JP3596973B2

JP3596973B2 - Direct conversion AM receiver

Info

Publication number: JP3596973B2
Application number: JP4844196A
Authority: JP
Inventors: 一夫川井
Original assignee: 株式会社ゼネラルリサーチオブエレクトロニックス
Priority date: 1996-02-13
Filing date: 1996-02-13
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2016-02-13
Also published as: JPH09219726A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＭ（振幅変調）信号用受信機における直接変換受信のための回路構成技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＭ信号受信機では、通常、受信高周波信号をスーパーヘテロダイン方式によりＩＦ（中間周波）信号に変換し、これを非直線検波器や同期検波器により包絡線を検出する。このスーパーヘテロダイン方式では、ＩＦ増幅器を必要とする上、イメージ妨害が生じるため、高周波増幅器の選択度がある程度必要となるから、構成が複雑になる上、受信可能帯域を広帯域にするほど各増幅器間の同調トラッキングが困難になってくる、という問題が生じる。
【０００３】
これに対し、近年、直接変換受信法によるＦＳＫ（周波数シフトキーイング）信号受信機が実用（文献：ＧＥＣＰｌｅｓｓｅｙＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ，ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＮｏｔｅＡＮ１１８，ＵｓｉｎｇｔｈｅＳＬ６６４９−１ｉｎＬｏｗＰｒｏｆｉｌｅＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓａｔＦｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓＢｅｌｏｗ２００Ｍｈｚ，Ｊｕｎｅ１９９２．）されているが、ＡＭ信号に対しては、以下のような問題が解決されていないので、まだ実現されていない。それは、直接変換では、受信信号を直接周波数変換してベースバンド（ここでは変調信号としてのベースバンドではなく、単に中心周波数を０までビートダウンした信号の意味）周波数に落とすとともに、同相、直交の２軸成分の信号を作成して、これらを夫々増幅する。この両者の信号間の位相差は、入力信号の中心周波数に対する高低により＋π／２または−π／２の何れかであるが、ＦＳＫ信号の場合には信号の持つ情報自体が２値であるから、その復調にはベースバンド信号位相が持っている上の２値が直接利用できるので、リミッター回路を用いることができ、また、その出力の矩形波を直接論理判定して復調することができるという、回路構成上の利点がある。
【０００４】
