JP3611378B2

JP3611378B2 - Ｍｒｉ装置

Info

Publication number: JP3611378B2
Application number: JP25798295A
Authority: JP
Inventors: 一生森; 隆司峯邑; 基司原頭; 信二光井; 良紀濱村; 和人中林
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1995-10-04
Filing date: 1995-10-04
Publication date: 2005-01-19
Anticipated expiration: 2015-10-04
Also published as: JPH0998960A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＲＦコイル装置を備えるＭＲＩ（磁気共鳴イメージング）装置に係り、とくに被検体の近傍に複数のＲＦコイル素子を有する単一のＲＦコイルアセンブリ、又は１つ若しくは複数のＲＦコイル素子を有する複数のＲＦコイルアセンブリを配置し、複数のＲＦコイル素子から少なくとも被検体のＭＲ信号を同時に受信するようにしたＲＦコイル装置を備えるＭＲＩ装置に関する。
【０００２】
なお、本発明に係るＲＦコイル装置のコイル配置の態様としては、（１）ボリュームコイルや表面コイルのように１つ（対）のＲＦコイル素子を有するＲＦコイルアセンブリを複数同時に用いる場合、（２）ＱＤコイルのように複数のＲＦコイル素子を有するＲＦコイルアセンブリを複数同時に用いる場合、（３）フェーズドアレイコイル（Phased Array Coil）と呼ばれるＲＦコイルのように複数のＲＦコイル素子を有する単一のＲＦコイルアセンブリを用いる場合、などがある。
【０００３】
【従来の技術】
一般に、被検体の原子核の磁気共鳴現象を利用した磁気共鳴イメージングにおいては、被検体が静磁場Ｂ_０中に置かれ、この被検体に撮影断面決定用の傾斜磁場と伴に高周波磁場Ｂ_１が印加される。この高周波磁場Ｂ_１の印加に付勢されて被検体が発生するＭＲ信号は、位置情報付加用の傾斜磁場を印加しながら収集される。上記高周波磁場の被検体への送信及び被検体からのＭＲ信号の受信を担うのがＲＦコイルであり、ＭＲＩ装置の磁石部内の被検体近傍に配設される。
【０００４】
ＭＲ信号のレベルは非常に小さいため、ＲＦコイルの感度を高めると伴に受信ノイズを最小に抑えることが極めて重要である。つまり、Ｓ／Ｎ比の高いことがＲＦコイルに求められる重要な要件の一つになっている。
【０００５】
このような状況の中で、広いＦＯＶ（Field of View）にわたって高Ｓ／Ｎ比のＭＲ画像を得るためのＲＦコイルの１つとして、従来、複数個の表面コイルと各表面コイルを受信する複数チャンネルの信号収集回路とを備えたフェーズドアレイコイル（phased array coil）のＲＦコイルアセンブリが知られている。
【０００６】
このフェーズドアレイコイルのＲＦコイルアセンブリで問題となるのが複数の表面コイル相互間の磁気的カップリング（結合）である。この磁気的カップリングを無視できるレベルまで抑えないと、高Ｓ／Ｎ比のコイルユニットは実現できない。
【０００７】
そこで、例えば米国特許第４，８２５，１６２号及び同第４，８８５，５４１号に見られる如く、コイル素子としての表面コイル相互間の磁気的結合が少なくなるように各表面コイル配置を最適化し、補助的に干渉抑制回路を使用するフェーズドアレイコイルの従来技術が提案されている。
【０００８】
この干渉抑制回路を図２６に示す。同図に示すフェーズドアレイコイル（コイル素子としては２個の表面コイルを採用）において、隣接する表面コイル１００，１０１は相互インダクタンスが零になるように互いに一部オーバラップして配置されるとともに、各々の表面コイル１００（１０１）はチューニング用コンデンサＣ_２を利用して、このコンデンサＣ_２及び集中定数型インダクタＬ_２並びにλ／２波長の同軸ケーブル（λ／２ケーブル）１０２（１０３）を順次介して低入力インピーダンスで低雑音指数のプリアンプ１０４（１０５）に接続されている。プリアンプ１０４，１０５の入力インピーダンスＲ_ｉｎは、共振角周波数ωにおいてλ／２ケーブル１０２，１０３を通しても全く変化せず、共にＲ_ｉｎ＜３［Ω］のままであるから、図２６の点数で囲んだ部分が共列共振回路を形成する。つまり、コンデンサＣ_２とインダクタＬ_２とで並列共振回路を形成するように、集中定数型インダクタＬ_２が調整される。これにより、プリアンプ１０４（１０５）の低入力インピーダンスを利用してＲＦコイルのＱ値を下げ、磁気的カップリングを低減する、という「プリダンプ回路」が形成されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このように上述した従来例ではプリアンプの入力インピーダンスＺinが極力低いことが重要であり、このためにはその実部（Ｒ_ｉｎ）を小さくすることが有効である。しかし、一般には、この抵抗成分Ｒinを数オーム以下に下げることはできない。それは、図２７にプリアンプの内部回路を例示する如く、プリアンプはＧａＡｓＦＥＴのソース接地回路で形成し、その入力側にインピーダンス変換用ＬＣ回路を備えているからである。ＦＥＴ自体が最良のＮＦ（雑音指数）で動作するための最適信号源インピーダンスＲ_ｏｐｔ′は数ｋΩであり、ＬＣ回路により、プリアンプ全体の最適信号源インピーダンスＲ_ｏｐｔ（一般には５０Ω程度）をＲ_ｏｐｔ′（数ｋΩ）に変換している。このインピーダンス変換用ＬＣ回路のインダクタに抵抗損失が存在するので、インピーダンスＺ_ｉｎに数オーム程度の抵抗成分Ｒ_ｉｎが必ず残る。したがって、プリアンプの入力インピーダンスを極力下げることで、コイル素子間の干渉を抑制するには一定の限界があった。
【００１０】
また、プリアンプの入力インピーダンスＺ_ｉｎは、前記最適信号源インピーダンスＲ_ｏｐｔ′とは全く異なる値であり、リアクタンス成分（虚部）Ｘ_ｉｎが存在し、Ｚ_ｉｎ＝純抵抗成分とはなり得ないのが通常である。前述した米国特許第４，８８５，５４１号記載の干渉抑制回路は、そのリアクタンス成分Ｘ_ｉｎが存在しないものと仮定して構成されているので、コイル素子間の干渉抑制効果は半減してしまう。この不都合を回避するには、プリアンプの入力リアクタンス成分Ｘ_ｉｎを充分に小さく形成すればよいが、前記最適信号源インピーダンスＲ_ｏｐｔを現実的な値（例えば５０オーム）に設定したときに、そのインピーダンスＲ_ｏｐｔをＦＥＴの最適信号源インピーダンスＲ_ｏｐｔ′に変換するインピーダンス変換回路は複雑な回路構成とならざるを得ず、その回路損失故に今度はプリアンプのＮＦが劣化してしまうという問題がある。
【００１１】
さらに米国特許第４，８２５，１６２号記載の干渉抑制回路では、通常時（即ち図２５のインピーダンス変換用ＬＣ回路の回路定数が最良のＮＦを得ることができる値となっているとき）はリアクタンス分Ｘ_ｉｎが存在しないものと仮定したうえで、必要に応じてインピーダンス変換用ＬＣ回路の定数を最良のＮＦが得られる値からあえて逸脱させて所望のＸ_ｉｎを得るものである。しかし、最良のＮＦが得られる回路状態でＸ_ｉｎがゼロと仮定しているのは根本的に誤りである。また、インピーダンス変換用ＬＣ回路の定数をＮＦ最小の条件から逸脱させて所望値のＸ_ｉｎを得ようとするのであるから、プリアンプのＮＦは大きな犠牲を被るという不都合がある。
【００１２】
本発明は、このような状況を踏まえてなされたもので、複数のＲＦコイル素子を被検体の周りに配して同時にＭＲ信号の収集を行う場合、一層の視野拡大やＳ／Ｎ比向上を図り、かつ、複数のＲＦコイル素子（フェーズドアレイコイルも含む）にプリアンプによる干渉抑制用のプリダンプ回路が装備されている場合、プリアンプのＮＦを犠牲にすることなく、ＲＦコイル素子間の磁気的干渉をより確実に抑制して、視野拡大やＳ／Ｎ比向上を図ることを、その目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求請１乃至６記載の発明では、被検体の近傍に配置され、かつ被検体からのＭＲ信号を受信する複数のＲＦコイル素子と、この複数のＲＦコイル素子の夫々に接続され、かつこのＲＦコイル素子からのＭＲ信号を増幅するプリアンプとを備え、前記複数のプリアンプの夫々の入力インピーダンスを、この入力インピーダンスの虚数成分の絶対値が当該入力インピーダンスの実数成分の値よりも大きくなるように設定したことを特徴とするＭＲＩ装置を主に構成している。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
【００１５】
（第１の実施の形態）
図１〜図７に第１の実施形態を示す。図１にはフェーズドアレイコイルによるＲＦコイルアセンブリを形成する複数のコイル素子の内の、１つのコイル素子（ここでは表面コイル）１０の受信回路を示す。この受信回路は一般的な５０オームチューン回路であり、その中に他のコイル素子との磁気的カップリングを抑制する干渉抑制回路も一体的に備えている。
【００１６】
コイル素子１０は図１に示す如く、チューニング用コンデンサ１１、マッチング用コンデンサ１２，１３を介して位相シフタ（phase shifter）１４に至る。位相シフタ１４の出力側はプリアンプ１５に至り、このプリアンプ１５の出力側には各々独立した信号処理回路が形成されている。例えば、このプリアンプ１５の出力信号はスプリッタにより２分枝された後、複素信号として取扱われてコンピュータ処理される。
【００１７】
位相シフタ１４はコイル出力ポートからプリアンプ１５までの信号位相をθだけずらすためのもので、ここでは位相シフタ１４として特性インピーダンスＺ0＝５０Ωの同軸ケーブルを用いている。このため、信号ずれ位相角θはケーブル長の調節によりコントロールできる。
【００１８】
ここで、上述のコイル受信回路（干渉抑制回路）における回路定数の設定法を、従来の干渉抑制回路の問題点の解説と合わせて説明する。
【００１９】
まず図１における回路素子の表記を以下の如く決める。
【００２０】
ＬはＲＦコイル素子１０のインダクタンスであり、ＲＦコイル素子１０の途中に短縮コンデンサを挿入している場合は合計の実効インダクタンスだが、以下簡単のため、短縮コンデンサは設けていないものとする。
【００２１】
ｒはＲＦコイル１０のロス抵抗。負荷による損失抵抗をも含んでいる。Ｚ_ｃｏｉｌはＬとｒの合成インピーダンス。Ｃ_ｔはチューニングコンデンサ１１の静電容量。Ｃ_ｍはマッチングコンデンサ１２、１３の静電容量。Ｒ_ｏｐｔはプリアンプ１５が最小のＮＦで動作するための最適信号源インピーダンスであり、一般にはＲ_ｏｐｔが５０オームとなるようにプリアンプ１５は作られている。Ｚ_０はチューニング回路を経由してＲＦコイル素子１０を見込んだインピーダンス（Ｚ_０＝Ｒ_ｏｐｔ）。Ｚｉｎはプリアンプ１５の入力インピーダンスで、一般に実部Ｒ_ｉｎ及び虚部Ｘｉｎを持つ。Ｚ_ｉｎ′はＺ_ｉｎを位相シフタ１４経由で見込んだときのインピーダンス。Ｚは、ＲＦコイル１０からチューニング回路を経由してプリアンプ１５側を見込んだインピーダンスである。
【００２２】
干渉抑制回路の目的は、ラーモア周波数ωにおいて、ＲＦコイル素子１０に流れる電流を最小にすることにより、ＲＦコイル間の磁気的干渉を最小にすることである。そのためには、Ｚ＞＞Ｚ_ｃｏｉｌとすることである。実際にはＺが最大となるのではなく、Ｚ＋Ｚ_ｃｏｉｌが最大となることが、ＲＦコイル素子１０に流れる電流を最小にする条件であるが、略略はＺ最大とすることでよい。そのために、次の条件を満たすようにＺ_ｉｎ′が選ばれ、その状態でＲＦコイル素子１０から見てＺはＣ_ｔ，Ｃ_ｍ，Ｃ_ｍとＺ_ｉｎ′との並列共振インピーダンスとなるのである。
【００２３】
【数１】

