JP3677559B2

JP3677559B2 - Partially feeding dipole antenna

Info

Publication number: JP3677559B2
Application number: JP19717296A
Authority: JP
Inventors: 上裕一村; 出英詞小; 田明正吉
Original assignee: Aisin Seiki Co Ltd; Aisin Corp
Current assignee: Aisin Corp
Priority date: 1996-07-26
Filing date: 1996-07-26
Publication date: 2005-08-03
Anticipated expiration: 2016-07-26
Also published as: JPH1041734A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同軸ケ−ブルを直結した偏給電ダイポ−ルアンテナに関する。この偏給電ダイポ−ルアンテナは、例えばＰＨＳ等移動体通信のアンテナとして利用される。
【０００２】
【従来の技術】
ダイポ−ルアンテナ等の線状アンテナは、それに同軸ケ−ブルを直接に接続して給電する場合が多い。
【０００３】
図７の（ａ）に、ダイポ−ルアンテナ６に同軸ケ−ブル１を直結した一例を示す。図に示す様に、アンテナエレメント６１の一端は同軸ケ−ブル１の外導体２に、アンテナエレメント６２の一端は同軸ケ−ブル１の中心導体（芯線）３に接続されている。この様に最も簡単な構造であるが、該ダイポ−ルアンテナ６の給電点インピ−ダンスと、該同軸ケ−ブル１の特性インピ−ダンスが一致していても、平衡系であるダイポ−ルアンテナ６と不平衡系である同軸ケ−ブル１を接続することにより、同軸ケ−ブル１の外導体２に漏洩電流が流れ、これが不要な電波放射となり、またアンテナ利得を低下させる欠点を有している。
【０００４】
このためダイポ−ルアンテナに直接同軸ケ−ブルを接続して使用する場合、従来は阻止套管，分枝導体，半波長迂回線路，分割同軸線路等の「バラン」を併用して給電し、同軸ケ−ブル１の外導体２に流れる漏洩電流を実質上零にすることにより、不要放射を抑制して利用されている。
【０００５】
図７の（ｂ）は、図７の（ａ）に示すダイポ−ルアンテナ６の同軸ケ−ブル１の外導体２に流れる漏洩電流を阻止するために、阻止套管７を使用した一例である。図に示す様に阻止套管７は、使用波長λの１／４の長さを持つ金属製円筒状パイプであり、同軸ケ−ブル１に同心円状にはめ込み、アンテナエレメント接続点側よりλ／４の位置で同軸ケ−ブル外導体２に電気的に接続した構造である。
アンテナエレメント接続点より阻止套管７側を見たインピ−ダンスは無限大となるので、同軸ケ−ブル外導体２には漏洩電流が流れず、平衡−不平衡変換回路として作動する。
【０００６】
不平衡回路であるマイクロストリップ線路と、平衡回路であるアンテナを接続する変換回路（バラン）を回路基板上に形成したものとして特公昭52-19062号公報がある。これに開示されたストリップ線路用平衡−不平衡変換回路は、誘電体基板上に蒸着して形成された、一対の線路導体からなる平衡線路と、この平衡線路に接続された分枝導体(スタブ)と、該接続点の一方に接続された不平衡線路から構成されている。
【０００７】
該平衡線路の他端には、平衡回路であるアンテナが接続される。該スタブは不平衡系の電波波長λgaに対しλga／２長の短絡スタブを形成し、この途中、すなわち平衡系の電波波長λgbに対しλgb／４に相当する位置を短絡している。従って平衡電流に対しては、スタブ長がλgb／４で先端短絡のスタブを形成するのでインピ−ダンスは無限大となり、平衡電流はスタブ側には流れない。一方、不平衡電流に対してはスタブ長がλga／２で先端短絡であるのでインピ−ダンスは零となり不平衡電流は全てスタブ側に流れ、アンテナ側には流れない。
【０００８】
またバランを板状に形成した一例として、特公昭63-66442号公報がある。これに開示されたバラン回路は、分割同軸線路バランを基本としたもので、三枚の平板状導体（トリプレ−ト）構造のストリップ線路を設け、その一端を同軸ケ−ブル先端に接続する。すなわち上下のプレ−トを同軸ケ−ブル外導体に、中央プレ−トを同軸ケ−ブルの中心導体に接続し、トリプレ−ト他端では中央プレ−トと上下プレ−トの何れか一方とを導体で短絡し、負荷は上下のプレ−ト端に接続する。
【０００９】
この構成により不平衡−平衡変換を行なう。また上下のプレ−トを、負荷給電点から約１／４管内波長の位置において導体等で短絡して、バランを形成している。したがって、負荷給電点からストリップ線路を見たインピ−ダンスは無限大となるので、漏洩電流は零となり、また三枚の平板状導体幅の選択によって負荷インピ−ダンスとの整合がとられる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
これらのバランは、平衡−不平衡変換回路であり、平衡系の中央給電ダイポ−ルアンテナに、不平衡系の同軸ケ−ブルを接続する際には有効である。
【００１１】
ところが偏給電ダイポ−ルアンテナ、すなわちダイポ−ルアンテナの左右エレメント長が相違し、従って中央給電でなく、偏給電となる型式のダイポ−ルアンテナがある。該偏給電ダイポ−ルアンテナは、左右のエレメント長さを調整することにより給電点インピ−ダンスを変化させることが出来る利点と、同様に左右のエレメント長さを調整することにより、放射指向性のチィルト角を調整出来る利点を有している。
【００１２】
図６の（ａ）は、中央給電ダイポ−ルアンテナのチィルト角零の放射指向特性の一例であり、（ｂ）は、偏給電ダイポ−ルアンテナでチィルト角αを持つ放射指向性の一例を示す。例えば、鉄塔上に設けたＰＨＳ基地局用アンテナに、水平より下方にチィルト角を持つ偏給電ダイポ−ルアンテナを使用すれば、不要な上空への電波放射が少く、必要な地上への電波放射が強く、有効である。
【００１３】
しかしながら偏給電ダイポ−ルアンテナにおいても、同軸ケ−ブルの外導体に漏洩電流が流れる。偏給電ダイポ−ルアンテナにおいては、アンテナエレメントと同軸ケ−ブルが共に不平衡系であるため、該漏洩電流は前述のバランを使用しても阻止することは出来ない。従って偏給電ダイポ−ルアンテナにおいては、同軸ケ−ブルからの不要な電波放射を抑制することが出来ず、今迄実用化されていなかった。
【００１４】
