JP3615053B2

JP3615053B2 - Power circuit

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Publication number: JP3615053B2
Application number: JP15500498A
Authority: JP
Inventors: 克彦清水; 良信下蔵; 昌治八田
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1998-06-03
Filing date: 1998-06-03
Publication date: 2005-01-26
Anticipated expiration: 2018-06-03
Also published as: JPH11356049A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖの交流電源入力に対し、前者に対しては倍電圧整流、後者には全波整流になるように切替え、電圧値の異なる２種の交流電源系に対して、略同一値の直流出力を得るようにした電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源回路において、倍電圧整流回路及び全波整流回路の切替に当たって、切り替え忘れや誤操作、及び、それに伴う危険を回避する手段として、商用交流電源の相違に応じて、全波整流及び倍電圧整流に自動的に切り替える回路構成が主流になっている。特開昭６２ー１７８１７３号公報、特開昭６０ー２７９１６号公報及び特開平３ー１４５９２６号公報等は、そのような自動切替技術を開示している。
【０００３】
この種の電源回路では、２００Ｖ系入力電圧の時に倍電圧整流になるのを避けるために、切換手段を導通させるタイミングを遅らせて、必ず一定時間全波整流で動作させる。この場合、切換手段のための駆動電源を、交流電源入力電源から直接整流して得ると、駆動回路や遅延回路での損失が大きくなってしまう。
【０００４】
そこで、例えば、特開平３−１５２７２号公報に開示されているように、駆動電源を、コンデンサの充放電により得る手段を自動切換回路に応用することが考えられる。この手段によれば、低損失の駆動電源を得ると同時に、コンデンサの容量比により遅延時間も制御することができる。
【０００５】
ところが、交流電源入力電源が位相９０度付近で投入された場合、急激に高い電圧が印加されるため、駆動電源用コンデンサの充電が電源周波数で緩やかに行われるのではなく、急激に行われる。交流電源入力ラインには、ライン自体のインダクタンス成分や、ラインに接続されたトランスまたはチョークコイル等のインダクタによるインダクタンス成分が必ず存在するから、これらのインダクタンスと駆動電源用コンデンサとで共振動作を起こす。
【０００６】
このため、本来、電源周波数のサイクルで繰り返される駆動電源用コンデンサの充電動作が、入力インダクタと駆動電源用コンデンサの共振周波数で行われてしまい、結果として、駆動電源用コンデンサの電圧が急激に上昇する。主回路の整流平滑方式がコンデンサインプットの場合では、等価的に平滑コンデンサが、駆動電源用コンデンサと並列になり、高周波の振動（共振）を発生することはないが、高調波電流を抑制する等の目的で、主回路の整流平滑方式をチョークインプットにした場合、主回路の平滑コンデンサは交流的には関与しなくなり、上記のような動作となる。
【０００７】
このような共振が起こると、駆動電源用コンデンサの電圧が入力電圧検出回路の電圧検出が行われる前に設定値を越え、切換スイッチが導通し、倍電圧整流に切り替わる。つまり、入力電圧の大小（１００Ｖ系、２００Ｖ系）にかかわらず、倍電圧整流に切り替わる。このことは、安全のために一定時間全波整流で動作する遅延動作がまったく行われない現象がおきてしまうことを意味し、２００Ｖ系で動作する場合、電源破損につながる可能性がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、入力電圧自動切換回路の駆動電源を低損失で実現し得る電源回路を提供することである。
【０００９】
本発明のもう一つの課題は、ラインインピーダンス等の影響で誤動作を発生しない自動切換回路を有する電源回路を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係る電源回路は、ダイオードブリッジ回路と、コンデンサ回路と、切換回路と、遅延回路と、切替駆動回路とを含み、電圧値の異なる２種の交流電源が選択的に入力され、前記２種の交流電源を略同一値の直流電圧に変換して出力する。
【００１１】
前記ダイオードブリッジ回路は、交流電源入力端及び整流出力端を有する。前記コンデンサ回路は、少なくとも、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサを含み、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサは、前記ダイオードブリッジ回路の整流出力端間において互いに直列に接続されている。
【００１２】
前記切換回路は、一方の交流電源の入力時に閉路されて前記ダイオードブリッジ回路による倍電圧整流回路を構成し、他方の交流電源の入力時に開路されて前記ダイオードブリッジ回路による全波整流回路が構成されるように、前記ダイオードブリッジ回路の交流電源入力端の１つと、前記第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの接続点との間に接続されている。
【００１３】
前記遅延回路は、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のコンデンサと、第４のコンデンサと、抵抗とを含む。
【００１４】
前記第１のダイオードは、前記交流電源のある位相で、前記第３のコンデンサを一方向に充電する回路を構成する。前記第２のダイオードは、前記第１のダイオードとは異なる前記交流電源位相において、前記第３のコンデンサに蓄積された電荷に応じて前記第４のコンデンサを充電する回路を構成する。
【００１５】
前記抵抗は、前記第３のコンデンサまたは前記第４のコンデンサの少なくとも一方を充電する回路に挿入されている。
【００１６】
前記切替駆動回路は、前記第４のコンデンサの端子電圧が予め定められた電圧に上昇したとき、前記切替回路をオンにする。
【００１７】
上記構成において、交流電源が、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖとの間で選択される場合を想定する。ＡＣ２００Ｖが選択されたとき、切換回路が開路される。すると、ＡＣ２００Ｖの交流電源入力は、全波整流回路で全波整流され、その整流出力が第１のコンデンサ及び第２のコンデンサにより平滑化され、直流ライン間にＡＣ２００Ｖに対応した直流電圧が得られる。
【００１８】
交流電源としてＡＣ１００Ｖが選択された場合は、切換回路が閉じられる。すると、一の半サイクル時には、全波整流回路を構成するダイオードの１つを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第１のコンデンサによって平滑化される。このとき、第１のコンデンサの端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。
【００１９】
一方、他の半サイクル時には、全波整流回路を構成する他のダイオードを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第２のコンデンサによって平滑化される。このとき、第２のコンデンサの端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。直流ライン間には、正サイクル時の端子電圧と負サイクル時の端子電圧を重ね合せた倍電圧直流電圧が得られる。
【００２０】
