JP3657014B2

JP3657014B2 - Power supply

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Publication number: JP3657014B2
Application number: JP01873094A
Authority: JP
Inventors: 雅人大西
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-02-15
Filing date: 1994-02-15
Publication date: 2005-06-08
Anticipated expiration: 2020-06-08
Also published as: JPH07230890A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、高周波スイッチング動作によって負荷に高周波電流を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２０は従来の電源装置の回路図である。この電源装置は、ハーフブリッジ式のインバータ回路で構成されている。直流電源Ｅには、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂が直列に接続され、スイッチング素子Ｓ₂に対して並列に、共振用のインダクタＬと、直流電圧カット用のコンデンサＣ₁と、負荷２と共振用のコンデンサＣ₂の並列回路との直列回路が接続されている。各スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂は、制御回路１からの制御信号によって交互にオン・オフ駆動されるように制御される。
【０００３】
図２１は前記回路の動作波形図である。以下、具体的な回路動作を説明する。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂は、図２１（ａ），（ｂ）に示すように、交互にオン・オフ動作を行う。インダクタＬ、コンデンサＣ₁，Ｃ₂、負荷２からなる負荷回路の共振周波数よりもスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数を高くとると、時刻ｔ₀でスイッチング素子Ｓ₁がオンし、スイッチング素子Ｓ₂がオフするとき、スイッチング素子Ｓ₁の電流は共振により負方向から始まり、やがて正方向の電流となる。インダクタＬの電流Ｉｚは、図２１（ｃ）のように流れる。時刻ｔ₁でスイッチング素子Ｓ₁がオフし、スイッチング素子Ｓ₂はオンする。インダクタＬの電流Ｉｚは流れ続けようとし、スイッチング素子Ｓ₂に逆方向に流れ、やがて正方向に流れる。時刻ｔ₂で再びスイッチング素子Ｓ₁がオンし、これら一連の動作により負荷２に高周波電流を供給できるものである。しかし、従来例においては、電力変換のためにインダクタＬを用いており、また、コンデンサＣ₂も共振によるかなり大きな電流を扱うため、大型の部品が必要となり、装置が大型となってしまう問題があった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来の電源装置では、電力変換のためにインダクタを用いており、また、コンデンサも共振によるかなり大きな電流を扱うため、大型の部品が必要となり、装置が大型となってしまう問題があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電力変換のためにインダクタを必要とせずに、また、共振のためのコンデンサも必要とせずに、小型の装置で電力供給を可能とした電源装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅと並列に、交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を接続し、一方のスイッチング素子Ｓ₂の両端間に、少なくともコンデンサとスイッチング要素とからなり、第１及び第２のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン・オフ動作を徐々に早くする動作と徐々に遅くする動作を繰り返すことにより任意の脈流電圧を発生するコッククロフトウォルトン回路よりなる電圧可変手段を接続し、負荷２の一端を少なくとも電圧可変手段の出力に接続したことを特徴とするものである。
【０００６】
【作用】
本発明の構成によれば、電力変換回路をインダクタを用いずに、また、共振用のコンデンサを用いずに、コッククロフトウォルトン回路のようにコンデンサとスイッチング要素を用いて直流電源の電圧を昇圧できる電圧可変手段を用いているので、スイッチング素子の動作周波数を高周波とすることにより、小型のコンデンサを用いても十分な昇圧作用を得ることができ、電源装置の小型軽量化を実現できるものである。
【０００７】
【実施例】
本発明の第１実施例の回路図を図１に示す。本実施例の主回路の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ₂と並列に、逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に負荷２を接続したものである。逓倍回路Ｘはスイッチング素子Ｓ₁とＳ₂の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、いわゆるコッククロフトウォルトン回路を用いている。
【０００８】
以下、逓倍回路Ｘの動作を説明する。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂は交互にオン・オフ動作する。スイッチング素子Ｓ₁が制御回路１からの制御信号でオンすると、コンデンサＣ₁がダイオードＤ₁を介して電圧Ｅまで充電される。次に、スイッチング素子Ｓ₁がオフし、スイッチング素子Ｓ₂がオンすると、コンデンサＣ₁とＣ₂がダイオードＤ₂を介して接続され、コンデンサＣ₁の電荷の一部はコンデンサＣ₂に移動し、コンデンサＣ₂が充電される。再び、スイッチング素子Ｓ₂がオフし、スイッチング素子Ｓ₁がオンすると、コンデンサＣ₁がダイオードＤ₁を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサＣ₂の電荷の一部はダイオードＤ₃を介してコンデンサＣ₃に移動し、コンデンサＣ₃が充電される。この繰り返しで、コンデンサＣ₁〜Ｃ₅が充電され、最高電圧としては各コンデンサについて電圧Ｅまで充電される。このようにして、負荷２には最大３Ｅの電圧を印加することが可能となる。また、負荷２の一端（点Ａ）を電源Ｅの正極側に接続しても最大３Ｅの電圧を印加でき、電源Ｅの負極側に接続した場合は最大４Ｅの電圧を印加できる。
【０００９】
さらに、コンデンサ間の電荷の受渡しはスイッチング素子が動作しなければ行われず、この場合、各コンデンサの電荷は各ダイオードを経由して負荷２に放電される。これによって、負荷２の電圧が低下して行く。故に、スイッチング素子の動作の繰り返し、すなわち、動作周波数を制御することによって負荷２の電圧Ｖ₃を制御することが可能となる。
【００１０】
本実施例の動作波形図を図２に示す。この図２は、図１の回路を用いて、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の制御によって略半波の波形を負荷２に供給する動作を示している。時刻ｔ₀で、スイッチング素子Ｓ₁が制御回路１からの制御信号でオンすると、コンデンサＣ₁がダイオードＤ₁を介して電圧Ｅまで充電される。時刻ｔ₁で、スイッチング素子Ｓ₁がオフし、スイッチング素子Ｓ₂がオンすると、コンデンサＣ₁とＣ₂がダイオードＤ₂を介して接続されて、コンデンサＣ₁の電荷の一部はコンデンサＣ₂に移動し、コンデンサＣ₂が充電される。時刻ｔ₂で、スイッチング素子Ｓ₂がオフし、各コンデンサの電圧がほぼ保持される。時刻ｔ₃で、スイッチング素子Ｓ₁がオンすると、コンデンサＣ₁がダイオードＤ₁を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサＣ₂の電荷の一部はダイオードＤ₃を介してコンデンサＣ₃に移動し、コンデンサＣ₃が充電される。時刻ｔ₄で、スイッチング素子Ｓ₁がオフし、スイッチング素子Ｓ₂がオンすると、コンデンサＣ₃とＣ₄がダイオードＤ₄を介して接続されて、コンデンサＣ₃の電荷の一部はコンデンサＣ₄に移動し、コンデンサＣ₄が充電される。時刻ｔ₅で、スイッチング素子Ｓ₂がオフし、各コンデンサの電圧がほぼ保持される。時刻ｔ₆で、スイッチング素子Ｓ₁がオンすると、コンデンサＣ₁がダイオードＤ₁を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサＣ₄の電荷の一部はダイオードＤ₅を介してコンデンサＣ₅に移動し、コンデンサＣ₅が充電される。この繰り返しで、コンデンサＣ₁〜Ｃ₅が充電されて行く。
【００１１】
スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作によって、時刻ｔ₇〜ｔ₁₁にかけて負荷電圧Ｖ₃が上昇して行き、時刻ｔ₁₂で電圧の最大値を迎え、その後、スイッチング素子の動作周波数を低下させて電圧Ｖ₃を低下させる。時刻ｔ₁₃で電圧Ｖ₃は最小となり、その後、上昇して行く。この場合、スイッチング素子の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子への信号パルス数）を図２（ａ），（ｂ）に示すように、正弦波状に変化させることによって、負荷２への供給電圧Ｖ₃を略正弦波状にすることができる。