本発明は、偏給電ダイポ−ルアンテナに同軸ケ−ブルを直結して給電するに際し、同軸ケ−ブルの外導体に流れる漏洩電流を抑制し、同軸ケ−ブルからの不要な電波放射を抑制することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の同軸ケ−ブルを直結した偏給電ダイポ−ルアンテナは、
（１）地板(5)から距離ｈに設置した偏給電ダイポ−ルアンテナ(4)において、
距離ｈが使用する波長λに比較して十分に小さく、かつ同軸ケ−ブル(1)の外導体(2)に直結接続したアンテナエレメント(41)の、接続点より見たインピ−ダンスＺa1の虚部が実質上零であることを、第１の特徴とする。
【００１６】
（２）地板(5)から距離ｈに設置した偏給電ダイポ−ルアンテナ(4)において、
距離ｈが使用する波長λに比較して十分に小さく、かつ同軸ケ−ブル(1)の中心導体(3)に接続されるアンテナエレメント(42)の、接続点より見たインピ−ダンスＺa2の虚部が実質上無限大であることを、第２の特徴とする。
【００１７】
（３）本発明の好ましい実施例の偏給電ダイポ−ルアンテナ(4)は、上記第１の特徴と第２の特徴を有する。すなわち、距離ｈが使用する波長λに比較して十分に小さく、かつ同軸ケ−ブル(1)の外導体(2)に直結接続したアンテナエレメント(41)の、接続点より見たインピ−ダンスＺa1の虚部が実質上零で、同軸ケ−ブル(1)の中心導体(3)に接続されるアンテナエレメント(42)の、接続点より見たインピ−ダンスＺa2の虚部が実質上無限大である。
【００１８】
（４）本発明の好ましい実施例では、前記インピ−ダンスＺa1を実質上零とするために、アンテナエレメント(41)の長さｌ1を実質上λ／４の奇数倍とした。
【００１９】
（５）本発明の好ましい実施例では、前記インピ−ダンスＺa2を実質上無限大とするために、アンテナエレメント(42)の長さｌ2を実質上λ／２の整数倍とした。
【００２０】
なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応要素の符号を、参照までに付記した。
【００２１】
次に本発明の、同軸ケ−ブルを直結した偏給電ダイポ−ルアンテナの動作原理を以下に図面を参照して説明する。
【００２２】
図１の（ａ）に、地板５の上部に設置した、同軸ケ−ブル１を直結した偏給電ダイポ−ルアンテナ４の一例を示す。該アンテナ４は、長さｌ1の第１アンテナエレメント４１，長さｌ2の第２アンテナエレメント４２、及び、地板５から構成されており、アンテナエレメントの全長はｌである。
【００２３】
給電点は、第１アンテナエレメント４１左端からｌ1、また第２アンテナエレメント４２右端からｌ2に位置しており、ｌ1≠ｌ2であるので偏給電ダイポ−ルアンテナである。第１アンテナエレメント４１および第２アンテナエレメント４２は、地板５より距離ｈの位置に配置されている。この距離ｈは、使用波長λに対して１／４、好ましくは１／１０以下と十分に小さいので、本アンテナは反射板上の伝送線路的な取扱いが出来る構造である。
【００２４】
同軸ケ−ブル１は、地板５の中心位置を、地板に対し垂直に貫通しており、同軸ケ−ブル１の外導体２に第１アンテナエレメント４１のアンテナ端子Ａが、同軸ケ−ブル１の中心導体３に第２アンテナエレメント４２のアンテナ端子Ｂが、接続されている。同軸ケ−ブル１の外導体２は、地板５とは分離している（地板５に接続されていない）。
【００２５】
図１の（ｂ）には、偏給電ダイポ−ルアンテナ４の給電点を原点とする３次元座標上の、アンテナ４の放射電界Ｅを示す。φはｘ軸ｙ軸間の角度を示し、θはｚ軸ｙ軸間の角度を示し、図中のＥφは放射電界Ｅの水平偏波成分（所望する成分）を表わし、Ｅθは放射電界Ｅの、同軸ケ−ブル１の漏洩電流による垂直偏波成分（不要成分）を表わす。
【００２６】
図２の（ａ）は、図１の（ａ）に示すアンテナ端子Ａとアンテナ端子Ｂ間の給電電圧Ｖを分解して表わしたものである。アンテナ端子Ａとアンテナ端子Ｃは、図１の（ａ）に示す様に、端子Ａと端子Ｂの間の中間電位点Ｏの電位よりそれぞれＶ／２低いので、同電位である。
【００２７】
図２の（ｂ）に、図２の（ａ）に表わした給電電圧の内、平衡系成分のみ摘出して示し、図２の（ｃ）には、不平衡系成分のみ摘出して示す。このように分解すると、図１に示すアンテナ端子Ａとアンテナ端子Ｂ間の給電電圧Ｖ（図２の（ａ）は、平衡系成分（図２の（ｂ））と不平衡系成分（図２の（ｃ））に分けて、各々独立に検討することが出来る。
【００２８】
図２の（ｂ）に示す平衡系成分は、通常の水平偏波ダイポ−ルアンテナの成分と同一であり、電流Ｉｂ1とＩｂ2により水平偏波が放射される。またこのアンテナは、左アンテナエレメント長ｌ1、右アンテナエレメント長ｌ2が、ｌ1≠ｌ2である偏給電ダイポ−ルであるので、同軸ケ−ブル１の外導体２に漏洩電流Ｉcbが流れる。図２の（ｃ）に示す不平衡系成分は、給電点Ｏの位置によらず、漏洩電流Ｉcuが生ずる。これらの漏洩電流Ｉcb及び漏洩電流Ｉcuにより、不要な垂直偏波が放射される。
【００２９】
図２の（ｂ）に示す平衡系成分と、（ｃ）に示す不平衡系成分は、アンテナ４が地板５に近い位置（ｈ≦λ／１０）に配置されているために、前述の様に伝送線路的に取扱うことが出来るので、図３に示す様に、各端子Ａ〜Ｃのインピ−ダンスを集中定数的に表現した３個の成分Ｚa1，Ｚa2，Ｚcに分解することが出来る。
【００３０】
図３の（ａ）のＺa1は、図２の（ａ）において端子Ａから左側のインピ−ダンスを、図３の（ｂ）のＺa2は、図２の（ａ）において端子Ｂから右側のインピ−ダンスを、図３の（ｃ）のＺcは、図２の（ａ）において端子Ｃから下側のインピ−ダンスを集中定数的に表したものである。
【００３１】
このように表現したとき、偏給電ダイポ−ルアンテナ４の等価回路は、最終的に第４図の（ａ）（平衡系）及び（ｂ）（不平衡系）に分解して表わすことが出来る。このように分解すると、平衡系の漏洩電流Ｉcbと、不平衡系の漏洩電流Ｉcuは、次式となる。
Ｉcb＝(Ｚa1−Ｚa2)(Ｖ／２)[Ｚa1・Ｚa2＋Ｚc(Ｚa1＋Ｚa2)] ・・・(1)
Ｉcu＝(Ｚa1＋Ｚa2)(Ｖ／２)[Ｚa1・Ｚa2＋Ｚc(Ｚa1＋Ｚa2)] ・・・(2)。
【００３２】
よって、端子Ｃにおける漏洩電流Ｉcは、ＩcbとＩcuの和として次式となる。
Ｉｃ＝Ｉcb＋Ｉcu
＝Ｚa1・Ｖ／[Ｚa1・Ｚa2＋Ｚc(Ｚa1＋Ｚa2）］・・・(3)
式(3)で示す漏洩電流Ｉｃに着目して、不要な垂直偏波成分の放射電界Ｅθを求める。放射電界Ｅθは、漏洩電流Ｉｃの分布Ｉｃ(z)から求めることが出来る。
【００３３】
【数４】