遅延回路において、第１のダイオードは、交流電源のある位相において、第３のコンデンサを一方向に充電する回路を構成する。これにより、第３のコンデンサが充電される。第２のダイオードは、第１のダイオードとは異なる交流電源位相で、第３のコンデンサ及び第４のコンデンサの直列回路を構成し、第３のコンデンサに蓄積された電荷に応じて第４のコンデンサを充電する回路を構成する。この回路作用により、電源投入後、第４のコンデンサの端子電圧が上昇していく。
【００２１】
切替駆動回路は、第４のコンデンサの端子電圧が予め定められた電圧に上昇したとき、切替回路をオンにする。これにより、全波整流回路から倍電圧整流回路に自動的に切り替えられる。切替駆動回路を動作させる第４のコンデンサの端子電圧は、上述したように、電源投入後、次第に上昇していく。従って、切替駆動回路により切替回路がオンになるタイミングは、電源投入時から少し遅れる。この遅れ時間の間、全波整流回路が維持され、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサが充電される。
【００２２】
本発明において、遅延回路は、更に、抵抗を含んでいる。この抵抗は、第３のコンデンサまたは第４のコンデンサの少なくとも一方を充電する回路に挿入されている。このような抵抗があると、交流電源入力ラインに含まれるインダクタンス成分と、第３のコンデンサまたは第４のコンデンサとによる共振動作に対して、制動がかかり、共振を起こすことがない。このため、２００Ｖ交流電源入力電源が位相９０度付近で投入された場合、倍電圧整流に切り替わるといった危険な動作状態に陥るのを確実に回避することができる。また、外来雑音による第４のコンデンサの電圧上昇が抑制されるので、外来雑音により倍電圧整流に切り替わるといった危険な動作状態をも回避することができる。
【００２３】
しかも、入力交流電源の周波数で第３のコンデンサが充放電され、この動作により第４のコンデンサが充電されるので、第３のコンデンサと第４のコンデンサの容量比によって遅延時間（第４のコンデンサの充電時間）を制御することが可能となる。このため、低損失で十分な遅延時間をもった安定性の高い自動切換回路を実現することが可能である。
【００２４】
本発明に係る電源回路は、例えばスイッチング電源のようにそれ自体独立した形態を取る電源のみならず、各種電子機器の電源部等のように独立した形態を取らない電源等にも、広く適用し得る。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る電源回路の電気回路接続図である。本発明に係る電源回路は、ダイオードブリッジ回路１と、コンデンサ回路２と、切換回路３と、切替駆動回路４と、遅延回路５とを含み、電圧値の異なる２種の交流電源６、例えばＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖが、入力端子Ｐ１、Ｐ２に選択的に入力され、これらの２種の交流電源６を略同一値の直流電圧Ｖ０に変換して出力する。この直流電圧Ｖ０が出力端子Ｐ３、Ｐ４から負荷（図示しない）に供給される。負荷の代表例はスイッチング電源であり、それ自体が独立した電源のみならず、各種電子機器の電源部等のように独立した形態を取らない電源等も含まれる。
【００２６】
ダイオードブリッジ回路１は、交流電源入力端ａ、ｂ及び整流出力端ｃ、ｄを有する。コンデンサ回路２は、少なくとも第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２を含み、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２は、ダイオードブリッジ回路１の整流出力端ｃーｄ間において直列に接続されている。
【００２７】
切換回路３はＡＣ１００Ｖの交流電源６が入力された時に閉路されてダイオードブリッジ回路１による倍電圧整流回路を構成し、ＡＣ２００Ｖの交流電源６が入力された時に開路されてダイオードブリッジ回路１による全波整流回路が構成されるように、ダイオードブリッジ回路１の交流電源入力端ｂと、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２の接続点ｅとの間に接続されている。図示された切替回路３は、トライアック等の双方向性三端子スイッチ素子で構成され、双方向性三端子スイッチ素子のゲートに切替駆動回路４からのトリガ信号が供給される回路構成となっている。
【００２８】
上記構成において、交流電源６が、例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖとの間で選択される場合において、ＡＣ２００Ｖが選択されたとき、切替駆動回路４から供給されるゲートトリガ信号により、切換回路３が開路される。すると、ＡＣ２００Ｖの交流電源入力は、ダイオードブリッジ回路１で全波整流され、その整流出力が第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２により平滑化され、直流ライン間にＡＣ２００Ｖに対応した直流電圧Ｖ０が得られる。
【００２９】
交流電源６としてＡＣ１００Ｖが選択された場合は、切換回路３が閉じられる。すると、正サイクル時には、ダイオードブリッジ回路１を構成するダイオードの１つを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第１のコンデンサ２１によって平滑化される。このとき、第１のコンデンサ２１の端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。一方、負サイクル時には、ダイオードブリッジ回路１を構成する他のダイオードを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第２のコンデンサ２２によって平滑化される。このとき、第２のコンデンサ２２の端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧となる。よって、直流ライン間には、正サイクル時の端子電圧と負サイクル時の端子電圧を重ね合せた倍電圧直流電圧Ｖ０が得られる。
【００３０】
次に、遅延回路５は、第１のダイオード５１と、第２のダイオード５２と、第３のコンデンサ５３と、第４のコンデンサ５４とを含む。第１のダイオード５１は、図２に示すように、交流電源６のある位相において、交流電源６により第３のコンデンサ５３を充電する回路ＩＣ１を構成する。これにより、第３のコンデンサ５３が充電される。第１のダイオード５１を通して、第３のコンデンサ５３が充電される交流電源６の位相は、交流電源６から供給される交流電圧Ｖａｃが上昇する位相、即ち、ｄ（Ｖａｃ）／ｄｔ＞０の範囲である（図４参照）。
【００３１】
第２のダイオード５２は、図３に示すように、第１のダイオード５１とは異なる交流電源６の位相で、第３のコンデンサ５３及び第４のコンデンサ５４の直列回路を構成し、第３のコンデンサ５３に蓄積された電荷に応じて第４のコンデンサ５４を充電する回路ＩＣ２を構成する。この回路作用により、電源投入後、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが上昇していく。この回路作用を生じる交流電源６の位相は、交流電圧Ｖａｃが低下する位相、即ち、ｄ（Ｖａｃ）／ｄｔ＜０の範囲である（図４参照）。
【００３２】
切替駆動回路４は、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが予め定められた電圧に上昇したとき、切替回路３をオンにする。これにより、全波整流回路から倍電圧整流回路に自動的に切り替えられることになる。切替駆動回路４を動作させる第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃは、上述したように、電源投入後、次第に上昇していく。従って、切替駆動回路４により切替回路３がオンになるタイミングは、電源投入時から少し遅れる。この遅れ時間の間、全波整流回路が維持され、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２が充電される。
