JP3626702B2

JP3626702B2 - AD converter

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Publication number: JP3626702B2
Application number: JP2001175113A
Authority: JP
Inventors: 光司橋本; 勝也中本; 学山下
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-06-11
Filing date: 2001-06-11
Publication date: 2005-03-09
Anticipated expiration: 2021-06-11
Also published as: JP2002368615A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は，例えば自動車用エンジンの制御装置等に入力されるアナログ入力信号電圧を，デジタル値に変換する多チャネルのＡＤ変換装置に関し、特に環境温度の変動に対して高精度なＡＤ変換が行えるＡＤ変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
（１）従来技術の構成の説明
従来装置の電気回路図を示す図３において，３００は図示しない車載バッテリから給電され，多数のアナログ入力信号電圧ＡＩｉ（ｉ＝０，１，２，・・・）や図示しないデジタル信号入力を受けて，各種車載負荷の制御を行うエンジン制御装置であり，同図ではＡＤ変換器に関連する部分のみを示している。
３０１は多チャンネルの逐次変換形ＡＤ変換器であり，該ＡＤ変換器は電源正端子Ｖｃｃ，電源負端子ＧＮＤ，基準電圧正端子Ｖｒｅｆ＋，基準電圧負端子Ｖｒｅｆ−，アナログ入力端子ｃｈｉ（ｉ＝０，１，２，・・・）等を有し，該アナログ入力端子ｃｈｉには上記アナログ入力信号電圧ＡＩｉが印加されると共に，基準電圧負端子Ｖｒｅｆ−は電源負端子ＧＮＤに接続されている。
【０００３】
３０２はマイクロプロセッサ，３０３は該マイクロプロセッサの制御プログラムや制御定数が格納されたフラッシュメモリ等の不揮発メモリ，３０４は上記アナログ入力信号電圧ＡＩｉに対応したデジタル変換値ＤＩｉが上記マイクロプロセッサ３０２を介して格納されるＲＡＭメモリである。
３０５は例えば約１．２５Ｖ程度の電圧を発生する基準電源，３０６は該基準電源の発生電圧ＡＶｓを増幅し，出力電圧ＡＶｒを上記基準電圧正端子Ｖｒｅｆ＋に供給する増幅器，３０７・３０８は該増幅器の出力電圧ＡＶｒを分圧し，増幅器３０６の反転入力に負帰還電圧を供給する分圧抵抗であり，分圧抵抗３０７の抵抗値はＲ１，分圧抵抗３０８の抵抗値はＲ２となっている。
なお，上記基準電源３０５は例えば特開平７−１５２４４５号公報「電圧発生回路」で示されているようなバンドギャップ形半導体電圧発生器を用いている。
【０００４】
（２）従来技術の作用・動作の説明
図３のとおりに構成された従来装置において，基準電源３０５の発生電圧ＡＶｓと増幅器３０６の出力電圧ＡＶｒとの間には次式の関係がある。
ＡＶｓ＝ＡＶｒ ×［Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）］・・・・（１）
∴ＡＶｒ＝Ｇ×ＡＶｓただしＧ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２・・・・（２）
一方，ＡＤ変換器３０１の基準電圧差は（Ｖｒｅｆ＋）−（Ｖｒｅｆ− ）＝ＡＶｒとなっているので，アナログ入力信号電圧ＡＩｉとそのデジタル変換値ＤＩｉとの間には次式の関係がある。
ＤＩｉ＝（ＡＩｉ／ＡＶｒ）×Ｎｍａｘ・・・・（３）
ただしＮｍａｘは分解能であり，ｎビットのＡＤ変換器では次式で算出される。
Ｎｍａｘ＝２^ｎ（ただしｎ＝１０ビットならば，Ｎｍａｘ＝１０２４）・・・・（４）
【０００５】
なお，自動車用エンジン制御装置においては，ＡＶｓ＝１．２５Ｖ，ＡＶｒ＝５Ｖを基準にして設計されることが多いが，その理由はバンドギャップ形電圧発生器の発生電圧ＡＶｓが１．２５Ｖ近辺で最も安定していて，温度変動の影響を受け難い特性を持っているためであり，増幅器３０６はこれを５Ｖに変換して０〜５Ｖのアナログ入力信号ＡＩｉに適した基準電圧ＡＶｒ＝５ＶをＡＤ変換器３０１に供給するようになっている。
しかし，（２）式で明らかなとおり，基準電圧ＡＶｒは基準電源３０５の発生電圧ＡＶｓの製品バラツキ等に加えて，ゲインＧ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２の製品バラツキや温度変動等の影響を受けるので，（３）式におけるデジタル変換値ＤＩｉも同様に変動することになる。
【０００６】
一方，ＡＤ変換器の精度を向上する観点から，この発明に一部関連する従来の公知例として，特開２０００−１３２２７号公報「Ａ／Ｄ変換器装置」（先行文献１）がある。この公報は一つのアナログ入力信号電圧を低電圧領域と高電圧領域に分割してＡＤ変換することにより，全帯域にわたって高精度なデジタル変換値を得ることを目的としたものであり，その手段として基準電圧ＡＶｒ１＝５Ｖの第一のＡＤ変換器と基準電圧ＡＶｒ２＝１．２５Ｖの第二のＡＤ変換器を併用することが行われている。
しかも，第二のＡＤ変換器に印加される基準電圧ＡＶｒ２を第一のＡＤ変換器の入力信号としてモニタし，そのデジタル変換値を参照して第一のＡＤ変換器によるデジタル変換値を補正することで，ＡＶｒ１やＡＶｒ２に誤差があっても低電圧領域と高電圧領域のデジタル変換値の重なり部分を一致させることが狙いとなっている。
【０００７】
その他，特開平７−２１８５４７号公報「信号測定装置」（先行文献２）によれば，ＡＤ変換器の校正用電源を内蔵した信号測定装置が提示されており，被測定入力デ−タの記憶に続いて校正信号を測定し，測定装置の測定誤差を求めて測定デ−タの誤差を校正することが述べられている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
（１）従来技術の課題の説明
前述した先行文献１においては，一対のＡＤ変換器の間の整合性補正は行えるものの，図３で説明した従来装置と同様に増幅器のフィ−ドバックゲインのバラツキ・変動に対して何等の補正手段がないと言う問題がある。
また，先行文献２のように校正電源を内蔵したものでは、校正電源が高価なものとなると共に信号切換スイッチの電圧降下による誤差の発生が問題となる。
【０００９】
（２）発明の目的の説明
