JP3670188B2

JP3670188B2 - Impedance matching device

Info

Publication number: JP3670188B2
Application number: JP2000059109A
Authority: JP
Inventors: 逸男譲原; 敦高柳
Original assignee: Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2000-03-03
Filing date: 2000-03-03
Publication date: 2005-07-13
Anticipated expiration: 2020-03-03
Also published as: JP2001251107A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、導波管を含む回路のインピーダンス整合を行うインピーダンス整合器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、半導体製造装置によるエッチング工程やプラズマＣＶＤ（Chemical Vapor Deposition）装置による薄膜形成工程において、プラズマを利用したエッチングや薄膜形成が行われている。そして、これらエッチング工程や薄膜形成工程において利用されるプラズマは、マイクロ波を用いて生成される。
【０００３】
このとき用いられるマイクロ波は、高周波電源において発生され、導波管を伝送線路として高周波電源から負荷に供給される。
このマイクロ波は、安定した電力で供給する必要があるが、高周波電源と負荷との間に生じる反射波による電力（反射波電力）が存在すると、負荷に供給されるマイクロ波の電力が減衰される。そのため、高周波電源から入射された電力が負荷側で十分に消費されず、安定した電力を供給できない。
【０００４】
そこで、反射波電力を低減するために、インピーダンス整合器によって、高周波電源と負荷とのインピーダンス整合が行われている。
インピーダンス整合は、インピーダンス整合器によって、導波管の特性インピーダンスを調整することにより行われる。
インピーダンス整合器は、主に、導波管内の定在波分布を検出するセンサ部と、導波管の特性インピーダンスを変化させて高周波電源と負荷とをインピーダンス整合させるインピーダンス整合部と、センサ部によって検出された定在波分布に基づいて、高周波電源と負荷との間の反射波電力が減衰するようにインピーダンス整合部を制御する制御部とから構成される。
【０００５】
また、インピーダンス整合部には、主に、スタブチューナ、Ｅチューナ、ＥＨチューナが用いられている。
図３〜図５は、それぞれスタブチューナ、Ｅチューナ、ＥＨチューナを示す概略図である。
【０００６】
図３において、スタブチューナ１００は、伝送線路となる方形導波管のＥ面（マイクロ波の電界方向と垂直な面）から、複数のスタブ棒１１０ａ〜１１０ｃが、導波管内に挿入された構成となっており、それぞれのスタブ棒の挿入長は変化させることが可能である。そして、センサ部１２０により検出された導波管内の定在波分布に基づいて、制御部に制御された電動機１３０ａ〜１３０ｃが、それぞれのスタブ棒の挿入長を適切に変化させる。すると、導波管の特性インピーダンスが調整され、これによって、導波管の両端に接続された高周波電源と負荷とのインピーダンスが整合される。
【０００７】
図４において、Ｅチューナ２００は、伝送線路となる方形導波管のＥ面に複数のＥ分岐導波管を備えている。特に、図４に示すＥチューナのように４つのＥ分岐導波管２１０ａ〜２１０ｄを備えたものは、フォーＥチューナと呼ばれ、各Ｅ分岐導波管２１０ａ〜２１０ｄは、所定の間隔で配設されている。即ち、導波管内を伝搬するマイクロ波の管内波長をλgとすると、Ｅ分岐導波管ａ，ｂ間はλg／４、Ｅ分岐導波管ｂ，ｃ間は（λg／８）の奇数倍（図４では、λgの３／８）、Ｅ分岐導波管ｃ，ｄ間はλg／４となっている。
【０００８】
また、Ｅチューナの各Ｅ分岐導波管には、ショートプランジャ（短絡板）２１１ａ〜２１１ｄが備えられている。このショートプランジャ２１１ａ〜２１１ｄは、各Ｅ分岐導波管２１０ａ〜２１０ｄ内で位置調整が可能である。そして、センサ部２２０により検出された導波管内の定在波分布に基づいて、制御部に制御された電動機２３０ａ〜２３０ｄが、これらショートプランジャ２１１ａ〜２１１ｄをそれぞれ適当な位置に変化させる。すると、導波管の特性インピーダンスが調整され、これによって、導波管の両端に接続された高周波電源と負荷とのインピーダンスが整合される。
【０００９】
図５において、ＥＨチューナ３００は、伝送線路となる方形導波管のＥ面に一つのＥ分岐導波管３１０ａを備え、Ｈ面（マイクロ波の磁界方向と垂直な面）に一つのＨ分岐導波管３１０ｂを備えている。これらＥ分岐導波管３１０ａおよびＨ分岐導波管３１０ｂには、ショートプランジャ３１１ａ，３１１ｂが備えられている。このショートプランジャは、Ｅチューナと同様に、Ｅ分岐導波管３１０ａ内およびＨ分岐導波管３１０ｂ内で位置調整が可能である。そして、センサ部３２０により検出された導波管内の定在波分布に基づいて、制御部に制御された電動機３３０ａ，３３０ｂが、これらショートプランジャ３１１ａ，３１１ｂをそれぞれ適当な位置に変化させる。すると、導波管の特性インピーダンスが調整され、これによって、導波管の両端に接続された高周波電源と負荷とのインピーダンスが整合される。
【００１０】
ここで、上述のスタブチューナは、導波管内を伝搬するマイクロ波が大電力になると、スタブ棒の先端と導波管の内面との間で放電現象を起こしやすいため、インピーダンス整合が困難になる。
【００１１】
また、ＥＨチューナは、Ｅ分岐導波管およびＨ分岐導波管がそれぞれ１系統しかないため、広範囲にわたるインピーダンス整合を行うためには、ショートプランジャの位置調整範囲を広く取る必要がある。さらに、ＥＨチューナは、Ｅ面およびＨ面にそれぞれ分岐導波管装置を備えている。したがって、ＥＨチューナは、装置が大型化するという問題がある。また、ＥＨチューナは、Ｈ分岐導波管により、伝搬されるマイクロ波の周波数に対する不要な高次モードが発生しやすく、定在波の電力分布に乱れが生じやすい。この場合、インピーダンス整合が困難になるという問題がある。
【００１２】
一方、フォーＥチューナは、導波管内を大電力のマイクロ波が伝搬した場合にも放電することがなく、また、４つのＥ分岐導波管によってインピーダンス整合を行うため、それぞれのショートプランジャの位置調整範囲は比較的狭くてよいという利点がある。
【００１３】
ところで、上述のスタブチューナ、ＥチューナおよびＥＨチューナのセンサ部は、共に、３つの検波ダイオードが、導波管の長手方向にλg／６の距離を隔てて配設されており、各検波ダイオードの検波部（アンテナ）は、導波管内に挿入されている。
【００１４】
そして、これら検波ダイオードの入出力特性は非線形であり、さらに、それぞれの検波ダイオードの入出力特性は、不均一であることから、各検波ダイオードの出力電圧は、補正が加えられた後、制御部に出力される。
【００１５】
このとき加えられる補正の方法として、検波ダイオードを積算器に見立てる方法がある。即ち、この方法では、検波ダイオードの出力信号が低レベルである場合には、検波ダイオードの入力電圧と出力電圧は比例しているとみなしてそのまま制御部に出力し、検波ダイオードの出力電圧が所定のレベルより高くなった場合には、検波ダイオードの出力電圧をリニアライズ（直線化）して、制御部に出力する。
【００１６】
この方法では、予め定められた近似式に基づいて検波ダイオードの出力電圧を処理することにより、検波ダイオードの入力電圧（電力）、即ち、導波管内の定在波電圧（電力）を算出する。このような方法の具体例として、例えば、特開平１０―２３３６０６号に開示された補正方法が挙げられる。
【００１７】
特開平１０―２３３６０６に開示された補正方法は、以下のようなものである。
【００１８】
まず、検波ダイオードと検波部（アンテナ）を分離する。次に、この検波ダイオードに基準電力を入力し、検波ダイオードのみの場合の出力電圧特性を測定する。そして、この出力電圧特性から、５次程度の近似式を導出し、この近似式に基づいて補正を行うためのプログラムをメモリＩＣ等の記憶装置に格納する。
【００１９】
次いで、導波管に接続された検波ダイオードの検波部の結合度を測定し、測定された検波部の結合度を記憶装置に格納する。
【００２０】
そして、インピーダンス整合を行う場合、インピーダンス整合器にマイクロ波が入射されると、アンテナ部と接続された検波ダイオードの出力電圧が得られる。この出力電圧を制御部のＣＰＵ（Central Processing Unit）が、記憶部に記憶された補正のためのプログラムに基づいて処理し、検波ダイオードに入力された基準電力を算出する。さらに、ＣＰＵは、算出された基準電力を検波部の結合度に基づいて補正することにより、検波部に入力された電力、即ち、導波管内の定在波電力を算出する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のフォーＥチューナは、４つのショートプランジャを備えることから、それぞれのショートプランジャを移動させるために４つの電動機を備えると、必要となる電動機のドライバ回路が増加すると共に、各電動機を制御する制御回路が複雑化するという問題があった。
【００２２】
また、検波ダイオードの出力電圧を補正する従来の方法において、補正に用いる近似式は、５次以上の多項式となる場合がある。このような近似式に基づいて、センサ部の出力を演算処理する場合、制御部のＣＰＵには多大な負担がかかることとなる。さらに、この近似式を得るために、検波ダイオードを検波部と分離し、検波ダイオードの入出力特性を測定した後、検波部の結合度を測定する等、種々の煩雑な工程を経る必要があった。
【００２３】
