JP3594323B2 - Receiver for digital mobile communication - Google Patents
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】
この発明は、検波後ダイバーシチを行う1/4πDQPSK用ディジタル携帯電話等において用いられるディジタル移動通信における受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
移動通信を行うディジタル携帯電話にあっては、種々の環境条件の下に使用されるもので、例えば大きなビルのかげ等においても多用される。したがって、例えばフェージング等の受信条件が一定せずに、通信状況が非常に悪い状態も多く発生する。
【0003】
フェージング等に対して通信状態を改善するためには、アンテナダイバーシチと共に検波後ダイバーシチが考えられているものであるが、より正しい受信系統の選択がされて、受信感度がより改善されることが望まれている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は上記のような点に鑑みなされたもので、特に検波後ダイバーシチによって選択された側の異常が効果的に検出されて、正しい側の選択が確実に行われて受信されるようにして、受信感度がより安定して改善されるようにした1/4πDQPSK用ディジタル携帯電話等において用いられるディジタル移動通信における受信装置を提供しようとするものである。
【0005】
【課題を解決するための手段】
この発明は、第1及び第2の受信系統でそれぞれ受信検波された第1および第2の入力信号が入力され、前記第1の入力信号の位相差を示す第1の位相差値と、前記第2の入力信号の位相差を示す第2の位相差値を検出する位相差検出手段と、前記第1の位相差値、前記第2の位相差値がそれぞれ入力され、前記第1、第2の位相差値をそれぞれ、シンボルタイミングの前後において複数回サンプリングして、位相遷移異常をそれぞれが検出する第1および第2の遷移異常検出手段と、前記第1および第2の遷移異常検出手段からの検出信号を比較し、遷移異常のないもしくは少ない方を検出するダイバーシチエラー検出手段とを有する。そして、デコードデータ選択手段は、前記ダイバーシチエラー検出手段で検出された、遷移異常のないもしくは少ない方に対応する前記第1もしくは第2の位相差値を選択し、前記デコードデータ選択手段で選択された位相差値をデコードして復調信号を得るものである。
【0006】
【作用】
この様に構成されるディジタル移動通信における受信装置にあっては、例えば第1および第2のアンテナ系統において受信された信号に基づく第1および第2の位相差値信号それぞれの、例えば位相差変化量等の位相遷移異常が検出されているもので、第1および第2のアンテナ系統においてそれぞれ受信された信号の中で、異常のない方もしくは異常の少ない方が選択され、デコードデータとして選択出力されるようになる。そして、この選択されたデータに基づいてデコードが行われて復調データが出力されるようになり、常に最も異常の少ない系統からの受信信号に基づく復調データが得られ、安定した受信感度が得られるようになる。
【0007】
【実施例】
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を説明する。図1は1/4πDQPSK用ディジタル携帯電話等のディジタル移動通信を行う受信装置の構成を示すもので、図示しないそれぞれ独立して構成された第1および第2のアンテナにおいて受信され、それぞれこの受信信号を検波することによって得られた第1および第2の入力信号θAおよびθBが入力される。
【0008】
この第1および第2の入力信号θAおよびθBの位相値PA1 〜PAn およびPB1 〜PBn は、それぞれ位相差検出部11を構成する1シンボル遅延部111 および112 に入力される。この1シンボル遅延部111 および112 にはそれぞれマスタークロックMCK が入力されているもので、この1シンボル遅延部111 および112 はそれぞれ位相値PA1 〜PAn およびPB1 〜PBn を1シンボル遅延した第1および第2の信号LPA1〜LPAnおよびLPB1〜LPBnを出力する。
【0009】
この信号LPA1〜LPAnおよびLPB1〜LPBnは、それぞれ入力位相値PA1 〜PAn およびPB1 〜PBn と共に位相差部113 および114 に入力してその位相差を求める。そして、この位相差検出部11の位相差部113 および114 それぞれからの出力の上位2ビットDPAn、DPAn−1とDPBn、DPBn−1は、セレクト部12を構成するデコードデータセレクト部121 に入力すると共に、DPLLデータセレクト部122 に入力する。
【0010】