この発明は，基準電源の発生電圧はこれが最も安定した電圧となることを基準として設計されると共に，アナログ入力信号電圧の最大電圧に対応した基準電圧をＡＤ変換器に供給するための増幅器を併用したものにおいて，該増幅器のフィ−ドバック回路の製品バラツキや温度変動によるデジタル変換値の変動を除去して，ＡＤ変換器の精度を向上することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
（１）この発明の請求項１によるＡＤ変換装置は、基準電源の発生電圧を増幅器で増幅して基準電圧を発生する基準電圧供給回路と、上記基準電圧に基づいて、複数の入力端子から入力された多チャンネルのアナログ入力信号電圧を順次第１のデジタル値に変換するＡＤ変換器とを有するＡＤ変換装置において、
上記ＡＤ変換器の入力端子の１つに上記基準電源の発生電圧を入力して第２のデジタル値に変換し、上記アナログ入力信号電圧に対応した第１のデジタル値を上記第２のデジタル値によって除算した値に比例係数を乗じて補正デジタル変換値を求める演算手段を備え、上記増幅器の増幅率の変動に拘わらず入力信号電圧に比例した補正デジタル変換値を得るものである。
【００１１】
（２）この発明の請求項２項によるＡＤ変換装置は、請求項１のＡＤ変換装置において、
演算手段で用いる比例係数は、実測された複数のサンプルデ−タを用いて算出された［基準電源の発生電圧／増幅器の出力電圧］の平均値・中央値・最頻値等の統計値に比例した値を用いたものである。
【００１２】
（３）この発明の請求項３項によるＡＤ変換装置は、基準電源の発生電圧を増幅器で増幅して基準電圧を発生する基準電圧供給回路と、上記基準電圧に基づいて、複数の入力端子から入力された多チャンネルのアナログ入力信号電圧を順次第１のデジタル値に変換するＡＤ変換器とを有するＡＤ変換装置において、
校正時に、上記ＡＤ変換器の入力端子の１つに外部校正電源からの校正電圧を入力して第３のデジタル値に変換し、この第３のデジタル値を記憶する校正値記憶用メモリと、上記アナログ入力信号変換時には、上記アナログ入力信号電圧に対応した第１のデジタル値を上記記憶した第３のデジタル値によって除算した値に比例係数を乗じて補正デジタル変換値を求める演算手段とを備え、入力信号電圧に比例した補正デジタル変換値を得るものである。
【００１３】
（４）この発明の請求項４項によるＡＤ変換装置は、請求項３のＡＤ変換装置において、
演算手段の演算にはマイクロプロセッサを用い、校正値記憶メモリにはフラッシュメモリを用い、且つ、上記マイクロプロセッサは外部ツールからの校正指令に基づいて校正を実行して上記フラッシュメモリに校正電圧対応の第３のデジタル値を記憶し、
バックアップ用バッテリがなくても、停電時に上記フラッシュメモリに記憶された第３のデジタル値が保持され、復電時に直ちに上記記憶された第３のデジタル値を使用可能としたものである。
【００１４】
（５）この発明の請求項５項によるＡＤ変換装置は、請求項１〜４のいずれか１項のＡＤ変換装置において、
基準電源はバンドギャップ形半導体電圧発生器とし、その発生電圧は温度変動が少ない約１．２５Ｖとすると共に、増幅器が出力する基準電圧はアナログ入力信号電圧の最大値近傍の値に対応した基準電圧としたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下この発明の実施の形態１を図１により説明する。
図１はエンジン制御装置のブロック回路図で、図において，１００は図示しない車載バッテリから給電され，多数のアナログ入力信号電圧ＡＩｉ（ｉ＝１，２，・・・）や図示しないデジタル信号入力を受けて，各種車載負荷の制御を行うエンジン制御装置であり，同図ではＡＤ変換器に関連する部分のみを示している。
１０１は多チャンネルの逐次変換形ＡＤ変換器であり，該ＡＤ変換器は電源正端子Ｖｃｃ，電源負端子ＧＮＤ，基準電圧正端子Ｖｒｅｆ＋，基準電圧負端子Ｖｒｅｆ−，アナログ入力端子ｃｈｊ（ｊ＝０，１，２，・・・）等を有し，該アナログ入力端子ｃｈｊ（ｊ＝１，２，・・・）には上記アナログ入力信号電圧ＡＩｉが印加されると共に，基準電圧負端子Ｖｒｅｆ−は電源負端子ＧＮＤに接続されている。
【００１６】
１０２はマイクロプロセッサ，１０３は該マイクロプロセッサの制御プログラムや制御定数が格納されたフラッシュメモリ等の不揮発メモリ，１０４は上記アナログ入力信号電圧ＡＩｉに対応したデジタル変換値ＤＩｉ（ｉ＝１，２，・・・）が上記マイクロプロセッサ１０２を介して格納されるＲＡＭメモリである。
なお，上記ＡＤ変換器１０１は多数チャンネルに対するデジタル変換値が順次格納される１個のバッファメモリ（図示しない）を有し，このバッファメモリの内容がマイクロプロセッサ１０２を介して順次上記ＲＡＭメモリ１０４に転送されるものである。
【００１７】
１０５は例えば約１．２５Ｖ程度の電圧を発生するバンドギャップ形半導体電圧発生器による基準電源，１０６は該基準電源の発生電圧ＡＶｓを増幅し，出力電圧ＡＶｒを上記基準電圧正端子Ｖｒｅｆ＋に供給する増幅器，１０７・１０８は該増幅器の出力電圧ＡＶｒを分圧し，増幅器１０６の反転入力に負帰還電圧を供給する分圧抵抗であり，分圧抵抗１０７の抵抗値はＲ１，分圧抵抗１０８の抵抗値はＲ２となっている。
なお，上記基準電源１０５の発生電圧ＡＶｓはＡＤ変換器１０１の入力端子ｃｈ０に接続され，そのデジタル変換値ＤＶｓは上記ＲＡＭメモリ１０４に格納されるようになっている。
【００１８】
また，上記ＲＡＭメモリ１０４内には，補正係数Ｋと上記デジタル変換値ＤＩｉに該補正係数Ｋを掛けた補正演算値が格納され，その補正演算は上記マイクロプロセッサ１０２によって実行されるものである。
【００１９】
次に動作について説明する。
図１において，基準電源１０５の発生電圧ＡＶｓと増幅器１０６の出力電圧ＡＶｒとの間には従来装置と同様に次式の関係がある。
ＡＶｓ＝ＡＶｒ ×［Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）］・・・・（１）
∴ＡＶｒ＝Ｇ×ＡＶｓただしＧ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２・・・・（２）
一方，ＡＤ変換器１０１の基準電圧差は（Ｖｒｅｆ＋）−（Ｖｒｅｆ− ）＝ＡＶｒとなっているので，アナログ入力信号電圧ＡＩｉとそのデジタル変換値ＤＩｉとの間には次式の関係がある。
ＤＩｉ＝（ＡＩｉ／ＡＶｒ）×Ｎｍａｘ・・・・（３）
ただしＮｍａｘは分解能であり，ｎビットのＡＤ変換器では次式で算出される。
Ｎｍａｘ＝２^ｎ（ただしｎ＝１０ビットならば，Ｎｍａｘ＝１０２４）・・・・（４）
【００２０】
一方，ＡＤ変換器１０１の入力端子ｃｈ０に印加された基準電源１０５の発生電圧ＡＶｓに対するデジタル変換値ＤＶｓの関係は次式のとおりである。
ＤＶｓ＝（ＡＶｓ／ＡＶｒ）×Ｎｍａｘ・・・・（１０）
また，発生電圧の理論基準値をＡＶｓ０＝１．２５Ｖ，基準電圧の理論基準値をＡＶｒ０＝５Ｖとすれば，理論デジタル変換値ＤＶｓ０は次式で示される。

