JP3657770B2

JP3657770B2 - Delay time measurement method in adaptive equalization system

Info

Publication number: JP3657770B2
Application number: JP08269398A
Authority: JP
Inventors: 友彦伊勢
Original assignee: Alpine Electronics Inc
Current assignee: Alpine Electronics Inc
Priority date: 1998-03-12
Filing date: 1998-03-12
Publication date: 2005-06-08
Anticipated expiration: 2018-03-12
Also published as: JPH11258034A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、制御音源と非制御音源とを併用して車室内等で所望の音響特性を実現する等化システムにおける非制御音源の遅延量測定方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車室内は密閉された狭い空間であるため、短時間で反射が起こり、音波が干渉しあって聴取点までの伝達特性は非常に複雑なものとなる。また、左右非対称な場所で音楽を聴くことになるため、左右のスピーカからの伝達特性も大きく異なっている。このような車室内の悪影響を取り除き、車室内における音響特性の改善を行うことを目的としたオーディオ装置が望まれており、このような要求に応えるものとして、適応等化フィルタを用いて再生空間の複数点（制御点）において振幅や位相特性を含めて所望の音響特性となるようにする適応等化システムが提案されている。
【０００３】
図４は、車載用オーディオシステムに適用される適応等化システムの基本構成を示す図である。同図に示す適応等化システムは、目標応答設定部１００、マイクロホン１０２、加算器１０４、適応フィルタ１０６、フィルタ１０８、ＬＭＳ（Least Mean Square ）アルゴリズム処理部１１０、スピーカ１１２を含んで構成されている。目標応答設定部１００から出力される目標応答信号ｄ（ｎ）と、車室内音響空間内の聴取位置に設定されたマイクロホン１０２の出力信号ｄ′（ｎ）との差分である誤差信号ｅ（ｎ）のパワーが最小となるように適応フィルタ１０６のフィルタ係数Ｗ（ｎ）が設定されるため、目標応答設定部１００に設定した目標応答特性Ｈを有する空間で音楽を聴取した場合と同様の音楽の聴取が可能となる。
【０００４】
ところで、上述した適応等化システムのようにオーディオ信号の全帯域に対して等化処理を行おうとすると、演算量が膨大なものとなり、リアルタイムの処理が困難となる。例えば、リアルタイムで処理を行おうとすると、ＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）が数百個程度必要になる。そこで、特定の周波数のみ、例えば２００Ｈｚ以下の低音のみに対して処理を行う適応等化システムが提案されている。
【０００５】
図５は、低音のみに対して適応処理を行う適応等化システムの構成を示す図である。同図に示す等化システムは、図４に示した等化システムに対して、▲１▼入力側に低音域を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２０を挿入し、その出力を目標応答設定部１００と適応フィルタ１０６等に入力している点と、▲２▼全可聴帯域のオーディオ信号が入力されて、これを車室内音響空間に放射する第２のスピーカ１２２を設けた点と、▲３▼第２のスピーカ１２２の前段にオーディオ信号を遅延させる遅延器１２４を挿入した点とが異なっている。この適応等化システムにおいてオーディオ信号の低音域のみを対象に等化処理を行うことにより、次のような利点がある。
【０００６】
▲１▼サンプリング周波数、すなわち必要な計算量を減らすことができる。▲２▼車室内のような小さな空間では、低音域において、モードのオーバーラップが少なく、壁の反射率が高いため、定在波の影響が顕著にでる。また、車載用オーディオ装置に用いられるスピーカは、その寸法や取り付け状態に制限があり、低音域で効率的な音響再生が難しい。このため、低音域に制御を集中することにより、小さなハードウエア規模の割に大きな制御効果を期待できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、低音域を対象に適応等化処理を行う上述した適応等化システムにおいては、制御帯域である低音域の音声を適応フィルタ１０６に通すことによる遅延が生じるため、この遅延時間を調整するために非制御音源であるスピーカ１２２の前段に遅延器１２４が設けられている。
【０００８】
また、適応フィルタ１０６を通った音声がスピーカ１１２から車室内空間に放射されてマイクロホン１０２に到達するまでの時間は、目標応答設定部１００による遅延時間に等しくなり、ローパスフィルタ１２０を通すことによる遅延時間もあらかじめ測定しておくことが可能である。したがって、オーディオ信号ｘ（ｎ）が入力されて、対応する音波が制御音源としてのスピーカ１１２から放射されてマイクロホン１０２に到達するまでの時間は既知の値となる。ところが、非制御音源としてのスピーカ１２２から車室内空間に放射された音波がマイクロホン１０２に到達するまでの時間が分からないため、制御帯域の音波と非制御帯域の音波とが同時にマイクロホン１０２に到達するように遅延器１２４の遅延時間を設定しようとすると、スピーカ１２２から放射された音波がマイクロホン１０２に到達するまでの遅延時間を測定する必要がある。
【０００９】