これに対し、ＡＭ信号を直接変換法で受信しようとすると、次のような問題点がある。すなわち、ベースバンド信号の増幅系では復調器入力レベルを一定値に抑えねばならない関係上、ＡＧＣ（自動利得制御）が必要となるが、そのためには信号振幅を検出（同相成分をＸ、直交成分をＹとすれば、√Ｘ^２＋Ｙ^２の演算）せねばならない上、直流成分も増幅せねばならないから直流増幅器を使用する必要がある。しかし、直流増幅器には直流オフセットが付きまとうから、この直流オフセット成分によって信号振幅が正しく検出できないという不都合な条件が存在する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、上述のような問題点、すなわち、ＡＧＣをかけるための信号振幅の検出に２乗や開平などの特殊演算を用いないで課題を解決するとともに、直流オフセットを自動的に補正し、しかもこれらのための回路構成を活用して、ＳＳＢ（単側帯波）受信機への拡張も容易であるという手段を提供することによって、構成の容易なＡＭ信号用直接変換受信機の実現を図ろうとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題の解決を図るため、本発明では、同相、直交２軸成分を作成するための乗算、およびその増幅にそれぞれ専用の回路を用いるのではなく、一系統のみの乗算器および増幅器を時分割で共用することによって、各系統間に位相誤差が生じないようにでき、また、この増幅器はＡＧＣをかけるために利得可変増幅器とし、直接変換用の局部発振器をＶＣＯ（電圧制御発振器）構成として、直交成分でこのＶＣＯを制御するＰＬＬ（位相同期ループ）系を構成すれば、ＶＣＯはこの直交成分が零になるように動作するから、同相成分の方はそのままで信号振幅をあらわすことになる。したがって、この同相成分そのままで直接利得可変増幅器の利得を制御できる。このようにして得られた同相成分、直交成分をそれぞれ適切な位相シフト回路網（ＰＳＮ）に加え、その出力を加算または減算すれば、ＳＳＢ受信機が構成できる。
このような方法によって、ＡＭ信号の復調においても、直接変換受信が可能となり、さらにＳＳＢ受信機へも拡張可能というイメージ妨害の無いＡＭ受信機を簡単な構成で実現することができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の原理および実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の一実施形態を示す回路構成図である。図１において、１はＡＭ信号の入力端子、２は入力信号の中心周波数とほぼ等しい周波数の搬送波を発生する電圧制御発振器（簡単のため、以下ＶＣＯという）、３はπ／２位相の移相器、４は切換器、５は乗算器、６はローパスフィルタ、７は利得可変増幅器、８はＡＧＣ増幅器、９はループフィルタ、１０は制御パルス発生器、１１は分配器、１２，１３はローパスフィルタ、１４，１５はループフィルタ、１６，１７は位相シフト回路網、１８は加算器、１９は減算器、２０，２１，２２は信号出力端子である。
【０００８】
入力端子１に加えられたＡＭ信号は、乗算器５において切換器４の出力信号と乗算される。切換器４は、制御パルス発生器１０の出力パルスにより、ベースバンド信号より充分早い周波数で、ＶＣＯ２の出力ａと移相器３の出力ｂおよびグランド電位ｃの３者が交互に切換られて取り出され、乗算器５に加えられる。グランド電位が取り出された場合の動作については後述する。
【０００９】
乗算器５の出力には、入力信号周波数と、切換器４がその入力ａ、ｂを選択した時の出力信号周波数の和と差の両成分を含んだ信号が生じるから、ローパスフィルタ６によって差の成分のみが取り出され、ベースバンド信号となる。
【００１０】
電圧制御発振器２の出力をｃｏｓ（ω_０ｔ）、移相器３の出力をｃｏｓ（ω_０ｔ＋π／２）、入力ＡＭ信号をＡｃｏｓ（ω_０ｔ＋△ωｔ＋θ）とし、また、切換器４のＶＣＯ側導通関数をＲ（ｔ）、移相器側導通関数をバーＲ（ｔ）とした時、乗算器５で乗算（その出力をＭ_５（ｔ））し、ローパスフィルタ６で差の成分Ｐ_Ｈ（ｔ）のみを取り出せば、
【００１１】
【数１】