位相差検出部11の出力データDPAn、DPAn−1とDPBn、DPBn−1は、ダイバーシチエラー検出部13に供給する。このダイバーシチエラー検出部13は、位相差検出部11からのデータDPAn、DPAn−1とDPBn、DPBn−1がそれぞれ入力される位相差変化検出部131 および132 を備え、これら位相差変化検出部131 および132 それぞれからの位相遷移異常エラーを検出した信号EDPAおよびEDPBは比較部133 に入力する。そして、この比較部133 では位相差変化検出部131 および132 からの出力に基づいて、位相遷移異常のないものもしくは少ないほうが選択されるようにする。
【0011】
また、位相差変化検出部131および132 の出力に加えて、他の方式のダイバーシチを加える場合の外部入力信号SLRSSIを入力する。この比較部133からの出力信号SLDEDは、デコードデータセレクト部121に選択信号として供給され、また出力信号SLPLDはPLLデータセレクト部122に選択信号として供給される。
【0012】
PLL データセレクト部122 においては、位相差検出部11からのデータDPAn−1、DPAnとDPBn、DPBn−1と共に比較部133 からの切り換え信号SLPLD が入力れされ、この切り換え信号に基づいて、データDPAn−1、DPAnとDPBn、DPBn−1の一方を選択してこの選択された信号DPn およびDPn−1 をDPLL14に供給する。
【0013】
このDPLL14では21KHz シンボルクロックC21Kおよび42KHz 復調データ用クロックC42Kが出力される。この信号C21KおよびC42Kは、デコードデータセレクト部121 からの出力DEDn、DEDn−1の供給されるデコード部15に供給される。
【0014】
このデコードデータセレクト部121においては、位相差比較部11からの2ビットの信号DPAn−1、DPAnとDPBn−1、DPBnとの一方を、比較部133からの切り換え信号SLPLDに基づいて選択し、選択されたデータDEDn、DED n−1がデコード部15に供給されるもので、このデコード部15においては、この供給されたデータに基づいて復調データ42Kbpsを出力する。
【0015】
この様に構成される受信装置の動作を、図2で示したタイミングチャートを参照して説明する。位相差検出部11においては、A側およびB側の入力信号θAおよびθBの位相値を、シンボルレートの整数倍のマスタークロックMCK でサンプリングして、その位相差値の上位ビット(2ビット)DPAn、DPAn−1およびDPBn、DPBn−1をダイバーシチエラー検出部13の位相差変化検出部131 および132 に入力している。
【0016】
フェージング等で、図2の時刻T3 のA側にみられるように位相遷移に異常が発生している場合に、位相差が±1/4さらに±3/4以外に遷移し(位相差遷移異常)て、位相の切り換わり前後において位相差(DPA1〜DPAn、DPB1〜DPBn)の上位ビット(DPAn・DPAn−1、DPBn・DPBn−1)が“0”または“1”に一定とならなくなる。したがって、位相差変化検出部131 および132 においては、位相の切り換わり前後の任意の範囲で“0”および“1”で一定とならない場合を検出している。つまり、位相の切り換わり前後の任意の範囲で“0”および“1”に一定とならない場合を検出することにより、位相遷移異常を検出する。
【0017】
比較部133 においては、この位相差変化検出部131 および132 のそれぞれ位相遷移の異常を検出した信号EDPAおよびEDPBと、他方式のダイバーシチを加える場合の外部入力信号SLRSSIより、位相遷移異常のない、または位相遷移異常の少ないと思われる側の上位2ビットを選択する出力SLPLD を出力する。
【0018】
セレクト部12のPLL データセレクト部122 は、比較部133 からの出力SLPLD に基づいて、入力位相差値の上位2ビットの一方を選択し、位相差値DPn 、DPn−1 を出力し、DPLL14に入力する。このDPLL14は、PLL データセレクト部122 からのシンボルタイミング抽出信号DPn 、DPn−1 から、位相の進みまたは遅れを検出する。そして、マスタークロックMCK の分周比を制御して、21KHz シンボルクロックと42Hz復調データ用クロックを抽出するようになる。
【0019】
セレクト部12のデコードデータセレクト部121 においては、比較部133 からの選択信号SLDED に基づいて、位相差検出部11からの位相遷移のないまたは少ないと思われる側の上位2ビットを選択したデコードデータDEDn、DEDn−1を出力し、デコード部15に入力する。このデコード部15においては、このデコードデータセレクト部121 からの出力位相差値の上位2ビットを選択したデコードデータと、DPLL14で抽出した21KHz シンボルクロックと42KHz 復調データ用クロックに基づいて、42Kbps復調データを作成する。
【0020】
