JP3596327B2

JP3596327B2 - Power supply

Info

Publication number: JP3596327B2
Application number: JP3190399A
Authority: JP
Inventors: 光史芳賀; 一彦廣川
Original assignee: Fuji Xerox Co Ltd; Fujifilm Business Innovation Corp
Current assignee: Fujifilm Business Innovation Corp
Priority date: 1999-02-09
Filing date: 1999-02-09
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2019-02-09
Also published as: JP2000232777A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に係り、特に、電子写真方式のプリンタ、複写機等に用いることができる電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電子写真方式のプリンタ、複写機等においては、現像用高圧電源装置の出力安定性が画質濃度の均一性に影響を与える。近年、高画質への要求が高まり、環境制御、感光体上の濃度制御、及びユーザ設定による写真モード等の機能に対し、現像用高圧電源装置においてＤＣ成分の広範囲の出力制御が必要となっている。また、帯電電源装置及び転写電源装置においても同様にＤＣ成分の広範囲の出力制御が必要となっている。
【０００３】
従来より、このような電源装置として、回路構成が比較的簡単でコスト的に優れた自励式ＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）回路がある。図１１にこのような自励式ＲＣＣ回路の一例を示す。図１１に示すように、自励式ＲＣＣ回路は、直流電源１６とスイッチングトランジスタ４２のベース端子との間に接続された起動抵抗９０を介してスイッチングトランジスタ４２のベース端子に起動電流が流れると、１次巻線３６に電圧が印加され、この電圧に比例した誘起電圧がバイアス巻線３８に発生し、この誘起電圧が抵抗等を介してスイッチングトランジスタ４２のベース端子に電流を供給してスイッチングトランジスタ４２がオンする。そして、誘起電圧がなくなるとスイッチングトランジスタ４２がオフし、その後トランス２０の励磁エネルギーがすべて放出されると、スイッチングトランジスタ４２のベース端子を順バイアスする方向にキック電圧が発生してスイッチングトランジスタ４２が再びオンする。このようにして自己発振して高圧を発生させる。
【０００４】
このような自励式ＲＣＣ回路では、トランス２０の１次巻線３６に流れる電流のリンギングによりターンオフ動作が不安定になるという問題があり、これを解決するため、他励式ＲＣＣ回路とシャントレギュレーション回路を組み合わせたり、リンギングを抑制するために２次側巻線間容量を分割してダイオードを挿入したり、ターンオンタイミングを遅延させる等の技術が提案されている（特公平３−５７７０９号公報等参照）。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術では、部品点数が多くなりコストが高くなるという問題があった。なお、上記の自励式ＲＣＣ回路における１次巻線３６側の電流は、２次巻線４０側間容量と、１次巻線３６と２次巻線４０との間に生じる１次２次巻線間容量とによる所謂分布容量に流れるラッシュ電流、及び１次巻線３６のインダクタンス成分（所謂リーケージインダクタンス）に流れる電流の合成から成っており、リンギングが発生するのは、このリーケージインダクタンスと前記分布容量とが共振するためである。
【０００６】
また、このような自励式ＲＣＣ回路の駆動回路は、例えば図１１に示すように、トランス２０への入力電圧（例えば２４Ｖ）を起動抵抗９０を介してスイッチングトランジスタ４２のベース端子へ入力するようにすると共に、抵抗、ダイオード、及びトランジスタ等で構成されるオンオフ回路９２を備えたものがある。このような駆動回路は、電源装置のオフ時には主制御部１８から出力されるオンオフ信号によりオンオフ回路９２のトランジスタをオンさせてスイッチングトランジスタ４２に起動電流が流れないようにし、電源装置をオンさせる場合にはオンオフ回路９２のトランジスタをオフさせて起動電流が起動抵抗９０を介してスイッチングトランジスタ４２のベース端子に流れるようにしている。
【０００７】
このような構成の場合において、プリンタ等でペーパージャムが発生してペーパーを取り除く作業を行う場合には入力電源が一旦オフされ、再開時に入力電源が再投入されるが、このときに入力電圧変動が発生し、駆動回路が誤作動するという問題があった。また、電源装置のオフ時には、オンオフ回路９２のトランジスタへ電流が流れるので無駄な電力を消費するだけでなく、オンオフ回路９２は、上記のように抵抗、ダイオード、及びトランジスタ等を含んで構成されるため、コストが高くなると共に回路の小型化を図ることができないという問題があった。
【０００８】
本発明は、上記問題を解決すべく成されたものであり、簡単な構成でリンギングを抑制して出力電圧を安定させることができる電源装置及び簡単な構成で入力電圧の再投入時の誤動作を防止することができる電源装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１記載の発明の電源装置は、一端に電力が入力される入力巻線、該入力巻線に印加された電力に応じた電力が誘起されるバイアス巻線、及び出力巻線を備えたトランスと、一端が前記入力巻線の他端と接続されると共に制御入力端が抵抗を介して前記バイアス巻線の一端と接続され、前記バイアス巻線に誘起された電力に応じて前記入力巻線への電力の印加をスイッチングするスイッチング手段と、前記入力巻線の他端と前記バイアス巻線の一端との間に接続され、前記スイッチング手段及び前記制御入力端に流れる電流を抑制する電流抑制手段と、を有することを特徴としている。