ここで，補正係数Ｋ，補正演算値ＤＤＩｉを次式によって定義する。
Ｋ＝ＤＶｓ０／ＤＶｓ・・・・（１２）
ＤＤＩｉ＝Ｋ×ＤＩｉ＝ＤＶｓ０×（ＤＩｉ／ＤＶｓ）・・・・（１３）
【００２１】
（１３）式の補正演算値ＤＤＩｉは、［アナログ入力信号電圧に対応するデジタル変換値ＤＩｉ］を［基準電源の発生電圧に対するデジタル変換値ＤＶｓ］で除算し、比例係数ＤＶｓ０（（１１）式の理論デジタル変換値＝一定値）を乗じたものである。
この算式によれば増幅器１０６の増幅率Ｇの影響を受けないことは以下のとおり証明される。
【００２２】
（３）（１０）（１２）を用いて（１３）式を整理すると次の結論が得られる。

（１４）式で明らかなとおり，デジタル変換値ＤＩｉの補正演算値ＤＤＩｉはアナログ入力信号電圧ＡＩｉに比例しており，その比例係数（ＤＶｓ０／ＡＶｓ）には増幅器１０６の増幅率Ｇが含まれていないので，増幅率Ｇの製品バラツキ等の影響を受けることが無い。
ただし，上記比例係数（ＤＶｓ０／ＡＶｓ）は基準電源１０５の発生電圧ＡＶｓの製品バラツキによって変化する問題が残されている。
この問題は，（１２）式ににおける発生電圧ＡＶｓのデジタル変換値ＤＶｓが基準電源１０５の製品バラツキによって変化するものであることに起因している。
【００２３】
上記の問題点を改善するためには，（１３）式の比例係数ＤＶｓ０を（１１）式で示した理論基準値で算出決定するのではなく，多数のサンプル製品Ｎ台について基準電源１０５の発生電圧ＡＶｓに対するデジタル変換値ＤＶｓを測定し，次式のとおりその平均値ＤＤＶｓを用いるようにすることが望ましい。

なお、上記はＮ個のデジタル変換値ＤＶｓの算術平均を算出したが、算術平均以外に調和平均・中央値・最頻値などの統計値に比例した値を用いてもよい。
【００２４】
以上のようにこの実施の形態１では、基準電源の発生電圧そのものをＡＤ変換器でモニタして，ＡＤ変換器に印加された基準電圧の変動を補正しているので，増幅器の増幅率の製品バラツキによって補正演算値が変動することがなく，精度のよい補正演算値が得られる効果がある。
また、校正値を記憶するなどの不揮発メモリが不要である。
【００２５】
更に、補正演算値の比例係数は，実測された多数のサンプルデ−タを用いて平均値などの統計値を算出するようにしたので、基準電源の発生電圧の製品バラツキがあっても，最も確からしい補正演算値が得られる効果がある。
そして平均値等の統計値はマイクロプロセッサの制御プログラムを格納する不揮発メモリ内に格納されるので，特別な不揮発メモリを必要としない。
【００２６】
実施の形態２．
以下この発明の実施の形態２を図２により説明する。
図２はエンジン制御装置のブロック回路図を示し、図において，２００は図示しない車載バッテリから給電され，多数のアナログ入力信号電圧ＡＩｉ（ｉ＝０，１，２，・・・）や図示しないデジタル信号入力を受けて，各種車載負荷の制御を行うエンジン制御装置であり，同図ではＡＤ変換器に関連する部分のみを示している。
２０１は多チャンネルの逐次変換形ＡＤ変換器であり，該ＡＤ変換器は電源正端子Ｖｃｃ，電源負端子ＧＮＤ，基準電圧正端子Ｖｒｅｆ＋，基準電圧負端子Ｖｒｅｆ−，アナログ入力端子ｃｈｉ（ｉ＝０，１，２，・・・）等を有し，該アナログ入力端子ｃｈｉ（ｉ＝０，１，２，・・・）には上記アナログ入力信号電圧ＡＩｉが印加されると共に，基準電圧負端子Ｖｒｅｆ−は電源負端子ＧＮＤに接続されている。
【００２７】
２０２はマイクロプロセッサ，２０３は該マイクロプロセッサの制御プログラムや制御定数が格納されたフラッシュメモリ等の不揮発メモリ，２０４は上記アナログ入力信号電圧ＡＩｉに対応したデジタル変換値ＤＩｉ（ｉ＝０，１，２，・・・）が格納されるＲＡＭメモリである。
２０５は例えば約１．２５Ｖ程度の電圧を発生するバンドギャップ形半導体電圧発生器による基準電源，２０６は該基準電源の発生電圧ＡＶｓを増幅し，出力電圧ＡＶｒを上記基準電圧正端子Ｖｒｅｆ＋に供給する増幅器，２０７・２０８は該増幅器の出力電圧ＡＶｒを分圧し，増幅器２０６の反転入力に負帰還電圧を供給する分圧抵抗であり，分圧抵抗２０７の抵抗値はＲ１，分圧抵抗２０８の抵抗値はＲ２となっている。
２０９は上記ＡＤ変換器２０１内でデジタル変換値が順次格納される１個のバッファメモリの内容を順次上記ＲＡＭメモリ２０４に転送するダイレクトメモリアクセスコントロ−ラ（ＤＭＡＣ）であり，該ＤＭＡＣはマイクロプロセッサ２０２がデ−タバスを用いていない時間帯を利用して上記の転送処理を行うようになっている。
【００２８】
また，上記ＲＡＭメモリ２０４内には，補正係数Ｋと上記デジタル変換値ＤＩｉに該補正係数Ｋを掛けた補正演算値が格納され，その補正演算は上記マイクロプロセッサ２０２によって実行されるものである。
２１０は１バイトのデ−タ毎に電気的に書込み・読出しが行えるＥＥＰＲＯＭメモリ等による校正値記憶用不揮発メモリ，２１１はシリアルコミュニケ−ションインタフェ−ス２１２を介して上記マイクロプロセッサ２０２に接続され，製品出荷時や保守点検時に不揮発メモリ２０３へプログラムの書込み・書換えを行う外部ツ−ル，２１３は製品出荷前の校正運転時にどれかのアナログ入力信号に替わって接続される高精度な校正電源である。
なお，上記外部ツ−ル２１１にはプログラムの転送操作を指示し，また校正運転の指示や校正値記憶指示等を行う操作キ−が設けられている。
【００２９】
次に動作について説明する。
図２において，基準電源２０５の発生電圧ＡＶｓと増幅器２０６の出力電圧ＡＶｒとの間には従来装置と同様に次式の関係がある。
ＡＶｓ＝ＡＶｒ ×［Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）］・・・・（１）
∴ＡＶｒ＝Ｇ×ＡＶｓただしＧ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２・・・・（２）
一方，ＡＤ変換器２０１の基準電圧差は（Ｖｒｅｆ＋）−（Ｖｒｅｆ− ）＝ＡＶｒとなっているので，アナログ入力信号電圧ＡＩｉとそのデジタル変換値ＤＩｉとの間には次式の関係がある。
ＤＩｉ＝（ＡＩｉ／ＡＶｒ）×Ｎｍａｘ・・・・（３）
ただしＮｍａｘは分解能であり，ｎビットのＡＤ変換器では次式で算出される。
Ｎｍａｘ＝２^ｎ（ただしｎ＝１０ビットならば，Ｎｍａｘ＝１０２４）・・・・（４）
【００３０】
一方，校正運転の時にＡＤ変換器２０１のどれかの入力端子に印加された校正電源２１３の発生電圧ＡＩｓに対するデジタル変換値ＤＩｓの関係は次式のとおりであり，このＤＩｓ値が校正値として不揮発メモリ２１０に格納されるものである。
ＤＩｓ＝（ＡＩｓ／ＡＶｒ）×Ｎｍａｘ・・・・（２０）
例えば，校正電源２１３の発生電圧をＡＩｓ＝２．５Ｖ，基準電圧の理論基準値をＡＶｒ０＝５Ｖとすれば，理論デジタル変換値ＤＩｓ０は次式で示されるが，実際には基準電圧ＡＶｒは正しく５Ｖになっているわけではない。