この様にして、A側およびB側の入力信号に基づいて位相遷移異常を検出し、位相遷移異常のないまたは少ないと思われる側の位相差データに基づいてデコードを行うようになる。したがって、フェージングに対する受信感度の改善が効果的に実現されるようになる。また外部切り換え信号SLRSSIに、他のダイバーシチの切り換え信号を接続することによって、さらに受信感度の改善が図られる。
【0021】
例えば、A側およびB側のアンテナそれぞれからの受信信号を、それぞれA側およびB側の検波器によって検波し、このA側およびB側の検波器出力を比較回路で比較し、その比較結果に対応して外部選択信号SLRSSIを得る。
【0022】
図3は第2の実施例を示すもので、図4にその位相差値表を示し、また図5に位相差値の下位3ビット(ここではn=5としたので3ビット)をまとめたものを示している。
【0023】
この実施例においては、ダイバーシチエラー検出部13をNG範囲検出部134 および135 によって構成し、これらのNG範囲検出部134 および135 それぞれからの出力EDPAおよびEDPBが比較部133 に供給されるようにする。NG範囲比較部134 および135 には、それぞれ位相差検出部11の位相差部113 および114 からの出力位相差値のDPAn−2〜DPAn、およびDPBn−2〜DPBnが供給される。その他は図1と同じ構成であり同一部分は同一符号で示す。
【0024】
位相差値の下位n−2ビットに着目すると、フェージング等による位相遷移のない場合には、±1/4πおよび±3/4π共に、位相差の下位n−2ビットは
DPBn−2(DPAn−2)〜DPB1(DPA1)=“10……0”
となる(図4、図5では“100”)。
【0025】
フェージング等によって、位相差の下位n−2ビットがDPBn−2(DPAn−2)〜DPB1(DPA1)=“00……0”(図4、図5では“000”となる)となる付近に位相が遷移した場合、デコード部14での位相判定が困難となる。
【0026】
したがって、DPBn−2(DPAn−2)〜DPB1(DPA1)=“00……0”付近の任意の範囲をNG範囲と定め、このNG範囲に位相が遷移したときに位相遷移異常として処理するもので、もう一方の側の位相差値の下位2ビットDPAn−2(DPBn−2)〜DPA1(DPB1)を選択してデコード処理されるようにする。
【0027】
図6は第3の実施例を示すもので、図7の(A)および(B)にそれぞれフェーシングのない場合とある場合のコンスダレーション図を示し、図8の(A)および(B)には、それぞれフェージングのない場合とある場合の座標変化表を示す。
【0028】
この実施例においては、A側およびB側の入力θAおよびθBの位相値PA1 〜PAn およびPB1 〜PBn を、ダイバーシチエラー検出部13を構成する座標異常検出部136 および137 に入力している。そして、これらの座標異常検出部136 および137 それぞれからの出力EDPAおよびEDPBを比較部133 に入力している。
【0029】
図7(A)で示したコンスダレーション図において、0〜1/2π、1/2π〜π、π〜−1/2π、−1/2π〜0のそれぞれの座標を[1] [2] [3] [4] とすると、±1/4πないし±3/4πの位相遷移の経路は、図8の(A)に示した座標変化表の通りである。フェージングのある場合には、図8の(A)以外の同図の(B)で示す座標変化表の通りとなる。
【0030】
位相変化量の上位2ビットが、位相の遷移の座標を示すものであり、このことから位相変化量の上位2ビットが図8の(A)に示す以外の変化をする場合を、位相変化量による座標異常検出部136 および137 において検出する。位相変化量の上位2ビットが、図8の(A)に示す以外の変化をした場合を、位相遷移異常があったとして比較部133 で判別するもので、この比較部33からの比較結果に基づく切り換え信号SLSED によって、位相遷移異常のないもう一方のデコードデータである位相差の上位2ビット(DPBn、DPBn−1またはDPAn、DPAn−1)を選択し、これをデコードすることによって、受信感度の改善が実現されるようにする。
【0031】
図9は第4の実施例を示すもので、図10にその動作を説明するタイミングチャートを示し、さらに図11の(A)および(B)にはフェージングのない場合とある場合のそれぞれタイミングチャートを示す。
【0032】
この実施例において、ダイバーシチエラー検出部13は位相差検出部11のA側の位相差値の上位2ビットDPAn、DPAn−1が供給される位相変化点・位相変化量検出部138 、およびB側の位相差値の上位2ビットDPBn、DPBn−1が供給される位相変化点・位相変化量検出部139 を含み構成され、このそれぞれの検出部138 および139 からの出力EDPAおよびEDPBが比較部133 に供給されるようにしている。
【0033】
図10に示す時刻T3 において、3/4π位相遷移するはずのところ、A側およびB側共に位相遷移異常を起こし、特にA側の方が位相遷移異常の度合いが大きい場合について考えることとする。位相差の上位ビット(ここでは上位から2ビット目のDPAn−1およびDPBn−1)に着目すると、位相遷移異常の度合いの大きいA側の方が、位相の切り換わり点(サンプリング範囲の中心)に近い所で変化している。
