JP3670446B2

JP3670446B2 - Stabilized power circuit

Info

Publication number: JP3670446B2
Application number: JP17528097A
Authority: JP
Inventors: 晃一井上
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1997-06-16
Filing date: 1997-06-16
Publication date: 2005-07-13
Anticipated expiration: 2017-06-16
Also published as: JPH117329A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、安定化電源回路に関し、詳しくは、レギュレーション制御側の動作電圧を高くすることなく、リップルに対するリジェクション機能を悪化させず、さらに、起動不良が発生しないようなＩＣ化された安定化電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＩＣ化された安定化電源回路としては、図４に示すような差動増幅回路１０（或いはオペアンプ，なお、オペアンプは差動増幅回路に含めて、差動増幅回路として説明する。）と電流ブースタ回路１１とからなる定電流回路を利用したものを挙げることができる。
この回路において、１２は、定電圧を発生する出力端子であり、１３は、差動増幅回路の一方の入力に加えられる基準電圧Ｖ1を発生する電源である。差動増幅回路１０は、内部に差動アンプ１０ａとこの差動アンプ１０ａの定電流源１０ｂ（その電流値Ｉ）とを有していて、電流ブースタ回路１１の負荷として抵抗Ｒ1，Ｒ2の直列回路が挿入されている。
ここで、ＰＮＰ形のトランジスタＱ1，Ｑ2は、それぞれエミッタ側に定電流回路１０ｃ，１０ｄが挿入された駆動用トランジスタであって、トランジスタＱ1のベースに基準電圧Ｖ1が加えられ、トランジスタＱ2のベースに電流ブースタ回路１１の出力側から帰還された電圧を受ける。また、ＰＮＰ形のトランジスタＱ3，Ｑ4は、トランジスタＱ1，Ｑ2のエミッタにそのベースが結合された差動アンプ１０ａを構成する一対のトランジスタである。
【０００３】
トランジスタＱ5は、電流ブースタ回路１１のドライブ段のＮＰＮ形のトランジスタであり、そのベースが差動増幅回路１０の増幅段のトランジスタＱ4のコレクタからの出力をそのベースに受けて駆動される。そして、そのコレクタを介して電流出力段のＰＮＰ形のトランジスタＱ6のベースを駆動する。トランジスタＱ6のコレクタは、出力端子１２に接続され、かつ抵抗Ｒ1，Ｒ2を介して接地されている。抵抗Ｒ2の端子電圧（これら抵抗の接続点Ｎの電圧）は、差動増幅回路１０のトランジスタＱ2のベースに帰還され、このことで、抵抗Ｒ2に発生する端子電圧が基準電圧Ｖ1に一致するように差動増幅回路１０が動作して出力端子１２に定電圧Ｖ oが発生する。
この定電圧Ｖoは、
Ｖo＝（ｒ1＋ｒ2）・Ｖ1／ｒ2
となる。ただし、ｒ1は抵抗Ｒ1の抵抗値、ｒ2は抵抗Ｒ2の抵抗値である。
なお、差動増幅回路１０の電源電圧は、安定化された電源ラインＶreg に接続され、電流ブースタ回路１１の電源電圧は、通常の電源ライン＋Ｖccに接続されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような安定化電源回路にあっては、負荷側が短絡したときに、出力端子１２が接地電位にまで落ちるため、出力が帰還される差動増幅回路１０の入力（トランジスタＱ2のベース）が接地電位にまで落ち、電流ブースタ回路１１を駆動する差動増幅回路１０のトランジスタＱ4が“ＯＮ”状態となって、他方のトランジスタＱ3が“ＯＦＦ”状態となる。そこで、電流ブースタ回路１１を駆動する電流が電流源１０ｂから供給される電流Ｉとなり、負荷側が短絡したときには各素子の能力いっぱいの大電流が流れてＩＣが加熱されたり、周辺回路を含めてＩＣが破壊される問題が生じる。
なお、この場合、電流ブースタ回路１１の出力電流をＩo とすると、
Ｉo ≒βp ・βn ・Ｉ
となる。ただし、βp は、電流ブースタ回路１１の出力トランジスタＱ6の電流増幅率、βn は、電流ブースタ回路のドライブ段のトランジスタＱ5の電流増幅率である。
【０００５】
そこで、このような問題を解決するために、電流ブースタ回路１１のドライブ段であるＮＰＮ形トランジスタＱ5を２つのＮＰＮ形トランジスタに換え、その後段のトランジスタのベースを駆動する前段のトランジスタのエミッタとグランドＧＮＤ間にバイアス抵抗を挿入してエミッタフォロアとし、後段をエミッタ接地としたドライブ段を設けた回路を特開平２−１３３８１０号「安定化電源回路」として提案している。
しかし、この電流ブースタ回路のドライブ段は、前記のバイアス抵抗が後段のトランジスタのベースとグランドＧＮＤ間にも挿入されることになるので、出力電流が小さい低負荷の場合には、前段トランジスタのみが動作する。前段のトランジスタは、エミッタに抵抗が挿入されているので、単独動作のときには増幅率が低い。そこで、前段と後段のトランジスタが動作する高負荷時のドライブ段の増幅率と低負荷時の前段トランジスタのみが動作するときの増幅率とに大きな差ができて、増幅率が変化する変化点が発生する。これにより、負荷の状態が急激に変化したときにこの変化点が作用してこの安定化電源回路は、リップルに対するリジェクション（拒絶）機能を一時的に悪化させる問題があることが分かった。