【００３４】
ここで位相定数ｋは、自由空間２π／λに等しいとした。印加電流Ｉｏは、Ｉｏ＝Ｉｃ(h)として次式となる。
【００３５】
【数５】

【００３６】
またＰＬは、ｚ＝０における反射係数であり、次式で表される。
ＰＬ＝（ＺＬ−Ｚｏ）／（ＺＬ＋Ｚｏ）・・・(6)
ここにＺＬは、図３の（ｃ）に示す地板５から下方のインピ−ダンスを集中定数的に表したものである。
【００３７】
また特性インピ−ダンスＺｏは、次式の値を用いる。
Ｚｏ＝６０［（ｌｎ・２ｈ／ａ）−１］・・・(7)
式(4)から、漏洩電流による不要な垂直偏波成分の放射電界Ｅθ、は次式の様になる。
【００３８】
【数８】

【００３９】
上式は、地板５に対してアンテナの高さｈが低い（ｈ≦1/4）ため、ｋｚ≪１となり、結果的に次式で表わすことが出来る。
【００４０】
【数９】

【００４１】
上式からＩｏ＝０の時に、漏洩電流による不要な垂直偏波成分の放射電界Ｅθを零とすることが出来る。Ｉｏ＝０の条件は、式(5)からＩｃ＝０である。
【００４２】
従って式(3)から、次のインピ−ダンスが条件となる。
Ｚa1＝０・・・(10)
Ｚa2＝∞ ・・・(11)
Ｚa1は、図３の（ａ）に示す様に、端子Ａから左側を見たインピ−ダンスであり、Ｚａ２は図３の（ｂ）に示す様に、端子Ｂから右側を見たインピ−ダンスである。
【００４３】
これらは近似的に長さｌ1とｌ2を持つ終端開放線路として、インピーダンスの主成分（実部＜＜虚部）となる虚部に着目すると、次に様に表現できる。
Ｚa1≒−ｊＺｏ・ｃｏｔ（ｋｌ1）・・・(12)
Ｚa2≒−ｊＺｏ・ｃｏｔ（ｋｌ2）・・・(13)。
【００４４】
従って、インピ−ダンスの条件式(10)と(11)は、偏給電ダイポ−ルアンテナのエレメント長ｌ1とｌ2で表わすことが出来る。
ｌ1≒（２ｎ−１）λ／４（ｎ＝１，２，・・・）・・・(14)
ｌ2≒ｎλ／２（ｎ＝１，２，・・・）・・・(15)。
【００４５】
上式から、エレメントｌ1および／またはｌ2の長さを選ぶことにより、不要な放射を抑制できることが判る。
【００４６】
すなわち一つは同軸ケ−ブル１の外導体２に接続されるエレメント４１の長さｌ1を、λ／４の奇数倍として、インピ−ダンスＺa1を小さくする方法であり、他の一つは同軸ケ−ブル１の中心導体３に接続されるエレメント４２の長さｌ2を、λ／２の整数倍として、インピ−ダンスＺa2を高くする方法である。これらの条件を満足すれば、漏洩電流による不要な放射のない、同軸ケ−ブルを直結した偏給電ダイポ−ルアンテナが実現する。
【００４７】
本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明ら
かになろう。
【００４８】
【発明の実施の形態】
【００４９】
【実施例】
本実施例では、周波数ｆ＝1500ＭHz，波長λ＝20cmにおいて、ｌ／λ＝0.8のダイポ−ルアンテナを使用して、給電点位置を変化させて垂直偏波放射電界Ｅθ(不要成分)を測定した。上記において、アンテナエレメント総長ｌ＝0.8λ＝16cmであり、
アンテナエレメント半径ａ＝５・λ／１０００＝１ｍｍ
地板５の大きさ＝２ｍ×５０ｃｍ
の条件により実施したものである。
【００５０】
図５の（ａ）および（ｂ）は、上述した理論を確認した結果を示すグラフである。図５の（ａ）には、地板５に対するアンテナエレメント４１，４２の距離ｈ＝0.25λ＝5cm（すなわちｈ＝(1/4)λ）として実施した場合の結果を示す。横軸Ｆｐ／λは給電点位置を示し、0.0は給電点が左端（エレメント４１長さｌ1＝０，エレメント４２長さｌ2＝16cm）であり、0.5は給電点が中間（エレメント４１長さｌ１＝8cm，エレメント４２長さｌ2＝8cm）であり、1.0は給電点が右端（エレメント４１長さｌ1＝16cm，エレメント４２長さｌ2＝０）である。縦軸Ｅθは垂直偏波放射電界の絶対値レベルをデジベルで表わしたものである。実線は計算で求めた値を示し、黒丸印は、実測による値を示す。尚、本実施例では計算値（理論値）を得るために、図１の（ａ）に示す同軸ケ−ブル１の外導体２をＺ＝0で地板５と短絡して行った。
【００５１】
図５の（ｂ）は、地板５に対するアンテナエレメント４１，４２の距離ｈ＝0.1λ＝2cm（すなわちｈ＝(1/10)λ）として実施した場合の結果である。
【００５２】
一般的に、Ｅθ＜−１０ｄＢであれば、不要な放射が抑制されていると言えるが、本実施例においては、図５の（ａ）及び図５の（ｂ）に示す様に、Ｚa1＝０，Ｚa2＝∞の時に、垂直偏波放射電界Ｅθが１０ｄＢ以上抑制されていることがわかる。図５の（ａ）の場合（ｈ＝(1/4)λ)よりも、図５の（ｂ）の場合（ｈ＝(1/10)λ)の方が、垂直偏波放射電界Ｅθの減衰量が大きい。このように、地板５に対するアンテナエレメント４１，４２の距離ｈを波長λに対してｈ＝(1/10)λと、より小さくする方が、垂直偏波放射電界Ｅθの抑制効果が高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は、本発明の偏給電ダイポ−ルアンテナの構成を示す斜視図であり、（ｂ）は、該アンテナの放射電界Ｅの方向を示すベクトル図である。
【図２】（ａ）は、図１の（ａ）に示す端子Ａ，Ｂ間の電圧Ｖを平衡系と不平衡系とに分解して表わしたブロック図であり、（ｂ）はその内平衡系分のみを示し、（ｃ）は不平衡系分のみを示す。
【図３】（ａ）は、図２の（ａ）の端子１から左側を見たインピ−ダンスを示す模式図であり、（ｂ）は、図２の（ａ）の端子２から右側を見たインピ−ダンスを示し、（ｃ）は、図２の（ａ）の端子３から下側を見たインピ−ダンスを示す。
【図４】（ａ）は、偏給電ダイポ−ルアンテナの平衡成分を表わす等価回路図であり、（ｂ）は、偏給電ダイポ−ルアンテナの不平衡成分を表わす等価回路図である。
【図５】（ａ）は、本発明の一実施例の、ｈ＝0.25λの場合の垂直偏波放射電界Ｅθの減衰量を示すグラフであり、（ｂ）は、ｈ＝0.1λの場合の減衰量を示すグラフである。
【図６】（ａ）は、従来の中央給電ダイポ−ルの放射指向性の一例を示すグラフであり（ｂ）は、本発明の偏給電ダイポ−ルアンテナの放射指向性の一例を示すグラフである。
【図７】（ａ）は、従来の中央給電ダイポ−ルアンテナの構成を示すブロック図であり、（ｂ）は、（ａ）に阻止套管を装着したアンテナの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１：同軸ケ−ブル
２：同軸ケ−ブルの外導体
３：同軸ケ−ブルの中心導体（芯線）
４：偏給電ダイポ−ルアンテナ
４１：偏給電ダイポ−ルアンテナの第１エレメント
４２：偏給電ダイポ−ルアンテナの第２エレメント
５：地板
６：中央給電ダイポ−ルアンテナ
６１：中央給電ダイポ−ルアンテナの第１エレメント
６２：中央給電ダイポ−ルアンテナの第２エレメント
７：阻止套管
Ｅθ：垂直偏波放射電界
Ｅφ：水平偏波放射電界[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a bias feed dipole antenna in which coaxial cables are directly connected. This partial feed dipole antenna is used as an antenna for mobile communication such as PHS, for example.
[0002]
[Prior art]
In many cases, a linear antenna such as a dipole antenna feeds power by directly connecting a coaxial cable thereto.
[0003]
FIG. 7A shows an example in which the coaxial cable 1 is directly connected to the dipole antenna 6. As shown in the figure, one end of the antenna element 61 is connected to the outer conductor 2 of the coaxial cable 1, and one end of the antenna element 62 is connected to the central conductor (core wire) 3 of the coaxial cable 1. Although it has the simplest structure as described above, even if the feed point impedance of the dipole antenna 6 and the characteristic impedance of the coaxial cable 1 coincide with each other, the dipole antenna 6 is a balanced system. By connecting the coaxial cable 1 which is an unbalanced system, a leakage current flows through the outer conductor 2 of the coaxial cable 1, which causes unnecessary radio wave radiation, and has a drawback of reducing the antenna gain. Yes.
[0004]
