding is detected and fed back to the amplifier. Alternatively, an auxiliary coil for detecting magnetic flux is added to the iron core of the electromagnet, and the electromotive force of this auxiliary coil is detected and fed back to the amplifier. The former is called current feedback because the feedback amount is a winding current, and the latter is called magnetic flux feedback because the feedback amount is an amount representing magnetic flux. Japanese Patent Publication No. 61-37643 includes current feedback at low frequencies and magnetic flux feedback at high frequencies.
[0004]
For example, as shown in FIG. 4, the electromagnet of the magnetic bearing is arranged so that the magnetic poles of the four electromagnets 42 surround the rotating shaft 41. The drive current applied to the windings of the electromagnets is as shown in FIG. 8 or FIG. 9 depending on whether the power amplifier of the amplifier is operated in class A or class B. In the case of class A operation, as shown in FIG. 8, the control component is superimposed on the DC bias 61 (signal 62). To the windings of the electromagnets facing each other across the rotating shaft, the same DC bias 61 superimposed with a reverse phase control component is applied (signal 63). By using class A operation, linearization between the applied drive current and the generated magnetic force becomes possible, which is suitable for precise control. In this example, since the amplitude of the positive phase current indicated by the signal 62 is larger than the amplitude of the negative phase DC indicated by the signal 63, the rotary shaft 41 is moved toward the electromagnet 42 in which the positive phase current is flowing. Occurs. For example, when the input signal is a sine wave, the bias 61 is set so that the drive current does not become negative even in a phase where the sine wave signal is negative. This is because the magnetic bearing uses the attractive force of the electromagnet, and due to the nature of the electromagnet, the attractive force will work even if the drive current is negative. It is because it cannot be stabilized. In the case of the class B operation, as shown in FIG. 9, the DC bias 61 is zero, and the signals 62 and 63 are each only positive. The magnetic force is nonlinear due to the influence of the square characteristic of the drive current. In this case, although the accuracy is lowered, the function of keeping the rotating shaft 41 in the neutral position can be obtained.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the magnetic bearing, the electromagnetic force generated by the electromagnet is proportional to the square of the winding current and inversely proportional to the square of the air gap. This inverse proportional characteristic produces a negative spring. In other words, when the displacement is slightly increased, the electromagnetic force is remarkably reduced, and the force for reducing the displacement cannot be obtained more and more. Therefore, it is very difficult to stably control the rotating shaft using the conventional current feedback.
[0006]
Even with magnetic flux feedback, negative springs are unavoidable due to current feedback at low frequencies.
[0007]
Further, an eddy current flows through the rotating shaft by the magnetic field of the electromagnet, and the rotating shaft generates heat. The conventional magnetic bearing has a problem that in the case of class A operation, since a direct current bias is applied to each winding, an eddy current may always flow, and heat generation is intense. However, there is a problem that the accuracy is lowered in the class B operation.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a magnetic bearing control device that solves the above-described problems and that can easily control the rotation shaft, does not generate a negative spring, and generates little heat.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the present invention, an electromagnet is arranged around a rotating shaft, an amplifier is connected to the winding of the electromagnet, and a signal obtained by detecting the displacement of the rotating shaft is input to the amplifier. In a magnetic bearing control device in which a current proportional to a signal flows in the winding, a Hall element for detecting a magnetic flux in the iron core of the electromagnet is embedded in a groove formed by partially cutting the iron core of the electromagnet. a manner embedded in advance to previously obtain a relation between the leakage flux and the iron core overall flux into the groove, using this relationship, the estimated magnetic flux of the entire core from leaking magnetic flux detected by the Hall element, the Hall element The signal detected by is fed back to the amplifier.
[0010]
In the present invention, an electromagnet is arranged around the rotating shaft, an amplifier is connected to the winding of the electromagnet, a signal in which the displacement of the rotating shaft is detected is input to the amplifier, and a current proportional to the input signal is input. In the magnetic bearing control device in which the magnetic flux flows in the winding, a Hall element for detecting magnetic flux is embedded in the iron core of the electromagnet so as to be embedded in a gap provided in the iron core of the electromagnet, and is previously embedded in the gap. The relationship between the leakage flux of the iron core and the magnetic flux of the entire iron core is obtained, and using this relationship, the magnetic flux of the entire iron core is estimated from the leakage magnetic flux detected by the hall element and the signal detected by the hall element is fed back to the amplifier. To do.