本発明の課題は、インピーダンス整合器の制御回路を簡単にすると共に、インピーダンス整合器における検波信号の補正を容易に行うことである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、導波管を含む回路の電源と負荷のインピーダンス整合を行うインピーダンス整合器において、導波管の所定面に所定間隔で配設された複数の分岐導波管（例えば、図１のＥ分岐導波管５０ａ〜５０ｄ）と、前記分岐導波管の内部を移動し、分岐導波管内を伝搬するマイクロ波を反射する短絡板（例えば、図１のショートプランジャ５１ａ〜５１ｄ）と、前記導波管の管軸方向に所定の間隔で直列に配置された３つの検波ダイオード（例えば、図１の検波ダイオード２０ａ、２０ｂ、２０ｃ）を有し前記導波管内を伝搬するマイクロ波の電力を検出する検出手段（例えば、図１のセンサ部２０）と、前記検出手段から検出された出力信号に基づいて、当該インピーダンス整合器の入力側から負荷側をみたインピーダンス及び前記導波管内で発生する定在波の位相を算出し、算出したインピーダンス及び位相をそれぞれ独立した制御量として出力する制御手段（例えば、図１のインピーダンス演算回路１１ｂ、位相演算回路１１ｃ及びドライバ回路１２ａ、１２ｂ）と、前記制御手段から出力されたインピーダンスを制御量とし、前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち２つを差動的に移動させる第１移動手段（例えば、図１の電動機４０ａ）と、前記制御手段から出力された位相を制御量とし、前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち他の２つを差動的に移動させる第２移動手段（例えば、図１の電動機４０ｂ）と、を備えることを特徴としている。
【００２５】
この請求項１記載の発明によれば、導波管を含む回路の電源と負荷のインピーダンス整合を行うインピーダンス整合器において、分岐導波管は、導波管の所定面に所定間隔で複数配設され、短絡板は、前記分岐導波管の内部を移動し、分岐導波管内を伝搬するマイクロ波を反射し、検出手段は、前記導波管の管軸方向に所定の間隔で直列に配置された３つの検波ダイオードを有し前記導波管内を伝搬するマイクロ波の電力を検出し、制御手段は、前記検出手段から検出された出力信号に基づいて、当該インピーダンス整合器の入力側から負荷側をみたインピーダンス及び前記導波管内で発生する定在波の位相を算出し、算出したインピーダンス及び位相をそれぞれ独立した制御量として出力し、第１移動手段は、前記制御手段から出力されたインピーダンスを制御量として前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち２つを差動的に移動させ、第２移動手段は、前記制御手段から出力された位相を制御量とし、前記複数の分岐導波管に備えられた短絡板のうち他の２つを差動的に移動させる。
【００２６】
したがって、この請求項１記載の発明によって、１つの電動機により、２つの短絡板を制御できるため、制御に必要な電動機が減少され、インピーダンス整合器の制御回路が簡単な構造となり、制御量としてのインピーダンス整合器の入力側から負荷側をみたインピーダンス及び導波管内で発生する定在波の位相は、簡単に算出できるため、制御部の演算部（ＣＰＵ等）にかかる負担が軽減され、処理効率が向上する。また、インピーダンスにかかる制御と位相にかかる制御を独立して行うことができるため、高速にインピーダンス整合を行うことができる。
【００２７】
また、制御回路が簡単になることによって、装置が小型化でき、さらに、製造等におけるコストダウンを図ることができる。
【００２８】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のインピーダンス整合器において、前記検出手段の出力信号に直線化処理を施し、補正出力信号を前記制御手段に出力する補正手段、
をさらに備えることを特徴とする請求項１記載のインピーダンス整合器。
【００２９】
この請求項２記載の発明によれば、請求項１記載のインピーダンス整合器において、補正手段は、前記検出手段の出力信号に直線化処理を施し、補正出力信号を前記制御手段に出力する。
【００３０】
したがって、この請求項２記載の発明によって、検出手段の出力信号が、直線化処理（発明の実施の形態に記載の簡単な近似式等）が施されることにより直線化されるため、制御部の演算部（ＣＰＵ等）にかかる負担が軽減され、処理効率が向上する。また、より高精度に直線化することができる。
【００３１】
請求項３記載の発明は、請求項２記載のインピーダンス整合器において、前記制御手段は、前記補正出力信号に基づいて、前記インピーダンスを算出するインピーダンス演算手段と、前記位相を算出する位相演算手段と、から成る制御量算出手段と、前記制御量算出手段から算出されたインピーダンスと位相とをそれぞれインピーダンス整合状態となる制御量の基準値と比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて前記第１移動手段及び第２移動手段が前記短絡板を移動させる移動量を制御する移動制御手段と、を備えることを特徴としている。
【００３２】
この請求項３記載の発明によれば、請求項２記載のインピーダンス整合器において、前記制御手段に備えられた、制御量算出手段は、前記補正出力信号に基づいて、インピーダンス演算手段から前記インピーダンスを算出し、前記位相手段から前記位相を算出し、比較手段は、前記制御量算出手段から算出されたインピーダンスと位相とをそれぞれインピーダンス整合状態となる制御量の基準値と比較し、移動制御手段は、前記比較手段の比較結果に基づいて前記第１移動手段及び第２移動手段が前記短絡板を移動させる移動量を制御する。
【００３３】
したがって、この請求項３記載の発明によって、容易、かつ、迅速に、インピーダンス整合器の制御を行うことができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照して本発明に係るインピーダンス整合器の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明を適用したインピーダンス整合器１の構成を示す図である。
【００３８】
インピーダンス整合器１は、４つのＥ分岐導波管５０ａ〜５０ｄを備えたフォーＥチューナであり、Ｅ分岐導波管５０ａ〜５０ｄに備えられたショートプランジャ５１ａ〜５１ｄの位置を調整することにより、導波管６０の特性インピーダンスを変化させる。また、インピーダンス整合器１は、センサ部２０によって検出された導波管６０内の定在波分布に基づいて、制御部１０が、ショートプランジャ５１ａ〜５１ｄの位置調整を行う。この際、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂは、電動機４０ａにより差動的に連動するように移動される。また、同様に、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄは、電動機４０ｂにより差動的に連動するように移動される。したがって、インピーダンス整合器１は、４つのショートプランジャ５１ａ〜５１ｄを２つの電動機４０ａ，４０ｂによって制御でき、ショートプランジャ５１ａ〜５１ｄの制御回路（制御部１０および電動機４０ａ，４０ｂ）が簡単な構造となる。
【００３９】
また、制御部１０は、センサ部２０の出力電圧から導波管内で発生する定在波の位相（偏角）φおよびインピーダンス整合器の入力側から負荷側をみたインピーダンスＺを算出し、位相φが０度、インピーダンスＺが高周波電源の特性インピーダンスＺ₀となるように、ショートプランジャ５１ａ〜５１ｄを調整する。これら位相φおよびインピーダンスＺを算出する方法は比較的簡単であるため、制御部１０が行う処理における負担は小さなものとなる。また、制御部１０は、これら位相φおよびインピーダンスＺに基づいて、それぞれ独立したインピーダンス整合のための動作を行う。即ち、位相φに基づく調整を電動機４０ｂで行い、これとは独立して、インピーダンスＺに基づく調整を電動機４０ａで行う。したがって、インピーダンス整合のための調整が効率よく行える。
【００４０】
まず構成を説明する。
図１は、本実施の形態におけるインピーダンス整合器１の構成を示す図である。図１において、インピーダンス整合器１は、制御部１０、センサ部２０、アンプ部３０、Ｅ分岐導波管５０ａ〜５０ｂ、電動機４０ａ，４０ｂ、導波管６０から構成される。
【００４１】
まず、制御部１０の構成について説明する。
図１において、制御部１０は、演算部１１、ドライバ回路１２ａ，１２ｂを備え、さらに、演算部１１は、リニアライズ回路１１ａ、インピーダンス演算回路１１ｂ、位相演算回路１１ｃを備えている。この演算部は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）によって構成される。
【００４２】
リニアライズ回路１１ａは、アンプ部３０によって、増幅されたセンサ部２０の出力電圧が入力されると、入力されたセンサ部２０の出力電圧レベルを検出する。そして、後述するリニアライズ方法により、検出した出力電圧レベルに基づいて、この出力電圧をリニアライズ（直線化処理）する。なお、リニアライズされることによって補正された出力電圧（以下、補正出力電圧という。）は、センサ部２０における検波ダイオードの入力電圧に換算されている。そして、リニアライズ回路１１ａは、この補正出力電圧をインピーダンス演算回路１１ｂおよび位相演算回路１１ｃに出力する。
【００４３】
ここで、リニアライズ回路１１ａにおいて、センサ部２０の出力電圧をリニアライズ（直線化処理）する方法について説明する。
【００４４】
まず、検波ダイオードが理想的な出力特性を示すと想定した場合の出力電圧を基準検波電圧ｘとする。また、マイクロ波の各入力電力に対応する基準検波電圧をｘ＝ｘ_n（ｎは正の整数）とする。
【００４５】
そして、ｘ₀からｘ_nの範囲で適当数の基準検波電圧ｘ_m（ただし、ｍ＝０,１,２,…,ｎ）を定める。次いで、これらの基準検波電圧ｘ_mを検波ダイオードに入力し、これらに対応する実際の検波電圧ｕ_mをそれぞれ求める。
【００４６】
次に、基準検波電圧ｘ_m、検波電圧ｕ_mをそれぞれ次式（Ｉ）に代入すると、
任意の基準検波電圧ｘと対応する検波電圧ｕの関係が導かれる。なお、次式（Ｉ）におけるｘ_k、ｘ_k-1、ｕ_k、ｕ_k-1は、リニアライズ回路１１ａに入力された検波電圧ｕに応じ、ｕ_k-1＜ｕ＜ｕ_kを満たすように選択される。
【００４７】
【数１】

