JP3578958B2 - Amplifier - Google Patents
Amplifier Download PDFInfo
- Publication number
- JP3578958B2 JP3578958B2 JP2000026029A JP2000026029A JP3578958B2 JP 3578958 B2 JP3578958 B2 JP 3578958B2 JP 2000026029 A JP2000026029 A JP 2000026029A JP 2000026029 A JP2000026029 A JP 2000026029A JP 3578958 B2 JP3578958 B2 JP 3578958B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- distortion
- amplifier
- carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、異なる周波数を有する複数のキャリア信号の内の少なくとも１つのキャリア信号を送信信号として、送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償する増幅装置やこのような増幅装置を備えた基地局装置や中継増幅装置に関し、特に、それぞれの周波数のキャリア信号に対応して歪み検出の精度を向上させること等を実現する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅ−ｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：広帯域符号分割多重接続）方式を移動通信方式として採用する移動通信システムに備えられた基地局装置（ＣＤＭＡ基地局装置）では、物理的に遠く離れた移動局装置（ＣＤＭＡ移動局装置）の所まで無線信号を到達させる必要があるため、送信対象となる信号を増幅器（アンプ）で大幅に増幅して送信出力することが必要となる。
【０００３】
しかしながら、増幅器はアナログデバイスであるため、増幅限界が存在する。この増幅限界は飽和点とも呼ばれ、当該飽和点以降では、増幅器に入力される電力が増大しても出力電力が一定となり、非線型な出力となる。そして、この非線型な出力によって非線型歪みが発生させられる。
【０００４】
ここで、図１２には、増幅器に入力される前の送信信号のスペクトラムの一例を示すとともに、図１３には、歪み補償が行われない場合において当該送信信号が当該増幅器により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示してある。なお、図１２及び図１３に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【０００５】
上記図１２に示されるように、増幅前の送信信号では希望信号帯域外の信号成分が帯域制限フィルタによって低レベルに抑えられているのに対して、上記図１３に示されるように、増幅器通過後の信号では歪みが発生して希望信号帯域外（隣接チャネル）へ信号成分が漏洩している。
【０００６】
例えば基地局装置では上記したように送信電力が高いため、このような隣接チャネルへの漏洩電力の大きさは厳しく規定されており、こうしたことから、このような隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ：Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ ｌｅａｋ Ｐｏｗｅｒ）をいかにして削減するかが大きな問題となっている。
【０００７】
次に、上記のような隣接チャネル漏洩電力を削減するものとして、従来の基地局装置に備えられた歪み補償付き送信電力増幅部の一例を説明する。
図１４には、このような歪み補償付き送信電力増幅部の構成例を示してあり、その動作を説明する。
【０００８】
すなわち、歪み補償付き送信電力増幅部では、ベースバンド信号生成部５１で生成された送信信号（Ｉ成分及びＱ成分）がベクトル調整部（プリディストーション部）５２及び電力測定部５９に入力され、ベクトル調整部５２に入力された送信信号は当該ベクトル調整部５２により歪み補償される。ここで、ベクトル調整部５２は一般に複素乗算器から構成され、後述する制御部５８からの制御に従って、振幅−位相平面の特性が後述する増幅器４の非線型特性の逆特性となるようにして、その特性（すなわち、当該逆特性）を歪み補償特性として送信信号に与えることで当該送信信号を歪み補償する。
【０００９】
ベクトル調整部５２により歪み補償された送信信号は送信変調部５３によりベースバンド帯から搬送波周波数帯へアップコンバートされた後に、増幅器５４により増幅されて図外のアンテナへ供給される。
また、増幅器５４では送信信号を増幅する際に歪みが発生し、歪み補償付き増幅装置には、歪み補償が適切に行われたかどうかを観察するために当該歪みの残存量を検出するフィードバック系が備えられている。
【００１０】
このフィードバック系はローカル周波数生成部５５や復調部５６やＡ／Ｄ変換器５７を有しており、上記したアンテナへ供給される増幅器５４の出力信号（増幅後の信号）の一部が例えば方向性結合器により取り出されて復調部５６に入力される構成となっている。
【００１１】
そして、フィードバック系では、方向性結合器から復調部５６に入力される増幅後の信号がローカル周波数生成部５５から復調部５６に入力されるローカル信号を用いて復調され、当該復調信号がＡ／Ｄ変換器５７によりアナログ信号からデジタル信号へ変換され、当該デジタル信号が制御部５８に入力される。
【００１２】
また、上記した電力測定部５９ではベースバンド信号生成部５１から入力される送信信号の電力（送信電力）が検出され、当該検出結果が制御部５８に通知される。
制御部５８は例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）から構成され、Ａ／Ｄ変換器５７から入力されるデジタル信号から残存する歪み量を検出し、当該検出結果に基づいて、ベクトル調整部５２により適切な歪み補償が行われるように当該ベクトル調整部５２を制御する。なお、この制御では、電力測定部５９から通知される送信電力に対応した歪み補償特性が歪み補償に用いられるように制御される。
