JP3655164B2

JP3655164B2 - OFDM receiver

Info

Publication number: JP3655164B2
Application number: JP2000132858A
Authority: JP
Inventors: 幸夫大滝; 和俊北田
Original assignee: Alps Electric Co Ltd
Current assignee: Alps Alpine Co Ltd
Priority date: 2000-04-27
Filing date: 2000-04-27
Publication date: 2005-06-02
Anticipated expiration: 2020-04-27
Also published as: JP2001313626A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、日本や欧州における地上波ディジタルＴＶ放送のようにＯＦＤＭ変調された信号の受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、地上波ディジタルＴＶ放送に代表されるディジタルのオーディオ信号や映像信号の伝送（変調）方式としてＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、直交周波数分割多重）によるマルチキャリア（多搬送波）変調方式が実用されつつある。この変調方式による放送は、符号化したデータを分割して千から数千以上の搬送波に振り分け、多重化して伝送する。
【０００３】
図１０にＯＦＤＭ送信装置の構成ブロック図を、図１１にＯＦＤＭによる変調過程を概念的に示す。
図１０において、ＯＦＤＭ送信装置は、ＯＦＤＭ変調手段５１と、送信手段（ＴＸ）５７と、アンテナ５８とを有している。
ここで、ＯＦＤＭ変調手段５１は入力されるディジタル信号をＱＰＳＫ等の変調を行う変調手段５２と、変調された直列信号を並列信号に変換する直／並列変換手段（Ｓ／Ｐ）５３と、変換された並列信号を逆フーリエ変換する高速逆フーリエ変換手段（ＩＦＦＴ）５４と、逆フーリエ変換された信号を直列に変換し、時間信号として出力する並／直列変換手段（Ｐ／Ｓ）５５と変換された信号にガードインターバルを挿入するガードインターバル挿入手段５６とから構成されている。
【０００４】
上記構成において、入力されたディジタル信号が変調手段５２により所定の変調方式（例えば、ＱＰＳＫ変調）で情報変調されることにより得られた変調シンボルは、図１１に示すように、直／並列変換手段（Ｓ／Ｐ）５３により、より低速の変調シンボル列、すなわち、一定周波数間隔（Δｆ）で並んだＮ個のそれぞれ互いに直交する搬送波の変調シンボル列に変換される。この変調シンボル列は、高速逆フーリエ変換手段（ＩＦＦＴ）５４により高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）され、更に、並／直列変換手段（Ｐ／Ｓ）５５により波形合成され、直交する時間軸信号の同相成分（以下、Ｉと記す。）と、直交成分（以下、Ｑと記す。）が生成される。
【０００５】
さらに、ガードインターバル挿入手段５６により所定時間（有効シンボル時間）Ｔｓで区切られた信号の末尾の所定時間分（ガードインターバル時間）Ｔｇを上記時間軸信号Ｉ、Ｑの開始部にコピーして挿入し、これをガードインターバルとする。このように、ガードインターバルが挿入された時間軸信号が、ガードインターバル挿入手段５６からベースバンド時系列信号として生成される。
【０００６】
このガードインターバルは受信時に生じる遅延波妨害（干渉）の対策のために挿入されるもので、マルチパス環境下での信号の相対遅延による隣接シンボル干渉を吸収するシンボルである。
ここで、（Ｔｇ＋Ｔｓ）時間の時間軸信号が１単位のＯＦＤＭシンボルとして扱われ、受信時の処理によってこのガードインターバルが除去されてＴｓ時間の信号のみが有効シンボル信号として抽出され、復調されるものである。
そして、ガードインターバル挿入手段５６により生成されたベースバンド時系列信号は、Ｄ／Ａ変換手段（図示省略）を含む送信手段（ＴＸ）５７で所定の搬送波に乗せられ、電力増幅した後アンテナ５８から空間に輻射される。
【０００７】
次に、図１２に基本的なＯＦＤＭ受信装置の構成を、図１３にＯＦＤＭによる復調過程を概念的に示す。
図１２において、ＯＦＤＭ受信装置は、アンテナ５９と、受信手段（ＲＥＣ）６６と、ＯＦＤＭ復調手段６０とを有している。
また、ＯＦＤＭ復調手段６０は、受信した信号からガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出する有効シンボル抽出手段６１、有効シンボル信号を並列信号に変換する直／並列変換手段（Ｓ／Ｐ）６２、並列信号をフーリエ変換する高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）６３、直列信号に変換する並／直列変換手段（Ｐ／Ｓ）６４、および復調手段６５を有している。
【０００８】
図１２において、アンテナ５９によって捕捉された信号電波は受信手段（ＲＥＣ）６６によって増幅、周波数変換され、更にＡ／Ｄ変換手段（図示省略）によりディジタルのベースバンド時系列信号として出力され、ＯＦＤＭ復調手段６０によって復調される。
ＯＦＤＭ復調手段６０では図１２及び図１３に示すように、有効シンボル抽出手段６１において、受信したＯＦＤＭシンボルを参照し、Ｔｓ時間だけ離れた２つのシンボル信号をＴｇ時間にわたり積和を計算して自己相関信号を発生し、これを基準信号とする。続いてＯＦＤＭシンボルの基準信号（自己相関信号）のピーク（最大値）を検出し、自己相関信号のピークに基づいて挿入されたガードインターバルを除去して有効シンボルＩ、Ｑを抽出する。
【０００９】
次いで、直／並列変換手段（Ｓ／Ｐ）６２により有効シンボル信号を並列信号に変換し、変換された並列信号を高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）６３により高速フーリエ変換（ＦＦＴ）してΔｆずつ周波数のずれたＮ個の搬送波の変調シンボルを取り出す。このように取り出された変調シンボルを並／直列変換手段（Ｐ／Ｓ）６４により直列状の時間系列に変換してから、復調手段６５により所定の方式で復調して、ディジタル信号を復号する。
【００１０】
しかし、受信したＯＦＤＭ信号にガードインターバル時間以上の遅延時間を有する遅延波が含まれるとき、有効シンボル抽出手段６１で有効シンボルを検出すると、隣接するＯＦＤＭシンボル同士で有効シンボルが干渉するので、ＯＦＤＭ復調手段６０での復調後にビット誤りが発生するという問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上述の問題を解決する為に、出願人は図１４の構成のＯＦＤＭ受信装置を提案した。
この提案のＯＦＤＭ受信装置は、ＯＦＤＭ変調された信号を捕捉するアンテナ５９と、供給された信号を処理して、ベースバンド信号に変換する受信手段（ＲＥＣ）６６と、ＯＦＤＭ変調信号から変調時に挿入されたガードインターバル信号を取り除き、有効シンボル信号を抽出するＯＦＤＭ復調手段６８と、受信手段（ＲＥＣ）６６とＯＦＤＭ復調手段６８との間に、受信したＯＦＤＭ信号の自己相関信号を検出する自己相関検出手段６７と、ＯＦＤＭ変調信号のガードインターバル時間以上遅延した信号成分を除去する遅延等化手段７０とを有している。
【００１２】
図１４において、遅延等化手段７０は、まず自己相関検出手段６７が検出した自己相関信号のピーク位置に基づいて、主波のＯＦＤＭシンボル及び遅延波のＯＦＤＭシンボルの到来時間をそれぞれ算出する。次に、主波の到来時間を基準に遅延波の遅延時間を求め、これに基づいて遅延波を除去する。しかし、ＯＦＤＭ信号の自己相関信号は相関が大となったときでも局所的に複数のピーク値が現れる場合がある。このとき、偽の自己相関ピークにより遅延波の遅延時間が設定されると、遅延波が正確に除去できずＯＦＤＭ復調後にビット誤りが発生するという問題があった。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明のＯＦＤＭ受信装置は、ＯＦＤＭ変調信号の自己相関を検出する自己相関検出手段と、該自己相関検出手段の検出結果に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号のガードインターバル時間以上遅延した信号成分を除去する遅延等化手段と、該遅延等化手段の入力電力と出力電力とを比較する電力比較手段と、前記遅延等化手段の出力信号から変調時に挿入されたガードインターバル信号を取り除き、有効シンボル信号を抽出して復調するＯＦＤＭ復調手段とを備えるとともに、前記遅延等化手段に、前記電力比較手段の比較結果を基に前記遅延等化手段の出力信号の遅延時間を補正する遅延時間補正手段を設けたものである。