【００１０】
請求項１に記載の発明によれば、出力巻線及びバイアス巻線には、入力巻線のに印加された電力に応じた電力が誘起され、バイアス巻線に誘起された電力によりスイッチング手段がオンし、誘起された電力がなくなるとスイッチング手段はオフする。そして、トランスの励磁エネルギーがすべて放出されると、スイッチング手段の制御入力端を順バイアスする方向にキック電圧が発生してスイッチング手段が再びオンする。このようにしてスイッチング手段は自己発振して入力巻線に印加される電力をスイッチングする。このスイッチング手段には、例えばトランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴを用いることができる。
【００１１】
電流抑制手段は、前記入力巻線の他端と前記バイアス巻線の一端との間に接続されているため、スイッチング手段のターンオン時の制御入力端への電流が抑制される。このため、出力巻線側間容量と、入力巻線と出力巻線との間に生じる入力出力巻線間容量とによる分布容量によるラッシュ電流（突入電流）がスイッチング手段に流れるのを防ぐことができる。従って、リンギングの発生を防ぐことができ、出力が安定する。電流抑制手段には例えばコンデンサを用いることができる。
【００１４】
請求項２に記載の発明は、一端に電力が入力される入力巻線、該入力巻線に印加された電力に応じた電力が誘起されるバイアス巻線、及び出力巻線を備えたトランスと、一端が前記入力巻線の他端と接続されると共に制御入力端が第１の抵抗を介して前記バイアス巻線の一端と接続され、前記バイアス巻線に誘起された電力に応じて前記入力巻線への電力の印加をスイッチングするスイッチング手段と、起動用の外部リモート信号を少なくとも第２の抵抗を介して前記スイッチング手段の制御入力端へ入力する入力手段と、前記入力巻線の他端と前記バイアス巻線の一端との間に接続され、前記スイッチング手段及び前記制御入力端に流れる電流を抑制する電流抑制手段と、を有することを特徴としている。
【００１５】
請求項２に記載の発明によれば、スイッチング手段及び前記制御入力端に流れる電流を抑制する電流抑制手段及び起動用の外部リモート信号を少なくとも第２の抵抗を介して前記スイッチング手段の制御入力端へ入力する入力手段を備えたので、リンギングの発生を防止して出力を安定させることができると共に、入力電圧変動による駆動回路の誤動作を防ぐことができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、本実施の形態は、複写機やプリンタ等の現像用バイアス電源装置、転写用バイアス電源装置、及び帯電用バイアス電源装置等に本発明を適用したものである。
【００１７】
図２に示すように、本実施の形態に係る電源装置１０は、負荷１２に供給するための高圧電力を供給する高圧電源部１４、所定の直流電圧を生成する直流電源１６、及び装置全体の動作を司る主制御部１８を備えている。
【００１８】
高圧電源部１４は、昇圧トランス２０、整流平滑回路２２、スイッチング回路２４、電圧検出回路２６、制御回路２８、Ｄ／Ａ変換回路３０、及び起動回路３２を備えている。
【００１９】
昇圧トランス２０は、図１に示すように鉄心３４、１次巻線３６、バイアス巻線３８、及び２次巻線４０で構成されている。１次巻線３６の一方の端子は直流電源１６に接続され、該直流電源１６によって生成された直流電圧Ｖ_ｉｎ（例えば２４Ｖ）が印加され、これに応じた電力が２次巻線４０側及びバイアス巻線３８側に誘起される。また、１次巻線３６の他方の端子は、スイッチング回路２４のトランジスタ４２のコレクタ端子及び同調コンデンサ４４の一方の端子が接続されている。このトランジスタ４２がオンオフされることにより１次巻線３６への電力の印加がスイッチングされる。
【００２０】
２次巻線４０の一方の端子は、ダイオード４６のカソード端子が接続され、他方の端子は接地されている。ダイオード４６のアノード端子は他方の端子が接地されたコンデンサ４８の一方の端子、抵抗５０、５２の一方の端子が接続されている。２次巻線４０側に誘起された電流はダイオード４６及びコンデンサ４８で整流平滑され、抵抗５２を介して負荷４０へ出力される。
【００２１】
また、抵抗５０の他方の端子は電圧検出回路２６の入力端が接続されており、電圧検出回路２６の出力端は制御回路２８の比較回路５４の一方の入力端に接続されている。電圧検出回路２６は一例として図３に示すように、オペアンプ、抵抗、及びコンデンサを含んで構成され、負荷１２へ出力される電圧を検出し、電圧モニタ値Ｖ_ｍｏｎとして比較回路５４へ出力する。
【００２２】
一方、バイアス巻線３８の一方の端子は、同調コンデンサ４４の他方の端子及びコンデンサ５６が並列に接続されたダイオード５８のアノード端子に接続されている。バイアス巻線３８の他方の端子は接地されている。ダイオード５８のカソード端子は抵抗６０の一方の端子に接続されており、抵抗６０の他方の端子は、トランジスタ４２のベース端子に接続されており、トランジスタ４２のエミッタ端子はコンデンサ６２が並列に接続された抵抗６４の一方の端子が接続されている。抵抗６４の他方の端子は接地されている。
【００２３】
また、トランジスタ４２のベース端子は、起動回路３２のオフセット電圧電源６６、抵抗６８の一方の端子、及びダイオード７０のアノード端子が接続されている。。オフセット電圧電源６６は、一例として図３に示すように、抵抗、ツェナーダイオード、及びコンデンサで構成される。抵抗６８の他方の端子は、ダイオード７２のカソード端子に接続されており、ダイオード７２のアノード端子は電圧レベル変換回路７４の出力端に接続されている。電圧レベル変換回路７４の入力端は、主制御部１８の出力端に接続されている。
【００２４】
主制御部１８は、例えばＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及び入出力（Ｉ／Ｏ）回路等が各々バスで接続されたマイクロコンピュータ等で構成されている。この主制御部１８の出力端には、Ｄ／Ａ変換回路３０の入力端も接続されており、負荷１２に供給すべき電圧に応じたＰＷＭ信号を出力する。例えば、このＰＷＭ信号のデューティ値が大きくなれば負荷１２への出力電圧が高くなり、デューティ値が小さくなれば出力電圧が低くなる。
