JP3639238B2 - High frequency magnetic image sensor - Google Patents

Description

【００２８】
第２項は（ω_S ＋ω_o ）Ｔが大きいため無視できる。
【００２９】
位相差θ＝０であれば、上記式は、
【００３０】
【数２】

【００３１】
というｓｉｎｃ（シンク）関数（ｓｉｎｘ／ｘ）になり、
Δω＝０のときは、Ｖ_S Ｖ_o ／２、
Δω≠０（ΔωＴ≫１）のとき、出力はほぼ０が得られる。
【００３２】
以上により、出力Ｖ_S Ｖ_o ／２のときの、ＶＣＯ６の周波数ω_o から、未知の周波数ω_S を知ることができ、また、ＶｓＶｏ／２の値からその成分の大きさを知ることができ、周波数解析を行うことができる。なお、図３において、１０は積分器である。
【００３３】
以下、本発明の高周波イメージセンサの回路要素とそのシミュレーションについて説明する。
【００３４】
〔ＶＣＯ（電圧制御発振器）〕
画素回路１中のＰＬＬ４の主構成要素であるＶＣＯ（電圧制御発振器）６について説明する。
【００３５】
図４はＶＣＯの差動遅延回路図、図５はそれを用いた差動リングオシレータ型ＶＣＯの回路図である。
【００３６】
図４に示すように、その差動遅延回路６０は第１段のＭＯＳトランジスタ６１（ゲートに制御電圧Ｖｃが印加され、一端はアースされる）と、一対の第２段のＭＯＳトランジスタ６３，６４（ゲートに入力電圧Ｖ_in ⁺ ，入力電圧Ｖ_in ^- が印加され、一端は第１段のＭＯＳトランジスタ６１の他端に接続される）と、二対の第３段のＭＯＳトランジスタ６６，６７；６８，６９（ゲートに出力電圧Ｖ_out ^- ，Ｖ_out ⁺ が印加され、一端は第２段のＭＯＳトランジスタ６３，６４の他端（出力電圧Ｖ_out ^- ，Ｖ_out ⁺ ）に接続され、他端は電源電圧Ｖ_ddに接続される）からなる。つまり、ＶＣＯ６には、図４に示す、差動遅延回路６０を有する。そして、図５に示すように、差動遅延回路６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃが縦続接続された差動リングオシレータ型ＶＣＯ７０を構成する。
【００３７】
この回路には、ダイオード接続の負荷トランジスタ、Ｖ_in+ 、Ｖ_in- が入力される一対の第２段のＭＯＳトランジスタ６３，６４からなる増幅段６２、及び、Ｖ_out+、Ｖ_out-に接続される正帰還接続の二対の第３段のＭＯＳトランジスタ６６，６７：６８，６９からからなる正帰還回路６５から構成される。
【００３８】
ＶＣＯ６は、制御電流Ｉ_ref によって出力の発振周波数を任意に制御することができる。
【００３９】
後段の正帰還回路６５は出力信号の変化を加速する効果があり、少ない遅延回路段数で高い周波数の発振が可能となっている。
【００４０】
本発明の高周波イメージセンサにおいては、高い最高発振周波数を得られることが重要となっているため、この回路を採用した。
【００４１】
〔ＶＣＯの最高発振周波数〕
本発明の高周波イメージセンサは、１０ＧＨｚまでの周波数解析を目標としている。１０ＧＨｚまでの周波数解析を行うためには、動作原理で説明したようにＶＣＯ６の最高発振周波数として、１０ＧＨｚを得る必要がある。
【００４２】
ＶＣＯ６の最高発振周波数を大きくするために、
（１）ＰＭＯＳ及びＮＭＯＳトランジスタのチャネル幅Ｗ_p 、Ｗ_n の比率
（２）制御電流Ｉ_ref に対する発振周波数
について検討した。
【００４３】
ＰＭＯＳとＮＭＯＳではキャリアの移動度の違いから、チャネル幅Ｗ_p 、Ｗ_n の比率によって回路の動作速度が変化する。シミュレーションによって最も高速に動作する比率を求めた。
【００４４】
シミュレーションは、本発明の高周波イメージセンサを０．３５μｍＣＭＯＳ技術によって試作することを最終目標とし、そのパラメータを用いて、回路シミュレータＨＳＰＩＣＥによりシミュレーションを行った。
【００４５】
その結果を図６に示す。図６において、横軸はチャネル幅Ｗ_n （ｍ）、縦軸は周波数（Ｈｚ）を示している。
【００４６】
Ｗ_p ＝２μｍとして、Ｗ_n を変化させた。制御電流Ｉ_ref は３ｍＡで一定とした。
【００４７】
この図から明らかなように、シミュレーションの結果、Ｗ_n ＝４．４μｍ付近で最高の周波数が得られており、Ｗ_p ：Ｗ_n ＝１：２．２のとき最も高速に回路が動作していることが分かった。
【００４８】
次に、この比率を保ちながら、チャネル幅を変化させ、それぞれの場合について制御電流Ｉ_ref に対する発振周波数を調べた。
【００４９】
その結果、図７に示すように、Ｗ_p ＝２μｍ、Ｗ_n ＝４．４μｍのときに、最高発振周波数として、およそ２．３ＧＨｚが得られた。なお、図７において、横軸は電流（Ａ）、縦軸は周波数（Ｈｚ）である。
【００５０】
〔アナログ乗算器〕
図８は本発明の高周波イメージセンサのアナログ乗算器の回路図である。
【００５１】
この図において、７１，７２は対をなす第１段のＭＯＳトランジスタ（ゲートにはＶＣＯ６からの出力電圧Ｖ_O が印加され、一端はアースに接続される）、７３，７４；７５，７６は２対の第２段のＭＯＳトランジスタ（ゲートにはプローブからの出力電圧Ｖ_S が印加され、一端は第１段のＭＯＳトランジスタ７１，７２に接続され、他端は出力である電流差ΔＩを得る）の２つの差動対からなり、それぞれについて、
【００５２】
【数３】