【００１４】
遅延等化手段の入力電力と出力電力とを比較すると、遅延等化手段の出力信号の遅延時間が正確に設定されて遅延等化手段が動作しているか否か、即ち遅延等化手段がガードインターバル時間以上遅延した信号成分を正確に除去しているか否かを検出できる。従って、自己相関検出手段の検出結果が偽の自己相関ピークによる誤差を持っていても補正可能であり、遅延波が正確に除去できる。そして、遅延等化手段の入力電力と出力電力とを比較して遅延時間を補正すると、同時に復調後のビット誤りも少なくできる。
【００１５】
遅延等化手段は、自己相関検出手段が検出した自己相関値のうち、最大自己相関値以外の極大自己相関値の最大自己相関値から算出した遅延時間と、極大自己相関値から算出した複素振幅係数とに基づいて遅延等化手段の出力信号を負帰還させる帰還手段を備え、遅延時間補正手段が、帰還手段の遅延時間を補正するものであることが望ましい。
これより、遅延等化手段が、自己相関検出手段の検出結果により遅延時間が決定されるフィードフォワード系に加えて、電力比較手段により遅延時間が補正されるフィードバック系を備えるので、遅延等化手段の動作を安定させることができる。
【００１６】
遅延時間補正手段は、電力比較手段の比較結果を参照し、遅延等化手段の出力電力が遅延等化手段の入力電力よりも大きいと判定される場合に、遅延時間を補正するものであることが望ましい。
これにより、遅延時間補正手段において、遅延時間の補正が必要な時だけに確実に動作させることができる。
【００１７】
また、遅延時間補正手段は、電力比較手段の比較結果を参照し、遅延等化手段の出力電力が遅延等化手段の入力電力よりも小さいと判定されるまで継続して遅延時間を補正するものであることが望ましい。
これにより、遅延時間補正手段において、遅延時間の補正が継続的に行われ、確実に補正を行うことができる。
【００１８】
ＯＦＤＭ復調手段は、自己相関検出手段にて検出された自己相関値のうち、最大値を示す最大自己相関値が検出された時点を基準として、遅延等化手段の出力信号からガードインターバル信号を取り除き、有効シンボル信号を抽出することが望ましい。
これにより、有効シンボル抽出手段において、改めて自己相関値を算出する必要が無いので、回路構成を簡略化することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。本発明の各実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置は、ＯＦＤＭ変調信号の有効シンボルをＦＦＴ演算するＦＦＴ演算手段の前段に、即ちＯＦＤＭ復調手段の前に、受信したＯＦＤＭ変調信号のうち所定時間以上遅延した信号成分（遅延波）を除去する遅延等化手段と、遅延等化手段の入力、出力信号の電力を検出する電力検出手段と、遅延等化手段の入力、出力信号の電力の大小を比較する比較手段と、遅延等化手段に電力比較手段の比較結果を基に遅延等化手段の出力信号の遅延時間を補正する遅延時間補正手段を設けて、自己相関信号に偽の相関ピーク値があっても遅延等化手段で設定される遅延時間を補正するようにしたもので、安定した遅延等化を行うことができ、ＯＦＤＭ復調後のビット誤りを低減できることを特徴としている。
【００２０】
図１に本発明の実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置の構成を示す。同図において、ＯＦＤＭ受信装置は、ＯＦＤＭ変調された信号を捕捉するアンテナ１と、受信手段２と、受信手段２の出力信号の自己相関を検出する自己相関検出手段５と、受信手段２の出力信号から所定時間以上遅延した信号成分を除去する遅延等化手段３と、遅延等化手段３の入力信号の電力を検出する電力検出手段７と、遅延等化手段３の出力信号の電力を検出する電力検出手段８と、電力検出手段７、８の出力の大小を比較する比較手段６と、ＯＦＤＭ復調手段４を有している。ここで、電力比較手段９は、比較手段６と電力検出手段７，８とにより構成されている。
【００２１】
次に、図１における自己相関検出手段５の具体的構成を図２に示す。図２において、自己相関検出手段５は、受信手段２から供給される信号を入力端子１００にて受け、有効シンボル時間だけ遅延させた遅延信号を出力する有効シンボル時間遅延手段１１と、受信手段２から供給される信号から複素共役信号を生成する複素共役信号生成手段１２と、遅延信号と複素共役信号とを乗算する乗算手段１３と、乗算手段１３の乗算結果を所定時間だけ累算する累算手段１４とを有し、その結果を出力端子１０１から出力する。
【００２２】
次に、図１における遅延等化手段３の具体的構成を図３に示す。図３において、遅延等化手段３は、加算手段３１と、加算手段３１の出力を所定時間遅延させる遅延手段３４、３５と、遅延手段３４、３５の出力信号の複素振幅をそれぞれ補正する複素振幅補正手段３２、３３と、複素振幅補正手段３２、３３における振幅補正量である複素振幅係数算出する複素振幅係数算出手段３７と、自己相関検出手段５の検出結果と最大極大自己相関探索手段の出力結果に基づいて遅延時間を算出する遅延時間算出手段３８と、比較手段６の検出結果を受けて遅延時間算出手段３８の算出結果を補正する遅延時間補正手段３６と、供給された自己相関値の中から最大値と極大値探索する最大極大自己相関探索手段３９とを有している。
【００２３】
図３に示す遅延等化手段３は２つまでの信号の遅延等化を行う構成であり、遅延手段３４と複素振幅補正手段３２とにより構成される信号の負帰還手段により、一の信号遅延信号が除去され、また、遅延手段３５と複素振幅補正手段３３とにより構成される信号の負帰還手段により、もう一つの遅延信号が除去される。
【００２４】
次に、図１における電力比較手段９の構成について図４、５を用いて説明する。電力比較手段９における電力検出手段７、８はいずれも、図４に示すように入力信号の複素共役信号を生成する複素共役信号生成手段４０と、前記入力信号と複素共役信号生成手段４０の出力信号を乗算する乗算手段４１と、乗算手段４１の出力を所定の数だけ累算する累算手段４２とを有している。
また、電力比較手段９における比較手段６は、図５に示すように電力検出手段７、８の出力を加算する加算手段４３と、加算手段４３の出力が正・負いずれの範囲にあるかを判定する正負判定手段４４を有している。
【００２５】
以上のような構成による本実施形態のＯＦＤＭ受信装置の動作を説明する。まず、図１において、アンテナ１により受信した信号は、受信手段２で増幅、周波数変換され、更にＡ／Ｄ変換手段（図示省略）でディジタルのベースバンド信号に変換される。そのベースバンド信号は、遅延等化手段３と、自己相関検出手段５と、電力検出手段７とに入力される。
【００２６】
受信手段２からのベースバンド信号を受けて、自己相関検出手段５では、有効シンボル時間遅延手段１１により、入力端子１００より自己相関検出手段に供給される信号が有効シンボル時間だけ遅延させられた遅延信号が出力され、また、複素共役信号生成手段１２により、入力端子１００より供給される信号から複素共役信号が生成され出力される。遅延信号と複素共役信号とが乗算され、乗算手段１３の乗算結果が累算手段１４により所定時間だけ累算される。その累算結果は、自己相関信号であり、出力端子１０１より遅延等化手段３に出力される。
【００２７】
また、電力検出手段７では受信手段２からのベースバンド信号を受けて、複素共役信号生成手段４０に入力される。複素共役信号生成手段４０で生成された入力信号の複素共役信号と、入力信号とを乗算手段４１で乗算することにより、受信手段２でのＡ／Ｄ変換手段（図示省略）で変換されたベースバンド信号の1サンプルを単位として瞬時信号電力を算出する。また、累算手段４２により瞬時信号電力を所定の数だけ累算することにより累積瞬時信号電力を算出し、これを入力電力として比較手段６の１つの入力端子に出力する。
【００２８】
一方、電力検出手段８では遅延等化手段３の出力信号を受けて、電力検出手段７と同様に信号電力を算出し、これを遅延等化手段３の出力電力として、比較手段６の他の入力端子に出力する。
【００２９】
比較手段６は電力検出手段７、８からそれぞれ遅延等化手段３の入力電力と出力電力を受けて、加算手段４３にて両者の電力差を算出する。即ち、加算手段４３において、遅延等化手段３の入力電力は負極性で加え、出力信号電力値は正極性で加え、この算出結果を入出力電力差とし、正負判定手段４４に送出する。
正負判定手段４４は、遅延等化手段３の出力電力（電力検出手段８が検出した信号電力）が遅延等化手段３の入力電力（電力検出手段７が検出した信号電力）よりも大きい場合には＋１を遅延等化手段３に送出し、逆の場合には−１を遅延等化手段３に送出する。