この遅延時間を測定する方法としては、スピーカ１２２にインパルスを入力して、マイクロホン１０２で検出されるインパルス応答を調べる方法が考えられる。しかし、この方法はノイズに弱く、正確な遅延時間が求まらないおそれがある。例えば、この遅延時間の測定は実際の車両で行う必要があるが、通常の環境下（一般の駐車場に車両を停車させたような場合）では、突発的に発生する騒音や音圧レベルの高い騒音の発生を防止することができないため、これらの音がマイクロホン１０２に到達すると、遅延時間測定のために検出したインパルス応答であるか、それ以外の音に対応するインパルス応答であるかが判断できずに、遅延時間が誤って測定されるおそれがある。また、スピーカ１２２にインパルスを入力すると、瞬間的に大きなエネルギーがスピーカ１２２に加わることになるため、スピーカ１２２が損傷するおそれがある。
【００１０】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、ノイズによる影響を受けにくく、スピーカの損傷を防止することができる遅延時間測定方式を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明の遅延時間測定方式では、聴取位置に集音手段が設置されており、音響空間内に設置されたスピーカに信号発生手段によってタイムストレッチドパルスを入力し、これに対応する集音手段の出力信号に対して、タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転した信号の畳み込み演算を行い、この畳み込み演算結果が最大となる時間を遅延時間算出手段によって求めている。このような畳み込み演算を行うことによりインパルス応答を求めることができるため、その最大値を検出することにより、スピーカから放射された音波が集音手段に到達するまでの遅延時間を測定（算出）することができる。このように、遅延時間を測定する際にタイムストレッチドパルスを用いているため、測定音のエネルギーを分散させてスピーカの損傷を防止することができる。また、測定音のエネルギーを分散させており、各周波数のエネルギーを大きくすることができるため、ノイズの影響を受けにくい。
【００１２】
特に、適応等化システムにおける非制御帯域側のスピーカについて、上述した遅延時間の測定を行うことにより、制御帯域の音波の到達タイミングと非制御帯域の音波の到達タイミングとを一致させることができる。具体的には、非制御帯域のスピーカの前段に遅延手段を接続し、上述した遅延時間算出手段による算出結果に基づいて、遅延時間設定手段によってこの遅延手段の遅延時間の設定を行うことにより、制御帯域の音波の到達タイミングと非制御帯域の音波の到達タイミングとを一致させることが可能になる。
【００１３】
また、スピーカに対して上述したタイムストレッチドパルスの入力を繰り返し行って、対応する応答信号の平均を求め、この結果に対して畳み込み演算を行うことが好ましい。このように、繰り返し得られた応答信号を平均化することにより、さらにノイズの影響を除去することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明を適用した一実施形態の等化システムは、タイムストレッチドパルス（時間引き延ばしパルス）を用いて非制御音源側の遅延時間の測定を行うことに特徴がある。以下、一実施形態の等化システムについて、図面を参照して説明する。
【００１５】
図１は、本発明を適用した一実施形態の等化システムの構成を示す図である。同図に示す等化システムは、入力される音声信号の低域成分に対して適応等化処理を行うために、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０、目標応答設定部１２、マイクロホン１４、加算器１６、フィルタ１８、スピーカ２０、２８、ＬＭＳアルゴリズム処理部２２、適応フィルタ２４、遅延器２６を備えている。上述したマイクロホン１４が集音手段に、遅延器２６が遅延手段にそれぞれ対応する。
【００１６】
ローパスフィルタ１０は、入力されるオーディオ信号の中から制御帯域である低周波成分のみを分離する。目標応答設定部１２は、目標応答特性Ｈが設定されており、ローパスフィルタ１０から出力される制御帯域のオーディオ信号が入力されて、これに対応する目標応答信号を出力する。マイクロホン１４は、車室内音響空間の聴取位置に設置されており、この聴取位置に到達した音波を検出する。加算器１６は、マイクロホン１４から出力される音楽信号と目標応答設定部１２から出力される目標応答信号との誤差を演算して誤差信号ｅを出力する。フィルタ１８は、ローパスフィルタ１０から出力される制御帯域のオーディオ信号にスピーカ２０から聴取位置までの音響伝搬系の伝搬特性（伝達特性）Ｃ＾を畳み込んで適応信号処理に用いる参照信号（フィルタードリファレンス信号）を生成する。ＬＭＳアルゴリズム処理部２２は、聴取位置における誤差信号ｅとフィルタ１８から出力されるフィルタードリファレンス信号とが入力されており、これらの信号を用いて誤差信号ｅのパワーが最小となるように、ＬＭＳアルゴリズムを用いて適応フィルタ２４のフィルタ係数（タップ係数ベクトル）Ｗを設定する。適応フィルタ２４は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response ）型のデジタルフィルタ構成を有しており、ＬＭＳアルゴリズム処理部２２によって設定されたタップ係数ベクトルＷを用いて、ローパスフィルタ１０から出力されるオーディオ信号に対してデジタルフィルタ処理による所定の補正処理を行う。補正後のオーディオ信号が制御音源としてのスピーカ２０から車室内音響空間に放射される。遅延器２６は、非制御帯域のオーディオ信号が入力されて、これを所定の遅延時間Δｔだけ遅延させて出力する。この遅延時間Δｔは任意に設定可能であり、遅延後のオーディオ信号が非制御音源としてのスピーカ２８から車室内音響空間に放射される。
【００１７】
また、図１に示す等化システムは、非制御音源としての上述したスピーカ２８から放射された音波がマイクロホン１４に到達するまでの時間を測定して、遅延器２６の遅延時間を設定するために、タイムストレッチドパルス（ＴＳＰ）発生器３０、スイッチ３２、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３４、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３６、メモリ制御部３８、メモリ４０、平均化処理部４２、畳み込み演算部４４、インパルス応答最大値／遅延時間検索部４６、遅延時間設定部４８を備えている。上述したタイムストレッチドパルス発生器３０が信号発生手段に、平均化処理部４２が平均化処理手段に、畳み込み演算部４４、インパルス応答最大値／遅延時間検索部４６が遅延時間算出手段に、遅延時間設定部４８が遅延時間設定手段にそれぞれ対応する。