（ただし、ｘ_k-1＜ｘ＜ｘ_k、ｋ＝１,２,…,ｎ）
【００４８】
ここで、検波電圧ｕに補正を加え、理想的な検波ダイオードの出力電圧としたものを補正出力電圧ｚとおく。
そして、ｕ_k、ｕ_k-1、ｘ_k、ｘ_k-1、ｚ_k、ｚ_k-1を次式に代入すると、任意の基準検波電圧ｘと対応する補正出力電圧ｚの関係が導かれる。なお、ｚ_kは、各基準検波電圧ｘ_kに対する補正出力電圧であり、理想的な検波ダイオードの出力電圧であることから、ｚ_kは、基準検波電圧ｘ_kと等しくなる。
【００４９】
【数２】

（ただし、ｘ_k-1＜ｘ＜ｘ_k、ｋ＝１,２,…,ｎ）
【００５０】
上記（I）および（II）式から、検波ダイオードの検波電圧ｕと補正出力電
圧ｚとの関係が導かれ、理想的な検波ダイオードの出力電圧、即ち、検波ダイオードの入力電圧を算出することができる。
【００５１】
インピーダンス演算回路１１ｂは、リニアライズ回路１１ａから入力された補正出力電圧に基づいて、導波管６０を含む負荷のインピーダンスＺ（即ち、インピーダンス整合器１の入力側から負荷側をみたインピーダンスＺ）を算出する。ここで、インピーダンス演算回路１１ｂにおいて、補正出力電圧から負荷のインピーダンスＺを算出する方法について説明する。インピーダンスＺは、次式により算出される。なお、ａ、ｂ、ｃは、それぞれセンサ部２０の検波ダイオード２０ａ〜２０ｃの出力電圧に対する補正出力電圧である。
【００５２】
【数３】

【００５３】
インピーダンス演算回路１１ｂは、以上のように算出されたインピーダンスＺを高周波電源の特性インピーダンスＺ₀と比較する。そしてインピーダンスＺが特性インピーダンスＺ₀と一致していない場合、インピーダンス演算回路１１ｂは、“特性インピーダンスＺ₀に対するインピーダンスＺの大小”を判断し、また、その“度合い”を算出する。そして、インピーダンス演算回路１１ｂは、“特性インピーダンスＺ₀に対するインピーダンスＺの大小”およびその“度合い”をドライバ回路１２ａに出力する。
【００５４】
なお、インピーダンスＺが特性インピーダンスＺ₀と一致している場合、インピーダンス演算回路１１ｂは出力を行わない。
【００５５】
位相演算回路１１ｃは、リニアライズ回路１１ａから入力された補正出力電圧に基づいて、導波管６０内で発生する定在波の位相を算出する。ここで、位相演算回路１１ｃにおいて、補正出力電圧から導波管６０内で発生する定在波の位相を算出する方法について説明する。定在波の位相は、次式により算出される。
【００５６】
【数４】