【０００６】
このようなことを回避するために、バイアス抵抗を削除して電流ブースタ回路のドライブ段のトランジスタを完全なダーリントン接続にすることを考えたが、そのようにすると、このドライブ段のベースバイアス電圧が２Ｖfとなり、レギュレーション制御側の差動増幅回路１０のバイアス電圧が１Ｖf（ベースエミッタ間順方向電圧降下）分だけ高くなってしまうので、回路全体のバイアス電圧も１Ｖf分高くする必要がある。その結果、レギュレーションのための制御電圧を１Ｖf分高く設定しなければならなくなるので、この安定化電源回路として動作範囲が小さくなる問題がある。
さらに、電流ブースタ回路のドライブ段を完全なダーリントン接続にすると、起動時にトランジスタＱ2のベース電位が接地電位になるために、トランジスタＱ4が飽和し、ドライブ段のベースバイアス電圧が２Ｖfより低下し、ドライブ段に電流を供給することができなくなり、起動不良が発生する問題も生じる。
この発明の目的は、このような従来技術の問題点を解決するものであって、レギュレーション制御側の動作電圧を高くすることなく、リップルに対するリジェクション機能を悪化させず、さらに、起動不良が発生しない安定化電源回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するためのこの発明の安定化電源回路の構成は、差動増幅回路とその出力を受けてそれを電流増幅する電流増幅回路とを有し、電流増幅回路の負荷が接続される出力に負荷に並列に直列抵抗の分圧回路が挿入され、その分圧電圧を前記差動増幅回路の一方の入力に帰還し、他方の入力に定電圧を加えて分圧回路に定電流を流すことで負荷にレギュレーションされた出力電圧の電力を供給する定電流駆動型の安定化電源回路において、電流増幅回路が差動増幅回路の出力を受けるダーリントン接続のトランジスタの入力段とこのダーリントン接続の入力段のトランジスタのエミッタにそのベースが接続された前記ダーリントン接続の電流出力段のトランジスタとを有し、出力電圧、前記の分圧電圧およびこれらの電圧に対応する電圧のいずれかの電圧が所定の基準電圧より低下したか否かを検出する検出回路と、この検出回路の検出信号を受けてダーリントン接続の電流出力段のトランジスタのベースを基準電位ラインに接続するスイッチ回路とを備えていて、スイッチ回路による基準電位ラインの接続により入力段のトランジスタによる回路が基準電位ラインの電位に対してベースエミッタ間順方向電圧降下に相当する電圧で動作を開始するエミッタ接地回路になるものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
このような構成により、負荷に大きな電流が流れて、出力電圧が低下したときにはその検出信号に応じてダーリントン接続の後段のベースを接地することにより、その前段トランジスタは、エミッタに抵抗を介さないエミッタ接地回路になる。このとき、電流ブースタ回路のドライブ段の増幅率は、大きい状態に保持されるので、ダーリントン接続の動作状態との間の増幅率に大きな差がなくなる。その結果、増幅率が変化する変化点によるリップルに対するリジェクション機能の一時的な悪化が抑止される。しかも、出力電圧が低下したときには、電流ブースタ回路のドライブ段がエミッタ接地回路になるので、レギュレーション制御側の差動増幅回路のバイアス電圧を１Ｖf高くしなくても動作させることができる。一方、起動時には、同様に電流ブースタ回路のドライブ段がトランジスタ１つのエミッタ接地回路になるので、そのベース電位が１Ｖfから動作可能である。したがって、起動不良も発生しない。
なお、実施例では、短絡時の出力電圧が低下してグランドレベルになる場合に、別途、短絡検出回路を設けて前記の検出回路の動作を短絡時に動作しないようにしている。これにより、起動時と定常動作時に発生する短絡時とを区別している。
【０００９】
【実施例】
以下、この発明の一実施例について図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明を適用した安定化電源回路のブロック図、図２は、図１の出力電圧検出回路にコンパレータを用いた実施例のブロック図、図３は、図２の出力電圧検出回路として電流切換回路を用いた実施例のブロック図である。なお、図４と同等の構成要素は同一の符号で示す。
図１の電流ブースタ回路３は、図４における電流ブースタ回路１１のドライブ段のトランジスタＱ5に換えて、トランジスタＱ7，Ｑ8からなるダーリントン接続のドライブ段１としている。さらに、後段のトランジスタＱ8のベースとグランドＧＮＤとの間には、スイッチ回路２を設けている。このスイッチ回路２は、出力電圧検出回路４の検出信号によりＯＮにされる。このＯＮにより、ダーリントン接続の後段のトランジスタＱ8がＯＦＦして、この電流ブースタ回路３のドライブ段１は、このとき、前段のトランジスタＱ7からなるエミッタ接地回路になる。
すなわち、出力電圧が所定値以下のとき、あるいは、グランドレベルにある起動時（短絡状態は除く、これについては後述する。）には、先に説明した図４の回路と同様な回路になる。
【００１０】
出力電圧検出回路４は、差動増幅回路１０の電源ラインＶregから電力を受けて動作し、短絡検出回路５から検出信号を受け、この信号を受けていないときに動作する。これは、出力端子１２から出力電圧を受けて、これと基準電源６の基準電圧値Ｖrefとを比較して出力電圧がこの基準電圧値Ｖref以下になったときに、検出信号を発生してスイッチ回路２をＯＮにする。それ以外のときには、スイッチ回路２はＯＦＦ状態である。