【００５３】
が成り立つ。
【００５４】
また、トランジスタが飽和領域で動作していれば、
Ｉ_a ＝Ｋ₂ （Ｖ_a −Ｖ_t ）² が成り立つので、
【００５５】
【数４】

【００５６】
が得られる。
【００５７】
【数５】

【００５８】
プローブ、およびＶＣＯ６からの入力をＶ_S ，Ｖ_o とし、出力を電流差ΔＩで表したとき、Ｋ１＝Ｋ２＝Ｋとなるように、トランジスタを設計すれば、
ΔＩ＝ＫＶ_S Ｖ_o …（５）
が得られる。
【００５９】
Ｋはトランジスタのトランスコンダクタンス係数で一定であるため、出力を決定するのは２つの入力Ｖ_S 及びＶ_o で、これらの乗算が出力されていることが分かる。実際の回路では入力レベルの変化による精度への影響を考慮し、ここに定電流源を加える。
【００６０】
図９に定電流源を加えたアナログ乗算器の回路図を示す。
【００６１】
この図において、７７は定電流源、７８は定電流源７７からの電流Ｉ_r を制御するＭＯＳトランジスタ、７９は上記した第１段のＭＯＳトランジスタ７１，７２とアース側に挿入される電流Ｉ_r を制御するＭＯＳトランジスタである。
【００６２】
この図に示すように、定電流源７７が加えられたアナログ乗算器３を得ることができる。
【００６３】
〔画素回路全体の動作〕
図３に示したように、アナログ乗算器３の出力に積分器１０を接続し、入力として実際のＶＣＯ６及び高周波磁気プローブ２からの電圧を想定しての回路動作の確認を行った。この際、注意しなければならないのが、高周波磁気プローブ２からの入力電圧がどの程度のオーダーであるのかが重要であり、図１０にその模式図を示す。
【００６４】
まず、実際に出力に現れる電圧を計算する。
【００６５】
プリント基板９上の配線９Ａを流れる電流Ｉ＝Ｉ₀ ｓｉｎ（ωｔ）から発生する磁界を、距離ｒ位置で高周波磁気プローブ２によって捕らえると、磁界Ｈ＝Ｉ／２πｒであるから、高周波磁気プローブ２の面積Ｓ＝πＲ² とすれば、
Ｖ_S ＝ｄΦ／ｄｔ
Φ＝ＢＳ＝μ₀ ＨＳ＝μ₀ πＲ² Ｉ₀ ｓｉｎ（ωｔ）／２πｒより、
｜Ｖ_S ｜＝（μ₀ Ｒ² Ｉ₀ ／２ｒ）／ω
と求まる。
【００６６】
本発明の高周波イメージセンサでは、プリント基板９と高周波磁気プローブ２との距離ｒ＝１ｍｍ、高周波磁気プローブ２の半径Ｒ＝５０μｍを想定しており、μ₀ は真空の透磁率で、μ₀ ＝４π×１０^-7の値を持つ。
【００６７】
Ｉ₀ ＝１０ｍＡ、ω＝２πｆ＝１ＧＨｚの電流に対してこの出力電圧の大きさ｜Ｖ_S ｜を試算すると、およそ１８μＶが得られ、数１０μＶという非常に小さいオーダーになっていることが分かる。
【００６８】
参考として、図１１に電流Ｉ₀ ＝１，３，５，７，９ｍＡのときの周波数１００Ｍ〜２ＧＨｚに対する出力電圧のグラフを示す。なお、図１１において、横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦軸は出力電圧（μＶ）を示している。
【００６９】
グラフは上から順に電流Ｉ₀ ＝９，７，５，３，１ｍＡのときの出力を示している。
【００７０】
〔シミュレーション〕
では、実際に行ったシミュレーションについて示す。
【００７１】
プローブからの入力として、振幅０．５Ｖ、周波数１ＧＨｚ、ＶＣＯ６からの入力として、振幅０．５Ｖ、周波数５００Ｍ〜２ＧＨｚを加えたときの出力結果を調べた。
【００７２】
その結果が図１２であり、２つの入力が一致する１ＧＨｚにおいてピークが現れ、期待した通りの周波数解析が行えていることが分かる。なお、図１２において、横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は出力電圧（Ｖ）を示している。
【００７３】
次いで、高周波磁気プローブ２からの入力の振幅を実際の値であるμＶのオーダーまで下げていきシミュレーションを行った。
【００７４】
その結果が図１３であり、ピークの大きさは入力に応じて下がってはいるものの、周波数解析は正確に行うことができた。なお、図１３において、横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は出力電圧（Ｖ）を示している。
【００７５】
〔回路の評価（分解能）〕
この周波数分析器の分解能について検討する。
【００７６】
入力として、高周波磁気プローブ２から振幅１μＶ、周波数１ＧＨｚ、ＶＣＯ６から振幅０．５Ｖ、周波数０．９９ＧＨｚ〜１．０１ＧＨｚを加えて、シミュレーションを行った。
【００７７】
その結果を図１４に示す。
【００７８】
このように出力はｓｉｎｃ関数になる。これは、動作原理で説明した、
【００７９】
【数６】