【0034】
このことから、ダイバーシチエラー検出部13の位相変化点・位相変化量検出部137 および139 で、“0”から“1”、または“1”から“0”に変化するポイントが、位相の切り換わる点から遠い側、または任意に設定したサンプリング範囲内で“0”または“1”の数を計数し、その計数値が位相が切り換わり点から遠くで変化したとなる側が、位相遷移異常が少ないとして、この位相遷移異常が少ないと思われる側の位相差値がデコードデータセレクト部121 で選択されるようにする。そして、このセレクト部121 で選択された位相遷移異常が少ないと思われる側の位相差値をデコード部15においてデコードすることにより、受信感度の改善が実現される。
【0035】
図12は検波後ダイバーシチの第5の実施例を示すもので、位相遷移異常検出部16において、ダイバーシチエラーが検出されるようにする。この位相遷移異常検出部16は、A側およびB側の位相差値PA1 〜PAn とPB1 〜PBn がそれぞれ供給される位相異常検出部161 および162 を備え、さらに位相差検出部11からのA側およびB側値の位相差値の上位2ビットDPAn−1、DPAn、およびDPBn−1、DPBnが供給されるデコード・位相差結果検出部163 および164 を備える。このデコード・位相差結果検出部163 および164 それぞれからの出力DEA およびDEB は不一致検出部165 に供給し、この不一致検出部165 からの出力DION、さらに位相異常検出部161 および162 それぞれからの出力EAおよびEBは、比較部166 に供給し、この比較部166 からの切り換え信号SLDED はデコードデータセレクト部121 に、また切り換え信号SLPLD はPLL データデコード部122 に供給されるようにする。
【0036】
この実施例においては、A側およびB側共にデコード(もしくは位相差結果)を検出し、このA側およびB側共にデコード(もしくは位相差結果)が不一致のときに位相遷移異常検出によるダイバーシチ切り換えを動作可能とする。したがって、デコード結果が同じであるにもかかわらず、不用意に位相遷移異常の検出によるダイバーシチ切り換えを行って、受信感度が低下されることがない。
【0037】
【発明の効果】
以上のようにこの発明に係るディジタル移動通信における受信装置によれば、特に検波後ダイバーシチによって選択された側の異常が効果的に検出されて、常に正しい側の選択が確実に行われて、この選択されたアンテナからの信号が受信されるようになって、例えば1/4πDQPSK用ディジタル携帯電話等の受信感度が効果的に改善されるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の一実施例に係る検波後ダイバーシチを行うディジタル移動通信における受信装置を説明する構成図。
【図2】上記実施例を説明するタイミングチャート。
【図3】この発明の第2の実施例を説明する構成図。
【図4】上記実施例における位相差値を説明する図。
【図5】同じく位相差値の下位3ビットを示す図。
【図6】この発明の第3の実施例を説明する構成図。
【図7】(A)および(B)は上記実施例におけるフェーシングのない場合とフェージングのある場合それぞれのコンスダレーション図。
【図8】(A)および(B)は上記実施例におけるフェーシングのない場合とフェージングのある場合それぞれの座標変化状態を説明する図。
【図9】この発明の第4の実施例を説明する構成図。
【図10】上記実施例を説明するタイミングチャート。
【図11】(A)および(B)は上記実施例におけるフェーシングのない場合とフェージングのある場合それぞれの動作タイミングを説明する図。
【図12】この発明の第5の実施例を説明する構成図。
【符号の説明】
11…位相差検出部、111 、112 …1シンボル遅延部、113 、114 …位相差部、12…セレクト部、121 …デコードデータセレクト部、122 …PLL データセレクト部、13…ダイバーシチエラー検出部、131 、132 …位相差変化検出部、133 …比較部、134 、135 …NG範囲検出部、136 、137 …座標異常検出部、138 、139 …位相変化点・位相変化量検出部、14…DPLL、15…デコード部、16…位相遷移異常検出部、161 、162 …位相異常検出部、163 、164 …デコード・位相差結果検出部、165 …不一致検出部、166 …比較部。[0001]
[Industrial applications]
The present invention relates to a receiver for digital mobile communication used in a 1 / 4.pi.DQPSK digital mobile phone which performs diversity after detection.