その結果、この安定化電源回路の起動時と、負荷に大きな電流が流れて出力電圧が基準電圧値Ｖref以下になったときには、電流ブースタ回路３のドライブ段１は、出力電圧検出回路４の検出信号に応じてダーリントン接続のトランジスタ回路からエミッタに抵抗を有していないエミッタ接地回路になる。このとき、ドライブ段１の増幅率は、大きい状態に保持されるので、ダーリントン接続の状態との増幅率に大きな差がなくなる。その結果、増幅率が変化する変化点によるリップルに対するリジェクションの一時的な悪化が抑止される。
【００１１】
短絡検出回路５は、電源ラインＶregから電力を受けて動作し、出力端子１２から出力電圧を受けてこれがグランドＧＮＤレベル、あるいはこれに近い短絡レベルまで低下したときに前記出力電圧検出回路４の動作を停止させ、その検出信号の発生を阻止する。その結果、電源ラインＶregの電圧が正規の電圧になっている定常動作状態において、負荷が短絡したようなレベルまでに出力が低下した場合には、前記の電流ブースタ回路のドライブ段１は、ダーリントン接続状態に戻される。このときには、トランジスタＱ7，Ｑ8は動作状態にある。
なお、電源ラインＶregは、その電圧が定電圧にレギュレーションされた回路から供給される電力ラインであって、通常、所定の一定電圧になるのは、起動から電源電圧が所定値以上になったときである。短絡検出回路５は、この一定電圧を基準とし、それのレギュレーションされる範囲の下限以上の範囲で動作する。これは、単純には、この回路のトランジスタの動作開始のバイアス電圧を前記の下限値以上の電圧に設定すればよい。
【００１２】
以下、短絡状態の動作と起動時の動作について説明すると、電流出力段のＰＮＰ形のトランジスタＱ6は、そのベースがトランジスタＱ7のコレクタとトランジスタＱ8のコレクタとに共通に接続されて、これらトランジスタにより共通に駆動される。なお、抵抗Ｒ3は、電源＋ＶccのラインとトランジスタＱ6のベースとの間に挿入されたバイアス抵抗であり、トランジスタＱ6のエミッタ側も電源＋Ｖccのラインに接続されている。
このような回路において、電流ブースタ回路３の出力電流をＩo とすると、
Ｉo ≒βp ・βn ²・Ｉ ………▲１▼
となる。ただし、βp は、電流ブースタ回路３のＰＮＰ形の出力トランジスタＱ6の電流増幅率、βn は、電流ブースタ回路のドライブ段のＮＰＮ形のトランジスタＱ7，Ｑ8の電流増幅率である。
ここで、電流ブースタ回路３の出力端子１２に発生する電圧Ｖoは、従来と同様に、
Ｖo＝（ｒ1＋ｒ2）・Ｖ1／ｒ2……▲２▼
であるが、出力端子１２側が短絡したときには、短絡検出回路５が動作することによりスイッチ回路２がＯＦＦになり、ドライブ段１は、ダーリントン接続の回路になる。したがって、前段のトランジスタＱ7のベース電圧が２Ｖf以上に上がらないとドライブ段１は動作しない。
【００１３】
すなわち、短絡時点では、Ｖo＝Ｖr2＝０になる。ただし、Ｖoは、出力端子１２に発生する電圧，Ｖr2は、抵抗Ｒ2の端子電圧である。このとき、差動増幅回路１０の入力段トランジスタＱ2のベース−エミッタ間の順方向降下電圧をＶf2、差動増幅回路１０の増幅段トランジスタＱ4のベース−エミッタ間の順方向降下電圧Ｖf4、トランジスタＱ4のベース−コレクタ間のＯＮ抵抗による降下電圧をＶs 、電流ブースタ回路３のドライブ段１の前段のトランジスタＱ7のベース電圧をＶf7とし、Ｖf2＝Ｖf4＝Ｖ1fとする。ただし、Ｖ1fは、通常、 0.7Ｖ程度となるトランジスタのベース−エミッタ間の順方向降下電圧である。そして、このときには、トランジスタＱ4のコレクタの電位は、Ｖf7と等しく、Ｖf7＝Ｖf2＋Ｖf4−Ｖsにより、２Ｖ1f以下となる。
その結果、電流ブースタ回路３のドライブ段１は動作しない。
すなわち、負荷が短絡したときにこの安定化電源回路は、その電流が制限される。
【００１４】
一方、起動においては、差動増幅回路１０の電源ラインＶregの電圧が定常値になっていないので、短絡検出回路５は動作しない。そこで、出力端子１２から出力電圧を受けてこれがグランドレベル、あるいはこれに近い短絡レベルまで低下していたとしても出力電圧検出回路４の検出信号が発生して電流ブースタ回路３のドライブ段１は、トランジスタＱ7からなるエミッタ接地回路として動作する。このときには、ドライブ段１の動作開始の電圧が１Ｖfとなり、差動増幅回路１０のトランジスタＱ4のコレクタを経て電流が供給される。その結果、起動不良が発生しない。
【００１５】
図２は、出力電圧検出回路４にコンパレータ４０を用いた具体例である。また、コンパレータ４０の検出信号入力側（＋入力）は、検出電圧を出力端子１２ではなく、差動増幅回路１０の電圧検出点である抵抗Ｒ1，Ｒ2の接続点Ｎに接続され、出力電圧の分圧電圧を検出するようになっている。
また、ここでは、スイッチ回路２を、トランジスタＱ8のベースとグランドＧＮＤとの間にコレクタ，エミッタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ9で構成している。そして、短絡検出回路５がコンパレータ４０と電源ラインＶregとの間に設けられたスイッチ回路４１をＯＦＦすることで、コンパレータ４０の動作を停止させて検出信号の発生を阻止する。
【００１６】