【００２５】
また、ＰＷＭ信号は電圧レベル変換回路７４にも出力され、電圧レベル変換回路７４で所定電圧レベルに変換された後、ダイオード７２及び抵抗６８を介して起動電流としてトランジスタ４２のベース端子へ入力される。また、トランジスタ４２のベース端子へ入力される電圧は、安定化のためオフセット電圧電源６６により所定電圧（例えば２．５Ｖ）以下の電圧がオフセットされる。なお、電圧レベル変換回路７４は、ＰＷＭ信号の電圧レベルによっては不要である。また、電圧レベル変換回路７４及びＤ／Ａ変換回路３０は、一例として図３に示すようにトランジスタ、抵抗、及びコンデンサを含んで構成される。
【００２６】
Ｄ／Ａ変換回路３０の出力端は比較回路５４の他方の入力端に接続されている。Ｄ／Ａ変換回路３０は、主制御部１８から出力されるＰＷＭ信号をＤ／Ａ変換し、アナログ信号（目標電圧値）として比較回路５４へ出力する。比較回路５４はトランジスタ７６のベース端子が接続されると共に、電圧検出回路２６と接続されている。また、トランジスタ７６のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子はダイオード７０のカソード端子が接続されている。比較回路５４は、一例として図３に示すように、オペアンプ、コンデンサ、及び抵抗を含んで構成され、電圧検出回路２６から出力される電圧モニタ値Ｖ_ｍｏｎとＤ／Ａ変換回路３０から出力される目標電圧値とを比較し、負荷１２への出力電圧が目標電圧と略一致するようにトランジスタ７６のオンオフを制御してトランジスタ４２のベース電流を制御する。
【００２７】
次に、本実施の形態における作用を説明する。
【００２８】
図４（Ａ）に示すようなＰＷＭ信号が主制御部１８により出力されると、電圧レベル変換回路７４により電圧レベルが所定電圧に変換され、ダイオード７２及び抵抗６８を介してトランジスタ４２のベース端子へ起動電流が流れる。このときの電圧レベル変換回路７４の出力電圧Ｖ_ａ（図３においてａ点に出力される電圧）、トランジスタ４２のベース端子に印加される電圧Ｖ_ｂ（図３においてｂ点に出力される電圧）、ベース電流Ｉ_ｂの波形はそれぞれ図４（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）に示すような波形となる。なお、トランジスタ４２のベース端子に印加される電圧Ｖ_ｂは、所定電圧（例えば２．５Ｖ）オフセットされている。
【００２９】
この起動電流により図４（Ｅ）に示すようなトランジスタ４２のコレクタ電流Ｉ_Ｃが流れ、１次巻線３６に電圧が印加される。そして、図５（Ｅ）に示すような、１次巻線３６に印加された電圧に比例した誘起電圧Ｖ_Ｘがバイアス巻線３８に発生する。
【００３０】
バイアス巻線３８に発生した誘起電圧Ｖ_Ｘは、抵抗６０を介してさらにトランジスタ４２のベース端子に電流を供給してベース電流を増加させるため、トランジスタ４２はオン状態となり、オン期間が始まる。
【００３１】
このターンオン時には、図５（Ｄ）に示すような分布容量によるラッシュ電流Ｉ_Ｘ（図中ａの部分）が同調コンデンサ４４に流れるため、トランジスタ４２のベース電流Ｉ_ｂが抑制され、図１２（Ｂ）に示す従来のようなコレクタ電流Ｉ_Ｃのリンギングが発生するのを十分に抑制することができ、負荷１２への出力電圧の変化に対してリンギング振幅の変化を最小限に抑えることができ、ターンオン動作を安定させることができる。なお、図１２（Ａ）、（Ｃ）は従来におけるトランジスタ４２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ｃｅ及びベース電流Ｉ_ｂをそれぞれ示している。
【００３２】
オン期間では、１次巻線３６に流れる電流、すなわちトランジスタ４２のコレクタ電流Ｉ_Ｃはリンギングしながらほぼ直線的に増加してトランス２０を励磁するが、ベース電流Ｉ_ｂは抵抗６０により抑制され、徐々に減少する。従って、入力巻線に流れる電流、すなわちコレクタ電流Ｉ_Ｃは次の（１）式で表される値で飽和し、バイアス巻線３８の誘起電圧Ｖ_Ｘがなくなり、トランジスタ４２はオフ状態となり、オフ期間が始まる。
【００３３】
Ｉ_Ｃ＝Ｈ_ｆｅ×Ｉ_ｂ・・・（１）
ただし、Ｈ_ｆｅはトランジスタ４２の電流増幅率。
【００３４】
このターンオフ時には、同調コンデンサ４４に流れる電流Ｉ_Ｘ（図中ｂの部分）によりベース電流Ｉ_ｂの供給停止をなだらかに行うことができるので、図１２（Ａ）に示す従来のようなトランジスタ４２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ｃｅにサージ電圧が発生するのを防ぐことができる。このため、ノイズが低減され、出力電圧を安定させることができる。また、トランジスタ４２やトランス２０等の素子への電圧ストレスが軽減される。
【００３５】
オフ期間では、バイアス巻線３８の誘起電圧Ｖ_Ｘはトランジスタ４２のベース端子を負電圧に逆バイアスするため、トランス２０の励磁エネルギーが２次巻線３４から負荷１２側へ放出されるまでオフ期間が持続される。
【００３６】
トランス２０の励磁エネルギーがすべて負荷１２側へ放出されると、急激にバイアス巻線３８の誘起電圧Ｖ_Ｘは消滅するが、トランス２０のリーケージインダクタンスと分布容量とによりトランジスタ４２のベース端子を順バイアスする方向にリンギングが発生して再びトランジスタ４２をオン状態にする。このようにしてオンオフ動作を繰り返してトランジスタ４２は発振を続ける。これにより、数ｋＶの高圧（例えば１ｋＶ）が負荷１２へ供給される。なお、負荷１２へ供給される電圧値が目標電圧値よりも高い場合には、比較回路５４がトランジスタ７６をオンしてトランジスタ４２へ流れるベース電流を引き込む。これにより、負荷１２へ供給される電圧値が目標電圧値に保たれる。また、負荷１２への高圧の供給を停止する場合には、主制御部１８から出力されるＰＷＭ信号のデューティ値を０にすることにより行う。
【００３７】
