JP3657258B2

JP3657258B2 - Received signal processing method and received signal processing apparatus for electromagnetic wave probe

Info

Publication number: JP3657258B2
Application number: JP2002527818A
Authority: JP
Inventors: 正弘藤原
Original assignee: 株式会社コス
Priority date: 2000-09-18
Filing date: 2001-04-09
Publication date: 2005-06-08
Anticipated expiration: 2021-04-09
Also published as: WO2002023225A1; AU2001293354A1; JPWO2002023225A1

Description

技術分野
本発明は電磁波探査機の受信信号処理方法および受信信号処理装置に関し、特に、可搬型の電磁波探査機の測定時におけるアンテナと地表面などの探査対象との距離変動を補償することに特徴を有するものに関する。
背景技術
従来より、アンテナから電磁波を輻射し、物体からの反射波を受信解析して探査を行うようにした電磁波探査機が開発されている。この探査機は、地雷などの埋設物探査を目的として用いられている。
この電磁波探査機は、電磁波を輻射してから反射波が受信されるまでの所要時間に基づいて物体までの距離を求めるものである。
近時、可搬型、携帯型の電磁波探査機の開発が進められ、この小型の電磁波探査機は、産業用、民生用などを問わず各種の用途に広く活用されている。
可搬型、携帯型の探査機は、軽量化されて取り扱いは容易である。しかし、探査機のアンテナと地表面との距離を一定に保つことが難しく、この距離変動に起因して極めて複雑な探査画像が生成され、探査結果の解析が困難であった。
図２６は、探査機２００のアンテナ２０１（送受一体組込型）と地表面Ｇとの距離が変動した場合に、アンテナ２０１で捕らえられる受信信号Ｅ₀，Ｅ₁の変化を振幅軸（横軸）と時間軸（縦軸）とを用いて示しており、地面の深度方向を時間軸に重ね合わせて模式的に表示している。図２６に示すように、作業者による探査機２００の保持高さが変動することにより、アンテナ２０１と地表面Ｇとの距離が、図示左側のｄ１から図示右側のｄ２に変動すると、アンテナ２０１から輻射される電磁波の地表面Ｇへの突入位相が変動する。
比誘電率ε_rの媒質を伝搬する場合は、大気中（ε_r＝１）を伝搬する場合に比べて、伝搬速度が低下し且つ波長が短くなることが、電磁波の基本特性として知られている。また、電磁波の減衰率は、その伝搬媒質の比誘電率ε_rおよび比抵抗ρが高いほど大きくなる。
従って、上記距離変動の前後の電磁波の反射波をアンテナ２０１で捕らえ、これら受信信号Ｅ₀，Ｅを重ね合わせると、図２７に示すように、受信信号Ｅ₀およびＥの間に位相差φ₀および振幅差を生じると共に、物体Ｑによる反射波ＲＴ₀，ＲＴの間にも位相差を生じていた。
このような位相差や振幅差は、順次受信される受信信号の一つの波形を、受信の度に更新して表示する場合は、およそ無視できる。即ち、電磁波が空気中を１０ｃｍだけ伝搬するのに要する時間は約０．３３ｎｓｅｃである。そこで、受信波形を周波数変数して、時間軸の最大値が５ｍｓｅｃ、媒質の比誘電率が１２の場合の最大表示深度を１．５ｍに設定した画面（比誘電率１２の媒質中に埋設された深度１．５ｍの物体の反射波が５ｍｓｅｃの）に表示させた場合、１０ｃｍの距離変動に対応した時間は僅かに０．３３ｍｓｅｃ（時間軸全体に対する割合：６．６％）であり、距離変動に伴う受信波形の歪みは僅かである。
しかし、図２８に示すように縦軸に深度、横軸に走査回数（走査距離）を表わす断面画像で表示すると、距離変動に伴って受信波形毎に位相のずれが蓄積されることになり、本来直線状の埋設物Ｑであるにも拘わらず、上下に変形した複雑な断面画像が表示されてしまう。
このため、埋設物の形状や深度を精密に測定するには、アンテナと探査対象との距離をできる限り一定に保ちつつ探査を行わねばならず、探査者の巧拙が、探査の精密性を阻害する大きな要因となっていた。
地中の媒質の誘電率（比誘電率）は大気よりも大きく、また、電磁波の地中における減衰率も大気中に比べて極めて大きい。このため、大気中を伝搬する場合に比べて、地中を伝搬する電磁波の減衰は激しく、伝搬速度も低下する。則ち、同じ輻射電力の電磁波が大気中から地中に突入する場合、大気通過距離の長い電磁波と大気通過距離の短い電磁波との間には位相のずれや振幅差が発生する。
このことは、電磁波を輻射して探査を行う電磁波探査機にも言えることで、探査中にアンテナと地表面との距離変動が生じると、所定周期毎に輻射される電磁波同士に位相のずれや振幅差が生じることになり、正確な測定を妨げる要因となる。
本発明者らは、距離変動に伴って生じる電磁波の位相のずれや振幅差の発生状況を測定・解析したところ、距離変動を伴って地中に突入した電磁波には位相のずれや振幅差は生じるものの、地中内部では略同一周波数（周期）で略同一減衰率を示しながら伝搬することを知見した。また、本発明者らは、この電磁波の反射波の受信信号についても同様の性質を有することを測定により知見した。
そこで、前記した受信信号同士の位相のずれを補正する方法、位相補正された受信信号同士の振幅差を補正する方法、および振幅補正された受信信号同士の差信号成分を抽出する方法を検討し、これらの方法を単独或いは適宜組み合わせることにより距離変動を補償した安定した測定が行えることを確認した。
かかる知見に基づいてなされた本発明の目的は、探査機のアンテナと探査対象との距離が変動した場合でも安定した精密な探査測定を行うことのできるようにすることである。
発明の開示
本発明は、探査位置の異なる複数の受信信号を保持し、その複数の受信信号を解析することで探査対象の非破壊探査を行う電磁波探査機であって、送信アンテナと、該送信アンテナから輻射された電磁波の反射波を受信する受信アンテナと、該受信アンテナの検知信号に基づいて前記受信信号を生成する受信ユニットとを備える電磁波探査機の受信信号処理方法において、各受信信号の所定のピーク点を起点として各受信信号に対し位相補正を行う工程を有することを特徴とするものである。これによれば、前記アンテナと探査対象との距離の変動に応じて生じる複数の受信信号間の位相のずれを取り除くことができ、携帯型電磁波探査機であっても、熟練を要することなく正確な探査測定を行うことが可能となる。
上記本発明の受信信号処理方法は、さらに、位相補正の起点における複数の受信信号の振幅を比較し、該振幅の比に応じた定数として与えられる第１の振幅補正係数を所定の受信信号に演算する工程を有することができる。これによれば、アンテナと探査対象との距離変動によって輻射電磁波の探査対象への突入位相が変動することに起因して、各受信信号に振幅差が生じても、上記振幅補正工程によって振幅差を補償することができる。
また、上記本発明方法は、前記位相補正の施された所定の受信信号に対して、時間の関数として与えられる第２の振幅補正係数を演算する工程を有することができる。これによれば、受信信号の位相（時間）毎に最適な振幅補正を行うことができる。例えば、受信信号の位相は探査対象の深度に対応し、探査対象内を伝搬する電磁波の減衰率は、該電磁波の探査対象表面への突入時における振幅によらずにほぼ一定であるから、上記第２の係数として、減衰率の逆数に応じた関数を付与することで、深度の大きい箇所の信号レベルを増幅して、判別や解析を容易なものとすることができる。
好ましくは、本発明方法は、位相補正の起点における複数の受信信号の振幅の比に応じた定数として与えられる第１の振幅補正係数と、時間の関数として与えられる第２の振幅補正係数とを、所定の受信信号に演算する工程とを有することができる。
上記第２の振幅補正係数との演算は、受信信号の所定位相以降に対して行うのが好ましく、より好ましくは、前記位相補正の起点以降に対して行うのがよい。これによれば、上記所定位相（位相補正の起点）よりも手前においては、第２の振幅補正係数による振幅補正を行わず、敢えて振幅のゆらぎを残しておくことにより、電磁波探査機のリフト量の変化を作業者に認識させることができ、探査作業者にとっては、上記振幅のゆらぎを、リフト量のゆらぎを安定させる指針として用いることができる。
また、上記本発明方法は、さらに、前記振幅補正の施された受信信号同士の差信号成分を抽出する工程を有することができる。これによれば、探査機のリフト量の変化の前後の受信信号同士の差分処理を行う場合であっても、差分処理前に位相補償並びに振幅補償が行われるので、埋設物の有無などの探査対象中の構造の変化をＳＮ比の高い差信号成分として抽出でき、各探査位置毎の複数の差信号を用いることにより、熟練技術者でなくとも容易に非破壊探査を行うことが可能となる。
また、本発明は、探査位置の異なる複数の受信信号を保持し、その複数の受信信号を解析することで探査対象の非破壊探査を行う電磁波探査機であって、送信アンテナと、該送信アンテナから輻射された電磁波の反射波を受信する受信アンテナと、該受信アンテナの検知信号に基づいて前記受信信号を生成する受信ユニットとを備える電磁波探査機の受信信号処理装置において、各受信信号の所定のピーク点を起点として各受信信号に対し位相補正を行う位相補正手段を備えることを特徴とするものである。
上記本発明の受信信号処理装置は、さらに、所定の振幅補正手段を備えることができる。この振幅補正手段は、位相補正の起点における複数の受信信号の振幅を比較し、該振幅の比に応じた定数として与えられる第１の振幅補正係数を所定の受信信号に演算するように構成できる。また、振幅補正手段は、前記位相補正の施された所定の受信信号に対して、時間の関数として与えられる第２の振幅補正係数を演算するように構成することもできる。好ましくは、振幅補正手段は、位相補正の起点における複数の受信信号の振幅の比に応じた定数として与えられる第１の振幅補正係数と、時間の関数として与えられる第２の振幅補正係数とを、所定の受信信号に演算するように構成するのが良い。
上記第２の振幅補正係数との演算は、受信信号の所定位相以降に対して行われるように構成することができ、より好ましくは、第２の振幅補正係数との演算は、前記位相補正の起点以降に対して行われるように構成するのが良い。
また、上記本発明装置は、前記振幅補正の施された受信信号同士の差信号成分を抽出する差信号抽出手段を備えていても良い。
【図面の簡単な説明】
図１は、距離変動によって生じる反射波の受信波形図である。
図２は、図１に示す受信波形を受信起点を一致させて重ね合わせた波形図である。
図３は、図２に示す受信波形に位相補正を施した状態を示す波形図である。
図４は、図３に示す受信波形に振幅補正を施した状態を示す波形図である。
図５は、図４に示す受信波形の差信号成分を示す波形図である。
図６は、振幅補正を施す場合の振幅補正データを示すグラフである。
図７は、距離変動に応じて生じる深度誤差および感度低下を示すグラフである。
図８は、本発明の電磁波探査機を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図である。
図９は、同探査機の表示部の説明図であって、（ａ）は表示部の全体正面図、（ｂ）はＡスコープモードの表示画面、（ｃ）はＢスコープモードの表示画面である。
図１０は、図８に示す探査機の基本構成を示すブロック図である。
図１１は、探査機の比誘電率の構成方法を示す説明図である。
図１２は、比誘電率の校正を行う校正操作部の説明図である。
図１３は、本発明の受信信号処理方法を示すフローチャートである。
図１４は、距離変動を伴う走査を行った状態の説明図である。
図１５は、受信信号の差信号成分を用いて深度表示を行った場合の表示例である。
図１６は、振幅補正を行った受信信号を用いて深度表示を行った場合の表示例である。
図１７は、本発明の探査機に用いられるアンテナユニットのアンテナ基板の正面図である。
図１８は、アンテナ基板を取り付けるシールドケースを示し、（ａ）はその平面図、（ｂ）はその正面図、（ｃ）はその側面図である。
図１９は、本発明の探査機に用いられるアンテナユニットを示し、（ａ）はその平面図、（ｂ）はその正面図、（ｃ）はその側面図である。
図２０は、アンテナユニットの内部構成を示す分解斜視図である。
図２１は、送信アンテナに給電される給電信号の波形図である。
図２２は、電磁波吸収材で特定偏波成分を有する電磁波を吸収する作用の説明図である。
図２３は、アンテナユニットから輻射される電磁波の周波数スペクトル図である。
図２４は、反射波の受信波形を示す説明図である。
図２５は、物体における反射を含む反射波の受信波形を示す説明図である。
図２６は、距離変動が生じた場合の受信波形の変動を示す説明図である。
図２７は、図２６に示す受信波形を受信起点を一致させて重ね合わせて表示した波形図である。
図２８は、距離変動を伴う探査を行った場合の断面画像例である。
発明を実施するための最良の形態
本発明の好適な実施の形態において、受信信号処理方法は、所定周期毎にアンテナから輻射された電磁波の物体による反射波の受信信号を解析して探査を行うためのものであって、アンテナと探査対象との距離変動に応じて生じる位相のずれを取り除くように受信信号に対して位相補正を行う工程を有することができる。
さらに、受信信号処理方法は、位相補正の施された複数の受信信号に対して、受信信号同士の振幅差を縮小させるように上記第１の振幅補正係数の演算による第１の振幅補正を行う工程を有することができる。
また、受信信号処理方法は、位相補正の施された受信信号に対して、時間軸と所定増幅度で示される振幅補正データ（第２の振幅補正係数）を重みデータとした第２の振幅補正を行う工程を有することができる。更に、上記方法は、振幅補正の施された受信信号同士の差信号成分を抽出する工程を有していてもよい。
なお、本発明における探査対象とは、探査を行おうとする地雷や土管などの埋設物が埋設されている大地や壁などの媒質を指し、アンテナと探査対象との距離とは、アンテナ表面と地表面や壁面との距離、いわばリフト量のことを意味する。また、受信信号は、時間と信号強度の関数の形で表すことが可能な交番波形を呈し、時間軸が位相に対応し、信号強度が振幅に対応する。
受信信号に対して位相補正を施すために、受信信号における位相を一致させる起点を特定するが、この起点としては、受信信号の歪み（高調波および低調波成分）が少なく、受信信号同士の位相差を明確に把握できるような所定のピーク点を用いることが好ましい。このピーク点としては、受信信号の信号強度が極大値となる位相点を用いてもよく、受信信号の信号強度が極小値となる位相点を用いてもよく、受信信号の信号強度の絶対値が極小値となる（即ち、信号強度が０となる）位相点を用いてもよい。その他、適宜の極値条件を設定して、ピーク点を特定することが可能である。
本発明における電磁波探査機のアンテナとしては、輻射される目的周波数の電磁波に対して高調波および低調波成分が極めて少ないものを用いるのが好ましい。これによれば、受信信号における歪みも少なく、位相を一致させる起点の特定が容易である。
ここで、アンテナから地表面までの距離を１０ｃｍとし、電磁波の周波数を１．５ＧＨｚ（波長２０ｃｍ）と仮定すれば、受信信号の最初の極大点（第１ピーク点）を起点として位相調整し、この起点がアンテナ表面位置に相当すると考えれば、上記極大点の次の受信信号の極小点（第２ピーク点）は略地表面の位置と一致する。言い換えれば、電磁波の周波数を１．５ＧＨｚよりも低い値に設定し、アンテナから地表面までの距離変動を１０ｃｍ以内とすれば、受信信号の振幅の第２ピーク点は常に地中内部に相当する位置となることが分かる。
前記したように、リフト量の変化の前後の両電磁波は、地中に突入した後は位相のずれや振幅差は生じているものの略同一周波数（周期）で略同一減衰率を示しながら伝搬する。したがって、受信信号の振幅の第２ピーク点に注目して位相補正や振幅補正を行うことにより、距離変動に伴う受信信号の変動を有効に補償できると考えることができる。
則ち、対比する２つの受信信号の振幅の第２ピーク点同士の位相を比較して位相差を検出し、一方の受信信号に対して、検出した位相差だけ位相シフトを行うことにより、これら２つの受信信号の位相補償を行うことができる。
このような位相補正を行うには、以前に受信された受信信号を少なくとも１波形分だけ記憶保持する必要があり、受信信号に対してＡ／Ｄ変換（アナログ・デジタル変換）処理などを施してデジタルデータとして記憶させるような構成が採れる。
Ａ／Ｄ変換は従来より用いられている構成を適用することができ、例えば、ある受信波形全体を含む所定時間を５１２の等時間間隔でサンプリングし、サンプリングしたアナログの振幅信号を１２ｂｉｔの分解能を有するデジタル振幅データに変換するような処理を行うことができる。
本実施形態では、振幅電磁波の基本周波数が極めて高いため（略１ＧＨｚ）、受信信号を周波数変換して周波数を低減させた受信信号とし、この受信信号に対してサンプリングを行うのが好適である。
このように、受信信号における振幅の第２ピーク点の位相を一致させる位相補正を施すことにより、アンテナが地表面に対して多少の距離変動を生じても、受信信号同士の位相のずれが補償され、多数の受信信号から生成される断面画像が複雑な画像となることが抑えられる。
受信信号に対して位相補正を施すだけでも距離変動に対する補償効果は発揮される。しかし、前記したように、大気中と地中との減衰率は大きく異なるため、地表への突入位相の変動に起因する受信信号同士の振幅差が発生する。従って、位相補正された受信信号に対して振幅差を縮小させるように振幅補正を施すことにより、距離変動に対する補償効果は一層増大する。
振幅補正を行う方法としては、受信信号における振幅の第２ピーク点を比較し、振幅の比に応じた重み係数（第１の振幅補正係数）を受信信号の全体に演算する第１の振幅補正を採ることができる。
第１の振幅補正を行う場合、振幅の大きい受信信号に重み係数を演算して振幅の小さい受信信号に合わせることもできる。逆に、振幅の小さい受信信号に重み係数を演算して振幅の大きい受信信号に合わせることもでき、この場合は波形全体の振幅を増大することが可能である。
また、前の受信信号を基準として固定し、第２ピーク点同士の振幅を一致させるように受信信号の全体に対して振幅補正を行うことも可能である。
このように、位相補正および第１の振幅補正を施した受信信号を用いて信号処理を行うことにより、距離変動を効果的に補償した鮮明な地中断面画像を得ることが可能となる。
前記した第１の振幅補正は、受信信号に対して一律の重み係数を演算処理するものである。しかし、受信信号は受信時間の経過に応じて減衰率が変動するため、時間経過に応じた振幅補正を施すことにより一層正確な補正を行うことができる。
則ち、受信信号に対して時間軸と所定増幅度で示される振幅補正データ（第２の振幅補正係数）を重みデータとした第２の振幅補正を施すことにより、位相補正に伴う受信信号同士の振幅差を一層抑圧することができる。
前記した第２の振幅補正は、１種類の振幅補正データを用いて行っても良いが、時間軸に対して増幅度の異なる特性を有した複数の振幅補正データのうちの一つを適宜選択して用いることにより、受信信号の振幅の大小に応じて振幅補正データを適宜選択して最適な振幅補正を行うことも可能である。
前記第１の振幅補正および第２の振幅補正は位相補正の施された受信信号に対して単独で適用することもできるが、双方を組み合わせて適用することも可能である。
また、前記した第１および第２の振幅補正は、位相補正の施された受信信号の波形全体に対して行うこともできるが、受信信号の所定位相以降の全信号成分に対して行うことも可能である。
例えば、位相補正の施された受信波形の振幅の第２ピーク点以降の全信号成分に対して振幅補正を行っても良い。この振幅補正によれば、第２ピーク点より前の信号成分に対する振幅補正が不要なので処理が簡略化される。
尚、受信信号における振幅の第２ピーク点より前の振幅補正が施されない部分では受信信号同士に振幅差が生じて深度画像に不鮮明な揺らぎが発生する。しかし、探査機を走査する場合、アンテナ表面を受信信号の振幅の第１ピーク点に設定すれば第２ピーク点は地中における略地表面近傍に相当し埋設物の探査に特に支障を生じない。むしろ、深度画像の揺らぎがアンテナと地表面との距離変動に応じて生じるので、揺らぎが生じないように探査機を保持走査するための目安となる。
ところで、振幅補正の施された受信信号同士の差信号成分を抽出し、抽出した差信号成分に基づいた断面画像を表示させることも可能である。
前記した位相補正および振幅補正の施された受信信号の差信号成分を抽出することにより、距離変動に伴う受信信号間の変動が補正された状態における差信号成分のみが抽出される。
則ち、差信号成分は地中埋設物などの物性変化（比誘電率の変化）だけに対応する。特に、差信号成分の抽出によって同相成分の雑音が効果的に除去され微少信号を検出できるので、埋設物の微少な差異を検知可能となる。
抽出された差信号成分を用いて深度画像を表示することにより、物性の異なる境界だけを表示した分かりやすい深度画像を表示させることができる。これにより、比誘電率の近接した物体の境界探査や、埋設物がある程度限定されている場合の探査などを好適に行うことができる。
この場合も、受信信号の振幅の第２ピーク点以前の振幅補正を行わずに差信号成分を抽出すると深度画像に揺らぎが発生するが、距離変動の目安となり測定への支障は生じない。
地中探査を行う場合、本発明の信号処理方法によって概ね地表面から５ｃｍの位置において上下５ｃｍの範囲における距離変動が補償可能である。則ち、距離変動に伴う深度誤差および感度低下が略５ｃｍの距離変動を境として悪化する傾向にある。このため、上記範囲の使用が好ましいが実用上充分な仕様であり探査機走査の巧拙に拘わらず精密な測定が可能となる。
また、本発明は、所定周期毎に電磁波を輻射し物体の反射波による受信信号を解析して探査を行う電磁波探査機に装備される受信信号処理装置として実施できる。この本発明の受信信号処理装置は、アンテナと探査対象との距離変動に応じて生じる位相のずれを取り除くように受信信号に対して位相補正を行う位相補正手段を備えた構成とすることができる。
本発明の受信信号処理装置は、アナログ処理回路を用いて構成することも可能であるが、ＣＰＵおよびその処理動作に必要なＲＡＭおよびＲＯＭなどを備えたデジタル処理回路によって構成することができ、ＣＰＵのプログラム処理によって上記方法を実現することが可能である。
例えば、受信信号処理装置によって、ＣＰＵで処理されるＡ／Ｄ変換動作により受信波形全体を含む所定時間を５１２の等時間間隔で振幅をサンプリングし、１２ｂｉｔの分解能を有するデジタルデータとして記憶保持する。これにより、１つの受信信号データは順に配列された５１２の振幅データとして記憶される。
本実施形態では、輻射電磁波の周波数が極めて高いため（略１ＧＨｚ）、アンテナの検知信号を直接Ａ／Ｄ変換するのが困難である。そこで、アンテナの検知信号に基づいて低周波数の受信信号を受信ユニットにより生成し、この周波数の低減された受信信号をＡ／Ｄ変換する構成とすることができる。
前記位相補正手段による位相補正は、受信信号同士の所定のピーク点を起点として位相補正を行うように構成することができる。
この位相補正は、受信信号処理装置に記憶された受信信号データをデジタル処理することで実行できる。
例えば、位相補正を行おうとする受信信号データ同士において配列された振幅データを順次検索し、絶対値が、例えば第２ピーク点となる振幅データおよびそのデータ番号を各々判別する。
次いで、位相をシフトする受信信号における第２ピーク点のデータ番号を基準となる受信信号における第２ピーク点のデータ番号と一致させるようにして、受信信号データを基準となる受信信号に対応づける。そして、基準となる受信信号のデータ番号の前端または後端から外れる受信信号の振幅データを消去すると共に、基準となる受信信号のデータ番号の前端および後端の範囲内で振幅データの存在しないデータ番号に空の振幅データを付加する。これにより、新たな５１２の振幅データで成る受信信号データとする。
以上のデータ処理により、受信信号同士の振幅の第２ピーク点の位相を一致させることが可能である。
また、上記受信信号処理装置は、位相補正の施された複数の受信信号に対して、受信信号同士の振幅差を縮小させるように振幅補正を行う第１の振幅補正手段を備えた構成とされている。
第１の振幅補正手段も位相補正手段と同様に受信信号処理装置に記憶された受信信号データをデジタル処理することによって実行できる。
則ち、順に配列された振幅データで構成される受信信号データにおいて、ＣＰＵによるプログラム処理によってデータ番号毎の振幅データに所定の演算処理を施すことにより受信信号の振幅補正を行なわせることができる。
例えば、振幅補正を行おうとする受信信号と基準となる受信信号とにおける第２ピーク点の振幅を比較し、振幅の比に応じた重み係数（第１の振幅補正係数）を全ての振幅データに演算することにより第１の振幅補正を実行できる。
この第１の振幅補正手段による振幅補正では、振幅の大きい受信信号に重み係数を演算して振幅の小さい受信信号に合わせたり、逆に、振幅の小さい受信信号に重み係数を演算して振幅の大きい受信信号に合わせることも可能である。
また、上記受信信号処理装置は、位相補正の施された受信信号に対して、時間軸と所定増幅度で示される（即ち、時間の関数として与えられる）第２の振幅補正係数を重みデータとした振幅補正を行う第２の振幅補正手段を備えた構成とされている。
第２の振幅補正手段も第１の振幅補正手段と同様に受信信号処理装置に記憶された受信信号データをデジタル処理することによって実行できる。
則ち、データ番号順に配列された振幅データと振幅補正データとをデータ番号と時間データとを対比させながら、ＣＰＵによるプログラム処理によってデータ番号毎の振幅データに第２の振幅補正係数の増幅度を演算処理することにより受信信号に対して第２の振幅補正を施すことができる。
前記第１および第２の振幅補正手段では、受信信号の第１周期内における所定位相以降の全信号成分に対して振幅補正を行う構成とすることができる。
例えば、位相補正を行うための基準とした受信信号の振幅の第２ピーク点以降の信号成分についてのみ振幅補正をすることもできる。
更に、上記受信信号処理装置は、振幅補正の施された受信信号同士の差信号成分を抽出する差信号抽出手段を備えることができる。この差信号抽出手段は、振幅補正手段と同様に、受信信号処理装置に記憶された受信信号データをデジタル処理することによって実行できる。
則ち、既に前記位相補正および振幅補正の施された受信信号データ同士において、同一のデータ番号毎の振幅データの差分を演算処理することにより差信号成分の抽出処理を行うことができる。
次に、本発明の電磁波探査機に好適に用いることができる電磁波レーダアンテナについて述べる。
このアンテナは、送信部から出力されるインパルスを受けて電磁波を輻射する送信アンテナ素子をシールドケースに取り付けた構成とされており、送信アンテナ素子から輻射される電磁波の周波数を目的周波数と一致させるように目的周波数の波長に応じて送信アンテナ素子及びシールドケースの寸法を関係づけている。ここに、目的周波数とは電磁波レーダアンテナの設計に際して事前に定められる周波数のことであり、この目的周波数を輻射させるべくアンテナの寸法関係を定めるものである。
電磁波レーダアンテナでは、インパルスを送信アンテナ素子に給電することにより、概ね３００ＭＨｚから３ＧＨｚの帯域内における目的周波数の電磁波を間欠的に輻射させるものである。このような超高周波帯域において輻射周波数成分を解析するに当たっては送信アンテナ素子単体で論じることができず、送信アンテナ素子を含み周囲に配されるシールドケース、給電線などで成る一体構造を分布定数回路として等価的に解析する必要がある。
しかし、このような分布定数回路のインダクタンス成分やキャパシタンス成分はアンテナ素子やシールドケースなどの形状や材質の僅かな違いによって変動する上、給電線などによるストレーキャパシティが加わるために変動要素が増大する。また、電磁波自体が繰り返し信号ではなくインパルスで励起される過渡現象であるため等価的な分布定数回路を解析することは困難である。
そこで本発明者らは、送信アンテナから輻射される電磁波の周波数成分を目的周波数に一致させ、かつ、目的外の周波数成分を極力低減させるべくアンテナ素子の形状及びシールドケースの形状に種々の検討を加えた。その結果、送信アンテナ素子及びシールドケースの形状寸法に所定の関係を持たせることで目的周波数の出力レベルを増加させつつ不要輻射が低減することを知見した。
言い換えれば、目的周波数の電磁波成分を増幅し目的外の周波数の電磁波成分を減衰させ得る一体構造で成る分布定数回路を寸法形状に所定の関係を持たせることによって形成することに成功した。
尚、送信アンテナヘインパルスを印加する場合、予め送信アンテナ素子に直流バイアスを加えた状態で印加することにより安定した高出力を得ることができるが、バイアスを加えない状態でインパルスを印加する構成とすることも可能である。
この電磁波レーダアンテナによれば、不要輻射成分が極めて低いので電波法の規制に準拠するための不要輻射対策が軽微で良い。則ち、シールドケースの厚さを増したり、或いはシールドケースの外側から更に分厚いハウジングで覆うなどの大がかりな不要輻射対策を施す必要がなくなる。これにより、コストを削減できる上に従来に比べてアンテナ単体の重量を１／１０程度まで削減することができ、携帯性、可搬性を要する探査機などに好適に用いることができる。
また、不要輻射成分が少ないので、受信信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）が向上する。これにより、雑音レベルに近い信号成分を分離抽出するために高利得の対数増幅器などを用いる必要がなく、通常のリニア増幅器を用いるだけで十分な信号レベルとＳ／Ｎ比が確保され回路構成が単純かつ安定になる。
更に、受信信号のＳ／Ｎ比が高く受信信号の歪みが低減するので、受信波形の第１ピーク点などを用いた受信基点の校正を正確に行うことができる。また、受信信号のＳ／Ｎ比が高く微少信号が雑音成分に埋もれて失われることがないので、反射波を含む受信波全体の時間経過に応じた周波数（周期）変化を容易に処理出力でき、電磁波が通過する物体の精密な物性判別を行うことができる。
これにより、使用者を問わずに正確な測定ができるとともに、従来行うことのできなかった物体や地層の判別、漏水判別などの探査が可能となり、産業用、民生用を問わず使用目的が拡大される。
尚、物性判別の原理について簡単に述べると、電磁波が通過する物体の比誘電率は（光速／電磁波伝搬速度）の平方に比例する。これにより、物体中を通過する電磁波の速度（電磁波の周期）を受信波から算出し通過物体の比誘電率を求めることにより、得られた比誘電率に基づいて物性判別及び物体の特定を行うことが可能となる。
この電磁波レーダアンテナによれば、送信アンテナ素子に給電されるインパルス成分のうち目的周波数の電磁波成分が増強され目的外の周波数の電磁波成分が減衰される。この場合、送信アンテナ素子やシールドケースに対応した分布定数回路の共振性により目的周波数以外にも目的周波数の１／２倍、或いは、２倍などの低調波成分、高調波成分の出力レベルが増大する。
そこで、受信部でこれらの周波数のうちのいずれかの周波数成分のみを選択的に受信するように周波数帯域幅を設定して信号処理を行う構成を採ることもできる。
送信アンテナ素子、接地導体及びシールドケースは導電材料、則ち、電力損失が少ない状態で電流を導くことを目的とした材料を用いるのが望ましい。
このような導電材料は、導電性、機械的強度、加工性、経済性などを考慮して銅やアルミニウム、アルミニウム合金などが好適である。
また、非導電材の表面に導電性塗料などを塗布して成した導電体をシールドケースや送信アンテナ素子に用いることも可能である。
送信アンテナ素子は、フェノール樹脂やエポキシ樹脂などの基板上に導体箔を設けて形成する構造が好適であるが、例えば、銅板などで成した送信アンテナ素子をシールドケースの開口側近傍に絶縁体を用いて空間支持するような構造など種々の態様を採ることが可能である。
この電磁波レーダアンテナは、送信ユニットから出力されるインパルスを受けて電磁波を輻射する送信アンテナ素子を有するアンテナ基板と、該基板の送信アンテナ素子が設けられた側の表面を覆う中空方形状のシールドケースとを備えた構成とするのが合理的である。
送信アンテナ素子は一対の二等辺三角形の導電箔を蝶ネクタイ状に対向させてアンテナ基板上に形成すると共に、当該基板は送信アンテナ素子を取り囲むように所定幅の導電箔で成る接地導体箔を方形ループ状に配して前後左右対称となるように形成することができる。また、送信アンテナ素子の二等辺三角形の底辺若しくは側辺の長さを目的周波数の略１／２波長に設定することができる。
ここに、二等辺三角形には正三角形を含むものであり、特に好ましくは、送信アンテナ素子を一対の正三角形の導電箔で形成し、その正三角形の辺長を目的周波数の略１／２波長に設定するのが良い。
一方、送信アンテナ素子の対向する二等辺三角形（正三角形）の素子が配された方向と直交する方向における前記シールドケースの寸法を目的周波数の波長と略同一長に設定すると共に、シールドケースの奥行き寸法を目的周波数の略１／４波長の整数倍の長さに設定している。
これらの寸法関係のうち、シールドケースの奥行き寸法を目的周波数の１／４波長，２／４波長，３／４波長，４／４波長・・・のように変化させると、目的周波数の出力レベルが特定の奥行き寸法の近傍でピークを有することが判明した。
これは、目的周波数の波長に対して送信アンテナ素子の形状、シールドケースの形状、並びに接地導体の形状の一体構造で成る分布定数回路による蓄積エネルギー（共振性エネルギー）が所定の奥行き寸法において目的周波数に対して最大になるためと考えられる。これにより、奥行き寸法を適宜変更して最適な輻射レベルを得ることができる。
本発明者らは、前記の寸法関係に従って同一の目的周波数の送信アンテナを複数試作したところ、給電線などの配線の引き回しのばらつきにも拘わらず各々のアンテナから輻射される電磁波の目的周波数の差が殆ど生じず再現性に優れていることも分かった。これにより、機器毎の目的周波数のばらつきがなくなるので、機器毎に受信部（受信ユニット）の調整を行うような手間が不要となる回路構成が単純化され安定なうえに製造も容易になる。
本発明の送信アンテナから輻射される電磁波の周波数は、前記したように概ね３００ＭＨｚから３ＧＨｚの間の特定の周波数（目的周波数）でありマイクロ波帯に属する。このため、例えば、シールドケースとしてアルミニウムなどを用いる場合、材質の厚さが分布定数に影響を及ぼす。シールドケースに電磁波が分布するときのインダクタンス成分は材厚が薄いほど増大し厚いほど低減する。このため、本発明のアンテナ形状はシールドケースの材厚あるいは送信アンテナ素子の導体箔の厚さに応じて寸法補正することが望ましい。則ち、材厚の薄いシールドケースを用いる場合は厚いシールドケースを用いる場合に比べて補正値を大きくすることにより、目的周波数へ容易に合わせることが可能となる。
アンテナ基板の送信アンテナ素子と接地導体との間に目的周波数以外の電磁波成分の寄生輻射を抑制する抑制抵抗を設けることが望ましい。抑制抵抗の値を適宜に設定することにより、目的周波数の出力レベルの低下を抑えつつ目的外の周波数帯域の出力レベルを効果的に低減できる。これにより、受信波におけるＳ／Ｎ比が一層改善される。
また、送信アンテナ素子を含むシールドケース内部に励起される電磁波成分のうち特定の偏波面を有する電磁波成分を吸収減衰させるようにシールドケースの内部に電磁波吸収材を配した構成とすることができる。
本発明者らは、送信アンテナ素子から輻射される電磁波のうち、対向する二等辺三角形（正三角形）の素子が配された方向への電界成分（偏波面）を有する電磁波に目的外の周波数成分が比較的多く含まれることを知見した。このため、当該偏波面を有する電磁波成分を電磁波吸収材で減衰させることにより、輻射される目的外の周波数成分の電磁波を一層低減することができ、受信波におけるＳ／Ｎ比を一層向上させることができる。
なお、電磁波吸収材としては発泡材などに導電性電波反射材を貼付した汎用のものを用いることが可能であり、反射時の減衰を利用して効果的に減衰吸収させることが可能である。
前記電磁波レーダアンテナは、送信アンテナ素子および受信アンテナ素子を別体として成しても良いが、一体的に成することも可能である。
則ち、アンテナ基板には送信アンテナ素子と当該素子と同形状を有する受信アンテナ素子とが接地導体を含んで左右対称に形成されると共に、シールドケースは送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との電磁結合を遮蔽するためのシールド隔壁を備えた構成とすることができる。
その送受一体型の電磁波レーダアンテナによれば、シールドケースに設けられたシールド隔壁によって送信アンテナ側と受信アンテナ側との電磁結合が低減されるので、前記した特性を維持しつつ送受信アンテナを小型軽量化することができ製造も容易で携帯を要する機器に好適である。
次に、本発明の実施の形態の具体例を図面に基づいて説明する。
図１は、図８〜図１０に示す探査機７０の電磁波レーダアンテナＡＴの受信アンテナＲで受信した反射波の検知信号に基づいて受信ユニット５０で生成された受信信号を時間軸（横軸）と振幅軸（縦軸）とを用いて受信波形として示したもので、地表面Ｇからの深度に対応させて模式的に示している。
尚、電磁波レーダアンテナＡＴは送信アンテナＴと受信アンテナＲとを隣接させて一体的に組み込んだものであり、詳細な構造は後述する。また、図１は、アンテナＡＴと地表面Ｇとの距離がｄ₀からｄに変動する状態を示している。
対空に向けて電磁波を輻射したときの受信信号の振幅が最大（第１ピーク点）となる点をアンテナＡＴの表面とした場合、アンテナＡＴを地表面Ｇに近接させて電磁波を輻射すると、図１に示す受信波形に示すように、地面Ｇの影響を受けて振幅の第１ピーク点Ｐ₀’，Ｐ’が僅かに地表面Ｇ側に位相ずれを生じる。
また、第２ピーク点Ｐ₀，Ｐはいずれも比誘電率ε_rが略一定の地中内に位置するので、第２ピーク点以降における受信信号は略同一周期で略同一減衰率で減衰する。
図２は、アンテナＡＴと地表面との距離ｄ₀における受信信号Ｅ₀と距離ｄにおける受信信号Ｅとを、各々受信信号の起点Ｒ₀を一致させて重ね合わせて示したものである。図から分かるように、アンテナＡＴと地表面Ｇとの距離変動に伴い、受信信号Ｅ₀および受信信号Ｅは各々の振幅の第２ピーク点Ｐ₀およびＰにおいてφ₀の位相のずれを生じている。
（位相補正）
本実施例では、まず、この位相のずれφ₀をなくすように受信信号Ｅ₀に対して受信信号Ｅを位相補正する。
則ち、図３に示すように、第２ピーク点Ｐ₀に対して第２ピーク点Ｐの位相を一致させるように受信信号Ｅの全体を時間軸方向へ位相シフトする。これにより、第２ピーク点以降において受信信号Ｅ₀と受信信号Ｅとは略同一位相となり僅かに振幅差を有した減衰波形となる。
一方、第２ピーク点以前については、受信信号Ｅ₀の大気通過時間が短く受信信号Ｅの大気通過時間が長いため、受信信号Ｅの周期が比較的長くなる。