【００１２】
このように、２つのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、スイッチング素子Ｓ₂と並列に、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₂の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生できる逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に負荷２を接続し、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって負荷２への供給電圧Ｖ₃を略正弦波状にすることができ、また、動作周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ₁〜Ｃ₅やスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００１３】
本発明の第２実施例の回路図を図３に示した。本実施例の主回路の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ₂と並列に、逓倍回路Ｘを接続している。この逓倍回路Ｘはスイッチング素子Ｓ₁とＳ₂の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、図３の回路と同様の構成を有している。逓倍回路Ｘの出力には、スイッチング素子Ｓ₃〜Ｓ₆のブリッジ回路で構成される極性反転回路Ｙを接続し、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄の接続点とスイッチング素子Ｓ₅，Ｓ₆の接続点の間に負荷２を接続している。
【００１４】
本実施例の動作波形図を図４に示す。第１実施例で説明したような半波の脈流電圧Ｖ₃を図４（ａ）に示すように発生し、この脈流電圧Ｖ₃に応じて、図４（ｂ），（ｃ）に示すように、１つの半波に対して、まず、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₆をオンし、図４（ｄ）に示すように、負荷２に正極性の電圧Ｖ₄を供給する。時刻ｔ₁まで、電圧Ｖ₃，Ｖ₄は略正弦波状に低下し、ゼロ電圧の付近でスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₆がオフし、スイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₅がオンして負荷２への電圧Ｖ₄の極性が反転し、負極性の電圧Ｖ₄が供給される。この場合、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって、負荷２への供給電圧Ｖ₄を略正弦波状にすることができる。
【００１５】
このように、２つのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、スイッチング素子Ｓ₂と並列に、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₂の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生できる逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に極性反転回路Ｙを接続し、極性反転回路Ｙの出力に負荷２を接続し、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって負荷２への供給電圧Ｖ₃を略正弦波状にすることができ、また、動作周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ₁〜Ｃ₅やスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００１６】
本発明の第３実施例の回路図を図５に示す。本実施例では、逓倍回路Ｘが直流電源Ｅの負極性側に接続されており、負荷２が逓倍回路Ｘの出力と直流電源Ｅの負極側との間に接続されている。また、本発明の第４実施例の回路図を図６に示す。本実施例では、逓倍回路Ｘが直流電源Ｅの負極性側に接続されており、負荷２が逓倍回路Ｘの出力と直流電源Ｅの正極側との間に接続されている。これらの実施例の場合も上述の実施例と同様に、２つのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、スイッチング素子Ｓ₂と並列に、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₂の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生できる逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に負荷２を接続し、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって負荷２への供給電圧Ｖ₃を略正弦波状にすることができ、また、動作周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ₁〜Ｃ₅やスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００１７】
本発明の第５実施例の回路図を図７に示す。本実施例の主回路の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ₂と並列に、コンデンサＣ₁〜Ｃ₅とダイオードＤ₁〜Ｄ₅よりなる逓倍回路を接続している。この逓倍回路はスイッチング素子Ｓ₁とＳ₂の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、図１の回路と同様に動作する。逓倍回路の出力には、スイッチング素子Ｓ₃〜Ｓ₆のブリッジ回路で構成される極性反転回路を接続し、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄の接続点とスイッチング素子Ｓ₅，Ｓ₆の接続点の間に負荷２として放電灯を接続している。放電灯の一方のフィラメントＦ₁は、スイッチング素子Ｓ₇とＳ₃を介してコンデンサＣ₅の電荷により予熱される。また、放電灯の他方のフィラメントＦ₂は、スイッチング素子Ｓ₈とＳ₆を介してコンデンサＣ₁の電荷により予熱される。
【００１８】
本実施例の動作波形図を図８に示す。第１実施例で説明したような半波の脈流電圧Ｖ₃を図８（ａ）に示すように発生し、この脈流電圧Ｖ₃に応じて、図８（ｂ），（ｃ）に示すように、１つの半波に対して、まず、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₆をオンし、図８（ｄ）に示すように、負荷２に正極性の電圧Ｖ₄を供給する。時刻ｔ₁まで、電圧Ｖ₃，Ｖ₄は略正弦波状に低下し、ゼロ電圧の付近でスイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₆がオフし、スイッチング素子Ｓ₄，Ｓ₅がオンして負荷２への電圧Ｖ₄の極性が反転し、負極性の電圧Ｖ₄が供給される。この場合、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって、負荷２への供給電圧Ｖ₄を略正弦波状にすることができる。また、電圧Ｖ₄が正の半波の期間において、図８（ｅ）に示すように、スイッチング素子Ｓ₇，Ｓ₈のオン時間Ｔｘが所定のデューティとなるように制御することにより各フィラメントＦ₁，Ｆ₂に所定の予熱電力を供給可能としている。
【００１９】
このように、２つのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、スイッチング素子Ｓ₂と並列に、スイッチング素子Ｓ₁とＳ₂の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生できる逓倍回路を接続し、逓倍回路の出力にスイッチング素子Ｓ₃〜Ｓ₆よりなる極性反転回路を介して負荷２を接続し、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂への信号パルス数）を正弦波状に変化させることによって、負荷となる放電灯への供給電圧Ｖ₃を略正弦波状にすることができ、さらに、スイッチング素子Ｓ₇，Ｓ₈を介して、放電灯のフィラメントＦ₁，Ｆ₂の予熱電力を供給することができるものである。また、動作周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ₁〜Ｃ₅やスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２０】