このように、同調コンデンサ４４により、ターンオン時及びターンオフ時の動作が安定するため、出力電圧を安定させることができるので、現像、転写、及び帯電等の電荷供給が安定し、画質濃度の均一性を保つことができる。また、従来必要であったターンオフ時のスナバーエネルギー抑制のための回路が不要となり、装置を小型化することができる。
【００３８】
また、電圧レベル変換したＰＷＭ信号によりトランジスタ４２を起動するため、従来のように電源再投入時の起動回路の誤動作を防ぐことができるとともに、、オンオフ判定回路が不要なので、装置を小型化、低コスト化することができる。
【００３９】
次に、電源装置１０の他の例について図６乃至図８を参照して説明する。なお、図１の電源装置１０と同一部分には同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００４０】
図６に示す電源装置１０は、図１に示すトランジスタ４２に代えてＭＯＳ−ＦＥＴ４２とした以外は、図１に示す電源装置１０と同一である。
【００４１】
また、図７に示す電源装置１０は、１次巻線３６の他方の端子に同調コンデンサ４４Ａ、４４Ｂの一方の端子が接続されている。同調コンデンサ４４Ａの一方の端子はダイオード８０のアノード端子が接続されており、ダイオード８０のカソード端子はバイアス巻線３８の一方の端子が接続されている。コンデンサ４４Ｂの一方の端子はダイオード８２のカソード端子が接続されており、ダイオード８２のアノード端子は、バイアス巻線３８の一方の端子が接続されている。これ以外は図１に示す電源装置１０と同一である。
【００４２】
図８に示す電源装置１０は、１次巻線３６の他方の端子に同調コンデンサ４４の一方の端子が接続されており、同調コンデンサ４４の他方の端子には抵抗８４の一方の端子が接続されている。抵抗８４の他方の端子はバイアス巻線３８の一方の端子が接続されている。これ以外は図１に示す電源装置１０と同一である。このような図６乃至図８に示す電源装置も図１に示す電源装置１０とほぼ同様の動作をする。
【００４３】
次に、電源装置１０の起動回路３２の他の例について図９及び図１０を参照して説明する。なお、図１の起動回路３２と同一部分には同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００４４】
図９に示す起動回路３２は、オフセット電圧電源６６及びダイオード７２が無い点を除いて図１に示す起動回路３２と同一である。図１０に示す起動回路３２は、ダイオード７２が無い点を除いて図１に示す起動回路３２と同一である。このような図９及び図１０に示す起動回路３２も図１に示す起動回路３２とほぼ同様の動作をする。
【００４５】
なお、本実施の形態では、同調コンデンサ４４と外部リモート信号を用いた起動回路３２とを組み合わせて自励ＲＣＣ回路に適用した電源装置１０について説明したが、これに限らずそれぞれ単独で適用しても良い。また、本実施の形態では、数ｋＶの高圧を発生させる電源装置について説明したが、これに限らず、数１０Ｖ〜数１００Ｖ程度の電圧を出力する電源装置にも本発明を適用可能であることはいうまでもない。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明によれば、入力巻線の他端とバイアス巻線の一端との間に、スイッチング手段及びスイッチング手段の制御入力端に流れる電流を抑制する電流抑制手段を設けたので、出力巻線側間容量と、入力巻線と出力巻線との間に生じる入力出力巻線間容量とによる分布容量によるラッシュ電流を抑制することができるのでリンギングの発生を防ぐことができ、出力電圧が安定する、という効果を有する。
【００４８】
請求項２に記載の発明によれば、スイッチング手段及び前記制御入力端に流れる電流を抑制する電流抑制手段及び起動用の外部リモート信号を少なくとも第２の抵抗を介して前記スイッチング手段の制御入力端へ入力する入力手段を備えたので、リンギングの発生を防止して出力を安定させることができると共に、入力電圧変動による駆動回路の誤動作を防ぐことができる、という効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】電源装置の高圧電源部の回路構成の一例を示す回路図である。
【図２】電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【図３】電源装置の高圧電源部の詳細な回路構成の一例を示す回路図である。
【図４】起動時における高圧電源部の各部の動作波形を示す波形図である。
【図５】定常時における高圧電源部の各部の動作波形を示す波形図である。
【図６】電源装置の高圧電源部の回路構成の他の例を示す回路図である。
【図７】電源装置の高圧電源部の回路構成の他の例を示す回路図である。
【図８】電源装置の高圧電源部の回路構成の他の例を示す回路図である。
【図９】電源装置の高圧電源部の回路構成の他の例を示す回路図である。
【図１０】電源装置の高圧電源部の回路構成の他の例を示す回路図である。
【図１１】従来における電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。
【図１２】従来における高圧電源部の各部の動作波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１０電源装置
１２負荷
１４高圧電源部
１６直流電源
１８主制御部
２０昇圧トランス
２２整流平滑回路
２６電圧検出回路
２８制御回路
３０Ｄ／Ａ変換回路
３２起動回路（駆動回路）
３４２次巻線（出力巻線）
３６１次巻線（入力巻線）
３８バイアス巻線
４２トランジスタ
４４同調コンデンサ（電流抑制手段）
６８抵抗[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to power supplies, particularly, an electrophotographic printer, to power supplies that can be used in the copying machine or the like.