このように、振幅の第２ピーク点の位相を一致させるだけでも受信信号Ｅ₀に対する受信信号Ｅの距離変動に伴う信号変動を大幅に抑圧できる。従って、位相補正だけ施された受信信号Ｅを信号処理しても安定した断面画像を表示させることができる。
この位相補正された受信信号に対して、更に振幅補正を施すことにより一層距離変動による信号変動を抑圧した補償を行うことができる。
（振幅補正）
図３に示すように、受信信号Ｅ₀における第２ピーク点Ｐ₀は振幅はＬ₀、位相補正の施された受信信号Ｅにおける第２ピーク点Ｐの振幅はＬであり、減衰率の大きい地中への突入位相が遅れるために振幅Ｌは振幅Ｌ₀よりも大きい。
本実施例における第１の振幅補正は、この小さい振幅Ｌ₀を大きい振幅Ｌに一致させるべく受信信号Ｅ₀の振幅を増大補正させるものである。
則ち、振幅比（Ｌ／Ｌ₀）を重みデータ（第１の振幅補正係数）として受信信号Ｅ₀の第２ピーク点Ｐ₀以降の全信号成分に対して演算処理することにより、受信信号Ｅ₀の振幅を増加させる。これにより、図４に示すように、第２ピーク点Ｐ₀，Ｐ以降の受信信号Ｅ₀およびＥの振幅差は極めて低減される。
即ち、第２ピーク点Ｐ₀，Ｐ以降の受信信号の振幅差は、埋設物の変化によって生じる反射波Ｅ₀１およびＥ１の部分だけとなり、距離変動に伴う有害な振幅差が効果的に抑圧される。
このように、距離変動に伴う受信信号Ｅ₀およびＥの第２ピーク点Ｐ₀，Ｐ以降の不要な振幅差が除去されるので、鮮明な深度画像を表示することが可能となる。
尚、受信信号における振幅の第２ピーク点Ｐ₀，Ｐより前の受信波形においては位相補正を施した段階でも位相のずれが残っており、振幅補正による効果が低い。このため、生成した画像に不鮮明な揺らぎが生じるが、この揺らぎは距離変動の低減に応じて減少するものである。従って、揺らぎの発生を距離変動の発生の目安として探査機７０を走査することができる。
この第１の振幅補正では、第２ピーク点Ｐ₀，Ｐの振幅比（Ｌ／Ｌ₀）のみを重み関数として演算を行ったが、受信信号の時間経過に応じた減衰率を考慮に入れた更に正確な振幅補正を行うことも可能である。
則ち、受信波は埋設物による反射波部分を除いて媒体内の伝搬時間経過に応じた特有の減衰を示す。このため伝搬時間に応じた振幅補正を行うのが好ましい。
本実施例では、図６に示すように、時間の関数として与えられる第２の振幅補正係数を複数予め準備し、各係数を、関数式の形態で、若しくは、時間と所定増幅度とを対応させたの参照テーブルの形態でメモリなどの記憶媒体に記憶しておき、これら複数の第２振幅補正係数のうちの一つを適宜選択して、選択された第２の振幅補正係数を重みデータとした第２の振幅補正を、上記第１の振幅補正とともに含ませた処理を行っている。
則ち、受信信号Ｅ₀と受信信号Ｅとの第２ピークＰ₀，Ｐにおける振幅比（Ｌ／Ｌ₀）を求める。そして、受信信号Ｅ₀の時間軸と通常振幅補正データの時間軸とを対応させ、各時間軸に対応した所定増幅度を上記第２の振幅補正係数により導くとともに、第２ピーク点における振幅比（Ｌ／Ｌ₀）を導き、これら所定増幅度と振幅比とを第２ピーク点以降の受信信号Ｅ₀に演算処理して振幅補正を行っている。これにより、時間軸の減衰率を考慮した一層正確な振幅補正を行うことが可能となる。
尚、図６で示すように、受信信号の振幅が更に低い場合には適宜の高振幅補正データを適用して信号処理に適した振幅補正を行うことが可能である。
（差信号成分抽出）
図４で示すように、振幅補正の施された受信信号ＥおよびＥ₀に対して差信号成分を抽出する。
則ち、受信信号Ｅから受信信号Ｅ₀をマイナス演算することにより、図５に示すように受信信号Ｅ₀に対する受信信号Ｅの差信号成分Ｅ’のみを抽出する。
この差信号成分Ｅ’は受信信号Ｅ₀とＥとの間において埋設物の変化（比誘電率の変化）に応じて生じた信号成分のみである。
この差信号成分Ｅ’を用いて深度画像を表示することにより、埋設物の物性の変化点のみに対応した鮮明な表示を行うことができる。また、この差信号成分Ｅ’を、所定の水平方向の間隔をおいて複数の探査位置毎に記憶保持しておき、この複数の差信号成分Ｅ’を用いて断面画像を生成・表示することにより、従来困難であった比誘電率の近接した物体の探査などを効率良く行うことが可能となる。
図７は、アンテナＡＴと地表面Ｇとの距離変動に伴って生じる深度誤差および感度変化を測定した結果を示すグラフである。
図から分かるように、距離変動が略５ｃｍを超えると電磁波が通過する大気と地中との距離比率が増加し、位相補正や振幅補正を施した場合の受信波形の深度誤差が急激に増大する。また、距離変動が５ｃｍに近づくに連れて地中における感度差が拡大するため補償が困難となる。このため、本実施例の受信信号処理方法は略上下５ｃｍ以内の範囲の距離変動に対応するもので、好ましくは、地表面５ｃｍにおいて上下５ｃｍ以内の範囲で用いるのが良い。
次に、本発明の電磁波探査機７０の実施例を説明する。
図８に示す電磁波探査機７０は片手携帯探査を行うことを基本としており、略「へ」字形状に成されたパイプシャフト７１の下端には電磁波レーダアンテナＡＴが設けられ、上端側に設けられたアームホルダ７６に腕を通しグリップ７５を握って片手で保持する形状とされている。
電磁波レーダアンテナＡＴの上方のシャフト７１には信号処理ユニット７３が設けられると共に、シャフト７１の上端にはＣＰＵを備えた中央処理ユニット７２が設けられている。また、グリップ７５の先端にはカラー液晶表示器を用いた表示部７４が設けられ、探査のための設定や測定結果が見易い形状とされている。
尚、中央処理ユニット７２の端部には重量バランスを図るカウンタウェイト７７が取り付けられており、探査機７０の片手保持を容易にしている。また、パイプシャフト７１はシャフト調整部７８によって長さを可変設定することができ、探査者の身長に合わせて最適に設定可能である。
図９（ａ）は探査機７０の表示部７４を示している。表示部７４はタッチパネル７４ｂを備えたカラー液晶で成る液晶表示器７４ａと電源オン（開始）や電源オフ（停止）などの操作を行う操作スイッチ７４ｃを備えている。
液晶表示器７４ａでは表示に応じたタッチパネル７４ｂの操作によって探査結果を各種のモードで切換表示させたり、各種の設定を行うことができる。
本実施例の探査機７０は受信波形に基づいた種々の表示モードを有するが、本発明に特に関連する表示モードとしてＡスコープモードおよびＢスコープモードが挙げられる。
Ａスコープモードは、図９（ｂ）に示すように単一の受信信号を時間軸と振幅軸とを有した受信波形として表示する。
Ｂスコープモードは、図９（ｃ）に示すように複数の受信信号を信号処理して、各受信信号の周期に基づいて深度毎の比誘電率を求め、横軸を走査回数（走査距離）、縦軸を深度とした画面上に比誘電率に応じたカラー断面画像として表示する。
図１０は、本実施例の探査機７０の基本構成を示すブロック図であり、図８と対応した部分には対応した符号を付している。
アンテナＡＴは、送信ユニット４０および受信ユニット５０と、同一基板上に成された送信アンテナＴおよび受信アンテナＲとをシールドケース（不図示）に内蔵した構成である。
送信ユニット４０は送信アンテナＴにインパルスやバイアスを給電するものであり、受信ユニット５０は受信アンテナＲで捕らえられた反射波の検知信号を、信号処理ユニット７３から伝送される受信同期信号を用いて周波数変換された周波数の低い受信信号として増幅出力する動作を行う。尚、アンテナＡＴについての詳細は後述する。
信号処理ユニット７３は、アンテナＡＴに接続されてアナログ信号処理を行うアナログ回路部７３ａを有している。アナログ回路部７３ａは中央処理ユニット７２から伝送される制御信号を受けてアンテナＡＴの送信ユニット４０にインパルス発生のためのパルス信号などを送出する。また、アナログ回路部７３ａは中央処理ユニット７２から伝送される制御信号を受けてアンテナＡＴの受信ユニット５０へ受信同期信号を送出すると共に、受信ユニット５０から伝送される受信信号を前置処理して中央処理ユニット７２へ伝送する。本実施例において、一つの受信信号は、送信アンテナからインパルス状の電磁波を１０２４回輻射し、この輻射タイミングに同期しかつ少しずつ遅延させながら受信アンテナの検知信号を１０２４回サンプリングし、これらサンプリング信号を包絡値検波すること等により生成できる。１つのインパルス状電磁波の中心周波数が例えば１ＧＨｚであっても、上記サンプリング処理により、受信信号は数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ程度の中心周波数の交流波形に周波数変換される。かかるサンプリング処理は、受信ユニット５０で行われ、該受信ユニット５０から信号処理ユニット７３に処理後の受信信号が出力される。
中央処理ユニット７２はＣＰＵを用いてデジタル処理を行うデジタル回路部７２ａと、受信信号などのデータを格納するためのＩＣカード７９との間でデータの送受信を行うＩ／Ｆ回路７２ｂとを備えている。
デジタル回路部７２ａは、信号処理ユニット７３から伝送される受信信号をＡ／Ｄ変換（アナログ・デジタル変換）してデジタルデータとして記憶する。そして、記憶した受信信号データに対してデジタル処理を実行することにより必要な信号処理を行うと共に、信号処理されたデータを表示部７４へ伝送して表示を行わせる。また、デジタル回路部７２ａは、Ｉ／Ｆ回路７２ｂを介して外部記憶媒体であるＩＣカード７９へ必要なサンプルデータなどを記憶させると共に、記憶されたデータをＩＣカードから読み込んで信号処理を行う。
ＩＣカード７９は、ボタン電池などでデータ保持されるＲＡＭや、バックアップ電源を要しないＥＥＰＲＯＭなどを用いて構成されており、記憶させるデータ量に応じて、２ＭＢ、４ＭＢ、８ＭＢ，１６ＭＢのメモリ容量のものが用意されている。
ここで、本実施例の受信信号処理装置は中央処理ユニット７２を中心にして構成されるもので、位相補正手段、振幅補正手段および差信号抽出手段は中央処理ユニット７２のデジタル回路部７２ａで実行されるプログラムによるデジタル処理によって実現している。従って、受信信号処理装置はデジタル回路部７２ａに含まれるものとして同一の符号を付す。
デジタル回路部（受信信号処理装置）７２ａでデジタル処理されるＡ／Ｄ変換動作により受信信号波形全体を含む所定時間を５１２の等時間間隔で振幅をサンプリングし、１２ｂｉｔの分解能を有するデジタルデータとして記憶保持する。これにより、１つの受信信号データは順に配列された５１２の振幅データとして記憶される。なお、本実施例では、受信アンテナの検知信号の周波数が極めて高いため（略１ＧＨｚ）、検知信号に対して上記Ａ／Ｄ変換のためのサンプリングを直接行うのは困難であるが、本実施例では、受信ユニットにより周波数を低減させた受信信号とし、この受信信号に対してサンプリングを行う構成としている。
位相補正手段による位相補正は、デジタル回路７２ａに記憶された受信信号データをＣＰＵによってデジタル処理して行われる。則ち、位相補正を行おうとする受信信号データ同士において順に配列された振幅データを順次検索し、絶対値が第２ピーク点となる振幅データおよびそのデータ番号を各々判別する。
次いで、位相をシフトする受信信号における第２ピーク点のデータ番号を基準となる受信信号における第２ピーク点のデータ番号と一致させるようにして、受信信号データを基準となる受信信号に対応づける。そして、基準となる受信信号のデータ信号の前端または後端から外れる受信信号の振幅データを消去すると共に、基準となる受信信号のデータ番号の前端および後端の範囲内で振幅データの存在しないデータ番号に空の振幅データを付加する。これにより、新たな５１２の振幅データで成る受信信号データとする。以上のデータ処理により、受信信号同士の振幅の第２ピーク点の位相を一致させることが可能である。
第１および第２の振幅補正手段も位相補正手段と同様にデジタル回路部７２ａに記憶された受信信号データをＣＰＵでデジタル処理することによって実行する。
本実施例では、振幅補正を行おうとする受信信号Ｅと基準となる受信信号Ｅ₀とにおける第２ピーク点の振幅を比較し、振幅の比に応じた重み係数（第１の振幅補正係数）を第２ピーク点以降の振幅データに演算することにより第１の振幅補正を実行する。
また、デジタル回路部７２ａには時間軸と所定増幅度で示される振幅補正データ（第２の振幅補正係数）が予め格納されており、振幅補正データの時間軸とデータ番号とを対応させて第２ピーク点以降の振幅データに所定振幅度の演算を施すことにより第２の振幅補正を実行している。
差信号抽出手段も位相補正手段と同様にデジタル回路部７２ａに記憶された受信信号データをプログラム処理することによって実行する。
本実施例では、既に前記位相補正および振幅補正の施された受信信号データ同士において、同一のデータ番号毎の振幅データの差分を演算処理することにより差信号成分の抽出処理を行なわせている。
また、表示部７４は、液晶表示器７４ａとデジタル回路部７３ｂの制御信号を受けて液晶表示器７４ａを駆動する液晶コントローラ７４ｃと、液晶表示器７４ａの表面に設けられたタッチパネル７４ｂおよび操作スイッチ７４ｄを備えている。
尚、各回路を駆動する電源は携帯性、可搬性を生かすためにバッテリー（不図示）を用いた構成としている。
（比誘電率の校正方法）
次に、探査機７０における本実施例の受信信号処理について説明するが、測定に先立って必要な比誘電率の校正方法を述べる。
探査機７０による測定に際しては、比誘電率を予め校正する必要がある。
探査機７０のＡスコープモードでは、時間軸の最大値を５ｍｓｅｃとし、時間が５ｍｓｅｃにおいて比誘電率ε_r＝１２での深度が１．５ｍとなるように画面表示が行われる。
そこで、基準となる比誘電率（ε_r＝１２）および校正距離（５０ｃｍ）を有する基準誘電体において反射波を測定し、受信波形において起点から校正距離における反射波が受信されるまでの深度をＡスコープモードにおける５０ｃｍの位置に調整する。このときの、表面波Ｗ₀の周期を校正値として求める。本実施例では表面波Ｗ₀の校正値が０．７５ｍｓｅｃとなるようにされている。
言い換えれば、対空に向けて電磁波を輻射したときの表面波Ｗ₀の周期を校正値０．７５ｍｓｅｃに調整することにより、Ａスコープモードおよび探査機７０の内部処理における基準誘電率を１２に校正することができる。
尚、図１２に示すように、比誘電率の校正などを行う調整部７２ｄは半固定抵抗器などで成る同期位相調整器７２ｅや信号周期調整器７２ｆを備えている。この調整部７２ｄは中央処理ユニット７２の内部に設けられており、ドライバーなどの工具を用いて容易に調整可能である。
探査時における探査機７０の比誘電率校正は次の手順によって行う。
(1) 探査機７０により対空へ電磁波を輻射し、反射波の受信信号をＡスコープモードで表示する。受信波形において、図１１に示すように表面波Ｗ₀の周期が０．７５ｍｓｅｃとなるように信号周期調整器７２ｆで調整する。
(2) 更に、同期位相調整期７２ｅにより表面波Ｗ₀の第１ピーク点Ｐ’が時間軸の基点（縦軸の左端）となるように表示調整を行う。
これにより、受信信号の表示や内部信号処理が比誘電率ε_r＝１２の基準誘電率を基準として行われるように等価的に校正されると共に、受信信号の起点を第１ピーク点に設定している。
（探査機の操作および受信信号処理動作）
次に、図１〜５の波形図、図１０のブロック図、図１３のフローチャートを参照して探査機７０における受信信号処理動作を説明する。
尚、図１４に示すように、探査機７０のアンテナＡＴと地表面Ｇとの距離を走査に応じて、例えば５ｃｍｍ→８ｃｍ→２ｃｍのように順次距離変動させて探査させるものとする。
(1) 図１４に示すように地表面から５ｃｍ程度離した状態で探査機７０により走査を開始する。
(2) 送信アンテナＴから電磁波を送出し、受信アンテナＲで捕らえられ受信ユニット５０で周波数変換された受信信号は信号処理ユニット７３のアナログ回路部７３ａへ伝送される。アナログ回路部７３ａではデジタル処理を行う前置処理を行った後に受信信号などを中央処理ユニット７２へ伝送する。中央処理ユニット７２のデジタル回路部７２ａでは、受信信号を所定時間内において５１２の等時間間隔で振幅をサンプリングし、サンプリングした振幅を１２ｂｉｔ分解能でＡ／Ｄ変換したデジタルデータを初期受信信号Ｅ₀として記憶保持する。（図１３ステップ１００参照）。
(3) デジタル回路部７３ｂでは、これまでに記憶した初期受信信号Ｅ₀または受信信号Ｅのいずれかを基準信号Ｅ₀として設定する。尚、探査開始時などにおいて初期受信信号Ｅ₀だけが記憶されている状態では、初期受信信号Ｅ₀を基準信号Ｅ₀として設定する（図１３ステップ１０２参照）。
(4) 引き続いて出力される電磁波の反射波を受信信号Ｅとして読み込み、デジタル回路部７２ａへ記憶する（図１３ステップ１０３参照）。
(5) デジタル回路部７２ａで、受信信号Ｅの振幅に応じて振幅が所定レベル未満の場合は高振幅補正を選択し、振幅が所定レベル以上の場合は通常振幅補正を選択する（図１３ステップ１０５〜１０７参照）。
(6) デジタル回路部７２ａで、基準信号Ｅ₀の第２ピーク点Ｐ₀と受信信号Ｅの第２ピーク点Ｐとの位相差φ₀を検出し、第２ピーク点同士の位相を一致させるように、受信信号Ｅの位相を調整する（図１３ステップ１０８参照）。
(7) 次いで、基準信号Ｅ₀と受信信号Ｅとの第２ピーク点における振幅Ｌ₀およびＬを求め、ステップ１０６，１０７で選択された通常振幅補正または高振幅補正を含めた振幅補正を受信信号Ｅに対して行う。
則ち、（受信信号Ｅ）×（Ｌ₀／Ｌ）×（通常または高振幅補正）の演算処理を行う（図１３ステップ１０９参照）。
(8) デジタル回路部７２ａで、振幅補正の施された受信信号Ｅの基準信号Ｅ₀に対する差信号成分を抽出し、抽出された差信号成分に基づいてＢスコープ画像データを生成して表示部７４で表示する（図１３ステップ１１０，１１１参照）。
ステップ１１２で引き続いて探査処理を行う場合には、ステップ１０２に戻って同一処理を繰り返す。
尚、ステップ１０２における基準信号Ｅ₀の設定は探査機７０の走査速度に応じて変更させることができる。則ち、走査速度が遅い場合には直前の受信信号を基準信号Ｅ₀に設定し、走査速度が速い場合には所定回数だけ遡った受信信号を基準信号Ｅ₀に設定して信号処理を行うことも可能であり、走査距離に応じた最適な探査画像を表示させることができる。
図１５は、以上の探査によって得られたＢスコープ画像の一例を示したものである。この断面画像では、距離変動に伴う上下方向への複雑な画像展開が一掃され、比誘電率の異なる埋設物Ｑ１〜Ｑ３のアウトラインのみが浮き出るように表示されるので断面画像の視認による解析が容易である。
一方、図１６は、差信号抽出を行わず振幅補正を施した状態の受信信号Ｅを用いて画像表示を行わせた例を示したものである。この地中断面画像においても、距離変動に伴って埋設物の画像が上下に変動を生じることもなく、安定した画像が表示される。
（アンテナユニットの構成）
次に、本発明の電磁波探査機に用いたアンテナユニットＡＴの実施例を図面を参照して更に詳述する。尚、本発明のアンテナユニットＡＴは方形箱形であるが、その回りに円板状のハウジングを被せた構成としている。また、アンテナユニットＡＴから輻射しようとする電磁波の目的周波数をｆｏ、その波長をλｏとする。
図１７に示すように、アンテナ基板１は縦長Ｈ、横幅２Ｗ（＝２λ₀）の方形状であり、同一形状の送信アンテナＴと受信アンテナＲとを同一基板上に一体的に左右対称に配した構造である。そこで、アンテナ基板１の説明にあたっては半分の大きさである送信アンテナＴについて説明する。尚、アンテナ基板１は、ガラスエポキシ樹脂で成る基板１２の表面の銅箔のうち、送信アンテナ素子１１や接地導体１３を除く不要部分をエッチング処理によって腐食除去して成している。
送信アンテナＴは縦長Ｈ、横幅Ｗ（＝λ₀）の基板１２の中央に、一辺の長さがＬの正三角形の銅箔で成るアンテナ素子１０，１０を蝶ネクタイ状に頂部１０ａ，１０ａを対向させて送信アンテナ素子１１を形成している。この送信アンテナ素子１１を取り囲むように幅Ｆの接地導体（銅箔）１３を基板１２の側縁に沿って方形ループ状に設けて前後左右対称な形状に成している。尚、アンテナ素子１０，１０の頂部１０ａ，１０ａの間には僅かな隙間を設けて絶縁されており、この頂部１０ａ，１０ａに後述する給電線を半田付けする。
アンテナ素子１０の一辺の長さＬは基板１２の横幅Ｗの１／２、即ち、波長λ₀の１／２の長さとされ、アンテナ素子１０の頂部１０ｂ，１０ｂおよび頂部１０ｃ，１０ｃには接地導体１３との間に寄生振動を抑制するための抑制抵抗１４が半田付けされている。
接地導体１２の幅Ｆは基板１２上における配置の対象性を維持すれば特に制限されないが、後述するシールドケースへ取り付けた場合の導電性を考慮して、シールドケースの取付折曲面よりも幅Ｆが広くなるようにしている。
また、送信アンテナＴの縦長Ｈは特に制限されないが、送信アンテナ素子１１の縦方向全長に接地導体１３の幅Ｆの２倍の幅を加えた長さよりも長く設定される。
尚、接地導体１３上に設けられている開口１５は後述するようにアンテナ基板１をシールドケース２へ取付固定するためのネジの挿入口である。
図１８に示すように、シールドケース２は厚さｔが１．２ｍｍのアルミニウムを用い、縦長Ｈ、横幅２Ｗ（＝２λ₀）、奥行きＤを有する方形箱状に成されており、上部開口には開口側縁全周に渡って幅Ｆ’の折曲部２０が設けられている。この折曲部２０にはアンテナ基板１の接地導体１３が導電接触状態で取付固定されるもので、折曲部２０の幅Ｆ’が接地導体１３の幅Ｆよりも小さくなるように設定している。
奥行きＤは目的周波数ｆ₀の波長λ₀に対して、λ₀／４の整数倍、則ち、λ₀／４、２λ₀／４、３λ₀／４、４λ₀／４、・・・、ｎλ₀／４のいずれかの長さに設定されるもので、目的周波数ｆ₀の出力レベルが最大となるように奥行きＤの寸法をいずれかの長さに設定することができる。
また、シールドケース２の中央には縦方向へ奥行き全長に渡って送信アンテナＴと受信アンテナＲとの間の電磁結合を低減するためのアルミニウムを用いたシールド板（シールド隔壁）２１が設けられており、このシールド板２１によってシールドケース２を送信側Ｔ１と受信側Ｒ１に区分している。
尚、本実施例ではシールド板２１に厚さｔ１が２ｍｍのものを用いている。また、ネジ穴２２はアンテナ基板１を取付固定するネジを挿入するためのものである。
図１９（ａ）は、電磁波レーダアンテナＡＴ、則ち、アンテナ基板１をシールドケース２へ取り付けた状態を示す上面図、同図（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ矢視断面図、同図（ｃ）は（ａ）のＢ−Ｂ矢視断面図を示している。
アンテナ基板１を送信アンテナ素子１１および接地導体１３が設けられた面が下方になるようにして３本のネジ２３を用いてシールドケース２のネジ穴２２へ取付固定する。これにより、アンテナ基板１の接地導体１３が折曲部２０およびシールド板２１と導電接触した状態で固定される。
このように取り付けると、アンテナ基板１の送信アンテナＴがシールドケース２の送信側Ｔ１の開口部分を覆うように位置すると共に、アンテナ基板１の受信アンテナＲがシールドケース２の受信側Ｒ１の開口部分を覆うように位置する。
則ち、このアンテナＡＴではシールドケース２を含むアンテナ基板１で励起された電磁波をアンテナ基板１自体を透過させて前方に輻射するものである。
本実施例では、シールドケース２にアンテナ基板１を取付固定する前に、送受信ユニット、電磁波吸収材および給電線などが同時に組み込まれる。
以下に、これらの部材の組み込み手順を図２０の分解斜視図を参照して説明する。
図２０に示すように、シールドケース２にはシールド板２１で遮蔽された送信側Ｔ１と受信側Ｒ１に送信ユニット４０および受信ユニット５０と電磁波吸収材３０，３０とが収納され、アンテナ基板１が蓋をするように取付固定される。
アンテナ基板１の送信アンテナＴおよび受信アンテナＲには、アンテナ素子１０の頂部１０ａ，１０ａに給電線１６および給電線１７が接続されている。
則ち、給電線１６には同軸ケーブルが用いられ、芯線が一方のアンテナ素子１０の頂部１０ａに半田付けされると共に、シールド線が対向するアンテナ素子１０の頂部１０ａに半田付けされている。給電線１６の他端には高周波用のピンコネクタ１６ａが設けられ、このピンコネクタ１６ａを送信ユニット４０側のコネクタ４０ａに接続することにより、送信ユニット４０から送信アンテナ素子１１へ直流バイアスおよびインパルスの給電を行う。尚、送信ユニット４０にはコネクタ４０ｂが設けられており、コネクタ４１を接続することにより別置された信号処理ユニット（不図示）から電源や制御信号の供給を受ける。
同様に、給電線１７にも同軸ケーブルが用いられ、芯線が一方のアンテナ素子１０の頂部１０ａに半田付けされると共に、シールド線が対向するアンテナ素子１０の頂部１０ａに半田付けされている。また、給電線１７の他端にも高周波用のピンコネクタ１７ａが設けられ、このピンコネクタ１７ａを受信ユニット５０側のコネクタ５０ａに接続することにより、受信アンテナＲで捕らえた受信信号を受信ユニット５０側へ伝送する。受信ユニット５０にはコネクタ５０ｂが設けられており、コネクタ５１を接続することにより別置された信号処理ユニット（不図示）から受信同期信号や電源の供給を受けると共に、周波数変数された受信信号を送出する。
尚、シールドケース２には開口２ａ，２ｂが設けられ、送信ユニット４０および受信ユニット５０から導出される配線を貫通させて制御部側へ接続している。
このように、本発明の電磁波レーダアンテナＡＴは薄いアルミニウムで成されたシールドケース２にアンテナ基板１を取り付け、内部に送信ユニット４０および受信ユニット５０を収納しただけの軽量化された構造であり、従来の不要輻射対策を優先したアンテナに比べて極めて軽量である。
また、アンテナ基板１とシールドケース２とで成る共振性を有した構造によって信号のカップリング不良（自然波の検知不良）がなくなり、安定した送受信を行うことができる。
図２１は、送信ユニット４０から給電線１６を介して送信アンテナ素子１１へ伝送される信号を、横軸を時間、縦軸を電圧レベルとして示したものである。
本実施例では、給電線１６の芯線がシールド線に対して電圧Ｖｄを有するように直流バイアスが加えられている。則ち、対向したアンテナ素子１０、抑制抵抗１４および接地導体１３を介して直流バイアス電流が印加されている。
この状態で、給電線１６を介してインパルスＳをアンテナ素子１０同士の間に所定周期Ｔ₀毎に印加することにより、シールドケース２を含むアンテナ基板１から電磁波を輻射させている。
直流バイアスを印加することにより、送信ユニット４０側では直流バイアス電圧をインパルス状に制御駆動することで送信アンテナ素子１１へインパルスを印加することができ、回路構成が簡単となる。
図２２は、電磁波吸収材３０によって送信アンテナＴから輻射される特定の電磁波成分を吸収させる状態を模式的に示したものである。
電磁波吸収材３０は発泡材に導電性電波反射材を貼付した汎用のものを用いており、反射材における反射時の減衰を利用して効果的に減衰させるもので、吸収材３０の取付方向に応じて特定の偏波面の電磁波に対して大きな減衰特性を示す。
本実施例では、図２２（ａ）に示すようにシールドケース２の幅Ｗ方向へ電界を有する偏波成分Ｅ₀は吸収させず、図２２（ｂ）に破線で示すようにシールドケース２の縦Ｈ方向へ電界を有する偏波成分Ｅ１を実線で示す偏波成分Ｅ１’まで減衰させるように電磁波吸収材３０を配している。則ち、シールドケース２の縦Ｈ方向の偏波成分Ｅ１を有する電磁波には、目的周波数ｆ₀とは異なる不要周波数成分がある程度含まれることから、この不要周波数成分を吸収除去することによって一層不要輻射を低減させるようにしている。
図２３は、本実施例の電磁波レーダアンテナＡＴの送信アンテナＴから輻射され受信アンテナＲで捕らえられた電磁波を周波数スペクトラムアナライザで測定した結果を示すもので、目的周波数ｆ₀の成分が突出し、他の不要周波数成分が効果的に減衰していることが分かる。また、高レベルで輻射される周波数成分が離散しているため、受信ユニット側で受信帯域幅を適宜に選定することにより、例えば、目的周波数ｆ₀とは異なるｆ₀／２の周波数、或いは、２ｆ₀の周波数を受信して必要な計測処理を行うことも可能である。
図２４は、本実施例の電磁波レーダアンテナＡＴから輻射された電磁波のアンテナ基板１における反射波を受信ユニット５０で受信増幅した波形図である。図から分かるように、不要周波数成分が極めて低減されるので目的周波数ｆ₀に基づいた略正弦波状の歪みのない減衰波形を呈し、微少振幅に至るまで正確に復調されている。
図２５は、本実施例の電磁波レーダアンテナＡＴから輻射された電磁波の物体による反射波の受信波形を示したものである。図から分かるように、不要周波数成分が重畳されない受信信号であるので、Ｓ／Ｎ比に優れ反射波ＲＴの基点、終点および周期変動を明瞭に判別することができ、また、受信波形のピーク点（第１ピーク点或いは第２ピーク点など）Ｐの判別が容易となり、正確な校正および測定を行うことが可能である。
以上のように、本発明の電磁波探査機の受信信号処理方法によれば、携帯型、可搬型の探査機に不可避なアンテナと地表面との距離変動を簡単な信号処理によって補償することが可能となり、探査者の技量によらず安定した深度画像を表示させることができ精密な測定が可能となる。Technical field
The present invention relates to a received signal processing method and a received signal processing apparatus for an electromagnetic wave probe, and particularly has a feature in compensating for a distance variation between an antenna and a search target such as a ground surface during measurement of a portable electromagnetic wave probe. About things.
Background art
2. Description of the Related Art Conventionally, an electromagnetic wave probe that radiates electromagnetic waves from an antenna and receives and analyzes reflected waves from an object has been developed. This spacecraft is used for the purpose of exploring buried objects such as landmines.
This electromagnetic wave probe obtains the distance to an object based on the required time from when an electromagnetic wave is radiated until a reflected wave is received.
Recently, the development of portable and portable electromagnetic wave probes has been promoted, and this small electromagnetic wave probe is widely used for various purposes regardless of industrial use or consumer use.
Portable and portable spacecrafts are lightweight and easy to handle. However, it is difficult to keep the distance between the antenna of the spacecraft and the ground surface, and extremely complicated search images are generated due to this distance fluctuation, and it is difficult to analyze the search results.
FIG. 26 shows a received signal E captured by the antenna 201 when the distance between the antenna 201 (transmission / reception integrated type) of the spacecraft 200 and the ground surface G varies. ₀ , E ₁ Is shown using an amplitude axis (horizontal axis) and a time axis (vertical axis), and the depth direction of the ground is superimposed on the time axis and is schematically displayed. As shown in FIG. 26, when the distance between the antenna 201 and the ground surface G changes from d1 on the left side to d2 on the right side in the drawing as the distance between the antenna 201 and the ground surface G changes due to the change in the holding height of the spacecraft 200 by the operator. The entry phase of the radiated electromagnetic wave to the ground surface G varies.
Dielectric constant ε _r In the atmosphere (ε _r = 1) It is known as a basic characteristic of electromagnetic waves that the propagation speed is reduced and the wavelength is shortened as compared with the case of propagating 1). The attenuation factor of electromagnetic waves is the relative dielectric constant ε of the propagation medium. _r The higher the specific resistance ρ, the larger the value.
Therefore, the reflected wave of the electromagnetic wave before and after the distance variation is captured by the antenna 201, and these received signals E ₀ , E are superimposed, as shown in FIG. ₀ Phase difference between E and E ₀ And an amplitude difference and a reflected wave RT by the object Q ₀ , RT also produced a phase difference.
Such a phase difference and amplitude difference can be almost ignored when one waveform of a received signal that is sequentially received is updated and displayed each time it is received. That is, the time required for electromagnetic waves to propagate through the air by 10 cm is about 0.33 nsec. Therefore, the received waveform is a frequency variable, and the maximum display depth is set to 1.5 m when the maximum value on the time axis is 5 msec and the relative dielectric constant of the medium is 12 (embedded in a medium having a relative dielectric constant of 12). The time corresponding to the distance fluctuation of 10 cm is only 0.33 msec (ratio to the entire time axis: 6.6%), and the distance is 1.5 m. The distortion of the received waveform due to the fluctuation is slight.
However, as shown in FIG. 28, when the vertical axis represents the depth and the horizontal axis represents the cross-sectional image representing the number of scans (scan distance), a phase shift is accumulated for each received waveform as the distance varies. In spite of the inherently embedded object Q, a complicated sectional image deformed up and down is displayed.
For this reason, in order to accurately measure the shape and depth of the buried object, it is necessary to conduct the exploration while keeping the distance between the antenna and the exploration target as constant as possible. It was a major factor.