【００３０】
次いで、遅延等化手段３では、自己相関検出手段５の検出結果と電力比較手段９の比較結果に基づいて、ＯＦＤＭ変調信号のガードインターバル時間以上に遅延した信号成分が除去される。遅延等化手段３の出力信号は、ＯＦＤＭ復調手段４において、フーリエ変換され、変調時に挿入されたガードインターバルが取り除かれ、有効シンボルが抽出されて復調される。
【００３１】
遅延等化手段３の構成を詳細に説明すると、まず最大極大自己相関探索手段３９に、自己相関検出手段５から自己相関値が供給されると、それらの中から自己相関の最大値に関する制御信号を複素振幅係数算出手段３７と遅延時間算出手段３８に送出する。例えば、受信手段２の出力に３つのＯＦＤＭ変調信号が含まれていると、１つの最大自己相関値と２つの極大自己相関値が検出され、極大自己相関値を発生させる要因となった遅延信号を除去するために、これらに関する制御情報が送出される。
【００３２】
次に、最大極大自己相関探索手段３９からの制御信号を受けて、遅延時間算出手段３８は前記の最大自己相関値を基準として、最大自己相関値以外の極大自己相関値の中で、除去すべき２つの遅延信号に対応する極大自己相関値が検出された時点までの時間を算出する。ここで、算出された遅延時間が所定時間、具体的にはＯＦＤＭ変調信号に含まれるガードインターバル時間より短い時には、送出される遅延時間をゼロとする。
【００３３】
また、複素振幅係数算出手段３７は、最大極大自己相関探索手段３９からの制御信号を受けると、最大自己相関値を基準として、最大自己相関値以外の極大値自己相関値の中で除去すべき２つの遅延信号に対応する極大自己相関値との比をそれぞれ算出して、これを複素振幅係数としてそれぞれ複素振幅補正手段３２、３３に送出する。
ここで、遅延時間算出手段３８と複素振幅係数算出手段３７においては、自己相関値を参照して、遅延時間と複素振幅補正係数を算出する。
【００３４】
遅延時間補正手段３６は、電力比較手段９の比較結果を受けて、それが＋１（遅延等化手段３の出力電力が入力電力より大きい場合）であるとき遅延時間の補正を行い、前記出力電力が前記入力電力より小さくなるまで補正を継続する。その補正された遅延時間は遅延手段３４、３５に出力される。
【００３５】
一方、複素振幅補正手段３２、３３では複素振幅係数算出手段３７により算出された結果に基づき、遅延手段３４、３５により遅延された加算手段の出力の振幅を補正する。このように、遅延手段３４（３５）及び複素振幅補正手段３２（３３）からなる負帰還手段を経て加算手段３１の出力が負帰還され、同じ加算手段３１の入力に供給される。
【００３６】
ここで、図１に示す遅延等化手段３と電力比較手段９とを動作させて、遅延時間算出手段３８が算出した遅延時間を補正し、正確に遅延波を除去するための動作原理を更に詳しく説明する。図６は、遅延時間算出手段３８が算出する遅延時間の算出誤差と、その遅延時間に基づいて遅延等化手段３を動作させた場合の遅延等化手段３の入出力電力差（電力検出手段７、８がそれぞれ検出した信号電力の差）の関係を示す特性図である。ここで、遅延時間の算出誤差が正極性のとき、遅延時間算出手段３８が算出した遅延時間が真の遅延時関より長い（遅延波がより遅れる到来する）ことを示し、負極性のときはその逆を示す。また、入出力電力差が正極性のとき、遅延等化手段３の出力電力が入力電力より大きいことを示し、負極性のときはその逆を示す。なお、ここでは遅延時間補正手段３６での補正量はゼロとし、遅延時間算出手段３８が算出した遅延時間が補正なしで遅延手段３４（３５）に設定されるものとして説明する。
【００３７】
さて、自己相関検出手段５が検出した自己相関信号に、偽の自己相関ピークを含む複数の自己相関ピークを含まれている場合でも、遅延時間算出手段３８が真の自己相関ピークを示す時間を基に遅延時間を算出すると（遅延時間の算出誤差がゼロであると）、遅延等化手段３に入力される信号から、算出された遅延時間分だけ遅延手段３４（３５）で遅延させた信号が加算手段３１で引かれるので、遅延波が完全に相殺されて除去される。このとき、除去された遅延波の信号電力分だけ加算手段３１の出力電力が少なくなるので、遅延等化手段３の入力電力に比べ出力電力が小さくなる。従って、図６に示すように遅延時間の算出誤差がゼロのとき、遅延等化手段３の入出力電力差は負の値を示す。
【００３８】
これに対し、遅延時間算出手段３８が偽の自己相関ピークを示す時間を基に遅延時間を算出すると（遅延時間の算出誤差がゼロでないと）、遅延等化手段３に入力される信号から、算出された遅延時間分だけ遅延手段３４（３５）で遅延させた信号が、真の遅延波の遅延時間とは異なるタイミングで加算手段３１で引かれてしまう。このとき、遅延波が除去されないばかりか、別の遅延波が加算されるような処理となってしまうので、新たに加算される信号電力の分だけ加算手段３１の出力電力が増えてしまう。その結果、遅延等化手段３の入力電力に比べ出力電力が大きくなり、図６に示すように遅延時間の算出誤差がゼロでないときには、入出力電力差は正の値を示すようになる。
【００３９】
また、図７は、ＯＦＤＭ復調手段４の出力側でみた復調シンボルの位相軌跡を、遅延時間の算出誤差が有無の場合で比較した特性図であり、ＯＦＤＭのキャリア変調がＱＰＳＫの場合の特性図である。図７（ａ）に示すように、遅延時間の算出誤差がゼロで遅延等化手段３を動作させると、遅延等化手段３の出力電力が入力電力より小さくなるので、復調シンボルの電力が小さくなる。従って、I−Q軸座標面で所定の領域に収斂した状態のシンボルが判別できるようになり、復調後のビット誤りは少なくなる。これに対し、図７（ｂ）に示すように、遅延時間の算出誤差があるとき遅延等化手段３を動作させると、遅延等化手段３の出力電力が入力電力より大きくなるので、復調シンボルの電力が大きくなる。従って、I−Q軸座標面でランダムに分布した状態のシンボルを判別することになり、ビット誤りが多くなってしまう。
【００４０】
即ち、遅延時間算出手段３８において算出された遅延時間に誤差があると、遅延波を除去することができないばかりか、復調後のビット誤りが多くなる。また、この場合には遅延等化手段３の出力電力が入力電力よりも大きくなるが、算出された遅延時間に誤差がないときに限り出力電力が入力電力よりも小さくなる、という関係がある。
【００４１】
そこで、本実施の形態では、図１に示す遅延等化手段３と電力比較手段９とを動作させて、まず、遅延等化手段３の入出力電力を電力比較手段９で比較し、遅延波が除去されていないことが検出された場合、即ち、遅延等化手段３の出力電力が入力電力より大きくなる場合には、遅延等化手段３内の遅延時間補正手段３６により遅延時間を補正し、この動作を出力電力が入力電力に比べて小さくなるまで繰り返すようにする。これにより遅延時間が正確に補正され、遅延波が正確に除去されて、結果としてＯＦＤＭ復調手段４の出力でのビット誤りが少なくなる。以上が、遅延等化手段３と電力比較手段９の動作原理である。
【００４２】
次に、遅延等化手段３と電力比較手段９の動作について、図８と図９を用いて詳細に説明する。図８は、図１に示すＯＦＤＭ受信装置に係わる信号波形のうち、遅延等化手段３の入力信号（Ａ５）と、自己相関検出手段５の出力信号（Ａ７）と、電力検出手段７の出力信号（Ａ６）の時間波形の一例を示す図である。また、図９は、遅延等化手段３の出力信号（Ａ１）と、電力検出手段８の出力信号（Ａ２）と、遅延時間補正手段３６が遅延手段３４へ出力する信号（Ａ３）の時間波形の一例を示す図である。ここで、受信手段２が出力するＯＦＤＭ信号は、キャリア変調がＱＰＳＫで、主波と遅延波がそれぞれ１波ずつ含む信号（計２波を含む信号）として説明する。
【００４３】
まず、Ａ５に示すＯＦＤＭ信号が電力検出手段７に入力されると、電力検出手段７では、乗算手段４１がベースバンドのＯＦＤＭ信号の瞬時信号電力を算出する。更に、累算手段４２が時間間隔Δｔの間に所定のサンプル数の瞬時信号電力を累算して遅延等化手段３の入力電力を算出して、Δｔ毎にＡ６に示すような信号を出力する。ここでは、入力電力の変動が少ないのでほぼ一定の電力Ｐｉをしている。
【００４４】
また、Ａ５に示すＯＦＤＭ信号が自己相関検出手段５に入力されると、自己相関検出手段５ではＡ７に示される自己相関信号を出力する。主波と遅延波の計２波を含む信号を受信するので、１つのＯＦＤＭシンボル期間（Ｔｇ＋Ｔｓ）に、それぞれの到来時間を示す自己相関ピークが２つ検出される。この例では、遅延波に関する自己相関ピークの近傍では、３つの局所ピークが検出されるが、時間ｔｄでの自己相関ピークが真の遅延波の到来時間を示し、時間ｔｄ−２Δｔｄ（Δｔｄはサンプル時間間隔）、ｔｄ＋２Δｔｄでの自己相関ピークが偽の到来時間を示す。
【００４５】
