JP3584912B2

JP3584912B2 - Wraparound canceller

Info

Publication number: JP3584912B2
Application number: JP2001281473A
Authority: JP
Inventors: 満平川; 紀之多湖; 則親大見; 洋侍岡田
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2001-09-17
Filing date: 2001-09-17
Publication date: 2004-11-04
Anticipated expiration: 2021-09-17
Also published as: JP2003087217A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は回り込みキャンセラに関し、特に、地上波デジタル放送などの単一周波数ネットワークにおいて、中継局の受信アンテナで観測される自局送信アンテナからの回り込み波を除去する回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
２００３年からサービス開始予定の地上波デジタル放送は、変調方式に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を採用することが決定している。ＯＦＤＭはマルチパス妨害に強いため、すべてのサービスエリアにおいて同じ周波数を利用する単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：ＳｉｎｇｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＮｅｔｗｏｒｋ）を構築することが可能である。しかしながら、ＳＦＮの中継局では、送信アンテナから発射された電波が自局受信アンテナへ回り込み、その回り込み波の電力が親局波の電力と比べて大きくなると、中継局内でループ発振が起こる。そのため、回り込み波を除去して発振を防ぐ技術の開発が必要とされる。
【０００３】
回り込み波を除去する方法としては、適応等化器に代表される時間領域信号処理，アダプティブアレーやサイドローブキャンセラに代表される空間領域信号処理、さらに両者を組合わせた時空間領域信号処理がある。
【０００４】
時間領域信号処理により回り込み波を抑圧する手法は、たとえば特開平１１−３５５１６０号公報に記載された「回り込みキャンセラ」や、特開２０００−３４１２３８号公報に記載された「回り込みキャンセラ」があり、今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐々木誠らによる“地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討”，映像情報メディア学会誌，ｖｏｌ．５４，Ｎｏ．１１，ｐｐ．１５６８−１５７５，２０００に記載されている。
【０００５】
また、この回り込みキャンセラを用いた屋外実験の結果は、今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐々木誠，大和田雄之，佐伯暖，金井隆夫，福原黎児，高瀬徹，川瀬克行，“北淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．２４，Ｎｏ．４３，ｐｐ．１７−２３，２０００に記載されている。以下、この回り込みキャンセラの原理について、図８〜図１０を参照しながら説明する。ただし、説明を簡単にするために、あらゆる雑音成分については省略する。
【０００６】
なお、各変数の表記において、ｔは時間領域信号，ωは周波数領域信号を示す。ｎはシンボルまたはサンプル時刻を表わし、ｎ＋１は変数の更新を表わす。ｎに関しては、説明において特に必要としない部分は省略する。
【０００７】
図８は回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。図８において、ｄ（ｔ），Ｄ（ω）は親局波とそのフーリエ変換を示し、ｕ（ｔ），Ｕ（ω）は回り込み波とそのフーリエ変換を示し、ｙ（ｔ），Ｙ（ω）は中継局のアンテナ１で受信される信号とそのフーリエ変換を示し、ｇ（ｔ），Ｇ（ω）は中継局の増幅器２のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数）を示し、ｃ（ｔ），Ｃ（ω）は回り込み伝送路のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数）を示す。ｗ_Ｔ（ｔ），Ｗ_Ｔ（ω）はＦＩＲ（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ＿Ｔ３の係数の時間領域表現（すなわち、インパルス応答）とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝達関数）を示し、ｒ（ｔ），Ｒ（ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の出力信号（回り込み波の複製信号）とそのフーリエ変換を示し、ｓ（ｔ），Ｓ（ω）は観測点における信号（キャンセラ出力信号）とそのフーリエ変換を表わしている。
【０００８】
図８に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ３は図９に示すような構成となっている。図９において、ｚ^−１は単位遅延演算子３１である。回り込み波の複製信号ｒ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４から得られるＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数ｗ_Ｔ（ｔ）とキャンセラ出力信号ｓ（ｔ）から次式により計算される。
【０００９】
ｒ（ｔ）＝ｗ_Ｔ（ｔ）＊ｓ（ｔ） …（１）
ここで、“＊”はたたみ込み演算を表わす。式（１）をフーリエ変換で表わすと、
Ｒ（ω）＝Ｗ_Ｔ（ω）Ｓ（ω） …（２）
となる。
【００１０】
次に、回り込みキャンセラの原理について説明する。図８より、中継局で受信される回り込み波のスペクトルＵ（ω）は、
Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω） …（３）
と表わされる。これにより中継局で受信される信号のスペクトルＹ（ω）は、
Ｙ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｕ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）…（４）
となる。また、観測点における信号のスペクトルＳ（ω）は、
Ｓ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｒ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｗ_Ｔ（ω）Ｓ（ω）…（５）
である。式（４）を式（５）に代入して整理すると、
Ｓ（ω）＝Ｄ（ω）／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−Ｗ_Ｔ（ω）｝］…（６）
が得られる。したがって、観測点における総合伝達関数をＦ（ω）とすれば、
Ｆ（ω）＝Ｓ（ω）／Ｄ（ω）＝１／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−Ｗ_Ｔ（ω）｝］…（７）
となる。
【００１１】
回り込みキャンセラが理想的に動作している状態での観測点における信号は、
Ｓ（ω）＝Ｄ（ω） …（８）
であるから、式（６）よりキャンセル条件は、
Ｗ_Ｔ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω） …（９）
となる。
【００１２】
ここで、回り込みキャンセラによる回り込み波の複製Ｒ（ω）＝Ｗ_Ｔ（ω）Ｓ（ω）と実際の回り込み波Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）との誤差を考慮して回り込み残差Ｅ（ω）を式（１０）で定義する。
【００１３】
Ｅ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）−Ｗ_Ｔ（ω） …（１０）
式（７）の関係を式（１０）に代入すると、
Ｅ（ω）＝１−１／Ｆ（ω）＝１−Ｄ（ω）／Ｓ（ω） …（１１）
を得る。これにより、観測点の信号Ｓ（ω）を測定し、Ｄ（ω）として既知のパイロット信号を用いれば、回り込み残差Ｅ（ω）を求めることができる。Ｅ（ω）を利用してＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数Ｗ_Ｔ（ω）を更新することにより、回り込み波をキャンセルすることができる。
【００１４】
フィルタ係数の更新は図８のＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４で行なわれる。その演算過程を図１０に示す。観測点におけるシンボルｎのＯＦＤＭ信号ｓ（ｎ，ｔ）のフーリエ変換Ｓ（ｎ，ω）と既知のパイロット信号から生成された送信信号の推定値Ｄ（ｎ，ω）から式（７）により複素除算することによりＦ（ｎ，ω）が計算され、式（１１）によりＥ（ｎ，ω）が計算される。Ｅ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換することにより、回り込み残差のインパルス応答ｅ（ｎ，ｔ）が得られる。ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数更新ステップサイズをμ_Ｔとすれば、フィルタ係数の勾配（変化量Δｗ_Ｔ（ｎ，ｔ））は、
Δｗ_Ｔ（ｎ，ｔ）＝μ_Ｔｅ（ｎ，ｔ） …（１２）
となり、更新後のフィルタ係数は次式で表わされる。
【００１５】
ｗ_Ｔ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ_Ｔ（ｎ，ｔ）＋Δｗ_Ｔ（ｎ，ｔ） …（１３）
このフィルタ係数を逐次的に更新することにより、式（９）の条件を満足するキャンセル動作が行なわれる。
【００１６】
上述の説明のように、この回り込みキャンセラは、観測点での受信信号と既知のパイロット信号から回り込み波の複製信号をＦＩＲフィルタで生成し、受信信号（親局波＋回り込み波）から減ずることで回り込み波成分を打ち消すものであり、時間領域キャンセラと呼ばれている。この時間領域キャンセラにより、複数の回り込み波が到来する場合にも精度よく回り込み波を除去することができる。
【００１７】
空間領域信号処理により回り込み波を除去する手法は、たとえばＬ．Ｃ．Ｇｏｄａｒａ， “ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆＡｎｔｅｎｎａＡｒｒａｙｓｔｏＭｏｂｉｌｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｐａｒｔ２：Ｂｅａｍ−ＦｏｒｍｉｎｇａｎｄＤｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ−ＡｒｒｉｖａｌＣｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ，”ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＥＥＥ，Ａｕｇ．１９９７や、菊間信良著，アレーアンテナによる適応信号処理，科学技術出版，１９９９などに詳しく紹介されている。空間領域信号処理のうち、電波伝搬環境に対して適応的にアンテナ指向性を制御する技術はアダプティブアレーと呼ばれている。
【００１８】
アダプティブアレーを動作させるためには、到来する変調波に対する何らかの事前情報が必要であり、それによりいくつかの手法に分けられる。その中でも最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）に基づくアダプティブアレーは既知のパイロット信号を事前情報とするため、妨害波方向に正確にヌル（受信感度が０）を指向することができるとともに、妨害波の到来方向が変化した場合にもヌルが妨害波方向に自動的に追従するので、実際の伝搬環境に適した手法であるといえる。また、親局波の受信電力より回り込み波の受信電力が大きい場合にも適用可能である。以下、広帯域信号に対応したＭＭＳＥ型アダプティブアレーについて図１１〜図１３を参照しながら簡単に説明する。
【００１９】
図１１はＭＭＳＥ型広帯域アダプティブアレーを示し、図１２はＦＩＲフィルタ＿ｐ［ｐ＝１，…，Ｐ］の構成である。図１１において、♯１〜♯Ｐは受信アレーアンテナ素子を示し、ｘ_ｐ（ｔ）は素子ｐでの受信信号を示し、ｗ_ｐ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿ｐのインパルス応答を示し、ｙ_ｐ（ｔ）は素子ｐの出力信号を示し、ｙ（ｔ）はアレーアンテナ出力信号であり、ｄ（ｔ）は既知のパイロット信号（参照信号）であり、ｅ（ｔ）は誤差信号である。
【００２０】
次に、動作について説明する。素子ｐでの出力信号ｙ_ｐ（ｔ）は
ｙ_ｐ（ｔ）＝ｗ_ｐ（ｔ）＊ｘ_ｐ（ｔ）
＝Σ｛τ＝０，…，Ｎ_ｓ−１｝ｗ_ｐ（τ）ｘ_ｐ（ｔ−τ）…（１４）
となる。ここでＮ_ｓはＦＩＲフィルタ＿ｐのタップ数である。アレーアンテナ出力信号ｙ（ｔ）は各素子での出力信号の和であるが、各素子での各タップにおける受信信号とフィルタ係数を並べて、それぞれ次のようなＮ_ｓＰ×１ベクトルｘ（ｔ）＝［ｘ_１（ｔ），…，ｘ_１（ｔ−（Ｎ_ｓ−１）），ｘ_２（ｔ），…，ｘ_２（ｔ―（Ｎ_ｓ―１）），…，ｘ_Ｐ（ｔ），…，ｘ_Ｐ（ｔ−（Ｎ_ｓ−１））］^Ｔ …（１５ａ）
ｗ（ｔ）＝［ｗ_１（０），…，ｗ_１（Ｎ_ｓ―１），ｗ_２（０），…，ｗ_２（Ｎ_ｓ−１），…，ｗ_Ｐ（０），…，ｗ_Ｐ（Ｎ_ｓ−１）］^Ｔ …（１５ｂ）
として定義すれば、ｙ（ｔ）は