The dielectric constant (relative dielectric constant) of the medium in the ground is larger than that of the atmosphere, and the attenuation factor of electromagnetic waves in the ground is extremely large compared to that of the atmosphere. For this reason, compared with the case where it propagates in air | atmosphere, attenuation | damping of the electromagnetic wave which propagates in the ground is severe, and a propagation speed also falls. In other words, when electromagnetic waves having the same radiation power enter the ground from the atmosphere, a phase shift or amplitude difference occurs between the electromagnetic waves having a long atmospheric passage distance and the electromagnetic waves having a short atmospheric passage distance.
This can also be said for an electromagnetic probe that radiates electromagnetic waves and conducts exploration. When the distance between the antenna and the ground surface changes during exploration, the phase shift between the electromagnetic waves radiated every predetermined period A difference in amplitude will occur, which will hinder accurate measurement.
The inventors measured and analyzed the occurrence of phase shifts and amplitude differences of electromagnetic waves caused by distance fluctuations, and found that electromagnetic waves that entered the ground with distance fluctuations did not have phase deviations or amplitude differences. Although it occurs, it has been found that it propagates in the underground with substantially the same frequency (period) and showing substantially the same attenuation rate. Further, the present inventors have found by measurement that the received signal of the reflected wave of the electromagnetic wave has the same property.
Therefore, a method for correcting the phase shift between the received signals described above, a method for correcting the amplitude difference between the phase-corrected received signals, and a method for extracting the difference signal component between the amplitude-corrected received signals are studied. Thus, it was confirmed that these methods can be used alone or appropriately combined to perform stable measurement with compensation for distance fluctuation.
An object of the present invention made based on such knowledge is to enable stable and precise exploration measurement even when the distance between the antenna of the probe and the object to be explored varies.
Disclosure of the invention
The present invention is an electromagnetic wave probe that holds a plurality of reception signals at different search positions and analyzes the plurality of reception signals to perform a non-destructive search of a search target, and includes a transmission antenna and radiation from the transmission antenna. In a received signal processing method of an electromagnetic wave probe comprising a receiving antenna that receives a reflected wave of a received electromagnetic wave and a receiving unit that generates the received signal based on a detection signal of the receiving antenna, a predetermined peak of each received signal It has a step of performing phase correction on each received signal starting from a point. According to this, it is possible to remove a phase shift between a plurality of received signals that occurs in accordance with a variation in the distance between the antenna and the object to be searched, and even a portable electromagnetic wave explorer can be accurately used without requiring skill. It is possible to perform accurate exploration measurements.
The received signal processing method of the present invention further compares the amplitudes of a plurality of received signals at the starting point of phase correction, and sets a first amplitude correction coefficient given as a constant according to the ratio of the amplitudes to a predetermined received signal. A step of calculating can be included. According to this, even if an amplitude difference occurs in each received signal due to a change in the rush phase of the radiated electromagnetic wave to the search target due to a change in the distance between the antenna and the search target, the amplitude correction process causes the amplitude difference to occur. Can be compensated.
The method of the present invention may further include a step of calculating a second amplitude correction coefficient given as a function of time for the predetermined reception signal subjected to the phase correction. According to this, optimum amplitude correction can be performed for each phase (time) of the received signal. For example, the phase of the received signal corresponds to the depth of the search target, and the attenuation rate of the electromagnetic wave propagating in the search target is substantially constant regardless of the amplitude at the time of entry of the electromagnetic wave into the search target surface. By assigning a function corresponding to the reciprocal of the attenuation rate as the second coefficient, the signal level at a portion having a large depth can be amplified to facilitate discrimination and analysis.
Preferably, in the method of the present invention, a first amplitude correction coefficient given as a constant corresponding to a ratio of amplitudes of a plurality of received signals at a phase correction starting point and a second amplitude correction coefficient given as a function of time are obtained. And a step of calculating a predetermined received signal.
The calculation with the second amplitude correction coefficient is preferably performed after a predetermined phase of the received signal, more preferably after the start point of the phase correction. According to this, before the predetermined phase (phase correction start point), the amplitude correction by the second amplitude correction coefficient is not performed, and the amplitude fluctuation is intentionally left, so that the lift amount of the electromagnetic wave probe is increased. The change in the amplitude can be recognized by the operator, and for the exploration worker, the fluctuation in the amplitude can be used as a guideline for stabilizing the fluctuation in the lift amount.
The method of the present invention may further include a step of extracting a difference signal component between the reception signals subjected to the amplitude correction. According to this, even when the difference processing between the received signals before and after the change in the lift amount of the spacecraft is performed, the phase compensation and the amplitude compensation are performed before the difference processing. Changes in the structure in the object can be extracted as difference signal components having a high S / N ratio, and non-destructive exploration can be easily performed even by a skilled engineer by using a plurality of difference signals for each exploration position. .
The present invention also relates to an electromagnetic wave probe for holding a plurality of received signals at different search positions and performing a non-destructive search of a search target by analyzing the plurality of received signals, including a transmission antenna and the transmission antenna In a reception signal processing apparatus of an electromagnetic wave explorer, comprising: a reception antenna that receives a reflected wave of an electromagnetic wave radiated from a reception unit; and a reception unit that generates the reception signal based on a detection signal of the reception antenna. And a phase correction means for correcting the phase of each received signal starting from the peak point.
The received signal processing apparatus of the present invention can further include a predetermined amplitude correcting means. The amplitude correction means can be configured to compare the amplitudes of a plurality of received signals at the phase correction starting point and to calculate a first amplitude correction coefficient given as a constant according to the ratio of the amplitudes to a predetermined received signal. . Further, the amplitude correction means can be configured to calculate a second amplitude correction coefficient given as a function of time for the predetermined reception signal subjected to the phase correction. Preferably, the amplitude correction means includes a first amplitude correction coefficient given as a constant corresponding to a ratio of amplitudes of a plurality of reception signals at the phase correction starting point, and a second amplitude correction coefficient given as a function of time. It may be configured to calculate a predetermined received signal.
The calculation with the second amplitude correction coefficient can be performed for a predetermined phase or later of the received signal, and more preferably, the calculation with the second amplitude correction coefficient is performed by the phase correction. It is good to comprise so that it may be performed after the starting point.
The apparatus according to the present invention may further include difference signal extraction means for extracting a difference signal component between the reception signals subjected to the amplitude correction.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a received waveform diagram of a reflected wave caused by a distance variation.
FIG. 2 is a waveform diagram obtained by superimposing the reception waveforms shown in FIG.
FIG. 3 is a waveform diagram showing a state in which phase correction is performed on the received waveform shown in FIG.
FIG. 4 is a waveform diagram showing a state where amplitude correction is performed on the received waveform shown in FIG.
FIG. 5 is a waveform diagram showing a difference signal component of the reception waveform shown in FIG.
FIG. 6 is a graph showing amplitude correction data when amplitude correction is performed.
FIG. 7 is a graph showing the depth error and the sensitivity reduction that occur according to the distance variation.
FIG. 8 shows the electromagnetic wave probe of the present invention, where (a) is a plan view and (b) is a front view.
9A and 9B are explanatory diagrams of the display unit of the spacecraft. FIG. 9A is an overall front view of the display unit, FIG. 9B is a display screen in the A scope mode, and FIG. 9C is a display screen in the B scope mode. is there.
FIG. 10 is a block diagram showing a basic configuration of the spacecraft shown in FIG.
FIG. 11 is an explanatory diagram showing a method for configuring the relative permittivity of the spacecraft.
FIG. 12 is an explanatory diagram of a calibration operation unit that calibrates the dielectric constant.
FIG. 13 is a flowchart showing the received signal processing method of the present invention.
FIG. 14 is an explanatory diagram of a state in which scanning with distance variation is performed.
FIG. 15 is a display example when depth display is performed using the difference signal component of the received signal.
FIG. 16 is a display example when depth display is performed using a reception signal subjected to amplitude correction.
FIG. 17 is a front view of the antenna substrate of the antenna unit used in the probe of the present invention.
18A and 18B show a shield case to which an antenna substrate is attached. FIG. 18A is a plan view thereof, FIG. 18B is a front view thereof, and FIG. 18C is a side view thereof.
FIG. 19 shows an antenna unit used in the spacecraft of the present invention, (a) is a plan view thereof, (b) is a front view thereof, and (c) is a side view thereof.
FIG. 20 is an exploded perspective view showing the internal configuration of the antenna unit.
FIG. 21 is a waveform diagram of a power feeding signal fed to the transmitting antenna.
FIG. 22 is an explanatory diagram of an action of absorbing an electromagnetic wave having a specific polarization component by the electromagnetic wave absorbing material.
FIG. 23 is a frequency spectrum diagram of electromagnetic waves radiated from the antenna unit.
FIG. 24 is an explanatory diagram showing a received waveform of a reflected wave.
FIG. 25 is an explanatory diagram illustrating a reception waveform of a reflected wave including reflection on an object.
FIG. 26 is an explanatory diagram showing fluctuations in the received waveform when distance fluctuations occur.
FIG. 27 is a waveform diagram in which the reception waveforms shown in FIG.
FIG. 28 is an example of a cross-sectional image in the case where a search with a variation in distance is performed.
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
In a preferred embodiment of the present invention, a received signal processing method is for analyzing a received signal of a reflected wave from an electromagnetic wave object radiated from an antenna every predetermined period, and for performing a search. It is possible to have a step of performing phase correction on the received signal so as to remove a phase shift caused in accordance with a variation in distance from the search target.
Further, the received signal processing method performs first amplitude correction by calculating the first amplitude correction coefficient so as to reduce the amplitude difference between the received signals for a plurality of received signals subjected to phase correction. Can have steps.
In addition, the received signal processing method uses the amplitude correction data (second amplitude correction coefficient) indicated by the time axis and the predetermined amplification degree as the weight data for the received signal subjected to phase correction. The process of performing can be included. Furthermore, the method may include a step of extracting a difference signal component between reception signals subjected to amplitude correction.
Note that the exploration target in the present invention refers to a medium such as a ground or a wall in which buried objects such as landmines or earth pipes to be explored are buried, and the distance between the antenna and the exploration target refers to the antenna surface and the ground. It means the distance from the surface or wall surface, that is, the lift amount. The received signal has an alternating waveform that can be expressed in the form of a function of time and signal strength, with the time axis corresponding to the phase and the signal strength corresponding to the amplitude.
In order to perform phase correction on the received signal, the starting point for matching the phase in the received signal is specified. This starting point has little distortion (harmonic and subharmonic components) of the received signal, and the received signals It is preferable to use a predetermined peak point that can clearly grasp the phase difference. As this peak point, a phase point where the signal strength of the received signal becomes a maximum value may be used, or a phase point where the signal strength of the received signal becomes a minimum value may be used, or the absolute value of the signal strength of the received signal. May be used as a phase point where becomes a minimum value (that is, the signal intensity becomes 0). In addition, it is possible to specify a peak point by setting an appropriate extreme value condition.
As the antenna of the electromagnetic wave probe in the present invention, it is preferable to use an antenna having very few harmonics and subharmonic components with respect to the radiated electromagnetic wave having the target frequency. According to this, there is little distortion in the received signal, and it is easy to specify the starting point for matching the phases.
Here, assuming that the distance from the antenna to the ground surface is 10 cm and the frequency of the electromagnetic wave is 1.5 GHz (wavelength 20 cm), the phase is adjusted starting from the first maximum point (first peak point) of the received signal, If this starting point is considered to correspond to the antenna surface position, the minimum point (second peak point) of the received signal next to the maximum point substantially coincides with the position of the ground surface. In other words, if the electromagnetic wave frequency is set to a value lower than 1.5 GHz and the distance variation from the antenna to the ground surface is within 10 cm, the second peak point of the amplitude of the received signal always corresponds to the inside of the ground. It turns out that it becomes a position.
As described above, both electromagnetic waves before and after the change in the lift amount propagate while exhibiting substantially the same attenuation rate at substantially the same frequency (period), although there is a phase shift and an amplitude difference after entering the ground. . Therefore, it can be considered that fluctuations in the received signal due to distance fluctuations can be effectively compensated by focusing on the second peak point of the amplitude of the received signal and performing phase correction and amplitude correction.
In other words, by comparing the phases of the second peak points of the amplitudes of the two received signals to be compared to detect a phase difference, and performing phase shift by the detected phase difference on one received signal, these are obtained. Phase compensation of two received signals can be performed.