図３は、出力電圧検出回路４として図２におけるコンパレータ４０に換えて電流切換回路４２を用いたものであって、短絡検出回路５は、電流切換回路４２の電流源４３の電流を遮断することで、その動作を停止させる。
なお、電流切換回路４２は、電流源４３の電流を受けて、これの下流に直列に順次設けられたダイオード接続のＰＮＰ形トランジスタＱ10，Ｑ11からなる直列回路とさらに直列接続の抵抗Ｒ4とを介してグランドＧＮＤに接続し、これらにより基準電源６として基準電圧Ｖrefを発生させる。そして、前記のトランジスタＱ10のエミッタにエミッタを接続した、共通エミッタのＰＮＰ形トランジスタＱ12を設けている。このトランジスタＱ12のコレクタ側を抵抗Ｒ5を介してグランドＧＮＤに接続し、抵抗Ｒ5の端子電圧を検出信号としてトランジスタＱ9（スイッチ回路２）のベースに加え、これをＯＮする信号を発生させる。
トランジスタＱ12のベースは、検出信号入力側としてレベルシフト用のダイオード接続トランジスタＱ13を介して抵抗Ｒ1，Ｒ2の接続点Ｎに接続されている。
【００１７】
その結果、この接続点Ｎの電圧がトランジスタＱ12のエミッタの電圧よりも２Ｖf以上低下したときに、トランジスタＱ12がＯＮして抵抗Ｒ1に電圧を発生し、この電圧を１Ｖf以上にする電流がトランジスタＱ12に流れたときに、トランジスタＱ9がＯＮ状態になる。
起動時には、電源ラインＶccの上昇とともに、電源ラインＶccが２Ｖf以上になるとトランジスタＱ10，Ｑ11の動作によりトランジスタＱ12が動作する。この動作開始時点では接続点Ｎの電圧がグランドＧＮＤレベルになっているので、トランジスタＱ9をＯＮにさせて電流ブースタ回路３のドライブ段１はエミッタ接地回路として動作する。
なお、定常動作状態で接続点Ｎの電圧がグランドＧＮＤレベルになったときには、短絡検出回路５により電流源４３の電流がカットされるので、トランジスタＱ9は、ＯＦＦする。
【００１８】
以上説明してきたが、実施例では、短絡検出回路を設けているが、起動不良の防止だけの作用を求める場合、あるいは、短絡防止のために過電流防止回路や抵抗等が設けられれば、前記のような短絡検出回路は不要である。
また、実施例の出力電圧検出回路は、出力電圧、出力電圧を分圧した分圧電圧、これら電圧に対応する電圧のいずれかを検出対象とすることができる。
実施例では、電源電圧を＋Ｖccとして、（＋）電源で動作させているが、ＰＮＰ形トランジスタをＮＰＮ形トランジスタに、ＮＰＮ形トランジスタをＰＮＰ形トランジスタにそれぞれ入れ替えて、（−）電源で駆動するようにしてもよいことはもちろんである。
また、電流ブースタ回路のドライブ段のトランジスタの結合段数は、２段に限定されるものではなく、さらに複数段接続してもよい。これは、差動増幅回路のトランジスタの構成についても同様である。
【００１９】
【発明の効果】
このようにこの発明にあっては、負荷に大きな電流が流れて、出力電圧が低下したときにはその検出信号に応じてダーリントン接続の後段のベースを接地するようにして出力電圧が低下時と起動時にダーリントン接続の電流ブースタ回路のドライブ段をエミッタ接地回路にするようにしているので、電流ブースタ回路のドライブ段の増幅率は、大きい状態に保持され、ダーリントン接続の状態との増幅率に大きな差がなくなる。そこで、リップルに対するリジェクション機能の一時的な悪化が抑止される。
一方、起動時には、同様に電流ブースタ回路のドライブ段がトランジスタ１つのエミッタ接地回路になるので、そのベース電位が１Ｖfから動作可能である。したがって、起動不良も発生しない。
その結果、安定化電源回路のレギュレーション制御側の動作電圧を高くすることなく、リップルに対するリジェクション機能を悪化させず、さらに、起動不良が発生しない安定化電源回路を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、この発明を適用した安定化電源回路のブロック図である。
【図２】図２は、図１の出力電圧検出回路にコンパレータを用いた他の実施例のブロック図である。
【図３】図３は、図２の出力電圧検出回路として電流切換回路を用いたさらに他の実施例のブロック図である。
【図４】図４は、従来の安定化電源回路の説明図である。
【符号の説明】
１…電流ブースタ回路のドライブ段、２，４２…スイッチ回路、
３，１１…電流ブースタ回路、
４…出力電圧検出回路、５…短絡検出回路、
１０…差動増幅回路、１０ａ…差動アンプ、
１０ｂ…定電流源、１２…出力端子、
４０…コンパレータ、
４２…電流切換回路、４３…電流源、
Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3…抵抗、
Ｑ1〜Ｑ13…トランジスタ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a stabilized power supply circuit. More specifically, the invention does not increase the operation voltage on the regulation control side, does not deteriorate the rejection function against ripples, and further stabilizes the IC so that a start-up failure does not occur. It relates to a power supply circuit.