本発明の第６実施例の動作説明図を図９に示す。本実施例の回路図は図７と同様である。本実施例では、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂への信号パルス数）を変化させることによって、予熱動作時には、徐々に放電灯への印加電圧を上昇させることによって予熱電流を増大して行き、予熱のためのスイッチング素子Ｓ₇，Ｓ₈のオン期間Ｔｘは長く設定しておく。そして、スイッチング素子Ｓ₇，Ｓ₈を時刻ｔ₁でオフし、時刻ｔ₁からｔ₂で一気にパルス数を増加させることにより、放電灯への印加電圧を一気に増加させて放電灯を始動点灯させる動作を示している。その後、パルス数を正弦波的に変化させ、時刻ｔ₃で電圧をゼロとして、その後、増加させて、略正弦波の出力を得るものである。この場合も、放電灯のフィラメントＦ₁，Ｆ₂の予熱電力を供給可能であり、さらに、放電灯の始動電圧も供給可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２１】
本発明の第７実施例の動作説明図を図１０に示す。本実施例の回路図も図７と同様である。本実施例では、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂への信号パルス数）を変化させることによって、調光動作を実現するものである。すなわち、調光動作時には、全点灯動作時に比べて動作パルス数を全体的に減少させることによって、ランプ電流を減少して行くものである。図１０に示した例では、時刻ｔ₁〜ｔ₂で次第にパルス数を減少させることにより、放電灯への印加電圧を次第に減少させて放電灯を調光点灯する動作を示している。全点灯動作時並びに調光点灯動作時のいずれの場合においても、パルス数を正弦波的に変化させて略正弦波の出力を得るものである。この場合も、ランプ電力を調整可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２２】
本発明の第８実施例の動作説明図を図１１に示す。本実施例では、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂への信号パルス数）を変化させることによって、負荷の異常検出時における出力制限の機能を実現するものである。すなわち、負荷の異常検出時には、動作パルス数を全体的に減少させることによってランプ電流を減少して行き、放電灯への印加電圧を次第に減少させて放電灯を消灯するか、或いは低光束で点灯する動作を行う。これにより、異常検出時の回路の保護が可能となる。この場合も、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２３】
本発明の第９実施例の動作説明図を図１２に示す。本実施例では、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数（時間当たりのスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂への信号パルス数）を変化させることによって、調光動作時の再点弧を確実に行えるようにしたものである。すなわち、調光動作時には、全点灯動作時に比べて動作パルス数を全体的に減少させることによって、ランプ電流を減少して行くものであるが、時刻ｔ₁〜ｔ₂で一気にパルス数を増加させることにより、放電灯負荷に印加される半波電圧波形の最初の所定の位相でパルス電圧を供給し、放電灯への印加電圧を全点灯動作時に比べて減少しながらも、点灯維持のために必要な電圧を供給し、放電灯を安定して調光点灯させるものである。この場合も、ランプ電力を調整可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できる。
【００２４】
本発明の第１０実施例の回路図を図１３に示す。本実施例は、コンデンサＣ₅の次の段としてコンデンサＣ₆〜Ｃ₉、ダイオードＤ₆〜Ｄ₉を接続し、ダイオードＤ₁₀によってコンデンサＣ₅までの電圧を負荷２に供給し、スイッチング素子Ｓ₉によってコンデンサＣ₉までのより高い電圧を負荷２に供給できるように構成されている。これにより、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数の変化が同じであっても、スイッチング素子Ｓ₉がオンのときには、放電灯負荷の全点灯動作を行い、スイッチング素子Ｓ₉がオフのときには、調光点灯動作を行うようなことが可能となる。また、図１２の時刻ｔ₁〜ｔ₂で、スイッチング素子Ｓ₉をオンとすることによって、放電灯負荷を安定して調光点灯させる動作を実現することもできる。すなわち、調光動作時には、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作パルス数を全体的に減少させることによってランプ電流を減少して行き、さらに、時刻ｔ₁〜ｔ₂でスイッチング素子Ｓ₉をオンにして一気に高いパルス電圧を供給することにより安定して点灯状態を維持して、放電灯を調光点灯させることが可能となる。この場合、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数とスイッチング素子Ｓ₉のオン・オフの組み合わせによって、ランプ電力を広範囲で調整可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２５】
本発明の第１１実施例の回路図を図１４に示す。本実施例は、コンデンサＣ₅の次の段として、コンデンサＣ₆〜Ｃ₉、ダイオードＤ₆〜Ｄ₉を接続し、ダイオードＤ₁₀によって、コンデンサＣ₅までの電圧を負荷に供給し、ダイオードＤ₁₁によってコンデンサＣ₉までのより高い電圧を負荷に供給できるように構成されており、上段のコンデンサＣ₆〜Ｃ₉、ダイオードＤ₆〜Ｄ₉の回路をスイッチング素子Ｓ₁₀で動作させるようにしている。これにより、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数の変化が同じであっても、スイッチング素子Ｓ₁₀がオンのときには、放電灯負荷の全点灯動作を行い、スイッチング素子Ｓ₁₀がオフのときには、調光点灯動作を行うようなことが可能となる。また、図１２の時刻ｔ₁〜ｔ₂で、スイッチング素子Ｓ₁₀をオンとすることによって、放電灯負荷を安定して調光点灯させる動作を実現することもできる。すなわち、調光動作時には、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作パルス数を全体的に減少させることによってランプ電流を減少して行き、さらに、時刻ｔ₁〜ｔ₂でスイッチング素子Ｓ₁₀をオンにして一気に高いパルス電圧を供給することにより安定して点灯状態を維持して、放電灯を調光点灯させることが可能となる。この場合、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の動作周波数とスイッチング素子Ｓ₁₀のオン・オフの組み合わせによって、ランプ電力を広範囲で調整可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２６】
本発明の第１２実施例の回路図を図１５に示し、その動作説明図を図１６に示す。本実施例では、直流電源Ｅ₁と並列にスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ₂と並列に、コンデンサＣ₁〜Ｃ₅とダイオードＤ₁〜Ｄ₅よりなる逓倍回路を接続している。この逓倍回路はスイッチング素子Ｓ₁とＳ₂の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅ₁より高電圧を発生できる回路であり、図１の回路と同様に動作する。また、直流電源Ｅ₂と並列にスイッチング素子Ｓ₁₁，Ｓ₁₂の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ₁₂と並列に、コンデンサＣ₁₁〜Ｃ₁₅とダイオードＤ₁₁〜Ｄ₁₅よりなる逓倍回路を接続している。この逓倍回路はスイッチング素子Ｓ₁₁とＳ₁₂の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅ₂より高電圧を発生できる回路であり、図１の回路と同様に動作する。これら２つの逓倍回路の出力間に負荷２を接続し、負荷２の各一端をスイッチング素子Ｓ₂₁，Ｓ₂₂を介して直流電源Ｅ₁，Ｅ₂のグランドに接続したものである。
【００２７】
各逓倍回路はそれぞれ正弦半波の電圧波形を発生し、時刻ｔ₀〜ｔ₁の期間では、直流電源Ｅ₁側の逓倍回路が動作し、直流電源Ｅ₂側の逓倍回路は動作を停止し、スイッチング素子Ｓ₂₂がオンし、スイッチング素子Ｓ₂₁はオフしている。このとき、負荷への供給電圧Ｖ₄は正極性となる。また、時刻ｔ₁以降の期間では、直流電源Ｅ₂側の逓倍回路が動作し、直流電源Ｅ₁側の逓倍回路は動作を停止し、スイッチング素子Ｓ₂₁がオンし、スイッチング素子Ｓ₂₂はオフしている。このとき、負荷への供給電圧Ｖ₄は負極性となる。このように、逓倍回路を２つ用いることによって、フルブリッジ構成の極性反転回路を用いずに、負荷への電圧Ｖ₄を略正弦波状にしながら交流電力を供給可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって、各コンデンサやスイッチング素子を小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２８】