【００８０】
と一致する。
【００８１】
ｓｉｎｃ関数であるＶ_out が初めて０になるのは、ΔωＴ＝２πΔｆＴ＝πのときである。よって、この周波数解析器の分解能Δｆは、Δｆ＝１／２Ｔとなり、積分時間によって決定される。このシミュレーションでは、分解能はおよそ５ＭＨｚとなっている。なお、図１４において、横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は出力電圧（Ｖ）を示している。
【００８２】
〔分解能と積分時間〕
本発明の高周波イメージセンサでは、周波数解析結果をリアルタイムに、直接画像として計測することを目的としている。一枚の画像を描画するのに必要な時間をＴ_FLAME ＝３０ｍｓとすると、１画素あたりの計測にかけることのできる時間、Ｔ_INT ＝Ｔ_FLAME ／Ｎ×Ｎは、Ｎ＝３２ピクセルの場合、Ｔ_INT ＝３０ｍｓ／３２×３２≒３０μｓとなり、積分時間は３０μｓより短い２０μｓであれば問題なくリアルタイムに計測が行える。
【００８３】
このときの分解能はΔｆ＝１／２Ｔ＝１／４０μ＝２５ｋＨｚとなり、分解能は先程のシミュレーションよりさらに引き上げることも可能である。
【００８４】
〔回路の評価（ゲイン）〕
高周波磁気プローブ２からの入力電圧をＶ_inとし、積分器１０の出力電圧をＶ_out としたとき、この周波数解析器全体のゲインについて計算した。
【００８５】
図１５に周波数解析器の構成を示す。
【００８６】
積分器１０の出力電圧は、
【００８７】
【数７】

【００８８】
と表せる。ΔＩはアナログ乗算器３で説明した通り、ΔＩ＝ＫＶ_S Ｖ_o であり、トランスコンダクタンス係数Ｋは、
【００８９】
【数８】

【００９０】
で表され、Ｗ＝１０μｍ、Ｌ＝０．４μｍのとき、およそ１．８４×１０^-3となる。Ｃ＝１ｐＦ、Ｖ_o ＝５００ｍＶ、Ｔ＝２０μｓとして入力Ｖ_in＝５０μを与えると、
Ｖ_out ＝（Ｔ／Ｃ）ＫＶ_O Ｖ_s ＝０．９２Ｖ
が得られる。
【００９１】
数十μＶのオーダーであった入力が、およそ１Ｖにまで増幅されて出力されており、この場合の回路のゲインＧは、