[0002]
[Prior art]
Digital mobile phones that perform mobile communication are used under various environmental conditions, and are often used, for example, in the shadows of large buildings. Therefore, for example, the reception conditions such as fading are not constant, and there are many cases where the communication condition is extremely poor.
[0003]
In order to improve the communication state with respect to fading and the like, diversity after detection is considered together with antenna diversity.However, it is hoped that a more correct reception system will be selected and the reception sensitivity will be further improved. It is rare.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made in view of the above points, and in particular, an abnormality on the side selected by diversity after detection is effectively detected, and the correct side is reliably selected and received. Another object of the present invention is to provide a receiving apparatus for digital mobile communication used in a 1 / 4.pi.DQPSK digital mobile phone or the like in which the receiving sensitivity is more stably improved.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is characterized in that first and second input signals received and detected by first and second reception systems are input, respectively, and a first phase difference value indicating a phase difference of the first input signal; A phase difference detector for detecting a second phase difference value indicating a phase difference of a second input signal, the first phase difference value and the second phase difference value being input, and A first and a second transition abnormality detecting means for respectively sampling a phase difference value of a plurality of times before and after the symbol timing and detecting a phase transition abnormality, and the first and the second transition abnormality detecting means, respectively. And a diversity error detecting means for comparing the detection signals from the two and detecting which one has no or less transition abnormality. Then, the decode data selection means selects the first or second phase difference value corresponding to the one having no or less transition abnormality detected by the diversity error detection means, and the selected one is selected by the decode data selection means. The demodulated signal is obtained by decoding the phase difference value.
[0006]
[Action]
In the receiving apparatus in the digital mobile communication configured as described above, for example, the phase difference change of each of the first and second phase difference value signals based on the signals received by the first and second antenna systems, A phase transition abnormality such as an amount is detected, and one of the signals received by the first and second antenna systems, which has no abnormality or less abnormality, is selected and output as decoded data. Will be done. Then, decoding is performed based on the selected data and demodulated data is output, and demodulated data based on a received signal from a system with the least abnormality is always obtained, and stable reception sensitivity is obtained. Become like
[0007]
【Example】
An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a configuration of a receiving apparatus for performing digital mobile communication such as a 1 / 4.pi.DQPSK digital mobile phone, which is received by first and second independently configured antennas (not shown). And the first and second input signals .theta.A and .theta.B obtained by detecting.