Ａ７で示される自己相関信号を遅延等化手段３の最大極大自己相関探索手段３９が受けると、１ＯＦＤＭシンボル期間での自己相関信号の最大ピークと極大ピークを探索する。例えば、時間ｔ０−（Ｔｇ＋Ｔｓ）からｔ０までＯＦＤＭシンボル期間については、その最大相関ピークを参照して主波の到来時間をｔｐとするが、遅延波については極大相関ピークの中で最も高い値を示す時間ｔｄ＋２Δｔｄを到来時間とする制御情報を送出する。なお、この場合、偽の自己相関ピークにより遅延波の到来時間が算出されるので、その制御情報には誤差が含まれる。
【００４６】
時間ｔ０にて、上記のような制御情報を基に遅延時間算出手段３８が遅延波の遅延時間を算出する。この場合、主波の到来時間がｔｐで、遅延波の到来時間がｔｄ＋２Δｔｄであるので、遅延時間はｔｄ＋２Δｔｄ―ｔｐと算出される。続く遅延時間補正手段３６では、遅延時間が算出された直後であるのでとりあえず遅延時間の補正量をゼロとし、ｔｄ＋２Δｔｄ―ｔｐを遅延時間として遅延手段３４に設定する。なお、検出された遅延波は1波であるので、遅延手段３５に設定する遅延時間をゼロとする。
このように時間ｔ０にて設定された遅延時間により遅延等化手段３の帰還手段が動作を開始する。その結果、図９に示すように、遅延等化手段３からＡ１で示される信号が出力される。
【００４７】
続く電力検出手段８は、遅延等化手段３からの信号を入力して、先の電力検出手段７と同様の動作により遅延等化手段３の出力電力を算出し、Ａ２で示される信号が出力される。ここで、時間ｔ０からｔ１までのΔｔ時間で算出された出力電力は時間ｔ１に出力され、以降同様にして、Δｔだけ時間が経過する毎に出力電力が更新されていく。
【００４８】
次に、比較手段６が電力検出手段７、８からの出力信号、即ち遅延等化手段３の入出力電力を比較し、図９のＡ４に示される信号を出力する。時間ｔ１では、Ａ２に示されるように、出力電力が入力電力より大きいので、比較手段６は＋１を遅延時間補正手段３６に出力する。入出力電力がこのような関係にあるとき、設定された遅延時間に誤差があり、ＯＦＤＭ復調後のビット誤りが多くなっているので、遅延時間補正手段３６は比較手段６の出力を受けてから、遅延時間算出手段３８が算出した遅延時間の補正を開始する。
【００４９】
ここで、遅延時間補正手段３６はΔｔだけ時間が経過する毎に比較手段６の比較結果を参照し、それが＋１を示す場合には順次、遅延時間の補正量を−Δｔｄ、＋Δｔｄ、−２Δｔｄ、＋２Δｔｄというように、極性を反転させながらジグザグ状に絶対補正量を増加させていく。この実施の形態の場合、初期の時間ｔ０で遅延時間算出手段３８が算出した遅延時間がｔｄ＋２Δｔｄ―ｔｐであるので、遅延時間補正手段３６が補正して遅延手段３４に設定する遅延時間は、図９のＡ３で示されるように、時間ｔ１でｔｄ＋Δｔｄ―ｔｐ、時間ｔ２でｔｄ＋３Δｔｄ―ｔｐ、時間ｔ３でｔｄ―ｔｐ、というように設定される。
【００５０】
以上のように、遅延等化手段３と電力比較手段９を連続的に動作させると、時間ｔ３において遅延時間補正手段３６は遅延時間をｔｄ―ｔｐに補正して遅延手段３４に設定する。これは言い換えると、Ａ７に示される自己相関信号のうち遅延波に関する自己相関ピークの中で、最大極大自己相関探索手段３９が真の自己相関ピークを参照して、遅延波の到来時間をｔｄとする制御情報を送出することと同じである。即ち、遅延波の到来時間には誤差がないので、遅延手段３４で設定される遅延時間も誤差がなく、遅延等化手段３の帰還手段により遅延波が正確に除去されて、主波のみを含むＯＦＤＭ信号が遅延等化手段３から出力される。
【００５１】
この後の時間ｔ３からｔ４において電力検出手段８が遅延等化手段３の出力電力を算出すると、図９のＡ２に示されるように、それが時間ｔ４において遅延等化手段３の入力電力よりも小さくなり、比較手段６が遅延時間補正手段３６に−１を出力する。入出力電力がこのような関係にあるとき、設定された遅延時間に誤りがなくＯＦＤＭ復調後のビット誤りが少なくなっているので、遅延時間補正手段３６は比較手段６の出力を受けて遅延時間の補正を停止する。
【００５２】
このように、遅延等化手段３では自己相関検出手段５の検出結果と電力比較手段９の比較結果に基づいて、ガードインターバル時間以上遅延した信号成分が正確に除去され、主波のみのＯＦＤＭ信号が生成される。その信号を用いて、ＯＦＤＭ復調手段４では、変調時に挿入されたガードインターバルが取り除かれ、干渉が無い有効シンボルが抽出され、フーリエ変換後にデータが復調される。
ここで、ガードインターバルを取り除く際に、自己相関検出手段５が出力する自己相関信号を基準にして除去することができる。このようにすると、従来のＯＦＤＭ受信装置のＯＦＤＭ復調手段６０では別途、自己相関信号を求める必要があったが、本発明の実施形態ではこの操作が必要でなくなる。
【００５３】
以上のように遅延等化手段３と電力比較手段９を動作させてＯＦＤＭ復調手段４で復調すると、時間ｔ３まではＯＦＤＭ復調手段が出力する復調シンボルは図７（ｂ）に示すように、シンボルの判定が不可能なほどの分布をしていたが、遅延手段３４の遅延時間の誤差がなくなり、遅延波が完全に除去されると、図７（ａ）に示すようにシンボルの判定が容易となり、ビット誤りが低減される。
【００５４】
なお、本発明の実施の形態として、遅延等化手段を１つ設け、１つの遅延時間補正手段により遅延時間の補正を進み方向と遅れ方向に交互に行っていくようにしたが、本発明はこれに限定されるものでなく、例えば、遅延等化手段を複数個設置し、進み方向と遅れ方向にそれぞれ独立して遅延時間の補正を行うようにしてもよい。
また、本発明の実施の形態では、遅延等化手段に含まれる帰還手段を２系統として、最大２波までの遅延波を除去するように構成したが、本発明はこれに限定されるものでなく、帰還手段を１系統や、３系統以上としてもよい。
更に、本発明の実施の形態では、自己相関信号のうち遅延波に関する自己相関ピークに局所的な複数のピークがある場合を説明したが、主波に関する自己相関ピークに局所的な複数のピークがあっても、同様に動作させることができる。
【００５５】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明のＯＦＤＭ受信装置によれば、遅延等化手段にその入出力電力を比較する電力比較手段を設けて動作させることにより、遅延波をより安定して排除することができるので、十分なＣＮ比をもった出力信号を得ることができ、復調後のビット誤りを無くすことができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係わるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における自己相関検出手段の具体構成を示すブロック図である。
【図３】図１における遅延等化手段の具体構成を示すブロック図である。
【図４】図１の電力比較手段における電力検出手段の具体構成を示すブロック図である。
【図５】図１の電力比較手段における比較手段の具体構成を示すブロック図である。
【図６】図１の遅延等化手段における遅延時間の誤差と入出力電力差の関係を示す説明図である。
【図７】図１のＯＦＤＭ復調手段におけるＯＦＤＭ復調後のＱＰＳＫ復調シンボルの位相軌跡を示す説明図である。
【図８】図１の動作を説明するための説明図である。
【図９】図１の動作を説明するための他の説明図である。
【図１０】ＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】ＯＦＤＭによる変調過程を概念的に示した説明図である。
【図１２】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示したブロック図である。
【図１３】従来のＯＦＤＭによる復調過程を概念的に示す説明図である。
【図１４】先に提案したＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１アンテナ
２受信手段
３遅延等化手段
４ＯＦＤＭ復調手段
５自己相関検出手段
６比較手段
７，８電力検出手段
９電力比較手段
１１有効シンボル時間遅延手段
１２，４０複素共役信号生成手段
１３，４１乗算手段
１４，４２累算手段
３１，４３加算手段
３２，３３複素振幅補正手段
３４，３５遅延手段
３６遅延時間補正手段
３７複素振幅係数算出手段
３８遅延時間算出手段
３９最大極大自己相関探索手段
４４正負判定手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an apparatus for receiving an OFDM-modulated signal such as terrestrial digital TV broadcasting in Japan and Europe.