【００３３】
このため、切替回路３がオンとなって、全波整流回路から倍電圧整流回路に切り替わった時点では、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２の充電が進んでおり、従って、切替回路３がオンした時の突入電流が低下する。
【００３４】
図１に示す実施例は、更に、入力電圧検出回路８を含んでいる。入力電圧検出回路８は、ダイオード８１、抵抗８２、ツェナーダイオード８４、コンデンサ８３、トランジスタ８５により構成されている。図中、抵抗８２、コンデンサ８３は耐ノイズのためのフィルターを構成しているので、動作には直接関係ない。入力に正の電圧が印加されると、ダイオード８１は逆バイアスされるので、検出回路は動作しない。切換スイッチ駆動用電源となる第４のコンデンサ５４の電圧は入力電圧が減少しはじめてから充電を開始するので、入力が正の半波の時では切換スイッチ駆動のためにはまだ電圧が不十分であり、入力電圧検出回路が動作していなくても問題は起こらない。入力電圧が負の半波になると第４のコンデンサ５４はさらに充電され電圧は上昇していく。
【００３５】
一方、ダイオード８１は順方向にバイアスされるので、例えば２００Ｖ系の場合、入力電圧が基準値（この例ではツェナー電圧）を越えるとトランジスタ８５がバイアスされオンする。トランジスタ８５がオンすると第４のコンデンサ５４の電圧はトランジスタ８５でショートされ低下し、切換スイッチは駆動されない。つまり、本件のように第４のコンデンサ５４の充電が全周期のうちの半分でしか行われない場合、入力電圧の検出は半波で行うことが可能となる。
【００３６】
遅延回路５は、更に、抵抗５５を含んでいる。この抵抗５５は、第３のコンデンサ５３を充電する回路に挿入されている。このような抵抗５５があると、交流電源入力ラインに含まれるインダクタンス成分Ｌｉｎと、第３のコンデンサ５３とによる共振動作に対して、制動がかかり、共振を起こすことがない。インダクタンス成分Ｌｉｎには、ライン自体のインダクタンス成分や、ラインに接続されたトランスまたはチョークコイル等のインダクタによるインダクタンス成分が含まれる。図１において、Ｌ１、Ｌ２は出力インダクタである。
【００３７】
次に、抵抗５５による制動作用の理解のために、最初に、抵抗５５を持たない場合について説明する。
【００３８】
まず、交流電源が位相０付近で投入された場合について述べる。図５は交流電源が位相０付近で投入された場合のタイムチャートである。図５（ａ）は交流電源電圧Ｖａｃの波形図、図５（ｂ）は第３のコンデンサ５３の充電電流ＩＣ１の波形図、図５（ｃ）は第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃの波形図である。
【００３９】
まず、入力端子Ｐ１に位相０の正の電圧が印加（図５（ａ）参照）されると、入力端子Ｐ１→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→第３のコンデンサ５３→ダイオード５１→入力端子Ｐ２の経路で電流が流れる。交流電源電圧Ｖａｃが尖頭値を越え、電圧が減少し始めると、第３のコンデンサ５３が放電し始め、入力端子Ｐ２→第４のコンデンサ５４→ダイオード５２→第３のコンデンサ５３→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→入力端子Ｐ１の経路で電流が流れ（図５（ｂ）参照）、第３のコンデンサ５３が放電されると同時に、第４のコンデンサ５４が充電され、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが上昇する（図５（ｃ）参照）。これは交流電源電圧Ｖａｃが負の最下点に達するまで継続する（図４参照）。
【００４０】
交流電源電圧Ｖａｃが上昇を始めると、再び、入力端子Ｐ１→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→第３のコンデンサ５３→ダイオード５１→入力端子Ｐ２の経路で電流が流れる。入力電源周波数でこのサイクルを繰り返し、交流電源電圧Ｖａｃと、第３のコンデンサ５３の容量値Ｃ１及び第４のコンデンサ５４の容量値Ｃ２の比（Ｃ１／Ｃ２）とで定まる電圧ステップで、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが徐々に上昇していく（図５（ｃ）参照）。
【００４１】
次に、交流電源が位相９０度付近で投入された場合について説明する。図６は交流電源電圧Ｖａｃが位相９０度付近で投入された場合のタイムチャートである。図６（ａ）は交流電源電圧Ｖａｃの波形図、図６（ｂ）は第３のコンデンサ５３の充電電流ＩＣ１の波形図、図６（ｃ）は第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃの波形図である。
【００４２】
交流電源電圧Ｖａｃが位相９０度付近で投入（図６（ａ））された場合は、高い電圧が、急激に印加されるため、第３のコンデンサ５３の充電が、電源周波数で緩やかに行われるのではなく、急激に行われる。このため入力インダクタンス成分Ｌｉｎにもこの電流が流れ、入力インダクタンス成分Ｌｉｎと第３のコンデンサ５３とで共振動作が発生する。このため、本来、電源周波数のサイクルで繰り返されるべき充電動作が、入力インダクタンス成分Ｌｉｎと第３のコンデンサ５３の容量値Ｃ１とで定まる共振周波数で行われてしまい、結果として第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが急激に上昇（図６（Ｃ）のＶｃ１参照）する。
【００４３】
主回路の整流平滑方式がコンデンサインプットの場合では、等価的に、平滑コンデンサが第３のコンデンサ５３と並列になり、高周波の振動（共振）を発生することはない。しかし、高調波電流を抑制する等の目的で主回路の整流平滑方式をチョークインプットにした場合、主回路の平滑コンデンサは交流的には関与しなくなり、上記のような動作となる。このような共振が起こると、第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃが入力電圧検出回路８の電圧検出が行われる前に設定値を越え、切換回路３が導通し、倍電圧整流に切り替わる。つまり、交流電源電圧Ｖａｃの大小（１００Ｖ系、２００Ｖ系）にかかわらず倍電圧整流に切り替わる。この結果、安全のために、一定時間は全波整流で動作させる遅延動作がまったく行われない現象が生じてしまう。このような現象を生じると、ＡＣ２００Ｖ系が入力されている場合は、電源破損につながる危険性がある。
【００４４】
次に、抵抗５５を有する実施例の動作を説明する。図７はこの場合のタイムチャートである。図７（ａ）は交流電源電圧Ｖａｃの波形図、図７（ｂ）は第３のコンデンサ５３の充電電流ＩＣ１の波形図、図７（ｃ）は第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃの波形図である。
【００４５】
交流電源電圧Ｖａｃが電圧位相９０度付近で投入された場合（図７（ａ）参照）を例示している。まず、入力端子Ｐ１に正の交流電源電圧Ｖａｃが印加されると、入力端子Ｐ１→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→第３のコンデンサ５３→抵抗５５→ダイオード５１→入力端子Ｐ２の経路（図２参照）で電流が流れる（図７（ｂ）参照）。このとき、抵抗５５の抵抗値Ｒ１が
Ｒ１≧２（Ｌｉｎ／Ｃ１）^１／２
であれば、制動がかかり、電圧、電流は振動しない。
【００４６】