[0008]
The phase values PA1 to PAn and PB1 to PBn of the first and second input signals θA and θB are input to one-
[0009]
The signals LPA1 to LPAn and LPB1 to LPBn are input to the
[0010]
The output data DPAn, DPAn-1 and DPBn, DPBn-1 of the
[0011]
Further, in addition to the outputs of the phase difference
[0012]
The switching signal SLPLD from the comparing
[0013]
The
[0014]
In this decoded data
[0015]
The operation of the receiving apparatus thus configured will be described with reference to the timing chart shown in FIG. The
[0016]
When an abnormality occurs in phase transition as seen on the side A at time T3 in FIG. 2 due to fading or the like, the phase difference transits to ± 1/4 and further to other than ± 3/4 (phase difference transition abnormality). Therefore, the upper bits (DPAn.DPAn-1, DPBn.DPBn-1) of the phase differences (DPA1 to DPAn, DPB1 to DPBn) before and after the phase switching do not become constant at “0” or “1”. Therefore, the phase difference change detecting
[0017]
The
[0018]
The PLL
[0019]
In the decode data
[0020]
In this manner, the phase transition abnormality is detected based on the input signals on the A side and the B side, and decoding is performed based on the phase difference data on the side considered to have no or little phase transition abnormality. Therefore, the improvement of the reception sensitivity to fading is effectively realized. Further, by connecting a switching signal of another diversity to the external switching signal SLRSSI, the receiving sensitivity can be further improved.
[0021]
For example, the received signals from the A-side and B-side antennas are respectively detected by the A-side and B-side detectors, and the outputs of the A-side and B-side detectors are compared by a comparison circuit. Correspondingly, an external selection signal SLRSSI is obtained.
[0022]
FIG. 3 shows the second embodiment. FIG. 4 shows a table of the phase difference values, and FIG. 5 summarizes the lower 3 bits of the phase difference value (here, 3 bits because n = 5). Showing things.
[0023]
In this embodiment, the
[0024]
Focusing on the lower n-2 bits of the phase difference value, if there is no phase transition due to fading or the like, the lower n-2 bits of the phase difference are DPBn-2 (DPAn-DPn) for both ± 1 / 4π and ± 3 / 4π. 2)-DPB1 (DPA1) = "10 ... 0"
(“100” in FIGS. 4 and 5).
[0025]
Due to fading or the like, the lower n-2 bits of the phase difference are in the vicinity of DPBn-2 (DPAn-2) to DPB1 (DPA1) = "00... 0"("000" in FIGS. 4 and 5). When the phase transitions, it is difficult for the
[0026]
Therefore, an arbitrary range around DPBn-2 (DPAn-2) to DPB1 (DPA1) = "00... 0" is determined as an NG range, and when the phase shifts to this NG range, it is processed as a phase transition abnormality. Thus, the lower two bits DPAn-2 (DPBn-2) to DPA1 (DPB1) of the phase difference value on the other side are selected and decoded.
[0027]
FIG. 6 shows a third embodiment, and FIGS. 7 (A) and 7 (B) show constellation diagrams with and without facing, respectively, and FIGS. 8 (A) and 8 (B) 2 shows coordinate change tables in the case where there is no fading and in the case where there is, respectively.
[0028]
In this embodiment, the phase values PA1 to PAn and PB1 to PBn of the inputs θA and θB on the A side and the B side are input to the coordinate
[0029]
In the constellation diagram shown in FIG. 7A, the coordinates of 0 to 1 / 2π, 1 / 2π to π, π to -1 / 2π, and -1 / 2π to 0 are represented by [1] [2] [3] If [4] is set, the path of the phase transition from ± 1 / 4π to ± 3 / 4π is as shown in the coordinate change table shown in FIG. When there is fading, the coordinate change table shown in FIG. 8B other than FIG. 8A is used.
[0030]
The upper two bits of the phase change amount indicate the coordinates of the phase transition. From this, when the upper two bits of the phase change amount change other than those shown in FIG. In the coordinate
[0031]
9 shows a fourth embodiment, and FIG. 10 shows a timing chart for explaining the operation thereof. FIGS. 11A and 11B show timing charts with and without fading, respectively. Is shown.
[0032]
In this embodiment, the diversity
[0033]
At time T3 shown in FIG. 10, a case where a 3 / 4π phase transition should occur, but a phase transition abnormality occurs on both the A side and the B side, and a case where the degree of the phase transition abnormality is particularly large on the A side will be considered. Focusing on the upper bits of the phase difference (here, DPAn-1 and DPBn-1 of the second highest bit), the A side having a higher degree of phase transition abnormality has a phase switching point (the center of the sampling range). Is changing close to.