ここで，補正係数Ｋ，補正演算値ＤＤＩｉを次式によって定義する。
Ｋ＝（ＡＩｓ／ＡＶｒ０）×Ｎｍａｘ／ＤＩｓ・・・・（２２）
ＤＤＩｉ＝Ｋ×ＤＩｉ＝［（ＡＩｓ／ＡＶｒ０）×Ｎｍａｘ］×ＤＩｉ／ＤＩｓ・・・・（２３）
【００３１】
（２３）式の補正演算値ＤＤＩｉは、［アナログ入力信号電圧に対応するデジタル変換値ＤＩｉ］を［校正電源の発生電圧に対応するデジタル変換値ＤＩｓ］で除算し、比例係数［（ＡＩｓ／ＡＶｒ０）×Ｎｍａｘ］を乗じた式になる。
そして、比例係数は［（（校正電源の発生電圧ＡＩｓ）／（基準電圧の理論基準値ＡＶｒ０））×Ｎｍａｘ］の一定値となる。
この算式によれば増幅器２０６の増幅率Ｇや基準電源２０５の発生電圧ＡＶｓのバラツキ変動の影響を受けないことは以下のとおり証明される。
【００３２】
（３）（２０）（２２）を用いて（２３）式を整理すると次の結論が得られる。

（２４）式で明らかなとおり，デジタル変換値ＤＩｉの補正演算値ＤＤＩｉはアナログ入力信号電圧ＡＩｉに比例しており，その比例係数（Ｎｍａｘ／ＡＶｒ０）には増幅器２０６の増幅率Ｇや基準電源２０５の発生電圧ＡＶｓが含まれていないので，これらの製品バラツキの影響を受けることが無い。
【００３３】
ただし，校正運転時の環境温度と実用運転時の環境温度には違いがあるので，増幅器２０６の増幅率Ｇや基準電源２０５の発生電圧ＡＶｓの温度依存性が問題となる。
しかしながら，基準電源２０５の発生電圧ＡＶｓは最も温度ドリフトの少ない電圧領域で設計されていることや，増幅率Ｇ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２は抵抗Ｒ１，Ｒ２が同じ温度環境にあってその比率には温度依存性が少ないと言う有利な条件となっている。
【００３４】
この実施の形態２によれば、校正電源電圧のＡＤ変換値を記憶保持しておくことにより，ＡＤ変換器に供給された基準電圧を現品対応で換算補正することにより，増幅器の増幅率の製品バラツキのみならず基準電源の発生電圧の製品バラツキによっても補正演算値が変動することがなく，精度のよい補正演算が得られる効果がある。
また、基準電源は最も温度変動が生じ難い発生電圧のものにすることができる効果がある。
また，校正電源による校正運転はＡＤ変換器の一つの入力端子を兼用できるので，取扱えるアナログ入力信号の点数を減らさないようにすると共に，高価な校正電源を内蔵したり運転中にアナログ入力回路を切換接続したりする必要がない。
【００３５】
なお、この実施の形態２では図２で示したようにダイレクトメモリアクセスコントロ−ラ（ＤＭＡＣ）２０９を使用し、処理のスピード化を図ったが、これを無くしてマイクロプロセッサ２０２によってＡＤ変換器２０１内のバッファメモリの内容をＲＡＭメモリ２０４に転送するようにしても良い。
また、逆に実施の形態１の図１にダイレクトメモリアクセスコントロ−ラ２０９を実施の形態２のように追加して併用して処理のスピードアップを図ってもよい。
【００３６】
実施の形態３．
以下この発明の実施の形態３を図２により説明する。
図２に示した実施の形態２では，校正値記憶用不揮発メモリ２１０として，１バイトデ−タ毎に電気的に書込み・読出しができるＥＥＰＲＯＭメモリが使用されている。
このＥＥＰＲＯＭメモリは単に校正値を記憶するだけでなく，例えばエンジン制御装置２００がエンジン制御運転を行っている時の各種学習デ−タなども記憶し，車載バッテリの異常電圧低下や車載バッテリ交換時のスリ−プ電源の解除等に対しても，記憶情報を消失しないようにするためのものである。
【００３７】
しかし，車載バッテリ交換時には学習記憶値を外部ツ−ル２１１で読出しておくこともできるので，必ずしもＥＥＰＲＯＭメモリが搭載されているわけではない。
一方，不揮発メモリ２０３は読出しと一括書込みが行えるフラッシュメモリが採用されるのが実態であり，この場合にはマイクロプロセッサ２０２の制御プログラムは，製品の出荷・保守交換などを行う時に，外部ツ−ル２１１からＲＡＭメモリ２０４を中継して不揮発メモリ（フラッシュメモリ）２０３へ一括書込みされるようになっており，ＲＡＭメモリ２０４への転送用プログラムはマイクロプロセッサ２０２に内蔵されたブ−トプログラムによって行われる。
【００３８】
次に動作を説明する。
マイクロプロセッサ２０２の制御プログラムが外部ツ−ル２１１からＲＡＭメモリ２０４に転送書込みされた後に，その制御プログラムの一部である校正運転プログラムに基づいて校正電源２１３の発生電圧ＡＩｓのデジタル変換値ＤＩｓを読取り，全体制御プログラムと校正記憶デ−タである上記デジタル変換値ＤＩｓを含めてフラッシュメモリである不揮発メモリ２０３に一括書込みを行う。
【００３９】
電源が遮断されても校正記憶値が消失することがなく，専用の校正値記憶用不揮発メモリがなくても良いことになる。
なお，不揮発メモリ２０３に転送される制御プログラムには，校正運転用プログラムが削除されていても差し支えないが，その代わり外部ツ−ル２１１が無ければ再度校正運転を行うことができなくなるので，全ての制御プログラムを不揮発メモリ２０３に格納しておくようにしている。
【００４０】
この実施の形態３によれば、車載バッテリの異常電圧低下や車載バッテリ交換時のスリ−プ電源の解除等の電源異常があっても，フラッシュメモリを使用することにより制御プログラム、校正プログラム、校正情報などの記憶情報が消失することなく、また、メモリ用のバッテリバックアップも不要となる効果がある。
また、制御プログラムを格納しているフラッシュメモリを校正値記憶用不揮発メモリとして兼用することができ，専用の校正値記憶用不揮発メモリが不要となる効果がある。
【００４１】
【発明の効果】
（１）以上のようにこの発明の請求項１によれば、基準電源の発生電圧そのものをＡＤ変換器でモニタして，ＡＤ変換器に印加された基準電圧の変動を補正しているので，増幅器の増幅率の製品バラツキによって補正演算値が変動することがなく，精度のよい補正演算値が得られる。
【００４２】
（２）この発明の請求項２項によれば、補正演算値の比例係数は，実測された多数のサンプルデ−タを用いて算出されたの平均値等の統計値に比例した値を用いたので、基準電源の発生電圧の製品バラツキを考慮して，最も確かな補正演算値が得られる効果がある。
【００４３】
（３）この発明の請求項３項によれば，校正電源による校正運転はＡＤ変換器の一つの入力端子を兼用できるので，取扱えるアナログ入力信号の点数を減らさないようにする効果がある。
【００４４】
（４）この発明の請求項４項によれば、電源異常があっても，フラッシュメモリを使用することにより校正情報が消失することなく、また、メモリ用のバッテリバックアップも不要となる効果がある。
【００４５】
（５）この発明の請求項５項によれば、基準電源はバンドギャップ形半導体電圧発生器を用い、その発生電圧は約１．２５Ｖの値としたので、この電圧領域は温度変動が生じ難いという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるＡＤ変換装置のブロック回路図である。
【図２】この発明の実施の形態２によるＡＤ変換装置のブロック回路図である。
【図３】従来装置のＡＤ変換装置のブロック回路図である。
【符号の説明】
１００，２００エンジン制御装置（ＥＣＵ）
１０１，２０１ＡＤ変換器
１０２，２０２マイクロプロセッサ（演算手段）
１０３，不揮発メモリ１０４，２０４ＲＡＭメモリ
１０５，２０５基準電源１０６，２０６増幅器
２０３不揮発メモリ（フラッシュメモリ）
２０９ダイレクトメモリアクセスコントロ−ラ
２１０校正値記憶用不揮発メモリ２１１外部ツ−ル
２１３校正電源
ＡＩｉアナログ入力信号電圧ＡＩｓ校正電源の発生電圧
ＡＶｒ基準電圧ＡＶｓ基準電源の発生電圧
ＤＩｉＡＩｉのデジタル変換値（第１のデジタル値）
ＤＩｓＡＩｓのデジタル変換値（第３のデジタル値）
ＤＶｓＡＶｓのデジタル変換値（第２のデジタル値）
ＤＶｓ０比例係数ＤＤＩｉ補正デジタル変換値[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a multi-channel AD converter that converts, for example, an analog input signal voltage input to a control device for an automobile engine into a digital value, and in particular, can perform highly accurate AD conversion with respect to environmental temperature fluctuations The present invention relates to an AD converter.
[0002]
[Prior art]
(1) Description of the configuration of the prior art
In FIG. 3, which shows an electrical circuit diagram of a conventional apparatus, 300 is fed from an in-vehicle battery (not shown) and receives a number of analog input signal voltages AIi (i = 0, 1, 2,...) And digital signal inputs (not shown). In this figure, only the parts related to the AD converter are shown.
Reference numeral 301 denotes a multi-channel successive conversion AD converter, which includes a power supply positive terminal Vcc, a power supply negative terminal GND, a reference voltage positive terminal Vref +, a reference voltage negative terminal Vref−, and an analog input terminal chi (i = 0). , 1, 2,..., The analog input signal voltage AIi is applied to the analog input terminal chi, and the reference voltage negative terminal Vref− is connected to the power supply negative terminal GND.
[0003]
302 is a microprocessor, 303 is a nonvolatile memory such as a flash memory in which the control program and control constant of the microprocessor are stored, and 304 is a digital conversion value DIi corresponding to the analog input signal voltage AIi via the microprocessor 302. RAM memory to be stored.
Reference numeral 305 is a reference power source that generates a voltage of about 1.25 V, for example. 306 is an amplifier that amplifies the generated voltage AVs of the reference power source and supplies the output voltage AVr to the reference voltage positive terminal Vref +. The voltage divider resistor 307 has a resistance value of R1, and the voltage divider resistor 308 has a resistance value of R2.
The reference power source 305 uses, for example, a band gap type semiconductor voltage generator as disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 7-152445 “Voltage generation circuit”.
[0004]
(2) Description of actions and operations of the prior art
In the conventional apparatus configured as shown in FIG. 3, there is a relationship of the following equation between the generated voltage AVs of the reference power source 305 and the output voltage AVr of the amplifier 306.
AVs = AVr × [R2 / (R1 + R2)] (1)
∴AVr = G × AVs where G = (R1 + R2) / R2 (2)
On the other hand, since the reference voltage difference of the AD converter 301 is (Vref +) − (Vref −) = AVr, there is a relationship of the following equation between the analog input signal voltage AIi and the digital conversion value DIi.
DIi = (AIi / AVr) × Nmax (3)
However, Nmax is the resolution, and is calculated by the following equation for an n-bit AD converter.
Nmax = 2 ⁿ (However, if n = 10 bits, Nmax = 1024) (4)
[0005]
In many cases, automotive engine control devices are designed based on AVs = 1.25V and AVr = 5V, because the generated voltage AVs of the bandgap voltage generator is around 1.25V. This is because the amplifier 306 converts it to 5V and converts the reference voltage AVr = 5V suitable for the analog input signal AIi of 0 to 5V to AD. The converter 301 is supplied.
However, as is clear from the equation (2), the reference voltage AVr is affected by product variation of the gain G = (R1 + R2) / R2 in addition to product variation of the generated voltage AVs of the reference power supply 305, temperature variation, and the like. , (3), the digital conversion value DIi also varies in the same manner.
[0006]
On the other hand, from the viewpoint of improving the accuracy of the AD converter, Japanese Patent Laid-Open No. 2000-13227 “A / D converter device” (Prior Document 1) is known as a conventional example partially related to the present invention. This publication aims to obtain a highly accurate digital conversion value over the entire band by dividing one analog input signal voltage into a low voltage region and a high voltage region and performing AD conversion. A first AD converter having a reference voltage AVr1 = 5V and a second AD converter having a reference voltage AVr2 = 1.25V are used in combination.