【００１２】
であるから、
【００１３】
【数２】

【００１４】
となり、入力信号周波数がＶＣＯ周波数ω_０よりも負の場合はＡｃｏｓ（ω_０ｔ−△ωｔ＋θ）であらわされるので、ローパスフィルタ６の出力Ｐ_Ｌ（ｔ）は、
【００１５】
【数３】

【００１６】
のようになる。
【００１７】
この信号は利得可変増幅器７で増幅されて、分配器１１に加えられる。分配器１１は切換器４と連動して動作しており、その接続は両者のａ…ａ、ｂ…ｂ、ｃ…ｃが対応している。したがってａが接続された時、ローパスフィルタ１２には式（２）および式（３）の第１項の信号が加えられ、ローパスフィルタ１３には第２項の信号が加えられる。ローパスフィルタはこのＲ（ｔ）およびバーＲ（ｔ）の速度には応答できない（平滑する）ので、ここで第１項、第２項すなわち同相成分、直交成分は完全に分離抽出される。第２項は、それぞれ、ｓｉｎ（△ωｔ＋θ）および−ｓｉｎ（△ωｔ−θ）であるから、この直交成分は、ＰＬＬのための制御信号としてそのまま利用できる。また、ＰＬＬ動作が収斂すれば、ローパスフィルタ１２の出力は完全に同相成分、すなわち信号振幅をあらわす電圧になっているから、この電圧で利得可変増幅器の利得を制御することができる。
このようにして、ローパスフィルタ１２の出力には同相成分が、ローパスフィルタ１３の出力には直交成分が得られる。同相成分はすなわち包絡線であるから、これはＤＳＢ（両側帯波）検波出力として利用できる。
【００１８】
また、ＳＳＢ検波に対しては、古くから種々の研究があり、その一つであるＰｈａｓｉｎｇＭｅｔｈｏｄ（例えば文献：新版無線工学ハンドブック、８−１０２頁、昭２９、オーム社．文献：Ｓｉｇｎｅｔｉｃｓ、リニヤデータマニュアルＶｏｌ１コミュニケーション、ＡＮ１９８１、４−８１頁．）はそのまま適用できる。この方法は式（２）、式（３）を比較すれば分かるように、同相成分に対し直交成分の位相は、ω_０からの周波数の高低に対して−π／２から＋π／２になるという関係がある。ゆえにＰＳＮ（位相シフト回路網）を用いて直交成分のみの位相（実際には、図１に示すように、同相成分側にもＰＳＮを入れて、両ＰＳＮ出力での相対位相）を例えば−π／２シフトすれば、両ＰＳＮ出力信号は、ＵＳＢ（上部側帯波）成分は逆相、ＬＳＢ（下部側帯波）成分は同相となる。したがってこの両者を加算すればＬＳＢが取り出され、減算すればＵＳＢが取り出されることになり、これらは出力端子２０，２１に与えられる。
【００１９】
完全なＳＳＢ信号は搬送波を伴わないが、ＤＳＢ信号は通常搬送波を伴っており、これは同相成分側の直流成分、すなわちローパスフィルタ１２の出力において、信号振幅として認識されるから、この電圧をループフィルタ９、およびＡＧＣ増幅器８を通じて、利得可変増幅器７の利得の制御に利用できる。しかし、このままでは、乗算器、利得可変増幅器には直流オフセットがあり、このオフセット分は信号振幅に重畳して同時に増幅されるから、オフセットが大きいと信号振幅を誤認識することになる。したがって、オフセット成分のみを検出する必要がある。このため、切換器４の入力ｃをグランド電位に接続する時間帯を設ければ、この時、分配器１１のｃ出力に断続波形としてあらわれる。したがって、この波形をループフィルタ１５で平滑し、利得可変増幅器のオフセットを負帰還制御すれば、制御系として総合のオフセットを最小に維持するよう制御される。このオフセット成分の負帰還は、切換、変換、増幅、分配系等の何れの部分へでもよいことはもちろんである。
【００２０】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、ＡＭ信号の同相、直交の両成分に対して、共通の乗算器および増幅器を時分割的に用いることによって、一つの変換器、増幅器で処理することができ、その結果、同相、直交の両成分の作成、増幅に位相誤差を与えないで変換、増幅でき、両成分の分離後、同相成分で増幅器の増幅利得制御が、直交成分で直接変換用搬送波の位相制御が行なわれる。また、系の直流オフセットは自動的に補正されるので、同相、直交両成分は正しく検出される。同相成分はＤＳＢ成分そのものであるが、同相直交の両成分を位相シフト回路網を通じて加算または減算すればＳＳＢが受信可能となる。このようにして本発明により、ＡＭ信号の直接変換受信機を簡単に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１信号入力端子
２電圧制御発振器
３移相器
４切換器
５乗算器
６ローパスフィルタ
７利得可変増幅器
８ＡＧＣ増幅器
９ループフィルタ
１０制御パルス発生器
１１分配器
１２ローパスフィルタ
１３ローパスフィルタ
１４ループフィルタ
１５ループフィルタ
１６位相シフト回路網
１７位相シフト回路網
１８加算器
１９乗算器
２０信号出力端子
２１信号出力端子
２２信号出力端子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a circuit configuration technique for direct conversion reception in an AM (amplitude modulation) signal receiver.
[0002]
[Prior art]
In an AM signal receiver, usually, a received high-frequency signal is converted into an IF (intermediate frequency) signal by a superheterodyne method, and the envelope is detected by a nonlinear detector or a synchronous detector. In this superheterodyne method, an IF amplifier is required, and image interference occurs. Therefore, the selectivity of a high-frequency amplifier is required to some extent. Therefore, the configuration becomes complicated. Tune tracking becomes difficult.
[0003]
On the other hand, in recent years, an FSK (frequency shift keying) signal receiver using the direct conversion reception method has been practically used (document: GEC Presse Semiconductors, Application Note AN118, Using the SL 6649-1 in Low Profile Applications, June, 200, 200, 200, 200, 200). However, the following problems have not been solved for the AM signal, and thus have not been realized yet. That is, in the direct conversion, the received signal is directly frequency-converted to a baseband (in this case, not a baseband as a modulation signal, but simply a signal in which the center frequency is beat down to 0) frequency, and in-phase and quadrature A two-axis component signal is created, and these are amplified respectively. The phase difference between the two signals is either + π / 2 or -π / 2 depending on the height of the input signal with respect to the center frequency. In the case of the FSK signal, the information itself of the signal is binary. It is possible to directly use the upper two values of the baseband signal phase for demodulation, so that a limiter circuit can be used, and the output rectangular wave can be directly logically judged and demodulated. There are advantages in circuit configuration.
[0004]