本発明の第１３実施例の回路図を図１７に示す。本実施例は、図１５の回路において、直流電源Ｅ₁と直流電源Ｅ₂を１つの直流電源Ｅで兼用したものである。このように、２つの逓倍回路を用いる場合において、各逓倍回路の直流電源を共通化することによって、より小型化することが可能となり、負荷への供給電圧を略正弦波状にしながら交流電力を供給可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって各コンデンサやスイッチを小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００２９】
本発明の第１４実施例の回路図を図１８に示す。本実施例は、第１３実施例と同様に、図１５の回路において、直流電源Ｅ₁と直流電源Ｅ₂を１つの直流電源Ｅで兼用し、さらにスイッチング素子Ｓ₁とＳ₁₁を１つのスイッチング素子Ｓ₁で兼用したものである。このように、２つの逓倍回路を用いる場合において、各逓倍回路の直流電源を共通化すると共に、さらにスイッチング素子を共有化することによって、より小型化することが可能となり、負荷への供給電圧を略正弦波状にしながら交流電力を供給可能とすることができ、また、動作周波数を高くとることによって各コンデンサやスイッチを小さくすることができるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置を提供できるものである。
【００３０】
本発明の第１５実施例の回路図を図１９に示す。本実施例の主回路の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｓ₂と並列に、逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に他の電力変換手段Ｕを介して負荷２を接続したものである。逓倍回路Ｘはスイッチング素子Ｓ₁とＳ₂の交互のオン・オフ動作で直流電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、図１の回路と同様の動作を行う。他の電力変換手段Ｕとしては、インバータ回路やチョッパー回路など、任意の手段を用いることができる。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、電源電圧を昇圧できる電圧可変回路をコンデンサとスイッチング要素の組み合わせで構成したので、電力変換のためのインダクタを必要とせずに、また、共振用の大型のコンデンサを必要とせずに、脈流電圧発生と極性反転を行うように制御する手段を用いて、高周波電圧を発生でき、小型のコンデンサを用いて高周波電圧を供給することができるため、電源装置の小型化が可能となるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作説明図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第２実施例の動作説明図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４実施例の回路図である。
【図７】本発明の第５実施例の回路図である。
【図８】本発明の第５実施例の動作説明図である。
【図９】本発明の第６実施例の動作説明図である。
【図１０】本発明の第７実施例の動作説明図である。
【図１１】本発明の第８実施例の動作説明図である。
【図１２】本発明の第９実施例の動作説明図である。
【図１３】本発明の第１０実施例の回路図である。
【図１４】本発明の第１１実施例の回路図である。
【図１５】本発明の第１２実施例の回路図である。
【図１６】本発明の第１２実施例の動作説明図である。
【図１７】本発明の第１３実施例の回路図である。
【図１８】本発明の第１４実施例の回路図である。
【図１９】本発明の第１５実施例の回路図である。
【図２０】従来例の回路図である。
【図２１】従来例の動作説明図である。
【符号の説明】
１制御回路
２負荷
Ｘ逓倍回路
Ｅ直流電源
Ｓ₁ スイッチング素子
Ｓ₂ スイッチング素子[0001]
[Industrial application fields]
The present invention relates to a power supply device that supplies a high-frequency current to a load by a high-frequency switching operation.
[0002]
[Prior art]
FIG. 20 is a circuit diagram of a conventional power supply device. This power supply device is composed of a half-bridge type inverter circuit. The DC power supply E has a switching element S ₁ , S ₂ Are connected in series and the switching element S ₂ In parallel with the inductor L for resonance and the capacitor C for cutting the DC voltage ₁ And load 2 and resonance capacitor C ₂ A series circuit is connected to the parallel circuit. Each switching element S ₁ , S ₂ Are controlled to be alternately turned on and off by a control signal from the control circuit 1.
[0003]
FIG. 21 is an operation waveform diagram of the circuit. Hereinafter, a specific circuit operation will be described. Switching element S ₁ , S ₂ As shown in FIGS. 21A and 21B, ON / OFF operations are alternately performed. Inductor L, capacitor C ₁ , C ₂ , Switching element S than the resonance frequency of the load circuit consisting of load 2 ₁ , S ₂ If the operating frequency of the ₀ Switching element S ₁ Turns on and the switching element S ₂ When the switching element S is turned off ₁ Current starts from the negative direction due to resonance and eventually becomes a positive current. The current Iz of the inductor L flows as shown in FIG. Time t ₁ Switching element S ₁ Turns off and switching element S ₂ Turns on. The current Iz of the inductor L tries to continue to flow, and the switching element S ₂ It flows in the opposite direction and eventually flows in the positive direction. Time t ₂ Again at the switching element S ₁ Is turned on, and a high-frequency current can be supplied to the load 2 by a series of these operations. However, in the conventional example, the inductor L is used for power conversion, and the capacitor C ₂ However, since a considerably large current due to resonance is handled, large parts are required, and the apparatus becomes large.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional power supply device, an inductor is used for power conversion, and the capacitor also handles a considerably large current due to resonance, so that a large component is required, and the device becomes large. was there.