[0002]
[Prior art]
As a conventional stabilized power supply circuit formed as an IC, a differential amplifier circuit 10 (or an operational amplifier, which will be described as a differential amplifier circuit included in the differential amplifier circuit) as shown in FIG. The thing using the constant current circuit which consists of the current booster circuit 11 can be mentioned.
In this circuit, 12 is an output terminal for generating a constant voltage, and 13 is a power supply for generating a reference voltage V1 applied to one input of the differential amplifier circuit. The differential amplifier circuit 10 includes a differential amplifier 10a and a constant current source 10b (its current value I) of the differential amplifier 10a inside, and resistors R1 and R2 are connected in series as a load of the current booster circuit 11. A circuit is inserted.
Here, the PNP transistors Q1 and Q2 are driving transistors in which constant current circuits 10c and 10d are inserted on the emitter side, respectively. A reference voltage V1 is applied to the base of the transistor Q1, and the transistor Q2 has a base. The voltage fed back from the output side of the current booster circuit 11 is received. The PNP transistors Q3 and Q4 are a pair of transistors constituting a differential amplifier 10a in which the bases are coupled to the emitters of the transistors Q1 and Q2.
[0003]
The transistor Q5 is an NPN transistor in the drive stage of the current booster circuit 11, and its base is driven by receiving the output from the collector of the transistor Q4 in the amplifier stage of the differential amplifier circuit 10 as its base. Then, the base of the PNP transistor Q6 in the current output stage is driven through the collector. The collector of the transistor Q6 is connected to the output terminal 12 and grounded through resistors R1 and R2. The terminal voltage of the resistor R2 (the voltage at the connection point N of these resistors) is fed back to the base of the transistor Q2 of the differential amplifier circuit 10, so that the terminal voltage generated at the resistor R2 matches the reference voltage V1. Then, the differential amplifier circuit 10 operates and a constant voltage V o is generated at the output terminal 12.
This constant voltage Vo is
Vo = (r1 + r2) .V1 / r2
It becomes. However, r1 is the resistance value of the resistor R1, and r2 is the resistance value of the resistor R2.
The power supply voltage of the differential amplifier circuit 10 is connected to the stabilized power supply line Vreg, and the power supply voltage of the current booster circuit 11 is connected to the normal power supply line + Vcc.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In such a stabilized power supply circuit, when the load side is short-circuited, the output terminal 12 falls to the ground potential, so the input of the differential amplifier circuit 10 to which the output is fed back (the base of the transistor Q2) is grounded. The voltage drops to the potential, the transistor Q4 of the differential amplifier circuit 10 that drives the current booster circuit 11 is turned on, and the other transistor Q3 is turned off. Therefore, the current for driving the current booster circuit 11 becomes the current I supplied from the current source 10b, and when the load side is short-circuited, a large current full of the capability of each element flows to heat the IC, or the IC including the peripheral circuits There is a problem that will be destroyed.
In this case, if the output current of the current booster circuit 11 is Io,
Io ≒ βp · βn · I
It becomes. Where βp is the current amplification factor of the output transistor Q6 of the current booster circuit 11, and βn is the current amplification factor of the transistor Q5 in the drive stage of the current booster circuit.
[0005]
Therefore, in order to solve such a problem, the NPN transistor Q5 that is the drive stage of the current booster circuit 11 is replaced with two NPN transistors, and the emitter and ground of the previous transistor that drives the base of the subsequent transistor are grounded. A circuit provided with a drive stage in which a bias resistor is inserted between GNDs to form an emitter follower and a subsequent stage is grounded on the emitter is proposed as Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-133810 “Stabilized Power Supply Circuit”.
However, in the drive stage of this current booster circuit, the bias resistor is also inserted between the base of the subsequent transistor and the ground GND. Therefore, in the case of a low load with a small output current, only the previous transistor is connected. Operate. The transistor in the previous stage has a low amplification factor during single operation because a resistor is inserted in the emitter. Therefore, there is a large difference between the amplification factor of the drive stage when the front and rear transistors operate at high load and the amplification factor when only the front transistor at low load operates, and there is a change point where the amplification factor changes. Occur. As a result, it has been found that when the state of the load changes suddenly, this changing point acts and this stabilized power supply circuit has a problem of temporarily deteriorating the rejection (rejection) function against the ripple.
[0006]
In order to avoid this, we considered removing the bias resistor to make the transistor in the drive stage of the current booster circuit a complete Darlington connection. Since the bias voltage of the differential amplifier circuit 10 on the regulation control side is increased by 1 Vf (base-emitter forward voltage drop), the bias voltage of the entire circuit needs to be increased by 1 Vf. As a result, the control voltage for regulation must be set higher by 1 Vf, so that there is a problem that the operating range of the stabilized power supply circuit is reduced.