即ちＺ_ｉｎ′が、インダクタンスＬ′＝Ｘ_ｉｎ′／ωの示すインダクタンスとなるようにするのである。
【００２４】
そして、このようなＸ_ｉｎ′を得るため、θを次式により定める。ここでは同軸ケーブルの長さｌでθを決めるので、それで説明する。位相シフタあるいは同軸ケーブルが無損失であり、その特性インピーダンスＺ_０に等しいならば、
【数２】

βは、位相シフタ１４を構成する同軸ケーブルのラーモア周波数ωにおける位相定数。
【００２５】
このようにしてＸ_ｉｎ′を得たとき、それに付随する抵抗分Ｒ_ｉｎ′が存在することになる。この抵抗分Ｒ_ｉｎ′を考慮に入れると、図１中の並列共振インピーダンスＺは図２のように表される。この並列共振インピーダンスＺはラーモア周波数ωにおいて最大となり、その値をＺ_ｄａｍｐとすると、次式で表される。
【００２６】
【数３】

【００２７】
このインピーダンスＺ_ｄａｍｐが大きいほど、干渉抑制性能は向上する。
【００２８】
一般には、入力インピーダンスＺ_ｉｎの抵抗分Ｒ_ｉｎが極力小さいプリアンプ１５を使って、上記（４）式の抵抗分Ｒ_ｉｎ′を小さくすることにより干渉抑制性能を向上させることが考えられる。
【００２９】
しかしながら、前記課題の項で説明したように抵抗分Ｒ_ｉｎを十分に小さくすることは困難であり、その結果、インピーダンスＺ_ｉｎ′のリアクタンス成分Ｘ_ｉｎ′に付随する抵抗分Ｒ_ｉｎ′も必ずしも十分に小さくはならない。したがって干渉抑制効果が低い。
【００３０】
さらに付記すれば、プリアンプ１５のＲ_ｉｎを仮にゼロ近辺に設定できたとしても、位相シフタ１４の損失が存在するため、Ｒ_ｉｎ′はやはり十分小さくはならない。位相シフタ１４が同軸ケーブルで形成されている場合、位相シフタ１４の損失を十分小さくするためには、伝送損失が極小のケーブルを使う必要がある。このような同軸ケーブルは非常に大きな径であるから、柔軟性に欠けるものとなり、極めて扱いづらいものとなる。一方、位相シフタがインダクタンスやキャパシタンスなどの集中定数素子でできているときは、やはりインダクタンス（コイル）が巨大なものとなるに加えて、導体抵抗は無視できないし、実用には供し難い回路となってしまう。
【００３１】
これらの問題を解決するため、本発明者はプリアンプ１５のＲ_ｉｎをこれ以上下げるという方策は採らずに、別の回路定数設定法により、位相シフタ経由で見込んだＲ_ｉｎ′を極力小さくするようにしたものである。
【００３２】
そこで本発明者が着目したのは、従来では邪魔者として扱われてきたプリアンプ１５の入力インピーダンスＺ_ｉｎのリアクタンス分Ｘ_ｉｎである。従来、干渉抑制回路用プリアンプとしてあるべき姿は「Ｒ_ｉｎ，Ｘ_ｉｎ共に極小、且つＮＦ最良」と考えられてきた。しかし、以下に説明するように、かかるあるべき姿は「Ｒ_ｉｎ＜＜＜Ｘ_ｉｎ（の絶対値）、且つＮＦ最良」であってもよいのである。つまり、必ずしもＲ_ｉｎがゼロ近くの値でなくても、Ｘ_ｉｎが大きければ、高い干渉抑制効果が得られるのである。
【００３３】
具体的には、前述した（１）式により定まるＸ_ｉｎ′を得るには、（２）式によってＺinを変換してＸ_ｉｎ′相当値を得ればよい。このリアクタンス分Ｘ_ｉｎ′に付随するＲ_ｉｎ′は、Ｘ_ｉｎが大きいほど小さくなり、（４）式のＺdampが大きくなる。これにより、Ｘ_ｉｎの絶対値が大きくなる。
【００３４】
Ｘ_ｉｎの計算例を示す。ω＝４０１４９５２０２rad/sec（６３．９ＭＨｚ）、Ｌ＝０．１０μＨ、ｒ＝１．６０６ohm（Ｑ＝２５）とする。Ｚ_０を５０オームとするＣ_t，Ｃ_ｍは計算により、Ｃ_ｔ＝５１．１１２ｐＦ，Ｃ_ｍ＝２２．８０７ｐＦとなる。
【００３５】
そこでＺdampを最大にするＸ_ｉｎ′は式（１）より、
【数４】
Ｘ_ｉｎ′＝＋ｊ・２６７．１４
となる。いくつかのＺ_ｉｎについて、このＸ_ｉｎ′を得るためのθと、付随するＲ_ｉｎ′と、それにより得られるＺdampとを表１に示す。同表にみられるように、リアクタンスＸ_ｉｎの絶対値の大きいほど、Ｒ_ｉｎ′が小さくなっている。
【００３６】
【表１】