と表せる。ただし、上付き添え字の‘Ｔ’は転置を表す。
【００２１】
誤差信号ｅ（ｔ）は、
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｙ（ｔ） …（１７）
であり、誤差信号の二乗の平均値（平均二乗誤差）Ｅ［｜ｅ（ｔ）｜^２］は次のようになる。
【００２２】

ここで、Ｅ［・］は期待値演算子を表わす。ｗ（ｔ）を適切に選択することにより、平均二乗誤差は最小化される。
【００２３】
式（１８）を最小化するｗ（ｔ）は逐次的に更新する手法はいくつかあるが、ここでは最急降下法（ＬＭＳ：ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）に基づく手法について説明する。最急降下法に基づく最適化アルゴリズムは式（１９）で表わされる。
【００２４】
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）−（μ_ｓ／２）∂Ｅ［｜ｅ（ｎ，ｔ）｜^２］／∂ｗ（ｎ，ｔ） …（１９）
ここで、ｎはサンプル時刻であり、μ_ｓはＦＩＲフィルタ＿ｐ係数更新ステップサイズであり、∂／∂ｗ（ｎ，ｔ）はｗ（ｎ，ｔ）の微分演算子を表わす。式（１８）により
∂Ｅ［｜ｅ（ｎ，ｔ）｜^２］／∂ｗ（ｎ，ｔ）＝−２Ｅ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ^＊（ｎ，ｔ）］ …（２０）
であるから（上付き添え字“＊”は複素共役を表わす）、式（１９）は