The present invention has been made in view of the above points, and the object of the present invention is to reduce the size of an inverter without requiring an inductor for power conversion and without requiring a capacitor for resonance. An object of the present invention is to provide a power supply apparatus that can supply power with the apparatus.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, in order to solve the above-mentioned problem, as shown in FIG. Alternately turned on and off First and second switching elements S ₁ , S ₂ Switching circuit S and one switching element S ₂ The first and second switching elements S are composed of at least a capacitor and a switching element. ₁ , S ₂ ON / OFF operation Repeat the action of gradually increasing the speed and gradually decreasing the speed. By any Pulsating flow Cockcroft Walton circuit generating voltage Consist of The voltage variable means is connected, and one end of the load 2 is connected to at least the output of the voltage variable means.
[0006]
[Action]
According to the configuration of the present invention, a voltage capable of boosting the voltage of a DC power source using a capacitor and a switching element as in a Cockcroft-Walton circuit without using an inductor for a power conversion circuit and a capacitor for resonance. Since the variable means is used, by setting the operating frequency of the switching element to a high frequency, a sufficient boosting action can be obtained even if a small capacitor is used, and the power supply device can be reduced in size and weight.
[0007]
【Example】
A circuit diagram of the first embodiment of the present invention is shown in FIG. The basic configuration of the main circuit of this embodiment will be described. Switching element S is connected in parallel with DC power supply E. ₁ , S ₂ Are connected to the switching element S ₂ In parallel, a multiplier circuit X is connected, and a load 2 is connected to the output of the multiplier circuit X. The multiplication circuit X is a switching element S. ₁ And S ₂ The circuit can generate a high voltage from the DC power source E by the alternating on / off operation, and uses a so-called Cockcroft-Walton circuit.
[0008]
Hereinafter, the operation of the multiplier circuit X will be described. Switching element S ₁ , S ₂ Are alternately turned on and off. Switching element S ₁ Is turned on by the control signal from the control circuit 1, the capacitor C ₁ Is diode D ₁ To the voltage E via Next, the switching element S ₁ Turns off and switching element S ₂ Turns on capacitor C ₁ And C ₂ Is diode D ₂ Connected through a capacitor C ₁ Is part of the capacitor C ₂ Move to the capacitor C ₂ Is charged. Again, switching element S ₂ Turns off and switching element S ₁ Turns on capacitor C ₁ Is diode D ₁ To the voltage E via the capacitor C ₂ Part of the charge of the diode D _Three Capacitor C through _Three Move to the capacitor C _Three Is charged. By repeating this, capacitor C ₁ ~ C _Five And the maximum voltage is charged to voltage E for each capacitor. In this way, it is possible to apply a maximum voltage of 3E to the load 2. Further, even when one end (point A) of the load 2 is connected to the positive side of the power source E, a voltage of up to 3E can be applied, and when connected to the negative side of the power source E, a voltage of up to 4E can be applied.
[0009]
Furthermore, charge transfer between the capacitors is not performed unless the switching element operates. In this case, the charge of each capacitor is discharged to the load 2 via each diode. As a result, the voltage of the load 2 decreases. Therefore, by repeating the operation of the switching element, that is, by controlling the operating frequency, the voltage V of the load 2 _Three Can be controlled.
[0010]
An operation waveform diagram of this embodiment is shown in FIG. This FIG. 2 shows the switching element S using the circuit of FIG. ₁ , S ₂ The operation | movement which supplies the waveform of a substantially half wave to the load 2 by control of this is shown. Time t ₀ And switching element S ₁ Is turned on by the control signal from the control circuit 1, the capacitor C ₁ Is diode D ₁ To the voltage E via Time t ₁ And switching element S ₁ Turns off and switching element S ₂ Turns on capacitor C ₁ And C ₂ Is diode D ₂ Connected through a capacitor C ₁ Is part of the capacitor C ₂ Move to the capacitor C ₂ Is charged. Time t ₂ And switching element S ₂ Is turned off, and the voltage of each capacitor is almost held. Time t _Three And switching element S ₁ Turns on capacitor C ₁ Is diode D ₁ To the voltage E via the capacitor C ₂ Part of the charge of the diode D _Three Capacitor C through _Three Move to the capacitor C _Three Is charged. Time t _Four And switching element S ₁ Turns off and switching element S ₂ Turns on capacitor C _Three And C _Four Is diode D _Four Connected through a capacitor C _Three Is part of the capacitor C _Four Move to the capacitor C _Four Is charged. Time t _Five And switching element S ₂ Is turned off, and the voltage of each capacitor is almost held. Time t ₆ And switching element S ₁ Turns on capacitor C ₁ Is diode D ₁ To the voltage E via the capacitor C _Four Part of the charge of the diode D _Five Capacitor C through _Five Move to the capacitor C _Five Is charged. By repeating this, capacitor C ₁ ~ C _Five Goes charged.
[0011]
Switching element S ₁ , S ₂ The time t ₇ ~ T ₁₁ Load voltage V _Three Goes up and time t ₁₂ The maximum value of the voltage is reached, and then the operating frequency of the switching element is lowered to reduce the voltage V _Three Reduce. Time t ₁₃ At voltage V _Three Will be minimal and then go up. In this case, the supply voltage V to the load 2 is changed by changing the operating frequency of the switching element (the number of signal pulses to the switching element per time) in a sine wave shape as shown in FIGS. _Three Can be made substantially sinusoidal.
[0012]
Thus, the two switching elements S ₁ , S ₂ Is connected in parallel with the DC power source E, and the switching element S ₂ In parallel with the switching element S ₁ And S ₂ Is connected to a multiplier circuit X that can generate a higher voltage from the power supply by alternating on / off operation, and a load 2 is connected to the output of the multiplier circuit X to switch the switching element S ₁ , S ₂ Operating frequency (switching element S per hour ₁ , S ₂ The supply voltage V to the load 2 by changing the number of signal pulses to the sine wave _Three Can be made substantially sinusoidal, and by increasing the operating frequency, each capacitor C ₁ ~ C _Five And switching element S ₁ , S ₂ Therefore, it is possible to provide a small power supply device capable of generating an arbitrary pulsating voltage.
[0013]
A circuit diagram of the second embodiment of the present invention is shown in FIG. The basic configuration of the main circuit of this embodiment will be described. Switching element S is connected in parallel with DC power supply E. ₁ , S ₂ Are connected to the switching element S ₂ And a multiplier circuit X is connected in parallel. The multiplication circuit X is a switching element S. ₁ And S ₂ The circuit can generate a high voltage from the DC power supply E by alternate on / off operations, and has the same configuration as the circuit of FIG. The output of the multiplier circuit X includes a switching element S _Three ~ S ₆ Is connected to a polarity inversion circuit Y composed of a bridge circuit of _Three , S _Four Connection point and switching element S _Five , S ₆ A load 2 is connected between the connection points.