【００５７】
位相演算回路１１ｃは、以上のように算出された位相φが０であるか否かの判定を行う。そして位相φが０でないと判定した場合、位相φをドライバ回路１２ｂに出力する。
【００５８】
なお、位相φが０である場合、位相演算回路１１ｃは出力を行わない。
【００５９】
ドライバ回路１２ａは、インピーダンス演算回路１１ｂから入力された特性インピーダンスＺ₀に対するインピーダンスＺの大小およびその度合いに応じて、電動機４０ａの駆動量および駆動方向を算出する。そして、ドライバ回路１２ａは、電動機４０ａに算出した駆動量および駆動方向に応じた駆動信号を出力する。
【００６０】
ドライバ回路１２ｂは、位相演算回路１１ｃから入力された位相φに応じて、電動機４０ａの駆動量および駆動方向を算出し、ドライバ回路１２ａと同様に、電動機４０ｂに算出した駆動量および駆動方向に応じた駆動信号を出力する。
【００６１】
センサ部２０は、３つの検波ダイオードを備えており、これら３つの検波ダイオードは、導波管６０の管軸方向に、それぞれλg／６ずつ隔てて、直列に配設される。また、それぞれの検波ダイオードには、導波管６０内のマイクロ波を受信するアンテナが備えられている。
【００６２】
アンプ部３０は、センサ部２０から入力された各検波ダイオードの出力電圧を適当なレベルに増幅する。
【００６３】
電動機４０ａは、ドライバ回路１２ａから入力された駆動信号に基づいて、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂを差動的に連動するように移動させる。即ち、電動機４０ａは、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂを同時に移動し、Ｅ分岐導波管５０ａ，５０ｂについての制御を一括して行う。
【００６４】
電動機４０ｂは、ドライバ回路１２ｂから入力された駆動信号に基づいて、電動機４０ａと同様に、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄを差動的に連動するように移動させる。即ち、電動機４０ｂは、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄを同時に移動し、Ｅ分岐導波管５０ｃ，５０ｄについての制御を一括して行う。
【００６５】
Ｅ分岐導波管５０ａは、導波管６０のＥ面に垂直に備えられた分岐導波管であり、ショートプランジャ５１ａを備えている。そして、導波管６０内を伝搬するマイクロ波のうち、一部がＥ分岐導波管５０ａに分岐する。また、ショートプランジャ５１ａは、Ｅ分岐導波管５０ａの内部を上下に移動する構造となっており、電動機４０ａにより、インピーダンスを整合させるための適当な位置に移動される。さらに、ショートプランジャ５１ａは、導波管６０内を伝搬するマイクロ波のうち、Ｅ分岐導波管５０ａに分岐した成分を反射する。
【００６６】
また、Ｅ分岐導波管５０ｂ，５０ｃ，５０ｄは、Ｅ分岐導波管５０ａと同様に、それぞれショートプランジャ５１ｂ，５１ｃ，５１ｄを備えており、ショートプランジャ５１ｂ〜５１ｄは、ショートプランジャ５１ａと同様に、各Ｅ分岐導波管に分岐したマイクロ波を反射する。
【００６７】
さらに、Ｅ分岐導波管５０ａ，５０ｂおよびＥ分岐導波管５０ｃ，５０ｄは、管軸方向にそれぞれλg／４（λgは、管内波長）隔てられて並設される。また、Ｅ分岐導波管５０ｂとＥ分岐導波管５０ｃは、管軸方向に（３／８）λg隔てられて並設される（図１参照）。
【００６８】
また、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂは、電動機４０ａの回転軸に固着された腕の両端に、支持部がそれぞれ回動自在に取り付けられ、電動機４０ａの回転軸が回転すると、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂが上下逆方向に移動する。したがって、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂは、電動機４０ａが回転することにより差動的に連動して移動される。
【００６９】
同様に、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄは、電動機４０ｂの回転軸の両端に支持部がそれぞれ回動自在に取り付けられ、電動機４０ｂの回転軸が回転すると、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄが上下逆方向に移動する。したがって、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄは、電動機４０ｂが回転することにより差動的に連動して移動される。
【００７０】
導波管６０は、高周波電源から入力されたマイクロ波を負荷に伝達する。また、導波管６０に備えられたインピーダンス整合器１によって、導波管６０は、特性インピーダンスが変化される。このインピーダンス整合器１を含む導波管６０および負荷のインピーダンスが、高周波電源の特性インピーダンスＺ₀と一致した場合、高周波電源と負荷のインピーダンスは整合する。
【００７１】
次に、動作を説明する。
図２は、インピーダンス整合器１が行うインピーダンス整合処理を示すフローチャートである。
【００７２】
インピーダンス整合処理において、インピーダンス整合器１は、まず、導波管６０内を伝搬するマイクロ波の電力をセンサ部２０によって検出し、センサ部２０の出力電圧をアンプ部３０に入力する（ステップＳ１）。
【００７３】
そして、インピーダンス整合器１は、センサ部２０の出力電圧をアンプ部３０によって適当なレベルに増幅し、リニアライズ回路１１ａに入力する（ステップＳ２）。
【００７４】
次に、インピーダンス整合器１は、アンプ部３０において増幅したセンサ部２０の出力電圧をリニアライズ回路１１ａによって所定のリニアライズ方法でリニアライズ（直線化処理）し、補正出力電圧としてインピーダンス演算回路１１ｂおよび位相演算回路１１ｃに入力する（ステップＳ３）。
【００７５】
次いで、インピーダンス整合器１は、補正出力電圧に基づいて、インピーダンス演算回路１１ｂによってインピーダンスＺを算出し、同時に、位相演算回路１１ｃによって導波管６０内で発生する定在波の位相φを算出する（ステップＳ４）。そして、インピーダンスＺが特性インピーダンスＺ₀と一致しているか否か、および、位相φが０であるか否かの判定を行う（ステップＳ５）。
【００７６】
ステップＳ５において、インピーダンスＺが高周波電源の特性インピーダンスＺ₀と一致すると判定され、かつ、位相φが０であると判定された場合、インピーダンス整合器１は、ショートプランジャ４１ａ〜４１ｄの制御を行わず、ステップＳ３に移行する。
【００７７】
ステップＳ５において、インピーダンスＺが高周波電源の特性インピーダンスＺ₀と異なると判定された場合、および、位相φが０でないと判定された場合、インピーダンス整合器１は、ドライバ回路１２ａあるいはドライバ回路１２ｂに所定のデータを入力する。即ち、インピーダンスＺが特性インピーダンスＺ₀と異なると判定され、位相φが０であると判定された場合、インピーダンス演算回路１１ｂによってドライバ回路１２ａに“特性インピーダンスＺ₀に対するインピーダンスＺの大小”およびその“度合い”を入力し、位相演算回路１１ｃによってドライバ回路１２ｂにデータの入力は行わない。また、インピーダンスＺが高周波電源の特性インピーダンスＺ₀と一致すると判定され、位相φが０でないと判定された場合、位相演算回路１１ｃによってドライバ回路１２ｂに位相φを入力し、インピーダンス演算回路１１ｂによってドライバ回路１２ａにデータの入力は行わない（ステップＳ６）。
【００７８】
そして、インピーダンス整合器１は、ドライバ回路１２ａに“特性インピーダンスＺ₀に対するインピーダンスＺの大小”およびその“度合い”が入力された場合、ドライバ回路１２ａにおいてインピーダンスＺを特性インピーダンスＺ₀に一致させるための電動機４０ａの駆動量および駆動方向を算出する。また、ドライバ回路１２ｂに位相φが入力された場合、ドライバ回路１２ｂにおいて位相φを０にさせるための電動機４０ｂの駆動量および駆動方向を算出する（ステップＳ７）。
【００７９】
次いで、インピーダンス整合器１は、ステップＳ７において算出された電動機４０ａ，４０ｂの駆動量および駆動方向に応じ、ドライバ回路１２ａ，１２ｂによって、電動機４０ａ，４０ｂを駆動するための駆動信号を生成し、それぞれ電動機４０ａ，４０ｂに入力する（ステップＳ８）。
【００８０】
そして、インピーダンス整合器１は、電動機４０ａによって、ショートプランジャ５１ａ，５１ｂを差動的に移動し、インピーダンスＺを高周波電源の特性インピーダンスＺ₀に一致させる制御を行う。また、インピーダンス整合器１は、電動機４０ｂによって、ショートプランジャ５１ｃ，５１ｄを差動的に移動し、位相φを０にさせる制御を行う（ステップＳ９）。
【００８１】
次に、インピーダンス整合器１は、制御部１０において、インピーダンス整合処理の終了が指示されたか否かの判定を行う（ステップＳ１０）。
【００８２】
ステップＳ１０において、インピーダンス整合処理の終了が指示されていないと判定された場合、インピーダンス整合器１は、ステップＳ３に移行する。
【００８３】
ステップＳ１０において、インピーダンス整合処理の終了が指示されたと判定された場合、インピーダンス整合器１は、インピーダンス整合処理を終了する。
【００８４】
以上のように、本実施の形態におけるインピーダンス整合器１は、インピーダンス整合の際、４つのＥ分岐導波管５０ａ〜５０ｄのショートプランジャ５１ａ〜５１ｄを２つの電動機４０ａ，４０ｂで制御する。
【００８５】
したがって、ショートプランジャ５１ａ〜５１ｄの制御回路（制御部１０および電動機４０ａ，４０ｂ）が簡単な構造となり、装置の小型化およびコストダウンを図ることができる。
【００８６】
また、インピーダンス整合器１は、検波ダイオードの出力電圧をリニアライズ（直線化処理）することによって、理想的な検波ダイオードの出力電圧に補正する。
【００８７】
したがって、簡単な近似式によって、より高精度な補正値を得ることができるため、検波ダイオードの出力電圧を補正する際に、演算部にかかる負担を軽減することができる。
【００８８】
さらに、インピーダンス整合器１は、導波管６０内を伝搬するマイクロ波の電力分布からインピーダンス整合器１の入力側から負荷側をみたインピーダンスＺおよび導波管６０内で発生する定在波の位相φを検出し、これら２つのパラメータに基づいて、独立した制御を行うことにより、インピーダンス整合を行う。
【００８９】
したがって、インピーダンスＺおよび位相φの調整に係る制御を同時に行えるため、インピーダンスを高速に整合させることができる。
【００９０】
また、本実施の形態に示したインピーダンスＺおよび位相φの算出式をより簡単にすることによって、演算部にかかる処理負担を軽減することができる。
【００９１】
なお、本実施の形態において、検波ダイオードの出力電圧をリニアライズ（直線化処理）する近似式、インピーダンスＺおよび位相φを算出する式として、他の式を用いることとしてもよい。
【００９２】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、１つの電動機により、２つの短絡板を制御できるため、制御に必要な電動機が減少され、インピーダンス整合器の制御回路が簡単な構造となり、制御量としてインピーダンス整合器１の入力側から負荷側をみたインピーダンスＺ及び導波管６０内で発生する定在波の位相φは、簡単に算出できるため、制御部の演算部（ＣＰＵ等）にかかる負担が軽減され、処理効率が向上する。また、インピーダンスにかかる制御と位相にかかる制御を独立して行うことができるため、高速にインピーダンス整合を行うことができる。したがって、制御回路が簡単になることによって、装置が小型化でき、さらに製造等におけるコストダウンを図ることができる。
【００９３】
請求項２記載の発明によれば、検出手段の出力信号が、直線化処理（発明の実施の形態に記載の簡単な近似式等）が施されることにより直線化されるため、制御部の演算部（ＣＰＵ等）にかかる負担が軽減され、処理効率が向上する。また、より高精度に直線化することができる。
【００９４】
請求項３記載の発明によれば、容易、かつ、迅速に、インピーダンス整合器の制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したインピーダンス整合器１の構成を示す図である。
【図２】インピーダンス整合器１が行うインピーダンス整合処理を示すフローチャートである。
【図３】スタブチューナの概略図である。
【図４】Ｅチューナの概略図である。
【図５】ＥＨチューナの概略図である。
【符号の説明】
１インピーダンス整合器
１０制御部
１１演算部
１１ａリニアライズ回路
１１ｂインピーダンス演算回路
１１ｃ位相演算回路
１２ａ，１２ｂドライバ回路
２０センサ部
２０ａ，２０ｂ，２０ｃ検波ダイオード
３０増幅器
４０ａ，４０ｂ電動機
５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄＥ分岐導波管
５１ａ，５１ｂ，５１ｃ，５１ｄショートプランジャ
６０導波管
１００スタブチューナ
１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃスタブ棒
１２０センサ部
１３０ａ，１３０ｂ，１３０ｃ電動機
２００Ｅチューナ
２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃ，２１０ｄＥ分岐導波管
２１１ａ，２１１ｂ，２１１ｃ，２１１ｄショートプランジャ
２２０センサ部
２３０ａ，２３０ｂ，２３０ｃ，２３０ｄ電動機
３００ＥＨチューナ
３１０ａＥ分岐導波管
３１０ｂＨ分岐導波管
３１１ａ，３１１ｂショートプランジャ
３２０センサ部
３３０ａ，３３０ｂ電動機[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an impedance matching unit that performs impedance matching of a circuit including a waveguide.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, etching and thin film formation using plasma have been performed in an etching process by a semiconductor manufacturing apparatus and a thin film formation process by a plasma CVD (Chemical Vapor Deposition) apparatus. And the plasma utilized in these etching processes and thin film formation processes is produced | generated using a microwave.
[0003]
The microwave used at this time is generated in a high-frequency power source, and is supplied from the high-frequency power source to a load using a waveguide as a transmission line.
This microwave needs to be supplied with stable power. However, if there is power (reflected wave power) generated by a reflected wave between the high-frequency power supply and the load, the microwave power supplied to the load is attenuated. The Therefore, the power incident from the high frequency power supply is not sufficiently consumed on the load side, and stable power cannot be supplied.
[0004]
In order to reduce the reflected wave power, impedance matching between the high frequency power source and the load is performed by an impedance matching device.
Impedance matching is performed by adjusting the characteristic impedance of the waveguide using an impedance matching device.
The impedance matching unit mainly includes a sensor unit that detects a standing wave distribution in the waveguide, an impedance matching unit that changes the characteristic impedance of the waveguide and impedance-matches the high-frequency power source and the load, and a sensor unit. Based on the detected standing wave distribution, the control unit is configured to control the impedance matching unit so that the reflected wave power between the high-frequency power source and the load is attenuated.
[0005]
In addition, a stub tuner, an E tuner, and an EH tuner are mainly used for the impedance matching unit.
3 to 5 are schematic views showing a stub tuner, an E tuner, and an EH tuner, respectively.
[0006]