と求まる。
【００９２】
この大きさは容量Ｃ、ＶＣＯ６からの入力電圧Ｖ_o 、積分時間Ｔによって変わる。主に容量Ｃの大きさを変えることでゲインの大きさを変えることができるため、出力Ｖ_out の大きさを調節することが可能である。
【００９３】
〔差分検出回路〕
カレントミラーは電流の減算を行うときに有用で、その原理を図１６に示す。
【００９４】
図１６の２つのＭＯＳトランジスタ８２，８３はカレントミラー回路８１を構成する。このためＩｂ₁ とＩｂ₂ は常に等しい。
【００９５】
また、Ｉａは電流源であるから、Ｉ_out はＩ_out ＝Ｉａ−Ｉｂ₁ となり、２つの電流の減算された出力が得られる。
【００９６】
実際にはチャネル長変調効果によって正確にＩｂ₁ ＝Ｉｂ₂ とならないため、減算に誤差が生じる。
【００９７】
図１７は本発明の高周波イメージセンサの差分検出回路の電流−電圧特性図であり、図１７（ａ）はシングルの場合、１７（ｂ）は縦続接続の場合を示している。
【００９８】
図１７（ａ）にＩｂ₁ ＝１０μＡのときのＩｂ₂ −Ｖ_dc特性を示す。Ｉｂ₂ ＝１０μＡとなるのが望ましいが、Ｖ_dcの上昇とともにＩｂ₂ が増加してしまっている。
【００９９】
これを解決するために、トランジスタの縦続接続を用いる。縦続接続はチャネル長変調効果の影響に強い構造となっており、チャネル長変調効果による誤差を抑えることができる。
【０１００】
図１７（ｂ）は、縦続接続を用いた場合のＩｂ₂ −Ｖｄｃ特性を示す。
【０１０１】
この図に示すように、Ｉｂ₂ は、Ｉｂ₁ ＝１０μＡによく一致しており、縦続接続によってチャネル長変調効果による誤差が軽減されていることが分かる。
【０１０２】
このように、電流の差分検出を精度よく行うには縦続接続を行った方がよい。
【０１０３】
図１８に縦続カレントミラーを用いて構成した差分検出回路を示す。
【０１０４】
シミュレーションによってこの回路の動作を確認した。
【０１０５】
図１９は本発明の高周波イメージセンサの差分検出の結果を示す図であり、条件として、Ｉ₁ に１００μＡ与え、Ｉ₂ を０〜１００μＡまで変化させたときのＩ₂ に対する差分出力Ｉ₁ −Ｉ₂ を示している。
【０１０６】
この図から全体にずれを含むが差分の検出が行えている様子が分かる。
【０１０７】
上記したように、ＬＳＩおよびプリント基板からの電磁放射分布を高速に計測するための高周波磁気イメージセンサを提供することができる。
【０１０８】
また、各回路要素についても、その回路構成を考え、それぞれの回路についてシミュレーションによる動作確認を行った。
【０１０９】
シミュレーションによって明らかになったいくつかの問題点について、改善策を検討し、結果として基板からの電磁放射の周波数を解析する周波数分析器の正常動作を確認できた。
【０１１０】
この周波数解析器の性能についても評価を行った。
【０１１１】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【０１１２】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、以下のような効果を奏することができる。
【０１１３】
（Ａ）画像化するための走査の一部を機械的走査でなく、電気的走査で行うようにしたので、非常に高速な高周波磁気画像計測を行うことができる。例えば、従来の１０００倍以上の高周波磁気画像計測が可能である。
【０１１４】
特に、集積回路技術を用いて製作するので、積分器の時定数を小さくすることができ、短時間で周波数解析を行うことができる。また、積分器を１次元配置して並列に積分するため、より短時間で周波数解析を行うことができる。
【０１１５】
（Ｂ）サーチコイルと周波数解析回路を集積回路上で極めて短い距離で接続できるようにしたので、サーチコイルから周波数解析装置までの信号伝送の問題が完全に解決できる。
【０１１６】
（Ｃ）集積回路技術を用いて実現するようにしたので、単位画素回路のピッチを小さくすることにより従来よりも高い解像度の画像が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す高周波磁気イメージセンサのブロック図である。
【図２】本発明の実施例を示す高周波磁気イメージセンサの画素回路の構成図である。
【図３】本発明の高周波イメージセンサの基本的な動作模式図である。
【図４】本発明の高周波イメージセンサのＶＣＯの差動遅延回路の構成図である。
【図５】本発明の高周波イメージセンサの差動リングオシレータ型ＶＣＯの構成図である。
【図６】本発明の高周波イメージセンサのＶＣＯの最高発振周波数を発生させるためのＭＯＳトランジスタのチャネル幅の比率特性図である。
【図７】本発明の高周波イメージセンサのＶＣＯの最高発振周波数を発生させるための制御電流に対する発振周波数特性図である。
【図８】本発明の高周波イメージセンサのアナログ乗算器の回路図である。
【図９】本発明の高周波イメージセンサの定電流源を加えたアナログ乗算器の回路図である。
【図１０】本発明の高周波イメージセンサのプローブの出力電圧の説明のための模式図である。
【図１１】本発明の高周波イメージセンサの電流をパラメータとした周波数に対する出力電圧特性図である。
【図１２】本発明の高周波イメージセンサのシミュレーションによる周波数に対する出力電圧（Ｖ_S ＝０．５Ｖの解析結果）特性図である。
【図１３】本発明の高周波イメージセンサのシミュレーションによる周波数に対する出力電圧（Ｖ_S ＝１μＶの解析結果）特性図である。
【図１４】本発明の高周波イメージセンサの１ＧＨｚ近辺の周波数解析結果を示す図である。
【図１５】本発明の高周波イメージセンサの周波数解析器の模式図である。
【図１６】本発明の高周波イメージセンサの差分検出回路を構成するカレントミラーによる電流の減算の説明図である。
【図１７】本発明の高周波イメージセンサの差分検出回路の電流−電圧特性図である。
【図１８】本発明の高周波イメージセンサの縦続カレントミラーによる差分検出回路図である。
【図１９】本発明の高周波イメージセンサの差分検出の結果を示す図である。
【符号の説明】
１ 画素回路（ピクセル：ＰＩＸＥＬ）
２ 高周波磁気プローブ（サーチコイル）
３ アナログ乗算器
４ ＰＬＬ（位相同期ループ）
５ ＬＰＦ（低域通過フィルタ）
６ ＶＣＯ（電圧制御発振器）
７ １／Ｎ分周器
８ 位相検出器
９ プリント基板
９Ａ 配線
１０ 積分器
１１ ＯＳＣ
１２ 垂直の走査回路
２１ カレントミラーを用いた差分回路（信号成分検出回路）
３１ 積分器
４１ 水平の走査回路
６０ 差動遅延回路
６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃ 差動遅延回路
６１，７１，７２ 第１段のＭＯＳトランジスタ
６２ 増幅段
６３，６４ ＭＯＳトランジスタ（増幅）
６５ 正帰還回路
６６，６７；６８，６９ ＭＯＳトランジスタ（正帰還）
７０ 差動リングオシレータ型ＶＣＯ
７１，７２ 第１段のＭＯＳトランジスタ
７３，７４；７５，７６ 二対の第２段のＭＯＳトランジスタ
７７ 定電流源
７８，７９，８２，８３ ＭＯＳトランジスタ
８１ カレントミラー回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high frequency magnetic image sensor.
[0002]
[Prior art]
In recent years, the clock frequency of digital devices has become higher than GHz.
[0003]
In that case, the countermeasures against electromagnetic interference (noise) emitted from these digital devices become important as the clock frequency increases, and what is important for effective countermeasures is the LSI or printed circuit board. It is inspecting whether noise is generated from the part and identifying the source.
[0004]
Conventionally, in order to image the distribution of electromagnetic radiation noise generated from an electronic circuit board or LSI, a method of mechanically scanning a search coil using a drive system has been employed. There is also a method in which search coils are simply arranged and measured in parallel.
Reference [1] Yamaguchi, et al. , “High spatial resolution magnetic field measurements using thin-film shielded loop coil,“ Ext. Abst. 1999 Int. Conf. Solid-Stage Devices and Materials ", pp. 594-595 (1999).
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional method as described above, since it is necessary to repeat the moving operation by performing frequency analysis for each measurement of one point, it takes a lot of time until imaging.
[0006]
Further, in order to handle a high-frequency signal exceeding 1 GHz, it is necessary to guide the signal to a frequency analysis device, which causes a problem that the system becomes expensive and adjustment is difficult.
[0007]
Furthermore, in the case of a system in which search coils are arranged side by side, there is a problem that it is difficult to perform switching without signal deterioration because the signal has a high frequency.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION In view of the above situation, an object of the present invention is to provide a high-frequency magnetic image sensor that can measure the frequency analysis result of electromagnetic radiation distribution from the inside of an LSI or from a printed board as a direct image at high speed.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