In addition, the reference voltage AVr2 applied to the second AD converter is monitored as an input signal of the first AD converter, and the digital conversion value by the first AD converter is corrected with reference to the digital conversion value. Thus, even if there is an error in AVr1 and AVr2, the aim is to match the overlapping portions of the digital conversion values in the low voltage region and the high voltage region.
[0007]
In addition, according to Japanese Patent Laid-Open No. 7-218547, “Signal Measuring Device” (Prior Literature 2), a signal measuring device having a built-in power supply for calibration of an AD converter is presented, and storage of measured input data is performed. Subsequently, it is described that the calibration signal is measured, the measurement error of the measuring device is obtained, and the error of the measurement data is calibrated.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
(1) Explanation of problems in the prior art
In the above-described prior art document 1, although the consistency between the pair of AD converters can be corrected, any correction means for variations and fluctuations in the feedback gain of the amplifier as in the conventional apparatus described with reference to FIG. There is a problem that there is no.
Further, in the case where the calibration power source is built in as in the prior art document 2, the calibration power source becomes expensive, and an error due to a voltage drop of the signal selector switch becomes a problem.
[0009]
(2) Description of the object of the invention
The present invention is designed on the basis that the generated voltage of the reference power supply becomes the most stable voltage, and also uses an amplifier for supplying a reference voltage corresponding to the maximum voltage of the analog input signal voltage to the AD converter. It is an object of the present invention to improve the accuracy of the AD converter by removing variations in the digital conversion value due to variations in the feedback circuit of the amplifier and variations in temperature.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
(1) An AD conversion apparatus according to claim 1 of the present invention is a reference voltage supply circuit for generating a reference voltage by amplifying a generated voltage of a reference power supply with an amplifier, and inputs from a plurality of input terminals based on the reference voltage. An AD converter having an AD converter that sequentially converts the multi-channel analog input signal voltage into a first digital value,
A voltage generated by the reference power supply is input to one of the input terminals of the AD converter to convert it into a second digital value, and the first digital value corresponding to the analog input signal voltage is converted to the second digital value. Is obtained by multiplying the value divided by the proportional coefficient to obtain a corrected digital conversion value, and obtains a corrected digital conversion value proportional to the input signal voltage regardless of fluctuations in the amplification factor of the amplifier.
[0011]
(2) The AD converter according to claim 2 of the present invention is the AD converter according to claim 1,
The proportionality coefficient used in the calculation means is a statistical value such as the average value, median value, or mode value of [generated voltage of the reference power supply / output voltage of the amplifier] calculated using a plurality of actually measured sample data. A proportional value is used.
[0012]
(3) An AD converter according to claim 3 of the present invention includes a reference voltage supply circuit for generating a reference voltage by amplifying a voltage generated by a reference power supply with an amplifier, and a plurality of input terminals based on the reference voltage. In an AD converter having an AD converter that sequentially converts an input multi-channel analog input signal voltage into a first digital value,
A calibration value storage memory for inputting a calibration voltage from an external calibration power source to one of the input terminals of the AD converter and converting it to a third digital value and storing the third digital value at the time of calibration; Computation means for obtaining a corrected digital conversion value by multiplying a value obtained by dividing the first digital value corresponding to the analog input signal voltage by the stored third digital value by a proportional coefficient at the time of the analog input signal conversion. A correction digital conversion value proportional to the input signal voltage is obtained.
[0013]
(4) The AD converter according to claim 4 of the present invention is the AD converter according to claim 3,
A microprocessor is used for the calculation of the calculation means, a flash memory is used as the calibration value storage memory, and the microprocessor executes calibration based on a calibration command from an external tool to correspond to the calibration voltage in the flash memory. Store a third digital value;
Even if there is no backup battery, the third digital value stored in the flash memory at the time of power failure is retained, and the stored third digital value can be used immediately upon power recovery.
[0014]
(5) The AD converter according to claim 5 of the present invention is the AD converter according to any one of claims 1 to 4,
The reference power source is a band gap type semiconductor voltage generator, and the generated voltage is about 1.25 V with little temperature fluctuation, and the reference voltage output from the amplifier is a reference voltage corresponding to a value near the maximum value of the analog input signal voltage. It is what.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to FIG.
FIG. 1 is a block circuit diagram of an engine control device. In the figure, 100 is supplied with power from an in-vehicle battery (not shown), and receives a number of analog input signal voltages AIi (i = 1, 2,...) And a digital signal input (not shown). In response, the engine control device controls various on-vehicle loads, and only the portion related to the AD converter is shown in FIG.
Reference numeral 101 denotes a multi-channel successive approximation AD converter, which includes a power supply positive terminal Vcc, a power supply negative terminal GND, a reference voltage positive terminal Vref +, a reference voltage negative terminal Vref−, and an analog input terminal chj (j = 0). , 1, 2,..., And the like, and the analog input signal voltage AIi is applied to the analog input terminal chj (j = 1, 2,...) And the reference voltage negative terminal Vref− Is connected to the power source negative terminal GND.
[0016]
102 is a microprocessor, 103 is a nonvolatile memory such as a flash memory in which the control program and control constants of the microprocessor are stored, and 104 is a digital conversion value DIi (i = 1, 2,...) Corresponding to the analog input signal voltage AIi. ..) Is a RAM memory stored via the microprocessor 102.
The AD converter 101 has one buffer memory (not shown) in which digital conversion values for a large number of channels are sequentially stored, and the contents of this buffer memory are sequentially stored in the RAM memory 104 through the microprocessor 102. Is to be transferred.
[0017]
Reference numeral 105 is a reference power source by a band gap type semiconductor voltage generator that generates a voltage of about 1.25 V, for example, and 106 amplifies the generated voltage AVs of the reference power source and supplies the output voltage AVr to the reference voltage positive terminal Vref +.