従って、交流電源電圧Ｖａｃが正の尖頭値に達するまで、上記経路で第３のコンデンサ５３は充電される。交流電源電圧Ｖａｃが下降し始めると、入力端子Ｐ２→第４のコンデンサ５４→ダイオード５２→抵抗５５→第３のコンデンサ５３→入力インダクタンス成分Ｌｉｎ→入力端子Ｐ１の経路で電流が流れ、第４のコンデンサ５４が充電され、第３のコンデンサ５３の蓄積電荷が放電される。
【００４７】
交流電源電圧Ｖａｃが更に減少し、正から負になるときと同様の経路で電流が流れ、第４のコンデンサ５４が更に充電される。第３のコンデンサ５３は、これまでとは逆方向に充電される。これは交流電源電圧Ｖａｃが負の尖頭値に達するまで継続する。入力電圧が上昇し始めると、第３のコンデンサ５３は放電する。やがて、交流電源電圧Ｖａｃが負から正になり１サイクルが終了する。
【００４８】
１サイクルで第４のコンデンサ５４に充電される電圧Ｖｃは
Ｖｃ＝（２・Ｃ１・Ｖｉｎ）／Ｃ２
となる。即ち、第３のコンデンサ５３の容量Ｃ１と、第４のコンデンサ５４の容量Ｃ２との容量比（Ｃ１／Ｃ２）によって、１サイクルでの第４のコンデンサ５４の充電電圧Ｖｃが制御できるので、遅延に必要な時間は、充電電圧Ｖｃの設定値と、第３のコンデンサ５３及び第４のコンデンサ５４の容量比（Ｃ１／Ｃ２）で決めることができる。例えば、交流電源電圧ＶａｃがＡＣ２４０Ｖ／５０Ｈｚの時、遅延時間４０ｍＳ（２サイクル）を得るには設定電圧を３０Ｖとすれば、１サイクル当たりの電圧Ｖｃは（３０÷２）＝１５であるから容量比Ｃ１／Ｃ２は

となる。第４のコンデンサ５４の容量Ｃ２が、第３のコンデンサ５３の容量Ｃ１の３０倍以上であれば、実用上要求される遅延時間を満たすことができる。
【００４９】
また、上記説明は抵抗５５の抵抗値Ｒ１を臨界制動値以上に選んだ場合であるが、入力インダクタンスＬｉｎの値を特定できない場合がよくあり、入力インダクタンスＬｉｎの値が大きい場合、制動が不十分で電圧、電流が振動するケースもありうる。振動電流ＩＲは
ＩＲ＝（Ｖｉｎ／Ｒ１）ｅ^{−Ｒ１・ｔ１／Ｌｉｎ}・Ｓｉｎ（ωｔ）
ω＝（Ｌｉｎ・Ｃ１）^−１／２
で表すことができる。
【００５０】
この振動電流の負の積分値が第４のコンデンサ５４の充電電荷となる。上式から分かるように、抵抗５５の抵抗値Ｒ１を大きくしておくと、振動電流のピーク値が制限され、実質上、振動電流による第４のコンデンサ５４の充電は無視できるようになる。実用的には、抵抗５５の抵抗値Ｒ１を５００Ω以上に設定する。例えば交流電源電圧ＶａｃがＡＣ２４０Ｖで、Ｌｉｎ＝ｌ００ｍＨ、Ｃ１＝０．２２μＦ、Ｃ２＝１０μＦ、Ｒ１＝５００Ωの例では、この振動電流による第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃは約３Ｖである。遅延のための設定電圧を３０Ｖ程度にすれば、振動電流による第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃは、その約１／１０の値であり、無視することが可能である。
【００５１】
図８は本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。図において、図１に示された構成部分と同一の構成部分には、同一の参照符号を付してある。この実施例の特徴は、遅延回路５において、第１のダイオード５１及び第２のダイオード５２の極性が、図１に示した実施例と、逆になっていることである。第１のダイオード５１を通して、第３のコンデンサ５３に充電電流ＩＣ１が流れるのは、交流電源６から供給される交流電圧Ｖａｃが下降する位相、即ち、ｄ（Ｖａｃ）／ｄｔ＜０の範囲である（図４参照）。また、第２のダイオード５２が導通し、第３のコンデンサ５３に蓄積された電荷に応じて、第４のコンデンサ５４を充電する回路ＩＣ２が構成され、電流ＩＣ２が流れるのは、交流電圧Ｖａｃが上昇する位相、即ち、ｄ（Ｖａｃ）／ｄｔ＞０の範囲である（図４参照）。
【００５２】
入力電圧検出回路８は、入力端子Ｐ１が正となる半サイクルにおいて、ＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖの別を検出する。抵抗５５は第３のコンデンサ５３の一端と、第１のダイオード５１及び第２のダイオード５２の接続点との間に接続されている。
【００５３】
この実施例の場合も、図１の実施例と同様の作用効果を奏する。
【００５４】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、次のような効果を得ることができる。
（ａ）入力電圧自動切換回路の駆動電源を低損失で実現し得る電源回路を提供することができる。
（ｂ）ラインインピーダンス等の影響で誤動作を発生しない自動切換回路を有する電源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電源回路の電気回路図である。
【図２】図１に示した電源回路の動作を説明する電気回路図である。
【図３】図１に示した電源回路の別の動作を説明する電気回路図である。
【図４】交流電源の位相と、第１及び第２のダイオードによる第３及び第４のコンデンサの充電タイミングとの関係を示す図である。
【図５】遅延回路に制動用の抵抗を持たない場合であって、交流電源が電圧位相０で投入された場合の各部の波形図である。
【図６】遅延回路に制動用の抵抗を持たない場合であって、交流電源が電圧位相９０で投入された場合の各部の波形図である。
【図７】本発明に係る電源回路であって、交流電源が電圧位相９０で投入された場合の各部の波形図である。
【図８】本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１ダイオードブリッジ回路
２コンデンサ回路
２１第１のコンデンサ
２２第２のコンデンサ
３切替回路
４切替駆動回路
５遅延回路
５１第１のダイオード
５２第２のダイオード
５３第３のコンデンサ
５４第４のコンデンサ
５５抵抗
４切替駆動回路
８入力電圧検出回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention switches, for example, AC 100V and AC 200V AC power supply input to double voltage rectification for the former and full-wave rectification for the latter, for two types of AC power supply systems with different voltage values, The present invention relates to a power supply circuit capable of obtaining DC outputs having substantially the same value.
[0002]
[Prior art]
In this type of power supply circuit, full-wave rectification and multiplication are performed according to the difference in commercial AC power supply as a means to avoid switching forgetting, misoperation, and the danger associated with switching the voltage doubler rectification circuit and full-wave rectification circuit. Circuit configurations that automatically switch to voltage rectification are the mainstream. Japanese Patent Laid-Open Nos. 62-178173, 60-27916, and 3-145926 disclose such an automatic switching technique.