[1] In a high-frequency magnetic image sensor, an element for detecting a high-frequency electric field or magnetic field and a frequency analysis circuit for performing frequency analysis are arranged in a one-dimensional or two-dimensional array, and an output signal of the frequency analysis circuit is sequentially read out. The high-frequency electric field or magnetic field distribution is imaged.
[0010]
[2] The high-frequency magnetic image sensor according to [1], wherein the frequency analysis circuit includes a phase-locked loop circuit, an analog multiplier, and an analog integrator.
[0011]
[3] The high-frequency magnetic image sensor according to [2], wherein the signal component detection circuit and the analog integrator for frequency analysis are arranged outside the two-dimensional array as a one-dimensional array.
[0012]
[4] In the high-frequency magnetic image sensor described in [1] above, not only the entire phase-locked loop but only the voltage controlled oscillator and the frequency divider are arranged in each pixel circuit, and the phase detector and the loop filter are common to each column. This circuit is incorporated in an external control circuit.
[0013]
In the present invention, a search coil as a high-frequency magnetic probe and a frequency analysis circuit are used as one unit, and these are arranged in a one-dimensional or two-dimensional array. A PLL, an analog multiplier, and an analog integrator are used as the frequency analysis circuit. The two-dimensional arrangement includes only a VCO (voltage controlled oscillator), a frequency divider, and an analog multiplier that are part of the PLL. The analog integrator is a one-dimensional arrangement in the column direction, and other circuits in the PLL are in the row direction. Is a one-dimensional arrangement.
[0014]
The analog multiplier outputs current, extracts only the signal component by the signal component detection circuit arranged one-dimensionally in the column direction, and then integrates by the current integration circuit.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail.
[0016]
FIG. 1 is a block diagram of a high-frequency magnetic image sensor showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram of a pixel circuit thereof.
[0017]
In these figures, 1 is a pixel circuit (pixel), 2 is a search coil as a high-frequency magnetic probe, 3 is an analog multiplier, 4 is a PLL (Phase Locked Loop), and 5 is an LPF (low-pass filter). : Low Pass Filter, 6 is a VCO (Voltage Controlled Oscillator), 7 is a 1 / N frequency divider, and 8 is a phase detector.
[0018]
Each pixel circuit (pixel) 1 includes a high-frequency magnetic probe 2, a PLL 4 for performing frequency analysis, and an analog multiplier 3. This was arranged in an N × N two-dimensional array.
[0019]
The external processing circuit is a difference circuit (signal component detection) using a current mirror for extracting a component due to a signal change of an output from the vertical scanning circuit 12, the horizontal scanning circuit 41, and the analog multiplier 3 connected to the OSC 11. Circuit) 21 and an integrator 31.
[0020]
Each pixel is selected one by one by the vertical and horizontal scanning circuits 12 and 41, and frequency analysis is performed on each pixel to output the result. Reference numeral 51 denotes an amplifier.
[0021]
In the pixel circuit 1 of FIG. 2, a signal having a very high frequency is sent from the VCO 6 which is the main component of the PLL 4 to the analog multiplier 3. If the VCO 6 is not incorporated in the pixel circuit 1, attenuation until the output signal is input to the analog multiplier 3 becomes a problem. In consideration of this, a portion of the PLL 4 that emits a high-frequency signal is incorporated in the pixel circuit 1.
[0022]
Further, since the high-frequency magnetic probe 2 is incorporated in each pixel circuit 1 and arranged in a one-dimensional or two-dimensional array, analysis can be performed at high speed.
[0023]
Hereinafter, the operation principle of frequency analysis using the high-frequency image sensor of the present invention will be described.
[0024]
FIG. 3 is a basic operation schematic diagram of the high-frequency image sensor of the present invention.
[0025]
For example, the high-frequency magnetic probe 2 picks up noise from the printed circuit board 9 and outputs a voltage having the same frequency ωs as the noise, V _S (t) = V _S sin (ω _S t).
[0026]
This and the voltage V _o (t) having an arbitrary frequency ω _o from the VCO 6, which is the main component of the PLL 4, is
When V _o (t) = V _o sin (ω _o t + θ) is multiplied by the analog multiplier 3,
V _S × V _o = V _S V _o sin (ω _S t) sin (ω _o t + θ)
V _out = V _S V _o / 2 [cos (ω _S t−ω _o t−θ) + cos (ω _S t + ω _o t + θ)]
Is obtained. Here, when ω _S −ω _o = Δω, the output is integrated by time T and averaged to obtain the DC component,
[0027]
[Expression 1]