[0002]
[Prior art]
In electrophotographic printers, copiers, and the like, the output stability of the high-voltage power supply for development affects the uniformity of image quality. In recent years, the demand for high image quality has increased, and a wide range of DC component output control has been required in a high-voltage power supply for development for functions such as environmental control, density control on a photoreceptor, and a photograph mode set by a user. I have. Similarly, the charging power supply device and the transfer power supply device also need to control the output of a wide range of the DC component.
[0003]
Conventionally, as such a power supply device, there is a self-excited RCC (ringing choke converter) circuit which has a relatively simple circuit configuration and is excellent in cost. FIG. 11 shows an example of such a self-excited RCC circuit. As shown in FIG. 11, the self-excited RCC circuit is configured such that when a starting current flows through the base terminal of the switching transistor 42 via the starting resistor 90 connected between the DC power supply 16 and the base terminal of the switching transistor 42, 1 A voltage is applied to the secondary winding 36, and an induced voltage proportional to this voltage is generated in the bias winding 38, and this induced voltage supplies a current to the base terminal of the switching transistor 42 via a resistor or the like, and the switching transistor 42 Turns on. When the induced voltage disappears, the switching transistor 42 is turned off, and when all the excitation energy of the transformer 20 is released, a kick voltage is generated in a direction for forward-biasing the base terminal of the switching transistor 42, and the switching transistor 42 is turned on again. Turn on. In this way, self-oscillation generates a high voltage.
[0004]
In such a self-excited RCC circuit, there is a problem that the turn-off operation becomes unstable due to the ringing of the current flowing through the primary winding 36 of the transformer 20. To solve this problem, a separately-excited RCC circuit and a shunt regulation circuit are used. In order to suppress the ringing, a technique of dividing the capacitance between the secondary windings, inserting a diode, or delaying the turn-on timing has been proposed (see Japanese Patent Publication No. 3-57709). .
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the above-described conventional technology has a problem that the number of parts increases and the cost increases. The current on the primary winding 36 side in the self-excited RCC circuit described above depends on the capacity between the secondary winding 40 side and the primary and secondary windings generated between the primary winding 36 and the secondary winding 40. A rush current flowing through a so-called distributed capacitance due to the line capacitance and a current flowing through an inductance component (so-called leakage inductance) of the primary winding 36 are combined. Ringing occurs only when the leakage inductance and the distribution This is because the capacitance resonates.
[0006]
Further, such a drive circuit of the self-excited RCC circuit is configured to input the input voltage (for example, 24 V) to the transformer 20 to the base terminal of the switching transistor 42 via the starting resistor 90 as shown in FIG. Some include an on / off circuit 92 composed of a resistor, a diode, a transistor, and the like. Such a driving circuit turns on the transistor of the on / off circuit 92 in response to an on / off signal output from the main control unit 18 when the power supply is turned off so that no starting current flows through the switching transistor 42 and turns on the power supply. , The transistor of the on / off circuit 92 is turned off so that the starting current flows to the base terminal of the switching transistor 42 via the starting resistor 90.
[0007]
In such a configuration, when paper jam occurs in a printer or the like and paper is removed, the input power is temporarily turned off and the input power is turned on again when the operation is resumed. And the drive circuit malfunctions. Further, when the power supply device is turned off, current flows to the transistor of the on / off circuit 92, so that not only wasteful power is consumed, but also the on / off circuit 92 includes the resistor, the diode, the transistor, and the like as described above. Therefore, there has been a problem that the cost is increased and the size of the circuit cannot be reduced.
[0008]
The present invention has been made to solve the above problems, malfunctions during a power cycle equipment and simple configuration in the input voltage to suppress the ringing output voltage can be stabilized with a simple structure and to provide a power supplies that can be prevented.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a power supply device according to the present invention has an input winding to which power is input to one end, and a bias winding in which power is induced in accordance with the power applied to the input winding. A transformer having an output winding, one end of which is connected to the other end of the input winding, and a control input end which is connected to one end of the bias winding via a resistor to be induced in the bias winding. switching means for switching the application of power to the input winding in response to electric power, is connected between one end of the other end with the bias winding of the input winding, said switching means and said control input And a current suppressing means for suppressing a current flowing through the device.
[0010]
According to the first aspect of the present invention, power corresponding to the power applied to the input winding is induced in the output winding and the bias winding, and the switching means is operated by the power induced in the bias winding. It turns on and the switching means turns off when the induced power disappears. When all the excitation energy of the transformer is released, a kick voltage is generated in a direction for forward biasing the control input terminal of the switching means, and the switching means is turned on again. In this way, the switching means self-oscillates and switches the power applied to the input winding. For this switching means, for example, a transistor or a MOS-FET can be used.