となる。
【００２５】
図１３は図１１に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部の演算過程を示す図である。図１３のサンプル値平均処理ブロックによりＥ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ^＊（ｎ，ｔ）］を計算するが、期待値の演算は実際には困難なため、期待値演算子を取り除いて、
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μ_ｓｘ（ｎ，ｔ）ｅ^＊（ｎ，ｔ）…（２２）とするか、もしくは適当な有限個（Ｊ個）のサンプル値の平均をとって
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μ_ｓ［Σ｛ｊ＝１，…，Ｊ｝ｘ _ｊ（ｎ，ｔ）ｅ_ｊ ^＊（ｎ，ｔ）］／Ｊ …（２３）
とする。
【００２６】
ＦＩＲフィルタ係数を逐次的に更新する他の手法としては、ＳＭＩ（ＳａｍｐｌｅＭａｔｒｉｘＩｎｖｅｒｓｉｏｎ）やＲＬＳ（ＲｅｃｕｒｓｉｖｅＬｅａｓｔＳｑｕａｒｅｓ）などがある。これらの手法については説明を省略する。
【００２７】
アダプティブアレーを地上波デジタル放送用中継局に適用する場合は、親局波の既知のパイロット信号であるＳＰ（ＳｃａｔｔｅｒｅｄＰｉｌｏｔ）もしくはＣＰ（ＣｏｎｔｉｎｕａｌＰｉｌｏｔ）を参照信号として利用する。このとき、アダプティブアレーは回り込み波の方向にヌルを指向する空間領域キャンセラとして機能する。ただしヌルを形成するには、親局波と回り込み波の時間相関が小さいという条件が必要である。
【００２８】
近年時間領域信号処理と空間領域信号処理を組合わせた時空間領域信号処理についても数多く検討されているが、これらは単にアダプティブアレーやサイドローブキャンセラと適応等化器を接続した構成であるもの、もしくはそれらに従来のダイバーシチ技術などを組合わせた構成による高性能化を特徴としたものが大半を占めている。これらの検討例については説明を省略する。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
ある一定時間における回り込み波の振幅・位相の変動量は、回り込み波の大きさに比例する。したがって、回り込み波が大きくなるにつれてその変動がキャンセラの追従能力を超えてしまう。前述の“北淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”によると、現在では親局波と回り込み波の電力比Ｄ／Ｕ＝０［ｄＢ］がキャンセル能力の限界となっている。しかし、時間領域キャンセラはＦＩＲフィルタのタップ数に対応する多数の回り込み波をキャンセルすることができる。
【００３０】
また、アダプティブアレー（空間領域キャンセラ）は、除去可能な回り込み波の数が［アレーアンテナ素子数−１］という制限があるため、アレーアンテナ素子数以上の回り込み波が到来する場合は対応できないが、親局波よりも回り込み波の電力が大きい場合にも回り込み波をキャンセルすることが可能である。
【００３１】
上記のように、両キャンセラは相補関係にある。そこで、回り込み波除去能力を大幅に改善するには両者を組合わせた時空間領域キャンセラが効果的である。
【００３２】
時空間領域キャンセラは制御アルゴリズムをフレキシブルに採用することが可能である。ただし、回り込み波は親局波が遅延した信号であるため、親局波とは相関があり、方向拘束付出力電力最小化法や最大ＳＮＲ法は回り込み波が親局波に比べて大きくないと動作しない。このように、希望波と妨害波が相関をもつ場合にもＭＭＳＥは動作が可能であり、回り込み波の電力が小さい場合にも対応する。
【００３３】
ＭＭＳＥ型アダプティブアレーを動作させる場合には、（１）送信信号を複製つまり復調して受信信号との誤差を得るか、もしくは（２）受信信号からＳＰに対応するキャリア成分のみを抽出してＳＰとの誤差を得るかのいずれかが必要である。（１）は復調処理が必要であるので必然的に回路規模や処理時間が大きくなる。（２）の場合においても、ｙ（ｔ）をフーリエ変換し、ＳＰに対応する周波数成分のみを抽出して、逆フーリエ変換により時間領域信号に戻し、予め計算済みのＳＰに対応する時間領域信号との差を得る計算が必要となる。これらの計算を１シンボル毎に行なうと、計算量が大幅に増えるとともに、装置化した場合のハードウェア構成が複雑となってしまう。
【００３４】
また、縦続接続構成の別の課題として、空間領域キャンセラのフィルタ係数更新が時間領域キャンセラの平衡状態を崩してしまうことが考えられる。その結果、両者のフィルタ係数が最適値に収束するまでに多くの時間を必要とし、環境変化に対する追従速度が遅くなるとともに、伝搬環境によってはフィルタ係数が発散するおそれがある。
【００３５】
それゆえに、この発明の主たる目的は、親局波よりも電力の大きい回り込み波が到来する場合や複数の回り込み波が到来する場合でも回り込み波を精度よく除去できる回り込みキャンセラを提供することである。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
この発明は、アダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタを基本構成とする時間領域キャンセラを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセラは、観測点の信号から回り込み波の複製信号をＦＩＲフィルタで生成し、空間領域キャンセラ出力信号から複製信号を減ずることで回り込み波成分を打ち消す。空間領域キャンセラは、複製信号の複素共役の信号を各アンテナ素子の受信信号に乗算し、乗算して得られた各信号を用いて空間領域キャンセラの各ＦＩＲフィルタ係数を計算するＦＩＲフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする。
【００３７】
他の発明は、アダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタを基本構成とする時間領域キャンセラを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、空間領域キャンセラのフィルタ係数更新に伴う時間領域キャンセラ出力信号の変動を時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで補償するＦＩＲフィルタ係数補償手段を備えたことを特徴とする。
【００３８】
さらに、他の発明は、アダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタを基本構成とする時間領域キャンセラを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで生成される回り込み波の複製信号と、各アンテナ素子の受信信号を用いて空間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を計算するＦＩＲフィルタ係数演算手段と、空間領域キャンセラのフィルタ係数更新に伴う時間領域キャンセラ出力信号の変動を時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで補償するＦＩＲフィルタ係数補償手段を備えたことを特徴とする。
【００４０】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一実施形態の回り込みキャンセラのブロック図である。図１において、ｄ（ｔ），Ｄ（ω）は親局波とそのフーリエ変換を示し、ｕ_１（ｔ）〜ｕ_Ｐ（ｔ），Ｕ_１（ω）〜Ｕ_Ｐ（ω）はアンテナ♯１〜♯Ｐに到来する回り込み波とそのフーリエ変換を示し、ｘ_１（ｔ）〜ｘ_Ｐ（ｔ），Ｘ_１（ω）〜Ｘ_Ｐ（ω）はアンテナ♯１〜♯Ｐにおける受信信号とそのフーリエ変換を示す。ｗ_１（ｔ）〜ｗ_Ｐ（ｔ），Ｗ_１（ω）〜Ｗ_Ｐ（ω）はアンテナ♯１〜♯Ｐに接続されているＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数の時間領域表現（すなわちインパルス応答）とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝達関数），ｙ（ｔ），Ｙ（ω）は中継局で受信される信号とそのフーリエ変換，ｇ（ｔ），Ｇ（ω）は中継局の増幅器のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数），ｃ_１（ｔ）〜ｃ_Ｐ（ｔ），Ｃ_１（ω）〜Ｃ_Ｐ（ω）は回り込み伝送路のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数），ｗ_Ｔ（ｔ），Ｗ_Ｔ（ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔの係数の時間領域表現（すなわちインパルス応答）とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝達関数），ｒ（ｔ），Ｒ（ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ出力信号（回り込み波の複製信号）とそのフーリエ変換，ｓ（ｔ），Ｓ（ω）は観測点における信号（キャンセラ出力信号）とそのフーリエ変換，Δｙ（ｔ），ΔＹ（ω）は空間領域キャンセラ出力変化量とそのフーリエ変換を表わしている。
【００４１】
図１に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの主要目的は、アレーアンテナ指向性において広帯域にヌルを形成することである。併せて、ＯＦＤＭ信号の無線中心周波数に対する帯域幅の比（比帯域）が大きい場合に生じる線形歪みを補償する効果が生まれる。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐのタップ数は実システムに応じて決定される。
【００４２】
図２は図１に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の演算過程を示すブロック図である。ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４での演算過程は図１０と同じであるので説明を省略するが、ここでは更新後のフィルタ係数をｗ_Ｔ′（ｎ，ｔ）とし、これがＦＩＲフィルタ＿Ｔ補償前の係数とされる。
【００４３】
また、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数変化量Δｗ_Ｔ（ｎ，ｔ）は１シンボル毎に空間領域キャンセラ処理判定部７へ出力され、Ｓ（ｎ，ω）は１シンボル毎にＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部６へ出力される。
【００４４】
図３は空間領域キャンセラ処理判定部７の構成を示すブロック図であり、この図３を参照して、空間領域キャンセラのフィルタ係数を処理するか否かを判定する方法について説明する。ここでは、まずＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４から出力されたＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数の変化量Δｗ_Ｔ（ｎ，ｔ）に対し、それらの絶対値の最大値Δｗ_ＴＭ（ｎ，ｔ）を求める。すなわちΔｗ_ＴＭ（ｎ，ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数の最大勾配値である。次に、Δｗ_ＴＭ（ｎ，ｔ）と任意のしきい値とを比較する。その結果、処理判定値は０もしくは１の値をとる。
【００４５】

この処理判定値は１シンボル毎にＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部へ出力される。なお、しきい値については、回り込み波の大きさや時間領域キャンセラの収束状況に応じて適当な値を選択する。
【００４６】
図４は図１のＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８の構成を示すブロック図である。図４において、空間領域キャンセラ処理判定部７から出力された処理判定値は、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部内部８のスイッチに送られる。処理判定値が０の場合は、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数変化量Δｗ_ｐ（ｎ，ｔ）は０となり、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数は更新されない。
【００４７】
ＦＩＲフィルタ＿Ｔの係数がある程度収束した場合は、式（２４）の処理判定値は１となり、空間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数を更新するように、空間領域キャンセラ処理判定部７から指示が出される。
【００４８】
回り込み波の複製信号ｒ（ｎ，ｔ）はある程度収束すると親局波ｄ（ｎ，ｔ）とアレーアンテナ出力信号ｙ（ｎ，ｔ）との差信号である誤差信号ｅ（ｎ，ｔ）と等価になるため、空間領域キャンセラはＭＭＳＥと等価な動作となり、収束していくことになる。なお、ｒ（ｎ，ｔ）は状況に応じて必ずしも収束しなくてもよい。たとえば、回り込み波が大きい場合は、ｒ（ｎ，ｔ）が収束していない場合でもｒ（ｎ，ｔ）は回り込み波の成分が支配的となり、空間領域キャンセラはこの成分をキャンセルするように動作する。
【００４９】
図４のサンプル値平均処理ブロックでは期待値Ｅ［ｘ_ｐ（ｎ，ｔ）ｒ^＊（ｎ，ｔ）］の演算を行なうのが理想であるが、期待値の演算は実際には困難なため、１シンボル分すなわちシンボルｎのサンプル値の平均をとり、期待値として使用する。
【００５０】
上記の説明のように、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８は、空間領域キャンセラ処理判定部７から出力された処理判定値に基づいてＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数を出力する。これをｗ_ｐ”（ｎ，ｔ）とすると、次式のようになる。
【００５１】
処理判定値＝０→ｗ_ｐ”（ｎ，ｔ）＝ｗ_ｐ（ｎ，ｔ） …（２５）
処理判定値＝１→ｗ_ｐ”（ｎ，ｔ）＝ｗ_ｐ（ｎ，ｔ）＋Δｗ_ｐ（ｎ，ｔ） …（２６）
ここで、
Δｗ_ｐ（ｎ，ｔ）＝−μ_ｓＥ［ｘ_ｐ（ｎ，ｔ）ｒ^＊（ｎ，ｔ）］…（２７）
である。
【００５２】
更新されたＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数は、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐに出力される。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの構成は図１２と同じである。また、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８は１シンボル毎にΔｗ_ｐ（ｎ，ｔ）を空間領域キャンセラ出力変化量演算部９へ出力する。
【００５３】
次に、式（２６）によりＦＩＲフィルタフィルタ＿１〜Ｐの係数が更新された場合の回り込みキャンセラの動作について説明するために、図１を用いて観測点における信号Ｓ（ω）を定式化する。空間領域キャンセラ出力信号Ｙ（ω）は、