In FIG. 3, the stub tuner 100 has a configuration in which a plurality of stub rods 110a to 110c are inserted into a waveguide from an E surface (a surface perpendicular to the direction of the electric field of the microwave) of a rectangular waveguide serving as a transmission line. Thus, the insertion length of each stub bar can be changed. Then, based on the standing wave distribution in the waveguide detected by the sensor unit 120, the motors 130a to 130c controlled by the control unit appropriately change the insertion length of each stub bar. Then, the characteristic impedance of the waveguide is adjusted, and thereby the impedance between the high-frequency power source connected to both ends of the waveguide and the load is matched.
[0007]
In FIG. 4, an E tuner 200 includes a plurality of E branch waveguides on the E surface of a rectangular waveguide serving as a transmission line. Particularly, an E tuner having four E branch waveguides 210a to 210d such as the E tuner shown in FIG. 4 is called a four E tuner, and the E branch waveguides 210a to 210d are arranged at a predetermined interval. It is installed. That is, assuming that the wavelength of the microwave propagating in the waveguide is λg, the distance between the E branch waveguides a and b is λg / 4, and the distance between the E branch waveguides b and c is an odd multiple of (λg / 8). (In FIG. 4, 3/8 of λg), the distance between the E branch waveguides c and d is λg / 4.
[0008]
Each E branching waveguide of the E tuner is provided with short plungers (short circuit plates) 211a to 211d. The positions of the short plungers 211a to 211d can be adjusted in the E branch waveguides 210a to 210d. Then, based on the standing wave distribution in the waveguide detected by the sensor unit 220, the electric motors 230a to 230d controlled by the control unit change the short plungers 211a to 211d to appropriate positions. Then, the characteristic impedance of the waveguide is adjusted, and thereby the impedance between the high-frequency power source connected to both ends of the waveguide and the load is matched.
[0009]
In FIG. 5, an EH tuner 300 includes one E branch waveguide 310a on the E plane of a rectangular waveguide serving as a transmission line, and one H branch on the H plane (plane perpendicular to the magnetic field direction of the microwave). A waveguide 310b is provided. These E branch waveguide 310a and H branch waveguide 310b are provided with short plungers 311a and 311b. The position of the short plunger can be adjusted in the E branching waveguide 310a and the H branching waveguide 310b in the same manner as the E tuner. Then, based on the standing wave distribution in the waveguide detected by the sensor unit 320, the electric motors 330a and 330b controlled by the control unit change the short plungers 311a and 311b to appropriate positions. Then, the characteristic impedance of the waveguide is adjusted, and thereby the impedance between the high-frequency power source connected to both ends of the waveguide and the load is matched.
[0010]
Here, in the above-described stub tuner, when the microwave propagating in the waveguide becomes high power, it is easy to cause a discharge phenomenon between the tip of the stub rod and the inner surface of the waveguide, so that impedance matching becomes difficult. .
[0011]
Further, since the EH tuner has only one E branch waveguide and one H branch waveguide, it is necessary to widen the position adjustment range of the short plunger in order to perform impedance matching over a wide range. Further, the EH tuner includes branch waveguide devices on the E plane and the H plane, respectively. Therefore, the EH tuner has a problem that the apparatus becomes large. Further, the EH tuner easily generates an unnecessary high-order mode with respect to the frequency of the propagated microwave due to the H branch waveguide, and the power distribution of the standing wave is likely to be disturbed. In this case, there is a problem that impedance matching becomes difficult.
[0012]
On the other hand, the FOR E tuner does not discharge even when a high-power microwave propagates in the waveguide, and impedance matching is performed by the four E-branch waveguides. There is an advantage that the adjustment range may be relatively narrow.
[0013]
By the way, in the sensor portions of the stub tuner, the E tuner, and the EH tuner described above, three detection diodes are disposed at a distance of λg / 6 in the longitudinal direction of the waveguide. The detector (antenna) is inserted into the waveguide.
[0014]
The input / output characteristics of these detection diodes are non-linear, and the input / output characteristics of the respective detection diodes are non-uniform. Is output.
[0015]
As a correction method applied at this time, there is a method in which a detection diode is regarded as an integrator. That is, in this method, when the output signal of the detection diode is at a low level, the input voltage and the output voltage of the detection diode are regarded as being proportional to each other, and the output voltage is output to the control unit as it is. When the level becomes higher than this level, the output voltage of the detection diode is linearized and output to the control unit.
[0016]
In this method, the input voltage (power) of the detection diode, that is, the standing wave voltage (power) in the waveguide is calculated by processing the output voltage of the detection diode based on a predetermined approximate expression. As a specific example of such a method, for example, there is a correction method disclosed in JP-A-10-233606.
[0017]
The correction method disclosed in JP-A-10-233606 is as follows.
[0018]
First, the detection diode and the detection unit (antenna) are separated. Next, the reference power is input to the detection diode, and the output voltage characteristic when only the detection diode is used is measured. Then, an approximate expression of the fifth order is derived from the output voltage characteristics, and a program for performing correction based on the approximate expression is stored in a storage device such as a memory IC.
[0019]
Next, the degree of coupling of the detection unit of the detection diode connected to the waveguide is measured, and the measured degree of coupling of the detection unit is stored in the storage device.
[0020]
When impedance matching is performed, when a microwave is incident on the impedance matching device, an output voltage of a detection diode connected to the antenna unit is obtained. A CPU (Central Processing Unit) of the control unit processes this output voltage based on a correction program stored in the storage unit, and calculates the reference power input to the detection diode. Further, the CPU corrects the calculated reference power based on the coupling degree of the detection unit, thereby calculating the power input to the detection unit, that is, the standing wave power in the waveguide.
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the For E tuner described above includes four short plungers, if four electric motors are provided to move the respective short plungers, a driver circuit for the required electric motors is increased and each electric motor is controlled. There is a problem that the control circuit to be complicated becomes complicated.
[0022]
In the conventional method for correcting the output voltage of the detection diode, the approximate expression used for the correction may be a fifth-order or higher polynomial. When calculating the output of the sensor unit based on such an approximate expression, a great burden is imposed on the CPU of the control unit. Furthermore, in order to obtain this approximate expression, it is necessary to go through various complicated processes such as separating the detection diode from the detection unit, measuring the input / output characteristics of the detection diode, and then measuring the coupling degree of the detection unit. It was.
[0023]
An object of the present invention is to simplify a control circuit of an impedance matching device and easily correct a detection signal in the impedance matching device.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, there is provided an impedance matching unit for impedance matching between a power source and a load of a circuit including a waveguide, and a plurality of branched waveguides disposed at predetermined intervals on a predetermined surface of the waveguide. For example, the E branch waveguides 50a to 50d in FIG. 1 and a short-circuit plate (for example, the short plunger 51a in FIG. 1) that reflects the microwave that moves inside the branch waveguide and propagates in the branch waveguide. ~ 51d),Microwave power having three detection diodes (for example, the