[0003]
In this type of power supply circuit, in order to avoid double voltage rectification when the input voltage is 200V, the timing of turning on the switching means is delayed and the full wave rectification is always performed for a certain time. In this case, if the drive power supply for the switching means is directly rectified from the AC power supply input power supply, loss in the drive circuit and the delay circuit increases.
[0004]
Therefore, for example, as disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 3-15272, it is conceivable to apply a means for obtaining a drive power supply by charging and discharging a capacitor to an automatic switching circuit. According to this means, a low-loss driving power source can be obtained, and at the same time, the delay time can be controlled by the capacitance ratio of the capacitors.
[0005]
However, when the AC power supply input power is turned on in the vicinity of a phase of 90 degrees, a high voltage is applied suddenly, so that the capacitor for the drive power supply is charged not rapidly but at the power supply frequency. In the AC power supply input line, an inductance component of the line itself and an inductance component due to an inductor such as a transformer or a choke coil connected to the line always exist. Therefore, a resonance operation occurs between these inductances and the drive power supply capacitor.
[0006]
For this reason, the drive power supply capacitor charging operation, which is repeated repeatedly in the cycle of the power supply frequency, is performed at the resonance frequency of the input inductor and the drive power supply capacitor, and as a result, the voltage of the drive power supply capacitor rapidly increases. To do. When the rectifying and smoothing method of the main circuit is a capacitor input, the smoothing capacitor is equivalently connected in parallel with the drive power supply capacitor and does not generate high-frequency vibration (resonance), but suppresses harmonic current, etc. For this purpose, when the rectifying / smoothing method of the main circuit is set to the choke input, the smoothing capacitor of the main circuit is not involved in AC and operates as described above.
[0007]
When such resonance occurs, the voltage of the driving power supply capacitor exceeds the set value before the voltage detection of the input voltage detection circuit is performed, and the changeover switch is turned on to switch to voltage doubler rectification. That is, the voltage rectification is switched regardless of the magnitude of the input voltage (100V system, 200V system). This means that there is a phenomenon in which a delay operation that operates by full-wave rectification for a certain period of time is not performed at all for safety, and there is a possibility of power supply damage when operating in a 200V system.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide a power supply circuit that can realize a drive power supply of an input voltage automatic switching circuit with low loss.
[0009]
Another object of the present invention is to provide a power supply circuit having an automatic switching circuit that does not cause a malfunction due to the influence of line impedance or the like.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems, a power supply circuit according to the present invention includes a diode bridge circuit, a capacitor circuit, a switching circuit, a delay circuit, and a switching drive circuit. The two types of AC power supplies are selectively input, converted into DC voltages having substantially the same value, and output.
[0011]
The diode bridge circuit has an AC power supply input terminal and a rectification output terminal. The capacitor circuit includes at least a first capacitor and a second capacitor, and the first capacitor and the second capacitor are connected in series with each other between rectified output terminals of the diode bridge circuit.
[0012]
The switching circuit is closed when one AC power supply is input to configure a voltage doubler rectifier circuit using the diode bridge circuit, and is opened when the other AC power supply is input to configure a full-wave rectifier circuit using the diode bridge circuit. As described above, one of the AC power supply input terminals of the diode bridge circuit is connected between a connection point of the first capacitor and the second capacitor.
[0013]
The delay circuit includes a first diode, a second diode, a third capacitor, a fourth capacitor, and a resistor.
[0014]
The first diode constitutes a circuit that charges the third capacitor in one direction at a certain phase of the AC power supply. The second diode constitutes a circuit that charges the fourth capacitor according to the electric charge accumulated in the third capacitor in the AC power supply phase different from that of the first diode.
[0015]
The resistor is inserted in a circuit that charges at least one of the third capacitor or the fourth capacitor.
[0016]
The switching drive circuit turns on the switching circuit when the terminal voltage of the fourth capacitor rises to a predetermined voltage.
[0017]
In the above configuration, it is assumed that the AC power source is selected between, for example, AC 100V and AC 200V. When AC200V is selected, the switching circuit is opened. Then, the AC 200V AC power supply input is full-wave rectified by a full-wave rectifier circuit, and the rectified output is smoothed by the first capacitor and the second capacitor, and a DC voltage corresponding to AC 200V is obtained between the DC lines. .
[0018]
When AC100V is selected as the AC power supply, the switching circuit is closed. Then, during one half cycle, AC100V is rectified through one of the diodes constituting the full-wave rectifier circuit, and the rectified output is smoothed by the first capacitor. At this time, the terminal voltage of the first capacitor is a DC voltage corresponding to AC 100V.
[0019]
On the other hand, in the other half cycle, AC100V is rectified through another diode constituting the full-wave rectifier circuit, and the rectified output is smoothed by the second capacitor. At this time, the terminal voltage of the second capacitor is a DC voltage corresponding to AC 100V. Between the DC lines, a double voltage DC voltage obtained by superimposing the terminal voltage at the positive cycle and the terminal voltage at the negative cycle is obtained.
[0020]
In the delay circuit, the first diode constitutes a circuit that charges the third capacitor in one direction in a certain phase of the AC power supply. As a result, the third capacitor is charged. The second diode constitutes a series circuit of a third capacitor and a fourth capacitor with an AC power supply phase different from that of the first diode, and the fourth capacitor according to the electric charge accumulated in the third capacitor. A circuit for charging is configured. This circuit action causes the terminal voltage of the fourth capacitor to rise after the power is turned on.
[0021]
The switching drive circuit turns on the switching circuit when the terminal voltage of the fourth capacitor rises to a predetermined voltage. As a result, the full-wave rectifier circuit is automatically switched to the voltage doubler rectifier circuit. As described above, the terminal voltage of the fourth capacitor that operates the switching drive circuit gradually increases after the power is turned on. Therefore, the timing at which the switching circuit is turned on by the switching drive circuit is slightly delayed from when the power is turned on. During this delay time, the full-wave rectifier circuit is maintained and the first capacitor and the second capacitor are charged.
[0022]
In the present invention, the delay circuit further includes a resistor. This resistor is inserted in a circuit that charges at least one of the third capacitor and the fourth capacitor. If there is such resistance, braking is applied to the resonance operation by the inductance component included in the AC power supply input line and the third capacitor or the fourth capacitor, and resonance does not occur. For this reason, when the 200V AC power supply input power is turned on in the vicinity of a phase of 90 degrees, it is possible to reliably avoid a dangerous operation state such as switching to voltage doubler rectification. In addition, since the voltage rise of the fourth capacitor due to external noise is suppressed, it is possible to avoid a dangerous operating state in which switching to voltage doubler rectification is caused by external noise.