On the other hand, when an AM signal is to be received by the direct conversion method, there are the following problems. That is, in a baseband signal amplification system, AGC (automatic gain control) is required because the demodulator input level must be kept at a constant value. For this purpose, the signal amplitude is detected (the in-phase component is X, the quadrature component is X). If Y is Y, then (calculation of (X ² + Y ² )) must be performed, and a DC component must be amplified, so that a DC amplifier must be used. However, since the DC amplifier has a DC offset, there is an inconvenient condition that the signal amplitude cannot be correctly detected by the DC offset component.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, that is, to solve a problem without using a special operation such as square or square root for detecting a signal amplitude for applying AGC, and to automatically correct a DC offset. In addition, by providing a means that can be easily extended to an SSB (single sideband) receiver by utilizing a circuit configuration for these, a direct conversion receiver for an AM signal having a simple configuration can be realized. It is to try to.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, in the present invention, instead of using dedicated circuits for multiplication for creating in-phase and quadrature two-axis components and amplification thereof, only one system of multiplier and amplifier is used. By sharing in division, it is possible to prevent a phase error from occurring between the respective systems. In addition, this amplifier is a variable gain amplifier for applying AGC, and a local oscillator for direct conversion is configured as a VCO (voltage controlled oscillator). If a PLL (Phase Locked Loop) system for controlling the VCO with the quadrature component is configured, the VCO operates so that the quadrature component becomes zero, so that the in-phase component represents the signal amplitude as it is. . Therefore, the gain of the variable gain amplifier can be directly controlled without changing the in-phase component. The SSB receiver can be constructed by adding the in-phase component and the quadrature component obtained in this way to an appropriate phase shift network (PSN) and adding or subtracting the output.
According to such a method, it is possible to directly convert and receive an AM signal even when demodulating the AM signal, and to realize an AM receiver free from image interference, which can be extended to an SSB receiver, with a simple configuration.
[0007]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the principle and embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is an input terminal of an AM signal, 2 is a voltage-controlled oscillator (hereinafter referred to as VCO for simplicity) for generating a carrier having a frequency substantially equal to the center frequency of the input signal, and 3 is a π / 2 phase shift. , 4 is a switch, 5 is a multiplier, 6 is a low-pass filter, 7 is a variable gain amplifier, 8 is an AGC amplifier, 9 is a loop filter, 10 is a control pulse generator, 11 is a distributor, and 12 and 13 are low-pass. Filters, 14 and 15 are loop filters, 16 and 17 are phase shift networks, 18 is an adder, 19 is a subtractor, and 20, 21 and 22 are signal output terminals.
[0008]
The AM signal applied to the input terminal 1 is multiplied by the multiplier 5 with the output signal of the switch 4. The switch 4 alternately switches the output a of the VCO 2, the output b of the phase shifter 3, and the ground potential c at a frequency sufficiently faster than the baseband signal by the output pulse of the control pulse generator 10, and takes out the signal. Is added to the multiplier 5. The operation when the ground potential is extracted will be described later.
[0009]
The output of the multiplier 5 produces a signal containing both the input signal frequency and the sum and difference components of the output signal frequencies when the switch 4 selects the inputs a and b. Is extracted, and becomes a baseband signal.
[0010]
The output of the voltage controlled oscillator 2 is cos (ω ₀ t), the output of the phase shifter 3 is cos (ω ₀ t + π / 2), the input AM signal is Acos (ω ₀ t + △ ωt + θ), and the output of the switch 4 is When the conduction function on the VCO side is R (t) and the conduction function on the phase shifter side is R (t), the multiplier 5 multiplies (the output is M ₅ (t)), and the low-pass filter 6 generates a difference component. be taken out of the P _H (t) only,
[0011]
(Equation 1)