[0014]
The operation waveform diagram of this embodiment is shown in FIG. Half-wave pulsating voltage V as described in the first embodiment _Three Is generated as shown in FIG. 4 (a), and this pulsating voltage V _Three Accordingly, as shown in FIGS. 4B and 4C, first, the switching element S is applied to one half-wave. _Three , S ₆ And the positive voltage V is applied to the load 2 as shown in FIG. _Four Supply. Time t ₁ Until the voltage V _Three , V _Four Decreases to a substantially sinusoidal shape, and the switching element S near zero voltage. _Three , S ₆ Turns off and switching element S _Four , S _Five Turns on and voltage V to load 2 _Four The polarity of the negative voltage V _Four Is supplied. In this case, the switching element S ₁ , S ₂ The supply voltage V to the load 2 is changed by changing the operating frequency (number of signal pulses to the switching element per time) in a sine wave form. _Four Can be made substantially sinusoidal.
[0015]
Thus, the two switching elements S ₁ , S ₂ Is connected in parallel with the DC power source E, and the switching element S ₂ In parallel with the switching element S ₁ And S ₂ A switching circuit that can generate a high voltage from the power supply by alternating on / off operation is connected, a polarity reversing circuit Y is connected to the output of the multiplying circuit X, a load 2 is connected to the output of the polarity reversing circuit Y, and switching Element S ₁ , S ₂ Operating frequency (switching element S per hour ₁ , S ₂ The supply voltage V to the load 2 by changing the number of signal pulses to the sine wave _Three Can be made substantially sinusoidal, and by increasing the operating frequency, each capacitor C ₁ ~ C _Five And switching element S ₁ , S ₂ Therefore, it is possible to provide a small power supply device capable of generating an arbitrary pulsating voltage.
[0016]
A circuit diagram of the third embodiment of the present invention is shown in FIG. In this embodiment, the multiplier circuit X is connected to the negative polarity side of the DC power supply E, and the load 2 is connected between the output of the multiplier circuit X and the negative electrode side of the DC power supply E. A circuit diagram of the fourth embodiment of the present invention is shown in FIG. In this embodiment, the multiplication circuit X is connected to the negative polarity side of the DC power supply E, and the load 2 is connected between the output of the multiplication circuit X and the positive polarity side of the DC power supply E. In these embodiments as well, the two switching elements S are the same as in the above-described embodiments. ₁ , S ₂ Is connected in parallel with the DC power source E, and the switching element S ₂ In parallel with the switching element S ₁ And S ₂ Is connected to a multiplier circuit X that can generate a higher voltage from the power supply by alternating on / off operation, and a load 2 is connected to the output of the multiplier circuit X to switch the switching element S ₁ , S ₂ Operating frequency (switching element S per hour ₁ , S ₂ The supply voltage V to the load 2 by changing the number of signal pulses to the sine wave _Three Can be made substantially sinusoidal, and by increasing the operating frequency, each capacitor C ₁ ~ C _Five And switching element S ₁ , S ₂ Therefore, it is possible to provide a small power supply device capable of generating an arbitrary pulsating voltage.
[0017]
A circuit diagram of the fifth embodiment of the present invention is shown in FIG. The basic configuration of the main circuit of this embodiment will be described. Switching element S is connected in parallel with DC power supply E. ₁ , S ₂ Are connected to the switching element S ₂ In parallel with capacitor C ₁ ~ C _Five And diode D ₁ ~ D _Five The multiplication circuit which consists of is connected. This multiplier circuit is a switching element S. ₁ And S ₂ The circuit can generate a high voltage from the DC power supply E by alternate on / off operations, and operates in the same manner as the circuit of FIG. The output of the multiplier circuit includes a switching element S _Three ~ S ₆ A polarity inversion circuit composed of a bridge circuit of _Three , S _Four Connection point and switching element S _Five , S ₆ A discharge lamp is connected as a load 2 between the connection points. One filament F of the discharge lamp ₁ Is the switching element S ₇ And S _Three Capacitor C through _Five It is preheated by the electric charge. Also, the other filament F of the discharge lamp ₂ Is the switching element S ₈ And S ₆ Capacitor C through ₁ It is preheated by the electric charge.
[0018]
An operation waveform diagram of this embodiment is shown in FIG. Half-wave pulsating voltage V as described in the first embodiment _Three Is generated as shown in FIG. _Three Accordingly, as shown in FIGS. 8B and 8C, for one half wave, first, the switching element S _Three , S ₆ And the positive voltage V is applied to the load 2 as shown in FIG. _Four Supply. Time t ₁ Until the voltage V _Three , V _Four Decreases to a substantially sinusoidal shape, and the switching element S near zero voltage. _Three , S ₆ Turns off and switching element S _Four , S _Five Turns on and voltage V to load 2 _Four The polarity of the negative voltage V _Four Is supplied. In this case, the switching element S ₁ , S ₂ The supply voltage V to the load 2 is changed by changing the operating frequency (number of signal pulses to the switching element per time) in a sine wave form. _Four Can be made substantially sinusoidal. Also, the voltage V _Four Is a positive half-wave period, as shown in FIG. ₇ , S ₈ By controlling the on-time Tx of the filament to have a predetermined duty, each filament F ₁ , F ₂ It is possible to supply a predetermined preheating power.
[0019]
Thus, the two switching elements S ₁ , S ₂ Is connected in parallel with the DC power source E, and the switching element S ₂ In parallel with the switching element S ₁ And S ₂ A multiplication circuit that can generate a higher voltage than the power supply by alternating on / off operation is connected, and the switching element S is connected to the output of the multiplication circuit. _Three ~ S ₆ The load 2 is connected via a polarity inversion circuit comprising the switching element S ₁ , S ₂ Operating frequency (switching element S per hour ₁ , S ₂ By changing the number of signal pulses to the sine wave, the supply voltage V to the discharge lamp as a load _Three Can be substantially sinusoidal, and the switching element S ₇ , S ₈ Through the filament F of the discharge lamp ₁ , F ₂ The preheating power can be supplied. Also, by increasing the operating frequency, each capacitor C ₁ ~ C _Five And switching element S ₁ , S ₂ Therefore, it is possible to provide a small power supply device capable of generating an arbitrary pulsating voltage.