Furthermore, if the drive stage of the current booster circuit is completely Darlington-connected, the base potential of the transistor Q2 becomes the ground potential at the start-up, so that the transistor Q4 is saturated and the base bias voltage of the drive stage drops below 2Vf. It becomes impossible to supply current to the stage, which causes a problem of starting failure.
The object of the present invention is to solve such problems of the prior art, without increasing the operating voltage on the regulation control side, without deteriorating the rejection function against ripples, and furthermore, starting failure occurs. It is to provide a stabilized power supply circuit that does not.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve such an object, the stabilized power supply circuit of the present invention has a differential amplifier circuit and a current amplifier circuit that receives the output and amplifies the current, and the load of the current amplifier circuit is connected. is inserted voltage divider series resistor in parallel with the load in the output that is, the feedback of the divided voltage to one input of the differential amplifier circuit, a constant voltage to the voltage divider circuit in addition to the other input In a constant current drive type stabilized power supply circuit that supplies power of a regulated output voltage to a load by passing a constant current, a current amplifying circuit receives an output of a differential amplifying circuit and an input stage of a Darlington connection transistor and a transistor of the current output stage of the its base connected to the emitter of the transistor of the input stage of the Darlington connection Darlington connection, the output voltage, versus the divided voltage and the voltages of the Connecting a detection circuit or voltage of the voltage to detect whether or not lower than a predetermined reference voltage, the base of the transistor of the current output stage of the Darlington connection receives the detection signal of the detection circuit to a reference potential line to switch circuit and the Bei Eteite that starts operating at a voltage that corresponds to the base-emitter forward voltage drop with respect to the transistor circuit of the reference potential line due to the potential of the input stage by connecting the reference potential line due to the switching circuit This is a grounded emitter circuit .
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
With such a configuration, when a large current flows through the load and the output voltage drops, the base of the latter stage of the Darlington connection is grounded according to the detection signal, so that the former stage transistor has an emitter that does not go through a resistor. Becomes a ground circuit. At this time, since the amplification factor of the drive stage of the current booster circuit is maintained in a large state, there is no significant difference in amplification factor from the operation state of Darlington connection. As a result, the temporary deterioration of the rejection function for the ripple due to the changing point at which the amplification factor changes is suppressed. In addition, when the output voltage decreases, the drive stage of the current booster circuit becomes a grounded emitter circuit, so that the operation can be performed without increasing the bias voltage of the differential amplifier circuit on the regulation control side by 1 Vf. On the other hand, at the time of start-up, the drive stage of the current booster circuit is similarly a grounded emitter circuit of one transistor, so that its base potential can be operated from 1 Vf. Therefore, no startup failure occurs.
In the embodiment, when the output voltage at the time of the short circuit is lowered to the ground level, a short circuit detection circuit is separately provided so that the operation of the detection circuit is not operated at the time of the short circuit. This distinguishes between the time of start-up and the time of a short circuit that occurs during steady operation.
[0009]
【Example】
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
1 is a block diagram of a stabilized power supply circuit to which the present invention is applied, FIG. 2 is a block diagram of an embodiment using a comparator in the output voltage detection circuit of FIG. 1, and FIG. 3 is an output voltage detection circuit of FIG. Is a block diagram of an embodiment using a current switching circuit. In addition, the same component as FIG. 4 is shown with the same code | symbol.
The current booster circuit 3 in FIG. 1 is a Darlington-connected drive stage 1 including transistors Q7 and Q8, instead of the drive stage transistor Q5 of the current booster circuit 11 in FIG. Further, a switch circuit 2 is provided between the base of the latter-stage transistor Q8 and the ground GND. The switch circuit 2 is turned on by a detection signal from the output voltage detection circuit 4. This ON turns off the transistor Q8 in the latter stage of the Darlington connection, and the drive stage 1 of the current booster circuit 3 at this time becomes a grounded emitter circuit composed of the transistor Q7 in the preceding stage.
That is, when the output voltage is equal to or lower than the predetermined value or at the start-up time when it is at the ground level (except for the short-circuit state, this will be described later), the circuit is similar to the circuit of FIG.
[0010]
The output voltage detection circuit 4 operates by receiving power from the power supply line Vreg of the differential amplifier circuit 10 and operates when it receives a detection signal from the short circuit detection circuit 5 and does not receive this signal. This is because an output voltage is received from the output terminal 12, and this is compared with the reference voltage value Vref of the reference power supply 6, and when the output voltage becomes equal to or lower than the reference voltage value Vref, a detection signal is generated to switch Turn circuit 2 ON. At other times, the switch circuit 2 is in the OFF state.
As a result, when the stabilized power supply circuit is started up and when a large current flows through the load and the output voltage falls below the reference voltage value Vref, the drive stage 1 of the current booster circuit 3 detects the output voltage detection circuit 4. In response to the signal, a Darlington-connected transistor circuit changes to a grounded emitter circuit having no emitter resistance. At this time, since the amplification factor of the drive stage 1 is maintained in a large state, there is no significant difference in amplification factor from the Darlington connection state. As a result, the temporary deterioration of the rejection with respect to the ripple due to the changing point at which the amplification factor changes is suppressed.