【００３７】
また、インピーダンスＺ_ｉｎに大きなＸ_ｉｎをもたせて、所望のＸ_ｉｎ′を得るに伴うＲ_ｉｎ′を小さくし得ることは、式（２）を計算する代わりに、図３のスミスチャートによってもわかる。即ち、所望の正規化リアクタンスが例えば２．０である場合（Ｚ_０は５０オームだから、リアクタンスとしては１００オーム）、Ｚ_ｉｎが１０＋ｊ・０であれば（即ち正規化インピーダンスは０．２＋ｊ・０）、同図上で点Ａから出発する。スミスチャートの中心を軸にして円弧に沿って位相角２θ回転し、Ｚ／Ｚ_０＝０．２の円弧と交差する点ＢがＺ_ｉｎ′を表すが、正規化リアクタンスは２．０になっているものの、正規化レジスタンスは２近くの大きな値を示す。一方、Ｚ_ｉｎが大きなリアクタンスを伴っていれば、例えばＺ_ｉｎ＝１０−ｊ・１５０（正規化インピーダンス０．２−ｊ・３）ならばスタート点はＡ′であり、Ｘ／Ｚ_０＝０．２の円弧と交差する点Ｂ′の示す付随正規化レジスタンスは０．２以下と僅少である。
【００３８】
以下、回路シミュレーションでさらに具体的に示す。図４の回路を使ってシミュレーションをする。ラーモア周波数は６３．９ＭＨｚとし、その他、前出数値例（表１）と同じ定数を用いる。位相シフタ１４は１．５Ｄ２Ｖ（６３．９ＭＨｚでは、減衰定数０．２ｄＢ／ｍ、位相定数βは２．０２９ｒａｄ／ｍ）の同軸ケーブルである。Ｚ_ｉｎ′として、５０Ωを直結したとき（このときは図４において、ｌ＝０ｍ、Ｃ_ｉｎ無限大、４オームのかわりに５０オーム）と、いくつかのＺin（Ｘin＝−０，５０，−１００，−２００、６３．９ＭＨｚのとき、実部は４オーム）において各々所定のθ（即ち所定のケーブル長ｌ）をつないだときとで、ｒの両端の電圧（即ちＲＦコイル素子電流に比例する量）を比較する。ＲＦコイル素子には誘導起電力で１Ｖが誘起している状態であるとする。同軸ケーブルの長さは、表１で求めておいたθから式（３）で求められる。
【００３９】
シミュレーション結果は図５〜図７に示す。６３．９ＭＨｚにおけるＺ_ｉｎ＝５０Ωの時との信号レベル差、即ちＲＦコイル電流抑制効果が干渉抑制性能の指標である。図５は、Ｘ_ｉｎ（の絶対値）が正の値のケースで、Ｘ_ｉｎが大きいほど、ＲＦコイル電流抑制効果が顕著である。図６は、Ｘ_ｉｎが負の値のケースで、Ｘ_ｉｎ（の絶対値）が大きいほど、ＲＦコイル電流抑制効果が大きいが、さほど顕著では無い。図７は、図６と同様だが、ケーブルロスをゼロとした場合である。図５にも増して、ＲＦコイル電流抑制効果が顕著である。
【００４０】
以上から、ケーブルロス（フェーズシフタの損失）が十分小さい場合は、Ｘ_ｉｎが大きいことによるＲＦコイル電流抑制効果は顕著であることが分かる。
【００４１】
とくに、図５、即ちＸ_ｉｎが正の場合の方が、図６あるいは図７に比べて、干渉抑制性能の優れた周波数帯域が広い。従って、θを最適にするに当たりその調整はさほど精度が要らず、この点は極めて実用的である。この事実の由来は次のごとくである。「Ｘ_ｉｎがＸ_ｉｎ′よりもやや小さい」という条件では、所望のＸ_ｉｎ′を得るためのθは小さい。位相シフタが例えば同軸ケーブルであるならその長さは短い。一方、ラーモア周波数以外の周波数では、同軸ケーブルを伝搬するに当たり、ラーモア周波数と周波数差に比例した程度で、かつ、ケーブル長に比例した程度で、その位相はθからずれる。従って、所望のＸ_ｉｎ′から逸脱していく。θが小さいと、この現象が小さいのである。結論として、Ｘ_ｉｎがＸ_ｉｎ′よりやや小さいと云うことが、広い周波数帯域で高い干渉抑制性能を発揮する点で重要である。勿論、Ｘ_ｉｎがＸ_ｉｎ′に十分近ければ、位相シフタの損失で干渉抑制機能が制約されるから、その場合、フェーズシフタは無いほうがよい。
【００４２】
なお、図５〜７において、Ｘ_ｉｎ＝０のケースでは、ＲＦコイル素子電流の極小点がラーモア周波数６３．９ＭＨｚからずれているが、これはケーブル長（あるいは位相シフタのθ）を定めるにおいて、Ｚを最大とするような値としたからである。Ｚ（あるいはＺ_ｄａｍｐ）が十分に大きい場合はそれでよいが、そうでない場合は、ラーモア周波数において「Ｚ＋Ｚ_ｃｏｉｌ」の絶対値が最大になるようにケーブル長（あるいは位相シフタのθ）を定めることで、ラーモア周波数においてＲＦコイル電流が極小となる。
【００４３】
このように本実施態様では、従来は冷遇されていたプリアンプの入力インピーダンスＺ_ｉｎのリアクタンス成分Ｘ_ｉｎの値に着目し、この値を「ＮＦを最良に維持する範囲でＲ_ｉｎ＜＜＜Ｘ_ｉｎ（の絶対値）」となるようにインピーダンス変換用のＬＣ回路の定数、又は／及び、ＦＥＴを選択することでＸ_ｉｎの値を設定している。これにより、プリアンプのＮＦを犠牲にすることなく、ＲＦコイル素子間の高い干渉抑制機能が得られるので、Ｓ／Ｎを犠牲にすることなく多数のＲＦコイルを併設することができる。従ってフェーズドアレイコイルなどの多素子コイルにおいて、広い視野を高Ｓ／Ｎで撮影するという本来の使命を充分に発揮することができる。
【００４４】
また、そのようにすることで、位相シフタを同軸ケーブルで形成する場合、その径が大きくなって柔軟性を低下させたり、位相シフタを集中定数回路で形成する場合、その回路構成を実用に供しないほど大形化させてしまうという不都合も回避される。
【００４５】
（第２の実施の形態）
図８に第２の実施形態に係るＲＦコイル素子１０の受信回路の一部（干渉抑制回路）を示す。この実施形態は第１の実施形態を変形させたもので、同一の構成要素には同一符号を用いる。このＲＦコイル素子１０は例えばフェーズドアレイコイルの一つのコイル素子を示している。
【００４６】
同図に示すように、位相シフタ１４とプリアンプ１５との間には、コンデンサ１６（静電容量Ｃ_ａｄｊ）及びコイル１７（インダクタンスＬ_ａｄｊ）の並列共振回路がプリアンプ１５に並列に介挿してある。
【００４７】
一般に位相シフタはθを調整することが面倒である。プリアンプ１５の入力インピーダンスＺ_ｉｎは、製造する際、かなりのばらつきを生じる。また、ＲＦコイル１０の使用状態によってはＣ_ｔ，Ｃ_ｍが変わることがある。従って、これらばらつきの範囲での典型的状態にあわせて位相シフタの状態を決定しておく。そして、プリアンプ入力インピーダンスＺinが所望の状態からずれていたり、あるいはＣ_ｔ，Ｃ_ｍが典型的状態から異なっていたりするときには、図８のＣ_ａｄｊ、Ｌ_ａｄｊの調整を行うのである。特にＣ_ａｄｊを可変容量としておけば調整容易となる。Ｃ_ａｄｊとＬ_ａｄｊは並列共振回路をなしており、通常は共振周波数がラーモア周波数の付近になるようにしておく。この状態であれば並列共振インピーダンスはラーモア周波数において極めて高く、Ｃ_ａｄｊとＬ_ａｄｊの存在は何の影響も及ぼさない。そして、例えばＺinが所望の値からずれているとき、例えばＸinがやや大きすぎるときは、Ｃ_ａｄｊを大きくする。そうすると、ラーモア周波数においては、Ｃ_ａｄｊとＬ_ａｄｊの並列共振回路のインピーダンスは容量的となる、即ち虚部が支配的となりその虚部の値は負である。これとＺinとの並列インピーダンスが位相シフタ１４から見た見かけのプリアンプ１５の入力インピーダンスであり、その虚部はＸ_ｉｎより小さくなり、所望の値に近づく。このように、Ｃ_ａｄｊが典型値から極端にずれていない範囲で行われる場合、Ｃ_ａｄｊとＬ_ａｄｊの並列共振回路のインピーダンスの絶対値がＲ_ｏｐｔ（例えば５０オーム）よりも十分大きいという状態が維持される。従って、プリアンプ１５から見た見かけの信号源インピーダンスはＲ_ｏｐｔから殆どずれないので、プリアンプ１５のＮＦは殆ど損なわれない。Ｘinが所望値から小さすぎるときは、勿論Ｃ_ａｄｊを小さくしてやる。
【００４８】
このような調整は例えば次のように行われる。ＲＦコイル素子１０と粗に電磁誘導結合をしたコイル（図示せず）からラーモア周波数の電圧を印加し、もう一つＲＦコイル素子と粗に電磁誘導結合をしたコイル（図示せず）を使って、ＲＦコイル素子に流れる電流を検出し、この出力が最小になるようにＣ_ａｄｊを調整する。
【００４９】
（第３の実施の形態）
図９に第３の実施形態に係るＲＦコイル１０の受信回路（干渉抑制回路）の一部を示す。本実施形態の目的は第２の実施形態におけるものと同じである。同図のＲＦコイル素子１０は例えばフェーズドアレイコイルの一つのコイル素子を示している。
【００５０】
同図に示すように、位相シフタ１４とプリアンプ１５との間には、コンデンサ１８（静電容量Ｃ_ａｄｊ）及びコイル１９（インダクタンスＬ_ａｄｊ）の直列共振回路がプリアンプ１５に直列に介挿してある。
【００５１】
図９に示す回路では、直列共振回路をなすＣ_ａｄｊ、Ｌ_ａｄｊの共振周波数は通用、ラーモア周波数の付近になるように設定しておく。この状態であれば直列共振インピーダンスはラーモア周波数において極めて低く、Ｃ_ａｄｊとＬ_ａｄｊの存在は何の影響も及ぼさない。そして、例えばＺinが所望の値からずれているとき、例えばＸinがやや大きすぎるときは、Ｃ_ａｄｊを小さくする。そうすると、ラーモア周波数においてはＣ_ａｄｊとＬ_ａｄｊの並列共振回路のインピーダンスが容量的となる、即ち虚部が支配的となり、その虚部の値は負である。これとＺ_ｉｎとの直列インピーダンスが位相シフタ１４から見た見かけのプリアンプ１５の入力インピーダンスであり、その虚部はＸ_ｉｎより小さくなり、所望の値に近づく。このようなＣ_ａｄｊが典型値から極端にずれていない範囲で調整する場合、Ｃ_ａｄｊとＬ_ａｄｊの直列共振回路のインピーダンスの絶対値がＲ_ｏｐｔ（例えば５０オーム）よりも十分小さい状態が維持され、従って、プリアンプから見た見かけの信号源インピーダンスはＲ_ｏｐｔから殆どずれない。従ってプリアンプのＮＦは殆ど損なわれない。Ｘ_ｉｎが所望の値から小さすぎるときは、勿論Ｃ_ａｄｊを大きくしてやる。調整の方法は図８の場合と同様である。
【００５２】
なお、図８、９におけるように付加的な共振回路でプリアンプ入力インピーダンスを所望の値に近づける構成は、前述したようなＸ_ｉｎの絶対値がＲ_ｉｎよりも大きなプリアンプに限らず、どのようなプリアンプにも実施できる。
【００５３】
（第４の実施の形態）
フェーズドアレイコイルは前述したように、複数のＲＦコイル素子を被検体に対して併置して同時に撮影し、Ｓ／Ｎ比向上及び視野拡大を図ろうとするコイルアセンブリである。この複数のＲＦコイルの別の使い方に、複数のＲＦコイルを使用してＭＲＩ撮影時間を短縮させようとするものもある（例えば、“Abstract of 1989 SMRM, page 1172, "Ano Algorithm For Rapid Image Acquisition Using Multiple Receiver Coils", Kelton et al.”）。このようなコイルアセンブリは一般にはフェーズドアレイコイルとは呼ばれないが、複数のＲＦコイルを同時に使用する点で共通であるので、本発明では、フェーズドアレイコイルの範疇に入れて扱うこととする。
【００５４】
以下、この複数のＲＦコイルを同時使用する広義のフェーズドアレイコイルについて、その問題点から説明することとする。
【００５５】
上述した“Multiple Receiver Coils”のようなフェーズドアレイコイルの開発は面倒であり、しかも、被検体の各部位に最適化したフェーズドアレイコイルはそれぞれ異なるものであるから、メーカがこれらあらゆる種類のコイルを開発し供給することは事実上不可能に近い。ユーザが個々の汎用のＲＦコイルを組み合わせれば、部位毎のフェーズドアレイコイルとして使えるように思えるが、やはりコイル間の磁気的干渉が問題となり、正常なＲＦコイルの機能を確保することはほとんど困難である。得られるＭＲＩ像のＳ／Ｎ比は低下し、異常な感度むらを生じることになる。
【００５６】
たとえ画質の面で妥協したとしても、専用のフェーズドアレイコイルと汎用ＲＦコイルとでは回路が異なるため、それらを同時にＭＲＩシステム本体にインターフェイスさせて接続することは不可能である。この従来の事情を図１０〜１４を用いて説明する。
【００５７】
図１０及び１１には図示しないＭＲＩシステム本体に接続される汎用のＲＦコイルアセンブリを示し、図１２にはそのような汎用のＲＦコイルアセンブリが接続されるＭＲＩシステム本体側の接続回路の一部を示す。
【００５８】
これを図に沿って詳述すると、図１０において、ＬはＲＦコイルのインダクタンス、ＣｄはＲＦコイルの巻線の途中に挿入した短縮コンデンサの静電容量、ｒは負荷も含めたコイル損失抵抗、および、Ｃｔ，Ｃｍはチューニングコンデンサの静電容量及びマッチングコンデンサの静電容量であり、バラクタダイオードで形成され、バイアス電圧制御により容量可変である。このバラクタダイオードのバイアスラインには、ＲＦコイルの動作に悪影響を与えないように高抵抗Ｒ１，Ｒ２が挿入されている。ＲＦコイルの検知信号は同軸ケーブルＣＣを介して出力される。コイルＩＤ信号は、ＭＲＩシステムにどの種類のＲＦコイルが接続されているかを認識するための、ＲＦコイルの種類に固有の接点信号である。ＲＦコイルとコネクタＣＴの間は多芯ケーブルで接続されている。なお、この回路において、ＲＦコイルの巻線部以外の回路部をまとめてチューニング回路と呼び、ＲＦコイルからコネクタＣＴまでをＲＦコイルアセンブリと呼ぶ。図１０において、ほかのＲＦコイルからＲＦ磁場を送信するとき、そのＲＦ磁場から保護するために、ＰＩＮダイオードにバイアス電流を流すことで、自己のＲＦコイルをチューニング状態から外すことが多いが、そのような回路をはじめとして、一部の回路の図示を省略している。図１１は、図１０のコイルアセンブリの外観を示す。
【００５９】
これに対応するＭＲＩシステム本体側の接続回路は図１２に示すように、チューニングバイアス電圧およびマッチングバイアス電圧は、バラクタダイオードのバイアス電圧発生回路でつくられ、その電圧は可変である。チューン・受信切換スイッチが備えられており、以下のように動作する。患者に対してＲＦコイルが設定されると、その設定状況に応じてＲＦコイルの抵抗分ｒが決まる。この状態でＲＦコイルの出力インピーダンスを同軸ケーブルの特性インピーダンス（５０オームとする）に整合させるため、チューニングバイアス電圧とマッチングバイアス電圧を変える。このときは、通常時にはプリアンプに接続しているＲＦコイル出力信号を、チューン・受信切換スイッチにより方向性結合器に接続する。周波数シンセサイザからラーモア周波数の信号が５０Ωインピーダンスを介してＲＦコイルに供給される。ＲＦコイルのインピーダンスが５０Ωから逸脱していると、反射波が戻ってくるから、その反射波を方向性結合器を介して抽出し、検波器で検波する。この検波出力に基づいて、図示しない制御部は反射波が最小になるチューニングバイアス電圧とマッチングバイアス電圧とを探す。以後、そのバイアス電圧に固定され、チューン・受信切換スイッチはその接続をプリアンプ側に戻す。これにより、撮像時にはＭＲ信号（すなわちＲＦコイルの出力信号）はプリアンプを経てポストアンプで増幅された後、検波される。この検波信号はさらにＡ／Ｄ変換され、信号処理回路に取り込まれる。
【００６０】
これに対し、図１３は専用に作られたフェーズドアレイコイルの一例を示し、図１４はそのフェーズドアレイコイルが接続されるＭＲＩシステム本体側の接続回路の一部を示す。
【００６１】
図１３の構成が図１０のものと異なる一つは、チューニングおよびマッチング用の静電容量が固定である点である。また別の一つは、複数のＲＦコイル（あるいはコイル素子）が併設されている点である。このコイル併設に際し、ＲＦコイル間の磁気的干渉が最小となるような幾何学的配置が採られるとともに、特定部位の撮影が好適に実施できるように個々のＲＦコイルの寸法形状が最適化されている。また、低い入力インピーダンスのプリアンプを受信チャンネル毎に備え、このプリアンプにＭＲＩシステム本体側から電源が供給されている。さらに、プリアンプとチューニング・マッチング回路との間に位相シフタと呼ばれる回路（例えば、“Abstract of 1993 SMRM, Page 1322, "A Design Tool for Decoupling RF Coils with Isolating Preamplifiers"参照）が受信チャンネル毎に挿入されている。これにより、ラーモア周波数においてＲＦコイルに流れる電流を最小にし、ＲＦコイル間の磁気的干渉を抑制している。なお、プリアンプからコネクタまではチャンネル毎に同軸ケーブルで接続される。
【００６２】
これに対応するＭＲＩシステム本体側の接続回路は図１４に示すように、コイル素子、すなわち受信チャンネルの数に応じてポストアンプのほか、検波、Ａ／Ｄ変換のための装備がなされ、多数チャンネルで同時並行でＭＲ信号を収集できるようにしている。なお、図１３、１４においてＲＦコイルの数を２個、データ収集チャンネル数を２としたフェーズドアレイコイルを示したが、その数は３個（３チャンネル）以上であってもよい（以後、第７の実施形態及びその変形例まで簡単のため、２チャンネルで説明する）。
【００６３】
以上の説明から分かるように、汎用のＲＦコイルを複数用意し、それらを同時に使用しても、それらのＲＦコイルに干渉抑制回路を組み込んでいないので（図１０参照）、各ＲＦコイルが正常に動作せず、実行不可能である。また、そのような干渉を無視したとしても、ＭＲＩシステム本体とのインターフェイスが汎用ＲＦコイルとフェーズドアレイコイルとでは機構的に大幅に相違するため、実施困難なのである。
【００６４】
本第４の実施形態を図１５及び図１６に基づいて説明する。
【００６５】
図１５に本実施形態に係るＲＦコイル装置の外観構成を示す。このＲＦコイル装置は同図に示すように、受信専用の２つのＲＦコイルアセンブリ（ここではリニアコイルを採用）３０Ａ，３０Ｂと、このＲＦコイルアセンブリ３０Ａ，３０Ｂを着脱自在に接続させるアダプタ３１と、このアダプタ３１とＭＲＩ装置本体とを接続するケーブル３２及びコネクタ３３とを備える。
【００６６】
２つのＲＦコイルアセンブリ３０Ａ，３０Ｂは既存のリニアアセンブリを何ら仕様変更することなく、また何ら調整変更することもなく、そっくりそのまま使用するものであり、そのプラグコネクタＰＧをアダプタ３１の後述するコネクタ（ソケット）に接続するだけである。
【００６７】
アダプタ３１は、ＭＲＩ装置本体側から見て、接続した既存のＲＦコイルアセンブリ３０Ａ，３０Ｂが２つのＲＦコイルを用いたフェーズドアレイコイルと見做すための変換機能を有するもので、図１６に示すように構成されている。すなわち、アダプタ３１は２つの第１のコンバータ３１１Ａ，３１１Ｂと、１つの第２のコンバータ３１２とを備える。第１のコンバータ３１１Ａ，３１１Ｂは同一の回路であるので、その一方のみを図示し、もう一方の図示は簡略化した。
【００６８】
２つの第１のコンバータ３１１Ａ，３１１Ｂの各々は、ＲＦコイルアセンブリ３０Ａ（３０Ｂ）のプラグＰＧが接続されるコイル側コネクタ（ソケット）３２０と、第２のコンバータ３１２に接続される本体側コネクタ（プラグ）３２１とを備え、このコネクタ３２０，３２１間に、平衡不平衡変換回路３２２、この変換回路３２２の出力側に位置する位相シフタ３２３、及び２つの分圧回路３２４，３２５を介挿させている。
【００６９】
平衡不平衡変換回路３２２はバランともいうが、複数のＲＦコイルアセンブリ３０Ａ，３０Ｂが共通の回路に接続されたとき、患者との静電結合などにより不測の閉ループを形成し、そのためにＲＦコイルの性能低下が起きたり、あるいは外部送信コイルでＲＦ磁場を印加しているときに同軸ケーブルの外部導体や患者を経由して異常な電流が誘起されて不都合を生じたりすることもあるので、これを抑制するための回路である。
【００７０】
２つの分圧回路３２４，３２５の各々は電圧を調整可能であり、チューニングとマッチングのバラクタダイオードに所定の固定電圧を供給するために、ＭＲＩ装置本体側から供給されている固定電圧をさらに分圧する。この分圧回路３２４，３２５の分圧状態は、第１のコンバータ３１１Ａ（３１１Ｂ）につながっているＲＦコイルアセンブリ３０Ａ（３０Ｂ）を典型的な被写体に装着したときに適切な同調状態になるようにあらかじめ調整されている。即ち第１のコンバータ３１１Ａ，３１１Ｂは接続されるＲＦコイルアセンブリの種類に応じて予め用意され、固有の調整状態になっている。