【００１８】
タイムストレッチドパルス発生器３０は、スピーカ２８と遅延器２６との間に挿入されたスイッチ３２の接続状態を切り替えた後に、タイムストレッチドパルスを繰り返し発生してスピーカ２８に入力する。
【００１９】
タイムストレッチドパルスは、その周波数特性Ｈ（ｋ）が以下のように表される信号である。
【００２０】
【数１】

【００２１】
ここで、ｍはタイムストレッチドパルス内で各周波数毎の位相をずらす度合いを示す係数であり、任意の整数値をとる。Ｎはタイムストレッチドパルスの発生時間を規定する係数である。また、ｋは０からＮ−１までの整数であり、ａはｍとＮが決まれば（１）式に含まれる第３式によって定まる。例えば、ｍ＝０の場合にはａ＝０となるため、全てのｋについてＨ（ｋ）＝ｅｘｐ（０）＝１となって、各周波数成分が分散せずに集中したインパルスとなる。
【００２２】
タイムストレッチドパルス発生器３０から出力される実際のタイムストレッチドパルスは、上述した（１）式を逆フーリエ変換して得られる信号であり、その一例を図２に示す。図２に示すタイムストレッチドパルスは、Ｎ＝２５６の場合であって、このＮの値とｍの値に応じた所定時間の間で各周波数成分が分散した信号となる。したがって、Ｎの値を大きく設定し、かつｍの値も大きく設定することにより、長時間にわたって各周波数成分のエネルギーを分散させることができるため、ノイズの影響を受けにくくなるが、タイムストレッチドパルスの発生時間が長くなればなるほど遅延時間の測定に要する時間も長くなるため、発生時間があまり長くならない範囲で適切なＮとｍの値を設定する必要がある。
【００２３】
ハイパスフィルタ３４は、マイクロホン１４の出力信号の中から高域成分のみを抽出するためのものである。適応等化される制御帯域の信号（オーディオ信号の低域成分）が、遅延時間の測定に影響を及ぼすことを防止するために設けられている。
【００２４】
Ａ／Ｄ変換器３６は、ハイパスフィルタ３４の出力信号に対して、所定の時間間隔で標本化および量子化を行って、所定ビット数のデータを出力する。メモリ制御部３８は、所定の時間間隔でＡ／Ｄ変換器３６から出力されるデータを順次メモリ４０に格納する。タイムストレッチドパルスが１回出力されると、このタイムストレッチドパルスに対する応答としてハイパスフィルタ３４から出力されるアナログ信号波形がＡ／Ｄ変換器３６によってデジタル波形データ（以後、このデータを「タイムストレッチドパルス応答データ」と称する）に変換され、メモリ４０の所定領域に格納される。メモリ４０には、このような格納領域がＬ個分確保されており、タイムストレッチドパルス発生器３０からＬ個のタイムストレッチドパルスが繰り返し出力されたときに、それぞれに対応するタイムストレッチドパルス応答データが上述したＬ個の格納領域のそれぞれに格納される。
【００２５】
平均化処理部４２は、メモリ４０に格納されているＬ個のタイムストレッチドパルス応答データの平均化処理を行う。平均化された応答データをｑ（ｎ）、ｉ個目の応答データをｑ_i（ｎ）とすると、
【００２６】
【数２】

【００２７】
となる。平均化処理部４２は、この（２）式にしたがって、Ｌ個のタイムストレッチドパルス応答データの平均化処理を行うことにより、突発的なノイズの影響を除去した応答データが得られる。
【００２８】
畳み込み演算部４４は、（２）式で計算された平均化したタイムストレッチドパルス応答データｑ（ｎ）に、タイムストレッチドパルスｐ（ｎ）を時間軸上で反転させたデータｐ（−ｎ）を畳み込み演算する。図３は、タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転させた信号を示す図であり、図２に示すＮ＝２５６に対応するタイムストレッチドパルスを反転した波形が示されている。なお、実際に畳み込み演算部４４で用いられるデータｐ（−ｎ）は、図３に示した信号波形をデジタル波形データに変換したものであり、その標本化間隔はＡ／Ｄ変換器３６における標本化間隔と同じである。
【００２９】
畳み込み演算部４４による畳み込み演算は、以下の式に基づいて行われる。
【００３０】
【数３】

【００３１】
この（３）式にしたがって、タイムストレッチドパルス応答信号と、元のタイムストレッチドパルスを時間軸上で反転した信号とを畳み込み演算することによりインパルス応答が得られる。なお、畳み込み演算部４４は、平均化処理部４２から出力されるデータを順次ずらしていってそれぞれのＮ個のデータを用いて畳み込み演算を行い、複数の演算結果を出力する。
【００３２】
インパルス応答最大値／遅延時間検索部４６は、畳み込み演算部４４による複数の演算結果が入力されており、インパルス応答が最大となる演算結果を検索することにより、この演算結果に対応するタイムストレッチドパルス応答データの到達タイミングを求めて、スピーカ２０から放射された音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間τを算出する。ただし、ここで算出された遅延時間τには、ハイパスフィルタ３４を通すことにより生じる遅延時間βも含まれるため、あらかじめハイパスフィルタ３４の遅延時間βを測定しておいて、（τ−β）を改めてτと置き直す必要がある。
【００３３】
遅延時間設定部４８は、インパルス応答最大値／遅延時間検索部４６によって算出されたスピーカ２８からマイクロホン１４までの遅延時間τに基づいて、遅延器２６の遅延時間Δｔの設定を行う。
【００３４】
図１に示した本実施形態の等化システムでは、遅延器２６の遅延時間をΔｔ、スピーカ２８からマイクロホン１４までの音波の到達時間（遅延時間）をτとすると、非制御帯域のオーディオ信号が入力されて、これに対応する音波がマイクロホン１４に到達するまでの全体の遅延時間がΔｔ＋τとなる。また、ローパスフィルタ１０を通った後の信号は、適応フィルタ２４を通った後にスピーカ２０に入力され、これに対応する音波が車室内空間に放出されてマイクロホン１４に到達するが、このローパスフィルタ１０から信号が出力されてから、対応する音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間が目標応答特性Ｈによる遅延時間と等しくなるように適応フィルタ２４が動作するため、結局この遅延時間は既知の値ｔとして与えられる。