[0011]
The short-circuit detection circuit 5 operates by receiving power from the power supply line Vreg, receives the output voltage from the output terminal 12, and operates when the output voltage detection circuit 4 decreases to the ground GND level or a short-circuit level close thereto. Is stopped and the generation of the detection signal is prevented. As a result, in the steady operation state where the voltage of the power supply line Vreg is a normal voltage, when the output is reduced to such a level that the load is short-circuited, the drive stage 1 of the current booster circuit Return to connected state. At this time, the transistors Q7 and Q8 are in an operating state.
The power supply line Vreg is a power line supplied from a circuit whose voltage is regulated to a constant voltage. Normally, the power supply line Vreg becomes a predetermined constant voltage when the power supply voltage becomes a predetermined value or more after starting. It is. The short-circuit detection circuit 5 operates in a range equal to or higher than the lower limit of the regulated range with the constant voltage as a reference. Simply, the bias voltage for starting the operation of the transistor of this circuit may be set to a voltage equal to or higher than the lower limit value.
[0012]
Hereinafter, the operation in the short-circuit state and the operation at start-up will be described. The base of the PNP transistor Q6 in the current output stage is commonly connected to the collector of the transistor Q7 and the collector of the transistor Q8. Driven by. The resistor R3 is a bias resistor inserted between the power supply + Vcc line and the base of the transistor Q6, and the emitter side of the transistor Q6 is also connected to the power supply + Vcc line.
In such a circuit, if the output current of the current booster circuit 3 is Io,
Io ≒ βp ・ βn ²・ I ………… ▲ 1 ▼
It becomes. Where βp is the current amplification factor of the PNP output transistor Q6 of the current booster circuit 3, and βn is the current amplification factor of the NPN transistors Q7 and Q8 in the drive stage of the current booster circuit.
Here, the voltage Vo generated at the output terminal 12 of the current booster circuit 3 is the same as in the prior art.
Vo = (r1 + r2) ・ V1 / r2 …… ▲ 2 ▼
However, when the output terminal 12 side is short-circuited, the short-circuit detection circuit 5 operates to turn off the switch circuit 2 and the drive stage 1 becomes a Darlington connection circuit. Therefore, the drive stage 1 does not operate unless the base voltage of the previous stage transistor Q7 rises to 2 Vf or more.
[0013]
That is, Vo = Vr2 = 0 at the time of short circuit. However, Vo is a voltage generated at the output terminal 12, and Vr2 is a terminal voltage of the resistor R2. At this time, the forward drop voltage between the base and the emitter of the input stage transistor Q2 of the differential amplifier circuit 10 is Vf2, the forward drop voltage Vf4 between the base and the emitter of the amplifier stage transistor Q4 of the differential amplifier circuit 10, and the transistor Q4. The voltage drop due to the ON resistance between the base and the collector is Vs, the base voltage of the transistor Q7 before the drive stage 1 of the current booster circuit 3 is Vf7, and Vf2 = Vf4 = V1f. However, V1f is a forward drop voltage between the base and emitter of a transistor which is usually about 0.7V. At this time, the collector potential of the transistor Q4 is equal to Vf7 and becomes 2V1f or less by Vf7 = Vf2 + Vf4-Vs.
As a result, the drive stage 1 of the current booster circuit 3 does not operate.
That is, when the load is short-circuited, the current of the stabilized power supply circuit is limited.
[0014]
On the other hand, at startup, since the voltage of the power supply line Vreg of the differential amplifier circuit 10 is not a steady value, the short circuit detection circuit 5 does not operate. Therefore, even if the output voltage is received from the output terminal 12 and it is lowered to the ground level or a short circuit level close thereto, the detection signal of the output voltage detection circuit 4 is generated and the drive stage 1 of the current booster circuit 3 It operates as a grounded emitter circuit comprising transistor Q7. At this time, the operation start voltage of the drive stage 1 becomes 1 Vf, and a current is supplied through the collector of the transistor Q4 of the differential amplifier circuit 10. As a result, no startup failure occurs.
[0015]
FIG. 2 is a specific example in which the comparator 40 is used in the output voltage detection circuit 4. The detection signal input side (+ input) of the comparator 40 is connected not to the output terminal 12 but to the connection point N of the resistors R1 and R2, which are voltage detection points of the differential amplifier circuit 10, so that the output voltage The divided voltage is detected.
Here, the switch circuit 2 is constituted by an NPN transistor Q9 having a collector and an emitter connected between the base of the transistor Q8 and the ground GND. Then, the short circuit detection circuit 5 turns off the switch circuit 41 provided between the comparator 40 and the power supply line Vreg, thereby stopping the operation of the comparator 40 and preventing the generation of the detection signal.
[0016]
FIG. 3 shows a case where a current switching circuit 42 is used as the output voltage detection circuit 4 in place of the comparator 40 in FIG. 2. The short circuit detection circuit 5 cuts off the current of the current source 43 of the current switching circuit 42. Then, the operation is stopped.
The current switching circuit 42 receives the current from the current source 43 and passes through a series circuit composed of diode-connected PNP transistors Q10 and Q11 sequentially provided in series downstream of the current source 43 and a series-connected resistor R4. Are connected to the ground GND, thereby generating a reference voltage Vref as a reference power source 6. A common emitter PNP transistor Q12 having an emitter connected to the emitter of the transistor Q10 is provided. The collector side of the transistor Q12 is connected to the ground GND via a resistor R5, and the terminal voltage of the resistor R5 is applied as a detection signal to the base of the transistor Q9 (switch circuit 2), thereby generating a signal for turning it on.