と表わされる。また、観測点における信号Ｓ（ω）は
Ｓ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｒ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｗ_Ｔ（ω）Ｓ（ω）…（２９）
である。これにより、式（２８）を式（２９）に代入して整理すると、式（３０）が得られる。
【００５４】
【数１】

【００５５】
ところで、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数がｗ_ｐ（ｎ，ｔ）からｗ_ｐ”（ｎ，ｔ）に更新されると、式（３０）のＳ（ω）はその影響を受ける。式（１１）〜式（１３）に示すように、時間領域キャンセラはこのＳ（ω）を用いて回り込み残差Ｅ（ω）を計算し、逆フーリエ変換により時間領域信号ｅ（ｔ）に戻してＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数の変化量を計算し、フィルタ係数を更新する。
【００５６】
１シンボル毎にこの動作を繰返すことによりＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数は収束していくが、Ｓ（ω）がＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数変化の影響を受けると、収束していた時間領域キャンセラの平衡状態が崩れてしまう。さらに、その誤差が再び空間領域キャンセラのフィルタ係数計算誤差を発生させるという悪循環が起こり、時間領域および空間領域キャンセラのフィルタ係数が発散してしまうおそれがある。
【００５７】
そこで、このような悪循環を防止するために、回り込みキャンセラはＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数を調整する補償機能を有する。以下、この補償機能について説明する。その説明に際し、以下の変数を定義する。
【００５８】
Ｗ_ｐ”（ｎ，ω）＝Ｗ_ｐ（ｎ，ω）＋ΔＷ_ｐ（ｎ，ω） …（３１）
Ｗ_Ｔ”（ｎ，ω）＝Ｗ_Ｔ（ｎ，ω）＋ΔＷ_Ｃ（ｎ，ω） …（３２）
ここで、式（３１），（３２）はいずれも周波数領域での表現であり，式（３１）は式（２６）に対し、Ｗ_Ｔ（ｎ，ω）はシンボルｎにおけるＦＩＲフィルタ＿Ｔの係数であり、ΔＷ_Ｃ（ｎ，ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔの補償係数である。また、増幅器の伝達関数と回り込み伝送路の伝達関数を以下のように表現することとする。
【００５９】
Ｇ（ｎ，ω）＝Ｇ …（３３）
Ｃ_ｐ（ｎ，ω）＝Ｃ_ｐ …（３４）
このとき、Ｗ_ｐ”（ｎ，ω）とＷ_Ｔ”（ｎ，ω）に対応する観測点での信号Ｓ”（ｎ，ω）、およびＷ_Ｔ（ｎ，ω）とＷ_ｐ（ｎ，ω）に対応する観測点での信号Ｓ（ｎ，ω）はそれぞれ次式のようになる。
【００６０】
【数２】

【００６１】
ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数の変化による影響をなくすには、Ｓ”（ｎ，ω）とＳ（ｎ，ω）が同じであればよい。Ｓ”（ｎ，ω）＝Ｓ（ｎ，ω）として式（３５）と式（３６）を整理し、さらに式（２８），式（２９）の関係を利用してΔＷ_Ｃ（ｎ，ω）について解くと、
ΔＷ_Ｃ（ｎ，ω）＝ΔＹ（ｎ，ω）／Ｓ（ｎ，ω） …（３７）
という関係が得られる。ここで、
ΔＹ（ｎ，ω）＝Σ｛ｐ＝１，…，Ｐ｝ΔＷ_ｐ（ｎ，ω）Ｘ_ｐ（ｎ，ω）…（３８）
である。ΔＹ（ｎ，ω）はＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数の変化による空間領域キャンセラ出力信号の変化量のフーリエ変換である。
【００６２】
次に、上述の原理に対応して、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数の補償過程について説明する。フーリエ変換ΔＹ（ｎ，ω）に対応する信号Δｙ（ｎ，ｔ）、すなわちΔＹ（ｎ，ω）の逆フーリエ変換は、図１に示す空間領域キャンセラ出力変化量演算部９で求められる。
【００６３】
図５は空間領域キャンセラ出力変化量演算部９の構成を示すブロック図である。空間領域キャンセラ出力変化量は、アレーアンテナで受信された信号とＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８から出力されたＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数変化量から以下の式で求められる。
【００６４】
Δｙ（ｎ，ｔ）＝Σ｛ｐ＝１，…，Ｐ｝Δｗ_ｐ（ｎ，ｔ）＊ｘ_ｐ（ｎ，ｔ）…（３９）
空間領域キャンセラ出力変化量演算部９で算出されたΔｙ（ｎ，ｔ）は、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部６へ出力される。
【００６５】
図６はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部６の構成を示すブロック図である。図６において、Δｙ（ｎ，ｔ）をフーリエ変換後、式（３７）の複素除算によりＦＩＲフィルタ＿Ｔの補償係数ΔＷ_Ｃ（ｎ，ω）を算出する。この補償係数を逆フーリエ変換によりΔｗ_Ｃ（ｎ，ｔ）に変換する。これによりＦＩＲフィルタ＿Ｔ補償部６の係数は、