In order to perform such phase correction, it is necessary to store and hold at least one received signal received previously, and perform A / D conversion (analog / digital conversion) processing on the received signal. A configuration for storing as digital data can be adopted.
A / D conversion can be applied to a configuration conventionally used. For example, a predetermined time including an entire received waveform is sampled at an equal time interval of 512, and the sampled analog amplitude signal has a resolution of 12 bits. Processing such as conversion into digital amplitude data can be performed.
In the present embodiment, since the fundamental frequency of the amplitude electromagnetic wave is extremely high (approximately 1 GHz), it is preferable to perform sampling on the received signal by converting the frequency of the received signal to reduce the frequency.
In this way, by performing phase correction to match the phase of the second peak point of the amplitude in the received signal, even if the antenna has some distance fluctuation with respect to the ground surface, the phase shift between the received signals is compensated. Thus, a cross-sectional image generated from a large number of received signals can be prevented from becoming a complex image.
Even if only the phase correction is performed on the received signal, the effect of compensating for the variation in distance is exhibited. However, as described above, since the attenuation rate in the atmosphere is significantly different from that in the ground, an amplitude difference between the received signals is generated due to the fluctuation of the inrush phase to the ground surface. Accordingly, the compensation effect for the distance variation is further increased by performing the amplitude correction so as to reduce the amplitude difference with respect to the phase-corrected received signal.
As a method for performing amplitude correction, a first amplitude correction is performed in which a second peak point of amplitude in a received signal is compared, and a weighting coefficient (first amplitude correction coefficient) corresponding to the amplitude ratio is calculated for the entire received signal. Can be taken.
When the first amplitude correction is performed, a weighting factor can be calculated for a received signal having a large amplitude to match the received signal having a small amplitude. Conversely, a weighting factor can be calculated for a received signal having a small amplitude to match the received signal having a large amplitude, and in this case, the amplitude of the entire waveform can be increased.
It is also possible to fix the previous received signal as a reference and perform amplitude correction on the entire received signal so that the amplitudes of the second peak points coincide with each other.
As described above, by performing signal processing using the reception signal subjected to the phase correction and the first amplitude correction, it is possible to obtain a clear underground cross-sectional image in which the distance variation is effectively compensated.
In the first amplitude correction described above, a uniform weighting factor is calculated for the received signal. However, since the attenuation rate of the received signal varies with the passage of the reception time, more accurate correction can be performed by performing amplitude correction according to the passage of time.
In other words, by performing the second amplitude correction using the amplitude correction data (second amplitude correction coefficient) indicated by the time axis and the predetermined amplification degree as the weight data for the received signals, the received signals accompanying the phase correction are Can be further suppressed.
The second amplitude correction described above may be performed using one type of amplitude correction data, but one of a plurality of amplitude correction data having characteristics with different amplification factors with respect to the time axis is appropriately selected. Thus, it is possible to perform optimum amplitude correction by appropriately selecting amplitude correction data according to the amplitude of the received signal.
The first amplitude correction and the second amplitude correction can be applied independently to the reception signal subjected to the phase correction, but can also be applied in combination.
Further, the first and second amplitude corrections described above can be performed on the entire waveform of the reception signal subjected to the phase correction, but can also be performed on all signal components after a predetermined phase of the reception signal. Is possible.
For example, amplitude correction may be performed on all signal components after the second peak point of the amplitude of the received waveform subjected to phase correction. According to this amplitude correction, the processing is simplified because the amplitude correction for the signal component before the second peak point is unnecessary.
Note that, in the portion where the amplitude correction before the second peak point of the amplitude in the received signal is not performed, an amplitude difference occurs between the received signals, and the depth image is blurred. However, when scanning the probe, if the antenna surface is set to the first peak point of the amplitude of the received signal, the second peak point corresponds to the vicinity of the ground surface in the ground and does not particularly hinder the exploration of the buried object. . Rather, since the fluctuation of the depth image occurs according to the distance fluctuation between the antenna and the ground surface, it becomes a standard for holding and scanning the probe so that the fluctuation does not occur.
By the way, it is possible to extract a difference signal component between reception signals subjected to amplitude correction and display a cross-sectional image based on the extracted difference signal component.
By extracting the difference signal component of the reception signal subjected to the above-described phase correction and amplitude correction, only the difference signal component in a state where the variation between the reception signals due to the distance variation is corrected is extracted.
In other words, the difference signal component corresponds only to a change in physical properties (change in relative permittivity) of the underground object. In particular, since the in-phase component noise is effectively removed by extracting the difference signal component and a minute signal can be detected, a minute difference in the buried object can be detected.
By displaying the depth image using the extracted difference signal component, it is possible to display an easy-to-understand depth image in which only boundaries with different physical properties are displayed. Thereby, it is possible to suitably perform a boundary search of an object having a close relative dielectric constant or a search when a buried object is limited to some extent.
Also in this case, if the difference signal component is extracted without performing amplitude correction before the second peak point of the amplitude of the received signal, the depth image fluctuates, but it becomes an indication of distance variation and does not hinder measurement.
When performing underground exploration, the signal processing method of the present invention can compensate for distance fluctuations in the range of 5 cm above and below at a position approximately 5 cm from the ground surface. In other words, the depth error and the sensitivity decrease due to the distance variation tend to deteriorate with the distance variation of about 5 cm as a boundary. For this reason, the use of the above range is preferable, but the specification is sufficient for practical use, and precise measurement is possible regardless of the skill of the probe scanning.
In addition, the present invention can be implemented as a received signal processing apparatus equipped in an electromagnetic wave explorer that radiates an electromagnetic wave every predetermined period and analyzes a received signal by a reflected wave of an object to perform a search. The received signal processing apparatus of the present invention can be configured to include phase correction means for correcting the phase of the received signal so as to remove the phase shift caused by the variation in the distance between the antenna and the search target. .
The reception signal processing apparatus of the present invention can be configured by using an analog processing circuit, but can be configured by a digital processing circuit including a CPU and a RAM and a ROM necessary for its processing operation. The above method can be realized by the program processing.
For example, the amplitude of a predetermined time including the entire received waveform is sampled at 512 equal time intervals by an A / D conversion operation processed by the CPU, and stored and held as digital data having a resolution of 12 bits. Thus, one received signal data is stored as 512 amplitude data arranged in order.
In the present embodiment, since the frequency of the radiated electromagnetic wave is extremely high (approximately 1 GHz), it is difficult to directly A / D convert the detection signal of the antenna. In view of this, it is possible to generate a low-frequency received signal based on the antenna detection signal by the receiving unit and perform A / D conversion on the received signal with the reduced frequency.
The phase correction by the phase correction means can be configured to perform phase correction starting from a predetermined peak point between received signals.
This phase correction can be performed by digitally processing the received signal data stored in the received signal processing device.
For example, amplitude data arranged in received signal data to be phase-corrected are sequentially searched, and amplitude data whose absolute value is, for example, the second peak point and its data number are determined.
Next, the data number of the second peak point in the received signal whose phase is shifted is matched with the data number of the second peak point in the reference received signal, and the received signal data is associated with the reference received signal. Then, the amplitude data of the received signal deviating from the front end or the rear end of the reference received signal data number is deleted, and the amplitude data does not exist within the range of the front end and rear end of the reference received signal data number. Adds empty amplitude data to the number. Thus, the received signal data is composed of new 512 amplitude data.
With the above data processing, the phases of the second peak points of the amplitudes of the received signals can be matched.
The reception signal processing apparatus includes a first amplitude correction unit that performs amplitude correction on a plurality of reception signals subjected to phase correction so as to reduce an amplitude difference between the reception signals. ing.
The first amplitude correction means can also be executed by digitally processing the received signal data stored in the received signal processing device in the same manner as the phase correction means.
In other words, in the received signal data composed of the amplitude data arranged in order, the amplitude of the received signal can be corrected by performing predetermined arithmetic processing on the amplitude data for each data number by the program processing by the CPU.
For example, the amplitude of the second peak point is compared between the received signal to be subjected to amplitude correction and the reference received signal, and a weighting coefficient (first amplitude correction coefficient) corresponding to the amplitude ratio is applied to all amplitude data. The first amplitude correction can be executed by calculation.
In the amplitude correction by the first amplitude correcting means, a weighting factor is calculated for a received signal having a large amplitude and adjusted to a received signal having a small amplitude, or conversely, a weighting factor is calculated for a received signal having a small amplitude. It is also possible to adjust to a large received signal.
The received signal processing apparatus uses a second amplitude correction coefficient indicated by a time axis and a predetermined amplification degree (that is, given as a function of time) as weight data for the received signal subjected to phase correction. The second amplitude correction means for performing the amplitude correction is provided.
Similarly to the first amplitude correction means, the second amplitude correction means can be executed by digitally processing the received signal data stored in the received signal processing device.
In other words, the amplitude data and amplitude correction data arranged in the order of the data numbers are compared with the data numbers and the time data, and the amplification degree of the second amplitude correction coefficient is set to the amplitude data for each data number by the program processing by the CPU. By performing arithmetic processing, the second amplitude correction can be performed on the received signal.
The first and second amplitude correction means may be configured to perform amplitude correction on all signal components after a predetermined phase within the first period of the received signal.
For example, the amplitude correction can be performed only for the signal components after the second peak point of the amplitude of the received signal as a reference for performing the phase correction.
Furthermore, the received signal processing apparatus can comprise a difference signal extracting means for extracting a difference signal component between the received signals subjected to amplitude correction. This difference signal extracting means can be executed by digitally processing the received signal data stored in the received signal processing apparatus, as in the amplitude correcting means.
That is, the difference signal component extraction process can be performed by calculating the difference of the amplitude data for each identical data number between the reception signal data that has already undergone the phase correction and the amplitude correction.
Next, an electromagnetic wave radar antenna that can be suitably used in the electromagnetic wave probe of the present invention will be described.
This antenna has a configuration in which a transmission antenna element that receives an impulse output from a transmission unit and radiates an electromagnetic wave is attached to a shield case, so that the frequency of the electromagnetic wave radiated from the transmission antenna element matches the target frequency. The dimensions of the transmitting antenna element and the shield case are related to the wavelength of the target frequency. Here, the target frequency is a frequency determined in advance when designing the electromagnetic wave radar antenna, and determines the dimensional relationship of the antenna to radiate the target frequency.
The electromagnetic wave radar antenna intermittently radiates electromagnetic waves having a target frequency in a band of approximately 300 MHz to 3 GHz by supplying impulses to the transmitting antenna element. In analyzing the radiation frequency component in such an ultra-high frequency band, it is impossible to discuss the transmission antenna element alone, but a distributed constant circuit with an integral structure including the transmission antenna element, a shield case and a feeder line, etc. Should be analyzed equivalently.
However, the inductance component and capacitance component of such a distributed constant circuit fluctuate due to slight differences in the shape and material of the antenna element, shield case, etc., and the fluctuation factor increases due to the addition of stray capacity due to feeder lines and the like. . In addition, it is difficult to analyze an equivalent distributed constant circuit because the electromagnetic wave itself is a transient phenomenon that is excited not by a repetitive signal but by an impulse.
Therefore, the present inventors have made various studies on the shape of the antenna element and the shape of the shield case in order to match the frequency component of the electromagnetic wave radiated from the transmitting antenna to the target frequency and to reduce the frequency component outside the target as much as possible. added. As a result, it has been found that unnecessary radiation is reduced while increasing the output level of the target frequency by giving a predetermined relationship between the shape of the transmitting antenna element and the shield case.
In other words, the present inventors have succeeded in forming a distributed constant circuit having an integral structure capable of amplifying an electromagnetic wave component of a target frequency and attenuating an electromagnetic wave component of a frequency other than the target frequency by giving a predetermined relationship to the size and shape.