【００７１】
位相シフタ３２３は、後述する第２のコンバータ３１２のプリアンプの入力インピーダンスをＲＦコイル３０Ａ（３０Ｂ）のチューニング・マッチング容量から見て所定のリアクタンスに見えるようにする回路で、これにより複数のＲＦコイルアセンブリ間の磁気的干渉が抑制される。位相シフタ３２３は例えば同軸ケーブルで形成されており、そのケーブル長を所望値に調整することでその目的を達成できる。同軸ケーブルの長さは実際には、接続されるＲＦコイルアセンブリの種類とチューニング・マッチングの容量とにより適正値が変わるが、前述のようにＲＦコイルアセンブリの種類毎にチューニング・マッチングのバラクタダイオードバイアスは決められているので、そのケーブル長も固定となる。
【００７２】
次いで第２のコンバータ３１２を説明する。この第２のコンバータ３１２は図１６に示す如く、２つの第１のコンバータ３１１Ａ，３１１Ｂの各本体側コネクタ（プラグ）３２１が着脱自在に接続される２つのコイル側コネクタ（ソケット）３３０Ａ，３３０Ｂと、ＭＲＩ装置本体側につながる前記ケーブル３２に接続された本体側コネクタ３３１とを備える。コネクタ３３０Ａ，３３０Ｂの各々とコネクタ３３１との間には、前記位相シフタ３２３の出力信号を受けるプリアンプ３３２（図１６においては一方のチャンネルのみ図示する）と、両コネクタ３３０Ａ，３３０Ｂ及び３３１をつなぐマルチプレクサ３３３とが介挿されている。なお、第２のコンバータ３１２の本体側コネクタ３３１を用いずに、この第２のコンバータ３１２の回路基板から直接ケーブル３２を引き出すように構成してもよい。
【００７３】
プリアンプ３３２は、各ＲＦコイルアセンブリ３０Ａ（３０Ｂ）からのＮＭＲ信号を増幅するものであり、その入力インピーダンスは、従来周知の如く極力低く設定してＲＦコイル間の磁気的干渉を抑制するようになっている。特に好ましくは、前述した第１の実施形態において示した如く、このプリアンプ３３２の入力インピーダンスの虚部が実部よりも大きく設定することでこの入力インピーダンス特性と位相シフタ３２３とによりＲＦコイル間の干渉を抑制することができる。
【００７４】
マルチプレクサ３３３は２個のＲＦコイルアセンブリ３０Ａ，３０ＢのコイルＩＤ信号を順次読み出すためのマルチプレクサである。即ち、ＭＲＩ装置本体側から順次切り替えの指示を受けて、接続されているＲＦコイルアセンブリからのコイルＩＤを順次コネクタ３３を介してＭＲＩ装置本体に送り出す。これによりＭＲＩ装置本体は、どのようなＲＦコイルが接続されているかを知ることができ、必要に応じて撮影条件の制約などの判断に供する。
【００７５】
コネクタ３３は図１４に示す如く構成されたＭＲＩ装置本体のフェーズドアレイコイル用の接続ポートにＲＦコイル装置を接続するためのものである。第２のコンバータ３１２からのプリアンプ出力（ＮＭＲ信号）はスルーしてコネクタ３３に送られるが、その途中に必要に応じアッテネータやポストアンプを入れても良い。第２のコンバータ３１２のプリアンプへの供給電源や第１のコンバータ３１１Ａ，３１１Ｂの分圧回路３２４、３２５への電源はＭＲＩ装置本体からスルーして供給されるが、その途中にフィルターや電圧変換器を入れても良い。
【００７６】
ＭＲＩ装置本体では、本実施態様のＲＦコイル装置の構成に対応して、そのフェーズドアレイコイルポートに分圧回路用電源（即ちチューニング・マッチングのバラクタダイオードバイアス用の固定電圧電源）やコイルＩＤ順次読み出し用コントロールラインを有している。
【００７７】
以上のような構成とすることで、フェーズドアレイコイルとして作られたものではない既存のＲＦコイルアセンブリを複数用いて、ＮＭＲ信号を同時的に収集できる。患者の各部位について、操作者は適宜なＲＦコイルアセンブリを選び、組み合わせて配置し、ＴＭＪや肩などの左右同時撮影を行ったり、長い視野の画像を得たり、あるいは高画質の画像を得ることができる。
【００７８】
なお、この実施態様ではコイルＩＤ信号をＲＦコイル装置を介して直接ＭＲＩ装置本体に送り出す構成としたが、マルチプレクサ３３３の代わりに、ＲＯＭやＰＡＬを用いることで、複数のＲＦコイルの組み合せに応じた新しいコイルＩＤに変換し、送り出すことができる。
【００７９】
（第５の実施の形態）
第５の実施形態に係るＲＦコイル装置のアダプタ４１を図１７に示す。このアダプタ４１は第４実施形態のものを変形したもので、その変形理由は以下のようである。
【００８０】
複数のＲＦコイルアセンブリを近接させないで使用する場合、コイル間干渉も小さいので、位相シフタの位相状態も最適調整状態から逸脱させても差し支えない。さらに、ＲＦコイルアセンブリのチューニング回路が、図１０のようにＣｔとＣｍとがＲＦコイルから見て並列になっていて、ＲＦコイルアセンブリの出力インピーダンスを出力伝送線の特性インピーダンスとマッチングさせる場合で、特に、適切な値のＣｄが挿入されている場合には、二つのコンデンサがＲＦコイルに直列に入っている場合に比べて、被写体毎に最適チューニング状態となるようにＣｔ，Ｃｍを変化させかつ位相シフタの状態を固定させたままでも、ＲＦコイル間の磁気的干渉を抑制する性能の低下は小さい、ということが判明している。そのような場合はＲＦコイルアセンブリは被検体ごとに最適チューニング状態とするほうがＳ／Ｎが向上する。
【００８１】
そこで、ＭＲＩ装置本体のフェーズドアレイコイル用の接続ポートに、その本体内部から自動チューニング用のチューニング・・マッチング用可変電圧を出力させる。これに対応して図１７に示す如く、第２のコンバータのコネクタ３３０Ａ（３３０Ｂ）及びプリアンプ３３２間にスイッチ回路ＳＷ４２０を設け、このスイッチ回路４２０に対するＭＲＩ本体側からのスイッチ切換により、位相シフタ３２３の出力側をそのままＭＲＩ装置本体に直結させるようにする。ＭＲＩ装置本体は図１２の場合と同じように位相シフタ３２３の出力インピーダンスが５０オームになるように、即ち反射波が最小になるように、チューニングバイアス電圧とマッチングバイアス電圧とを調整する。これにより図１２のチューン・受信切換ＳＷに相当する回路を第２のコンバータ４１２に設けたことになる。
【００８２】
図１７において、もう一方の第１のコンバータ４１１Ｂは一方のものと同一の構成であり、図示を省略しているとともに、もう一方の第１のコンバータ４１１Ｂに対応する第２のコンバータ４１２の一部回路は図示を簡略化している。ＭＲＩ装置本体には、非フェーズドアレイコイル用の図１２記載の機能をフェーズドアレイコイルの接続ポートにも持たせている。また、ラーモア周波数の信号をＲＦコイルへ供給し、その反射波を検出するラインは、複数設けることも可能であるが、そのようなラインを１つだけ設け、そのラインをコンバータの中の何番目の回路につなぐかを切替制御するマルチプレクサを持たせてもよい。
【００８３】
なお、前記第４、５の実施態様では、第１のコンバータとして各ＲＦアセンブリ毎に最適調整した個別のものを予め準備し、これらを第２のコンバータに着脱自在に接続する別体構造のコンバータユニットを採用したが、複数のＲＦコイルアセンブリが互いに類似の特性を有している場合、第１のコンバータと第２のコンバータとを予め一体構造にし、種々のＲＦコイルアセンブリに対して共通に使用するようにしてもよい。
【００８４】
（第６の実施の形態）
次に第６の実施形態を図１８に基づいて説明する。
【００８５】
以上の実施形態においては、複数のＲＦコイルアセンブリをフェーズドアレイコイルとして使用するときにはアダプタに接続し、ＲＦコイルを一つだけ使用して通常のＭＲＩ撮影に供するときには、そのＲＦコイルをアダプタから外し、ＭＲＩ装置本体の非フェーズドアレイの接続ポートに接続する、という前提で説明した。
【００８６】
加えて、アダプタにおいて、コンバータが第１と第２との別体に分割されているので、さらに好ましい変形が可能である。即ち、ＲＦコイルアセンブリを常時第１のコンバータに接続しておき、使途に応じ、第１のコンバータをそのまま第２のコンバータに接続するか、あるいはＭＲＩ装置本体の非フェーズドアレイの接続ポートに接続する。これによりコネクタの抜き差しが減り、操作容易となる。さらに、一般には、非フェーズドアレイ接続ポートは自動チューニング用に可変のチューニングバイアス電圧とマッチングバイアス電圧を供給しているから、この機能を利用して常に最良の画質が得られるようにするために、第１のコンバータに固定チューンか自動チューンかの切換スイッチをつけることが考えられるが、この切換スイッチを無くして、自動切換とすることができる。
【００８７】
これらの趣旨にしたがった第６の実施態様に係るＲＦコイルユニットのコンバータユニットの回路構成を図１８に示す。
【００８８】
この回路構成の図１６からの違いを中心に説明する。第１のコンバータ５１１Ａ（５１１Ｂ）の本体側コネクタ５２０は、図１１に示したコネクタと同じ構造を有し、そのピン配置や各ピンの信号定格なども同じである。コイル側のコネクタ３２０は従って、非フェーズドアレイ接続ポートのコネクタと同じ構造であり、第２のコンバータ５１２のコイル側コネクタ５２１Ａ，５２１Ｂもそのコネクタ３２０と同じ構造である。
【００８９】
また固定電圧がＭＲＩ装置本体側から第２のコンバータ５１２に供給され、チョークコイル５２２を経由し、プリアンプ３３２へのＮＭＲ信号の伝送線の片側を経由し、この伝送線から第１のコンバータ５１１Ａ（５１１Ｂ）内において別のチョークコイル５２３を経由して、二つの分圧回路３２４，３２５へ供給されている。チョークコイル５２２，５２３はＮＭＲ信号がこの固定電圧のラインに漏れないようにするためのものであるが、ラーモア周波数で共振するような並列共振回路とすればなお好ましい。
【００９０】
さらに、第１、第２のコンバータ５１１Ａ（５１１Ｂ）、５１２の前記固定電圧伝送用の伝送線には、直流電圧をプリアンプ３３２やＲＦコイルアセンブリ３０Ａ（３０Ｂ）から隔離するためにコンデンサ５２４，５２５が各々挿入されている。（このように構成したのは、図１１のコネクタに空きピンがない、即ち第１のコンバータ５１１Ａ（５１１Ｂ）のコネクタ５２０にも空きピンが無い場合の対処である。空きピンがあればそこから固定電圧を供給すればよい。）分圧回路３２４，３２５は比較的高い抵抗値からなり、分圧点から固定電圧あるいはＧＮＤへの抵抗値は例えば数１００ＫΩである。勿論これら抵抗値は可変であるが、図中の二つの固定抵抗５２６，５２７よりは常に高い。この二つの固定抵抗５２６，５２７は数ｋないし数１０ｋΩである。
【００９１】
このため、第１のコンバータ５１１Ａ（５１１Ｂ）が非フェーズドアレイ接続ポートに接続されているときは、二つの固定抵抗５２６，５２７へチューニングバイアス電圧とマッチングバイアス電圧とが低いインピーダンスでＭＲＩ装置本体側から供給され、分圧回路３２４，３２５への固定電圧は供給されていない。この固定電圧は供給されていてもいいし、ゼロであってもいいが、固定抵抗５２６，５２７のラインのインピーダンスが低いので、ＲＦコイルアセンブリへ供給されるＣｔ，Ｃｍ（のバラクタダイオード）への電圧はＭＲＩ装置本体からの電圧が支配することになる。
【００９２】
これに対し、第１のコンバータ５１１Ａ（５１１Ｂ）が第２のコンバータ５１２へ接続されているときは、固定抵抗５２６，５２７のラインのＭＲＩ装置本体側はオープンであるから、分圧回路３２４，３２５で決まる電圧が図示しないＲＦコイルアセンブリのＣｔ，Ｃｍへ供給される。これで、ＲＦコイルアセンブリに第１のコンバータ５１１Ａ（５１１Ｂ）が接続されたまま、その先を第２のコンバータ５１２につなぐか非アレイポートにつなぐかで、自動的に自動チューニングか固定チューニングかの切換が為される。第２のコンバータ５１２のＳＷ４２０その他の動作は図１７と同じである。
【００９３】
（第７の実施の形態）
第７の実施形態を図１９に基づいて説明する。
【００９４】
同時収集用には製造されていない既存のＲＦコイルの中にも、例えばＱＤコイルのように複数のＲＦコイル素子を持ち、このコイル素子間の干渉抑制のために、前述したプリアンプによる干渉抑制回路を内蔵したものがある。この干渉抑制回路は通常、固定チューンである。このようなＲＦコイルアセンブリと、特に干渉抑制回路を内蔵していない一般のＲＦコイルアセンブリとで、同時的にＮＭＲ信号を収集してフェーズドアレイコイル相当の使い方をするためのアダプタもやはり必要である。
【００９５】
この要望に応えるのが図１９に示すＲＦコイル装置のアダプタ６１である。このアダプタ６１は、２つの第１のコンバータ６１１Ａ，６１１Ｂと１つの第２のコンバータ６１２とを有する。一方の第１のコンバータ６１１Ａ（上段に図示の回路）は図１６のものと同一であり、とくには干渉抑制回路を内蔵していない一般のＲＦコイルアセンブリがつながる。
【００９６】
これに対し、もう一方の第１のコンバータ６１１Ｂ（下段に図示の回路）には、前述した如くプリアンプを用いた干渉抑制回路を内蔵したＲＦコイルアセンブリが接続されるようになっている。この第１のコンバータ６１１Ｂは、そこで、コイル側コネクタ６２０、平衡不平衡変換回路６２１、アンプ６２２、減衰器６２３をこの順に有する。減衰器６２１の出力は第２のコンバータ６１２のコイル側コネクタ６２４，３３１を介してＭＲＩ装置本体側に送られる。アンプ６２２の電源は第２のコンバータ６１２におけるプリアンプ用の電源をコネクタ６２４を介して受けるようになっている。
【００９７】
前記もう一方の第１のコンバータ６１１Ｂにおけるコイル側コネクタ６２０は前記一方の第１のコンバータ６１１Ａのコネクタ３２０と一般に異なっている。もう一方の第１のコンバータ６１１Ｂにはプリアンプなどは不要であるが、雑音レベルを一方の第１のコンバータ６１１Ａと所定の関係に揃えることがフェーズドアレイコイルには必要となることがあり、このため追加のアンプ６２２と可変の減衰器６２３で調整する。もう一方の第１のコンバータ６１１Ｂに接続されるＲＦコイルアセンブリ（図示せず）には、既に固定されたコンデンサがついているので、チューニング・マッチング用の固定バイアスは不要であるが、内蔵プリアンプの電源が必要であり、それをコンバータ６１１Ｂに供給している。
【００９８】
また、ここではＱＤコイルを例にとったが、フェーズドアレイとして作られたコイルアセンブリであって前述したプリアンプによる干渉制御回路を内蔵したものが前記もう一方の第１のコンバータ６１１Ｂに接続するようにしても良い。このときは平衡不平衡変換回路、アンプ及び減衰器はフェーズドアレイコイルを形成するエレメントコイルの数だけ装備すればよい。
【００９９】
なお、以上において、アダプタのユニットは外部に露出したものと想定して説明をしたが、要は、ＲＦコイルアセンブリの外部にコンバータ機能があればよいのであって、これはＭＲＩ装置本体にそのアダプタのユニットを埋設することもできる。このときは、つねに同じアダプタを使うことが大部分であるから、ＲＦコイルアセンブリの同調回路形態として図１０記載のものを用いると、位相シフタを使用の都度最適化する必要性は少ないので、便利である。
【０１００】
また、接続ポートを、フェーズドアレイとして使用するときと、非フェーズドアレイとして使用するときとで２種用意する場合、勿論コネクタ自体は共通だが、それにつながるＭＲＩ装置側の回路は異なってくる。この回路状態の変更（主に信号パスの変更）はどのポートにつながったかをシステムが認識して、切り替える。どのポートにつながったかの識別は、例えば対話でも可能だし、コネクタのピンの電気的状態で判定する事もできる。フェーズドアレイとして使用するときと非フェーズドアレイとして使用するときとで共通の接続ポートを使用する場合、対話による識別が簡便であるが、必ずしもこれに限定される必要はない。
【０１０１】
さらに、以上においては、ＲＦコイルアセンブリは、フェーズドアレイとして使用するときと非フェーズドアレイとして使用するときとで、アダプタを含めたＭＲＩ装置本体側の回路状態やコントロール法が異なる、という前提で述べた。しかし、ＲＦコイル間の干渉抑制回路をＲＦコイルアセンブリの外に用意し、常にこれに接続して使うとすれば、そして例えば常に固定したチューニング・マッチングバイアス電圧で使うなどと単純化する場合、アダプタを含めたＭＲＩ装置本体側の回路状態やコントロール法は変えなくても済むように設定することもできる。その際、前述した各種の実施形態に係るコンバータユニットの回路構成を必要に応じて組み合わせて実施し、回路状態やコントロール法の一定化を推進させることも可能である。
【０１０２】
さらに、上述した第４〜第７の実施形態及びその変形例にあっては、同時に接続する複数のＲＦコイルアセンブリ（フェーズドアレイコイルのアセンブリの場合は素子数）は２個に限定されるものではなく、３個以上であってもよく、その場合には、前述した第１のコンバータをその数に応じた分だけ前述したと同様に設ければよい。
【０１０３】
以上、第４の実施形態から述べてきた構成によって、ユーザが多くの既存のＲＦコイルアセンブリの中から適宜なものを被検体の撮影部位の形状などに応じて自在に組み合わせ、フェーズドアレイコイルと同様に使うことができ、単独のＲＦコイルアセンブリでは得られない、例えば視野の広いＭＲ画像を得ることができる。
【０１０４】
（第８の実施の形態）
以下の実施形態は、複数のＲＦコイル素子を用いてＭＲ信号を同時に収集したＭＲデータからＭＲ画像としてのリアル像、イマジナリ像、及び位相に関する像を得るＭＲイメージング方法及びＭＲＩシステムに関する。このＲＦコイル素子としては、コイルアセンブリ毎の単独のコイル素子であってもよいし、フェーズドアレイコイルのような多素子コイルを構成するコイル素子であってもよい。
【０１０５】
まず、複数のＲＦコイル素子で収集したＭＲデータからＭＲ画像を再構成する方法を現状説明する。
【０１０６】
複数のＲＦコイル素子の一態様として前述したようなフェーズドアレイコイルがある。このフェーズドアレイコイルを用いた画像化の一態様は、従来では、収集したＮＭＲデータ（k-space データと呼ばれる）からＭＲＩ画像である絶対値画像を合成することで行われている。この絶対値像を最大Ｓ／Ｎ比で合成する方法は、“Magnetic Resonance in Medicine, Vol.16,No.2,November 1990,Roemer et.al. "The NMR Phased Array”に示されている。
【０１０７】
また、ＭＲＩ画像の別の種類である位相シフト画像については、“MRM 32:330-334,1994,Berstein et al. "Reconstruction of Phase Contrast, Phased Array Multicoil Data”に発表されている。しかし、この方法は計算時間がかかりすぎるという難点がある。
【０１０８】
ここで、この従来例を説明するため、以下の記号を導入する（なお、この記号は後述する本実施態様においても共通に使用する）。また、以下の説明では、フェーズドアレイコイルのアレイコイル（コイル素子）は２素子：コイル１、コイル２と仮定する。３素子以上のコイルアセンブリへの拡張はそれを基に容易に推察される。以下の記号中、k-space データは時間および位相エンコード量の関数であるが、その他はすべて位置ｘ，ｙ，ｚの関数である。
【０１０９】
ｋ１：コイル１で得たk-space データ。
ｋ２：コイル２で得たk-space データ。
Ｚ１：ｋ１をフーリエ変換して得られた複素画像値。
Ｚ２：ｋ２をフーリエ変換して得られた複素画像値。
Ｗ１：コイル１の素画像に対して乗じる重み関数。
Ｗ２：コイル２の素画像に対して乗じる重み関数。
Ｍ１：コイル１の信号強度の素画像値、即ち最終画像を合成する前の、ｋ１による絶対値画像（即ちＺ１の絶対値）。
Ｍ２：コイル２の信号強度の素画像値、即ち最終画像を合成する前の、ｋ２による絶対値画像（即ちＺ２の絶対値）。
【０１１０】
【外１】