となる。
【００６６】
上述の原理に基づくこの発明の回り込みキャンセラのフィルタ係数更新動作の流れを整理して示すと、図７に示すフローチャートで表すことができる。この図７を参照してフイルタ係数更新動作の概略について説明する。
【００６７】
ステップＳＰ（図示ではＳＰと略称する）１において、フィルタ係数を初期設定して受信を開始する。ステップＳＰ２においてシンボルを受信し、ステップＳＰ３においてＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数の変化量をＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４によって演算する。ステップＳＰ４において、空間領域キャンセラ処理判定部７は空間領域キャンセラ処理判定値が「０」であるか「１」であるかを判定する。この判定は式（２４）に基づく。判定値が「１」であれば、ステップＳＰ５においてＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８によって、ステップＳＰ６の演算式に基づいて、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数変化量を演算する。そして、ステップＳＰ７においてＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部８はＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐの係数を演算した係数で更新する。
【００６８】
一方、空間領域キャンセラ出力変化量演算部９は、ステップＳＰ８において式（３９）に基づいて空間領域キャンセラ出力変化量を演算し、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部６はステップＳＰ１０の演算式に基づいて係数を演算し、ステップＳＰ１１においてＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数を演算した係数で更新する。
【００６９】
ステップＳＰ４において、空間領域キャンセラ処理判定値が「０」であれば、ＦＩＲフィルタ１〜Ｐの係数の更新は行わずステップＳＰ１２の演算をを行い、ステップＳＰ１１においてＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数を演算した係数で更新する。
【００７０】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００７１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、空間領域キャンセラと時間領域キャンセラを組合わせた時空間領域キャンセラを構成することにより、親局波よりも電力の大きい回り込み波が到来する場合や、複数の回り込み波が到来する場合でも回り込み波を精度よく除去することが可能となる。
【００７２】
また、時間領域キャンセラのフィルタ係数の勾配がしきい値よりも小さい場合にのみ空間領域キャンセラを動作させる構成および空間領域キャンセラのフィルタ係数を更新した場合に変動する時間領域キャンセラ出力信号を時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタで補償する機能を付加することにより、両キャンセラの発散を防止できる。
【００７３】
さらに、時間領域キャンセラの収束動作を妨げることなく、空間領域キャンセラのフィルタ係数更新に必要な誤差信号として時間領域キャンセラで得られる回り込み成分の複製を利用することができる。その結果、［パイロット信号−空間領域キャンセラ出力信号］の計算をする必要がなく、大幅に計算量を削減できるとともに、装置化した場合のハードウェア構成を簡略化することが可能となる。
【００７４】
また、時間領域・空間領域の両キャンセラの利点を有しており、いずれか単独で用いた場合よりも優れたキャンセル特性を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態の回り込みキャンセラのブロック図である。
【図２】図１に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の演算過程を示すブロック図である。
【図３】図１に示した空間領域キャンセラ処理判定部の構成を示すブロック図である。
【図４】図１に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図５】図１に示した空間領域キャンセラ出力変化量演算部の構成を示すブロック図である。
【図６】図１に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部の構成を示すブロック図である。
【図７】この発明の一実施形態の回り込みキャンセラのフィルタ係数更新動作を示すフローチャートである。
【図８】時間領域回り込みキャンセラの原理を示す図である。
【図９】図８に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔの構成を示すブロック図である。
【図１０】図８に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図１１】ＭＭＳＥ型広帯域アダプティブアレーを示すブロック図である。
【図１２】図１１に示したＦＩＲフィルタ＿ｐの構成を示すブロック図である。
【図１３】ＬＭＳに基づくＦＩＲフィルタ＿ｐ係数更新過程を示すブロック図である。
【符号の説明】
３ＦＩＲフィルタ＿Ｔ、４ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部、５送信アンテナ、６ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数補償部、７空間領域キャンセラ処理判定部、８ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部、９空間領域キャンセラ出力変化量演算部。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a loop-back canceller, and more particularly to a loop-back canceller that removes a loop-back wave from its own transmitting antenna observed by a receiving antenna of a relay station in a single frequency network such as terrestrial digital broadcasting.
[0002]
[Prior art]
For terrestrial digital broadcasting scheduled to start its service from 2003, it has been decided to adopt Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) as a modulation method. Since OFDM is resistant to multipath interference, it is possible to construct a single frequency network (SFN: Single Frequency Network) using the same frequency in all service areas. However, in an SFN relay station, a radio wave emitted from a transmitting antenna wraps around to its own receiving antenna, and when the power of the wraparound wave becomes larger than the power of the master station wave, loop oscillation occurs in the relay station. Therefore, there is a need to develop a technique for removing a loop wave and preventing oscillation.
[0003]
As a method of removing the loop interference wave, there are time domain signal processing represented by an adaptive equalizer, spatial domain signal processing represented by an adaptive array and a side lobe canceller, and spatiotemporal signal processing combining both. .
[0004]
Methods for suppressing a loop wave by time domain signal processing include, for example, a "loop canceller" described in JP-A-11-355160 and a "loop canceller" described in JP-A-2000-341238. "Basic study of loop-back canceller for broadcast wave relay in terrestrial digital broadcasting SFN" by Koichiro, Hiroyuki Hamazumi, Kazuhiko Shibuya, Makoto Sasaki, etc., Journal of the Institute of Image Information and Television Engineers, vol. 54, no. 11, pp. 1568-1575, 2000.
[0005]
The results of outdoor experiments using this wraparound canceller are shown in Koichiro Imamura, Hiroyuki Hamazumi, Kazuhiko Shibuya, Makoto Sasaki, Takeyuki Owada, Atsushi Saeki, Takao Kanai, Reiji Fukuhara, Toru Takase, Katsuyuki Kawase, SFN Experiment on Broadcasting Waves at Relay Stations ", ITE Technical Report, vol. 24, no. 43 pp. 17-23, 2000. Hereinafter, the principle of the wraparound canceller will be described with reference to FIGS. However, for simplicity, all noise components are omitted.
[0006]
In the notation of each variable, t indicates a time domain signal, and ω indicates a frequency domain signal. n represents a symbol or sample time, and n + 1 represents a variable update. Regarding n, parts that are not particularly required in the description are omitted.
[0007]
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the wraparound canceller. In FIG. 8, d (t) and D (ω) indicate the parent station wave and its Fourier transform, u (t) and U (ω) indicate the loop wave and its Fourier transform, and y (t) and Y ( ω) indicates the signal received by the antenna 1 of the relay station and its Fourier transform, g (t) and G (ω) indicate the impulse response of the amplifier 2 of the relay station and its Fourier transform (ie, transfer function), c (t) and C (ω) indicate the impulse response of the loop transmission path and its Fourier transform (that is, transfer function). w_T(T), W_T(Ω) indicates a time domain expression (that is, an impulse response) of a coefficient of a FIR (Finite Impulse Response) filter_T3 and a frequency domain expression (that is, a transfer function) that is a Fourier transform thereof, and r (t), R (ω) Indicates an output signal (duplicate signal of the wraparound wave) of the FIR filter_T3 and its Fourier transform, and s (t) and S (ω) indicate a signal at the observation point (canceller output signal) and its Fourier transform.
[0008]
The FIR filter_T3 shown in FIG. 8 has a configuration as shown in FIG. In FIG. 9, z^-1Is a unit delay operator 31. The replicated signal r (t) of the wraparound wave is a coefficient w of the FIR filter_T3 obtained from the FIR filter_T(T) and the canceller output signal s (t) are calculated by the following equation.
[0009]
r (t) = w_T(T) * s (t) (1)
Here, “*” represents a convolution operation. Expressing equation (1) by Fourier transform,
R (ω) = W_T(Ω) S (ω)… (2)
It becomes.
[0010]
Next, the principle of the wraparound canceller will be described. From FIG. 8, the spectrum U (ω) of the loop wave received by the relay station is:
U (ω) = C (ω) G (ω) S (ω) (3)
Is represented by Thus, the spectrum Y (ω) of the signal received by the relay station is
Y (ω) = D (ω) + U (ω) = D (ω) + C (ω) G (ω) S (ω) (4)
It becomes. The spectrum S (ω) of the signal at the observation point is
S (ω) = Y (ω) −R (ω) = Y (ω) −W_T(Ω) S (ω) ... (5)
It is. Substituting equation (4) into equation (5) and rearranging,
S (ω) = D (ω) / [1-ΔC (ω) G (ω) -W_T(Ω)｝]… (6)
Is obtained. Therefore, if the total transfer function at the observation point is F (ω),
F (ω) = S (ω) / D (ω) = 1 / [1-ΔC (ω) G (ω) -W_T(Ω)｝]… (7)
It becomes.
[0011]
The signal at the observation point when the wraparound canceller is operating ideally is
S (ω) = D (ω) (8)
Therefore, from the equation (6), the cancellation condition is:
W_T(Ω) = C (ω) G (ω) (9)
It becomes.
[0012]
Here, the replication of the loop wave by the loop canceller R (ω) = W_TThe wraparound error E (ω) is defined by equation (10) in consideration of the error between (ω) S (ω) and the actual wraparound wave U (ω) = C (ω) G (ω) S (ω). I do.
[0013]
E (ω) = C (ω) G (ω) -W_T(Ω)… (10)
Substituting the relationship of equation (7) into equation (10) gives
E (ω) = 1−1 / F (ω) = 1−D (ω) / S (ω) (11)
Get. Thus, by measuring the signal S (ω) at the observation point and using a known pilot signal as D (ω), the wraparound residual E (ω) can be obtained. FIR filter_T coefficient W using E (ω)_TBy updating (ω), the looping wave can be canceled.
[0014]
The update of the filter coefficient is performed by the FIR filter_T coefficient calculation unit 4 in FIG. The calculation process is shown in FIG. From the Fourier transform S (n, ω) of the OFDM signal s (n, t) of the symbol n at the observation point and the estimated value D (n, ω) of the transmission signal generated from the known pilot signal, the complex is calculated by equation (7). By dividing, F (n, ω) is calculated, and E (n, ω) is calculated by equation (11). By performing an inverse Fourier transform on E (n, ω), an impulse response e (n, t) of a wraparound residual is obtained. FIR filter_T coefficient update step size is μ_TThen, the gradient of the filter coefficient (change amount Δw_T(N, t)) is
Δw_T(N, t) = μ_Te (n, t) (12)
And the updated filter coefficient is expressed by the following equation.
[0015]
w_T(N + 1, t) = w_T(N, t) + Δw_T(N, t) (13)
By sequentially updating the filter coefficients, a cancel operation that satisfies the condition of Expression (9) is performed.
[0016]
As described above, the loop canceller generates a duplicate signal of the loop wave from the received signal at the observation point and the known pilot signal by the FIR filter, and subtracts the duplicate signal from the received signal (master station wave + loop wave). This cancels the loop wave component and is called a time-domain canceller. With this time domain canceller, it is possible to accurately remove a wraparound wave even when a plurality of wraparound waves arrive.
[0017]
A method of removing a loop interference wave by spatial domain signal processing is described in, for example, L. C. Godara, "Application of Antenna Arrays to Mobile Communications, Part 2: Beam-Forming and Direction-of-Arrival Consultations," Proceedings of Education. 1997 and Nobuyoshi Kikuma, Adaptive Signal Processing by Array Antenna, Science and Technology Publishing, 1999, etc. are introduced in detail. In the spatial domain signal processing, a technique for adaptively controlling the antenna directivity with respect to the radio wave propagation environment is called an adaptive array.
[0018]
In order to operate the adaptive array, some prior information on the incoming modulated wave is needed, and it can be divided into several approaches. Among them, an adaptive array based on a minimum mean square error (MMSE) uses a known pilot signal as prior information, so that a null (reception sensitivity is 0) can be accurately directed in the direction of an interference wave. Since the null automatically follows the direction of the interference wave even when the direction of arrival of the interference wave changes, it can be said that this method is suitable for an actual propagation environment. Further, the present invention is also applicable to a case where the reception power of the loop wave is higher than the reception power of the master station wave. Hereinafter, the MMSE type adaptive array corresponding to a wideband signal will be briefly described with reference to FIGS.
[0019]
FIG. 11 shows an MMSE-type wideband adaptive array, and FIG. 12 shows a configuration of an FIR filter_p [p = 1,..., P]. In FIG. 11, ♯1 to ♯P indicate receiving array antenna elements, and x_p(T) shows the received signal at the element p, w_p(T) shows an impulse response of the FIR filter_p, and y_p(T) indicates an output signal of the element p, y (t) is an array antenna output signal, d (t) is a known pilot signal (reference signal), and e (t) is an error signal.
[0020]
Next, the operation will be described. Output signal y at element p_p(T) is
y_p(T) = w_p(T) * x_p(T)
= Σ ｛τ = 0, ..., N_s-1 @ w_p(Τ) x_p(T−τ) (14)
It becomes. Where N_sIs the number of taps of the FIR filter_p. The array antenna output signal y (t) is the sum of the output signals from each element. The received signal and filter coefficient at each tap at each element are arranged, and the following N_sP × 1 vector x (t) = [x₁(T), ..., x₁(T- (N_s-1)), x₂(T), ..., x₂(T- (N_s-1)), ..., x_P(T), ..., x_P(T- (N_s-1))]^T … (15a)
w (t) = [w₁(0), ..., w₁(N_s-1), w₂(0), ..., w₂(N_s-1), ..., w_P(0), ..., w_P(N_s-1)]^T … (15b)
Y (t) is defined as