[0013]
A magnetoresistive element may be used instead of the Hall element.
[0014]
Since the electromagnetic force generated by the electromagnet is proportional to the square of the magnetic flux, a negative spring is not generated if magnetic flux feedback is used. However, if the magnetic flux is detected by the electromotive force of the auxiliary coil, it is difficult to detect low frequency, particularly direct current. For this reason, it has been necessary to use current feedback at a low frequency. Although it is described in the above-mentioned known example that it is ideal to perform magnetic flux feedback using a Hall element or the like for detecting magnetic flux, it is impossible to put the Hall element in the air gap due to problems such as breakage. It was said.
[0015]
With the above-described configuration of the present invention, the Hall element is embedded in the iron core of the electromagnet, so that magnetic flux feedback is possible in the entire frequency range including DC. That is, the Hall element can detect the magnetic flux over the entire frequency range from DC to AC. Therefore, by feeding back the signal detected by the Hall element to the amplifier, it is possible to obtain a function of generating a magnetic flux according to the input signal rather than flowing a current according to the input signal. In addition, the Hall element is protected by an iron core, and is free from damage regardless of the displacement of the rotating shaft.
[0016]
If the iron core is notched large, a loss will occur. The magnetic flux leaking into the groove is detected by a Hall element. If the relationship between the leakage magnetic flux and the magnetic flux of the entire iron core is obtained in advance, this relationship is reproducible, so that the magnetic flux of the entire iron core can be estimated from the leakage magnetic flux detected by the Hall element.
[0017]
The effect of embedding the Hall element in the gap is the same as that of embedding in the groove.
[0018]
Depending on the polarity of the output signal of the bridge, current is passed through only one of the windings, so a DC bias is not required and no negative drive current is generated.
[0019]
A similar effect can be obtained by using a magnetoresistive element instead of the Hall element.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
[0021]
As shown in FIG. 1, the servo control circuit of the magnetic bearing control device includes a winding 3 wound around an iron core 2 of an electromagnet 1, an amplifier 6 in which an FET 5 is arranged after a power amplifier 4, and a winding current detection. The current feedback path 8 using the device 7, the current / magnetic flux mixed feedback path 10 using the winding current detector 7 and the auxiliary coil 9 together, and the magnetic flux feedback path 12 using the Hall element 11.
[0022]
In the electromagnet 1, the iron core 2 is bent so that both magnetic poles face the load (rotating shaft) 13 and form an air gap. A Hall element 11 is embedded in the iron core 2. In this embodiment, the iron core 2 is formed in a U-shape, and a groove 14 is formed by cutting out a part of an intermediate portion of the iron core 2. A Hall element 11 is embedded in the groove 14. In addition to the winding 3 for generating magnetic flux, an auxiliary coil 9 for detecting the magnetic flux φ is wound around the iron core 2. The auxiliary coil 9 generates an electromotive force e = dφ / dt.
[0023]
The power amplifier 4 has a negative input terminal to which an input signal S is input and a positive input terminal to which three feedback signals are input. An output terminal is connected to the gate of the FET 5 through a predetermined series impedance 15. ing. The source of the FET 5 is connected to the winding 3 of the electromagnet 1, and the winding 3 is connected to the DC power source 16. The drain of the FET 5 is connected to the resistor 17, and the opposite side of the resistor 17 is grounded. This resistor 17 constitutes a winding current detector 7.
[0024]
A current feedback path 8 is formed from the FET 17 side of the resistor 17 to the positive input terminal of the power amplifier.
[0025]
The current / magnetic flux mixed feedback path 10 includes a low-pass filter (LPF) 18 connected to the FET 5 side of the resistor 17 and a high-pass filter connected to the auxiliary coil 9 via an integration circuit 19. (HPF) 20 and an adder 21 that mixes the outputs of both the wave filters 18 and 20, and the output terminal of the adder 21 is connected to the positive input terminal of the power amplifier 4.
[0026]
The magnetic flux feedback path 12 is obtained by connecting the Hall element 11 to the positive input terminal of the power amplifier 4. Since the Hall element 11 detects the leakage magnetic flux to the groove 14, the relationship between the leakage magnetic flux to the groove 14 and the magnetic flux of the entire iron core 2 is obtained in advance. For example, if the ratio is 1: 100, the magnetic flux of the entire iron core 2 can be estimated from the leakage magnetic flux detected by the Hall element 11 based on this ratio.