Amplifiers

107 and 108 are voltage dividing resistors that divide the output voltage AVr of the amplifier and supply a negative feedback voltage to the inverting input of the amplifier 106. The resistance value of the voltage dividing resistor 107 is R1, the resistance of the voltage dividing resistor 108. The value is R2.
The generated voltage AVs of the reference power source 105 is connected to the input terminal ch0 of the AD converter 101, and the digital conversion value DVs is stored in the RAM memory 104.
[0018]
The RAM memory 104 stores a correction coefficient K and a correction calculation value obtained by multiplying the digital conversion value DIi by the correction coefficient K, and the correction calculation is executed by the microprocessor 102.
[0019]
Next, the operation will be described.
In FIG. 1, the relationship between the generated voltage AVs of the reference power source 105 and the output voltage AVr of the amplifier 106 is represented by the following equation as in the conventional device.
AVs = AVr × [R2 / (R1 + R2)] (1)
∴AVr = G × AVs where G = (R1 + R2) / R2 (2)
On the other hand, since the reference voltage difference of the AD converter 101 is (Vref +) − (Vref −) = AVr, there is a relationship of the following equation between the analog input signal voltage AIi and the digital conversion value DIi.
DIi = (AIi / AVr) × Nmax (3)
However, Nmax is the resolution, and is calculated by the following equation for an n-bit AD converter.
Nmax = 2 ⁿ (However, if n = 10 bits, Nmax = 1024) (4)
[0020]
On the other hand, the relationship between the digital conversion value DVs and the generated voltage AVs of the reference power supply 105 applied to the input terminal ch0 of the AD converter 101 is as follows.
DVs = (AVs / AVr) × Nmax (10)
If the theoretical reference value of the generated voltage is AVs0 = 1.25V and the theoretical reference value of the reference voltage is AVr0 = 5V, the theoretical digital conversion value DVs0 is expressed by the following equation.

Here, the correction coefficient K and the correction calculation value DDIi are defined by the following equations.
K = DVs0 / DVs (12)
DDIi = K × DIi = DVs0 × (DIi / DVs) (13)
[0021]
The correction calculation value DDIi in the equation (13) is obtained by dividing the [digital conversion value DIi corresponding to the analog input signal voltage] by the [digital conversion value DVs with respect to the voltage generated by the reference power source] to obtain a proportional coefficient DVs0 (in the equation (11) (Theoretical digital conversion value = constant value).
According to this formula, it is proved as follows that it is not influenced by the amplification factor G of the amplifier 106.
[0022]
(3) The following conclusion can be obtained by rearranging equation (13) using (10) and (12).

As is apparent from the equation (14), the correction operation value DDIi of the digital conversion value DIi is proportional to the analog input signal voltage AIi, and the proportionality coefficient (DVs0 / AVs) includes the amplification factor G of the amplifier 106. Therefore, there is no influence of product variation of the amplification factor G.
However, there remains a problem that the proportionality coefficient (DVs0 / AVs) varies depending on the product variation of the generated voltage AVs of the reference power source 105.
This problem is caused by the fact that the digital conversion value DVs of the generated voltage AVs in the equation (12) varies depending on the product variation of the reference power supply 105.
[0023]
In order to improve the above problem, the proportional coefficient DVs0 in the equation (13) is not calculated and determined by the theoretical reference value shown in the equation (11). It is desirable to measure the digital conversion value DVs with respect to the voltage AVs and use the average value DDVs as shown in the following equation.