[0020]
FIG. 9 shows an operation explanatory diagram of the sixth embodiment of the present invention. The circuit diagram of this embodiment is the same as that of FIG. In this embodiment, the switching element S ₁ , S ₂ Operating frequency (switching element S per hour ₁ , S ₂ In the preheating operation, the preheating current is gradually increased by increasing the voltage applied to the discharge lamp by changing the number of signal pulses to the switching element S for preheating. ₇ , S ₈ The ON period Tx is set long. And the switching element S ₇ , S ₈ At time t ₁ At time t ₁ To t ₂ The operation of starting and lighting the discharge lamp by increasing the applied voltage to the discharge lamp at once by increasing the number of pulses at once. Thereafter, the number of pulses is changed sinusoidally, and time t _Three The voltage is set to zero and then increased to obtain a substantially sine wave output. Also in this case, the filament F of the discharge lamp ₁ , F ₂ The preheating power can be supplied, and the starting voltage of the discharge lamp can also be supplied, and by increasing the operating frequency, each capacitor and switching element can be reduced, so that any A small power supply device capable of generating a pulsating voltage can be provided.
[0021]
FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the seventh embodiment of the present invention. The circuit diagram of this embodiment is the same as that of FIG. In this embodiment, the switching element S ₁ , S ₂ Operating frequency (switching element S per hour ₁ , S ₂ The dimming operation is realized by changing the signal pulse number). That is, during the dimming operation, the lamp current is reduced by reducing the number of operation pulses as a whole compared with the full lighting operation. In the example shown in FIG. ₁ ~ T ₂ The operation of dimming the discharge lamp by gradually decreasing the voltage applied to the discharge lamp by gradually decreasing the number of pulses is shown. In both the full lighting operation and the dimming lighting operation, the number of pulses is changed in a sine wave to obtain a substantially sine wave output. In this case as well, the lamp power can be adjusted, and each capacitor and switching element can be reduced by increasing the operating frequency. It can be provided.
[0022]
FIG. 11 is a diagram for explaining the operation of the eighth embodiment of the present invention. In this embodiment, the switching element S ₁ , S ₂ Operating frequency (switching element S per hour ₁ , S ₂ By changing the number of signal pulses to the output, the function of limiting the output at the time of detecting a load abnormality is realized. That is, when a load abnormality is detected, the lamp current is decreased by reducing the number of operation pulses as a whole, and the discharge lamp is turned off by gradually decreasing the applied voltage to the discharge lamp, or is lit with a low luminous flux. To perform the operation. This makes it possible to protect the circuit when an abnormality is detected. Also in this case, since each capacitor and the switching element can be reduced by increasing the operating frequency, it is possible to provide a small power supply device capable of generating an arbitrary pulsating voltage.
[0023]
FIG. 12 shows an operation explanatory diagram of the ninth embodiment of the present invention. In this embodiment, the switching element S ₁ , S ₂ Operating frequency (switching element S per hour ₁ , S ₂ By changing the signal pulse number), re-ignition during the dimming operation can be performed reliably. That is, during the dimming operation, the lamp current is decreased by reducing the number of operation pulses as a whole as compared with the entire lighting operation. ₁ ~ T ₂ By increasing the number of pulses at once, the pulse voltage is supplied at the first predetermined phase of the half-wave voltage waveform applied to the discharge lamp load, and the applied voltage to the discharge lamp is reduced compared to the full lighting operation. Also, a voltage necessary for maintaining lighting is supplied, and the discharge lamp is stably dimmed. In this case as well, the lamp power can be adjusted, and each capacitor and switching element can be reduced by increasing the operating frequency. Can be provided.
[0024]
A circuit diagram of the tenth embodiment of the present invention is shown in FIG. In this embodiment, the capacitor C _Five Capacitor C as the next stage ₆ ~ C ₉ , Diode D ₆ ~ D ₉ And diode D _Ten By capacitor C _Five Is supplied to the load 2 and the switching element S ₉ By capacitor C ₉ The higher voltage up to is configured to be supplied to the load 2. Thereby, the switching element S ₁ , S ₂ Even if the change in the operating frequency is the same, the switching element S ₉ Is turned on, the discharge lamp load is fully lit, and the switching element S ₉ When is off, it is possible to perform a dimming lighting operation. Also, the time t in FIG. ₁ ~ T ₂ And switching element S ₉ By turning on, it is possible to realize an operation of stably and dimming the discharge lamp load. That is, during the dimming operation, the switching element S ₁ , S ₂ The lamp current is reduced by reducing the number of operating pulses of ₁ ~ T ₂ Switching element S ₉ By turning on and supplying a high pulse voltage all at once, the lighting state can be stably maintained and the discharge lamp can be dimmed. In this case, the switching element S ₁ , S ₂ Operating frequency and switching element S ₉ The lamp power can be adjusted over a wide range by the combination of on and off, and each capacitor and switching element can be made small by increasing the operating frequency. It is possible to provide a small power supply that can be generated.
[0025]
A circuit diagram of the eleventh embodiment of the present invention is shown in FIG. In this embodiment, the capacitor C _Five As the next stage, the capacitor C ₆ ~ C ₉ , Diode D ₆ ~ D ₉ And diode D _Ten By the capacitor C _Five Up to the load, the diode D ₁₁ By capacitor C ₉ The upper capacitor C is configured so that a higher voltage can be supplied to the load. ₆ ~ C ₉ , Diode D ₆ ~ D ₉ Circuit of switching element S _Ten It is made to work with. Thereby, the switching element S ₁ , S ₂ Even if the change in the operating frequency is the same, the switching element S _Ten Is turned on, the discharge lamp load is fully lit, and the switching element S _Ten When is off, it is possible to perform a dimming lighting operation. Also, the time t in FIG. ₁ ~ T ₂ And switching element S _Ten By turning on, it is possible to realize an operation of stably and dimming the discharge lamp load. That is, during the dimming operation, the switching element S ₁ , S ₂ The lamp current is reduced by reducing the number of operating pulses of ₁ ~ T ₂ Switching element S _Ten By turning on and supplying a high pulse voltage all at once, the lighting state can be stably maintained and the discharge lamp can be dimmed. In this case, the switching element S ₁ , S ₂ Operating frequency and switching element S _Ten The lamp power can be adjusted over a wide range by the combination of on and off, and each capacitor and switching element can be made small by increasing the operating frequency. It is possible to provide a small power supply that can be generated.