For this reason, when a coaxial cable is directly connected to a dipole antenna, power is supplied by using a “balun” such as a blocking tube, a branch conductor, a half-wave detour, and a split coaxial line. By making the leakage current flowing through the outer conductor 2 of the cable 1 substantially zero, unwanted radiation is suppressed and utilized.
[0005]
FIG. 7B is an example in which a blocking sleeve 7 is used to block leakage current flowing in the outer conductor 2 of the coaxial cable 1 of the dipole antenna 6 shown in FIG. 7A. . As shown in the figure, the blocking sleeve 7 is a metal cylindrical pipe having a length of ¼ of the wavelength λ used. The blocking sleeve 7 is concentrically fitted into the coaxial cable 1 and λ / from the antenna element connection point side. This is a structure electrically connected to the coaxial cable outer conductor 2 at the position 4.
Since the impedance when the blocking sleeve 7 side is viewed from the antenna element connection point is infinite, no leakage current flows through the coaxial cable outer conductor 2, and the circuit operates as a balanced-unbalanced conversion circuit.
[0006]
Japanese Patent Publication No. 52-19062 discloses a conversion circuit (balun) that connects a microstrip line, which is an unbalanced circuit, and an antenna, which is a balanced circuit, on a circuit board. The stripline balanced-unbalanced conversion circuit disclosed therein is formed by vapor deposition on a dielectric substrate and consists of a balanced line consisting of a pair of line conductors and a branch conductor (stub) connected to the balanced line. ) And an unbalanced line connected to one of the connection points.
[0007]
An antenna which is a balanced circuit is connected to the other end of the balanced line. The stub forms a shorted stub having a length of λga / 2 with respect to the unbalanced radio wave wavelength λga, and short-circuits in the middle, that is, a position corresponding to λgb / 4 with respect to the balanced radio wave wavelength λgb. Therefore, for the balanced current, the stub length is λgb / 4 and a short-circuited stub is formed. Therefore, the impedance is infinite, and the balanced current does not flow to the stub side. On the other hand, since the stub length is λga / 2 and the tip is short-circuited with respect to the unbalanced current, the impedance is zero and all the unbalanced current flows to the stub side and does not flow to the antenna side.
[0008]
Japanese Patent Publication No. 63-66442 is an example of a balun formed into a plate shape. The balun circuit disclosed therein is based on a split coaxial line balun, and is provided with three strip lines having a flat conductor (triplet) structure, and one end thereof is connected to the end of the coaxial cable. That is, the upper and lower plates are connected to the outer conductor of the coaxial cable, the central plate is connected to the central conductor of the coaxial cable, and either the central plate or the upper and lower plates are connected at the other end of the triple plate. Are short-circuited with a conductor, and the load is connected to the upper and lower plate ends.
[0009]
With this configuration, unbalance-balance conversion is performed. In addition, the upper and lower plates are short-circuited with a conductor or the like at a position of about 1/4 wavelength within the tube from the load feeding point to form a balun. Therefore, since the impedance when the strip line is viewed from the load feeding point is infinite, the leakage current is zero, and matching with the load impedance is achieved by selecting the width of the three flat conductors.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
These baluns are balanced-unbalanced conversion circuits, and are effective when an unbalanced coaxial cable is connected to a balanced central feed dipole antenna.
[0011]
However, there is a partial feed dipole antenna, that is, a dipole antenna of a type in which the left and right element lengths of the dipole antenna are different, and therefore the feed is not a central feed but a partial feed. The biased dipole antenna has the advantage that the feed point impedance can be changed by adjusting the left and right element lengths, and the radiation directivity tilt can be adjusted by adjusting the left and right element lengths as well. The advantage is that the angle can be adjusted.