[0002]
[Prior art]
In recent years, as a transmission (modulation) method for digital audio signals and video signals typified by terrestrial digital TV broadcasting, a multicarrier modulation method using OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) is being put into practical use. is there. In broadcasting using this modulation method, encoded data is divided and distributed to thousands to several thousand carriers, multiplexed and transmitted.
[0003]
FIG. 10 is a block diagram showing the structure of an OFDM transmitter, and FIG. 11 conceptually shows a modulation process using OFDM.
In FIG. 10, the OFDM transmission apparatus includes OFDM modulation means 51, transmission means (TX) 57, and antenna 58.
Here, the OFDM modulation means 51 is a modulation means 52 that modulates an input digital signal such as QPSK, a serial / parallel conversion means (S / P) 53 that converts a modulated serial signal into a parallel signal, and a conversion. Fast Fourier transform means (IFFT) 54 that performs inverse Fourier transform on the parallel signal that has been converted, and parallel / serial conversion means (P / S) 55 that converts the inverse Fourier transform signal into a serial signal and outputs it as a time signal Guard interval insertion means 56 for inserting a guard interval into the received signal.
[0004]
In the above configuration, the modulation symbol obtained by the information modulation of the input digital signal by the modulation means 52 with a predetermined modulation method (for example, QPSK modulation) is a serial / parallel conversion means as shown in FIG. By (S / P) 53, the signal is converted into a lower-speed modulation symbol sequence, that is, a modulation symbol sequence of N orthogonal carrier waves arranged at a constant frequency interval (Δf). This modulation symbol string is subjected to fast inverse Fourier transform (IFFT) by fast inverse Fourier transform means (IFFT) 54, and is further subjected to waveform synthesis by parallel / serial transform means (P / S) 55, so that the in-phase of orthogonal time-axis signals is obtained. A component (hereinafter referred to as I) and an orthogonal component (hereinafter referred to as Q) are generated.
[0005]
Further, the guard interval inserting means 56 copies and inserts the predetermined time (guard interval time) Tg at the end of the signal divided by the predetermined time (effective symbol time) Ts into the start part of the time axis signals I and Q. This is the guard interval. Thus, the time axis signal with the guard interval inserted is generated as a baseband time series signal from the guard interval inserting means 56.
[0006]
This guard interval is inserted as a countermeasure against delayed wave interference (interference) that occurs during reception, and is a symbol that absorbs adjacent symbol interference due to the relative delay of a signal in a multipath environment.
Here, a time axis signal of (Tg + Ts) time is treated as one unit of OFDM symbol, and this guard interval is removed by processing at the time of reception, and only a signal of Ts time is extracted and demodulated as an effective symbol signal. It is.
The baseband time-series signal generated by the guard interval insertion unit 56 is put on a predetermined carrier wave by a transmission unit (TX) 57 including a D / A conversion unit (not shown), and after power amplification, from the antenna 58 Radiated into space.
[0007]
Next, FIG. 12 conceptually shows the configuration of a basic OFDM receiver, and FIG. 13 conceptually shows a demodulation process using OFDM.
In FIG. 12, the OFDM receiver includes an antenna 59, receiving means (REC) 66, and OFDM demodulating means 60.
Further, the OFDM demodulating means 60 removes the guard interval from the received signal and extracts an effective symbol signal 61, and a serial / parallel converting means (S / P) 62 for converting the effective symbol signal into a parallel signal. , A fast Fourier transform means (FFT) 63 for Fourier transforming the parallel signal, a parallel / serial conversion means (P / S) 64 for converting the parallel signal into a serial signal, and a demodulating means 65.
[0008]
In FIG. 12, a signal radio wave captured by an antenna 59 is amplified and frequency converted by a receiving means (REC) 66, and further output as a digital baseband time-series signal by an A / D converting means (not shown). Demodulated by means 60.
As shown in FIG. 12 and FIG. 13, the OFDM demodulator 60 refers to the received OFDM symbol in the effective symbol extractor 61, calculates the product sum of two symbol signals separated by Ts time over Tg time, A correlation signal is generated and used as a reference signal. Subsequently, the peak (maximum value) of the reference signal (autocorrelation signal) of the OFDM symbol is detected, and the guard interval inserted based on the peak of the autocorrelation signal is removed to extract the effective symbols I and Q.
[0009]
Next, the effective symbol signal is converted into a parallel signal by the serial / parallel conversion means (S / P) 62, and the converted parallel signal is fast Fourier transformed (FFT) by the fast Fourier transform means (FFT) 63 to obtain a frequency by Δf. The modulation symbols of N carrier waves that are shifted are extracted. The modulation symbol thus taken out is converted into a serial time series by a parallel / serial conversion means (P / S) 64, and then demodulated by a demodulation means 65 by a predetermined method to decode a digital signal.
[0010]
However, when the received OFDM signal includes a delayed wave having a delay time equal to or longer than the guard interval time, if the effective symbol is detected by the effective symbol extraction means 61, the effective symbols interfere with each other, so that OFDM demodulation is possible. There was a problem that a bit error occurred after demodulation by means 60.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
In order to solve the above-described problem, the applicant has proposed an OFDM receiver having the configuration shown in FIG.
This proposed OFDM receiver includes an antenna 59 that captures an OFDM-modulated signal, a receiving means (REC) 66 that processes the supplied signal and converts it into a baseband signal, and is inserted from the OFDM-modulated signal during modulation. Auto-correlation detection for detecting the autocorrelation signal of the received OFDM signal between the OFDM demodulating means 68 for removing the guard interval signal and extracting the effective symbol signal, and between the receiving means (REC) 66 and the OFDM demodulating means 68 Means 67 and delay equalization means 70 for removing signal components delayed by the guard interval time of the OFDM modulation signal.
[0012]
In FIG. 14, the delay equalization means 70 first calculates the arrival times of the main OFDM symbol and the delayed OFDM symbol based on the peak position of the autocorrelation signal detected by the autocorrelation detection means 67. Next, the delay time of the delay wave is obtained based on the arrival time of the main wave, and the delay wave is removed based on the delay time. However, a plurality of peak values may appear locally in the autocorrelation signal of the OFDM signal even when the correlation becomes large. At this time, if the delay time of the delayed wave is set by a false autocorrelation peak, there is a problem that the delayed wave cannot be removed accurately and a bit error occurs after OFDM demodulation.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, an OFDM receiving apparatus according to the present invention includes an autocorrelation detecting unit that detects autocorrelation of an OFDM modulated signal, and a guard interval time of the OFDM modulated signal based on a detection result of the autocorrelation detecting unit. Delay equalization means for removing the delayed signal component, power comparison means for comparing input power and output power of the delay equalization means, and a guard interval inserted during modulation from the output signal of the delay equalization means An OFDM demodulating means for extracting and demodulating an effective symbol signal by removing a signal, and adding a delay time of an output signal of the delay equalizing means to the delay equalizing means based on a comparison result of the power comparing means. Delay time correcting means for correcting is provided.
[0014]
Comparing the input power and output power of the delay equalization means, the delay equalization means guards whether the delay time of the output signal of the delay equalization means is accurately set and the delay equalization means is operating. It is possible to detect whether or not the signal component delayed for the interval time or more is accurately removed. Therefore, even if the detection result of the autocorrelation detection means has an error due to a false autocorrelation peak, it can be corrected, and the delayed wave can be accurately removed. If the delay time is corrected by comparing the input power and output power of the delay equalization means, bit errors after demodulation can be reduced at the same time.
[0015]
The delay equalization means includes a delay time calculated from the maximum autocorrelation value of the maximum autocorrelation value other than the maximum autocorrelation value among the autocorrelation values detected by the autocorrelation detection means, and a complex amplitude calculated from the maximum autocorrelation value. It is preferable that feedback means for negatively feeding back the output signal of the delay equalization means based on the coefficient is provided, and that the delay time correction means corrects the delay time of the feedback means.
Thus, since the delay equalization means includes a feedback system in which the delay time is corrected by the power comparison means in addition to the feedforward system in which the delay time is determined by the detection result of the autocorrelation detection means, the delay equalization means Can be stabilized.
[0016]
The delay time correcting means refers to the comparison result of the power comparing means, and corrects the delay time when it is determined that the output power of the delay equalizing means is larger than the input power of the delay equalizing means. Is desirable.