【００３５】
ローパスフィルタ１０を通すことにより生じる遅延時間をαとし、あらかじめ測定しておくものとすると、非制御帯域の音波と制御帯域の音波とが同じタイミングでマイクロホン１４に到達するためには、Δｔ＋τ＝ｔ＋αの関係を満たすΔｔ（＝ｔ＋α−τ）を遅延器２６の遅延時間として設定すればよく、この設定動作が遅延時間設定部４８によって行われる。
【００３６】
本実施形態の等化システムでは、タイムストレッチドパルス発生器３０で発生したタイムストレッチドパルスを非制御帯域用のスピーカ２８に入力し、対応する音波をマイクロホン１４で検出して、この検出結果であるタイムストレッチドパルス応答信号の波形データがメモリ４０に順次格納される。この格納された波形データに、元のタイムストレッチドパルスを時間軸上で反転した信号の波形データを畳み込み演算することにより、インパルス応答が得られるため、このインパルス応答が最大となるタイミングを検索することにより、スピーカ２８から車室内空間に放射された音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間τを算出することができる。このようにして遅延時間τの測定（算出）が行われると、それ以外の既知の値を用いて、遅延器２６の遅延時間Δｔの設定が行われる。
【００３７】
このように、スピーカ２８から放射された音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間τを測定する際に、所定の時間幅を有するタイムストレッチドパルスを用いることにより、スピーカ２８に加わるエネルギーの集中を防ぐことができるため、瞬間的に大きなインパルスが入力された場合のようにスピーカ２８を損傷させるおそれがない。また、時間的に各周波数成分が分散しているため、単一のインパルスを入力する場合に比べてタイムストレッチドパルス全体のパワーを大きく設定することができ、良好なＳＮ比を確保してノイズによる影響を少なくすることができる。
【００３８】
また、このようなタイムストレッチドパルスの出力を複数回行って、その結果得られるタイムストレッチドパルス応答信号を平均化した結果を用いて上述した遅延時間τの測定を行うことにより、さらにノイズの影響を除去することが可能になる。
【００３９】
また、上述した遅延時間τの測定は、単にタイムストレッチドパルス応答信号を取り込んで、この応答信号に元のタイムストレッチドパルスを畳み込み演算することにより行われるため、適応フィルタを用いてインパルス応答を測定するシステムに比べて、特にサンプリング周波数が高い場合に、測定に必要な演算量を低減することができる。特に、上述した等化システムの各種の演算処理はＤＳＰによって実現されるが、適応フィルタを用いたインパルス応答の測定手法を高いサンプリング周波数で動作させると、高速演算が可能なＤＳＰが必要になるが、本実施形態の測定動作ではＤＳＰに対する負担を軽減することができる。
【００４０】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、上述した実施形態では、タイムストレッチドパルスをＬ回出力して、対応する応答信号の波形データの平均化処理を行って遅延時間τを測定するようにしたが、必ずしも複数回の平均を取る必要はなく、応答信号の波形データを１回だけ取り込んで遅延時間τを測定するようにしてもよい。また、上述した実施形態では、等化システムの非制御帯域のスピーカ２８から放射される音波がマイクロホン１４に到達するまでの遅延時間τを算出するようにしたが、等化システム以外に使用されるスピーカから聴取位置までの遅延時間を算出する際に、上述したタイムストレッチドパルスを用いた本発明を広く適用することができる。
【００４１】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、遅延時間を測定する際にタイムストレッチドパルスを用いているため、測定音のエネルギーを分散させてスピーカの損傷を防止することができる。また、測定音のエネルギーを分散させており、各周波数のエネルギーを大きくとることができるため、ノイズの影響を受けにくい。特に、適応等化システムにおける非制御帯域側のスピーカについて、上述した遅延時間の測定を行うことにより、制御帯域の音波の到達タイミングと非制御帯域の音波の到達タイミングとを一致させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した一実施形態の等化システムの構成を示す図である。
【図２】タイムストレッチドパルスの一例を示す図である。
【図３】タイムストレッチドパルスを時間軸上で反転させた信号を示す図である。
【図４】車載用オーディオシステムに適用される適応等化システムの基本構成を示す図である。
【図５】低音のみに対して適応処理を行う適応等化システムの構成を示す図である。
【符号の説明】
１４マイクロホン
２０、２８スピーカ
２６遅延器
３０タイムストレッチドパルス（ＴＳＰ）発生器
３４ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
３６Ａ／Ｄ変換器
３８メモリ制御部
４０メモリ
４２平均化処理部
４４畳み込み演算部
４６インパルス応答最大値／遅延時間検索部
４８遅延時間設定部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method for measuring a delay amount of a non-control sound source in an equalization system that achieves desired acoustic characteristics in a vehicle interior or the like by using a control sound source and a non-control sound source together.