Can be expressed as However, the superscript “T” represents transposition.
[0021]
The error signal e (t) is
e (t) = d (t) -y (t) (17)
And the average value of the squares of the error signal (mean square error) E [| e (t) |²] Is as follows.
[0022]

Here, E [•] represents an expected value operator. By proper choice of w (t), the mean square error is minimized.
[0023]
There are several methods for sequentially updating w (t) that minimizes the expression (18). Here, a method based on the steepest descent method (LMS: Least Mean Square) will be described. The optimization algorithm based on the steepest descent method is represented by Expression (19).
[0024]
w(N + 1, t) =w(N, t)-(μ_s/ 2) ∂E [| e (n, t) |²] / ∂w(N, t) ... (19)
Here, n is a sample time and μ_sIs the FIR filter_p coefficient update step size, ∂ / ∂w(N, t) iswRepresents a differential operator of (n, t). According to equation (18)
∂E [| e (n, t) |²] / ∂w(N, t) =-2E [x(N, t) e^*(N, t)] (20)
(The superscript “*” represents a complex conjugate), the equation (19) becomes

It becomes.
[0025]
FIG. 13 is a diagram illustrating a calculation process of the FIR filters_1 to P coefficient calculation units illustrated in FIG. The sample value averaging processing block in FIG.x(N, t) e^*(N, t)], but since the operation of the expected value is actually difficult, the expected value operator is removed,
w(N + 1, t) =w(N, t) + μ_s x(N, t) e^*(N, t) ... (22) or an average of an appropriate finite number (J) of sample values
w(N + 1, t) =w(N, t) + μ_s[{J = 1, ..., J}x _j(N, t) e_j ^*(N, t)] / J (23)
And
[0026]
Other techniques for sequentially updating the FIR filter coefficients include SMI (Sample Matrix Inversion) and RLS (Recursive Least Squares). The description of these methods is omitted.
[0027]
When the adaptive array is applied to a terrestrial digital broadcast relay station, an SP (scattered pilot) or a CP (continuous pilot), which is a known pilot signal of a master station wave, is used as a reference signal. At this time, the adaptive array functions as a spatial domain canceller that directs nulls in the direction of the loop wave. However, in order to form a null, a condition is required that the time correlation between the master station wave and the wraparound wave is small.
[0028]
In recent years, spatio-temporal domain signal processing combining time-domain signal processing and spatial domain signal processing has also been studied a lot, but these are those that simply connect an adaptive array or sidelobe canceller and an adaptive equalizer, Alternatively, most of them are characterized by high performance by combining them with a conventional diversity technology or the like. Description of these examination examples is omitted.
[0029]
[Problems to be solved by the invention]
The amount of change in the amplitude and phase of the wraparound wave during a certain period of time is proportional to the magnitude of the wraparound wave. Therefore, as the wraparound wave increases, its fluctuation exceeds the following ability of the canceller. According to the above-mentioned "broadcasting wave relay SFN experiment at the northern damp water relay station", at present, the power ratio D / U = 0 [dB] between the master station wave and the looping wave is the limit of the cancellation capability. However, the time domain canceller can cancel a number of loopback waves corresponding to the number of taps of the FIR filter.
[0030]
Also, the adaptive array (spatial domain canceller) has a limitation that the number of rejectable wraparound waves is [the number of array antenna elements minus 1], and thus cannot cope with a wraparound wave that exceeds the number of array antenna elements. Even when the power of the loop wave is larger than that of the master station wave, the loop wave can be canceled.
[0031]
As described above, both cancellers are in a complementary relationship. Therefore, a spatio-temporal domain canceller that combines the two is effective for greatly improving the wraparound wave removal capability.
[0032]
The spatio-temporal domain canceller can flexibly adopt the control algorithm. However, since the loop-around wave is a signal obtained by delaying the master station wave, it has a correlation with the master station wave, and the direction-constrained output power minimization method and the maximum SNR method require that the loop-around wave is not larger than the master station wave. Do not work. As described above, the MMSE can operate even when the desired wave and the interfering wave have a correlation, and cope with the case where the power of the wraparound wave is small.
[0033]
When operating the MMSE-type adaptive array, (1) duplicate or demodulate the transmission signal to obtain an error from the reception signal, or (2) extract only the carrier component corresponding to the SP from the reception signal to extract the SP. You need to either get an error. Since (1) requires demodulation processing, the circuit scale and processing time inevitably increase. Also in the case of (2), y (t) is Fourier-transformed, and only the frequency component corresponding to SP is extracted, and is returned to the time-domain signal by inverse Fourier transform, and the time-domain signal corresponding to SP calculated in advance is obtained. It is necessary to calculate to obtain the difference. If these calculations are performed for each symbol, the amount of calculation is greatly increased, and the hardware configuration when the device is implemented becomes complicated.
[0034]
As another problem of the cascade connection configuration, it is conceivable that the update of the filter coefficient of the spatial domain canceller breaks the equilibrium state of the time domain canceller. As a result, it takes a long time for both filter coefficients to converge to the optimum value, and the speed of following an environmental change is reduced, and the filter coefficients may diverge depending on the propagation environment.
[0035]
Therefore, a main object of the present invention is to provide a wraparound canceller that can accurately remove a wraparound wave even when a wraparound wave having a higher power than the parent station wave arrives or when a plurality of wraparound waves arrive.
[0036]
[Means for Solving the Problems]
The present invention relates to a wraparound canceller in which a spatial domain canceller having a basic configuration of an adaptive array and a time domain canceller having a basic configuration of an FIR filter are cascaded.Generates a duplicate signal of the loop interference wave from the signal at the observation point by the FIR filter, and cancels the loop interference component by subtracting the duplicate signal from the spatial domain canceller output signal. The spatial domain canceller converts the complex conjugate signal of the duplicated signalReceived signal of each antenna element, And multiply eachOf spatial domain cancellereachAn FIR filter coefficient calculating means for calculating an FIR filter coefficient is provided.
[0037]
Another invention is a wraparound canceller in which a spatial domain canceller having an adaptive array as a basic configuration and a time domain canceller having a basic configuration of an FIR filter are cascaded, and a time domain canceler output signal accompanying a filter coefficient update of the spatial domain canceller is updated. An FIR filter coefficient compensating means for compensating for the variation with the FIR filter of the time domain canceller is provided.
[0038]
In addition, other inventions,In a wraparound canceller in which a spatial domain canceller having an adaptive array as a basic configuration and a time domain canceller having a basic configuration of an FIR filter are cascade-connected, a duplication wave generated by the FIR filter of the time-domain canceller is duplicated.signalFIR filter coefficient calculating means for calculating a FIR filter coefficient of the spatial domain canceller using the received signal of each antenna element, and a FIR filter of the time domain canceller for detecting a change in the time domain canceller output signal accompanying the update of the filter coefficient of the spatial domain canceller. An FIR filter coefficient compensating means for compensating by a filter is provided.
[0040]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram of a wraparound canceller according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, d (t) and D (ω) indicate a master station wave and its Fourier transform, and u₁(T) -u_P(T), U₁(Ω) -U_P(Ω) indicates a loop wave arriving at the antennas ♯1 to ♯P and its Fourier transform, and x₁(T)-x_P(T), X₁(Ω) -X_P(Ω) indicates received signals at the antennas # 1 to #P and their Fourier transforms. w₁(T)-w_P(T), W₁(Ω)-W_P(Ω) is a time-domain expression (that is, an impulse response) of the coefficients of the FIR filters_1 to P connected to the antennas # 1 to #P and a frequency-domain expression that is a Fourier transform thereof (that is, a transfer function), y (t) , Y (ω) is the signal received by the relay station and its Fourier transform, and g (t) and G (ω) are the impulse response of the relay station amplifier and its Fourier transform (ie, transfer function), c₁(T)-c_P(T), C₁(Ω) -C_P(Ω) is the impulse response of the loop transmission line and its Fourier transform (ie, transfer function), w_T(T), W_T(Ω) is a time domain expression (ie, impulse response) of the coefficients of the FIR filter_T and a frequency domain expression (ie, a transfer function) that is a Fourier transform thereof, and r (t) and R (ω) are output signals of the FIR filter_T (wraparound). (Wave replica signal) and its Fourier transform, s (t) and S (ω) are the signal (canceller output signal) at the observation point and its Fourier transform, Δy (t) and ΔY (ω) are the spatial domain canceller output change And its Fourier transform.
[0041]
The main purpose of the FIR filters_1 to P shown in FIG. 1 is to form a null in a wide band in the array antenna directivity. At the same time, the effect of compensating for linear distortion that occurs when the ratio of the bandwidth of the OFDM signal to the wireless center frequency (fractional band) is large is produced. The number of taps of the FIR filters_1 to P is determined according to the actual system.
[0042]
FIG. 2 is a block diagram showing an operation process of the FIR filter_T coefficient operation unit shown in FIG. The calculation process in the FIR filter_T coefficient calculation unit 4 is the same as that in FIG._T'(N, t), which is a coefficient before FIR filter_T compensation.
[0043]
Further, the FIR filter_T coefficient change amount Δw_T(N, t) is output to the spatial domain canceller processing determination unit 7 for each symbol, and S (n, ω) is output to the FIR filter_T coefficient compensation unit 6 for each symbol.
[0044]
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the spatial domain canceller processing determination unit 7. A method of determining whether to process the filter coefficients of the spatial domain canceller will be described with reference to FIG. Here, first, the change amount Δw of the FIR filter_T coefficient output from the FIR filter_T coefficient calculation unit 4_TFor (n, t), the maximum value Δw of those absolute values_TM(N, t) is obtained. That is, Δw_TM(N, t) is the maximum gradient value of the FIR filter_T coefficient. Next, Δw_TM(N, t) is compared with an arbitrary threshold value. As a result, the processing determination value takes a value of 0 or 1.
[0045]