[0028]
The second term can be ignored because (ω _S + ω _o ) T is large.
[0029]
If the phase difference θ = 0, the above equation is
[0030]
[Expression 2]

[0031]
Sinc (sink) function (sinx / x)
When Δω = 0, V _S V _o / 2,
When Δω ≠ 0 (ΔωT >> 1), almost zero output is obtained.
[0032]
As described above, the unknown frequency ω _S can be known from the frequency ω _o of the VCO 6 when the output is V _S V _o / 2, and the size of the component can be known from the value of VsVo / 2. Frequency analysis can be performed. In FIG. 3, reference numeral 10 denotes an integrator.
[0033]
Hereinafter, circuit elements of the high-frequency image sensor of the present invention and simulation thereof will be described.
[0034]
[VCO (Voltage Controlled Oscillator)]
A VCO (voltage controlled oscillator) 6 that is a main component of the PLL 4 in the pixel circuit 1 will be described.
[0035]
FIG. 4 is a differential delay circuit diagram of a VCO, and FIG. 5 is a circuit diagram of a differential ring oscillator type VCO using the same.
[0036]
As shown in FIG. 4, the differential delay circuit 60 includes a first-stage MOS transistor 61 (a control voltage Vc is applied to the gate and one end is grounded), and a pair of second-stage MOS transistors 63 and 64. (The input voltage V _in ⁺ and the input voltage V _in ⁻ are applied to the gate, one end is connected to the other end of the first-stage MOS transistor 61), and two pairs of third-stage MOS transistors 66 and 67; 68, 69 (output voltages V _out ⁻ , V _out ⁺ are applied to the gates, one end is connected to the other end (output voltages V _out ⁻ , V _out ⁺ ) of the second stage MOS transistors 63, 64, and the other end Is connected to the power supply voltage V _dd ). That is, the VCO 6 has the differential delay circuit 60 shown in FIG. Then, as shown in FIG. 5, a differential ring oscillator type VCO 70 in which differential delay circuits 60A, 60B, 60C are connected in cascade is configured.
[0037]
This circuit is connected to a diode-connected load transistor, an amplification stage 62 composed of a pair of second-stage MOS transistors 63 and 64 to which V _{in +} and V _in− are input, and V _{out +} and V _out−. The positive feedback circuit 65 includes two pairs of third-stage MOS transistors 66, 67:68, 69 connected in positive feedback.
[0038]
The VCO 6 can arbitrarily control the output oscillation frequency by the control current I _ref .
[0039]
The rear-stage positive feedback circuit 65 has the effect of accelerating the change of the output signal, and can oscillate at a high frequency with a small number of delay circuit stages.
[0040]
In the high-frequency image sensor of the present invention, since it is important to obtain a high maximum oscillation frequency, this circuit is employed.
[0041]
[Maximum oscillation frequency of VCO]
The high-frequency image sensor of the present invention is targeted for frequency analysis up to 10 GHz. In order to perform frequency analysis up to 10 GHz, it is necessary to obtain 10 GHz as the maximum oscillation frequency of the VCO 6 as described in the operation principle.
[0042]
In order to increase the maximum oscillation frequency of VCO6,
(1) Ratio of channel widths W _p and W _n of PMOS and NMOS transistors (2) The oscillation frequency with respect to the control current I _ref was examined.
[0043]
The operating speed of the circuit varies depending on the ratio of the channel widths W _p and W _n due to the difference in carrier mobility between PMOS and NMOS. The ratio of the fastest operation was obtained by simulation.
[0044]
The simulation was performed with a circuit simulator HSPICE using the parameters, with the final goal being to prototype the high-frequency image sensor of the present invention using 0.35 μm CMOS technology.
[0045]
The result is shown in FIG. In FIG. 6, the horizontal axis indicates the channel width W _n (m), and the vertical axis indicates the frequency (Hz).
[0046]
W _n was changed with W _p = 2 μm. The control current I _ref was constant at 3 mA.
[0047]
As is apparent from this figure, the simulation results show that the highest frequency is obtained in the vicinity of W _n = 4.4 μm, and the circuit operates at the highest speed when W _p : W _n = 1: 2.2. I found out.
[0048]
Next, the channel width was changed while maintaining this ratio, and the oscillation frequency with respect to the control current I _ref was examined in each case.
[0049]
As a result, as shown in FIG. 7, when W _p = 2 μm and W _n = 4.4 μm, a maximum oscillation frequency of approximately 2.3 GHz was obtained. In FIG. 7, the horizontal axis represents current (A), and the vertical axis represents frequency (Hz).
[0050]
[Analog multiplier]
FIG. 8 is a circuit diagram of an analog multiplier of the high-frequency image sensor of the present invention.
[0051]
In this figure, reference numerals 71 and 72 denote paired first-stage MOS transistors (the gate is supplied with the output voltage V _O from the VCO 6 and one end is connected to the ground), 73 and 74; 75 and 76 are 2 Second-stage MOS transistor of the pair (the output voltage V _S from the probe is applied to the gate, one end is connected to the first-stage MOS transistors 71 and 72, and the other end obtains a current difference ΔI as an output) The two differential pairs of
[0052]
[Equation 3]

[0053]
Holds.
[0054]
If the transistor is operating in the saturation region,
Since I _a = K ₂ (V _a −V _t ) ² holds,
[0055]
[Expression 4]

[0056]
Is obtained.
[0057]
[Equation 5]