[0011]
Current suppressing means, because it is connected between one end of the other end with the bias winding of the input winding, the current to the control input at turn the switching means is suppressed. For this reason, it is possible to prevent a rush current (inrush current) due to the distributed capacitance caused by the capacitance between the output windings and the capacitance between the input and output windings generated between the input winding and the output winding from flowing to the switching means. it can. Therefore, occurrence of ringing can be prevented, and the output is stabilized. For example, a capacitor can be used as the current suppressing means.
[0014]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a transformer including an input winding to which power is input to one end, a bias winding in which power is induced in accordance with the power applied to the input winding, and an output winding. , One end is connected to the other end of the input winding, and the control input end is connected to one end of the bias winding via a first resistor, and the input is controlled according to the power induced in the bias winding. Switching means for switching the application of power to the winding; input means for inputting an external remote signal for starting to a control input terminal of the switching means via at least a second resistor; and the other end of the input winding And a current suppressing means connected between the switching means and one end of the bias winding, for suppressing a current flowing through the switching means and the control input terminal.
[0015]
According to the second aspect of the present invention, a current suppressing means for suppressing a current flowing through the switching means and the control input terminal, and an external remote signal for starting the control input terminal of the switching means via at least the second resistor. Since the input means for inputting to the input circuit is provided, it is possible to prevent the occurrence of ringing and to stabilize the output, and also possible to prevent the malfunction of the drive circuit due to the fluctuation of the input voltage.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In this embodiment, the present invention is applied to a developing bias power supply, a transfer bias power supply, and a charging bias power supply for a copying machine, a printer, or the like.
[0017]
As shown in FIG. 2, a power supply device 10 according to the present embodiment includes a high-voltage power supply unit 14 that supplies high-voltage power for supplying to a load 12, a DC power supply 16 that generates a predetermined DC voltage, and an entire device. It has a main controller 18 for controlling the operation.
[0018]
The high-voltage power supply unit 14 includes a step-up transformer 20, a rectifying / smoothing circuit 22, a switching circuit 24, a voltage detection circuit 26, a control circuit 28, a D / A conversion circuit 30, and a start-up circuit 32.
[0019]
As shown in FIG. 1, the step-up transformer 20 includes an iron core 34, a primary winding 36, a bias winding 38, and a secondary winding 40. One terminal of the primary winding 36 is connected to the DC power supply 16, and a DC voltage V _in (for example, 24 V) generated by the DC power supply 16 is applied. It is induced on the bias winding 38 side. The other terminal of the primary winding 36 is connected to the collector terminal of the transistor 42 of the switching circuit 24 and one terminal of the tuning capacitor 44. When the transistor 42 is turned on and off, the application of power to the primary winding 36 is switched.
[0020]
One terminal of the secondary winding 40 is connected to the cathode terminal of the diode 46, and the other terminal is grounded. The anode terminal of the diode 46 is connected to one terminal of a capacitor 48 whose other terminal is grounded, and one terminal of resistors 50 and 52. The current induced on the secondary winding 40 side is rectified and smoothed by the diode 46 and the capacitor 48, and output to the load 40 via the resistor 52.
[0021]
The other terminal of the resistor 50 is connected to the input terminal of the voltage detection circuit 26, and the output terminal of the voltage detection circuit 26 is connected to one input terminal of the comparison circuit 54 of the control circuit 28. The voltage detection circuit 26 is configured to include an operational amplifier, a resistor, and a capacitor, as shown in FIG. 3 as an example, detects a voltage output to the load 12, and outputs the voltage to the comparison circuit 54 as a voltage monitor value _Vmon .
[0022]
On the other hand, one terminal of the bias winding 38 is connected to the other terminal of the tuning capacitor 44 and the anode terminal of a diode 58 to which the capacitor 56 is connected in parallel. The other terminal of the bias winding 38 is grounded. The cathode terminal of the diode 58 is connected to one terminal of the resistor 60, the other terminal of the resistor 60 is connected to the base terminal of the transistor 42, and the emitter terminal of the transistor 42 is connected to the capacitor 62 in parallel. One terminal of the resistor 64 is connected. The other terminal of the resistor 64 is grounded.
[0023]
The base terminal of the transistor 42 is connected to the offset voltage power supply 66 of the start circuit 32, one terminal of the resistor 68, and the anode terminal of the diode 70. . The offset voltage power supply 66 includes, as an example, a resistor, a zener diode, and a capacitor, as shown in FIG. The other terminal of the resistor 68 is connected to the cathode terminal of the diode 72, and the anode terminal of the diode 72 is connected to the output terminal of the voltage level conversion circuit 74. The input terminal of the voltage level conversion circuit 74 is connected to the output terminal of the main controller 18.
[0024]
The main control unit 18 includes, for example, a microcomputer in which a CPU, a ROM, a RAM, an input / output (I / O) circuit, and the like are connected by a bus. The output terminal of the main controller 18 is also connected to the input terminal of the D / A conversion circuit 30, and outputs a PWM signal corresponding to the voltage to be supplied to the load 12. For example, if the duty value of the PWM signal increases, the output voltage to the load 12 increases, and if the duty value decreases, the output voltage decreases.
[0025]
The PWM signal is also output to the voltage level conversion circuit 74, converted to a predetermined voltage level by the voltage level conversion circuit 74, and then input to the base terminal of the transistor 42 via the diode 72 and the resistor 68 as a starting current. . The voltage input to the base terminal of the transistor 42 is offset by a voltage equal to or lower than a predetermined voltage (for example, 2.5 V) by the offset voltage power supply 66 for stabilization. The voltage level conversion circuit 74 is unnecessary depending on the voltage level of the PWM signal. The voltage level conversion circuit 74 and the D / A conversion circuit 30 include, for example, a transistor, a resistor, and a capacitor, as shown in FIG.