This processing determination value is output to the FIR filters_1 to P coefficient calculation units for each symbol. As the threshold value, an appropriate value is selected according to the size of the loop wave and the convergence state of the time domain canceller.
[0046]
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the FIR filters_1 to P coefficient calculator 8 of FIG. In FIG. 4, the processing determination value output from the spatial domain canceller processing determination unit 7 is sent to a switch inside FIR filter_1 to P coefficient calculation unit 8. When the processing determination value is 0, the FIR filter_1 to the P coefficient change amount Δw_p(N, t) becomes 0, and the coefficients of the FIR filters_1 to P are not updated.
[0047]
When the coefficients of the FIR filter_T converge to some extent, the processing determination value of equation (24) is 1, and the spatial domain canceller processing determining unit 7 instructs the spatial domain canceller to update the coefficients of the FIR filters_1 to P. Is issued.
[0048]
When the duplicated signal r (n, t) of the loop wave converges to some extent, an error signal e (n, t) which is a difference signal between the master station wave d (n, t) and the array antenna output signal y (n, t) is obtained. Since they are equivalent, the spatial domain canceller operates equivalently to the MMSE and converges. Note that r (n, t) does not necessarily have to converge depending on the situation. For example, when the loop wave is large, even if r (n, t) does not converge, the loop wave component is dominant in r (n, t), and the spatial domain canceller operates to cancel this component. I do.
[0049]
In the sample value averaging processing block of FIG. 4, the expected value E [x_p(N, t) r^*Although it is ideal to perform the operation of (n, t)], it is actually difficult to calculate the expected value. Therefore, the average of the sample value of one symbol, that is, the symbol n is used and used as the expected value.
[0050]
As described above, the FIR filters_1 to P coefficient calculation unit 8 outputs the FIR filters_1 to P coefficients based on the processing determination values output from the spatial domain canceller processing determination unit 7. This is w_p"(N, t), the following equation is obtained.
[0051]
Processing judgment value = 0 → w_p"(N, t) = w_p(N, t) ... (25)
Processing judgment value = 1 → w_p"(N, t) = w_p(N, t) + Δw_p(N, t) (26)
here,
Δw_p(N, t) =-μ_sE [x_p(N, t) r^*(N, t)] (27)
It is.
[0052]
The updated FIR filters_1 to P coefficients are output to FIR filters_1 to P. The configuration of FIR filters_1 to P is the same as in FIG. Further, the FIR filters_1 to P coefficient calculation unit 8 calculates Δw for each symbol._p(N, t) is output to the spatial domain canceller output variation calculation unit 9.
[0053]
Next, in order to describe the operation of the wraparound canceller when the coefficients of the FIR filter filters_1 to P are updated by equation (26), the signal S (ω) at the observation point is formulated using FIG. The spatial domain canceller output signal Y (ω) is

Is represented by The signal S (ω) at the observation point is
S (ω) = Y (ω) −R (ω) = Y (ω) −W_T(Ω) S (ω) ... (29)
It is. Thus, by substituting equation (28) into equation (29) and rearranging, equation (30) is obtained.
[0054]
(Equation 1)

[0055]
By the way, the coefficients of the FIR filters_1 to P are w_p(N, t) to w_pWhen updated to "(n, t), S (ω) in equation (30) is affected. As shown in equations (11) to (13), the time-domain canceller uses this S (ω). Is used to calculate the wraparound residual E (ω), return to the time domain signal e (t) by inverse Fourier transform, calculate the amount of change in the FIR filter_T coefficient, and update the filter coefficient.
[0056]
By repeating this operation for each symbol, the FIR filter_T coefficient converges. However, when S (ω) is affected by the change in the coefficients of the FIR filters_1 to P, the converged state of the converged time domain canceller. Collapses. Further, a vicious cycle occurs in which the error again causes a filter coefficient calculation error of the spatial domain canceller, and the filter coefficients of the time domain and the spatial domain canceller may diverge.
[0057]
Therefore, in order to prevent such a vicious circle, the wraparound canceller has a compensation function of adjusting the FIR filter_T coefficient. Hereinafter, this compensation function will be described. For the explanation, the following variables are defined.
[0058]
W_p"(N, ω) = W_p(N, ω) + ΔW_p(N, ω) (31)
W_T"(N, ω) = W_T(N, ω) + ΔW_C(N, ω) ... (32)
Here, equations (31) and (32) are expressions in the frequency domain, and equation (31) is different from equation (26) in terms of W_T(N, ω) is a coefficient of the FIR filter_T at the symbol n, and ΔW_C(N, ω) is a compensation coefficient of the FIR filter_T. The transfer function of the amplifier and the transfer function of the loop transmission path are expressed as follows.
[0059]
G (n, ω) = G (33)
C_p(N, ω) = C_p … (34)
At this time, W_p"(N, ω) and W_T"Signal S at observation point corresponding to (n, ω)" (n, ω), and W_T(N, ω) and W_pThe signal S (n, ω) at the observation point corresponding to (n, ω) is as follows.
[0060]
(Equation 2)