detection diodes

20a, 20b, and 20c in FIG. 1) arranged in series in the tube axis direction of the waveguide in series at a predetermined interval. Based on the output means detected from the detection means (for example, the sensor unit 20 in FIG. 1) for detecting the impedance, the impedance seen from the input side of the impedance matching device and the load side and generated in the waveguide Control means (for example, impedance calculation circuit 11b, phase calculation circuit 11c and

driver circuits

12a and 12b in FIG. 1) that calculates the phase of the standing wave and outputs the calculated impedance and phase as independent control amounts; Using the impedance output from the control means as a controlled variable, two of the short-circuit plates provided in the plurality of branching waveguides are differentially transferred. The first moving means (for example, the electric motor 40a in FIG. 1) and the phase output from the control means are set as control amounts, and the other two of the short-circuit plates provided in the plurality of branching waveguides are differentiated. Second moving means for moving dynamically (for example, the electric motor 40b of FIG. 1);It is characterized by having.
[0025]
  According to the first aspect of the present invention, in the impedance matching unit that performs impedance matching between the power source of the circuit including the waveguide and the load, a plurality of the branched waveguides are arranged on the predetermined surface of the waveguide at predetermined intervals. The short-circuit plate moves inside the branch waveguide and reflects the microwave propagating in the branch waveguide.It has three detector diodes arranged in series at a predetermined interval in the tube axis direction of the waveguide, detects the power of the microwave propagating in the waveguide, and the control means is detected from the detection means. Based on the output signal, the impedance of the impedance matching unit viewed from the input side to the load side and the phase of the standing wave generated in the waveguide are calculated, and the calculated impedance and phase are output as independent controlled variables. The first moving means differentially moves two of the short-circuit plates provided in the plurality of branch waveguides using the impedance output from the control means as a controlled variable, and the second moving means The other two of the short-circuit plates provided in the plurality of branching waveguides are moved differentially by using the phase output from the control means as a control amount.
[0026]
  Therefore, according to the first aspect of the present invention, since the two short-circuit plates can be controlled by one electric motor, the electric motor necessary for the control is reduced, and the control circuit of the impedance matching device has a simple structure.Therefore, since the impedance viewed from the input side of the impedance matching device as the controlled variable and the phase of the standing wave generated in the waveguide can be easily calculated, the load on the calculation unit (CPU etc.) of the control unit Is reduced and the processing efficiency is improved. In addition, since impedance control and phase control can be performed independently, impedance matching can be performed at high speed.
[0027]
In addition, since the control circuit is simplified, the apparatus can be reduced in size, and further, the manufacturing cost can be reduced.
[0028]
  According to a second aspect of the present invention, in the impedance matching device according to the first aspect, an output signal of the detecting meansIs linearized, Correction output signalIn the control meansCorrection means for outputting,
  The impedance matching device according to claim 1, further comprising:
[0029]
  According to the second aspect of the present invention, in the impedance matching device according to the first aspect, the correction means is an output signal of the detection means.Is linearized, Correction output signalIn the control meansOutput.
[0030]
  Therefore, according to the second aspect of the invention, the output signal of the detecting means isLinearization processing(Simple approximate expression described in the embodiment of the invention)By being givenSince it is linearized, the burden on the calculation unit (CPU or the like) of the control unit is reduced, and the processing efficiency is improved. Further, it can be linearized with higher accuracy.
[0031]
  According to a third aspect of the present invention, in the impedance matching device according to the second aspect, the control means is based on the correction output signal.It comprises impedance calculation means for calculating the impedance, and phase calculation means for calculating the phase.Control amount calculation means;The impedance and phase calculated from the control amount calculation means are respectivelyComparing means for comparing with the reference value of the controlled variable that becomes the impedance matching state, and based on the comparison result of the comparing meansThe first moving means and the second moving meansComprises movement control means for controlling the amount of movement for moving the short-circuit plate.
[0032]
  According to the third aspect of the present invention, in the impedance matching unit according to the second aspect, the control amount calculating means provided in the control means is based on the correction output signal.The impedance is calculated from the impedance calculation means, and the phase is calculated from the phase means.The comparison means isThe impedance and phase calculated from the control amount calculation means are respectivelyCompared with the reference value of the control amount that is in the impedance matching state, the movement control means is based on the comparison result of the comparison means.The first moving means and the second moving meansControls the amount of movement of the shorting plate.
[0033]
Therefore, according to the third aspect of the invention, the impedance matching device can be controlled easily and quickly.
[0037]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of an impedance matching device according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an impedance matching device 1 to which the present invention is applied.
[0038]
The impedance matching unit 1 is a four-E tuner including four E branch waveguides 50a to 50d, and by adjusting the positions of the short plungers 51a to 51d included in the E branch waveguides 50a to 50d, The characteristic impedance of the waveguide 60 is changed. Further, in the impedance matching device 1, the control unit 10 adjusts the positions of the short plungers 51a to 51d based on the standing wave distribution in the waveguide 60 detected by the sensor unit 20. At this time, the

short plungers

51a and 51b are moved so as to be differentially interlocked by the electric motor 40a. Similarly, the

short plungers

51c and 51d are moved so as to be differentially interlocked by the electric motor 40b. Therefore, the impedance matching device 1 can control the four short plungers 51a to 51d by the two

electric motors

40a and 40b, and the control circuit (the control unit 10 and the

electric motors

40a and 40b) of the short plungers 51a to 51d has a simple structure. .
[0039]
In addition, the control unit 10 determines from the output voltage of the sensor unit 20.Generated in the waveguideStanding wave phase (deflection angle) φ andLooking at the load side from the input side of the impedance matching unitCalculate impedance Z, phase φ is 0 degree, impedance Z is characteristic impedance Z of high frequency power supply₀The short plungers 51a to 51d are adjusted so that Since the method of calculating the phase φ and the impedance Z is relatively simple, the burden on the processing performed by the control unit 10 is small. Further, the control unit 10 performs an independent operation for impedance matching based on the phase φ and the impedance Z. That is, the adjustment based on the phase φ is performed by the electric motor 40.bIndependently of this, adjustment based on the impedance Z is performed by the electric motor 40.aTo do. Therefore, adjustment for impedance matching can be performed efficiently.
[0040]
First, the configuration will be described.
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an impedance matching device 1 according to the present embodiment. In FIG. 1, the impedance matching unit 1 includes a control unit 10, a sensor unit 20, an amplifier unit 30, E branch waveguides 50a to 50b,

electric motors

40a and 40b, and a waveguide 60.
[0041]
First, the configuration of the control unit 10 will be described.
In FIG. 1, the control unit 10 includes a calculation unit 11 and