[0023]
In addition, the third capacitor is charged / discharged at the frequency of the input AC power supply, and the fourth capacitor is charged by this operation. Therefore, the delay time (fourth capacitor) depends on the capacitance ratio between the third capacitor and the fourth capacitor. (Charging time) can be controlled. Therefore, it is possible to realize a highly stable automatic switching circuit with low loss and sufficient delay time.
[0024]
The power supply circuit according to the present invention is widely applied not only to a power supply that takes an independent form such as a switching power supply but also to a power supply that does not take an independent form such as a power supply unit of various electronic devices. obtain.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is an electric circuit connection diagram of a power supply circuit according to the present invention. The power supply circuit according to the present invention includes a diode bridge circuit 1, a capacitor circuit 2, a switching circuit 3, a switching drive circuit 4, and a delay circuit 5, and two types of AC power supplies 6 having different voltage values, for example, AC 100 V And AC200V are selectively input to the input terminals P1 and P2, and these two types of AC power supply 6 are converted into DC voltage V0 having substantially the same value and output. This DC voltage V0 is supplied from the output terminals P3 and P4 to a load (not shown). A typical example of the load is a switching power supply, which includes not only an independent power supply itself but also a power supply that does not take an independent form such as a power supply unit of various electronic devices.
[0026]
The diode bridge circuit 1 has AC power supply input terminals a and b and rectification output terminals c and d. The capacitor circuit 2 includes at least a first capacitor 21 and a second capacitor 22, and the first capacitor 21 and the second capacitor 22 are connected in series between the rectified output terminals cd of the diode bridge circuit 1. ing.
[0027]
The switching circuit 3 is closed when an AC power supply of AC 100V is input and constitutes a voltage doubler rectifier circuit by the diode bridge circuit 1, and is opened when an AC power supply of AC 200V is input and is full-wave by the diode bridge circuit 1. The rectifier circuit is connected between the AC power supply input terminal b of the diode bridge circuit 1 and the connection point e of the first capacitor 21 and the second capacitor 22. The illustrated switching circuit 3 includes a bidirectional three-terminal switch element such as a triac, and has a circuit configuration in which a trigger signal from the switching drive circuit 4 is supplied to the gate of the bidirectional three-terminal switch element. .
[0028]
In the above configuration, when the AC power supply 6 is selected, for example, between AC 100 V and AC 200 V, the switching circuit 3 is opened by the gate trigger signal supplied from the switching drive circuit 4 when AC 200 V is selected. . Then, the AC power supply input of AC200V is full-wave rectified by the diode bridge circuit 1, the rectified output is smoothed by the first capacitor 21 and the second capacitor 22, and the DC voltage V0 corresponding to AC200V between the DC lines. Is obtained.
[0029]
When AC 100 V is selected as the AC power source 6, the switching circuit 3 is closed. Then, during the positive cycle, AC 100V is rectified through one of the diodes constituting the diode bridge circuit 1, and the rectified output is smoothed by the first capacitor 21. At this time, the terminal voltage of the first capacitor 21 is a DC voltage corresponding to AC 100V. On the other hand, during the negative cycle, the AC 100 V is rectified through another diode constituting the diode bridge circuit 1, and the rectified output is smoothed by the second capacitor 22. At this time, the terminal voltage of the second capacitor 22 is a DC voltage corresponding to AC 100V. Therefore, a double voltage DC voltage V0 obtained by superimposing the terminal voltage at the positive cycle and the terminal voltage at the negative cycle is obtained between the DC lines.
[0030]
Next, the delay circuit 5 includes a first diode 51, a second diode 52, a third capacitor 53, and a fourth capacitor 54. As shown in FIG. 2, the first diode 51 forms a circuit IC <b> 1 that charges the third capacitor 53 with the AC power supply 6 in a certain phase of the AC power supply 6. As a result, the third capacitor 53 is charged. The phase of the AC power supply 6 through which the third capacitor 53 is charged through the first diode 51 is a phase in which the AC voltage Vac supplied from the AC power supply 6 increases, that is, a range of d (Vac) / dt> 0. (See FIG. 4).
[0031]
As shown in FIG. 3, the second diode 52 forms a series circuit of a third capacitor 53 and a fourth capacitor 54 with a phase of the AC power supply 6 different from that of the first diode 51. The circuit IC2 is configured to charge the fourth capacitor 54 in accordance with the electric charge accumulated in the capacitor 53. With this circuit action, the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54 increases after the power is turned on. The phase of the AC power supply 6 that causes this circuit action is a phase in which the AC voltage Vac decreases, that is, a range of d (Vac) / dt <0 (see FIG. 4).
[0032]
The switching drive circuit 4 turns on the switching circuit 3 when the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54 rises to a predetermined voltage. As a result, the full-wave rectifier circuit is automatically switched to the voltage doubler rectifier circuit. As described above, the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54 that operates the switching drive circuit 4 gradually increases after the power is turned on. Therefore, the timing at which the switching circuit 3 is turned on by the switching drive circuit 4 is slightly delayed from when the power is turned on. During this delay time, the full-wave rectifier circuit is maintained, and the first capacitor 21 and the second capacitor 22 are charged.
[0033]
For this reason, when the switching circuit 3 is turned on and the full-wave rectifier circuit is switched to the voltage doubler rectifier circuit, the charging of the first capacitor 21 and the second capacitor 22 is proceeding. The inrush current when is turned on decreases.
[0034]
The embodiment shown in FIG. 1 further includes an input voltage detection circuit 8. The input voltage detection circuit 8 includes a diode 81, a resistor 82, a Zener diode 84, a capacitor 83, and a transistor 85. In the figure, the resistor 82 and the capacitor 83 constitute a noise proof filter and are not directly related to the operation. When a positive voltage is applied to the input, the diode 81 is reverse-biased, so that the detection circuit does not operate. Since the voltage of the fourth capacitor 54, which is the power source for driving the changeover switch, starts charging after the input voltage starts decreasing, the voltage is still insufficient for driving the changeover switch when the input is a positive half wave. There is no problem even if the input voltage detection circuit is not operating. When the input voltage becomes a negative half wave, the fourth capacitor 54 is further charged and the voltage rises.
[0035]
On the other hand, since the diode 81 is biased in the forward direction, for example, in the case of the 200V system, the transistor 85 is biased and turned on when the input voltage exceeds a reference value (in this example, a Zener voltage). When the transistor 85 is turned on, the voltage of the fourth capacitor 54 is short-circuited by the transistor 85 and drops, and the changeover switch is not driven. That is, when the charging of the fourth capacitor 54 is performed only in half of the entire period as in the present case, the input voltage can be detected in half waves.