[0027]
The current feedback path 8 performs current feedback, and the current / magnetic flux mixed feedback path 10 performs mixing of DC current feedback and AC magnetic flux feedback, both of which are known. A magnetic flux feedback path 12 that performs magnetic flux feedback over the entire frequency range from direct current to alternating current is an embodiment of the present invention.
[0028]
In the present embodiment, as shown in FIG. 4, four electromagnets are used, and the magnetic poles are arranged so as to surround the periphery of the rotating shaft. Accordingly, four servo control circuits in FIG. 1 are also used. An input signal proportional to the displacement of the rotating shaft from the position where the air gap is appropriate is input to each servo control circuit. Since the FET 6 is incorporated in the amplifier 6, a current flows through the winding 3 when the rotation axis is in a certain phase (this is a positive phase), and no current flows when the phase is negative. ing. However, the displacement is opposite in phase for the electromagnets arranged opposite to each other with the rotation axis therebetween. Therefore, when a current is flowing in the winding 3 because one of the electromagnets is in a positive phase, no current flows in the winding 3 in the opposite electromagnet. When no current flows through the wire 3, a current flows through the winding 3 with the opposite electromagnet.
[0029]
Next, the operation of the embodiment will be described.
[0030]
A displacement detector (not shown) detects the displacement of the rotating shaft, and an input signal proportional to this is input to the amplifier 6. The amplifier 6 drives the electromagnet in proportion to the input signal. At this time, the respective feedback amounts are fed back to the amplifier 6 from the current feedback path 8, the current / magnetic flux mixed feedback path 10, and the magnetic flux feedback path 12.
[0031]
Since the operations of the current feedback path 8 and the current / magnetic flux mixed feedback path 10 are conventionally known, the description thereof will be omitted.
[0032]
In the magnetic flux feedback path 12, a voltage proportional to the magnetic flux φ detected by the Hall element 11 is fed back. This magnetic flux φ includes both direct current and alternating current. Since the electromagnetic force generated by the electromagnet is proportional to the square of the magnetic flux φ, the correct electromagnetic force for reducing the displacement can be obtained by using the magnetic flux feedback. That is, compensation is automatically made so that a large current flows when the air gap is large and a small current flows when the air gap is small. Therefore, a negative spring is not generated, the bearing center holding performance of the rotating shaft is improved, and the control becomes stable. In addition, the adverse effects of residual magnetism are automatically compensated for, making tuning easier.
[0033]
In addition, since the Hall element 11 is embedded in the iron core 2 of the electromagnet 1, magnetic flux feedback is possible in the entire frequency range including DC. The Hall element 11 is protected by the iron core 2, and is free from damage regardless of the displacement of the rotating shaft.
[0034]
FIG. 3 shows current waveforms 31 and 32 of the winding 3 of the electromagnet 1 opposite to each other in the rotation axis. As shown in the figure, current flows only through one of the windings 3. In this way, since the amplifier 6 passes or does not pass a current through the winding 3 depending on the sign of the displacement of the rotating shaft, a negative drive current does not flow even if there is no DC bias. For this reason, the electromagnetic force by the minus drive current which is a factor which prevents the stable control of a rotating shaft does not generate | occur | produce. Therefore, stable control of the rotating shaft is facilitated, and even when the power amplifier 4 of the amplifier 6 operates in class A, heat generated from the DC bias is eliminated. Further, even when the power amplifier 4 of the amplifier 6 performs the class B operation, a magnetic flux is generated according to the input signal, so that a negative spring is not generated and the bearing center holding performance of the rotating shaft is improved.
[0035]
Another embodiment of the present invention will be described.
[0036]
As shown in FIG. 2, in the Hall element 11 of the electromagnet 1 that is opposite to the rotation axis, the increase / decrease of the magnetic flux is just opposite to the displacement of the load 13. Therefore, a bridge is configured using these Hall elements 11. Thereby, the change of magnetic flux can be caught largely. Depending on the polarity of the output signal of this bridge, the amplifier sends current only to one of the windings when the output signal is in a positive phase, and sends current only to the opposite winding when the output signal is in a negative phase. .