[0012]
Because
[0013]
(Equation 2)

[0014]
When the input signal frequency is more negative than the VCO frequency ω ₀ , it is expressed as Acos (ω ₀ t− △ ωt + θ). Therefore, the output P _L (t) of the low-pass filter 6 becomes
[0015]
(Equation 3)

[0016]
become that way.
[0017]
This signal is amplified by the variable gain amplifier 7 and applied to the distributor 11. The distributor 11 operates in conjunction with the switch 4, and its connection corresponds to a ... a, b ... b, c ... c of both. Therefore, when a is connected, the signal of the first term of the equations (2) and (3) is applied to the low-pass filter 12, and the signal of the second term is applied to the low-pass filter 13. Since the low-pass filter cannot respond (smooth) to the speeds of R (t) and R (t), the first and second terms, ie, the in-phase component and the quadrature component, are completely separated and extracted. Since the second term is sin (△ ωt + θ) and −sin (△ ωt-θ), respectively, this orthogonal component can be used as it is as a control signal for PLL. Further, when the PLL operation converges, the output of the low-pass filter 12 has a voltage completely representing the in-phase component, that is, the signal amplitude. Therefore, the gain of the variable gain amplifier can be controlled with this voltage.
In this way, an in-phase component is obtained at the output of the low-pass filter 12, and a quadrature component is obtained at the output of the low-pass filter 13. Since the in-phase component is an envelope, it can be used as a DSB (double-sideband) detection output.
[0018]
In addition, there have been various studies on SSB detection since ancient times, and one of them is the Phasing Method (for example, Literature: New Edition of Radio Engineering Handbook, pp. 8-102, 1929, Ohmsha. Literature: Signatures, Linear Data Manual Vol 1 Communication, AN1981, pp. 4-81) can be applied as it is. As can be seen by comparing Equations (2) and (3) in this method, the phase of the quadrature component with respect to the in-phase component changes from -π / 2 to + π / 2 with respect to the level of the frequency from ω _0. There is a relationship. Therefore, by using a PSN (phase shift network), the phase of only the quadrature component (actually, as shown in FIG. 1, the PSN is also inserted on the in-phase component side and the relative phase at both PSN outputs) is set to, for example, -π. If the shift is carried out by / 2, the USB (upper band) component of the both PSN output signals has the opposite phase, and the LSB (lower band) component has the same phase. Therefore, if these two are added, the LSB is taken out, and if the two are subtracted, the USB is taken out, and these are given to the output terminals 20 and 21.
[0019]
A perfect SSB signal does not have a carrier, but a DSB signal usually has a carrier, which is recognized as a signal amplitude at the DC component on the in-phase component side, that is, at the output of the low-pass filter 12, so that this voltage is looped. It can be used for controlling the gain of the variable gain amplifier 7 through the filter 9 and the AGC amplifier 8. However, in this state, the multiplier and the variable gain amplifier have a DC offset, and the offset is superimposed on the signal amplitude and amplified at the same time. Therefore, if the offset is large, the signal amplitude is erroneously recognized. Therefore, it is necessary to detect only the offset component. Therefore, if a time zone is provided in which the input c of the switch 4 is connected to the ground potential, an intermittent waveform appears at the output c of the distributor 11 at this time. Therefore, if this waveform is smoothed by the loop filter 15 and the offset of the variable gain amplifier is subjected to negative feedback control, the control system is controlled so as to maintain the total offset to a minimum. It goes without saying that the negative feedback of the offset component may be applied to any part such as switching, conversion, amplification, distribution system and the like.
[0020]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, by using a common multiplier and amplifier in a time-division manner for both in-phase and quadrature components of an AM signal, one converter and amplifier can be used. As a result, both in-phase and quadrature components can be created and converted and amplified without giving a phase error to the amplification.After separation of both components, the amplification gain control of the amplifier with the in-phase component and quadrature component The phase control of the direct conversion carrier is performed. Also, since the DC offset of the system is automatically corrected, both in-phase and quadrature components are correctly detected. Although the in-phase component is the DSB component itself, SSB can be received by adding or subtracting both in-phase and quadrature components through a phase shift network. Thus, according to the present invention, a direct conversion receiver for AM signals can be simply configured.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
REFERENCE SIGNS LIST 1 signal input terminal 2 voltage controlled oscillator 3 phase shifter 4 switcher 5 multiplier 6 low pass filter 7 variable gain amplifier 8 AGC amplifier 9 loop filter 10 control pulse generator 11 distributor 12 low pass filter 13 low pass filter 14 loop filter 15 loop Filter 16 Phase shift network 17 Phase shift network 18 Adder 19 Multiplier 20 Signal output terminal 21 Signal output terminal 22 Signal output terminal

Claims

A converter (consisting of a multiplier and a low-pass filter) for directly converting a frequency from a high-frequency AM (amplitude modulation) signal to a baseband signal, a voltage-controlled oscillator for generating a local carrier to be applied to the converter, and the local carrier A switch for switching between two carrier waves having the same phase and a quadrature phase and a ground potential, a variable gain amplifier for amplifying the baseband signal of the converter output, and three outputs of the variable gain amplifier. A distributor for distribution is provided, and both the in-phase and quadrature baseband signals, and the switching, conversion, amplification, and distribution are performed by synchronously switching the distributor and the distributor at high speed and filtering the distributor output, respectively. Detects the total DC offset component through the system, controls the gain of the variable gain amplifier by negative feedback with the detection output of the in-phase component, and detects the quadrature component. It is configured to control the phase of the voltage controlled oscillator, and to correct the DC offset by negatively feedbacking the detection output of the DC offset component to any of the switching, conversion, amplification, and distribution systems. Direct conversion AM receiver.