[0002]
[Prior art]
Since the vehicle interior is a sealed and narrow space, reflection occurs in a short time, sound waves interfere with each other, and the transmission characteristics up to the listening point become very complicated. Also, since music is listened to in a left-right asymmetric place, the transfer characteristics from the left and right speakers are also greatly different. An audio device intended to remove such adverse effects in the passenger compartment and improve the acoustic characteristics in the passenger compartment is desired. In order to meet such a demand, a reproduction space using an adaptive equalization filter is desired. There has been proposed an adaptive equalization system for achieving desired acoustic characteristics including amplitude and phase characteristics at a plurality of points (control points).
[0003]
FIG. 4 is a diagram showing a basic configuration of an adaptive equalization system applied to an in-vehicle audio system. The adaptive equalization system shown in the figure includes a target response setting unit 100, a microphone 102, an adder 104, an adaptive filter 106, a filter 108, an LMS (Least Mean Square) algorithm processing unit 110, and a speaker 112. . An error signal e (n) that is a difference between the target response signal d (n) output from the target response setting unit 100 and the output signal d ′ (n) of the microphone 102 set at the listening position in the vehicle interior acoustic space. Since the filter coefficient W (n) of the adaptive filter 106 is set so that the power of) is minimized, the same music as when listening to music in a space having the target response characteristic H set in the target response setting unit 100 Can be heard.
[0004]
By the way, if the equalization processing is performed on the entire band of the audio signal as in the adaptive equalization system described above, the amount of calculation becomes enormous and real-time processing becomes difficult. For example, if processing is to be performed in real time, several hundreds of DSPs (digital signal processors) are required. Therefore, an adaptive equalization system that processes only a specific frequency, for example, only a bass sound of 200 Hz or less has been proposed.
[0005]
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of an adaptive equalization system that performs adaptive processing only on bass. In the equalization system shown in FIG. 4, a low-pass filter (LPF) 120 that passes a low frequency range is inserted on the input side to the equalization system shown in FIG. And (2) a point where a second speaker 122 for inputting an audio signal in the entire audible band and radiating it to the vehicle interior acoustic space is provided, and (3) The difference is that a delay unit 124 for delaying the audio signal is inserted in front of the second speaker 122. In this adaptive equalization system, performing equalization processing only for the low frequency range of the audio signal has the following advantages.
[0006]
{Circle around (1)} Sampling frequency, that is, a necessary calculation amount can be reduced. (2) In a small space such as a passenger compartment, the influence of standing waves is prominent in the low sound range because there is little mode overlap and the wall reflectivity is high. Moreover, the speaker used for the vehicle-mounted audio apparatus has restrictions in the dimension and attachment state, and efficient sound reproduction is difficult in a low sound range. For this reason, by concentrating the control in the low sound range, a large control effect can be expected for a small hardware scale.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the above-described adaptive equalization system that performs the adaptive equalization process for the low frequency range, a delay occurs due to passing the low frequency range audio that is the control band through the adaptive filter 106, and therefore this delay time is adjusted. In addition, a delay device 124 is provided in front of the speaker 122 which is an uncontrolled sound source.
[0008]
Further, the time from when the sound passing through the adaptive filter 106 is radiated from the speaker 112 to the vehicle interior space and reaches the microphone 102 is equal to the delay time by the target response setting unit 100, and the delay due to passing through the low-pass filter 120. Time can also be measured in advance. Therefore, the time from when the audio signal x (n) is input until the corresponding sound wave is emitted from the speaker 112 as the control sound source and reaches the microphone 102 is a known value. However, since it is not known how long it takes for the sound wave radiated from the speaker 122 as the non-control sound source to reach the microphone 102, the sound wave in the control band and the sound wave in the non-control band reach the microphone 102 at the same time. In order to set the delay time of the delay unit 124 as described above, it is necessary to measure the delay time until the sound wave radiated from the speaker 122 reaches the microphone 102.
[0009]
As a method of measuring the delay time, a method of inputting an impulse to the speaker 122 and examining an impulse response detected by the microphone 102 can be considered. However, this method is vulnerable to noise, and there is a possibility that an accurate delay time cannot be obtained. For example, this delay time must be measured with an actual vehicle, but under normal circumstances (such as when the vehicle is parked in a general parking lot), sudden noise and sound pressure levels are generated. Since the generation of high noise cannot be prevented, when these sounds reach the microphone 102, it is determined whether the sound is an impulse response detected for delay time measurement or an impulse response corresponding to other sounds. Otherwise, the delay time may be measured incorrectly. In addition, when an impulse is input to the speaker 122, a large amount of energy is instantaneously applied to the speaker 122, which may damage the speaker 122.