As a result, the delay time correction means can be reliably operated only when the delay time needs to be corrected.
[0017]
The delay time correcting means refers to the comparison result of the power comparing means and continuously corrects the delay time until it is determined that the output power of the delay equalizing means is smaller than the input power of the delay equalizing means. It is desirable that
Thereby, in the delay time correcting means, the delay time is continuously corrected, and the correction can be surely performed.
[0018]
The OFDM demodulation means removes the guard interval signal from the output signal of the delay equalization means with reference to the time point when the maximum autocorrelation value indicating the maximum value is detected among the autocorrelation values detected by the autocorrelation detection means. It is desirable to extract an effective symbol signal.
As a result, it is not necessary to calculate the autocorrelation value again in the effective symbol extraction means, so that the circuit configuration can be simplified.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The OFDM receiver according to each embodiment of the present invention delays a predetermined time or more of the received OFDM modulated signal before the FFT computing means for performing FFT computation on the effective symbol of the OFDM modulated signal, that is, before the OFDM demodulating means. The delay equalization means that removes the signal components (delayed waves), the input of the delay equalization means, the power detection means that detects the power of the output signal, the input of the delay equalization means, and the magnitude of the power of the output signal are compared And a delay time correcting means for correcting the delay time of the output signal of the delay equalizing means based on the comparison result of the power comparing means in the delay equalizing means, so that a false correlation peak value is present in the autocorrelation signal. Even in such a case, the delay time set by the delay equalization means is corrected, stable delay equalization can be performed, and bit errors after OFDM demodulation can be reduced.
[0020]
FIG. 1 shows a configuration of an OFDM receiving apparatus according to an embodiment of the present invention. In the figure, an OFDM receiver includes an antenna 1 that captures an OFDM-modulated signal, a receiving unit 2, an autocorrelation detecting unit 5 that detects an autocorrelation of an output signal of the receiving unit 2, and an output of the receiving unit 2. A delay equalization unit 3 that removes a signal component delayed from a signal by a predetermined time or more, a power detection unit 7 that detects power of an input signal of the delay equalization unit 3, and a power of an output signal of the delay equalization unit 3 are detected. Power detecting means 8, comparing means 6 for comparing the magnitudes of the outputs of power detecting means 7 and 8, and OFDM demodulating means 4. Here, the power comparison means 9 is composed of a comparison means 6 and power detection means 7 and 8.
[0021]
Next, a specific configuration of the autocorrelation detecting means 5 in FIG. 1 is shown in FIG. In FIG. 2, the autocorrelation detecting means 5 receives the signal supplied from the receiving means 2 at the input terminal 100, and outputs an effective symbol time delay means 11 that outputs a delayed signal delayed by the effective symbol time, and the receiving means 2. A complex conjugate signal generating means 12 for generating a complex conjugate signal from the signal supplied from, a multiplying means 13 for multiplying the delayed signal and the complex conjugate signal, and an accumulation for accumulating the multiplication results of the multiplying means 13 for a predetermined time. And outputs the result from the output terminal 101.
[0022]
Next, a specific configuration of the delay equalization means 3 in FIG. 1 is shown in FIG. In FIG. 3, the delay equalization means 3 includes an addition means 31, delay means 34 and 35 for delaying the output of the addition means 31, and complex amplitudes for correcting the complex amplitudes of the output signals of the delay means 34 and 35, respectively. Correction means 32, 33, complex amplitude coefficient calculation means 37 for calculating a complex amplitude coefficient which is an amplitude correction amount in the complex amplitude correction means 32, 33, the detection result of the autocorrelation detection means 5, and the output of the maximum maximum autocorrelation search means A delay time calculating means 38 for calculating a delay time based on the result, a delay time correcting means 36 for receiving the detection result of the comparing means 6 and correcting the calculation result of the delay time calculating means 38, and the supplied autocorrelation value Maximum maximum autocorrelation search means 39 for searching for the maximum value and the maximum value from the inside is provided.
[0023]
The delay equalization means 3 shown in FIG. 3 is configured to perform delay equalization of up to two signals. One signal delay is achieved by a negative feedback means for a signal constituted by the delay means 34 and the complex amplitude correction means 32. The signal is removed, and another delayed signal is removed by the negative feedback means for the signal constituted by the delay means 35 and the complex amplitude correction means 33.
[0024]
Next, the configuration of the power comparison means 9 in FIG. 1 will be described with reference to FIGS. As shown in FIG. 4, each of the power detection means 7 and 8 in the power comparison means 9 includes a complex conjugate signal generation means 40 for generating a complex conjugate signal of the input signal, and an output of the input signal and the complex conjugate signal generation means 40. Multiplying means 41 for multiplying signals and accumulating means 42 for accumulating a predetermined number of outputs from the multiplying means 41 are provided.
Further, as shown in FIG. 5, the comparison means 6 in the power comparison means 9 includes an addition means 43 for adding the outputs of the power detection means 7 and 8, and whether the output of the addition means 43 is in a positive or negative range. A positive / negative determining means 44 for determining is provided.
[0025]
The operation of the OFDM receiving apparatus of the present embodiment having the above configuration will be described. First, in FIG. 1, a signal received by an antenna 1 is amplified and frequency converted by a receiving means 2, and further converted into a digital baseband signal by an A / D conversion means (not shown). The baseband signal is input to delay equalization means 3, autocorrelation detection means 5, and power detection means 7.
[0026]
Upon receiving the baseband signal from the receiving means 2, the autocorrelation detecting means 5 delays the signal supplied from the input terminal 100 to the autocorrelation detecting means by the effective symbol time delaying means 11 by the effective symbol time. A signal is output, and a complex conjugate signal is generated and output from the signal supplied from the input terminal 100 by the complex conjugate signal generating means 12. The delayed signal and the complex conjugate signal are multiplied, and the multiplication result of the multiplication means 13 is accumulated by the accumulation means 14 for a predetermined time. The accumulation result is an autocorrelation signal and is output from the output terminal 101 to the delay equalization means 3.
[0027]
Further, the power detection means 7 receives the baseband signal from the reception means 2 and inputs it to the complex conjugate signal generation means 40. The base converted by the A / D conversion means (not shown) in the reception means 2 by multiplying the input signal by the complex conjugate signal of the input signal generated by the complex conjugate signal generation means 40 and the input signal. Instantaneous signal power is calculated in units of one band signal sample. Further, the accumulating means 42 accumulates a predetermined number of instantaneous signal powers to calculate the accumulated instantaneous signal power, and outputs this as input power to one input terminal of the comparing means 6.
[0028]
On the other hand, the power detection means 8 receives the output signal of the delay equalization means 3, calculates the signal power in the same manner as the power detection means 7, and uses this as the output power of the delay equalization means 3. Output to the input terminal.
[0029]
The comparison means 6 receives the input power and output power of the delay equalization means 3 from the power detection means 7 and 8, respectively, and the addition means 43 calculates the power difference between them. That is, in the adding means 43, the input power of the delay equalizing means 3 is added with a negative polarity, the output signal power value is added with a positive polarity, and this calculation result is taken as an input / output power difference and sent to the positive / negative determining means 44.
The positive / negative determination means 44 is used when the output power of the delay equalization means 3 (signal power detected by the power detection means 8) is larger than the input power of the delay equalization means 3 (signal power detected by the power detection means 7). Sends +1 to the delay equalization means 3, and in the reverse case, sends -1 to the delay equalization means 3.
[0030]
Next, the delay equalization means 3 removes a signal component delayed more than the guard interval time of the OFDM modulation signal based on the detection result of the autocorrelation detection means 5 and the comparison result of the power comparison means 9. The output signal of the delay equalization means 3 is subjected to Fourier transform in the OFDM demodulation means 4, the guard interval inserted at the time of modulation is removed, effective symbols are extracted and demodulated.
[0031]
The configuration of the delay equalization means 3 will be described in detail. First, when an autocorrelation value is supplied from the autocorrelation detection means 5 to the maximum maximum autocorrelation search means 39, a control signal relating to the maximum value of the autocorrelation among them Is sent to the complex amplitude coefficient calculating means 37 and the delay time calculating means 38. For example, if three OFDM modulated signals are included in the output of the receiving means 2, one maximum autocorrelation value and two maximum autocorrelation values are detected, and the delayed signal that has caused the maximum autocorrelation value is generated. Control information relating to these is sent out.
[0032]
Next, in response to the control signal from the maximum maximum autocorrelation search means 39, the delay time calculation means 38 removes the maximum autocorrelation value other than the maximum autocorrelation value with reference to the maximum autocorrelation value. The time until the point in time when the maximum autocorrelation value corresponding to the two delayed signals is detected is calculated. Here, when the calculated delay time is shorter than a predetermined time, specifically, the guard interval time included in the OFDM modulation signal, the transmitted delay time is set to zero.