【０１１１】
Ｍｃ：合成された信号強度の画像値。
Ｒ１：コイル１のReal素画像値、即ち最終画像を合成する前の、ｋ１をフーリエ変換して得た画像の実部。
Ｒ２：コイル２のReal素画像値、即ち最終画像を合成する前の、ｋ２をフーリエ変換して得た画像の実部。
【０１１２】
【外２】

【０１１３】
Ｒｃ：合成されたReal画像値。
ｋａ１，ｋｂ１：２種類の位相シフト状態ａ，ｂにてコイル１で得たk-space データ。
ｋａ２，ｋｂ２：２種類の位相シフト状態ａ，ｂにてコイル２で得たk-space データ。
Ｍａ１，Ｍｂ１：２種類の位相シフト状態ａ，ｂで得たコイル１の信号強度の素画像値。
Ｍａ２，Ｍｂ２：２種類の位相シフト状態ａ，ｂで得たコイル２の信号強度の素画像値。
Ｚａ１，Ｚｂ１：２種類の位相シフト状態ａ，ｂで得たコイル１の複素画像値。
φ１：Ｚａ１とＺｂ１との位相差（コイル１のデータだけによる位相シフト差の画像値）。
Ｚａ２，Ｚｂ２：２種類の位相シフト状態ａ，ｂで得たコイル２の複素画像値。
φ２：Ｚａ２とＺｂ２との位相差（コイル２のデータだけによる位相シフト差の画像値）。
ΔΦ ：合成された位相シフト差の画像値。
【０１１４】
上述した従来例の位相シフト画像合成は、次のようなものである。２種類の位相シフト状態で、複数のＲＦコイル素子（以下、単にコイルという）から複数のk-space データを得る。そして各ピクセルについて、位相シフト量の差に相当するピクセル値を最大Ｓ／Ｎで求めるものである。
【０１１５】
この計算のフローを図２０に示す。まず、各ＲＦコイル（２つある）のk-space データから通常の２次元ＦＦＴで複素画像値（リアル画像とイマジナリ画像とからなる）Ｚａ１，Ｚｂ１，Ｚａ２，Ｚｂ２を求める。そして、絶対値化してＭａ１，Ｍｂ１，Ｍａ２，Ｍｂ２を求め、さらに各々の位相シフト角φ１、φ２を求め、最後に、下式から最終合成値ΔΦを定めるのである。＊は共役複素数の記号である。
【０１１６】
【数５】

【０１１７】
複素数の偏角を求める計算は時間がかかるのが一般であるが、これを両コイル１、２について行い、さらに、最後にΔΦを求めるときにも行っている。位相シフト画像は、血流速度を位相シフト量に直接反映させ得るので、ＭＲＩによる血管撮影にしばしば必要となるものである。しかし、撮影結果を操作者が見るまでに時間がかかり位相シフト画像を得る撮影は高頻度に行うことができない。なお、最終的に表示する画像の値はΔΦそのままではなく、一般にそれに何らかの係数がかかっているが、いずれにせよΔΦを直接に反映した画像である。
【０１１８】
ところで、従来、ＭＲＩ画像の別の種類であるリアル画像（即ちk-space データをフーリエ変換して得た複素数画像の実部）、あるいはイマジナリ画像（即ちk-space データをフーリエ変換して得た複素数画像の虚部）を最大Ｓ／Ｎ比で合成する手法は未だ公表されていないという現状にある。リアル画像は必ずしも普通には用いられないが、ＳＴＩＲなどのパルスシーケンスのときに必要になることがある。
【０１１９】
そこで、この実施形態を含めて以下の述べる実施形態では、位相シフト画像をより高速に合成する手法、およびリアル画像、イマジナリ画像を合成する手法を提供することを、主な目的とする。
【０１２０】
まず、この第８の実施形態では、リアル画像又はイマジナリ画像を最大Ｓ／Ｎ合成する手法を示す。最初に、かかる合成法を理論的に説明する。
【０１２１】
まず、一種類の位相シフト状態で、即ち一回の測定で得たk-space データｋ１，ｋ２だけがあるとする。これから複素画像Ｚ１、Ｚ２が求められる。Ｚ１，Ｚ２を前述した“Berstein et al”による公知の位相シフト画像合成方法におけるＺａ１，Ｚａ２に対応させる。この公知の位相シフト画像合成方法におけるＺｂ１，Ｚｂ２に対応させるため、位相シフト量がゼロとなるような、しかしその他はＺ１，Ｚ２と同じになるような撮像条件で仮想的データを得たとする。すると、ＺａとＺｂとの位相差は当然Ｚ１あるいはＺ２の位相量φ１′、φ２′と同じである。即ち、
【数６】

【０１２２】
このφ１′，φ２′を最大Ｓ／Ｎとなるように合成するには、“Berstein et al”による合成方法を使って、
【数７】

ΔΦ′は、Ｚ１，Ｚ２により、ゼロ度からの位相シフト量を最良のＳ／Ｎで推定したものとなる。すなわち、Ｚ１，Ｚ２から最大Ｓ／Ｎ比で合成した位相画像となっている。ΔΦ′を求める上式は見方を変えれば、複素画像Ｚ１，Ｚ２に対し、その絶対値Ｍ１，Ｍ２を重みづけ関数として乗じて加算して得た複素数の位相角を求めることになっている。
【０１２３】
リアル画像を求めるには、もう一つ、最良のＳ／Ｎとなるようにして絶対値合成画像Ｍｃを求め、それにｃｏｓ（ΔΦ′）を乗じたものである。イマジナリ画像はＭｃにｓｉｎ（ΔΦ′）を乗じたものである。
【０１２４】
【数８】
Ｒｃ＝Ｍｃ・ｃｏｓ（ΔΦ′）
【０１２５】
イマジナリ画像の扱いはリアル画像の例から自ずと明らかなので、以下省略する。
【０１２６】
最大Ｓ／ＮでＭｃを求める方法は、各種の周知技術から明らかなように、ｋ１とｋ２との雑音相関が小さい場合は次の求め方が典型的である。
【０１２７】
【数９】

【０１２８】
以上のようにして合成画像の位相角は最大Ｓ／Ｎで求め、また振幅を最大Ｓ／Ｎで求めたのだから、それらから上記のようにして得たＲｃはやはり最大Ｓ／Ｎとなっている。以上の計算のフローは図２１のようになる。
【０１２９】
なお、以上の説明において、Ｚ１とＺ２、Ｒ１とＲ２、あるいはＭ１とＭ２は、互いに雑音レベルは同程度という前提で説明している。異なる場合は雑音レベルを揃えるように正規化を行えばよい。
【０１３０】
次に、この画像法を実施するＭＲＩ装置の一例を図２２に基づいて説明する。
【０１３１】
このＭＲＩ装置は、静磁場発生用の磁石部と、静磁場に位置情報を付加するための傾斜磁場部と、選択励起用及びＭＲ信号受信用の送受信部と、システムコントロール及び画像再構成を担う制御・演算部とを備えている。
【０１３２】
磁石部は、例えば超電導方式の磁石１と、この磁石１に電流を供給する静磁場電源２とを備え、被検体Ｐが挿入される円筒状の診断空間のＺ軸方向に静磁場Ｈ_０を発生させる。
【０１３３】
傾斜磁場部は、磁石１に組み込まれたＸ，Ｙ，Ｚ軸方向の３組の傾斜磁場コイル３ｘ〜３ｚと、この傾斜磁場コイル３ｘ〜３ｚに電流を供給する傾斜磁場電源４と、この電源４を制御する傾斜磁場シーケンサ５とを備える。このシーケンサ５はコンピュータを備え、装置全体のコントローラ６（コンピュータを搭載）から所定収集シーケンスを指令する信号を受ける。これにより、傾斜磁場シーケンサ５は、指令されたシーケンスにしたがってＸ，Ｙ，Ｚ軸方向の各傾斜磁場の印加及びその強度を制御し、それらの傾斜磁場が静磁場Ｈ_０に重畳可能になっている。ここでは、互いに直交する３軸の内のＺ軸方向の傾斜磁場をスライス用傾斜磁場Ｇ_Ｓとし、Ｘ軸方向のそれを読出し用傾斜磁場Ｇ_Ｒとし、さらにＹ軸方向のそれを位相エンコード用傾斜磁場Ｇ_Ｅとする。
【０１３４】
送受信部は、磁石１内の撮影空間にて被検体Ｐの近傍に配設されるＲＦ送信コイルアセンブリ７Ｔ及びＲＦ受信コイルアセンブリ７Ｒと、これらのコイルアセンブリ７Ｔ及び７Ｒに各別に接続された送信機８Ｔ及び受信機８Ｒと、この送信機８Ｔ及び受信機８Ｒの動作タイミングを制御するＲＦシーケンサ９（コンピュータを搭載）とを備える。ＲＦ受信コイルアセンブリ７Ｒには、例えば第１の実施形態で説明した位相シフタとプリアンプを用いた干渉抑制機能を有するフェーズドアレイコイルが採用されている。この送信機８Ｔ及び受信機８Ｒは、ＲＦシーケンサ９の制御のもと、核磁気共鳴（ＮＭＲ）を励起させるためのラーモア周波数のＲＦ電流パルスをＲＦ送信コイルアセンブリ７Ｔに供給する一方、ＲＦ受信コイルアセンブリ７Ｒが受信したＭＲ信号（高周波信号）にフェーズドアレイ用の各種の信号処理を施してデジタル信号を得る。
【０１３５】
さらに、制御・演算部は、上述したコントローラ６のほか、受信機８Ｒで形成されたＭＲ信号のデジタルデータを入力し、画像データを演算・合成する演算ユニット１５０と、演算した画像データを保管する記憶ユニット１５１と、画像を表示する表示器１５２と、入力器１５３を備えている。演算ユニット１５０は、具体的には、メモリ空間を有し、図２１のフローチャートに示した処理を行う。コントローラ６は傾斜磁場シーケンサ５及びＲＦシーケンサ９の同期をとりながら、両者の動作内容及び動作タイミングを制御する。
【０１３６】
以上のようにしてフェーズドアレイコイルにおいても、このコイルから得られたＮＭＲデータに基づいてリアル画像又はイマジナリ画像を最大Ｓ／Ｎ比を保持した状態で的確に合成することができ、通常の絶対値画像では応えられない診断上の要望に応えることができる。
【０１３７】
（第９の実施の形態）
次いで、第９の実施形態を図２３に基づいて説明する。この実施形態は第８の実施形態をさらに発展させたものである。すなわち、第８の実施形態の合成法では、ΔΦ′を求める処理などに比較的時間が掛かるので、これをより高速化しようとするものである。理論的導出を示す。
【０１３８】
この導出に当たっては、リアル画像間の雑音相関は無いものとする。
【０１３９】
二つのリアル素画像Ｒ１，Ｒ２を考える。
【０１４０】
【数１０】

【数１１】

ε１，ε２はＲ１，Ｒ２のゆらぎであり、平均値０、標準偏差σ１，σ２である。また、Ｒ１ｍ，Ｒ２ｍはＲ１，Ｒ２の平均値である。
【０１４１】
即ち、
【数１２】
Ｒ１ｍ＝＜Ｒ１＞ ……( 7)
【数１３】
Ｒ２ｍ＝＜Ｒ２＞ ……( 8)
【数１４】
Ｖar（ε１）＝Ｖar（Ｒ１）＝σ１^２ ……( 9)
【数１５】
Ｖar（ε２）＝Ｖar（Ｒ２）＝σ２^２ ……(10)
（Ｖａｒは分散である）
合成値Ｒｃは、
【数１６】

【０１４２】
ＲｃのＳ／Ｎは、平均値の絶対値を自身の標準偏差σｒで割ったもの。
【０１４３】
【数１７】

雑音無相関を仮定したから、
【数１８】

よって、
【数１９】

【０１４４】
Ｒｃは便宜上、正の値とする（Ｒｃが負の値にも適用できる）。
【０１４５】
【数２０】

【数２１】

【０１４６】
Ｗ１，Ｗ２でＳ／Ｎを偏微分して、Ｓ／Ｎの極値条件を求める。
【０１４７】
【数２２】

【数２３】

多くの場合、雑音レベルは大体同等である、即ち、σ＝σ１＝σ２である（そうでない場合、Ｒ１，Ｒ２は正規化される）。
【０１４８】
【数２４】

【数２５】

【０１４９】
これらの式を満たすのは、下記条件である。
【０１５０】
【数２６】
Ｗ２／Ｗ１＝Ｒ２ｍ／Ｒ１ｍ ……（２２）
【０１５１】
もう一つ条件を付け加えよう。必ずしも必然ではないが、合成されたＲｃの雑音標準偏差がもとの素画像の雑音標準偏差σ（σ１とσ２の両方とも同じレベルσとして）と同等になるようにスケーリングするものとする。
【０１５２】
【数２７】

よって、
【数２８】
Ｗ１^２＋Ｗ２^２＝１ ……（２４）
【０１５３】
これと、前述した「Ｗ２／Ｗ１＝Ｒ２ｍ／Ｒ１ｍ」から、
【数２９】

【数３０】

【０１５４】
従って、Noise Equalizationができていて、かつ雑音無相関なら、理想的な画像合成アルゴリズムは次の式に帰着する。
【０１５５】
【数３１】

【０１５６】
しかし、上式には若干の問題がある。Ｒ１ｍとＲ２ｍを求めねばならない。元来はＲ１ｍとＲ２ｍは位置依存であるから、正しくは多数回の撮影を繰り返し、位置毎にＲ１とＲ２の平均値を求めることになる。勿論これは非現実的なので、Ｒ１ｍとＲ２ｍとはＲ１とＲ２を空間的に平滑化した値で代替することになる。このようにした場合は、次の式となる。上棒付きで示したＲ１とＲ２とは各々、Ｒ１とＲ２とを平滑化したものである。まとめると、
【数３２】

【数３３】

【数３４】

【０１５７】
以上の計算のフローは図２３に示される。このフローの処理は前述したＭＲＩ装置の演算ユニット１５０が行う（図２２参照）。このフローから分かるように、前述した図２１のフローに比べて処理が簡素化されており、より高速にリアル画像又はイマジナリ画像が合成される。
【０１５８】
（第１０の実施の形態）
第１０の実施形態を図２４に基づいて説明する。この実施形態は第９の実施形態をさらに発展させたものである。すなわち、第９の実施形態の合成法では、平滑化処理に未だ時間を掛けている。また、極めて広範囲の平滑化を行ったときには、高コントラストエッジ近傍で何らかのアーチファクトを生じる懸念も残されている。そこで、一切、平滑化処理を行わないようにする。
【０１５９】
前記（２９）〜（３０）式を、一切平滑化を伴わない式に直すと、
【数３５】

【数３６】

【数３７】

【０１６０】
この計算フローは図２４に示される（この計算も前述した演算ユニットで処理される）。図２３に比べて、なお一層簡素化された処理となっており、画像化が高速になるとともに、アーチファクトの発生も懸念されない。
【０１６１】
問題は、このようにして得たＲｃ′が式（２８）〜（３０）で求めたＲｃと同等のＳ／Ｎ比を持つのかどうかという点である。
【０１６２】
この点について補足する。雑音相関を加味し、さらにσ１とσ２とが異なる場合も含めて式（２８）〜（３０）によるＲｃの平均信号レベルは次のようになる。
【０１６３】
【数３８】

【数３９】

【０１６４】
なお、ｒはε１とε２との相関係数である。即ち
【数４０】
＜ε１・ε２＞＝ｒ・σ１・σ２ ……（３６）
【０１６５】
一方、式（３１）〜（３３）で得たＲｃ′の平均信号レベルと雑音レベルは、Ｒ１ｍとＲ２ｍとが同じ符号である場合は、やはり式（３４）、（３５）と同じである。従って、平滑化も偏角計算も伴わない本方法は、著しく高速な画像合成を最大Ｓ／Ｎ比で行うことができることを示している。
【０１６６】
ただし、符号が異なる場合は、計算過程は省略するが、Ｒｃ′の雑音標準偏差は式（３５）よりも著しく増大してしまうことがあることが示される。一般には、同じ被写体を撮影しているのであるからＲ１ｍとＲ２ｍとが異なる符号である理由はない（勿論、当該領域にたいするコイル１とコイル２との感度の違いから、Ｒ１ｍとＲ２ｍとの大きさは異なるが）。ただし、ＭＲ信号がきわめて微弱な場合は、コイル１とコイル２と別々のデータ収集パスを通るので、データ収集パスの系統的誤差が支配することに因って、Ｒ１ｍとＲ２ｍの符合が異なるという事態も起きうる。従って、データ収集パスの系統的誤差が支配的になるなどの状況下では、第８、９の実施形態の合成法を実施するなど、使い分けが好ましい。
【０１６７】
（第１１の実施の形態）
第１１の実施形態を図２５に基づいて説明する。この実施形態は位相シフト画像について実施したものである。位相シフト画像を、従来のような計算時間のかかる偏角計算を多数回行う方法でなく、より高速な方法で算出できるようにするものである。
【０１６８】
この演算ユニット（図２２参照）で実施される位相シフト画像の計算フローを図２５に示す。すなわち、k-space データｋａ１，ｋｂ１，ｋａ２，ｋｂ２から複素画像Ｚａ１，Ｚｂ１，Ｚａ２，Ｚｂ２を求めるまでは図２０と同じである。その後．各複素画像から実部と虚部とを抽出することにより、各リアル画像と各イマジナリ画像Ｒａ１，Ｉａ１，Ｒｂ１，Ｉｂ１，Ｒａ２，Ｉａ２，Ｒｂ２，Ｉｂ２を得る。
【０１６９】
そして、サブトラクションＭＲンギオグラフィのようにフローエンコードパルスを反転して加える場合、１回目のフローエンコードパルスに係る位相シフト状態ａのときの、最大Ｓ／Ｎ比での合成画像をリアル画像Ｒｃａとイマジナリ画像Ｉｃａとを求める。これは好適には図２４で説明した方法で行われる。この画像ＲｃａとＩｃａとから、位相角Φａを次のようにして求める。
【０１７０】
【数４１】
Φａ＝ａｒｇ｛Ｒｃａ＋ｊ・Ｉｃａ｝ここでｊは虚数単位。
【０１７１】
２回目のフローエンコードパルスに係る位相シフト状態ｂのときについても同様にリアル画像Ｒｃｂ、イマジナリ画像Ｉｃｂを求め、位相角Φｂを求める。
【０１７２】
即ち
【数４２】
Φｂ＝ａｒｇ｛Ｒｃｂ＋ｊ・Ｉｃｂ｝
最大Ｓ／Ｎ比となるようにＲｃａ、Ｉｃａ、Ｒｃｂ、Ｉｃｂは求められているから、これらから得たΦａ、Φｂも最大Ｓ／Ｎ比を維持している。
【０１７３】
次いで図２５に示すように、Φａ、Φｂの差として、ΔΦを求める。あるいは、勿論、Φａ、Φｂを求めることなく次のようにしても良い。
【０１７４】
【数４３】

【０１７５】
このようにして位相シフト画像のデータを演算するので、時間のかかる偏角計算はリアル画像とイマジナリ画像とが合成された後に行われるだけであり、ＲＦコイルの数が増えても偏角計算は増えない。かくして、フェーズドアレイコイルを使った場合の位相シフト画像を従来よりも高速に且つ最大Ｓ／Ｎ比で得ることができる。
【０１７６】
なお、第９及び第１０の実施態様において、式（２８）（２９）（３１）（３２）は、最終合成のリアル画像の雑音標準偏差が合成前のリアル素画像の雑音標準偏差と同等である、という特性を前提に求められた式である。しかし、このような特性は必ずしも是非とも必要なものではない。必要な特性は、最大のＳ／Ｎ比になるということである。これについては式（２２）で示されているようにＷ１とＷ２の相対比だけが問題となる。従って下記のごとくＷ１やＷ２の相対比の条件が満たされることが必要なのであり、Ｒｃの大きさはＷ１やＷ２に共通の係数が乗じられたときのその係数で変わり得る。
【０１７７】
【数４４】
Ｒｃ＝Ｗ１・Ｒ１＋Ｗ２・Ｒ２＋Ｗ３・Ｒ３……
と表すとき、
【数４５】

あるいは、Ｒｃ′＝Ｗ１′・Ｒ１＋Ｗ２′・Ｒ２＋Ｗ３′・Ｒ３……
と表すとき、
【数４６】

なお、ここではコイルの数が３個以上であるとした場合の式を記した。
【０１７８】
これら重み係数の相対比をこのように維持すれば、最大Ｓ／Ｎ比でリアル画像の合成ができる。重み係数間に共通にかかるスケールファクタの大きさの選択に自由度が残ることを利用すれば、例えば第９の実施態様の方法を変形して、絶対値画像において最大Ｓ／Ｎ比で任意の大局的信号レベル分布の合成画像を得るということが、リアル画像についてもできる。つまり、具体的にいえば、例えばＲ１，Ｒ２，…のいずれかが均一な感度分布の全身用コイルで得たリアル画像であるとすれば、合成したリアル画像をＳ／Ｎ比最大で、しかも全身用コイル並の信号レベル分布に見えるようにすることができる。
【０１７９】
ところで、第９の実施形態では平滑化を伴う算法を示したが、ここでの平滑化は一旦、Ｒ１，Ｒ２を求め、それを平滑化するという手法であった。この平滑化の手法に対する変形例としては、ｋ空間データの中央部、すなわち低周波成分のみを抽出してフーリエ変換することによっても、Ｒ１，Ｒ２を平滑化したものに相当する画像が得られるので、これを前述の平滑化したＲ１，Ｒ２（式では上棒付きのＲ１，Ｒ２）の代わりに用いてもよい。また第１０の実施形態のように、Ｒ１，Ｒ２を求め、ついで平滑化せずにそのままＷ１，Ｗ２を定め、しかる後にＷ１，Ｗ２を平滑して得た値を第９の実施形態におけるＷ１，Ｗ２の代わりに用いてもよい。本発明における平滑化の概念は、このように変形した平滑化の手法をも含む。
【０１８０】
また、第８の実施形態においては複素画像Ｚ１，Ｚ２にＭ１，Ｍ２を重み付け関数として乗じたが、これについても種々の変形が可能である。例えば、コイルの感度分布はなだらかなものであることから、重み付け関数を空間的に急変させる必要はない。したがって、重み付け関数を定める際、ｋ空間データの高周波成分は不要である。つまり、重み付け関数Ｍ１，Ｍ２の代わりに、ｋ空間データの中央部、すなわち低周波成分のみを抽出しフーリエ変換を行って得た絶対値画像の値を用いることもできる。この手法はＭ１，Ｍ２が雑音に対して十分大きくないとき、重み付け関数に重畳される雑音の影響を緩和できる点で有用である。
【０１８１】
以上のように、本発明おける重み付け関数は全て、ｋ空間データの中央部、すなわち低周波成分のみを抽出しフーリエ変換をして得た関数で代替でき、この関数を用いる概念も本発明の範疇に属する。
【０１８２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るＭＲＩ装置によれば、被検体の近傍に配置され、かつ被検体からのＭＲ信号を受信する複数のＲＦコイル素子と、この複数のＲＦコイル素子の夫々に接続され、かつこのＲＦコイル素子からのＭＲ信号を増幅するプリアンプとを備え、複数のプリアンプの夫々の入力インピーダンスを、この入力インピーダンスの虚数成分の絶対値がその実数成分の値よりも大きくなるように設定したことにより、従来は邪魔者扱いされていた虚数成分を有効に駆使して、プリアンプのＮＦを犠牲にすること無く、ＲＦコイル間の高い磁気的干渉抑制機能が得られる。したがって、Ｓ／Ｎ比を犠牲にすること無く、複数のＲＦコイルアセンブリ（又はＲＦコイル素子）を被検体に対して併設できるから、フェーズドアレイコイルなどにおいて一層の視野拡大、Ｓ／Ｎ比向上を図ったＭＲ撮像を実施できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＲＦコイル装置を１つのコイル素子について示す構成図。
【図２】図１のチューニング・マッチング回路の等価回路図。
【図３】インピーダンスの変化の状態を説明するスミスチャート。
【図４】シミュレーション状態を説明する回路図。
【図５】ＲＦコイル間の干渉抑制効果を説明するシミュレーション結果の図。
【図６】ＲＦコイル間の干渉抑制効果を説明するシミュレーション結果の別の図。
【図７】ＲＦコイル間の干渉抑制効果を説明するシミュレーション結果の別の図。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るＲＦコイル装置を１つのコイル素子について示す構成図。
【図９】本発明の第３の実施形態に係るＲＦコイル装置を１つのコイル素子について示す構成図。
【図１０】本発明の第４の実施形態に説明において採用した、従来のＲＦコイルアセンブリの例を示す図。
【図１１】図１０のＲＦコイルアセンブリの外観図。
【図１２】図１０のコイルアセンブリを接続するＭＲＩ装置本体側の一部を示すブロック図。
【図１３】本発明の第４の実施形態に説明において採用した、従来のフェーズドアレイコイルセンブリの例を示す図。
【図１４】図１３のフェーズドアレイコイルアセンブリを接続するＭＲＩ装置本体側の一部を示すブロック図。
【図１５】本発明の第４の実施形態に係る、アダプタを有するＲＦコイル部（装置）の外観図。
【図１６】同実施形態に係るアダプタのブロック図。
【図１７】本発明の第５の実施形態に係るＲＦコイル部（装置）のアダプタのブロック図。
【図１８】本発明の第６の実施形態に係るＲＦコイル部（装置）のアダプタのブロック図。
【図１９】本発明の第７の実施形態に係るＲＦコイル部（装置）のアダプタのブロック図。
【図２０】本発明の第８の実施形態において採用した従来の画像生成を示すフローチャート。
【図２１】本発明の第８の実施形態における画像生成方法を示すフローチャート。
【図２２】同実施形態の画像生成方法を実行する演算ユニットを備えたＭＲＩ装置のブロック図。
【図２３】本発明の第９の実施形態における画像生成方法を示すフローチャート。
【図２４】本発明の第１０の実施形態における画像生成方法を示すフローチャート。
【図２５】本発明の第１１の実施形態における画像生成方法を示すフローチャート。
【図２６】従来のプリダンプ回路の構成図。
【図２７】低入力インピーダンスのプリアンプの一部を示す内部回路図。
【符号の説明】
１０ＲＦコイル素子（ＲＦコイル）
１１チューニング用コンデンサ
１２、１３マッチング用コンデンサ
１４位相シフタ
１５プリアンプ
１６、１８調整用コンデンサ
１７、１９調整用コイル
３０Ａ，３０ＢＲＦコイルアセンブリ
ＰＧプラグコネクタ
３１アダプタ
３１１Ａ，３１１Ｂ第１のコンバータ回路
３１２第２のコンバータ回路
３２ケーブル
３３コネクタ
３２０，３２１，３３０Ａ，３３０Ｂ，３３１コネクタ
３２２平衡不平衡変換回路
３２３位相シフタ
３２４、３２５分圧回路
３３２プリアンプ
３３３マルチプレクサ
４１１Ａ，４１１Ｂ第１のコンバータ回路
４１２第２のコンバータ回路
４２０スイッチ回路
５１１Ａ，５１１Ｂ第１のコンバータ回路
５１２第２のコンバータ回路
５２２、５２３コイル
５２６、５２７抵抗
６１１Ａ，６１１Ｂ第１のコンバータ回路
６１２第２のコンバータ回路
７Ｒ受信ＲＦコイル
１５０演算ユニット

Claims

被検体の近傍に配置され、かつ被検体からのＭＲ信号を受信する複数のＲＦコイル素子と、この複数のＲＦコイル素子の夫々に接続され、かつこのＲＦコイル素子からのＭＲ信号を増幅するプリアンプとを備え、前記複数のプリアンプの夫々の入力インピーダンスを、この入力インピーダンスの虚数成分の値が当該入力インピーダンスの実数成分の値よりも大きくなるように設定したことを特徴とするＭＲＩ装置。
前記ＲＦコイル素子とプリアンプとの間に、このＲＦコイル素子からのＭＲ信号の位相をずらす位相シフト手段を介在させた請求項１記載のＭＲＩ装置。
前記ＲＦコイル素子と位相シフト手段との間に、ラーモア周波数にチューニングしかつＭＲ信号の伝送ラインのインピーダンスマッチング用のチューニング・マッチング回路を介挿した請求項２記載のＭＲＩ装置。
前記位相シフト手段とプリアンプとの間に、コイル及びコンデンサによる並列共振回路を当該プリアンプの入力インピーダンスと並列に介挿し、この並列共振回路の共振周波数をラーモア周波数又はその近傍域に設定した請求項２記載のＭＲＩ装置。
前記位相シフト手段とプリアンプとの間に、コイル及びコンデンサによる直列共振回路を当該プリアンプの入力インピーダンスと直列に介挿し、この直列共振回路の共振周波数をラーモア周波数又はその近傍域に設定した請求項２記載のＭＲＩ装置。
前記共振回路は、前記コイル及びコンデンサの少なくとも一方にリアクタンス可変の素子を用い、前記共振周波数を調整できる回路に形成した請求項４又は５記載のＭＲＩ装置。