[0026]
The output terminal of the D / A conversion circuit 30 is connected to the other input terminal of the comparison circuit 54. The D / A conversion circuit 30 performs D / A conversion on the PWM signal output from the main control unit 18 and outputs the PWM signal to the comparison circuit 54 as an analog signal (target voltage value). The comparison circuit 54 is connected to the base terminal of the transistor 76 and to the voltage detection circuit 26. The emitter terminal of the transistor 76 is grounded, and the collector terminal is connected to the cathode terminal of the diode 70. As an example, the comparison circuit 54 includes an operational amplifier, a capacitor, and a resistor, as shown in FIG. 3, and outputs the voltage monitor value V _mon output from the voltage detection circuit 26 and the D / A conversion circuit 30. The base voltage of the transistor 42 is controlled by comparing the target voltage value and controlling the on / off of the transistor 76 so that the output voltage to the load 12 substantially matches the target voltage.
[0027]
Next, the operation of the present embodiment will be described.
[0028]
When the main controller 18 outputs a PWM signal as shown in FIG. 4A, the voltage level is converted to a predetermined voltage by the voltage level conversion circuit 74, and the base terminal of the transistor 42 is connected via the diode 72 and the resistor 68. Start-up current flows to Output voltage V _a of the voltage level conversion circuit 74 at this time _(the voltage output to a point in FIG. 3), a voltage is applied to the base terminal of the transistor 42 V _{b (voltage} output to the point b in FIG. 3) , And the base current _Ib have waveforms as shown in FIGS. _4B , 4C, and 4D, respectively. The voltage _{V b} applied to the base terminal of the transistor 42 is a predetermined voltage (e.g., 2.5V) offset.
[0029]
The starting current by the flow collector current I _C of the transistor 42 as shown in FIG. 4 (E), a voltage is applied to the primary winding 36. Then, as shown in FIG. 5 (E), the induced voltage V _X which is proportional to the voltage applied to the primary winding 36 is generated in the bias winding 38.
[0030]
Induced voltage V _X generated in the bias winding 38, to increase the base current further supplies current to the base terminal of the transistor 42 via the resistor 60, the transistor 42 is turned on, the on period begins.
[0031]
During this turn-on, since the 5 rush current due to the distributed capacitance as shown in _(D) I _X (part of figure a) flows through the tuning capacitor 44, the base current I _b of the transistor 42 is suppressed, FIG 12 (B ) to indicate that the ringing of the collector current I _C as in the prior art is generated can be sufficiently suppressed, it is possible to minimize the change of ringing amplitude relative change in the output voltage to the load 12, The turn-on operation can be stabilized. Incidentally, FIG. 12 (A), (C) the collector of the transistor 42 in the prior - respectively show emitter voltage _{V ce} and the base current _{I b.}
[0032]
In the on period, the current flowing through the primary winding 36, i.e. the collector current I _C of the transistor 42 is to excite the transformer 20 increases almost linearly with the ringing, the base current I _b is suppressed by the resistor 60, Decrease gradually. Thus, the current flowing through the input winding, i.e. the collector current I _C is saturated with the value represented by the following formula (1), there is no induced voltage V _X of the bias winding 38, transistor 42 is turned off, off The period begins.
[0033]
I _C = H _fe × I _b (1)
Note that _Hfe is the current amplification factor of the transistor 42.
[0034]
During this turn-off, it is possible to perform the stop of the supply of the base current I _b gently by the current flowing I _X tuning capacitor 44 _(the portion of figure b), the transistor 42 as in the prior art shown in FIG. 12 (A) It is possible to prevent a surge voltage from being generated in the collector-emitter voltage _Vce . Therefore, noise is reduced and the output voltage can be stabilized. In addition, voltage stress on elements such as the transistor 42 and the transformer 20 is reduced.
[0035]
In the off period, OFF period until the induced voltage V _X of the bias winding 38 for reverse biasing the base terminal of the transistor 42 to a negative voltage, the excitation energy of the transformer 20 is released from the secondary winding 34 to the load 12 side Is maintained.
[0036]
The excitation energy of the transformer 20 is released to all load 12 side, rapidly although the induced voltage V _X of the bias winding 38 disappears, forward bias the base terminal of the transistor 42 by the leakage inductance and distributed capacitance of the transformer 20 Ringing occurs in the direction of turning on, and the transistor 42 is turned on again. In this manner, the transistor 42 keeps oscillating by repeating the on / off operation. As a result, a high voltage of several kV (for example, 1 kV) is supplied to the load 12. If the voltage value supplied to the load 12 is higher than the target voltage value, the comparison circuit 54 turns on the transistor 76 to draw in the base current flowing to the transistor 42. As a result, the voltage value supplied to the load 12 is maintained at the target voltage value. When the supply of the high voltage to the load 12 is stopped, the duty value of the PWM signal output from the main control unit 18 is set to 0.
[0037]
As described above, since the operation at the time of turn-on and at the time of turn-off is stabilized by the tuning capacitor 44, the output voltage can be stabilized, so that charge supply such as development, transfer, and charging is stabilized, and the uniformity of image density is uniform. Can be kept. Further, a circuit for suppressing snubber energy at the time of turn-off, which is conventionally required, becomes unnecessary, and the device can be downsized.
[0038]
Further, since the transistor 42 is activated by the PWM signal whose voltage level has been converted, it is possible to prevent a malfunction of the activation circuit when the power is turned on again as in the prior art. Cost can be reduced.