In the above description, the arithmetic average of the N digital conversion values DVs is calculated. However, in addition to the arithmetic average, a value proportional to a statistical value such as a harmonic average, a median value, or a mode value may be used.
[0024]
As described above, in the first embodiment, the generated voltage itself of the reference power supply is monitored by the AD converter and the fluctuation of the reference voltage applied to the AD converter is corrected. The correction calculation value does not fluctuate due to variations, and an accurate correction calculation value can be obtained.
Further, there is no need for a nonvolatile memory for storing calibration values.
[0025]
In addition, since the proportional coefficient of the correction calculation value is calculated as a statistical value such as an average value using a large number of actually measured sample data, even if there is a product variation in the voltage generated by the reference power supply, There is an effect that a correct correction calculation value can be obtained.
Since the statistical value such as the average value is stored in the nonvolatile memory for storing the control program of the microprocessor, no special nonvolatile memory is required.
[0026]
Embodiment 2. FIG.
A second embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
FIG. 2 shows a block circuit diagram of the engine control device, in which 200 is supplied with power from an in-vehicle battery (not shown), a large number of analog input signal voltages AIi (i = 0, 1, 2,...) And digital (not shown) It is an engine control device that receives various signal inputs and controls various in-vehicle loads, and only the portion related to the AD converter is shown in FIG.
Reference numeral 201 denotes a multi-channel successive conversion AD converter, which includes a power supply positive terminal Vcc, a power supply negative terminal GND, a reference voltage positive terminal Vref +, a reference voltage negative terminal Vref−, and an analog input terminal chi (i = 0). , 1, 2,..., Etc., and the analog input signal voltage AIi is applied to the analog input terminal chi (i = 0, 1, 2,...) And the reference voltage negative terminal Vref− is connected to the power supply negative terminal GND.
[0027]
202 is a microprocessor, 203 is a nonvolatile memory such as a flash memory in which a control program and control constants of the microprocessor are stored, and 204 is a digital conversion value DIi (i = 0, 1, 2) corresponding to the analog input signal voltage AIi. ,... Are stored in a RAM memory.
Reference numeral 205 is a reference power source by a band gap type semiconductor voltage generator that generates a voltage of about 1.25 V, for example. 206 amplifies the generated voltage AVs of the reference power source and supplies the output voltage AVr to the reference voltage positive terminal Vref +.

Amplifiers

207 and 208 are voltage dividing resistors that divide the output voltage AVr of the amplifier and supply a negative feedback voltage to the inverting input of the amplifier 206. The resistance value of the voltage dividing resistor 207 is R1, the resistance of the voltage dividing resistor 208. The value is R2.
Reference numeral 209 denotes a direct memory access controller (DMAC) for sequentially transferring the contents of one buffer memory in which digital converted values are sequentially stored in the AD converter 201 to the RAM memory 204. The DMAC is a microprocessor. 202 performs the above-described transfer processing using a time zone in which no data bus is used.
[0028]
The RAM memory 204 stores a correction coefficient K and a correction calculation value obtained by multiplying the digital conversion value DIi by the correction coefficient K, and the correction calculation is executed by the microprocessor 202.
210 is a calibration value storage nonvolatile memory such as an EEPROM memory that can be electrically written and read for each byte of data; 211 is connected to the microprocessor 202 via a serial communication interface 212; An external tool 213 that writes and rewrites programs to the non-volatile memory 203 at the time of product shipment and maintenance inspection, is a high-precision calibration power supply that is connected in place of any analog input signal during calibration operation before product shipment. is there.
The external tool 211 is provided with an operation key for instructing a program transfer operation, a calibration operation instruction, a calibration value storage instruction, and the like.
[0029]
Next, the operation will be described.
In FIG. 2, the relationship between the generated voltage AVs of the reference power source 205 and the output voltage AVr of the amplifier 206 is expressed by the following equation as in the conventional device.
AVs = AVr × [R2 / (R1 + R2)] (1)
∴AVr = G × AVs where G = (R1 + R2) / R2 (2)
On the other hand, since the reference voltage difference of the AD converter 201 is (Vref +) − (Vref −) = AVr, there is a relationship of the following equation between the analog input signal voltage AIi and the digital conversion value DIi.
DIi = (AIi / AVr) × Nmax (3)
However, Nmax is the resolution, and is calculated by the following equation for an n-bit AD converter.
Nmax = 2 ⁿ (However, if n = 10 bits, Nmax = 1024) (4)
[0030]
On the other hand, the relationship of the digital conversion value DIs to the generated voltage AIs of the calibration power supply 213 applied to any input terminal of the AD converter 201 during the calibration operation is as follows, and this DIs value is non-volatile as the calibration value: It is stored in the memory 210.
DIs = (AIs / AVr) × Nmax (20)
For example, if the generated voltage of the calibration power source 213 is AIs = 2.5 V and the theoretical reference value of the reference voltage is AVr0 = 5V, the theoretical digital conversion value DIs0 is expressed by the following equation. It is not 5V correctly.

Here, the correction coefficient K and the correction calculation value DDIi are defined by the following equations.
K = (AIs / AVr0) × Nmax / DIs (22)
DDIi = K × DIi = [(AIs / AVr0) × Nmax] × DIi / DIs (23)
[0031]
The correction calculation value DDIi in the equation (23) is obtained by dividing [digital conversion value DIi corresponding to the analog input signal voltage] by [digital conversion value DIs corresponding to the voltage generated by the calibration power source] to obtain a proportional coefficient [(AIs / AVr0 ) × Nmax].
The proportionality coefficient is a constant value of [((generated voltage AIs of calibration power source) / (theoretical reference value AVr0 of the reference voltage)) × Nmax].
According to this formula, it is proved as follows that it is not affected by variations in the amplification factor G of the amplifier 206 and variations in the generated voltage AVs of the reference power source 205.
[0032]
(3) The following conclusion can be obtained by rearranging the equation (23) using (20) and (22).