[0033]
Further, when the complex amplitude coefficient calculating means 37 receives the control signal from the maximum maximum autocorrelation searching means 39, the complex amplitude coefficient calculating means 37 should be removed from the maximum autocorrelation values other than the maximum autocorrelation value with reference to the maximum autocorrelation value. The ratios of the maximum autocorrelation values corresponding to the two delayed signals are respectively calculated and sent as complex amplitude coefficients to the complex amplitude correction means 32 and 33, respectively.
Here, the delay time calculating unit 38 and the complex amplitude coefficient calculating unit 37 calculate the delay time and the complex amplitude correction coefficient with reference to the autocorrelation value.
[0034]
The delay time correction means 36 receives the comparison result of the power comparison means 9 and corrects the delay time when it is +1 (when the output power of the delay equalization means 3 is larger than the input power). Correction is continued until becomes smaller than the input power. The corrected delay time is output to the delay means 34 and 35.
[0035]
On the other hand, the complex amplitude correction means 32 and 33 correct the amplitude of the output of the addition means delayed by the delay means 34 and 35 based on the result calculated by the complex amplitude coefficient calculation means 37. In this way, the output of the adding means 31 is negatively fed back through the negative feedback means comprising the delay means 34 (35) and the complex amplitude correcting means 32 (33), and is supplied to the input of the same adding means 31.
[0036]
Here, the delay equalization means 3 and the power comparison means 9 shown in FIG. 1 are operated, the delay time calculated by the delay time calculation means 38 is corrected, and the operation principle for accurately removing the delay wave is further increased. explain in detail. FIG. 6 shows the calculation error of the delay time calculated by the delay time calculation means 38 and the input / output power difference (power detection means) of the delay equalization means 3 when the delay equalization means 3 is operated based on the delay time. 7 and 8 are characteristic diagrams showing the relationship between the detected signal power differences. Here, when the delay time calculation error is positive, it indicates that the delay time calculated by the delay time calculation means 38 is longer than the true delay time (the delayed wave arrives later). The reverse is shown. Further, when the input / output power difference is positive, it indicates that the output power of the delay equalization means 3 is larger than the input power, and when it is negative, the reverse is shown. Here, it is assumed that the correction amount in the delay time correction unit 36 is zero, and the delay time calculated by the delay time calculation unit 38 is set in the delay unit 34 (35) without correction.
[0037]
Now, even when the autocorrelation signal detected by the autocorrelation detection means 5 includes a plurality of autocorrelation peaks including false autocorrelation peaks, the delay time calculation means 38 calculates the time when the true autocorrelation peaks are shown. When the delay time is calculated based on the delay time calculation error (when the delay time calculation error is zero), the signal delayed by the delay means 34 (35) from the signal input to the delay equalization means 3 by the calculated delay time. Is subtracted by the adding means 31, so that the delayed wave is completely canceled and removed. At this time, the output power of the adding means 31 is reduced by the signal power of the removed delayed wave, so that the output power is smaller than the input power of the delay equalizing means 3. Therefore, as shown in FIG. 6, when the delay time calculation error is zero, the input / output power difference of the delay equalization means 3 shows a negative value.
[0038]
On the other hand, when the delay time calculation means 38 calculates the delay time based on the time showing the false autocorrelation peak (if the delay time calculation error is not zero), from the signal input to the delay equalization means 3, The signal delayed by the delay means 34 (35) by the calculated delay time is drawn by the adding means 31 at a timing different from the delay time of the true delay wave. At this time, not only the delayed wave is not removed, but another delayed wave is added, so that the output power of the adding means 31 increases by the amount of the newly added signal power. As a result, the output power becomes larger than the input power of the delay equalization means 3, and when the delay time calculation error is not zero as shown in FIG. 6, the input / output power difference shows a positive value.
[0039]
FIG. 7 is a characteristic diagram in which the phase trajectory of the demodulated symbol seen on the output side of the OFDM demodulating means 4 is compared in the presence or absence of a delay time calculation error, and the characteristic diagram when the OFDM carrier modulation is QPSK. It is. As shown in FIG. 7A, when the delay equalization unit 3 is operated with zero delay time calculation error, the output power of the delay equalization unit 3 is smaller than the input power, so that the power of the demodulated symbol is small. Become. Therefore, it becomes possible to discriminate symbols in a state where they are converged in a predetermined area on the I-Q axis coordinate plane, and bit errors after demodulation are reduced. On the other hand, as shown in FIG. 7B, when the delay equalization unit 3 is operated when there is a delay time calculation error, the output power of the delay equalization unit 3 becomes larger than the input power. The power of will increase. Therefore, symbols in a state of being randomly distributed on the IQ axis coordinate plane are discriminated, and bit errors increase.
[0040]
That is, if there is an error in the delay time calculated by the delay time calculation means 38, not only the delayed wave cannot be removed, but also the bit error after demodulation increases. In this case, the output power of the delay equalization means 3 is larger than the input power, but there is a relationship that the output power is smaller than the input power only when there is no error in the calculated delay time.
[0041]
Therefore, in the present embodiment, the delay equalization unit 3 and the power comparison unit 9 shown in FIG. 1 are operated, and the input / output power of the delay equalization unit 3 is first compared by the power comparison unit 9 to obtain the delay wave. Is detected, that is, when the output power of the delay equalization means 3 is larger than the input power, the delay time is corrected by the delay time correction means 36 in the delay equalization means 3. This operation is repeated until the output power becomes smaller than the input power. As a result, the delay time is accurately corrected, the delayed wave is accurately removed, and as a result, the bit error at the output of the OFDM demodulator 4 is reduced. The above is the operation principle of the delay equalization means 3 and the power comparison means 9.
[0042]
Next, operations of the delay equalization unit 3 and the power comparison unit 9 will be described in detail with reference to FIGS. 8 shows an input signal (A5) of the delay equalization means 3, an output signal (A7) of the autocorrelation detection means 5, and an output of the power detection means 7 among the signal waveforms related to the OFDM receiver shown in FIG. It is a figure which shows an example of the time waveform of a signal (A6). 9 shows the time waveform of the output signal (A1) of the delay equalization means 3, the output signal (A2) of the power detection means 8, and the signal (A3) output from the delay time correction means 36 to the delay means 34. It is a figure which shows an example. Here, the OFDM signal output from the receiving means 2 will be described as a signal (a signal including a total of two waves) in which carrier modulation is QPSK and each of the main wave and the delayed wave is one wave.
[0043]
First, when the OFDM signal indicated by A5 is input to the power detection means 7, in the power detection means 7, the multiplication means 41 calculates the instantaneous signal power of the baseband OFDM signal. Further, the accumulating means 42 accumulates the instantaneous signal power of a predetermined number of samples during the time interval Δt to calculate the input power of the delay equalizing means 3, and outputs a signal as shown at A6 every Δt. To do. Here, since the fluctuation of the input power is small, the power Pi is almost constant.
[0044]
When the OFDM signal indicated by A5 is input to the autocorrelation detection means 5, the autocorrelation detection means 5 outputs the autocorrelation signal indicated by A7. Since a signal including a total of two main waves and delayed waves is received, two autocorrelation peaks indicating each arrival time are detected in one OFDM symbol period (Tg + Ts). In this example, three local peaks are detected in the vicinity of the autocorrelation peak related to the delayed wave, but the autocorrelation peak at the time td indicates the arrival time of the true delayed wave, and the time td−2Δtd (Δtd is a sample) Time interval), the autocorrelation peak at td + 2Δtd indicates a false arrival time.
[0045]
When the autocorrelation signal indicated by A7 is received by the maximum maximum autocorrelation search means 39 of the delay equalization means 3, the maximum peak and maximum peak of the autocorrelation signal in one OFDM symbol period are searched. For example, for the OFDM symbol period from time t0− (Tg + Ts) to t0, the arrival time of the main wave is set to tp with reference to the maximum correlation peak, but the highest value among the maximum correlation peaks is set for the delayed wave. Control information with the indicated time td + 2Δtd as the arrival time is transmitted. In this case, since the arrival time of the delayed wave is calculated from the false autocorrelation peak, the control information includes an error.
[0046]
At time t0, the delay time calculation means 38 calculates the delay time of the delayed wave based on the control information as described above. In this case, since the arrival time of the main wave is tp and the arrival time of the delay wave is td + 2Δtd, the delay time is calculated as td + 2Δtd−tp. In the subsequent delay time correction means 36, since the delay time has just been calculated, the delay time correction amount is set to zero for the time being, and td + 2Δtd-tp is set in the delay means 34 as the delay time. Since the detected delay wave is one wave, the delay time set in the delay means 35 is set to zero.