When applying the impulse to the transmitting antenna, a stable high output can be obtained by applying a DC bias to the transmitting antenna element in advance, but the impulse is applied without applying a bias. It is also possible to do.
According to this electromagnetic wave radar antenna, since unnecessary radiation components are extremely low, countermeasures against unnecessary radiation for complying with the regulations of the Radio Law may be minimal. In other words, it is not necessary to take a measure against large unnecessary radiation such as increasing the thickness of the shield case or covering it with a thicker housing from the outside of the shield case. As a result, the cost can be reduced and the weight of the antenna alone can be reduced to about 1/10 as compared with the conventional case, and the antenna can be suitably used for a probe that requires portability and portability.
Moreover, since there are few unnecessary radiation components, the signal-to-noise ratio (S / N ratio) of the received signal is improved. As a result, it is not necessary to use a high gain logarithmic amplifier or the like to separate and extract signal components close to the noise level, and a sufficient signal level and S / N ratio can be ensured only by using a normal linear amplifier. Be simple and stable.
Furthermore, since the S / N ratio of the received signal is high and the distortion of the received signal is reduced, the reception base point using the first peak point of the received waveform can be accurately calibrated. In addition, since the S / N ratio of the received signal is high and a minute signal is not lost due to being buried in the noise component, it is possible to easily process and output a change in frequency (period) over time of the entire received wave including the reflected wave. Thus, precise physical property discrimination of an object through which electromagnetic waves pass can be performed.
This enables accurate measurement regardless of the user, as well as exploration of objects and strata that could not be performed in the past and water leakage detection, expanding the purpose of use regardless of industrial or consumer use. Is done.
The principle of physical property discrimination will be briefly described. The relative permittivity of an object through which an electromagnetic wave passes is proportional to the square of (light speed / electromagnetic wave propagation speed). As a result, the velocity of the electromagnetic wave passing through the object (the period of the electromagnetic wave) is calculated from the received wave, and the relative permittivity of the passing object is obtained, so that the physical properties are identified and the object is specified based on the obtained relative permittivity. It becomes possible.
According to this electromagnetic wave radar antenna, the electromagnetic wave component of the target frequency among the impulse components fed to the transmitting antenna element is enhanced and the electromagnetic wave component of the non-target frequency is attenuated. In this case, the output level of subharmonic components and harmonic components such as 1/2 or 2 times the target frequency is increased in addition to the target frequency due to the resonance of the distributed constant circuit corresponding to the transmitting antenna element or shield case. To do.
Therefore, it is possible to adopt a configuration in which the signal processing is performed by setting the frequency bandwidth so that the receiving unit selectively receives only one of these frequencies.
It is desirable to use a conductive material for the transmitting antenna element, the ground conductor, and the shield case, that is, a material intended to guide current in a state where power loss is small.
As such a conductive material, copper, aluminum, an aluminum alloy, or the like is preferable in consideration of conductivity, mechanical strength, workability, economy, and the like.
A conductor formed by applying a conductive paint or the like on the surface of a non-conductive material can also be used for a shield case or a transmitting antenna element.
The transmitting antenna element preferably has a structure in which a conductive foil is provided on a substrate such as a phenol resin or an epoxy resin. For example, the transmitting antenna element made of a copper plate or the like is provided with an insulator near the opening side of the shield case. It is possible to adopt various modes such as a structure that uses and supports the space.
This electromagnetic wave radar antenna includes an antenna substrate having a transmission antenna element that receives an impulse output from a transmission unit and radiates an electromagnetic wave, and a hollow rectangular shield case that covers the surface of the substrate on which the transmission antenna element is provided It is reasonable to have a configuration comprising
The transmitting antenna element is formed on the antenna substrate with a pair of isosceles triangular conductive foils facing each other in a bow tie shape, and the substrate has a rectangular grounding conductor foil made of conductive foil of a predetermined width so as to surround the transmitting antenna element. It can be formed in a loop shape so as to be symmetrical in the front-rear and left-right directions. In addition, the length of the base or side of the isosceles triangle of the transmitting antenna element can be set to approximately ½ wavelength of the target frequency.
Here, the isosceles triangle includes an equilateral triangle, and particularly preferably, the transmitting antenna element is formed by a pair of equilateral triangular conductive foils, and the side length of the equilateral triangle is approximately ½ wavelength of the target frequency. It is good to set to.
On the other hand, the dimension of the shield case in the direction orthogonal to the direction in which the elements of the isosceles (equilateral triangle) facing the transmitting antenna element are arranged is set to approximately the same length as the wavelength of the target frequency, and the depth of the shield case is set. The dimension is set to a length that is an integral multiple of a quarter wavelength of the target frequency.
Among these dimensional relationships, if the depth dimension of the shield case is changed to 1/4 wavelength, 2/4 wavelength, 3/4 wavelength, 4/4 wavelength, etc. of the target frequency, the output level of the target frequency Was found to have a peak near a particular depth dimension.
This is because the stored energy (resonant energy) by the distributed constant circuit consisting of an integral structure of the shape of the transmitting antenna element, the shape of the shield case, and the shape of the ground conductor with respect to the wavelength of the target frequency is the target frequency at a predetermined depth dimension. It is thought to be the maximum for Thereby, an optimal radiation level can be obtained by appropriately changing the depth dimension.
The inventors have made a plurality of prototype transmission antennas having the same target frequency in accordance with the dimensional relationship described above, and found that the difference in the target frequency of electromagnetic waves radiated from each antenna is not limited regardless of variations in the routing of wiring such as feeder lines. It was also found that reproducibility was excellent with almost no occurrence. As a result, there is no variation in the target frequency for each device, and the circuit configuration that eliminates the trouble of adjusting the receiving unit (reception unit) for each device is simplified and stable, and the manufacture is facilitated.
As described above, the frequency of the electromagnetic wave radiated from the transmitting antenna of the present invention is a specific frequency (target frequency) between approximately 300 MHz and 3 GHz, and belongs to the microwave band. Therefore, for example, when aluminum or the like is used as the shield case, the thickness of the material affects the distribution constant. The inductance component when electromagnetic waves are distributed in the shield case increases as the material thickness decreases and decreases as the material thickness increases. For this reason, it is desirable to correct the dimensions of the antenna shape of the present invention according to the thickness of the shield case or the thickness of the conductive foil of the transmitting antenna element. In other words, when a shield case with a thin material thickness is used, it is possible to easily match the target frequency by increasing the correction value as compared with the case where a thick shield case is used.
It is desirable to provide a suppression resistor that suppresses parasitic radiation of electromagnetic wave components other than the target frequency between the transmitting antenna element of the antenna substrate and the ground conductor. By appropriately setting the value of the suppression resistor, it is possible to effectively reduce the output level of the frequency band outside the target while suppressing a decrease in the output level of the target frequency. Thereby, the S / N ratio in the received wave is further improved.
Moreover, it can be set as the structure which has arrange | positioned the electromagnetic wave absorber in the inside of a shield case so that the electromagnetic wave component which has a specific polarization plane among the electromagnetic wave components excited inside the shield case containing a transmission antenna element may be absorbed and attenuated.
The present inventors, among electromagnetic waves radiated from a transmitting antenna element, have an undesired frequency component in an electromagnetic wave having an electric field component (polarization plane) in a direction in which opposing isosceles triangle (regular triangle) elements are arranged. Has been found to contain a relatively large amount. For this reason, by attenuating the electromagnetic wave component having the plane of polarization with an electromagnetic wave absorber, the electromagnetic wave having a frequency component that is not intended to be radiated can be further reduced, and the S / N ratio in the received wave can be further improved. Can do.
In addition, as the electromagnetic wave absorbing material, a general-purpose material in which a conductive radio wave reflecting material is attached to a foam material or the like can be used, and attenuation and absorption can be effectively performed using attenuation during reflection.
The electromagnetic wave radar antenna may have a transmitting antenna element and a receiving antenna element as separate bodies, but can also be integrally formed.
In other words, on the antenna substrate, the transmitting antenna element and the receiving antenna element having the same shape as the element are formed symmetrically including the ground conductor, and the shield case is electromagnetically coupled between the transmitting antenna element and the receiving antenna element. It can be set as the structure provided with the shield partition for shielding.
According to the electromagnetic wave radar antenna integrated with the transmission / reception, the electromagnetic coupling between the transmission antenna side and the reception antenna side is reduced by the shield partition provided in the shield case, so that the transmission / reception antenna is small and lightweight while maintaining the above-mentioned characteristics. It is easy to manufacture and suitable for devices that require portability.
Next, specific examples of embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a time axis (horizontal axis) of a received signal generated by the receiving unit 50 based on a detection signal of a reflected wave received by the receiving antenna R of the electromagnetic wave radar antenna AT of the probe 70 shown in FIGS. And a received waveform using the amplitude axis (vertical axis) and schematically showing the depth from the ground surface G.
The electromagnetic wave radar antenna AT is integrally incorporated with the transmitting antenna T and the receiving antenna R adjacent to each other, and the detailed structure will be described later. FIG. 1 shows that the distance between the antenna AT and the ground surface G is d. ₀ It shows a state that fluctuates from d to d.
When the surface of the antenna AT is a point where the amplitude of the reception signal when the electromagnetic wave is radiated toward the air is the maximum (first peak point), the antenna AT is brought close to the ground surface G to radiate the electromagnetic wave. As shown in the received waveform shown in FIG. 1, the first peak point P of the amplitude is affected by the ground G. ₀ ', P' slightly causes a phase shift on the ground surface G side.
The second peak point P ₀ , P are both dielectric constants ε _r Is located in a substantially constant ground, the received signals after the second peak point are attenuated at substantially the same period and at substantially the same attenuation rate.
FIG. 2 shows the distance d between the antenna AT and the ground surface. ₀ Received signal E at ₀ And the received signal E at the distance d, respectively, the starting point R of the received signal ₀ Are overlapped with each other. As can be seen from the figure, the received signal E is accompanied by the variation in the distance between the antenna AT and the ground surface G. ₀ And the received signal E is a second peak point P of each amplitude. ₀ And φ at P ₀ This causes a phase shift.
(Phase correction)
In this embodiment, first, this phase shift φ ₀ The received signal E ₀ The received signal E is phase corrected.
That is, as shown in FIG. 3, the second peak point P ₀ , The entire received signal E is phase-shifted in the time axis direction so that the phase of the second peak point P matches. As a result, the received signal E after the second peak point. ₀ And the received signal E have substantially the same phase and have an attenuation waveform having a slight amplitude difference.
On the other hand, before the second peak point, the received signal E ₀ The period of the reception signal E becomes relatively long because the atmospheric passage time of the reception signal E is short and the atmospheric passage time of the reception signal E is long.
In this way, the received signal E can be obtained only by matching the phase of the second peak point of the amplitude. ₀ The signal fluctuation accompanying the distance fluctuation of the received signal E with respect to can be greatly suppressed. Therefore, a stable cross-sectional image can be displayed even if the received signal E subjected to only phase correction is processed.
Compensation in which signal fluctuation due to distance fluctuation is further suppressed can be performed by further performing amplitude correction on the phase-corrected received signal.
(Amplitude correction)
As shown in FIG. ₀ Second peak point P at ₀ Is the amplitude L ₀ The amplitude of the second peak point P in the received signal E subjected to the phase correction is L, and the amplitude L is the amplitude L because the entry phase into the ground having a large attenuation rate is delayed. ₀ Bigger than.
The first amplitude correction in this embodiment is the small amplitude L ₀ To match the large amplitude L with the received signal E ₀ The amplitude is corrected to increase.
That is, the amplitude ratio (L / L ₀ ) As weight data (first amplitude correction coefficient) ₀ Second peak point P ₀ By performing arithmetic processing on all subsequent signal components, the received signal E ₀ Increase the amplitude of. As a result, as shown in FIG. ₀ , P and subsequent received signals E ₀ And the amplitude difference of E is greatly reduced.
That is, the second peak point P ₀ , P and subsequent received signal amplitude differences are reflected waves E caused by changes in buried objects. ₀ Only the portions 1 and E1 are provided, and a harmful amplitude difference due to the distance variation is effectively suppressed.
Thus, the received signal E accompanying the distance variation ₀ And the second peak point P of E ₀ , P and subsequent unnecessary amplitude differences are removed, so that a clear depth image can be displayed.
The second peak point P of the amplitude in the received signal ₀ , P before the phase correction, the phase shift remains even at the stage of phase correction, and the effect of amplitude correction is low. For this reason, blurring occurs in the generated image, but this fluctuation decreases according to the reduction in the distance fluctuation. Therefore, the probe 70 can be scanned using the occurrence of fluctuations as a guideline for the occurrence of distance fluctuation.
In this first amplitude correction, the second peak point P ₀ , P amplitude ratio (L / L ₀ ) Only as a weighting function, it is also possible to perform more accurate amplitude correction taking into account the attenuation rate according to the passage of time of the received signal.