[0012]
6A shows an example of the radiation directivity characteristic of the central feed dipole antenna with a tilt angle of zero, and FIG. 6B shows an example of the radiation directivity having a tilt angle α of the bias feed dipole antenna. For example, if a bias feed dipole antenna with a tilt angle below the horizontal is used for the PHS base station antenna provided on the steel tower, there is little unnecessary radio wave emission, and the necessary radio wave emission to the ground is reduced. Strong and effective.
[0013]
However, even in a bias feed dipole antenna, a leakage current flows through the outer conductor of the coaxial cable. In the bias feed dipole antenna, the antenna element and the coaxial cable are both unbalanced, so that the leakage current cannot be prevented even if the balun described above is used. Therefore, in the bias feeding dipole antenna, unnecessary radio wave radiation from the coaxial cable cannot be suppressed and has not been put into practical use until now.
[0014]
The present invention suppresses leakage current flowing in the outer conductor of the coaxial cable and suppresses unnecessary radio wave radiation from the coaxial cable when the coaxial cable is directly connected to the feed dipole antenna to supply power. For the purpose.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
The bias feeding dipole antenna directly connected to the coaxial cable of the present invention is:
(1) In the bias feed dipole antenna (4) installed at a distance h from the ground plane (5),
The impedance Za1 of the antenna element 41 viewed from the connection point of the antenna element 41 connected directly to the outer conductor 2 of the coaxial cable 1 and having a distance h sufficiently smaller than the wavelength λ used . The first feature is that the imaginary part is substantially zero.
[0016]
(2) In the bias feed dipole antenna (4) installed at a distance h from the ground plane (5),
The impedance Za2 of the antenna element 42 viewed from the connection point of the antenna element 42 connected to the central conductor 3 of the coaxial cable 1 is sufficiently small compared to the wavelength λ used. The second feature is that the imaginary part is substantially infinite.
[0017]
(3) A bias feed dipole antenna (4) according to a preferred embodiment of the present invention has the first and second features. That is, the impedance of the antenna element (41) viewed from the connection point of the antenna element (41) directly connected to the outer conductor (2) of the coaxial cable (1) which is sufficiently small compared to the wavelength λ used. The imaginary part of Za1 is virtually zero, and the imaginary part of impedance Za2 of the antenna element 42 connected to the central conductor (3) of the coaxial cable (1) viewed from the connection point is virtually infinite. It ’s big.
[0018]
(4) In a preferred embodiment of the present invention, in order to make the impedance Za1 substantially zero, the length l1 of the antenna element (41) is substantially an odd multiple of λ / 4.
[0019]
(5) In a preferred embodiment of the present invention, in order to make the impedance Za2 substantially infinite, the length l2 of the antenna element (42) is substantially an integral multiple of λ / 2.
[0020]
For ease of understanding, reference numerals of corresponding elements in the embodiments shown in the drawings and described later are added in parentheses for reference.
[0021]
Next, the operation principle of the bias feed dipole antenna directly connected to the coaxial cable according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[0022]
FIG. 1A shows an example of a bias feed dipole antenna 4 directly connected to the coaxial cable 1 installed on the upper surface of the ground plane 5. The antenna 4 includes a first antenna element 41 having a length l1, a second antenna element 42 having a length l2, and a ground plane 5. The total length of the antenna element is l.
[0023]
The feeding point is located at l1 from the left end of the first antenna element 41 and l2 from the right end of the second antenna element 42. Since l1 ≠ l2, the feeding point is a bias feeding dipole antenna. The first antenna element 41 and the second antenna element 42 are arranged at a distance h from the ground plane 5. Since this distance h is sufficiently small, such as 1/4, preferably 1/10 or less of the wavelength λ used, this antenna can be handled like a transmission line on the reflector .