[0037]
In the embodiment of FIGS. 1 and 2, the hall element 11 is embedded by forming a groove 14 on the outer periphery of the iron core 2. However, the hall element 11 is embedded in the iron core 2 and the hall element 11 is positioned at the center of the magnetic circuit. You may make it do. As shown in FIG. 6, the iron core 2 is formed in an annular shape so as to surround the rotating shaft 13, and a pole protruding toward the rotating shaft 13 is provided at each position dividing the inner circumference of the iron core 2 into eight equal parts. An air gap with the rotary shaft 13 is formed by each pole. The hall element 11 has a gap inside the iron core 2 and is embedded in the gap. The position where the Hall element 11 is filled includes the base end of the pole, the outer periphery, the inner periphery, and the center of the annular portion. When filling the base end of the pole, the orientation of the Hall element 11 can be the radial direction or the circumferential direction. As can be seen from FIG. 6, the magnetic circuit passes through the plurality of poles, the annular portion of the iron core 2, and the rotating shaft 13. it can.
[0038]
In the embodiments so far, the Hall element is used for detecting the magnetic flux, but a magnetoresistive element (hereinafter referred to as an MR element) whose resistance changes in proportion to the magnetic flux density can be used. Even with the MR element, the magnetic flux can be detected over the entire frequency range from direct current to alternating current. As shown in FIG. 7A, in the case of the Hall element, a voltage proportional to the magnetic field B passing through the iron core 2 is obtained. In the case of the MR element, as shown in FIG. 7B, the MR element 11a and the known resistor 71 are connected in series and a constant voltage is applied to obtain a drop voltage proportional to the magnetic field B passing through the iron core 2. It is done.
[0039]
【The invention's effect】
The present invention exhibits the following excellent effects.
[0040]
(1) Since the Hall element is embedded in the iron core of the electromagnet, magnetic flux feedback is possible in all frequency ranges including DC, and stable control of the rotating shaft is facilitated. The Hall element is protected with an iron core.
[0041]
(2) Heat generation can be suppressed even in a class A operation using a DC bias. Further, stable control can be performed even in a class B operation without using a DC bias.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a servo control circuit of a magnetic bearing control device showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a combination diagram of electromagnets showing another embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing a current waveform of a winding according to the present invention.
FIG. 4 is an arrangement diagram of electromagnets of a magnetic bearing.
FIG. 5 is a circuit diagram of a drive circuit for an electromagnet.
FIG. 6 is a cross-sectional view of a magnetic bearing showing another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a magnetic flux detection circuit according to the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a current waveform of a conventional winding.
FIG. 9 is a diagram showing a current waveform of a conventional winding.
[Explanation of symbols]
1 Electromagnet 2 Iron core 3 Winding 6 Amplifier 11 Hall element

Claims

An electromagnet is arranged around the rotating shaft, an amplifier is connected to the winding of the electromagnet, a signal detecting the displacement of the rotating shaft is input to the amplifier, and a current proportional to the input signal flows to the winding. In the magnetic bearing control apparatus, the Hall element for detecting magnetic flux in the iron core of the electromagnet is embedded in a groove formed by partially cutting the iron core of the electromagnet, and the leakage magnetic flux to the groove in advance. The magnetic flux of the entire iron core is obtained, and using this relationship, the magnetic flux of the entire iron core is estimated from the leakage magnetic flux detected by the hall element, and the signal detected by the hall element is fed back to the amplifier. Magnetic bearing control device characterized by.

An electromagnet is arranged around the rotating shaft, an amplifier is connected to the winding of the electromagnet, a signal detecting the displacement of the rotating shaft is input to the amplifier, and a current proportional to the input signal flows to the winding. In the magnetic bearing control device, the Hall element for detecting the magnetic flux is embedded in the iron core of the electromagnet so as to be embedded in the gap provided inside the iron core of the electromagnet, and the leakage magnetic flux into the gap and the entire iron core are previously embedded. The magnetic flux of the iron core is estimated from the leakage flux detected by the Hall element, and the signal detected by the Hall element is fed back to the amplifier. Magnetic bearing control device.

3. The magnetic bearing control device according to claim 1, wherein a magnetoresistive element is used instead of the hall element.