[0010]
The present invention was created in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a delay time measurement method that is not easily affected by noise and can prevent damage to a speaker.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, in the delay time measurement method of the present invention, sound collection means is installed at the listening position, and a time stretched pulse is input by a signal generation means to a speaker installed in the acoustic space. The convolution operation of the signal obtained by inverting the time stretched pulse on the time axis is performed on the output signal of the sound collecting means corresponding thereto, and the time when the result of the convolution operation is maximized is obtained by the delay time calculating means. Yes. Since the impulse response can be obtained by performing such a convolution operation, the delay time until the sound wave radiated from the speaker reaches the sound collecting means is measured (calculated) by detecting the maximum value. be able to. Thus, since the time stretched pulse is used when measuring the delay time, the energy of the measurement sound can be dispersed to prevent the speaker from being damaged. Moreover, since the energy of the measurement sound is dispersed and the energy of each frequency can be increased, it is not easily affected by noise.
[0012]
Particularly, by measuring the delay time described above for the speaker on the non-control band side in the adaptive equalization system, the arrival timing of the sound wave in the control band and the arrival timing of the sound wave in the non-control band can be matched. Specifically, by connecting a delay means in front of the speaker in the non-control band, and setting the delay time of the delay means by the delay time setting means based on the calculation result by the delay time calculation means described above, It is possible to match the arrival timing of the sound waves in the control band with the arrival timing of the sound waves in the non-control band.
[0013]
Further, it is preferable to repeatedly input the time-stretched pulse described above to the speaker, obtain an average of corresponding response signals, and perform a convolution operation on the result. In this way, by averaging the response signals obtained repeatedly, the influence of noise can be further removed.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The equalization system according to an embodiment to which the present invention is applied is characterized in that the delay time on the non-control sound source side is measured using a time stretched pulse (time extension pulse). Hereinafter, an equalization system according to an embodiment will be described with reference to the drawings.
[0015]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an equalization system according to an embodiment to which the present invention is applied. The equalization system shown in FIG. 1 performs low-pass filter (LPF) 10, target response setting unit 12, microphone 14, adder 16, A filter 18, speakers 20 and 28, an LMS algorithm processing unit 22, an adaptive filter 24, and a delay device 26 are provided. The microphone 14 described above corresponds to the sound collecting means, and the delay unit 26 corresponds to the delay means.
[0016]
The low pass filter 10 separates only a low frequency component which is a control band from the input audio signal. The target response setting unit 12 is set with a target response characteristic H, receives the control band audio signal output from the low-pass filter 10, and outputs a target response signal corresponding thereto. The microphone 14 is installed at a listening position in the vehicle interior acoustic space, and detects a sound wave that has reached the listening position. The adder 16 calculates an error between the music signal output from the microphone 14 and the target response signal output from the target response setting unit 12 and outputs an error signal e. The filter 18 convolves the audio signal in the control band output from the low-pass filter 10 with the propagation characteristic (transfer characteristic) C ^ of the acoustic propagation system from the speaker 20 to the listening position, and is used for adaptive signal processing (filtered signal). Reference signal). The LMS algorithm processing unit 22 receives the error signal e at the listening position and the filtered reference signal output from the filter 18, and uses these signals so that the power of the error signal e is minimized. A filter coefficient (tap coefficient vector) W of the adaptive filter 24 is set using an algorithm. The adaptive filter 24 has a FIR (Finite Impulse Response) type digital filter configuration, and uses the tap coefficient vector W set by the LMS algorithm processing unit 22 to output an audio signal output from the low-pass filter 10. Then, predetermined correction processing by digital filter processing is performed. The corrected audio signal is radiated from the speaker 20 as the control sound source to the vehicle interior acoustic space. The delay unit 26 receives an audio signal in the non-control band, delays it by a predetermined delay time Δt, and outputs it. This delay time Δt can be arbitrarily set, and the delayed audio signal is radiated from the speaker 28 as a non-control sound source to the vehicle interior acoustic space.
[0017]
Further, the equalization system shown in FIG. 1 sets the delay time of the delay device 26 by measuring the time until the sound wave radiated from the speaker 28 as the non-control sound source reaches the microphone 14. , Time stretched pulse (TSP) generator 30, switch 32, high pass filter (HPF) 34, analog-digital (A / D) converter 36, memory control unit 38, memory 40, averaging processing unit 42, convolution operation Unit 44, impulse response maximum value / delay time search unit 46, and delay time setting unit 48. The above-described time stretched pulse generator 30 is a signal generating means, an averaging processing section 42 is an averaging processing means, a convolution calculating section 44, and an impulse response maximum value / delay time searching section 46 is a delay time calculating means. The time setting unit 48 corresponds to the delay time setting means.
[0018]
The time stretched pulse generator 30 switches the connection state of the switch 32 inserted between the speaker 28 and the delay unit 26 and then repeatedly generates a time stretched pulse and inputs it to the speaker 28.
[0019]
The time stretched pulse is a signal whose frequency characteristic H (k) is expressed as follows.
[0020]
[Expression 1]

[0021]
Here, m is a coefficient indicating the degree of shifting the phase for each frequency within the time stretched pulse, and takes an arbitrary integer value. N is a coefficient that defines the generation time of the time stretched pulse. K is an integer from 0 to N−1, and a is determined by the third equation included in the equation (1) when m and N are determined. For example, when m = 0, a = 0, so H (k) = exp (0) = 1 for all k, resulting in an impulse in which each frequency component is concentrated without being dispersed.