[0058]
If the transistor is designed so that K1 = K2 = K when the input from the probe and VCO 6 is V _S , V _o and the output is represented by the current difference ΔI,
ΔI = KV _S V _o (5)
Is obtained.
[0059]
Since K is constant in the transconductance coefficient of the transistor, it can be seen that it is the two inputs V _S and V _o that determine the output, and these multiplications are being output. In an actual circuit, a constant current source is added here in consideration of the influence on accuracy due to a change in input level.
[0060]
FIG. 9 shows a circuit diagram of an analog multiplier to which a constant current source is added.
[0061]
In this figure, reference numeral 77 is a constant current source, 78 is a MOS transistor for controlling the current I _r from the constant current source 77, 79 is the first stage MOS transistors 71 and 72 and the current I _r inserted on the ground side. MOS transistor for controlling
[0062]
As shown in this figure, the analog multiplier 3 to which the constant current source 77 is added can be obtained.
[0063]
[Operation of entire pixel circuit]
As shown in FIG. 3, the integrator 10 was connected to the output of the analog multiplier 3, and the circuit operation was confirmed assuming the voltages from the actual VCO 6 and the high-frequency magnetic probe 2 as inputs. At this time, it is important to pay attention to what order the input voltage from the high-frequency magnetic probe 2 is, and FIG. 10 shows a schematic diagram thereof.
[0064]
First, the voltage that actually appears at the output is calculated.
[0065]
When the magnetic field generated from the current I = I ₀ sin (ωt) flowing through the wiring 9A on the printed circuit board 9 is captured by the high-frequency magnetic probe 2 at the distance r, the magnetic field H = I / 2πr. If the area S = πR ² of
V _S = dΦ / dt
From Φ = BS = μ ₀ HS = μ ₀ πR ² I ₀ sin (ωt) / 2πr,
| V _S | = (μ ₀ R ² I ₀ / 2r) / ω
It is obtained.
[0066]
In the high-frequency image sensor of the present invention, it is assumed that the distance r = 1 mm between the printed circuit board 9 and the high-frequency magnetic probe 2 and the radius R of the high-frequency magnetic probe 2 is 50 μm, μ ₀ is the vacuum permeability, and μ ₀ = It has a value of 4π × 10 ⁻⁷ .
[0067]
When the magnitude of the output voltage | V _S | is estimated for a current of I ₀ = 10 mA and ω = 2πf = 1 GHz, it is found that approximately 18 μV is obtained, which is on the order of a few tens of μV.
[0068]
As a reference, FIG. 11 shows a graph of output voltage with respect to a frequency of 100 M to 2 GHz when current I ₀ = 1, 3, 5, 7, 9 mA. In FIG. 11, the horizontal axis represents frequency (GHz) and the vertical axis represents output voltage (μV).
[0069]
The graph shows the output when the current I ₀ = 9, 7, 5, _3, 1 mA in order from the top.
[0070]
〔simulation〕
Then, it shows about the simulation actually performed.
[0071]
As an input from the probe, an output result when an amplitude of 0.5 V and a frequency of 500 M to 2 GHz were added as an input from an amplitude of 0.5 V and a frequency of 1 GHz and VCO 6 was examined.
[0072]
The result is shown in FIG. 12, and a peak appears at 1 GHz where the two inputs match, and it can be seen that the expected frequency analysis can be performed. In FIG. 12, the horizontal axis represents frequency (Hz) and the vertical axis represents output voltage (V).
[0073]
Next, the simulation was performed by reducing the amplitude of the input from the high-frequency magnetic probe 2 to the order of μV which is an actual value.
[0074]
The result is shown in FIG. 13, and the frequency analysis could be accurately performed although the peak size was lowered according to the input. In FIG. 13, the horizontal axis represents frequency (Hz) and the vertical axis represents output voltage (V).
[0075]
[Circuit evaluation (resolution)]
Consider the resolution of this frequency analyzer.
[0076]
As an input, a simulation was performed by adding an amplitude of 1 μV and a frequency of 1 GHz from the high-frequency magnetic probe 2 and an amplitude of 0.5 V and a frequency of 0.99 GHz to 1.01 GHz from the VCO 6.
[0077]
The result is shown in FIG.
[0078]
Thus, the output becomes a sinc function. This is explained in the operating principle,
[0079]
[Formula 6]

[0080]
Matches.
[0081]
The sinc function V _out first becomes 0 when ΔωT = 2πΔfT = π. Therefore, the resolution Δf of this frequency analyzer is Δf = 1 / 2T, which is determined by the integration time. In this simulation, the resolution is about 5 MHz. In FIG. 14, the horizontal axis represents frequency (Hz) and the vertical axis represents output voltage (V).
[0082]
[Resolution and integration time]
An object of the high-frequency image sensor of the present invention is to directly measure the frequency analysis result as an image in real time. Assuming that T _FLAME = 30 ms is the time required to draw one image, T _INT = T _FLAME / N × N is the time that can be taken for measurement per pixel. T _INT = 30 ms / 32 × 32≈30 μs, and if the integration time is 20 μs shorter than 30 μs, measurement can be performed in real time without any problem.
[0083]
The resolution at this time is Δf = 1 / 2T = 1/40 μ = 25 kHz, and the resolution can be further increased from the previous simulation.
[0084]
[Circuit evaluation (gain)]
When the input voltage from the high frequency magnetic probe 2 is V _in and the output voltage of the integrator 10 is V _out , the gain of the entire frequency analyzer is calculated.
[0085]
FIG. 15 shows the configuration of the frequency analyzer.
[0086]
The output voltage of the integrator 10 is
[0087]
[Expression 7]

[0088]
It can be expressed. ΔI is ΔI = KV _S V _{o as} described in the analog multiplier 3, and the transconductance coefficient K is
[0089]
[Equation 8]

[0090]
When W = 10 μm and L = 0.4 μm, it is approximately 1.84 × 10 ⁻³ . Given C = 1 pF, V _o = 500 mV, T = 20 μs and an input V _in = 50 μ,
_{V out = (T / C)} KV O V s = 0.92V
Is obtained.
[0091]
The input, which was on the order of several tens of μV, is amplified to about 1 V and output, and the gain G of the circuit in this case is