driver circuits

12a and 12b. The calculation unit 11 further includes a linearize circuit 11a, an impedance calculation circuit 11b, and a phase calculation circuit 11c. This calculation unit is configured by, for example, an MPU (Micro Processing Unit).
[0042]
When the amplified output voltage of the sensor unit 20 is input by the amplifier unit 30, the linearize circuit 11a detects the input output voltage level of the sensor unit 20. Then, this output voltage is linearized (linearized) based on the detected output voltage level by the linearization method described later.processing) Note that an output voltage corrected by linearization (hereinafter referred to as a corrected output voltage) is converted into an input voltage of a detection diode in the sensor unit 20. Then, the linearize circuit 11a outputs this corrected output voltage to the impedance calculation circuit 11b and the phase calculation circuit 11c.
[0043]
Here, in the linearize circuit 11a, the output voltage of the sensor unit 20 is linearized (linearized).processing) Will be described.
[0044]
First, an output voltage when the detection diode is assumed to exhibit ideal output characteristics is set as a reference detection voltage x. Further, the reference detection voltage corresponding to each microwave input power is set to x = x_n(N is a positive integer).
[0045]
And x₀To x_nAn appropriate number of reference detection voltages x in the range of_m(Where m = 0, 1, 2,..., N). Next, these reference detection voltages x_mAre input to the detection diode, and the actual detection voltage u corresponding to these is input._mFor each.
[0046]
Next, the reference detection voltage x_m, Detection voltage u_mAre respectively substituted into the following formula (I):
A relationship between an arbitrary reference detection voltage x and a corresponding detection voltage u is derived. Note that x in the following formula (I)_k, X_k-1, U_k, U_k-1In accordance with the detection voltage u input to the linearize circuit 11a._k-1<U <u_kSelected to meet.
[0047]
[Expression 1]

(However, x_k-1<X <x_kK = 1, 2,..., N)
[0048]
Here, a correction output voltage z is obtained by correcting the detection voltage u to obtain an ideal output voltage of the detection diode.
And u_k, U_k-1, X_k, X_k-1, Z_k, Z_k-1Is substituted into the following equation, the relationship between an arbitrary reference detection voltage x and the corresponding corrected output voltage z is derived. Z_kIs the reference detection voltage x_kSince this is a corrected output voltage with respect to the output voltage of an ideal detector diode, z_kIs the reference detection voltage x_kIs equal to
[0049]
[Expression 2]

(However, x_k-1<X <x_kK = 1, 2,..., N)
[0050]
From the above equations (I) and (II), the detection voltage u of the detection diode and the corrected output voltage
The relationship with the pressure z is derived, and an ideal output voltage of the detection diode, that is, an input voltage of the detection diode can be calculated.
[0051]
Based on the corrected output voltage input from the linearize circuit 11a, the impedance calculation circuit 11b includes the impedance Z of the load including the waveguide 60.(That is, impedance Z as seen from the input side of the impedance matching device 1 to the load side)Is calculated. Here, a method of calculating the impedance Z of the load from the corrected output voltage in the impedance calculation circuit 11b will be described. The impedance Z is calculated by the following equation. Note that a, b, and c are corrected output voltages with respect to the output voltages of the detection diodes 20a to 20c of the sensor unit 20, respectively.
[0052]
[Equation 3]

[0053]
The impedance calculation circuit 11b uses the impedance Z calculated as described above as the characteristic impedance Z of the high frequency power supply.₀Compare with And impedance Z is characteristic impedance Z₀Is not equal to the impedance calculation circuit 11b, the “characteristic impedance Z₀Is determined, and the “degree” is calculated, and the impedance calculation circuit 11b outputs the “characteristic impedance Z”.₀And “degree” of the impedance Z with respect to is output to the driver circuit 12a.
[0054]
Impedance Z is characteristic impedance Z₀If it is equal to, the impedance calculation circuit 11b does not output.
[0055]
The phase calculation circuit 11c is based on the corrected output voltage input from the linearization circuit 11a.Phase of standing wave generated in waveguide 60Is calculated. Here, in the phase calculation circuit 11c, from the corrected output voltagePhase of standing wave generated in waveguide 60A method for calculating the value will be described.Standing wave phaseIs calculated by the following equation.
[0056]
[Expression 4]

[0057]
The phase calculation circuit 11c determines whether or not the phase φ calculated as described above is zero. When it is determined that the phase φ is not 0, the phase φ is output to the driver circuit 12b.
[0058]
When the phase φ is 0, the phase calculation circuit 11c does not output.
[0059]
The driver circuit 12a has a characteristic impedance Z input from the impedance calculation circuit 11b.₀The driving amount and driving direction of the electric motor 40a are calculated according to the magnitude and the degree of the impedance Z with respect to. Then, the driver circuit 12a outputs a drive signal corresponding to the calculated drive amount and drive direction to the electric motor 40a.
[0060]
The driver circuit 12b calculates the driving amount and driving direction of the electric motor 40a according to the phase φ input from the phase calculation circuit 11c, and according to the driving amount and driving direction calculated for the electric motor 40b, similarly to the driver circuit 12a. Output the drive signal.
[0061]
The sensor unit 20 includes three detection diodes, and these three detection diodes are arranged in series in the tube axis direction of the waveguide 60 with a separation of λg / 6. Each detection diode is provided with an antenna for receiving the microwave in the waveguide 60.
[0062]
The amplifier unit 30 amplifies the output voltage of each detection diode input from the sensor unit 20 to an appropriate level.
[0063]
The electric motor 40a moves the

short plungers

51a and 51b to be differentially interlocked based on the drive signal input from the driver circuit 12a. That is, the electric motor 40a moves the

short plungers

51a and 51b at the same time, and collectively controls the

E branching waveguides

50a and 50b.
[0064]
The electric motor 40b moves the

short plungers

51c and 51d so as to be differentially interlocked similarly to the electric motor 40a based on the drive signal input from the driver circuit 12b. That is, the electric motor 40b moves the

short plungers

51c and 51d at the same time, and collectively controls the

E branch waveguides

50c and 50d.
[0065]
The E branching waveguide 50a is a branching waveguide provided perpendicular to the E surface of the waveguide 60, and includes a short plunger 51a. A part of the microwave propagating in the waveguide 60 branches to the E branching waveguide 50a. The short plunger 51a has a structure that moves up and down in the E branching waveguide 50a.40aThus, it is moved to an appropriate position for matching the impedance. Further, the short plunger 51 a reflects a component branched to the E branching waveguide 50 a among the microwaves propagating in the waveguide 60.
[0066]
The

E branch waveguides

50b, 50c, and 50d are provided with

short plungers

51b, 51c, and 51d, respectively, similarly to the E branch waveguide 50a, and the short plungers 51b to 51d are similar to the short plunger 51a. The microwaves branched into each E branching waveguide are reflected.
[0067]
Further, the

E branching waveguides

50a and 50b and the

E branching waveguides

50c and 50d are arranged in parallel with being separated from each other by λg / 4 (λg is an in-tube wavelength) in the tube axis direction. Further, the E branching waveguide 50b and the E branching waveguide 50c are arranged side by side (3/8) λg apart in the tube axis direction (see FIG. 1).
[0068]
The

short plungers

51a and 51b are motors40aSupport portions are rotatably attached to both ends of the arm fixed to the rotation shaft of the motor, respectively.40aWhen the rotation axis of the shaft rotates, the

short plungers

51a and 51b move in the reverse direction. Therefore, the short plungers 51a and 51b40aIs rotated in a differential manner by rotating.
[0069]
Similarly, the short plungers 51c, 51d40bSupport portions are rotatably attached to both ends of the rotating shaft of the motor,40bWhen the rotation axis of the short plunger rotates, the