[0022]
The actual time stretched pulse output from the time stretched pulse generator 30 is a signal obtained by inverse Fourier transform of the above-described equation (1), and an example thereof is shown in FIG. The time stretched pulse shown in FIG. 2 is a case where N = 256, and is a signal in which each frequency component is dispersed during a predetermined time corresponding to the value of N and the value of m. Therefore, by setting a large value for N and also setting a large value for m, the energy of each frequency component can be dispersed over a long period of time, making it less susceptible to noise. As the generation time of the time becomes longer, the time required for measuring the delay time becomes longer. Therefore, it is necessary to set appropriate values of N and m within a range where the generation time is not so long.
[0023]
The high pass filter 34 is for extracting only a high frequency component from the output signal of the microphone 14. A control band signal (low frequency component of the audio signal) to be adaptively equalized is provided to prevent the delay time measurement from being affected.
[0024]
The A / D converter 36 samples and quantizes the output signal of the high pass filter 34 at predetermined time intervals, and outputs data having a predetermined number of bits. The memory control unit 38 sequentially stores data output from the A / D converter 36 in the memory 40 at predetermined time intervals. When a time stretched pulse is output once, an analog signal waveform output from the high-pass filter 34 as a response to the time stretched pulse is converted into digital waveform data (hereinafter, this data is referred to as “time stretch by the A / D converter 36). And is stored in a predetermined area of the memory 40. The memory 40 has L storage areas, and when the time stretched pulse generator 30 repeatedly outputs L time stretched pulses, the time stretched pulses corresponding to the respective storage regions are secured. Response data is stored in each of the L storage areas described above.
[0025]
The averaging processing unit 42 performs an averaging process on L time stretched pulse response data stored in the memory 40. If the averaged response data is q (n) and the i-th response data is q _i (n),
[0026]
[Expression 2]

[0027]
It becomes. The averaging processing unit 42 performs the averaging process of the L time stretched pulse response data according to the equation (2), thereby obtaining response data from which the influence of the sudden noise is removed.
[0028]
The convolution operation unit 44 has data p (−n) obtained by inverting the time stretched pulse p (n) on the time axis to the averaged time stretched pulse response data q (n) calculated by the equation (2). ) Is convolved. FIG. 3 is a diagram showing a signal obtained by inverting the time stretched pulse on the time axis, and shows a waveform obtained by inverting the time stretched pulse corresponding to N = 256 shown in FIG. Note that the data p (−n) actually used in the convolution operation unit 44 is obtained by converting the signal waveform shown in FIG. 3 into digital waveform data, and the sampling interval is the sampling in the A / D converter 36. It is the same as the conversion interval.
[0029]
The convolution operation by the convolution operation unit 44 is performed based on the following equation.
[0030]
[Equation 3]

[0031]
According to the equation (3), an impulse response is obtained by performing a convolution operation on the time stretched pulse response signal and a signal obtained by inverting the original time stretched pulse on the time axis. The convolution operation unit 44 sequentially shifts data output from the averaging processing unit 42, performs convolution operation using each of the N pieces of data, and outputs a plurality of operation results.
[0032]
The impulse response maximum value / delay time search unit 46 receives a plurality of calculation results from the convolution calculation unit 44, and searches for a calculation result that maximizes the impulse response, thereby obtaining a time stretched value corresponding to the calculation result. The arrival timing of the pulse response data is obtained, and a delay time τ until the sound wave radiated from the speaker 20 reaches the microphone 14 is calculated. However, since the delay time τ calculated here includes the delay time β generated by passing through the high-pass filter 34, the delay time β of the high-pass filter 34 is measured in advance, and (τ−β) is set. It is necessary to replace it with τ again.
[0033]
The delay time setting unit 48 sets the delay time Δt of the delay unit 26 based on the delay time τ from the speaker 28 to the microphone 14 calculated by the impulse response maximum value / delay time search unit 46.
[0034]
In the equalization system of the present embodiment shown in FIG. 1, assuming that the delay time of the delay unit 26 is Δt and the arrival time (delay time) of the sound wave from the speaker 28 to the microphone 14 is τ, the audio signal in the non-control band is The total delay time until the sound wave corresponding to this reaches the microphone 14 is Δt + τ. The signal after passing through the low-pass filter 10 is input to the speaker 20 after passing through the adaptive filter 24, and the corresponding sound wave is emitted into the vehicle interior space and reaches the microphone 14. The low-pass filter 10 Since the adaptive filter 24 operates so that the delay time from when the signal is output to the corresponding sound wave reaches the microphone 14 is equal to the delay time due to the target response characteristic H, this delay time is eventually a known value. given as t.
[0035]
If the delay time caused by passing through the low-pass filter 10 is α and measured in advance, in order for the sound waves in the non-control band and the sound waves in the control band to reach the microphone 14 at the same timing, Δt + τ = t + α Δt (= t + α−τ) that satisfies the above relationship may be set as the delay time of the delay unit 26, and this setting operation is performed by the delay time setting unit 48.
[0036]
In the equalization system of this embodiment, the time stretched pulse generated by the time stretched pulse generator 30 is input to the speaker 28 for the non-control band, the corresponding sound wave is detected by the microphone 14, and the detection result is Waveform data of a certain time stretched pulse response signal is sequentially stored in the memory 40. Since the impulse response is obtained by convolving the waveform data of the signal obtained by inverting the original time stretched pulse on the time axis with the stored waveform data, the timing at which the impulse response is maximized is searched. Thus, the delay time τ until the sound wave radiated from the speaker 28 to the vehicle interior space reaches the microphone 14 can be calculated. When the delay time τ is measured (calculated) in this way, the delay time Δt of the delay device 26 is set using other known values.