[0024]
The coaxial cable 1 passes through the center position of the ground plane 5 perpendicularly to the ground plane, and the antenna terminal A of the first antenna element 41 is connected to the outer conductor 2 of the coaxial cable 1 with the coaxial cable 1. The antenna terminal B of the second antenna element 42 is connected to the center conductor 3. The outer conductor 2 of the coaxial cable 1 is separated from the ground plane 5 (not connected to the ground plane 5).
[0025]
FIG. 1B shows a radiation electric field E of the antenna 4 on a three-dimensional coordinate with the feeding point of the bias feeding dipole antenna 4 as the origin. φ represents the angle between the x axis and the y axis, θ represents the angle between the z axis and the y axis, Eφ in the figure represents the horizontal polarization component (desired component) of the radiated electric field E, and Eθ represents the radiated electric field E The vertical polarization component (unnecessary component) due to the leakage current of the coaxial cable 1 is shown.
[0026]
FIG. 2A shows the power supply voltage V between the antenna terminal A and the antenna terminal B shown in FIG. As shown in FIG. 1A, the antenna terminal A and the antenna terminal C have the same potential because they are V / 2 lower than the potential of the intermediate potential point O between the terminal A and the terminal B, respectively.
[0027]
FIG. 2B shows only the balanced system components extracted from the supply voltage shown in FIG. 2A, and FIG. 2C shows only the unbalanced components. When disassembled in this way, the feeding voltage V between the antenna terminal A and the antenna terminal B shown in FIG. 1 ((a) in FIG. 2 is the balanced system component ((b) in FIG. 2)) and the unbalanced system component (FIG. 2). (C)) and can be examined independently.
[0028]
The balanced system component shown in FIG. 2B is the same as the component of a normal horizontal polarization dipole antenna, and the horizontal polarization is radiated by the currents Ib1 and Ib2. Further, since this antenna is a partial feed dipole in which the left antenna element length l 1 and the right antenna element length l 2 are l 1 ≠ l 2, a leakage current Icb flows through the outer conductor 2 of the coaxial cable 1. In the unbalanced system component shown in FIG. 2C, a leakage current Icu is generated regardless of the position of the feeding point O. Unnecessary vertical polarization is radiated by these leakage current Icb and leakage current Icu.
[0029]
Since the balanced system component shown in FIG. 2B and the unbalanced system component shown in FIG. 2C are arranged at the position where the antenna 4 is close to the ground plane 5 (h ≦ λ / 10), as described above. Therefore, as shown in FIG. 3, the impedances of the terminals A to C can be decomposed into three components Za1, Za2, and Zc that are expressed lumpedly.
[0030]
3A is the impedance on the left side from the terminal A in FIG. 2A, and Za2 in FIG. 3B is the impedance on the right side from the terminal B in FIG. -Zc in FIG. 3 (c) is a lumped constant of the impedance below the terminal C in FIG. 2 (a).
[0031]
When expressed in this way, the equivalent circuit of the bias feed dipole antenna 4 can be finally decomposed into (a) (balanced system) and (b) (unbalanced system) in FIG. In this way, the balanced leakage current Icb and the unbalanced leakage current Icu are expressed by the following equations.
Icb = (Za1−Za2) (V / 2) [Za1 · Za2 + Zc (Za1 + Za2)] (1)
Icu = (Za1 + Za2) (V / 2) [Za1 · Za2 + Zc (Za1 + Za2)] (2).
[0032]
Therefore, the leakage current Ic at the terminal C is given by the following equation as the sum of Icb and Icu.
Ic = Icb + Icu
＝ Za1 ・ V / [Za1 ・ Za2 + Zc (Za1 + Za2)] (3)
Paying attention to the leakage current Ic shown in Equation (3), the radiation field Eθ of the unnecessary vertical polarization component is obtained. The radiated electric field Eθ can be obtained from the distribution Ic (z) of the leakage current Ic.
[0033]
[Expression 4]