short plungers

51c and 51d move in the reverse direction. Accordingly, the short plungers 51c, 51d40bIs rotated in a differential manner by rotating.
[0070]
The waveguide 60 transmits the microwave input from the high frequency power source to the load. The characteristic impedance of the waveguide 60 is changed by the impedance matching device 1 provided in the waveguide 60. The impedance of the waveguide 60 including the impedance matching unit 1 and the load is the characteristic impedance Z of the high frequency power source.₀If they match, the impedance of the high-frequency power supply and the load match.
[0071]
Next, the operation will be described.
FIG. 2 is a flowchart showing an impedance matching process performed by the impedance matching unit 1.
[0072]
In the impedance matching process, the impedance matching unit 1 first detects the power of the microwave propagating in the waveguide 60 by the sensor unit 20 and inputs the output voltage of the sensor unit 20 to the amplifier unit 30 (step S1). .
[0073]
Then, the impedance matching unit 1 amplifies the output voltage of the sensor unit 20 to an appropriate level by the amplifier unit 30 and inputs the amplified voltage to the linearize circuit 11a (step S2).
[0074]
Next, the impedance matching device 1 linearizes (linearizes) the output voltage of the sensor unit 20 amplified by the amplifier unit 30 by a linearization circuit 11a by a predetermined linearization method.processingThe corrected output voltage is input to the impedance calculation circuit 11b and the phase calculation circuit 11c (step S3).
[0075]
Next, the impedance matching unit 1 is operated by the impedance calculation circuit 11b based on the corrected output voltage.Impedance ZAt the same time, the phase calculation circuit 11cThe phase φ of the standing wave generated in the waveguide 60Is calculated (step S4). And impedance Z is characteristic impedance Z₀And whether or not the phase φ is 0 is determined (step S5).
[0076]
In step S5, the impedance Z is the characteristic impedance Z of the high frequency power source.₀And the phase matcher 1 determines that the phase φ is 0, the impedance matching device 1 does not control the short plungers 41a to 41d, and proceeds to step S3.
[0077]
In step S5, the impedance Z is the characteristic impedance Z of the high frequency power source.₀The impedance matching device 1 inputs predetermined data to the driver circuit 12a or the driver circuit 12b when it is determined that the phase φ is not 0. That is, impedance Z is characteristic impedance Z₀If the phase φ is determined to be 0, the impedance calculation circuit 11b sends the “characteristic impedance Z” to the driver circuit 12a.₀The phase calculation circuit 11c does not input data to the driver circuit 12b, and the impedance Z is the characteristic impedance Z of the high-frequency power source.₀When the phase φ is determined not to be zero, the phase φ is input to the driver circuit 12b by the phase calculation circuit 11c, and no data is input to the driver circuit 12a by the impedance calculation circuit 11b (step S6). ).
[0078]
Then, the impedance matching unit 1 sends the “characteristic impedance Z” to the driver circuit 12a.₀Is input to the driver circuit 12a, the impedance Z is changed to the characteristic impedance Z.₀The drive amount and the drive direction of the electric motor 40a for making them coincide with each other are calculated. When the phase φ is input to the driver circuit 12b, the driving amount and driving direction of the electric motor 40b for setting the phase φ to 0 in the driver circuit 12b are calculated (step S7).
[0079]
Next, the impedance matching unit 1 generates drive signals for driving the

electric motors

40a and 40b by the

driver circuits

12a and 12b according to the driving amounts and driving directions of the

electric motors

40a and 40b calculated in step S7, respectively. Input to the

electric motors

40a, 40b (step S8).
[0080]
And the impedance matching device 1 moves the

short plungers

51a and 51b differentially by the electric motor 40a, and changes the impedance Z to the characteristic impedance Z of the high frequency power source.₀Control to match In addition, the impedance matching unit 1 performs control to differentially move the

short plungers

51c and 51d by the electric motor 40b so that the phase φ is 0 (step S9).
[0081]
Next, the impedance matching unit 1 determines whether or not the end of the impedance matching process is instructed in the control unit 10 (step S10).
[0082]
If it is determined in step S10 that the end of the impedance matching process has not been instructed, the impedance matching device 1 proceeds to step S3.
[0083]
If it is determined in step S10 that the end of the impedance matching process has been instructed, the impedance matching device 1 ends the impedance matching process.
[0084]
As described above, the impedance matching device 1 according to the present embodiment controls the short plungers 51a to 51d of the four E branch waveguides 50a to 50d with the two

electric motors

40a and 40b during impedance matching.
[0085]
Therefore, the control circuit (the control unit 10 and the

electric motors

40a and 40b) of the short plungers 51a to 51d has a simple structure, and the apparatus can be reduced in size and cost.
[0086]
  The impedance matching device 1 linearizes (linearizes) the output voltage of the detection diode.processing) To correct the output voltage of the ideal detector diode.
[0087]
Therefore, since a more accurate correction value can be obtained by a simple approximate expression, it is possible to reduce the burden on the arithmetic unit when correcting the output voltage of the detection diode.
[0088]
  Furthermore, the impedance matching unit 1 is based on the power distribution of the microwave propagating in the waveguide 60.Impedance Z as seen from the input side of the impedance matching unit 1 to the load sideandThe phase φ of the standing wave generated in the waveguide 60Is detected, and the impedance matching is performed by performing independent control based on these two parameters.
[0089]
Therefore, since the control related to the adjustment of the impedance Z and the phase φ can be performed at the same time, the impedance can be matched at high speed.
[0090]
Further, by simplifying the formulas for calculating the impedance Z and the phase φ shown in the present embodiment, it is possible to reduce the processing burden on the calculation unit.
[0091]
  In this embodiment, the output voltage of the detection diode is linearized (linearized).processing), And other equations may be used as the equations for calculating the impedance Z and the phase φ.
[0092]
【The invention's effect】
  According to the first aspect of the present invention, since the two short-circuit plates can be controlled by one electric motor, the electric motor necessary for the control is reduced, and the control circuit of the impedance matching device has a simple structure.Since the impedance Z as viewed from the input side of the impedance matching device 1 to the load side and the phase φ of the standing wave generated in the waveguide 60 can be easily calculated as control amounts, the calculation unit (CPU or the like) of the control unit ) Is reduced, and the processing efficiency is improved. In addition, since impedance control and phase control can be performed independently, impedance matching can be performed at high speed. Therefore,By simplifying the control circuit, the apparatus can be miniaturized and the cost for manufacturing can be reduced.
[0093]
  According to invention of Claim 2, the output signal of a detection means isLinearization processing(Simple approximate expression described in the embodiment of the invention)By being givenSince it is linearized, the burden on the calculation unit (CPU or the like) of the control unit is reduced, and the processing efficiency is improved. Further, it can be linearized with higher accuracy.
[0094]
According to the third aspect of the present invention, the impedance matching device can be controlled easily and quickly.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an impedance matching device 1 to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a flowchart showing an impedance matching process performed by the impedance matching unit 1;
FIG. 3 is a schematic view of a stub tuner.
FIG. 4 is a schematic diagram of an E tuner.
FIG. 5 is a schematic diagram of an EH tuner.
[Explanation of symbols]
1 Impedance matching device
10 Control unit
11 Calculation unit
11a Linearize circuit
11b Impedance calculation circuit
11c phase calculation circuit
12a, 12b Driver circuit
20 Sensor unit
20a, 20b, 20c detector diode
30 Amplifier
40a, 40b Electric motor
50a, 50b, 50c, 50d E branching waveguide
51a, 51b, 51c, 51d Short plunger
60 Waveguide
100 stub tuner
110a, 110b, 110c Stub bar
120 Sensor unit
130a, 130b, 130c electric motor
200 E tuner
210a, 210b, 210c, 210d E branching waveguide
211a, 211b, 211c, 211d Short plunger
220 Sensor unit
230a, 230b, 230c, 230d Electric motor
300 EH tuner
310a E branching waveguide
310b H branch waveguide
311a, 311b Short plunger
320 Sensor unit
330a, 330b Electric motor

Claims

In an impedance matching unit that performs impedance matching between a power source and a load of a circuit including a waveguide,
A plurality of branched waveguides disposed at predetermined intervals on a predetermined surface of the waveguide;
A short-circuit plate that moves inside the branch waveguide and reflects microwaves propagating in the branch waveguide;
A detector having three detector diodes arranged in series at a predetermined interval in a tube axis direction of the waveguide, and detecting a microwave power propagating in the waveguide;
Based on the output signal detected from the detection means, the impedance viewed from the input side of the impedance matching unit and the phase of the standing wave generated in the waveguide are calculated, and the calculated impedance and phase are respectively calculated. Control means for outputting as an independent control amount;
A first moving means for differentially moving two of the short-circuit plates provided in the plurality of branch waveguides, with the impedance output from the control means as a controlled variable;
A second movement means for differentially moving the other two of the short-circuit plates provided in the plurality of branching waveguides, with the phase output from the control means as a controlled variable;
An impedance matching device comprising:

2. The impedance matching device according to claim 1, further comprising correction means for performing a linearization process on the output signal of the detection means and outputting a correction output signal to the control means .

The control means includes
Control amount calculation means comprising: impedance calculation means for calculating the impedance based on the correction output signal; and phase calculation means for calculating the phase ;
Comparison means for comparing the impedance and phase calculated from the control amount calculation means with a reference value of the control amount that is in an impedance matching state, and
Based on the comparison result of the comparison means, the movement control means for controlling the amount of movement by which the first moving means and the second moving means move the short-circuit plate;
The impedance matching device according to claim 2, further comprising: