JP3611048B2

JP3611048B2 - High frequency inductor core

Info

Publication number: JP3611048B2
Application number: JP26974294A
Authority: JP
Inventors: 久浩鎌田
Original assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Current assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Priority date: 1994-11-02
Filing date: 1994-11-02
Publication date: 2005-01-19
Anticipated expiration: 2020-01-19
Also published as: JPH08138947A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、電源装置、インバータ装置等に実装される平滑用チョークコイル、あるいはノイズフィルタ用インダクタとして用いられるノーマル・コモンモード用チョーク等に適用される高周波インダクタ用コアに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ等の平滑用チョークコイルとして使用されるものにあっては、出力電流の大小にかかわらず、出力電圧が十分制御され、定電圧化される直流重畳特性を有すること、即ち、出力電流Ｉ_ＤＣが小さいときは大きなインダクタンスを有し、それ以外はリニアな特性を有すること（これをここでは非線形特性という）。また、周波数特性がよいこと、即ち、高い周波数でもＬ（インダクタンス）として使用できることが必要である。
【０００３】
また、ノーマル・コモンモードコイルとして使用されるものにあっては、雑音端子電圧など１０〜３０ＭＨｚに発生するノイズレベルが大きいため、その帯域までＬ（インダクタンス）として働くこと。さらに、電源等の発振周波数等の低域周波数（５００ＫＨｚ程度）まで大きなＬとして使用できることが必要である。
【０００４】
従来の高周波コイル用コアとして、図１１に示したような、トロイダルコア１があり、これに巻線を施してチョークコイル等を構成する。この場合、アモルファス等のコア材料によっては、直流重畳特性が非線形にできるが、磁路にギャップを必要とする。そして、そのギャップから漏れ磁束が生じ、外部に対し、不要輻射等のノイズが発生する。また、ギャップを設けなくても直流重畳特性を線形にできるが、出力電流が小さいとき、出力電圧を十分制御することができない。巻線が外部に露出しているのでノイズが発生する。
【０００５】
図１２は、トロイダルコアやポットコア２を用いたインダクタをシールドケース３に封入するタイプのものである。これは外部にノイズが発生しにくい構造である。直流重畳特性を非線形にもできるが、出力電流が小さいとき、インダクタンスが不足する。また、ノーマル・コモンモードコイルとして使用する場合は、インダクタンスが不足しているので、低域においても十分ではない。また、抑えることのできなかった低域のノイズが高調波として高域にも悪い影響を与える。
【０００６】
図１３は、磁性体粉末入り樹脂によるモールド型である。コアをモールド４で被覆した構造であり、外部にノイズが出にくいが完全ではなく、隙間から漏れる。非線形にするためには磁性体粉末の密度を上げなければならず、またモールドの磁路断面積が一定でないので、非線形の特性がばらついたり、また特性が得られない。
【０００７】
図１４は、トロイダルコア５ａ，５ｂを積み重ねたものである。ここで、一方は透磁率が高く、他方は低いものを組み合わせる。ギャップは設けない。チョークとして使用する場合は、非線形になるが、ギャップがないため周波数特性が悪く、高周波で使えない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記問題点を解決しようとするもので、高周波インダクタとして使用され、電源などの平滑用チョークとしても、またノーマル・コモンモードコイルとしても使用できるように、所要の直流重畳特性を有し、かつ外部に対して不要輻射等のノイズが発生しにくい構造を有して、用途に応じて所要の特性が得られる高周波インダクタ用コアを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の高周波インダクタ用コアは、コイルを装着する第１の芯部を有しこの第１の芯部に貫通孔を形成してなる第１のコアと、第２の芯部を有する２つの分割された部分からなり、前記第２の芯部を前記貫通孔に挿着して前記第１のコアの全体を内包する第２のコアとから構成し、前記第１のコアに形成される磁束と第２のコアに形成される磁束とを同一方向としたことを特徴とする。
【００１０】
【作用】
上記構成によれば、重畳直流電流Ｉ_ＤＣが小さいときに大きなＬを有し、磁路にギャップを設けることにより、さらに直流重畳特性を延ばすことができる。その結果、電源の平滑用チョークコイルとして使用したとき、小さいＩ_ＤＣでも定電圧制御が容易になる。また、透磁率の使える周波数帯域の異なる２つのコアを組み合わせることにより、周波数特性を延ばすことができる。第２のコアが第１のコアをシールドしているために不要輻射等のノイズが発生しにくい構造となっており、ノーマル・コモンモード用ノイズフィルタ用チョークコイルとして優れた特性を持つことができる。
【００１１】
【実施例】
以下、図面を参照して実施例を詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施例を示したもので、11はコイルが装着される芯部を有する第１のコア、12は、２つの分割された部分からなり、第１のコア 11 の芯部に形成された貫通孔に挿着される芯部を有し、第１のコア11の全体を内包して第１のコア11に形成される磁束φ₁と同一方向の磁束φ₂が形成される第２のコアである。ここでは、図２に示したように、第１のコア11も第２のコア12もポットコアが用いられている。コイルは第１のコア11の巻線用窓枠13に装着される。
【００１２】
第１のコア１１および第２のコア１２として透磁率の同じものでもよいが、透磁率の異なるものを使用すれば、図８および図９に示したような良好な特性が得られる。例えば、第２のコア１２の透磁率が第１のコア１１のそれより大きく、飽和磁束密度も大きければ、図８におけるＩ_ＤＣが小さいときに大きなＬを持つことができ、電源の平滑用チョークコイルとして使用したとき、さらに小さいＩ_ＤＣでも定電圧制御が容易になる（図１０参照）。
【００１３】
また、図３に示す第２の実施例のように、第１のコア１４の磁路にギャップ１５を設けることにより、直流重畳特性を延ばすことができる。同時に、Ｉ_ＤＣが小さいときでも、第２のコア１２があるため、大きなＬを引き出せる。また、Ｉ_ＤＣが大きいときは、第２のコア１２は飽和して発熱するが、第２のコア１２が外部にあるため放熱し易く、その点でも都合がよい。
【００１４】
周波数特性も、図９に示したように、２つのコアの透磁率の使える周波数帯域が異なることを利用し、第２のコア１２で低い周波数帯域、第１のコア１１または１４で高い周波数帯域をカバーすることができる。第１のコアで高い周波数を持たせるようにするには、磁路にギャップを設けることにより、良好な特性が得られる。このような構成にすることにより、ノーマル・コモンモード用ノイズフィルタ用チョークコイルとして使用することができる。
【００１５】
第１のコア１４のようにギャップ１５を設けても、第２のコア１２が第１のコアの全体を内包しているので、不要輻射等のノイズが発生しにくい構造となっている。つまり、第２のコア１２が第１のコアをシールドしている。そのシールド効果の第２のコア１２の吸収損失は、（図１で説明すると）第１のコア１１から発生した電磁波が第１のコア１１と第２のコア１２の隙間１７、第２のコア１２を通過する際に、そのエネルギーがオーミックロスとして厚さに対し指数関数的に失われることになる。
【００１６】
【数１】

【００１７】
ここで、Ｅ_１，Ｈ_１：入射波の電界，磁界、Ｅ_０，Ｈ_０：透過波の電界，磁界、ｔ：厚さ、ｄ：電磁波の浸透深さ（ＳｋｉｎＤｅｐｔｈ；入射初期の電磁
波強度１／ｅまたは３７％になる深さ）
また、ＳｋｉｎＤｅｐｔｈｄは
【００１８】
【数２】

【００１９】
ここで、ω：角周波数、 μ：透磁率、 α：導電率
と表わされる。ｄを指標にシールド効果は増すので、（１）式より第２のコア厚、第１と第２のコアの隙間の距離は各々のＳｋｉｎＤｅｐｔｈより大きいとシールド効果は増すことになる。
【００２０】
そのため、図４に示す本発明の第３の実施例のように、第２のコア１８の内部に第１のコア設置用の台座１９を設け、第１，第２のコア間に隙間距離２０を設けるようにする。これにより、さらにシールド効果を増す構造となる。第１のコアの設置方法は、樹脂、紙等でコア間の隙間を確保するようにしてもよい。
【００２１】
第１，第２のコアの材料が同じものであれば、コアの有効断面積は各々の断面積を加えたものとなる。その増加分、インダクタンスＬが大きくなる。第１のコアのギャップがない場合、［（第１コア＋第２コアの有効断面積）／（第１コアの有効断面積）］^２倍Ｌが大きくなる。この場合、第１のコアと第２のコアの周波数特性が同じであるから、その範囲でしか使用できない。第１のコアにギャップを設けると、第１のコアの透磁率は小さくなるので、第２のコアの周波数特性は上と同じだが、第１のコアの周波数特性はよくなる。
【００２２】
第１のコアより第２のコアの透磁率が大きいと（異なる材料）、第１のコアにギャップがない場合、［｛（第２のコアの透磁率／第１のコアの透磁率）×第２のコアの断面積＋第１のコアの断面積｝／第１のコアの有効断面積］^２倍Ｌが大きくなり、同じ材料より大きなＬを引き出せる。ところが、周波数特性が悪く、周波数を上げるとすぐに飽和し、Ｌとして使えなくなる。従って、場合に応じて、第１，第２のコアの透磁率をギャップや異なる材料で調整するのがよい。
【００２３】
第２のコアに内包される第１のコアは、巻線をコアで覆っている密閉型でなくてもよい。図５は、この種の、本発明の第４の実施例を示したもので、第１のコア２１はＥＥ型で、装着されるコイル（図示せず）の一部が露出される非密閉型であり、コアの芯部に貫通孔２２が設けられている。第２のコア２３は、そのセンタコア２４が貫通孔２２に挿通され、第１のコア２１全体を内包するように外部に被せられる。第２のコア２３に形成される磁束は第１のコア２１のそれと同一方向になる。
【００２４】
第１のコアは、図５のように閉磁路タイプ（Ｅ型、ＰＱ型）であっても、そうでなくてもよい。図６は、第１のコア２５が閉磁路でない場合の、本発明の第５の実施例を示したもので、閉磁路でないものは、Ｉ型、ドラム型等があり、またギャップは必要ない。図６の実施例のものは、図１や図５のものに比べて性能的には劣るが、それでも十分な特性が得られ、かつ低コストで実施することができる。
【００２５】
図７は、本発明のさらに他の、第６の実施例を示したもので、コイルが装着される密閉型の第１のコア２７と、この第１のコア２７の芯部に設けられた貫通孔に挿着された第２のコア２８とから構成されており、第１のコア２７に形成される磁束と同一方向の磁束が第２のコア２８に形成される。第１のコア２７が密閉型であるからシールド効果がある。また、他の特性も本発明の目的に沿った特性が得られる。しかし、前記第１〜第５の実施例のものに比べてシールド効果は落ちる。
【００２６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、
（１）重畳直流電流Ｉ_ＤＣが小さいときに大きなＬを有し、さらに磁路にギャップを設けることにより、直流重畳特性を延ばすことができる。
【００２７】
（２）透磁率の使える周波数帯域が異なる２つのコアを組み合わせることにより、周波数特性を延ばすことができる。
【００２８】
（３）第２のコアが第１のコアをシールドしているため、不要輻射等のノイズの発生が非常に小さい。
【００２９】
従って、本発明の高周波インダクタ用コアを電源の平滑用チョークコイルとして使用したときは、小さいＩ_ＤＣでも定電圧制御が容易になり、また、ノーマル・コモンモード用ノイズフィルタ用チョークコイルとして優れた特性を持たせることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示す断面図である。
【図２】本発明の第１の実施例の組立前の断面図である。
【図３】本発明の第２の実施例の構成を示す断面図である。
【図４】本発明の第３の実施例の構成を示す図である。
【図５】本発明の第４の実施例の構成を示す斜視図である。
【図６】本発明の第５の実施例の構成を示す斜視図である。
【図７】本発明の第６の実施例の構成を示す図である。
【図８】本発明品と従来品の重畳直流電流に対するインダクタンスＬ特性の比較図である。
【図９】本発明品と従来品の周波数に対するインダクタンスＬ特性の比較図である。
【図１０】電源装置における、第２コアの有無による重畳直流電流に対する出力電圧特性を示す図である。
【図１１】高周波インダクタ用コアとして従来使用されているトロイダルコアを示す斜視図である。
【図１２】従来例のシールドケース封入型コアを示す斜視図である。
【図１３】従来例のモールド型コアを示す斜視図である。
【図１４】従来例の積み重ね型トロイダルコアの斜視図である。
【符号の説明】
１１，１４，２１，２５，２７ … 第１のコア、１２，１８，２３，２８ … 第２のコア、１５ … ギャップ、１９ … 台座、２０ … 隙間、２２ … 貫通孔、２４ … センタコア。[0001]
[Industrial application fields]
The present invention relates to a high frequency inductor core applied to a smoothing choke coil mounted on a power supply device, an inverter device or the like, or a normal / common mode choke used as a noise filter inductor.
[0002]
[Prior art]
What is used as a smoothing choke coil for an inverter or the like has a DC superposition characteristic in which the output voltage is sufficiently controlled and constant regardless of the magnitude of the output current, that is, the output current _IDC When the is small, it has a large inductance, otherwise it has a linear characteristic (this is called a non-linear characteristic here). Further, it is necessary that the frequency characteristic is good, that is, it can be used as L (inductance) even at a high frequency.
[0003]
In addition, since the noise level generated at 10 to 30 MHz, such as the noise terminal voltage, is large when used as a normal / common mode coil, it must work as L (inductance) up to that band. Furthermore, it is necessary to be able to be used as a large L up to a low frequency (about 500 KHz) such as an oscillation frequency of a power source.
[0004]
As a conventional high-frequency coil core, there is a toroidal core 1 as shown in FIG. 11, which is wound to constitute a choke coil or the like. In this case, depending on the core material such as amorphous, the DC superposition characteristic can be made nonlinear, but a gap is required in the magnetic path. And a leakage magnetic flux arises from the gap, and noises, such as unnecessary radiation, generate | occur | produces with respect to the exterior. Further, the DC superposition characteristic can be made linear without providing a gap, but the output voltage cannot be sufficiently controlled when the output current is small. Noise is generated because the winding is exposed to the outside.
[0005]
FIG. 12 shows a type in which an inductor using a toroidal core or a pot core 2 is enclosed in a shield case 3. This is a structure in which noise is hardly generated outside. Although the DC superimposition characteristic can be made non-linear, the inductance is insufficient when the output current is small. Further, when used as a normal / common mode coil, the inductance is insufficient, so that it is not sufficient even in a low frequency range. In addition, low-frequency noise that could not be suppressed has a bad influence on the high frequency as a harmonic.
[0006]
FIG. 13 shows a mold using a resin containing magnetic powder. The structure is such that the core is covered with the mold 4, and noise is hardly generated outside, but it is not perfect and leaks from the gap. In order to make it non-linear, it is necessary to increase the density of the magnetic powder, and since the cross-sectional area of the magnetic path of the mold is not constant, the non-linear characteristic varies or the characteristic cannot be obtained.
[0007]
FIG. 14 shows the

toroidal cores

5a and 5b stacked. Here, one has a high magnetic permeability and the other has a low permeability. There is no gap. When used as a choke, it becomes non-linear, but there is no gap, so the frequency characteristics are poor and it cannot be used at high frequencies.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention is intended to solve the above-mentioned problems, and is used as a high-frequency inductor and has a required DC superposition characteristic so that it can be used as a smoothing choke for a power supply or a normal common mode coil. In addition, an object of the present invention is to provide a high-frequency inductor core having a structure in which noise such as unnecessary radiation is hardly generated to the outside and capable of obtaining required characteristics according to applications.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, the high-frequency inductor cores of the present invention includes a first core obtained by forming the first has a core portion the first through hole in the core portion for mounting the coil, the consists of two divided portions having a second core, and inserting the second core portion in the through hole is composed of a second core which encloses the entirety of the first core, the The magnetic flux formed in the first core and the magnetic flux formed in the second core are in the same direction .
[0010]
[Action]
According to the above configuration, the DC superimposition characteristic can be further extended by providing a large L when the superimposed DC current _IDC is small and providing a gap in the magnetic path. As a result, when used as smoothing choke coil of the power supply, it facilitates the constant voltage control even smaller I _DC. Further, the frequency characteristics can be extended by combining two cores having different frequency bands in which the magnetic permeability can be used. Since the second core shields the first core, noise such as unnecessary radiation is less likely to be generated, and it can have excellent characteristics as a choke coil for normal / common mode noise filters. .
[0011]
【Example】
Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention, in which 11 is a first core having a core part to which a coil is attached, and 12 is composed of two divided parts, and the first core 11 having a core portion inserted into a through-hole formed in the core portion 11 and including the entire first core 11 and having the same direction as the magnetic flux φ ₁ formed in the first core 11. ₂ is a second core formed. Here, as shown in FIG. 2, both the first core 11 and the second core 12 are pot cores. The coil is attached to the winding window frame 13 of the first core 11.
[0012]
Although the same magnetic permeability may be used as the first core 11 and the second core 12, good characteristics as shown in FIGS. 8 and 9 can be obtained if different magnetic permeability is used. For example, if the magnetic permeability of the second core 12 is larger than that of the first core 11 and the saturation magnetic flux density is also large, it can have a large L when _IDC is small in FIG. when used as a coil, even constant voltage control is facilitated smaller I _DC (see FIG. 10).
[0013]
Further, by providing the gap 15 in the magnetic path of the first core 14 as in the second embodiment shown in FIG. 3, the direct current superposition characteristic can be extended. At the same time, even when _IDC is small, since the second core 12 is present, a large L can be extracted. Further, when the I _DC is large, the second core 12 generates heat saturated, facilitate heat dissipation since the second core 12 is outside, it is convenient also in this respect.
[0014]
As shown in FIG. 9, the frequency characteristics also use the fact that the frequency bands in which the permeability of the two cores can be used are different, and the second core 12 has a low frequency band and the first core 11 or 14 has a high frequency band. Can be covered. In order to have a high frequency in the first core, good characteristics can be obtained by providing a gap in the magnetic path. With this configuration, it can be used as a choke coil for a normal / common mode noise filter.
[0015]
Even if the gap 15 is provided as in the first core 14, the second core 12 includes the entire first core, so that noise such as unnecessary radiation hardly occurs. That is, the second core 12 shields the first core. The absorption loss of the second core 12 due to the shielding effect is that the electromagnetic waves generated from the first core 11 (explained with reference to FIG. 1) are caused by the gap 17 between the first core 11 and the second core 12, the second core. When passing through 12, the energy will be lost exponentially with thickness as ohmic cross.
[0016]
[Expression 1]

[0017]
Where E ₁ , H ₁ : electric field and magnetic field of incident wave, E ₀ , H ₀ : electric field and magnetic field of transmitted wave, t: thickness, d: penetration depth of electromagnetic wave (Skin Depth; 1 / e or 37% depth)
In addition, Skin Depth d is:
[Expression 2]

[0019]
Here, ω: angular frequency, μ: magnetic permeability, α: conductivity. Since the shielding effect is increased by using d as an index, the shielding effect is increased when the second core thickness and the distance between the first and second cores are larger than the respective skin depths from the equation (1).
[0020]
Therefore, as in the third embodiment of the present invention shown in FIG. 4, a pedestal 19 for installing the first core is provided inside the second core 18, and a gap distance 20 between the first and second cores is provided. To be provided. Thereby, it becomes a structure which further increases a shielding effect. The first core may be installed by securing a gap between the cores using resin, paper, or the like.
[0021]
If the materials of the first and second cores are the same, the effective cross-sectional area of the core is the sum of the respective cross-sectional areas. The inductance L increases with the increase. When there is no gap between the first cores, [(first core + effective cross-sectional area of second core) / (effective cross-sectional area of first core)] ² times L increases. In this case, since the frequency characteristics of the first core and the second core are the same, they can be used only within that range. When a gap is provided in the first core, the magnetic permeability of the first core is reduced, so that the frequency characteristic of the second core is the same as above, but the frequency characteristic of the first core is improved.
[0022]
If the permeability of the second core is greater than that of the first core (different materials), if there is no gap in the first core, [{(permeability of the second core / permeability of the first core) × effective area] ^twice L of the second cross-sectional area of the core + the first core area} / first core is increased, draw a larger L of the same material. However, the frequency characteristics are poor, and when the frequency is increased, it is saturated immediately and cannot be used as L. Therefore, it is better to adjust the magnetic permeability of the first and second cores with a gap or a different material depending on the case.
[0023]
The first core included in the second core may not be a sealed type in which the winding is covered with the core. FIG. 5 shows a fourth embodiment of the present invention of this type. The first core 21 is an EE type, and a part of a coil (not shown) to be mounted is unsealed. It is a type | mold and the through-hole 22 is provided in the core part of the core. The second core 23 is put on the outside so that the center core 24 is inserted into the through hole 22 and the entire first core 21 is included. The magnetic flux formed in the second core 23 is in the same direction as that of the first core 21.
[0024]
The first core may or may not be a closed magnetic circuit type (E type, PQ type) as shown in FIG. FIG. 6 shows a fifth embodiment of the present invention in the case where the first core 25 is not a closed magnetic circuit. The non-closed magnetic circuit includes an I type and a drum type, and a gap is not necessary. . The embodiment shown in FIG. 6 is inferior in performance as compared with those shown in FIGS. 1 and 5, but still has sufficient characteristics and can be implemented at low cost.
[0025]
FIG. 7 shows still another sixth embodiment of the present invention. The sealed first core 27 to which the coil is attached and the core of the first core 27 are provided. The second core 28 is inserted into the through-hole, and a magnetic flux in the same direction as the magnetic flux formed in the first core 27 is formed in the second core 28. Since the first core 27 is a sealed type, there is a shielding effect. Further, other characteristics can be obtained in accordance with the object of the present invention. However, the shielding effect is lower than that of the first to fifth embodiments.
[0026]
【The invention's effect】
As explained above, according to the present invention,
(1) When the superimposed direct current I _DC is small, the direct current superimposition characteristic can be extended by providing a large L and further providing a gap in the magnetic path.
[0027]
(2) The frequency characteristics can be extended by combining two cores having different frequency bands in which the permeability can be used.
[0028]
(3) Since the second core shields the first core, generation of noise such as unnecessary radiation is very small.
[0029]
Therefore, when using high frequency inductor core of the present invention as a smoothing choke coil power supply, facilitates the constant voltage control even smaller I _DC, was also excellent as a choke coil for normal Common mode noise filter characteristic There is an effect that can be given.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view showing a configuration of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view of the first embodiment of the present invention before assembly.
FIG. 3 is a cross-sectional view showing a configuration of a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a third exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a perspective view showing a configuration of a fourth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a perspective view showing a configuration of a fifth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a sixth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a comparison diagram of inductance L characteristics with respect to superimposed DC current between the product of the present invention and the conventional product.
FIG. 9 is a comparison diagram of inductance L characteristics with respect to frequency between the product of the present invention and the conventional product.
FIG. 10 is a diagram illustrating an output voltage characteristic with respect to a superimposed DC current depending on the presence / absence of a second core in a power supply device.
FIG. 11 is a perspective view showing a toroidal core conventionally used as a high-frequency inductor core.
FIG. 12 is a perspective view showing a shield case-enclosed core of a conventional example.
FIG. 13 is a perspective view showing a conventional mold core.
FIG. 14 is a perspective view of a conventional stacked toroidal core.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF

SYMBOLS

11, 14, 21, 25, 27 ... 1st core, 12, 18, 23, 28 ... 2nd core, 15 ... Gap, 19 ... Base, 20 ... Clearance, 22 ... Through-hole, 24 ... Center core.

Claims

It consists of two divided portions having a first core obtained by forming the first has a core portion the first through hole in the core portion for mounting the coil, the second core portion, the second 2 of the core portion was inserted into the through-hole is composed of a second core which encloses the entirety of the first core is formed in the magnetic flux and the second core formed in the first core A core for a high-frequency inductor, characterized by having the same direction of magnetic flux .

The high frequency inductor core according to claim 1, wherein a gap is provided in the magnetic path of the first core.

3. The high frequency inductor core according to claim 1, wherein a pedestal for installing the first core is provided on the second core.

The high frequency inductor core according to claim 1, wherein the magnetic permeability of the first core and the second core are different.

The first core, high frequency inductor core according to claim 1, wherein it is mounted a coil is sealed not exposed.

The high-frequency inductor core according to claim 1, wherein the first core is an unsealed type in which a part of the mounted coil is exposed.

Having a first first core of the sealed ing to form a through-hole in the core portion the first has a core portion for mounting the coil, the second core portion, the second core And a magnetic flux formed in the first core and a magnetic flux formed in the second core, and a magnetic flux formed in the second core. A core for a high-frequency inductor characterized by having the same direction .