[0037]
Thus, when measuring the delay time τ until the sound wave radiated from the speaker 28 reaches the microphone 14, the concentration of energy applied to the speaker 28 is obtained by using the time stretched pulse having a predetermined time width. Therefore, there is no possibility of damaging the speaker 28 as in the case where a large impulse is input instantaneously. In addition, since each frequency component is dispersed in time, the power of the entire time stretched pulse can be set larger than in the case of inputting a single impulse, and a good SN ratio can be ensured to reduce noise. Can reduce the influence of.
[0038]
Further, by performing the output of such a time stretched pulse a plurality of times and measuring the delay time τ using the result of averaging the time stretched pulse response signal obtained as a result, noise can be further reduced. It becomes possible to remove the influence.
[0039]
In addition, the above-described measurement of the delay time τ is performed by simply taking a time stretched pulse response signal and convolving the original time stretched pulse with this response signal, so that an impulse response is obtained using an adaptive filter. Compared to the measurement system, particularly when the sampling frequency is high, the amount of calculation required for measurement can be reduced. In particular, various arithmetic processes of the above-described equalization system are realized by a DSP. However, when an impulse response measurement method using an adaptive filter is operated at a high sampling frequency, a DSP capable of high-speed arithmetic is required. In the measurement operation of this embodiment, the burden on the DSP can be reduced.
[0040]
In addition, this invention is not limited to the said embodiment, A various deformation | transformation implementation is possible within the range of the summary of this invention. For example, in the above-described embodiment, the time stretched pulse is output L times, the waveform data of the corresponding response signal is averaged, and the delay time τ is measured. The delay time τ may be measured by capturing the waveform data of the response signal only once. In the above-described embodiment, the delay time τ until the sound wave radiated from the speaker 28 in the non-control band of the equalization system reaches the microphone 14 is calculated. However, the embodiment is used other than the equalization system. When calculating the delay time from the speaker to the listening position, the present invention using the above-described time stretched pulse can be widely applied.
[0041]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, since the time stretched pulse is used when measuring the delay time, the energy of the measurement sound can be dispersed to prevent the speaker from being damaged. In addition, since the energy of the measurement sound is dispersed and the energy of each frequency can be increased, it is less susceptible to noise. Particularly, by measuring the delay time described above for the speaker on the non-control band side in the adaptive equalization system, the arrival timing of the sound wave in the control band and the arrival timing of the sound wave in the non-control band can be matched.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an equalization system according to an embodiment to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a time stretched pulse.
FIG. 3 is a diagram illustrating a signal obtained by inverting a time stretched pulse on a time axis.
FIG. 4 is a diagram illustrating a basic configuration of an adaptive equalization system applied to an in-vehicle audio system.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of an adaptive equalization system that performs adaptive processing only on bass.
[Explanation of symbols]
14 Microphones 20 and 28 Speaker 26 Delay device 30 Time stretched pulse (TSP) generator 34 High pass filter (HPF)
36 A / D converter 38 Memory control unit 40 Memory 42 Averaging processing unit 44 Convolution operation unit 46 Impulse response maximum value / delay time search unit 48 Delay time setting unit

Claims

A low-pass filter that extracts the low-frequency component of the input audio signal;
A filter coefficient that can be changed is set, and an adaptive filter that performs filter processing according to the filter coefficient for the low-pass component that has passed through the low-pass filter;
A first speaker that emits a signal output from the adaptive filter into an acoustic space;
A delayer for outputting the audio signal with a predetermined delay time Δt delayed;
A signal generating means for generating a time stretched pulse in which each frequency component is dispersed for a predetermined time;
A switch that selectively outputs a signal input from either the delay unit or the signal generation means;
A second speaker that emits a signal selected by the switch into the acoustic space;
Sound collecting means installed at the listening position of the acoustic space;
A target response setting unit that receives the low-pass component that has passed through the low-pass filter , calculates a target response signal based on a target response characteristic for the low-pass component, and outputs the target response signal;
Means for controlling the filter coefficient so that the power of an error signal between the signal collected by the sound collecting means and the target response signal is minimized;
A high-pass filter for extracting a high frequency component except for the low-frequency component from the signal that will be output from said sound collecting means,
By performing a convolution operation on the high-frequency component that has passed through the high-pass filter, a signal in which the generation order of the frequency components is reversed with respect to the time stretched pulse, and obtaining a time during which the convolution operation result is maximized A delay time calculating means for calculating a delay time τ from when the time stretched pulse is input to the second speaker until the corresponding sound wave is detected by the sound collecting means;
Delay time setting means for setting the delay time Δt by the delay device based on the delay time τ calculated by the delay time calculation means;
The delay time setting means includes α as a delay time caused by passing through the low-pass filter, t as a delay time caused by passing through the target response setting unit, and β as a delay time caused by passing through the high-pass filter. When the delay time Δt is
Δt = t + α + β−τ
Delay time measuring method in the adaptive equalization system characterized that you calculated using the relational expression.

In claim 1,
When the operation of inputting the time stretched pulse generated by the signal generating means to the second speaker is repeatedly performed, an average of response signals of the time stretched pulse repeatedly output from the high pass filter is obtained. A delay time measurement method in an adaptive equalization system , further comprising an averaging processing means .