[0061]
In order to eliminate the influence of the change in the FIR filters_1 to P coefficients, it is only necessary that S ″ (n, ω) and S (n, ω) are the same. S ″ (n, ω) = S (n, ω) Equations (35) and (36) are rearranged, and ΔW is further obtained by using the relations of Equations (28) and (29)._CSolving for (n, ω),
ΔW_C(N, ω) = ΔY (n, ω) / S (n, ω) (37)
Is obtained. here,
ΔY (n, ω) = Σ ｛p = 1,..., P｝ ΔW_p(N, ω) X_p(N, ω) ... (38)
It is. ΔY (n, ω) is a Fourier transform of a change amount of a spatial domain canceller output signal due to a change in coefficients of the FIR filters_1 to P.
[0062]
Next, a process of compensating the FIR filter_T coefficient will be described in accordance with the above principle. The inverse Fourier transform of the signal Δy (n, t) corresponding to the Fourier transform ΔY (n, ω), that is, ΔY (n, ω) is obtained by the spatial domain canceller output variation calculator 9 shown in FIG.
[0063]
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the spatial domain canceller output change amount calculation unit 9. The spatial domain canceler output variation is obtained by the following equation from the signal received by the array antenna and the FIR filter_1 to P coefficient variation output from the FIR filter_1 to P coefficient computing unit 8.
[0064]
Δy (n, t) = Σ ｛p = 1,..., P｝ Δw_p(N, t) * x_p(N, t) (39)
Δy (n, t) calculated by the spatial domain canceller output change amount calculator 9 is output to the FIR filter_T coefficient compensator 6.
[0065]
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the FIR filter_T coefficient compensator 6. In FIG. 6, after the Fourier transform of Δy (n, t), the compensation coefficient ΔW of the FIR filter_T is calculated by complex division of the equation (37)._C(N, ω) is calculated. This compensation coefficient is calculated as Δw by inverse Fourier transform._C(N, t). Thus, the coefficient of the FIR filter_T compensator 6 is

It becomes.
[0066]
The flow of the filter coefficient update operation of the wraparound canceller according to the present invention based on the above-described principle can be represented by a flowchart shown in FIG. The outline of the filter coefficient update operation will be described with reference to FIG.
[0067]
In step SP (abbreviated as SP in the figure) 1, the filter coefficients are initialized and reception is started. In step SP2, the symbol is received. In step SP3, the amount of change in the coefficient of the FIR filter_T3 is calculated by the FIR filter_T coefficient calculation unit 4. In step SP4, the spatial area canceller processing determination unit 7 determines whether the spatial area canceller processing determination value is “0” or “1”. This determination is based on equation (24). If the determination value is "1", in step SP5, the FIR filter_1 to P coefficient calculating unit 8 calculates the FIR filter_1 to P coefficient change amounts based on the calculation formula in step SP6. Then, in step SP7, the FIR filter_1 to P coefficient calculating unit 8 updates the coefficients of the FIR filters_1 to P with the calculated coefficients.
[0068]
On the other hand, the spatial domain canceller output variation calculating section 9 calculates the spatial domain canceller output variation based on the equation (39) in step SP8, and the FIR filter_T coefficient compensating section 6 calculates the coefficient based on the arithmetic equation in step SP10. Is calculated, and in step SP11, the coefficient of the FIR filter_T3 is updated with the calculated coefficient.
[0069]
In step SP4, if the spatial domain canceller processing determination value is “0”, the calculation of step SP12 is performed without updating the coefficients of the FIR filters 1 to P, and the coefficient obtained by calculating the coefficient of the FIR filter_T3 in step SP11. Update with.
[0070]
The embodiments disclosed this time are to be considered in all respects as illustrative and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
[0071]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by configuring a spatio-temporal domain canceller combining a spatial domain canceller and a time domain canceller, a case where a wraparound wave having a higher power than the parent station wave arrives, Even when a wraparound wave arrives, the wraparound wave can be accurately removed.
[0072]
Further, a configuration in which the spatial domain canceller is operated only when the gradient of the filter coefficient of the temporal domain canceller is smaller than the threshold value, and a time domain canceller output signal that fluctuates when the filter coefficient of the spatial domain canceller is updated is converted to a time domain canceller. By adding the function of compensating by the FIR filter, the divergence of both cancellers can be prevented.
[0073]
Furthermore, a copy of the wraparound component obtained by the time domain canceller can be used as an error signal required for updating the filter coefficient of the spatial domain canceller without hindering the convergence operation of the time domain canceller. As a result, there is no need to calculate [pilot signal-spatial domain canceller output signal], and the amount of calculation can be greatly reduced, and the hardware configuration when the apparatus is realized can be simplified.
[0074]
In addition, it has the advantages of both the time domain and the spatial domain cancellers, and can achieve better cancellation characteristics than when either one is used alone.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a wraparound canceller according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a calculation process of an FIR filter_T coefficient calculation unit illustrated in FIG. 1;
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a spatial area canceller processing determination unit illustrated in FIG. 1;
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of FIR filters_1 to P coefficient calculation units illustrated in FIG. 1;
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a spatial domain canceller output change amount calculation unit illustrated in FIG. 1;
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of an FIR filter_T coefficient compensator illustrated in FIG. 1;
FIG. 7 is a flowchart showing a filter coefficient updating operation of the wraparound canceller according to the embodiment of the present invention;
FIG. 8 is a diagram illustrating the principle of a time domain wraparound canceller.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of an FIR filter_T shown in FIG.
FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of an FIR filter_T coefficient calculation unit illustrated in FIG. 8;
FIG. 11 is a block diagram showing an MMSE-type wideband adaptive array.
12 is a block diagram illustrating a configuration of an FIR filter_p illustrated in FIG.
FIG. 13 is a block diagram showing an FIR filter_p coefficient updating process based on LMS.
[Explanation of symbols]
3 FIR filter_T, 4 FIR filter_T coefficient calculating unit, 5 transmitting antenna, 6 FIR filter_T coefficient compensating unit, 7 spatial domain canceller processing determining unit, 8 FIR filter_1 to P coefficient calculating unit, 9 spatial domain canceller output variation Arithmetic unit.

Claims

In a wraparound canceller in which a spatial domain canceller having a basic configuration of an adaptive array and a time domain canceller having a basic configuration of an FIR filter are cascaded,
The time domain canceller generates a duplicate signal of a loop wave from the signal at the observation point by the FIR filter, and cancels the loop signal component by subtracting the duplicate signal from the spatial domain canceller output signal.
The spatial region canceller, FIR filter a signal of the complex conjugate of the replica signal by multiplying the received signal of each antenna element, calculating a respective FIR filter coefficients of the spatial region canceller using each signal obtained by multiplying A wraparound canceller comprising a coefficient calculating means.

In a wraparound canceller in which a spatial domain canceller having a basic configuration of an adaptive array and a time domain canceller having a basic configuration of an FIR filter are cascaded,
A wraparound canceller comprising: an FIR filter coefficient compensating means for compensating a change in a time-domain canceller output signal caused by updating a filter coefficient of the spatial-domain canceller with an FIR filter of the time-domain canceller.

In a wraparound canceller in which a spatial domain canceller having a basic configuration of an adaptive array and a time domain canceller having a basic configuration of an FIR filter are cascaded,
FIR filter coefficient calculation means for calculating a FIR filter coefficient of the spatial domain canceller using a duplicated signal of the wraparound wave generated by the FIR filter of the time domain canceller and a reception signal of each antenna element; A wraparound canceller, comprising: a FIR filter coefficient compensating means for compensating a change in a time domain canceller output signal due to a filter coefficient update by an FIR filter of the time domain canceller.