As is apparent from the equation (24), the correction operation value DDIi of the digital conversion value DIi is proportional to the analog input signal voltage AIi, and the proportionality coefficient (Nmax / AVr0) includes the amplification factor G of the amplifier 206 and the reference power supply 205. The generation voltage AVs is not included, so that it is not affected by these product variations.
[0033]
However, since there is a difference between the environmental temperature during the calibration operation and the environmental temperature during the practical operation, the temperature dependency of the amplification factor G of the amplifier 206 and the generated voltage AVs of the reference power source 205 becomes a problem.
However, the generated voltage AVs of the reference power source 205 is designed in a voltage region with the least temperature drift, and the amplification factor G = (R1 + R2) / R2 is such that the resistances R1 and R2 are in the same temperature environment and the ratio is This is an advantageous condition that the temperature dependency is low.
[0034]
According to the second embodiment, the AD conversion value of the calibration power supply voltage is stored and held, and the reference voltage supplied to the AD converter is converted and corrected corresponding to the actual product, so that the amplification factor product of the amplifier can be obtained. The correction calculation value does not fluctuate not only due to variations, but also due to product variations in the voltage generated by the reference power supply, so that an accurate correction calculation can be obtained.
In addition, the reference power supply has an effect that it can have a generated voltage that hardly causes temperature fluctuation.
In addition, the calibration operation with the calibration power supply can also be used as one input terminal of the AD converter, so the number of analog input signals that can be handled is not reduced, and an expensive calibration power supply is built in or the analog input circuit is in operation. There is no need to switch and connect.
[0035]
In the second embodiment, as shown in FIG. 2, the direct memory access controller (DMAC) 209 is used to increase the processing speed. However, this is eliminated, and the microprocessor 202 uses the AD converter 201. The contents of the buffer memory may be transferred to the RAM memory 204.
Conversely, the direct memory access controller 209 may be added to FIG. 1 of the first embodiment as in the second embodiment and used together to speed up the processing.
[0036]
Embodiment 3 FIG.
A third embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
In the second embodiment shown in FIG. 2, an EEPROM memory that can be electrically written to and read from each byte data is used as the calibration value storing nonvolatile memory 210.
This EEPROM memory not only stores the calibration value, but also stores various learning data when the engine control device 200 is performing engine control operation, for example, when the abnormal voltage drop of the in-vehicle battery or when the in-vehicle battery is replaced. This is to prevent the stored information from being lost even when the sleep power source is released.
[0037]
However, since the learned memory value can be read out by the external tool 211 when the vehicle battery is replaced, the EEPROM memory is not necessarily installed.
On the other hand, it is a fact that the nonvolatile memory 203 is a flash memory that can perform reading and batch writing. In this case, the control program of the microprocessor 202 is an external tool when shipping / maintenance / replacement of products. The RAM 211 is relayed from the memory 211 to the nonvolatile memory (flash memory) 203, and the transfer program to the RAM memory 204 is executed by a boot program incorporated in the microprocessor 202. Is called.
[0038]
Next, the operation will be described.
After the control program of the microprocessor 202 is transferred and written from the external tool 211 to the RAM memory 204, the digital conversion value DIs of the generated voltage AIs of the calibration power source 213 is calculated based on the calibration operation program which is a part of the control program. The data is read and written into the nonvolatile memory 203 as a flash memory including the entire control program and the digital conversion value DIs as the calibration storage data.
[0039]
Even if the power is turned off, the calibration stored value is not lost, and there is no need for a dedicated calibration value storing nonvolatile memory.
The control program transferred to the non-volatile memory 203 can be deleted even if the program for calibration operation is deleted. However, if there is no external tool 211, the calibration operation cannot be performed again. These control programs are stored in the nonvolatile memory 203.
[0040]
According to the third embodiment, even if there is a power supply abnormality such as an abnormal voltage drop of the in-vehicle battery or a release of the sleep power supply when replacing the in-vehicle battery, the control program, the calibration program, and the calibration can be performed by using the flash memory. There is an effect that memory information such as information is not lost and battery backup for memory is not required.
Further, the flash memory storing the control program can be used as a calibration value storing nonvolatile memory, and there is an effect that a dedicated calibration value storing nonvolatile memory becomes unnecessary.
[0041]
【The invention's effect】
(1) As described above, according to the first aspect of the present invention, the generated voltage itself of the reference power supply is monitored by the AD converter, and the fluctuation of the reference voltage applied to the AD converter is corrected. The correction calculation value does not fluctuate due to product variations in the amplification factor of the amplifier, and a highly accurate correction calculation value is obtained.
[0042]
(2) According to claim 2 of the present invention, the proportional coefficient of the correction calculation value is a value proportional to a statistical value such as an average value calculated using a large number of actually measured sample data. As a result, the most accurate correction calculation value can be obtained in consideration of product variations in the voltage generated by the reference power supply.
[0043]
(3) According to the third aspect of the present invention, the calibration operation by the calibration power source can also be used as one input terminal of the AD converter, so that the number of analog input signals that can be handled is not reduced.
[0044]
(4) According to the fourth aspect of the present invention, even if the power supply is abnormal, the calibration information is not lost by using the flash memory, and the battery backup for the memory is unnecessary. .
[0045]
(5) According to claim 5 of the present invention, the reference power supply uses a band gap type semiconductor voltage generator, and the generated voltage is set to a value of about 1.25 V. Therefore, temperature fluctuation is unlikely to occur in this voltage region. There is an effect.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block circuit diagram of an AD conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a block circuit diagram of an AD conversion apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 3 is a block circuit diagram of an AD converter of a conventional device.
[Explanation of symbols]
100,200 Engine control unit (ECU)
101,201 AD converter
102,202 Microprocessor (calculation means)
103,

non-volatile memory

104, 204 RAM memory
105,205 Reference power supply 106,206 Amplifier
203 Non-volatile memory (flash memory)
209 Direct memory access controller
210 Non-volatile memory for storing calibration values 211 External tool
213 Calibration power supply
AIi Analog input signal voltage AIs Voltage generated by calibration power supply
AVr reference voltage AVs reference voltage generated voltage
DIi AIi digital conversion value (first digital value)
Digital conversion value of DIs AIs (third digital value)
Digital conversion value of DVs AVs (second digital value)
DVs0 proportionality coefficient DDIi corrected digital conversion value

Claims

A reference voltage supply circuit for generating a reference voltage by amplifying a generated voltage of a reference power supply with an amplifier, and a multi-channel analog input signal voltage input from a plurality of input terminals based on the reference voltage in order In an AD converter having an AD converter for converting into a value,
A voltage generated by the reference power supply is input to one of the input terminals of the AD converter to convert it into a second digital value, and the first digital value corresponding to the analog input signal voltage is converted to the second digital value. A calculation means for obtaining a corrected digital conversion value by multiplying the value divided by the proportional coefficient,
An AD conversion apparatus characterized in that a corrected digital conversion value proportional to an input signal voltage is obtained regardless of fluctuations in the amplification factor of the amplifier.

The AD converter according to claim 1,
The proportionality coefficient used in the calculation means is a statistical value such as the average value, median value, or mode value of [generated voltage of the reference power supply / output voltage of the amplifier] calculated using a plurality of actually measured sample data. An AD converter characterized by using a proportional value.

A reference voltage supply circuit for generating a reference voltage by amplifying a generated voltage of a reference power supply with an amplifier, and a multi-channel analog input signal voltage input from a plurality of input terminals based on the reference voltage in order In an AD converter having an AD converter for converting into a value,
A calibration value storage memory for inputting a calibration voltage from an external calibration power source to one of the input terminals of the AD converter and converting it to a third digital value and storing the third digital value at the time of calibration;
Computation means for obtaining a corrected digital conversion value by multiplying a value obtained by dividing the first digital value corresponding to the analog input signal voltage by the stored third digital value by a proportional coefficient at the time of the analog input signal conversion. ,
An AD converter characterized by obtaining a corrected digital conversion value proportional to an input signal voltage.

In the AD converter of Claim 3,
A microprocessor is used for the calculation of the calculation means, a flash memory is used as the calibration value storage memory, and the microprocessor executes calibration based on a calibration command from an external tool to correspond to the calibration voltage in the flash memory. Store a third digital value;
Even if there is no backup battery, the third digital value stored in the flash memory at the time of a power failure is retained, and the stored third digital value can be used immediately upon power recovery. Conversion device.

In the AD converter of any one of Claims 1-4,
The reference power source is a band gap type semiconductor voltage generator, and the generated voltage is about 1.25 V with little temperature fluctuation, and the reference voltage output from the amplifier is a reference voltage corresponding to a value near the maximum value of the analog input signal voltage. An AD converter characterized by the above.