The base of the transistor Q12 is connected to the connection point N of the resistors R1 and R2 via the level shift diode-connected transistor Q13 on the detection signal input side.
[0017]
As a result, when the voltage at the node N drops by 2 Vf or more than the voltage at the emitter of the transistor Q12, the transistor Q12 is turned on to generate a voltage at the resistor R1, and the current that makes this voltage 1 Vf or more is the transistor Q12. The transistor Q9 is turned on.
At the time of start-up, the transistor Q12 is operated by the operation of the transistors Q10 and Q11 when the power supply line Vcc becomes 2Vf or more as the power supply line Vcc rises. Since the voltage at the connection point N is at the ground GND level at the start of this operation, the transistor Q9 is turned on and the drive stage 1 of the current booster circuit 3 operates as a grounded emitter circuit.
Note that, when the voltage at the connection point N becomes the ground GND level in the steady operation state, the current of the current source 43 is cut by the short circuit detection circuit 5, so that the transistor Q9 is turned off.
[0018]
As described above, in the embodiment, a short-circuit detection circuit is provided. However, when an operation only for preventing a start-up failure is required, or if an overcurrent prevention circuit, a resistor, or the like is provided for short-circuit prevention, Such a short circuit detection circuit is unnecessary.
Further, the output voltage detection circuit according to the embodiment can detect any one of the output voltage, the divided voltage obtained by dividing the output voltage, and the voltage corresponding to these voltages.
In the embodiment, the power supply voltage is set to + Vcc, and the (+) power supply is used. However, the PNP transistor is replaced with an NPN transistor and the NPN transistor is replaced with a PNP transistor, and the (−) power supply is used. Of course, you can do it.
Further, the number of coupling stages of the transistors in the drive stage of the current booster circuit is not limited to two, and a plurality of stages may be connected. The same applies to the configuration of the transistors of the differential amplifier circuit.
[0019]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when a large current flows through the load and the output voltage decreases, the base of the latter stage of the Darlington connection is grounded according to the detection signal so that the output voltage decreases and starts up. Since the drive stage of the Darlington connection current booster circuit is a grounded emitter circuit, the amplification factor of the drive stage of the current booster circuit is maintained in a large state, and there is a large difference in the amplification factor from the Darlington connection state. Disappear. Therefore, temporary deterioration of the rejection function against ripple is suppressed.
On the other hand, at the time of start-up, the drive stage of the current booster circuit is similarly a grounded emitter circuit of one transistor, so that its base potential can be operated from 1 Vf. Therefore, no startup failure occurs.
As a result, it is possible to realize a stabilized power supply circuit that does not deteriorate the rejection function against ripple without increasing the operating voltage on the regulation control side of the stabilized power supply circuit and that does not cause a start-up failure.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a stabilized power supply circuit to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a block diagram of another embodiment using a comparator in the output voltage detection circuit of FIG. 1;
FIG. 3 is a block diagram of still another embodiment using a current switching circuit as the output voltage detection circuit of FIG. 2;
FIG. 4 is an explanatory diagram of a conventional stabilized power supply circuit.
[Explanation of symbols]
1 ... Drive stage of current booster circuit, 2,42 ... Switch circuit,
3, 11 ... Current booster circuit,
4 ... Output voltage detection circuit, 5 ... Short circuit detection circuit,
10 ... differential amplifier circuit, 10a ... differential amplifier,
10b ... constant current source, 12 ... output terminal,
40 ... comparator,
42 ... current switching circuit, 43 ... current source,
R1, R2, R3 ... resistance,
Q1-Q13 ... transistors.

Claims

A differential amplifier circuit and a current amplifier circuit that receives the output of the differential amplifier and amplifies the current, and a voltage divider circuit of a series resistor is inserted in parallel with the load at the output to which the load of the current amplifier circuit is connected , the feedback of the divided voltage to one input of the differential amplifier circuit, the power of the regulated output voltage to the load by which a constant voltage is applied to the other input a constant current is supplied to said voltage dividing circuit In the constant current drive type stabilized power supply circuit to supply,
A transistor of the input stage and the Darlington connection of a current output stage emitter and its base is connected to the transistor of the input stage of the Darlington connection of the transistors of the Darlington-connected to the current amplifying circuit receiving an output of said differential amplifier circuit A detection circuit that detects whether any one of the output voltage, the divided voltage, and a voltage corresponding to these voltages has fallen below a predetermined reference voltage; and a detection signal from the detection circuit. Te-based e Bei a switch circuit connected to the reference potential line of the transistors of the current output stage of the Darlington circuit by the transistor of the input stage by a connection of the reference potential line by the switching circuit of the reference potential line Emitter that starts operation at a voltage equivalent to the forward voltage drop between the base and emitter with respect to the potential Stabilized power supply circuit according to the data ground circuit.

The stabilized power supply circuit according to claim 1, further comprising a short-circuit detection circuit that detects a short-circuit state of the load, and preventing generation of a detection signal of the detection circuit in accordance with a detection signal of the short-circuit detection circuit.