[0026]
A circuit diagram of the twelfth embodiment of the present invention is shown in FIG. 15, and an operation explanatory diagram thereof is shown in FIG. In this embodiment, the DC power supply E ₁ In parallel with the switching element S ₁ , S ₂ Are connected to the switching element S ₂ In parallel with capacitor C ₁ ~ C _Five And diode D ₁ ~ D _Five The multiplication circuit which consists of is connected. This multiplier circuit is a switching element S. ₁ And S ₂ DC power supply E with alternating on / off operation ₁ This circuit can generate a higher voltage and operates in the same manner as the circuit of FIG. DC power supply E ₂ In parallel with the switching element S ₁₁ , S ₁₂ Are connected to the switching element S ₁₂ In parallel with capacitor C ₁₁ ~ C ₁₅ And diode D ₁₁ ~ D ₁₅ The multiplication circuit which consists of is connected. This multiplier circuit is a switching element S. ₁₁ And S ₁₂ DC power supply E with alternating on / off operation ₂ This circuit can generate a higher voltage and operates in the same manner as the circuit of FIG. A load 2 is connected between the outputs of these two multiplier circuits, and each end of the load 2 is connected to a switching element S. _{twenty one} , S _{twenty two} DC power supply E via ₁ , E ₂ Is connected to the ground.
[0027]
Each multiplier circuit generates a voltage waveform of a half sine wave, and the time t ₀ ~ T ₁ DC power supply E ₁ Side multiplier circuit operates, DC power supply E ₂ Side multiplication circuit stops operating and switching element S _{twenty two} Turns on and the switching element S _{twenty one} Is off. At this time, the supply voltage V to the load _Four Becomes positive polarity. Also, time t ₁ In the following period, the DC power supply E ₂ Side multiplier circuit operates, DC power supply E ₁ Side multiplication circuit stops operating and switching element S _{twenty one} Turns on and the switching element S _{twenty two} Is off. At this time, the supply voltage V to the load _Four Becomes negative polarity. In this way, by using two multiplication circuits, the voltage VV to the load can be obtained without using a full-bridge polarity inverting circuit. _Four The AC power can be supplied while the sine wave is substantially sinusoidal, and each capacitor and switching element can be made smaller by increasing the operating frequency, so that a small pulsating voltage can be generated. A power supply device can be provided.
[0028]
A circuit diagram of the thirteenth embodiment of the present invention is shown in FIG. In this embodiment, a direct current power source E is used in the circuit of FIG. ₁ And DC power supply E ₂ Is combined with one DC power source E. In this way, when two multiplier circuits are used, it is possible to reduce the size by sharing the DC power supply of each multiplier circuit, and supply AC power while making the supply voltage to the load substantially sinusoidal. In addition, since each capacitor and switch can be made smaller by increasing the operating frequency, it is possible to provide a small power supply device that can generate an arbitrary pulsating voltage.
[0029]
A circuit diagram of the fourteenth embodiment of the present invention is shown in FIG. This embodiment is similar to the thirteenth embodiment in the circuit of FIG. ₁ And DC power supply E ₂ Is combined with one DC power supply E, and switching element S ₁ And S ₁₁ A single switching element S ₁ This is also used in combination. Thus, in the case of using two multiplier circuits, it is possible to further reduce the size by sharing the DC power supply of each multiplier circuit and further sharing the switching element, and the supply voltage to the load can be reduced. AC power can be supplied while maintaining a substantially sinusoidal shape, and each capacitor and switch can be made smaller by increasing the operating frequency. It can be provided.
[0030]
A circuit diagram of the fifteenth embodiment of the present invention is shown in FIG. The basic configuration of the main circuit of this embodiment will be described. Switching element S is connected in parallel with DC power supply E. ₁ , S ₂ Are connected to the switching element S ₂ In parallel, a multiplication circuit X is connected, and a load 2 is connected to the output of the multiplication circuit X via another power conversion means U. The multiplication circuit X is a switching element S. ₁ And S ₂ The circuit is capable of generating a high voltage from the DC power supply E by alternating on / off operations, and performs the same operation as the circuit of FIG. As other power conversion means U, arbitrary means, such as an inverter circuit and a chopper circuit, can be used.
[0031]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the voltage variable circuit capable of boosting the power supply voltage is configured by the combination of the capacitor and the switching element, an inductor for power conversion is not required, and a large capacitor for resonance is not required. In addition, it is possible to generate a high-frequency voltage using a means for controlling the generation of pulsating voltage and polarity reversal, and the high-frequency voltage can be supplied using a small capacitor. There is an effect of becoming.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an operation explanatory diagram of a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an operation explanatory diagram of a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an operation explanatory diagram of a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an operation explanatory diagram of a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 11 is an operation explanatory diagram of an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is an operation explanatory diagram of a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a circuit diagram of a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a circuit diagram of an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a circuit diagram of a twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is an operation explanatory diagram of a twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a circuit diagram of a thirteenth embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a circuit diagram of a fourteenth embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a circuit diagram of a fifteenth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a circuit diagram of a conventional example.
FIG. 21 is an operation explanatory diagram of a conventional example.
[Explanation of symbols]
1 Control circuit
2 Load
X multiplier
E DC power supply
S ₁ Switching element
S ₂ Switching element

Claims

A series circuit of first and second switching elements that are alternately turned on and off is connected in parallel with the DC power source, and includes at least a capacitor and a switching element between both ends of the one switching element. Voltage switching means comprising a Cockcroft-Walton circuit that generates an arbitrary pulsating voltage by repeating the operation of gradually turning on and off the switching element of 2 and the operation of gradually slowing it, and connects at least one end of the load. A power supply device connected to the output of the voltage varying means.

The power supply apparatus according to claim 1, wherein the load is a discharge lamp.

The power supply device according to claim 1, wherein the load is a power conversion device.

The power supply apparatus according to claim 1, further comprising a control unit that changes an output voltage of the voltage varying unit according to a load state.

Said load is a discharge lamp, said control means preheating the lamp load, start, according to claim 4, characterized in that it is configured to change the output voltage of said voltage changing means according to the lighting conditions Power supply.

The load is a discharge lamp, and the control means modulates the on / off operation frequency of the switching element according to the required voltage for preheating, starting and lighting the discharge lamp load, and changes the output voltage of the voltage varying means. The power supply device according to claim 4 , wherein the power supply device is configured so as to be

2. The power supply apparatus according to claim 1, further comprising means for inverting the polarity of the output voltage between the voltage varying means and the load.

Said load is a discharge lamp of the hot cathode type, power supply device according to any of claims 5 to 7, characterized in that it has a preheating means for supplying a preheating current to the hot cathode by an output of said voltage changing means .

5. The power supply apparatus according to claim 4, wherein the load is a discharge lamp, and the voltage varying means includes means for supplying a pulse voltage for maintaining lighting so that the lighting state of the load is stabilized during dimming. .

The power supply device according to any one of claims 1 to 9 , comprising a plurality of the voltage variable means, and configured to supply a differential voltage of each voltage variable means to a load.

11. The power supply apparatus according to claim 10, wherein each voltage variable means includes a switch for short-circuiting the output while the other voltage variable means is in operation .