[0036]
The delay circuit 5 further includes a resistor 55. The resistor 55 is inserted in a circuit that charges the third capacitor 53. When there is such a resistor 55, braking is applied to the resonance operation by the inductance component Lin included in the AC power supply input line and the third capacitor 53, and resonance does not occur. The inductance component Lin includes an inductance component of the line itself and an inductance component due to an inductor such as a transformer or a choke coil connected to the line. In FIG. 1, L1 and L2 are output inductors.
[0037]
Next, in order to understand the braking action by the resistor 55, a case where the resistor 55 is not provided will be described first.
[0038]
First, the case where the AC power supply is turned on near phase 0 will be described. FIG. 5 is a time chart when the AC power supply is turned on near phase 0. FIG. 5A is a waveform diagram of the AC power supply voltage Vac, FIG. 5B is a waveform diagram of the charging current IC1 of the third capacitor 53, and FIG. 5C is a waveform of the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54. FIG.
[0039]
First, when a positive voltage of phase 0 is applied to the input terminal P1 (see FIG. 5A), the path is as follows: input terminal P1 → input inductance component Lin → third capacitor 53 → diode 51 → input terminal P2. Current flows. When the AC power supply voltage Vac exceeds the peak value and the voltage starts to decrease, the third capacitor 53 starts to discharge, and the input terminal P2, the fourth capacitor 54, the diode 52, the third capacitor 53, and the input inductance component. A current flows through the path of Lin → input terminal P1 (see FIG. 5B), the third capacitor 53 is discharged, and at the same time, the fourth capacitor 54 is charged, and the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54 is reached. Rises (see FIG. 5C). This continues until the AC power supply voltage Vac reaches the negative lowest point (see FIG. 4).
[0040]
When the AC power supply voltage Vac starts to rise, a current flows again through the path of the input terminal P1 → the input inductance component Lin → the third capacitor 53 → the diode 51 → the input terminal P2. This cycle is repeated at the input power supply frequency, and the voltage step determined by the AC power supply voltage Vac and the ratio (C1 / C2) of the capacitance value C1 of the third capacitor 53 and the capacitance value C2 of the fourth capacitor 54, The terminal voltage Vc of the capacitor 54 gradually increases (see FIG. 5C).
[0041]
Next, a case where the AC power supply is turned on near 90 degrees in phase will be described. FIG. 6 is a time chart when the AC power supply voltage Vac is turned on in the vicinity of a phase of 90 degrees. 6A is a waveform diagram of the AC power supply voltage Vac, FIG. 6B is a waveform diagram of the charging current IC1 of the third capacitor 53, and FIG. 6C is a waveform of the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54. FIG.
[0042]
When the AC power supply voltage Vac is applied in the vicinity of a phase of 90 degrees (FIG. 6A), a high voltage is applied suddenly, so that the third capacitor 53 is slowly charged at the power supply frequency. Rather than being done abruptly. Therefore, this current also flows through the input inductance component Lin, and a resonance operation occurs between the input inductance component Lin and the third capacitor 53. For this reason, the charging operation that should be repeated in the cycle of the power supply frequency is performed at the resonance frequency determined by the input inductance component Lin and the capacitance value C1 of the third capacitor 53, and as a result, the fourth capacitor 54 The terminal voltage Vc increases rapidly (see Vc1 in FIG. 6C).
[0043]
When the rectifying and smoothing method of the main circuit is capacitor input, equivalently, the smoothing capacitor is in parallel with the third capacitor 53 and does not generate high-frequency vibration (resonance). However, when the rectifying / smoothing method of the main circuit is used as the choke input for the purpose of suppressing the harmonic current, the smoothing capacitor of the main circuit is not involved in AC and operates as described above. When such resonance occurs, the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54 exceeds the set value before the voltage detection of the input voltage detection circuit 8 is performed, and the switching circuit 3 becomes conductive and switches to voltage doubler rectification. That is, switching to voltage doubler rectification is performed regardless of the magnitude (100 V system, 200 V system) of the AC power supply voltage Vac. As a result, for the sake of safety, there occurs a phenomenon in which the delay operation that is operated by full-wave rectification is not performed at all for a certain time. When such a phenomenon occurs, there is a risk of power supply damage when the AC200V system is input.
[0044]
Next, the operation of the embodiment having the resistor 55 will be described. FIG. 7 is a time chart in this case. 7A is a waveform diagram of the AC power supply voltage Vac, FIG. 7B is a waveform diagram of the charging current IC1 of the third capacitor 53, and FIG. 7C is a waveform of the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54. FIG.
[0045]
The case where the AC power supply voltage Vac is input in the vicinity of a voltage phase of 90 degrees (see FIG. 7A) is illustrated. First, when a positive AC power supply voltage Vac is applied to the input terminal P1, the path of the input terminal P1, the input inductance component Lin, the third capacitor 53, the resistor 55, the diode 51, and the input terminal P2 (see FIG. 2). A current flows (see FIG. 7B). At this time, the resistance value R1 of the resistor 55 is R1 ≧ 2 (Lin / C1) ^1/2
If so, braking is applied and the voltage and current do not vibrate.
[0046]
Therefore, the third capacitor 53 is charged through the above-described path until the AC power supply voltage Vac reaches a positive peak value. When the AC power supply voltage Vac starts to drop, a current flows through the path of the input terminal P2 → the fourth capacitor 54 → the diode 52 → the resistor 55 → the third capacitor 53 → the input inductance component Lin → the input terminal P1, The capacitor 54 is charged, and the accumulated charge in the third capacitor 53 is discharged.
[0047]
When the AC power supply voltage Vac further decreases and a current flows through the same path as when the voltage changes from positive to negative, the fourth capacitor 54 is further charged. The third capacitor 53 is charged in the reverse direction. This continues until the AC power supply voltage Vac reaches a negative peak value. When the input voltage starts to rise, the third capacitor 53 is discharged. Eventually, the AC power supply voltage Vac changes from negative to positive, and one cycle is completed.
[0048]
The voltage Vc charged in the fourth capacitor 54 in one cycle is Vc = (2 · C1 · Vin) / C2.
It becomes. That is, since the charging voltage Vc of the fourth capacitor 54 in one cycle can be controlled by the capacitance ratio (C1 / C2) of the capacitance C1 of the third capacitor 53 and the capacitance C2 of the fourth capacitor 54, the delay Can be determined by the set value of the charging voltage Vc and the capacitance ratio (C1 / C2) of the third capacitor 53 and the fourth capacitor 54. For example, when the AC power supply voltage Vac is 240 V AC / 50 Hz, to obtain a delay time of 40 mS (2 cycles), if the set voltage is 30 V, the voltage Vc per cycle is (30 ÷ 2) = 15. The ratio C1 / C2 is

It becomes. If the capacitance C2 of the fourth capacitor 54 is 30 times or more the capacitance C1 of the third capacitor 53, the delay time required for practical use can be satisfied.