In other words, the received wave exhibits a specific attenuation corresponding to the passage of propagation time in the medium except for the portion of the reflected wave due to the buried object. Therefore, it is preferable to perform amplitude correction according to the propagation time.
In the present embodiment, as shown in FIG. 6, a plurality of second amplitude correction coefficients given as a function of time are prepared in advance, and each coefficient is associated with a form of a functional expression or time and a predetermined amplification degree. Stored in a storage medium such as a memory in the form of a reference table, and appropriately selecting one of the plurality of second amplitude correction coefficients and using the selected second amplitude correction coefficient as weight data. The second amplitude correction described above is included together with the first amplitude correction.
That is, the received signal E ₀ And the second peak P of the received signal E ₀ , P amplitude ratio (L / L ₀ ) And the received signal E ₀ And the time axis of the normal amplitude correction data are made to correspond to each other, and a predetermined amplification degree corresponding to each time axis is derived by the second amplitude correction coefficient, and the amplitude ratio (L / L at the second peak point). ₀ ), And the predetermined amplification degree and the amplitude ratio are received signals E after the second peak point. ₀ Amplitude correction is performed by performing arithmetic processing. This makes it possible to perform more accurate amplitude correction in consideration of the time axis attenuation rate.
As shown in FIG. 6, when the amplitude of the received signal is even lower, it is possible to perform amplitude correction suitable for signal processing by applying appropriate high amplitude correction data.
(Difference signal component extraction)
As shown in FIG. 4, received signals E and E that have been subjected to amplitude correction. ₀ For the difference signal component.
That is, the received signal E to the received signal E ₀ As shown in FIG. ₀ Only the difference signal component E ′ of the received signal E is extracted.
This difference signal component E ′ is the received signal E ₀ And E are only signal components generated in accordance with the change of the buried object (change of relative dielectric constant).
By displaying the depth image using the difference signal component E ′, it is possible to perform a clear display corresponding to only the change point of the physical property of the embedded object. The difference signal component E ′ is stored and held for each of a plurality of search positions with a predetermined horizontal interval, and a cross-sectional image is generated and displayed using the plurality of difference signal components E ′. Thus, it is possible to efficiently search for an object having a close relative dielectric constant, which has been difficult in the past.
FIG. 7 is a graph showing a result of measuring a depth error and a sensitivity change caused by the distance variation between the antenna AT and the ground surface G.
As can be seen from the figure, when the distance fluctuation exceeds approximately 5 cm, the distance ratio between the atmosphere through which the electromagnetic wave passes and the ground increases, and the depth error of the received waveform increases sharply when phase correction or amplitude correction is performed. . Moreover, since the sensitivity difference in the ground increases as the distance variation approaches 5 cm, it becomes difficult to compensate. For this reason, the received signal processing method of the present embodiment corresponds to distance fluctuations in a range of approximately 5 cm within the vertical direction, and is preferably used within a range of 5 cm above and below the ground surface 5 cm.
Next, an embodiment of the electromagnetic wave probe 70 of the present invention will be described.
The electromagnetic wave probe 70 shown in FIG. 8 is basically based on a one-handed portable search. An electromagnetic wave radar antenna AT is provided at the lower end of the pipe shaft 71 having a substantially “h” shape, and is provided at the upper end side. Further, the arm is passed through the arm holder 76 so that the grip 75 is gripped and held with one hand.
A signal processing unit 73 is provided on the shaft 71 above the electromagnetic wave radar antenna AT, and a central processing unit 72 having a CPU is provided on the upper end of the shaft 71. Further, a display unit 74 using a color liquid crystal display is provided at the tip of the grip 75 so that the setting for exploration and the measurement result can be easily seen.
Note that a counterweight 77 for balancing the weight is attached to the end of the central processing unit 72 to facilitate holding the probe 70 with one hand. Further, the pipe shaft 71 can be variably set by the shaft adjusting section 78, and can be optimally set according to the height of the explorer.
FIG. 9A shows the display unit 74 of the probe 70. The display unit 74 includes a liquid crystal display 74a made of color liquid crystal provided with a touch panel 74b, and an operation switch 74c for performing operations such as power-on (start) and power-off (stop).
In the liquid crystal display 74a, the search result can be switched and displayed in various modes or various settings can be performed by operating the touch panel 74b according to the display.
The probe 70 of the present embodiment has various display modes based on the received waveform, and examples of the display mode particularly relevant to the present invention include the A scope mode and the B scope mode.
In the A scope mode, as shown in FIG. 9B, a single received signal is displayed as a received waveform having a time axis and an amplitude axis.
In the B scope mode, as shown in FIG. 9C, a plurality of received signals are signal-processed, the relative permittivity for each depth is obtained based on the period of each received signal, and the horizontal axis represents the number of scans (scan distance). And a color cross-sectional image corresponding to the relative permittivity is displayed on the screen with the vertical axis as the depth.
FIG. 10 is a block diagram showing a basic configuration of the spacecraft 70 of the present embodiment, and parts corresponding to those in FIG.
The antenna AT has a configuration in which a transmission unit 40 and a reception unit 50, and a transmission antenna T and a reception antenna R formed on the same substrate are built in a shield case (not shown).
The transmission unit 40 feeds an impulse and a bias to the transmission antenna T, and the reception unit 50 uses the reception synchronization signal transmitted from the signal processing unit 73 to detect the detection signal of the reflected wave captured by the reception antenna R. An operation of amplifying and outputting the received signal having a low frequency after frequency conversion is performed. Details of the antenna AT will be described later.
The signal processing unit 73 includes an analog circuit unit 73a that is connected to the antenna AT and performs analog signal processing. The analog circuit unit 73a receives a control signal transmitted from the central processing unit 72 and sends a pulse signal or the like for generating an impulse to the transmission unit 40 of the antenna AT. The analog circuit unit 73a receives a control signal transmitted from the central processing unit 72, sends a reception synchronization signal to the reception unit 50 of the antenna AT, and pre-processes the reception signal transmitted from the reception unit 50. Transmit to the central processing unit 72. In this embodiment, one reception signal radiates an impulse electromagnetic wave 1024 times from the transmission antenna, samples the detection signal of the reception antenna 1024 times while synchronizing with this radiation timing and delaying it little by little, and these sampling signals Can be generated by detecting the envelope value. Even if the center frequency of one impulse electromagnetic wave is 1 GHz, for example, the received signal is frequency-converted into an AC waveform having a center frequency of about several MHz to several tens of MHz by the sampling process. Such sampling processing is performed by the receiving unit 50, and the processed received signal is output from the receiving unit 50 to the signal processing unit 73.
The central processing unit 72 includes a digital circuit unit 72a that performs digital processing using a CPU, and an I / F circuit 72b that transmits and receives data to and from an IC card 79 for storing data such as received signals. Yes.
The digital circuit unit 72a performs A / D conversion (analog / digital conversion) on the received signal transmitted from the signal processing unit 73 and stores it as digital data. Then, necessary signal processing is performed by executing digital processing on the stored received signal data, and the signal-processed data is transmitted to the display unit 74 for display. Further, the digital circuit unit 72a stores necessary sample data in the IC card 79 which is an external storage medium via the I / F circuit 72b, and reads the stored data from the IC card to perform signal processing.
The IC card 79 is configured using a RAM that holds data such as a button battery or an EEPROM that does not require a backup power source, and has a memory capacity of 2 MB, 4 MB, 8 MB, or 16 MB depending on the amount of data to be stored. Things are available.
Here, the received signal processing apparatus of the present embodiment is configured with the central processing unit 72 as the center, and the phase correction means, the amplitude correction means, and the difference signal extraction means are executed by the digital circuit unit 72 a of the central processing unit 72. This is realized by digital processing by a program to be executed. Accordingly, the received signal processing apparatus is given the same reference numeral as being included in the digital circuit unit 72a.
The predetermined time including the entire received signal waveform is sampled at 512 equal time intervals by A / D conversion operation digitally processed by the digital circuit unit (received signal processing device) 72a, and stored as digital data having a resolution of 12 bits. Hold. Thus, one received signal data is stored as 512 amplitude data arranged in order. In this embodiment, since the frequency of the detection signal of the receiving antenna is extremely high (approximately 1 GHz), it is difficult to directly perform the sampling for the A / D conversion on the detection signal. In this case, the received signal is reduced in frequency by the receiving unit, and the received signal is sampled.
The phase correction by the phase correction means is performed by digitally processing the received signal data stored in the digital circuit 72a by the CPU. In other words, the amplitude data arranged in order among the received signal data to be phase-corrected are sequentially searched, and the amplitude data whose absolute value is the second peak point and its data number are discriminated.
Next, the data number of the second peak point in the received signal whose phase is shifted is matched with the data number of the second peak point in the reference received signal, and the received signal data is associated with the reference received signal. Then, the amplitude data of the received signal deviating from the front end or the rear end of the data signal of the reference received signal is erased, and the amplitude data does not exist within the range of the front end and the rear end of the data number of the reference received signal Adds empty amplitude data to the number. Thus, the received signal data is composed of new 512 amplitude data. With the above data processing, the phases of the second peak points of the amplitudes of the received signals can be matched.
Similarly to the phase correction means, the first and second amplitude correction means are executed by digitally processing the received signal data stored in the digital circuit section 72a by the CPU.
In this embodiment, the received signal E to be subjected to amplitude correction and the reference received signal E ₀ The first amplitude correction is executed by comparing the amplitudes of the second peak points at and and calculating the weighting coefficient (first amplitude correction coefficient) corresponding to the amplitude ratio to the amplitude data after the second peak point. .
The digital circuit section 72a stores in advance amplitude correction data (second amplitude correction coefficient) indicated by a time axis and a predetermined amplification degree, and the time axis of the amplitude correction data is associated with the data number. The second amplitude correction is performed by calculating a predetermined amplitude degree on the amplitude data after the two peak points.
Similar to the phase correction means, the difference signal extraction means is also executed by performing program processing on the received signal data stored in the digital circuit section 72a.
In the present embodiment, the difference signal component extraction process is performed by calculating the difference of the amplitude data for each identical data number in the received signal data that has already undergone the phase correction and the amplitude correction.
The display unit 74 includes a liquid crystal controller 74c that drives the liquid crystal display 74a in response to control signals from the liquid crystal display 74a and the digital circuit unit 73b, a touch panel 74b and an operation switch 74d provided on the surface of the liquid crystal display 74a. It has.
The power source for driving each circuit has a configuration using a battery (not shown) in order to make use of portability and portability.
(Calibration method of relative permittivity)
Next, the received signal processing of the present embodiment in the probe 70 will be described. A method for calibrating the relative dielectric constant necessary prior to measurement will be described.
When measuring with the probe 70, it is necessary to calibrate the relative permittivity in advance.
In the A scope mode of the spacecraft 70, the maximum value of the time axis is set to 5 msec, and the relative dielectric constant ε at the time of 5 msec. _r The screen is displayed so that the depth at = 12 is 1.5 m.
Therefore, the relative dielectric constant (ε _r = 12) and a reference wave having a calibration distance (50 cm), the reflected wave is measured, and the depth until the reflected wave at the calibration distance is received from the starting point in the received waveform is adjusted to a position of 50 cm in the A scope mode. Surface wave W at this time ₀ Is determined as a calibration value. In this embodiment, the surface wave W ₀ The calibration value is set to 0.75 msec.
In other words, the surface wave W when electromagnetic waves are radiated toward the air. ₀ Is adjusted to a calibration value of 0.75 msec, the reference dielectric constant in the A scope mode and the internal processing of the probe 70 can be calibrated to 12.
As shown in FIG. 12, the adjustment unit 72d that performs calibration of relative permittivity and the like includes a synchronous phase adjuster 72e and a signal period adjuster 72f formed of a semi-fixed resistor or the like. The adjustment unit 72d is provided inside the central processing unit 72 and can be easily adjusted using a tool such as a screwdriver.
The relative permittivity calibration of the spacecraft 70 during the exploration is performed according to the following procedure.
(1) The probe 70 radiates electromagnetic waves to the air and displays the received signal of the reflected wave in the A scope mode. In the received waveform, as shown in FIG. ₀ The signal period adjuster 72f adjusts the period so that the period becomes 0.75 msec.
(2) Furthermore, the surface wave W is generated by the synchronization phase adjustment period 72e. ₀ The display is adjusted so that the first peak point P ′ of the first time becomes the base point of the time axis (the left end of the vertical axis).
As a result, the display of received signals and internal signal processing _r Is calibrated equivalently so that the reference dielectric constant is equal to 12, and the starting point of the received signal is set to the first peak point.
(Explorer operations and received signal processing operations)
Next, the received signal processing operation in the probe 70 will be described with reference to the waveform diagrams of FIGS. 1 to 5, the block diagram of FIG. 10, and the flowchart of FIG.
As shown in FIG. 14, the distance between the antenna AT and the ground surface G of the spacecraft 70 is changed by sequentially changing the distance such as 5 cm → 8 cm → 2 cm in accordance with scanning.
(1) As shown in FIG. 14, scanning is started by the probe 70 in a state separated from the ground surface by about 5 cm.