[0034]
Here, the phase constant k is assumed to be equal to the free space 2π / λ. The applied current Io is expressed by the following equation as Io = Ic (h).
[0035]
[Equation 5]

[0036]
PL is a reflection coefficient at z = 0, and is expressed by the following equation.
PL = (ZL-Zo) / (ZL + Zo) (6)
Here, ZL represents the impedance below the ground plane 5 shown in FIG.
[0037]
The characteristic impedance Zo uses a value of the following equation.
Zo = 60 [(ln · 2h / a) −1] (7)
From the equation (4), the radiation field Eθ of the unnecessary vertical polarization component due to the leakage current is expressed by the following equation.
[0038]
[Equation 8]

[0039]
Since the height h of the antenna is lower than the ground plane 5 (h ≦ 1/4), the above equation becomes kz << 1, and can be expressed by the following equation as a result.
[0040]
[Equation 9]

[0041]
From the above equation, when Io = 0, the radiated electric field Eθ of unnecessary vertical polarization components due to leakage current can be made zero. The condition of Io = 0 is Ic = 0 from the equation (5).
[0042]
Therefore, from the equation (3), the following impedance is a condition.
Za1 = 0 (10)
Za2 = ∞ (11)
Za1 is an impedance when the left side is viewed from the terminal A as shown in FIG. 3A, and Za2 is an impedance when the right side is viewed from the terminal B as shown in FIG. 3B. It is.
[0043]
These can be expressed as follows when attention is paid to an imaginary part which is a main component of impedance (real part << imaginary part) as an open-ended line having approximately lengths l1 and l2.
Za1≈−jZo · cot (kl1) (12)
Za2≈-jZo.cot (kl2) (13).
[0044]
Therefore, the impedance conditional expressions (10) and (11) can be expressed by the element lengths l1 and l2 of the bias feed dipole antenna.
l1≈ (2n-1) λ / 4 (n = 1, 2,...) (14)
l2≈nλ / 2 (n = 1, 2,...) (15).
[0045]
From the above equation, it can be seen that unnecessary radiation can be suppressed by selecting the length of the elements l1 and / or l2.
[0046]
That is, one is a method of reducing the impedance Za1 by setting the length l1 of the element 41 connected to the outer conductor 2 of the coaxial cable 1 to an odd multiple of λ / 4, and the other is coaxial. This is a method of increasing the impedance Za2 by setting the length l2 of the element 42 connected to the central conductor 3 of the cable 1 to an integral multiple of λ / 2. If these conditions are satisfied, a feed dipole antenna in which coaxial cables are directly connected without unnecessary radiation due to leakage current can be realized.
[0047]
Other objects and features of the present invention will become apparent from the following description of embodiments with reference to the drawings.
[0048]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[0049]
【Example】
In this example, at a frequency f = 1500 MHz and a wavelength λ = 20 cm, a vertically polarized radiation electric field Eθ (unnecessary component) was measured using a dipole antenna with l / λ = 0.8 by changing the feed point position. . In the above, antenna element total length l = 0.8λ = 16 cm,
Antenna element radius a = 5 · λ / 1000 = 1 mm
The size of the main plate 5 = 2 m × 50 cm
It was carried out under the conditions of
[0050]
(A) and (b) of FIG. 5 are graphs showing the results of confirming the theory described above. FIG. 5 (a) shows the result when the distance h = 0.25λ = 5 cm (that is, h = (1/4) λ) between the