[0034]
From this, the point at which the phase changes from “0” to “1” or from “1” to “0” at the phase change point / phase
[0035]
FIG. 12 shows a fifth embodiment of the post-detection diversity, in which the phase transition
[0036]
In this embodiment, the decoding (or the phase difference result) is detected on both the A side and the B side, and when the decoding (or the phase difference result) does not match on both the A side and the B side, the diversity switching due to the phase transition abnormality detection is performed. Operable. Therefore, even though the decoding result is the same, diversity switching due to careless detection of a phase transition does not occur, and the receiving sensitivity is not reduced.
[0037]
【The invention's effect】
As described above, according to the receiving apparatus in digital mobile communication according to the present invention, in particular, an abnormality on the side selected by diversity after detection is effectively detected, and the correct side is always reliably selected. A signal from the selected antenna is received, so that the reception sensitivity of, for example, a 1 / 4πDQPSK digital mobile phone is effectively improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a receiving apparatus in digital mobile communication that performs diversity after detection according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a timing chart illustrating the embodiment.
FIG. 3 is a configuration diagram illustrating a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a view for explaining a phase difference value in the embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing lower 3 bits of a phase difference value.
FIG. 6 is a configuration diagram illustrating a third embodiment of the present invention.
FIGS. 7A and 7B are constellation diagrams for the case without fading and the case with fading in the above embodiment.
FIGS. 8A and 8B are diagrams for explaining coordinate change states in a case without fading and in a case with fading in the embodiment.
FIG. 9 is a configuration diagram illustrating a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a timing chart illustrating the embodiment.
FIGS. 11A and 11B are diagrams for explaining respective operation timings in the above embodiment when there is no facing and when there is fading;
FIG. 12 is a configuration diagram illustrating a fifth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
11: phase difference detection section, 111, 112: 1 symbol delay section, 113, 114: phase difference section, 12: selection section, 121: decode data selection section, 122: PLL data selection section, 13: diversity error detection section, 131, 132: phase difference change detecting section, 133: comparing section, 134, 135: NG range detecting section, 136, 137: coordinate abnormality detecting section, 138, 139 ... phase change point / phase change amount detecting section, 14: DPLL , 15... A decoding section, 16... A phase transition abnormality detecting section, 161, 162... A phase abnormality detecting section, 163, 164... A decoding / phase difference result detecting section, 165.
Claims (1)
前記第1の位相差値、前記第2の位相差値がそれぞれ入力され、前記第1、第2の位相差値をそれぞれ、位相差が切り替わるシンボルタイミングの前後において複数回サンプリングして、位相遷移異常をそれぞれが検出する第1および第2の遷移異常検出手段と、
前記第1および第2の遷移異常検出手段からの検出信号を比較し、遷移異常のないもしくは少ない方を検出するダイバーシチエラー検出手段と、
前記ダイバーシチエラー検出手段で検出された、遷移異常のないもしくは少ない方に対応する前記第1もしくは第2の位相差値を選択するデコードデータ選択手段と、
前記デコードデータ選択手段で選択された位相差値をデコードして復調信号を得るデコード手段と
を具備したディジタル移動通信におけるディジタル受信装置。First and second input signals received and detected by the first and second receiving systems, respectively, are input, a first phase difference value indicating a phase difference between the first input signal, and the second input signal. Phase difference detection means for detecting a second phase difference value indicating a phase difference between signals;
The first phase difference value and the second phase difference value are input, respectively, and the first and second phase difference values are sampled a plurality of times before and after the symbol timing at which the phase difference is switched , and the phase transition is performed. First and second transition abnormality detecting means for respectively detecting abnormality;
A diversity error detection unit that compares detection signals from the first and second transition abnormality detection units and detects whether there is no or little transition abnormality,
Decode data selection means for selecting the first or second phase difference value corresponding to one having no or less transition abnormality detected by the diversity error detection means;
Digital signal receiving apparatus in a digital mobile communication; and a decoding means for obtaining a demodulated signal by decoding the retardation values selected in the decoded data selection means.
Priority Applications (1)
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JP22010693A JP3594323B2 (en) | 1993-09-03 | 1993-09-03 | Receiver for digital mobile communication |
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- 1993-09-03 JP JP22010693A patent/JP3594323B2/en not_active Expired - Lifetime
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