[0039]
Next, another example of the power supply device 10 will be described with reference to FIGS. Note that the same parts as those of the power supply device 10 of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
[0040]
The power supply device 10 shown in FIG. 6 is the same as the power supply device 10 shown in FIG. 1 except that a MOS-FET 42 is used instead of the transistor 42 shown in FIG.
[0041]
In the power supply device 10 shown in FIG. 7, one terminal of the tuning capacitors 44A and 44B is connected to the other terminal of the primary winding 36. One terminal of the tuning capacitor 44A is connected to the anode terminal of the diode 80, and the cathode terminal of the diode 80 is connected to one terminal of the bias winding 38. One terminal of the capacitor 44B is connected to the cathode terminal of the diode 82, and the anode terminal of the diode 82 is connected to one terminal of the bias winding 38. The rest is the same as the power supply device 10 shown in FIG.
[0042]
In the power supply device 10 shown in FIG. 8, one terminal of a tuning capacitor 44 is connected to the other terminal of the primary winding 36, and one terminal of a resistor 84 is connected to the other terminal of the tuning capacitor 44. ing. The other terminal of the resistor 84 is connected to one terminal of the bias winding 38. The rest is the same as the power supply device 10 shown in FIG. The power supply device shown in FIGS. 6 to 8 operates almost in the same manner as the power supply device 10 shown in FIG.
[0043]
Next, another example of the activation circuit 32 of the power supply device 10 will be described with reference to FIGS. 9 and 10. The same parts as those of the start circuit 32 in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
[0044]
The starting circuit 32 shown in FIG. 9 is the same as the starting circuit 32 shown in FIG. 1 except that the offset voltage power supply 66 and the diode 72 are not provided. The starting circuit 32 shown in FIG. 10 is the same as the starting circuit 32 shown in FIG. 1 except that the diode 72 is not provided. The activation circuit 32 shown in FIGS. 9 and 10 operates in substantially the same manner as the activation circuit 32 shown in FIG.
[0045]
In the present embodiment, the power supply device 10 applied to the self-excited RCC circuit by combining the tuning capacitor 44 and the starting circuit 32 using an external remote signal has been described. Is also good. In the present embodiment, the power supply device that generates a high voltage of several kV has been described. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to a power supply device that outputs a voltage of about several tens to several hundreds of volts. Needless to say.
[0046]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the invention, between one end of the other end and a bias winding of the input winding suppresses the current suppressing the current flowing to the control input of the switching means and the switching means Since means is provided, it is possible to suppress the rush current due to the distributed capacitance due to the capacitance between the output windings and the capacitance between the input and output windings generated between the input winding and the output winding. This has the effect that the output voltage can be stabilized.
[0048]
According to the second aspect of the present invention, a current suppressing means for suppressing a current flowing through the switching means and the control input terminal, and an external remote signal for starting the control input terminal of the switching means via at least the second resistor. Since the input means for inputting data to the input circuit is provided, it is possible to prevent the occurrence of ringing and to stabilize the output, and to prevent malfunction of the drive circuit due to input voltage fluctuation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating an example of a circuit configuration of a high-voltage power supply unit of a power supply device.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a power supply device.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating an example of a detailed circuit configuration of a high-voltage power supply unit of the power supply device.
FIG. 4 is a waveform diagram showing operation waveforms of each part of the high-voltage power supply unit at the time of startup.
FIG. 5 is a waveform chart showing operation waveforms of each part of the high-voltage power supply unit in a steady state.
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating another example of the circuit configuration of the high-voltage power supply unit of the power supply device.
FIG. 7 is a circuit diagram showing another example of the circuit configuration of the high-voltage power supply unit of the power supply device.
FIG. 8 is a circuit diagram showing another example of the circuit configuration of the high-voltage power supply unit of the power supply device.
FIG. 9 is a circuit diagram showing another example of the circuit configuration of the high-voltage power supply unit of the power supply device.
FIG. 10 is a circuit diagram showing another example of the circuit configuration of the high-voltage power supply unit of the power supply device.
FIG. 11 is a circuit diagram showing an example of a circuit configuration of a conventional power supply device.
FIG. 12 is a waveform diagram showing operation waveforms of various parts of a conventional high-voltage power supply unit.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 10 power supply device 12 load 14 high-voltage power supply unit 16 DC power supply 18 main control unit 20 step-up transformer 22 rectifying and smoothing circuit 26 voltage detection circuit 28 control circuit 30 D / A conversion circuit 32 start-up circuit (drive circuit)
34 Secondary winding (output winding)
36 Primary winding (input winding)
38 bias winding 42 transistor 44 tuning capacitor (current suppression means)
68 Resistance

Claims

A transformer having an input winding to which power is input to one end, a bias winding in which power is induced according to the power applied to the input winding, and an output winding;
One end is connected to the other end of the input winding, and the control input end is connected to one end of the bias winding via a resistor . Switching means for switching the application of electric power,
Is connected between one end of the bias winding and the other end of the input winding, and suppresses current suppressing means a current flowing through the switching means and the control input,
Power supply device having

A transformer having an input winding to which power is input to one end, a bias winding in which power is induced according to the power applied to the input winding, and an output winding;
One end is connected to the other end of the input winding, and a control input end is connected to one end of the bias winding via a first resistor . Switching means for switching the application of power to the line;
Input means for inputting an external remote signal for activation to a control input terminal of the switching means via at least a second resistor;
Is connected between one end of the bias winding and the other end of the input winding, and suppresses current suppressing means a current flowing through the switching means and the control input,
Power supply device having