Thus, the feedback means of the delay equalization means 3 starts to operate with the delay time set at time t0. As a result, as shown in FIG. 9, a signal indicated by A1 is output from the delay equalization means 3.
[0047]
The subsequent power detection means 8 receives the signal from the delay equalization means 3, calculates the output power of the delay equalization means 3 by the same operation as the previous power detection means 7, and outputs the signal indicated by A2. Is done. Here, the output power calculated at the time Δt from the time t0 to the time t1 is output at the time t1, and thereafter the output power is updated every time the time has elapsed by Δt.
[0048]
Next, the comparison means 6 compares the output signals from the power detection means 7 and 8, that is, the input / output power of the delay equalization means 3, and outputs a signal indicated by A4 in FIG. At time t1, as indicated by A2, since the output power is larger than the input power, the comparison means 6 outputs +1 to the delay time correction means 36. When the input / output power has such a relationship, there is an error in the set delay time, and bit errors after OFDM demodulation are increased, so that the delay time correction means 36 receives the output of the comparison means 6. Then, correction of the delay time calculated by the delay time calculation means 38 is started.
[0049]
Here, the delay time correction means 36 refers to the comparison result of the comparison means 6 every time Δt has elapsed, and when it indicates +1, the delay time correction amounts are sequentially set to −Δtd, + Δtd, and −2Δtd. , + 2Δtd, the absolute correction amount is increased in a zigzag manner while inverting the polarity. In this embodiment, since the delay time calculated by the delay time calculation means 38 at the initial time t0 is td + 2Δtd-tp, the delay time corrected by the delay time correction means 36 and set in the delay means 34 is shown in FIG. As indicated by A3 in FIG. 9, td + Δtd−tp is set at time t1, td + 3Δtd−tp at time t2, td−tp at time t3, and so on.
[0050]
As described above, when the delay equalization means 3 and the power comparison means 9 are operated continuously, the delay time correction means 36 corrects the delay time to td-tp and sets it to the delay means 34 at time t3. In other words, among the autocorrelation peaks related to the delayed wave in the autocorrelation signal shown in A7, the maximum maximal autocorrelation search means 39 refers to the true autocorrelation peak and sets the arrival time of the delayed wave as td. This is the same as sending out the control information. That is, since there is no error in the arrival time of the delay wave, there is no error in the delay time set by the delay means 34, and the delay wave is accurately removed by the feedback means of the delay equalization means 3, so that only the main wave is obtained. The included OFDM signal is output from the delay equalization means 3.
[0051]
When the power detection means 8 calculates the output power of the delay equalization means 3 from time t3 to time t4 thereafter, it is greater than the input power of the delay equalization means 3 at time t4, as shown by A2 in FIG. The comparison means 6 outputs −1 to the delay time correction means 36. When the input / output power has such a relationship, there is no error in the set delay time and the bit error after OFDM demodulation is reduced. Therefore, the delay time correction means 36 receives the output of the comparison means 6 and receives the delay time. Stop correction.
[0052]
In this way, the delay equalization means 3 accurately removes the signal component delayed by the guard interval time or more based on the detection result of the autocorrelation detection means 5 and the comparison result of the power comparison means 9, and the OFDM signal of only the main wave is obtained. Is generated. Using the signal, the OFDM demodulating means 4 removes the guard interval inserted at the time of modulation, extracts effective symbols without interference, and demodulates data after Fourier transform.
Here, when the guard interval is removed, the guard interval can be removed on the basis of the autocorrelation signal output from the autocorrelation detection means 5. In this way, the OFDM demodulating means 60 of the conventional OFDM receiver needs to obtain the autocorrelation signal separately, but this operation is not necessary in the embodiment of the present invention.
[0053]
When the delay equalizing means 3 and the power comparing means 9 are operated as described above and demodulated by the OFDM demodulating means 4, the demodulated symbols output by the OFDM demodulating means until the time t3 are symbols as shown in FIG. However, when there is no error in the delay time of the delay means 34 and the delayed wave is completely removed, the symbol can be easily determined as shown in FIG. Thus, bit errors are reduced.
[0054]
As an embodiment of the present invention, one delay equalizing means is provided, and the delay time correction is performed alternately in the advance direction and the delay direction by one delay time correction means. For example, a plurality of delay equalization means may be provided, and the delay time may be corrected independently in the advance direction and the delay direction.
Further, in the embodiment of the present invention, the feedback means included in the delay equalization means is configured as two systems so as to remove a maximum of two delayed waves, but the present invention is not limited to this. The feedback means may be one system or three or more systems.
Furthermore, in the embodiment of the present invention, the case where there are a plurality of local peaks in the autocorrelation peak related to the delayed wave in the autocorrelation signal has been described, but there are a plurality of local peaks in the autocorrelation peak related to the main wave. Even if it exists, it can be operated similarly.
[0055]
【The invention's effect】
As described above, according to the OFDM receiving apparatus of the present invention, the delay equalization means is provided with the power comparison means for comparing the input / output power, thereby operating the delay wave more stably. Therefore, it is possible to obtain an output signal having a sufficient CN ratio and to eliminate the bit error after demodulation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a specific configuration of autocorrelation detection means in FIG.
3 is a block diagram showing a specific configuration of delay equalization means in FIG. 1. FIG.
4 is a block diagram showing a specific configuration of power detection means in the power comparison means of FIG. 1. FIG.
5 is a block diagram showing a specific configuration of comparison means in the power comparison means of FIG. 1; FIG.
6 is an explanatory diagram showing a relationship between a delay time error and an input / output power difference in the delay equalization means of FIG. 1; FIG.
7 is an explanatory diagram showing a phase trajectory of a QPSK demodulated symbol after OFDM demodulation in the OFDM demodulating means of FIG. 1. FIG.
FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining the operation of FIG. 1;
FIG. 9 is another explanatory diagram for explaining the operation of FIG. 1;
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an OFDM transmission apparatus.
FIG. 11 is an explanatory diagram conceptually showing a modulation process by OFDM.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM receiving apparatus.
FIG. 13 is an explanatory diagram conceptually showing a conventional demodulation process by OFDM.
FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the previously proposed OFDM receiver.
[Explanation of symbols]
1 Antenna
2 Receiving means
3 Delay equalization means
4 OFDM demodulation means
5 Autocorrelation detection means
6 comparison means
7,8 Power detection means
9 Power comparison means
11 Effective symbol time delay means
12, 40 Complex conjugate signal generating means
13, 41 multiplication means
14,42 Accumulation means
31, 43 addition means
32, 33 Complex amplitude correction means
34, 35 Delay means
36 Delay time correction means
37 Complex amplitude coefficient calculation means
38 Delay time calculation means
39 Maximum Maximum Autocorrelation Search Means
44 Positive / negative judgment means

Claims

Autocorrelation detecting means for detecting autocorrelation of the OFDM modulated signal; delay equalizing means for removing a signal component delayed by a guard interval time of the OFDM modulated signal based on a detection result of the autocorrelation detecting means; and the delay Power comparing means for comparing the input power and output power of the equalizing means, and an OFDM demodulating means for removing the guard interval signal inserted at the time of modulation from the output signal of the delay equalizing means and extracting and demodulating an effective symbol signal And a delay time correcting means for correcting a delay time of an output signal of the delay equalizing means based on a comparison result of the power comparing means. apparatus.

The delay equalization means includes a delay time calculated from the maximum autocorrelation value of the maximum autocorrelation value other than the maximum autocorrelation value among the autocorrelation values detected by the autocorrelation detection means, and the maximum autocorrelation value. Feedback means for negatively feeding back the output signal of the delay equalization means based on the calculated complex amplitude coefficient is provided, and the delay time correction means corrects the delay time of the feedback means. The OFDM receiver according to claim 1.

The delay time correcting means corrects the delay time when it is determined that the output power of the delay equalizing means is larger than the input power of the delay equalizing means with reference to the comparison result of the power comparing means. The OFDM receiving apparatus according to claim 1, wherein:

The delay time correction means refers to the comparison result of the power comparison means, and continuously calculates the delay time until it is determined that the output power of the delay equalization means is smaller than the input power of the delay equalization means. 2. The OFDM receiving apparatus according to claim 1, wherein the correction is performed.

The OFDM demodulating means detects a guard interval from an output signal of the delay equalizing means with reference to a time point when a maximum autocorrelation value indicating a maximum value is detected among the autocorrelation values detected by the autocorrelation detecting means. 2. The OFDM receiver according to claim 1, wherein the signal is removed and an effective symbol signal is extracted.