(2) An electromagnetic wave is transmitted from the transmitting antenna T, received by the receiving antenna R and frequency-converted by the receiving unit 50, and transmitted to the analog circuit unit 73a of the signal processing unit 73. The analog circuit unit 73a transmits a reception signal and the like to the central processing unit 72 after performing a preprocessing for performing digital processing. In the digital circuit unit 72a of the central processing unit 72, the received signal is sampled at 512 equal time intervals within a predetermined time, and digital data obtained by A / D converting the sampled amplitude with 12-bit resolution is used as the initial received signal E. ₀ As a memory. (See step 100 in FIG. 13).
(3) In the digital circuit unit 73b, the initial received signal E stored so far ₀ Alternatively, either of the received signals E is used as the reference signal E ₀ Set as. Note that the initial received signal E at the start of exploration, etc. ₀ In the state where only the signal is stored, the initial received signal E ₀ Reference signal E ₀ (See step 102 in FIG. 13).
(4) The reflected wave of the subsequently output electromagnetic wave is read as the received signal E and stored in the digital circuit unit 72a (see step 103 in FIG. 13).
(5) The digital circuit 72a selects high amplitude correction when the amplitude is less than a predetermined level according to the amplitude of the received signal E, and selects normal amplitude correction when the amplitude is greater than or equal to the predetermined level (step in FIG. 13). 105-107).
(6) In the digital circuit 72a, the reference signal E ₀ Second peak point P ₀ And φ of the second peak point P of the received signal E ₀ Is detected, and the phase of the reception signal E is adjusted so that the phases of the second peak points coincide (see step 108 in FIG. 13).
(7) Next, the reference signal E ₀ And the amplitude L at the second peak point of the received signal E ₀ And L are obtained, and amplitude correction including normal amplitude correction or high amplitude correction selected in steps 106 and 107 is performed on the received signal E.
That is, (received signal E) × (L ₀ / L) × (normal or high amplitude correction) is performed (see step 109 in FIG. 13).
(8) The reference signal E of the received signal E subjected to amplitude correction in the digital circuit unit 72a. ₀ A difference signal component is extracted from the signal, B scope image data is generated based on the extracted difference signal component, and is displayed on the display unit 74 (see steps 110 and 111 in FIG. 13).
When the exploration process is subsequently performed in step 112, the process returns to step 102 and the same process is repeated.
The reference signal E in step 102 ₀ Can be changed according to the scanning speed of the probe 70. That is, when the scanning speed is slow, the immediately preceding received signal is used as the reference signal E. ₀ When the scanning speed is high, the received signal traced back a predetermined number of times is used as the reference signal E. ₀ It is also possible to perform signal processing by setting to the optimal search image according to the scanning distance.
FIG. 15 shows an example of the B scope image obtained by the above search. In this cross-sectional image, complicated image development in the vertical direction with distance fluctuation is wiped out, and only the outlines of the embedded objects Q1 to Q3 having different relative dielectric constants are displayed so that analysis by visual recognition of the cross-sectional image is easy. It is.
On the other hand, FIG. 16 shows an example in which image display is performed using the received signal E in a state where amplitude correction is performed without extracting the difference signal. Also in this underground cross-sectional image, a stable image is displayed without causing the embedded image to fluctuate up and down as the distance fluctuates.
(Configuration of antenna unit)
Next, an embodiment of the antenna unit AT used in the electromagnetic wave probe of the present invention will be described in more detail with reference to the drawings. The antenna unit AT of the present invention has a rectangular box shape, but has a configuration in which a disk-shaped housing is covered around the antenna unit AT. Further, the target frequency of the electromagnetic wave to be radiated from the antenna unit AT is fo, and its wavelength is λo.
As shown in FIG. 17, the antenna substrate 1 has a longitudinal length H and a lateral width 2W (= 2λ). ₀ The transmission antenna T and the reception antenna R having the same shape are integrally arranged symmetrically on the same substrate. Therefore, in the description of the antenna substrate 1, the transmission antenna T that is half the size will be described. The antenna substrate 1 is formed by etching away unnecessary portions of the copper foil on the surface of the substrate 12 made of glass epoxy resin, excluding the transmitting antenna element 11 and the ground conductor 13, by etching.
The transmission antenna T is vertically long H and wide W (= λ ₀ The transmitting antenna element 11 is formed at the center of the substrate 12 with the antenna elements 10 and 10 made of an equilateral triangular copper foil having a side length of L facing the tops 10a and 10a in a bow tie shape. A ground conductor (copper foil) 13 having a width F is provided in a square loop shape along the side edge of the substrate 12 so as to surround the transmitting antenna element 11 and is formed in a symmetrical shape in the front-rear and left-right directions. In addition, the antenna elements 10 and 10 are insulated with a small gap between the top portions 10a and 10a, and power supply lines described later are soldered to the top portions 10a and 10a.
The length L of one side of the antenna element 10 is ½ of the lateral width W of the substrate 12, that is, the wavelength λ. ₀ A suppression resistor 14 for suppressing parasitic vibration is soldered between the top portions 10b and 10b and the top portions 10c and 10c of the antenna element 10 and the ground conductor 13.
The width F of the ground conductor 12 is not particularly limited as long as the object of arrangement on the substrate 12 is maintained. However, considering the conductivity when attached to the shield case, which will be described later, the width F is larger than the folding surface of the shield case. To be wide.
Further, although the longitudinal length H of the transmission antenna T is not particularly limited, it is set longer than the length obtained by adding twice the width F of the ground conductor 13 to the longitudinal length of the transmission antenna element 11.
The opening 15 provided on the ground conductor 13 is a screw insertion opening for mounting and fixing the antenna substrate 1 to the shield case 2 as will be described later.
As shown in FIG. 18, the shield case 2 is made of aluminum having a thickness t of 1.2 mm, and has a longitudinal length H and a lateral width 2W (= 2λ). ₀ ), And is formed in a rectangular box shape having a depth D, and the upper opening is provided with a bent portion 20 having a width F ′ over the entire periphery of the opening side edge. The ground conductor 13 of the antenna substrate 1 is attached and fixed to the bent portion 20 in a conductive contact state. The width F ′ of the bent portion 20 is set to be smaller than the width F of the ground conductor 13. Yes.
Depth D is the target frequency f ₀ Wavelength λ ₀ For λ ₀ Integer multiple of / 4, that is, λ ₀ / 4, 2λ ₀ / 4, 3λ ₀ / 4, 4λ ₀ / 4, ..., nλ ₀ / 4 is set to one of the lengths, and the target frequency f ₀ The dimension of the depth D can be set to any length so that the output level is maximum.
In addition, a shield plate (shield partition) 21 using aluminum for reducing electromagnetic coupling between the transmission antenna T and the reception antenna R is provided in the center of the shield case 2 in the vertical direction over the entire depth. The shield case 21 divides the shield case 2 into a transmission side T1 and a reception side R1.
In this embodiment, the shield plate 21 having a thickness t1 of 2 mm is used. The screw hole 22 is for inserting a screw for mounting and fixing the antenna substrate 1.
19A is a top view showing a state in which the electromagnetic wave radar antenna AT, that is, the antenna substrate 1 is attached to the shield case 2, and FIG. 19B is a sectional view taken along the line AA in FIG. The figure (c) has shown the BB arrow sectional drawing of (a).
The antenna substrate 1 is attached and fixed to the screw hole 22 of the shield case 2 using the three screws 23 so that the surface on which the transmitting antenna element 11 and the ground conductor 13 are provided faces downward. As a result, the ground conductor 13 of the antenna substrate 1 is fixed in conductive contact with the bent portion 20 and the shield plate 21.
When mounted in this manner, the transmitting antenna T of the antenna substrate 1 is positioned so as to cover the opening portion of the transmitting side T1 of the shield case 2, and the receiving antenna R of the antenna substrate 1 is the opening portion of the receiving side R1 of the shield case 2 It is located so as to cover.
That is, in this antenna AT, electromagnetic waves excited by the antenna substrate 1 including the shield case 2 are transmitted through the antenna substrate 1 itself and radiated forward.
In the present embodiment, before the antenna substrate 1 is attached and fixed to the shield case 2, the transmission / reception unit, the electromagnetic wave absorber, the feeder line, and the like are incorporated at the same time.
Hereinafter, a procedure for assembling these members will be described with reference to an exploded perspective view of FIG.
As shown in FIG. 20, the transmission case 40, the reception unit 50, and the electromagnetic wave absorbers 30, 30 are accommodated in the transmission side T1 and the reception side R1 shielded by the shield plate 21 in the shield case 2, and the antenna substrate 1 is It is attached and fixed so as to cover it.
A feeding line 16 and a feeding line 17 are connected to the top portions 10 a and 10 a of the antenna element 10 to the transmitting antenna T and the receiving antenna R of the antenna substrate 1.
In other words, a coaxial cable is used as the feeder line 16, and the core wire is soldered to the top portion 10 a of one antenna element 10, and the shield wire is soldered to the top portion 10 a of the opposing antenna element 10. A high frequency pin connector 16a is provided at the other end of the feeder line 16. By connecting this pin connector 16a to the connector 40a on the transmission unit 40 side, a DC bias and impulse are transmitted from the transmission unit 40 to the transmission antenna element 11. Supply power. The transmission unit 40 is provided with a connector 40b, and is supplied with power and control signals from a signal processing unit (not shown) separately provided by connecting the connector 41.
Similarly, a coaxial cable is also used for the feeder line 17, and the core wire is soldered to the top portion 10 a of one antenna element 10, and the shield wire is soldered to the top portion 10 a of the opposing antenna element 10. Further, a high frequency pin connector 17a is also provided at the other end of the feeder line 17. By connecting this pin connector 17a to the connector 50a on the reception unit 50 side, the reception signal captured by the reception antenna R is received by the reception unit 50. To the side. The receiving unit 50 is provided with a connector 50b. When the connector 51 is connected to the receiving unit 50, the receiving unit 50 receives a receiving synchronization signal and power from a signal processing unit (not shown), and receives the received signal whose frequency is variable. Send it out.
The shield case 2 is provided with openings 2a and 2b, which are connected to the control unit side through the wires led out from the transmission unit 40 and the reception unit 50.
As described above, the electromagnetic wave radar antenna AT of the present invention has a lightened structure in which the antenna substrate 1 is attached to the shield case 2 made of thin aluminum, and the transmitting unit 40 and the receiving unit 50 are housed inside. It is extremely light compared to conventional antennas that prioritize measures against unwanted radiation.
In addition, the structure having the resonance property composed of the antenna substrate 1 and the shield case 2 eliminates signal coupling failure (natural wave detection failure), and stable transmission and reception can be performed.
FIG. 21 shows a signal transmitted from the transmission unit 40 to the transmission antenna element 11 through the feeder line 16 with time on the horizontal axis and voltage level on the vertical axis.
In this embodiment, a DC bias is applied so that the core wire of the feeder line 16 has a voltage Vd with respect to the shield wire. That is, a DC bias current is applied via the antenna element 10, the suppression resistor 14, and the ground conductor 13 that face each other.
In this state, the impulse S is transmitted between the antenna elements 10 through the feeder line 16 with a predetermined period T. ₀ By applying each time, electromagnetic waves are radiated from the antenna substrate 1 including the shield case 2.
By applying the direct current bias, the transmission unit 40 side can drive the direct current bias voltage in an impulse shape to apply the impulse to the transmission antenna element 11, and the circuit configuration is simplified.
FIG. 22 schematically shows a state in which a specific electromagnetic wave component radiated from the transmission antenna T is absorbed by the electromagnetic wave absorber 30.
The electromagnetic wave absorbing material 30 is a general-purpose material in which a conductive radio wave reflecting material is affixed to a foam material. The electromagnetic wave absorbing material 30 is effectively attenuated by using attenuation at the time of reflection in the reflecting material. Correspondingly, a large attenuation characteristic is shown with respect to an electromagnetic wave having a specific polarization plane.
In this embodiment, as shown in FIG. 22A, the polarization component E having an electric field in the width W direction of the shield case 2. ₀ Is not absorbed, and the electromagnetic wave absorber 30 is attenuated so that the polarization component E1 having an electric field in the vertical H direction of the shield case 2 is attenuated to the polarization component E1 ′ indicated by the solid line as shown by a broken line in FIG. Arranged. That is, the electromagnetic wave having the polarization component E1 in the vertical H direction of the shield case 2 has a target frequency f. ₀ Unnecessary radiation is further reduced by absorbing and removing this unnecessary frequency component.
FIG. 23 shows the result of measuring the electromagnetic wave radiated from the transmitting antenna T of the electromagnetic wave radar antenna AT of the present embodiment and captured by the receiving antenna R with a frequency spectrum analyzer. ₀ It can be seen that other components are effectively attenuated. Further, since the frequency components radiated at a high level are discrete, by selecting the reception bandwidth appropriately on the reception unit side, for example, the target frequency f ₀ Different from f ₀ / 2 frequency, or 2f ₀ It is also possible to perform the necessary measurement processing by receiving the frequency.
FIG. 24 is a waveform diagram in which the reception unit 50 receives and amplifies the reflected wave on the antenna substrate 1 of the electromagnetic wave radiated from the electromagnetic wave radar antenna AT of the present embodiment. As can be seen from the figure, since the unnecessary frequency component is extremely reduced, the target frequency f ₀ It exhibits a substantially sinusoidal distortion-free attenuation waveform based on the above, and is accurately demodulated to a very small amplitude.
FIG. 25 shows a reception waveform of a reflected wave by an electromagnetic wave object radiated from the electromagnetic wave radar antenna AT of the present embodiment. As can be seen from the figure, since the received signal is not superimposed with unnecessary frequency components, the S / N ratio is excellent, the base point, end point and period variation of the reflected wave RT can be clearly distinguished, and the peak point of the received waveform The discrimination of P (such as the first peak point or the second peak point) is facilitated, and accurate calibration and measurement can be performed.
As described above, according to the reception signal processing method of the electromagnetic wave probe of the present invention, it is possible to compensate for the distance variation between the antenna and the ground surface, which is unavoidable for portable and portable probes, by simple signal processing. Thus, a stable depth image can be displayed regardless of the skill of the explorer, and precise measurement is possible.