antenna elements

41 and 42 with respect to the ground plane 5 is implemented. The horizontal axis Fp / λ indicates the position of the feeding point, 0.0 is the feeding point at the left end (element 41 length l 1 = 0, element 42 length l 2 = 16 cm), and 0.5 is the middle feeding point (element 41 length l 1 = 8 cm, element 42 length l 2 = 8 cm), 1.0 is the feeding point on the right end (element 41 length l 1 = 16 cm, element 42 length l 2 = 0). The vertical axis Eθ represents the absolute value level of the vertically polarized radiation electric field in decibels. A solid line indicates a value obtained by calculation, and a black circle indicates a value obtained by actual measurement. In this embodiment, in order to obtain a calculated value (theoretical value), the outer conductor 2 of the coaxial cable 1 shown in FIG. 1A was short-circuited to the ground plane 5 at Z = 0.
[0051]
FIG. 5B shows the results when the distance h of the

antenna elements

41 and 42 with respect to the ground plane 5 is set to 0.1λ = 2 cm (that is, h = (1/10) λ).
[0052]
In general, if Eθ <−10 dB, it can be said that unnecessary radiation is suppressed. However, in this embodiment, as shown in FIGS. 5A and 5B, Za1 = When 0 and Za2 = ∞, it can be seen that the vertically polarized radiation electric field Eθ is suppressed by 10 dB or more. In the case of (b) in FIG. 5 (h = (1/10) λ) than in the case of (a) in FIG. 5 (h = (1/4) λ), the vertical polarized radiation electric field Eθ is greater. Attenuation is large. As described above, the effect of suppressing the vertically polarized radiation electric field Eθ is higher when the distance h between the

antenna elements

41 and 42 with respect to the ground plane 5 is smaller as h = (1/10) λ with respect to the wavelength λ.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1A is a perspective view showing a configuration of a bias feed dipole antenna of the present invention, and FIG. 1B is a vector diagram showing a direction of a radiated electric field E of the antenna.
2A is a block diagram showing a voltage V between terminals A and B shown in FIG. 1A divided into a balanced system and an unbalanced system, and FIG. Only the equilibrium system is shown, and (c) shows only the unbalance system.
3A is a schematic diagram showing an impedance when the left side is viewed from the terminal 1 in FIG. 2A, and FIG. 3B is a diagram showing the right side from the terminal 2 in FIG. FIG. 2C shows the impedance when the lower side is viewed from the terminal 3 in FIG.
4A is an equivalent circuit diagram showing a balanced component of a biased feed dipole antenna, and FIG. 4B is an equivalent circuit diagram showing an unbalanced component of a biased feed dipole antenna.
FIG. 5A is a graph showing the amount of attenuation of a vertically polarized radiation electric field Eθ when h = 0.25λ, and FIG. 5B is a case where h = 0.1λ. It is a graph which shows the amount of attenuation.
6A is a graph showing an example of the radiation directivity of a conventional central feed dipole, and FIG. 6B is a graph showing an example of the radiation directivity of a biased feed dipole antenna of the present invention. is there.
7A is a block diagram showing a configuration of a conventional central feed dipole antenna, and FIG. 7B is a block diagram showing a configuration of an antenna in which a blocking sleeve is attached to FIG.
[Explanation of symbols]
1: Coaxial cable 2: Coaxial cable outer conductor 3: Coaxial cable center conductor (core wire)
4: Partially fed dipole antenna 41: First element 42 of the partially fed dipole antenna: Second element 5 of the partially fed dipole antenna 5: Ground plane 6: Center-fed dipole antenna 61: First element of the centrally-fed dipole antenna 62: the second element 7 of the center-fed dipole antenna 7: blocking tube Eθ: vertically polarized radiation field Eφ: horizontally polarized radiation field

Claims

In the bias feed dipole antenna installed at a distance h from the ground plane,
The imaginary part of the impedance Za1 of the antenna element viewed from the connection point of the antenna element directly connected to the outer conductor of the coaxial cable is substantially zero compared to the wavelength λ used by the distance h. A bias feed dipole antenna directly connected to a coaxial cable.

In the bias feed dipole antenna installed at a distance h from the ground plane,
The imaginary part of the impedance Za2 as viewed from the connection point of the antenna element directly connected to the central conductor of the coaxial cable is substantially infinite as the distance h is sufficiently smaller than the wavelength λ used. A partial feed dipole antenna having a coaxial cable directly connected thereto.

In the bias feed dipole antenna installed at a distance h from the ground plane,
The imaginary part of the impedance Za1 viewed from the connection point of the antenna element directly connected to the outer conductor of the coaxial cable is sufficiently smaller than the wavelength λ used for the distance h is substantially zero, An offset feed die with a direct connection to a coaxial cable, characterized in that the imaginary part of the impedance Za2 as viewed from the connection point of the antenna element directly connected to the central conductor of the coaxial cable is substantially infinite. -Le antenna.

4. The bias feeding dipole antenna according to claim 1, wherein the length l1 of the antenna element connected to the outer conductor of the coaxial cable is substantially an odd multiple of [lambda] / 4.

4. A feed dipole antenna according to claim 2, wherein the length l2 of the antenna element connected to the central conductor of the coaxial cable is substantially an integral multiple of [lambda] / 2.