[0049]
Further, the above description is a case where the resistance value R1 of the resistor 55 is selected to be greater than or equal to the critical braking value. However, it is often impossible to specify the value of the input inductance Lin, and braking is insufficient when the value of the input inductance Lin is large. In some cases, voltage and current may oscillate. The oscillating current IR is IR = (Vin / R1) e−R1 ^{· t1 / Lin} · Sin (ωt)
ω = (Lin · C1) ^−1/2
Can be expressed as
[0050]
The negative integral value of this oscillating current becomes the charge of the fourth capacitor 54. As can be seen from the above equation, when the resistance value R1 of the resistor 55 is increased, the peak value of the oscillating current is limited, and the charging of the fourth capacitor 54 by the oscillating current becomes substantially negligible. Practically, the resistance value R1 of the resistor 55 is set to 500Ω or more. For example, in the example where the AC power supply voltage Vac is 240 V AC, Lin = 1100 mH, C1 = 0.22 μF, C2 = 10 μF, and R1 = 500Ω, the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54 due to this oscillating current is about 3V. If the set voltage for the delay is about 30V, the terminal voltage Vc of the fourth capacitor 54 due to the oscillating current is about 1/10 of the value and can be ignored.
[0051]
FIG. 8 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the power supply circuit according to the present invention. In the figure, the same components as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals. The feature of this embodiment is that in the delay circuit 5, the polarities of the first diode 51 and the second diode 52 are opposite to those of the embodiment shown in FIG. The charging current IC1 flows to the third capacitor 53 through the first diode 51 in the phase in which the AC voltage Vac supplied from the AC power supply 6 decreases, that is, in the range of d (Vac) / dt <0. (See FIG. 4). In addition, the circuit IC2 that charges the fourth capacitor 54 is configured according to the electric charge accumulated in the third capacitor 53 when the second diode 52 becomes conductive, and the current IC2 flows because the AC voltage Vac flows. The rising phase, that is, d (Vac) / dt> 0 (see FIG. 4).
[0052]
The input voltage detection circuit 8 detects AC100V or AC200V in a half cycle in which the input terminal P1 is positive. The resistor 55 is connected between one end of the third capacitor 53 and a connection point between the first diode 51 and the second diode 52.
[0053]
In the case of this embodiment, the same effects as those of the embodiment of FIG.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained.
(A) It is possible to provide a power supply circuit that can realize the drive power supply of the input voltage automatic switching circuit with low loss.
(B) It is possible to provide a power supply circuit having an automatic switching circuit that does not cause malfunction due to the influence of line impedance or the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram of a power supply circuit according to the present invention.
FIG. 2 is an electric circuit diagram for explaining the operation of the power supply circuit shown in FIG. 1;
FIG. 3 is an electric circuit diagram for explaining another operation of the power supply circuit shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the phase of an AC power supply and the charging timings of the third and fourth capacitors by the first and second diodes.
FIG. 5 is a waveform diagram of each part when the delay circuit does not have a braking resistor and the AC power supply is turned on at a voltage phase of 0.
6 is a waveform diagram of each part in the case where the delay circuit does not have a braking resistor and the AC power supply is turned on at the voltage phase 90. FIG.
7 is a power supply circuit according to the present invention, and is a waveform diagram of each part when an AC power supply is turned on at a voltage phase of 90. FIG.
FIG. 8 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the power supply circuit according to the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Diode bridge circuit 2 Capacitor circuit 21 1st capacitor 22 2nd capacitor 3 Switching circuit 4 Switching drive circuit 5 Delay circuit 51 1st diode 52 2nd diode 53 3rd capacitor 54 4th capacitor 55 Resistance 4 Switching drive circuit 8 Input voltage detection circuit

Claims

Selects two types of AC power supplies with different voltage values, including diode bridge circuit, capacitor circuit, switching circuit, delay circuit, switching drive circuit , input voltage detection circuit, switch element, and input inductance component A power supply circuit that converts the two types of AC power supplies into DC voltages of substantially the same value and outputs them,
The diode bridge circuit has an AC power supply input end and a rectification output end,
The capacitor circuit includes at least a first capacitor and a second capacitor, and the first capacitor and the second capacitor are connected in series with each other between rectified output terminals of the diode bridge circuit;
The switching circuit has one of the AC power supply input terminals of the diode bridge circuit such that a full-wave rectifier circuit by the diode bridge circuit or a voltage doubler rectifier circuit by the diode bridge circuit is configured by the switching operation. , Being connected between connection points of the first capacitor and the second capacitor,
The delay circuit includes a first diode, a second diode, a third capacitor, a fourth capacitor, and a resistor,
The first diode constitutes a circuit that charges the third capacitor in one direction at a certain phase of the AC power supply;
The second diode constitutes a circuit that charges the fourth capacitor according to the electric charge accumulated in the third capacitor in the AC power supply phase different from the first diode,
The resistor is inserted in a circuit for charging the third capacitor and a circuit for charging the fourth capacitor ,
One end of the input inductance component is led to the input terminal of the AC power supply, and the other end is led to a circuit for charging the third capacitor and a circuit for charging the fourth capacitor,
The input voltage detection circuit detects whether an AC power supply with a high AC voltage value is input or an AC power supply with a low AC voltage value is input among the two types of AC power supplies,
The switch element is turned on and off by the input voltage detection circuit, and is connected in parallel with the fourth capacitor. When an AC power supply having a high AC voltage value is input, the fourth capacitor Short-circuit between the terminals of
The switching drive circuit drives the switching circuit, and when the terminal voltage of the fourth capacitor does not reach a predetermined voltage, the switching circuit constitutes the full-wave rectifier circuit, When the terminal voltage of the fourth capacitor rises to a predetermined voltage, the voltage doubler rectifier circuit is configured by the switching circuit.
Power supply circuit.

The power supply circuit according to claim 1, wherein
One end of the third capacitor is led to one end side of the input terminal of the AC power source,
The resistor has one end connected to the other end of the third capacitor,
One end of the first diode is connected to the other end of the resistor, and the other end is led to the other end of the input terminal of the AC power source.
One end of the second diode is opposite in polarity to the one end of the first diode, and is connected to the one end of the first diode;
The fourth capacitor is a power circuit in which one end is connected to the other end of the second diode and the other end is led to the other end of the input terminal of the AC power source.

3. The power supply circuit according to claim 1, wherein a capacity of the fourth capacitor is 30 times or more of a capacity of the third capacitor.

The power supply circuit according to any of claims 1 to 3, the resistance value of the resistor, the power supply circuit is 500Ω or more.

5. The power supply circuit according to claim 1 , wherein the input voltage detection circuit determines whether the AC voltage value is large or small, either positive or negative.