It is obtained.
[0092]
This magnitude varies depending on the capacitance C, the input voltage V _o from the VCO 6 and the integration time T. Since the magnitude of the gain can be changed mainly by changing the size of the capacitor C, the size of the output V _out can be adjusted.
[0093]
[Difference detection circuit]
The current mirror is useful when subtracting current, and its principle is shown in FIG.
[0094]
Two MOS transistors 82 and 83 in FIG. 16 constitute a current mirror circuit 81. For this reason, Ib ₁ and Ib ₂ are always equal.
[0095]
Further, Ia is because a current source, I _out is I _out = Ia-Ib _1, and the subtracted output of the two currents obtained.
[0096]
Actually, since Ib ₁ = Ib ₂ does not become accurate due to the channel length modulation effect, an error occurs in subtraction.
[0097]
17A and 17B are current-voltage characteristic diagrams of the difference detection circuit of the high-frequency image sensor of the present invention. FIG. 17A shows a single case and 17B shows a case of cascade connection.
[0098]
FIG. 17A shows the Ib ₂ -V _dc characteristic when Ib ₁ = 10 μA. It is desirable that Ib ₂ = 10 μA, but Ib ₂ increases as V _dc increases.
[0099]
To solve this, a cascade connection of transistors is used. The cascade connection has a structure that is strong against the influence of the channel length modulation effect, and errors due to the channel length modulation effect can be suppressed.
[0100]
FIG. 17B shows the Ib ₂ -Vdc characteristic when cascade connection is used.
[0101]
As shown in this figure, Ib ₂ closely matches Ib ₁ = 10 μA, and it can be seen that the error due to the channel length modulation effect is reduced by the cascade connection.
[0102]
Thus, in order to accurately detect the difference in current, it is better to perform cascade connection.
[0103]
FIG. 18 shows a difference detection circuit configured using cascaded current mirrors.
[0104]
The operation of this circuit was confirmed by simulation.
[0105]
Figure 19 is a graph showing the results of differential detection of a high frequency image sensor of the present invention, as a condition, given 100μA to I _1, the difference output I ₁ -I for the I ₂ when changing the I ₂ to 0~100μA ₂ is shown.
[0106]
From this figure, it can be seen that the difference can be detected although there is a shift in the whole.
[0107]
As described above, it is possible to provide a high-frequency magnetic image sensor for measuring the electromagnetic radiation distribution from the LSI and the printed circuit board at high speed.
[0108]
In addition, considering the circuit configuration of each circuit element, the operation of each circuit was confirmed by simulation.
[0109]
As a result, we examined the improvement measures for some problems revealed by the simulation, and as a result, we confirmed the normal operation of the frequency analyzer that analyzes the frequency of electromagnetic radiation from the substrate.
[0110]
The performance of this frequency analyzer was also evaluated.
[0111]
In addition, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation is possible based on the meaning of this invention, and these are not excluded from the scope of the present invention.
[0112]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, the following effects can be obtained.
[0113]
(A) Since a part of scanning for imaging is performed not by mechanical scanning but by electrical scanning, it is possible to perform high-speed high-frequency magnetic image measurement. For example, it is possible to measure a high-frequency magnetic image 1000 times or more than the conventional one.
[0114]
In particular, since it is manufactured using integrated circuit technology, the time constant of the integrator can be reduced, and frequency analysis can be performed in a short time. In addition, since the integrator is arranged one-dimensionally and integrated in parallel, frequency analysis can be performed in a shorter time.
[0115]
(B) Since the search coil and the frequency analysis circuit can be connected on an integrated circuit at a very short distance, the problem of signal transmission from the search coil to the frequency analysis device can be completely solved.
[0116]
(C) Since it is realized using integrated circuit technology, an image with higher resolution than before can be obtained by reducing the pitch of the unit pixel circuits.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a high-frequency magnetic image sensor showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a pixel circuit of a high-frequency magnetic image sensor showing an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a basic operation schematic diagram of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram of a differential delay circuit of a VCO of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram of a differential ring oscillator type VCO of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 6 is a ratio characteristic diagram of the channel width of a MOS transistor for generating the maximum oscillation frequency of the VCO of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 7 is an oscillation frequency characteristic diagram with respect to a control current for generating the maximum oscillation frequency of the VCO of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram of an analog multiplier of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of an analog multiplier to which a constant current source of the high-frequency image sensor of the present invention is added.
FIG. 10 is a schematic diagram for explaining the output voltage of the probe of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 11 is an output voltage characteristic diagram with respect to frequency using the current of the high-frequency image sensor of the present invention as a parameter.
FIG. 12 is a characteristic diagram of output voltage with respect to frequency (analysis result of V _S = 0.5 V) by simulation of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 13 is a characteristic diagram of output voltage (analysis result of V _S = 1 μV) with respect to frequency by simulation of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 14 is a diagram showing a frequency analysis result around 1 GHz of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 15 is a schematic diagram of a frequency analyzer of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 16 is an explanatory diagram of current subtraction by a current mirror constituting the difference detection circuit of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 17 is a current-voltage characteristic diagram of a difference detection circuit of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 18 is a difference detection circuit diagram using cascaded current mirrors of the high-frequency image sensor of the present invention.
FIG. 19 is a diagram showing a result of difference detection of the high-frequency image sensor of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 Pixel circuit (Pixel)
2 High-frequency magnetic probe (search coil)
3 Analog multiplier 4 PLL (phase locked loop)
5 LPF (low pass filter)
6 VCO (Voltage Controlled Oscillator)
7 1 / N frequency divider 8 phase detector 9 printed circuit board 9A wiring 10 integrator 11 OSC
12 Vertical scanning circuit 21 Difference circuit (signal component detection circuit) using current mirror
31 integrator 41 horizontal scanning circuit 60 differential delay circuit 60A, 60B, 60C differential delay circuit 61, 71, 72 first stage MOS transistor 62 amplification stage 63, 64 MOS transistor (amplification)
65 Positive feedback circuit 66, 67; 68, 69 MOS transistor (positive feedback)
70 Differential Ring Oscillator Type VCO
71, 72 First stage MOS transistors 73, 74; 75, 76 Two pairs of second stage MOS transistors 77 Constant current sources 78, 79, 82, 83 MOS transistor 81 Current mirror circuit

Claims (4)

An element for detecting a high-frequency electric field or magnetic field and a frequency analysis circuit for performing frequency analysis are arranged in a one-dimensional or two-dimensional array, and an output signal of the frequency analysis circuit is sequentially read to image a high-frequency electric field or magnetic field distribution. A high-frequency magnetic image sensor. 2. The high frequency magnetic image sensor according to claim 1, wherein the frequency analysis circuit includes a phase locked loop circuit, an analog multiplier, and an analog integrator. 3. The high-frequency magnetic image sensor according to claim 2, wherein the signal component detection circuit and the analog integrator for frequency analysis are arranged as a one-dimensional array outside the two-dimensional array. In the high-frequency magnetic image sensor according to claim 1, not only the entire phase-locked loop but also the voltage controlled oscillator and the frequency divider are arranged in each pixel circuit, and the phase detector and the loop filter are used as a common circuit for each column. A high-frequency magnetic image sensor characterized by being incorporated in an external control circuit.

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