Claims

An electromagnetic wave explorer that conducts non-destructive exploration of a search object by holding a plurality of received signals at different search positions and analyzing the received signals, and comprising a transmitting antenna and electromagnetic waves radiated from the transmitting antenna In a reception signal processing method of an electromagnetic wave probe comprising: a reception antenna that receives a reflected wave; and a reception unit that generates the reception signal based on a detection signal of the reception antenna.
A step of performing phase correction on each received signal starting from a predetermined peak point of each received signal, thereby causing a phase shift between a plurality of received signals caused by a variation in distance between the antenna and the search target And a step of calculating a second amplitude correction coefficient given as a function of time with respect to the predetermined reception signal subjected to the phase correction. Received signal processing method.

2. The received signal processing method according to claim 1, further comprising comparing the amplitudes of a plurality of received signals at a phase correction starting point, and obtaining a first amplitude correction coefficient given as a constant according to the ratio of the amplitudes. A method for processing a received signal of an electromagnetic wave explorer, comprising a step of calculating a signal.

3. The received signal processing method according to claim 1 or 2, wherein the calculation with the second amplitude correction coefficient is performed for a phase after the predetermined phase of the received signal.

3. The received signal processing method according to claim 1, wherein the calculation with the second amplitude correction coefficient is performed after the phase correction starting point.

An electromagnetic wave explorer that conducts non-destructive exploration of a search object by holding a plurality of received signals at different search positions and analyzing the received signals, and comprising a transmitting antenna and electromagnetic waves radiated from the transmitting antenna In a reception signal processing method of an electromagnetic wave probe comprising: a reception antenna that receives a reflected wave; and a reception unit that generates the reception signal based on a detection signal of the reception antenna.
A step of performing phase correction on each received signal starting from a predetermined peak point of each received signal, thereby causing a phase shift between a plurality of received signals caused by a variation in distance between the antenna and the search target Characterized by removing,
Furthermore, a first amplitude correction coefficient given as a constant according to a ratio of amplitudes of a plurality of reception signals at the starting point of phase correction and a second amplitude correction coefficient given as a function of time are set as predetermined reception signals. And a reception signal processing method for an electromagnetic wave probe.

6. The received signal processing method according to claim 5, wherein the calculation with the second amplitude correction coefficient is performed after a predetermined phase of the received signal.

6. The received signal processing method according to claim 5, wherein the calculation with the second amplitude correction coefficient is performed after the start point of the phase correction.

8. The received signal processing method according to claim 5, further comprising a step of extracting a difference signal component between the received signals subjected to amplitude correction.

An electromagnetic wave explorer that conducts non-destructive exploration of a search object by holding a plurality of received signals at different search positions and analyzing the received signals, and comprising a transmitting antenna and electromagnetic waves radiated from the transmitting antenna In a reception signal processing apparatus of an electromagnetic wave probe comprising a reception antenna that receives a reflected wave, and a reception unit that generates the reception signal based on a detection signal of the reception antenna,
Phase correction means for performing phase correction on each received signal starting from a predetermined peak point of each received signal, and a second amplitude given as a function of time for the predetermined received signal subjected to the phase correction A reception signal processing apparatus for an electromagnetic wave probe, comprising: an amplitude correction unit that calculates a correction coefficient.

10. The received signal processing apparatus according to claim 9, further comprising comparing the amplitudes of a plurality of received signals at a phase correction starting point, and obtaining a first amplitude correction coefficient given as a constant corresponding to the ratio of the amplitudes. A received signal processing apparatus for an electromagnetic wave probe, comprising amplitude correction means for calculating a signal.

11. The received signal processing apparatus according to claim 9, wherein the calculation with the second amplitude correction coefficient is performed for a phase after the predetermined phase of the received signal.

The received signal processing apparatus according to claim 9 or 10, wherein the calculation with the second amplitude correction coefficient is performed after the start point of the phase correction.

An electromagnetic wave explorer that conducts non-destructive exploration of a search object by holding a plurality of received signals at different search positions and analyzing the received signals, and comprising a transmitting antenna and electromagnetic waves radiated from the transmitting antenna In a reception signal processing apparatus of an electromagnetic wave probe comprising a reception antenna that receives a reflected wave, and a reception unit that generates the reception signal based on a detection signal of the reception antenna,
Phase correction means for performing phase correction on each received signal starting from a predetermined peak point of each received signal;
A first amplitude correction coefficient given as a constant corresponding to a ratio of amplitudes of a plurality of reception signals at the starting point of phase correction and a second amplitude correction coefficient given as a function of time are calculated as predetermined reception signals. And a reception signal processing apparatus for an electromagnetic wave probe, comprising: an amplitude correction unit.

14. The reception signal processing apparatus according to claim 13, wherein the calculation with the second amplitude correction coefficient is performed for a phase after the predetermined phase of the reception signal.

14. The received signal processing apparatus according to claim 13, wherein the calculation with the second amplitude correction coefficient is performed after the phase correction starting point.

16. The reception signal processing apparatus according to claim 13, 14 or 15, further comprising difference signal extraction means for extracting a difference signal component between the reception signals subjected to amplitude correction. Processing equipment.