【００１３】
以上のように、上記図１４に示した歪み補償付き送信電力増幅部では、増幅器５４で発生する歪みに対して適切な歪み補償が行われることにより、効率のよい送信電力増幅処理が実現されている。
ここで、図１５には、このような歪み補償が行われる場合において送信信号が増幅器５４により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示してあり、この信号スペクトラムでは隣接チャネル漏洩電力が大きく削減されている。なお、同図に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【００１４】
次に、上記のような歪み補償に関する幾つかの従来技術を示す。
まず、例えば特開平９−２９４１４４号公報（以下、文献１と言う）に記載されたディジタル無線装置では、上記図１４に示したのと類似するフィードバック系を用いて歪み補償を行っており、このフィードバック系では、上記図１４に示したものと同様に、隣接チャネルに発生した不要信号（すなわち、増幅器で発生した歪み）とともに送信対象となる所要信号（すなわち、元々の送信信号）をダウンコンバートして、これら全ての信号を直交復調等する処理を行っている。
【００１５】
また、例えば特公昭６３−１０６１３号公報（以下、文献２と言う）に記載された自動追従形プリディストータにおいても、上記図１４に示したのと類似するフィードバック系を用いて増幅器で発生する歪みを補償しており、このフィードバック系では、上記と同様に、送信信号帯域を含む増幅後の信号を復調して（すなわち、変調前のベースバンド信号を再生して）Ａ／Ｄ変換等する処理を行っている。
【００１６】
また、歪み補償を行うものではないが、例えば特開平９−１３８２５１号公報（以下、文献３と言う）に記載された隣接チャンネル漏洩電力の測定装置及び測定方法では、上記と同様に、隣接チャネルの信号（すなわち、不要信号に対応するもの）とともにキャリアの信号（すなわち、所要信号に対応するもの）を取り出して、これらを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する処理を行って、隣接チャネル漏洩電力比（所要信号と不要信号との電力比）を測定している。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば上記図１４に示したような従来の歪み補償付き送信電力増幅部の構成では、隣接チャネル漏洩電力（増幅器で発生する歪み）の検出精度を高くすることが難しく、また、当該隣接チャネル漏洩電力を検出するための系が複雑になってしまうといった不具合があった。
【００１８】
すなわち、上記のような構成で歪み補償を行うと、例えば上記図１５に示されるように、希望の送信信号電力と歪み電力との差が５０ｄＢ程度にもなることから、希望の送信信号電力に対して１０万分の１といった小さな残存歪み量を正確に検出することが必要となり、このため、検出精度を高くすることが難しい。また、５０ｄＢという電力差は、復調部５６やＡ／Ｄ変換器５７のダイナミックレンジが５０ｄＢ以上必要であることを示しており、また、Ａ／Ｄ変換器５７に要求される動作周波数やサンプリング周波数も過酷なものとなるため、系が複雑になってしまう。また、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式のように広帯域な信号を扱う場合には、特に、Ａ／Ｄ変換器５７におけるサンプリング周波数が非常に大きくなるため、この結果として、復調部５６やＡ／Ｄ変換器５７が高価となり、且つ、装置（歪み補償付き送信電力増幅部）の作成が困難となってしまう。
【００１９】
また、上記した本発明の課題の観点から、上記した文献１〜文献３に記載された装置等について考察しておく。
例えば上記文献１に記載された装置では、信号をデジタル化するためにはＡ／Ｄ変換器が必要となるところ、例えば２０ＭＨｚの帯域幅を有するＷ−ＣＤＭＡ送信信号を受信しようとする場合には、当該Ａ／Ｄ変換器の動作周波数が８０ＭＨｚ以上も必要となってしまって好ましくない。また、希望の送信信号と不要な歪みとのレベル差が上記と同様に約５０ｄＢ〜６０ｄＢにもなってしまうため、上記と同様にダイナミックレンジに対応することが難しいといった問題がある。
【００２０】
また、例えば上記文献２に記載された装置においても、上記文献１に記載された装置の場合と同様な問題がある。
また、例えば上記文献３に記載された装置等では、キャリアの周波数や隣接チャネルの周波数を含む全ての周波数帯域に対応して測定を行う必要があること等から、高価なＡ／Ｄ変換器を使用することが必須となり、装置の低コスト化等といった点において好ましくない。
【００２１】
また、増幅器５４で増幅される送信信号には、一般に、例えば異なる周波数を有する複数のキャリア信号が含まれる場合があり、このような場合に従来では、それぞれの周波数のキャリア信号により発生する歪みを検出して精度よく補償するものがなかったため、このような望ましい歪み補償を実現する装置の開発が要求されていた。
【００２２】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、異なる周波数を有する複数のキャリア信号の内の少なくとも１つのキャリア信号を送信信号として、送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償するに際して、それぞれの周波数のキャリア信号に対応して歪み検出の精度を向上させることができる増幅装置やこのような増幅装置を備えた基地局装置や中継増幅装置を提供することを目的とする。
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、装置の低価格化や小型化を実現することを可能とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る増幅装置では、異なる周波数を有する複数のキャリア信号の内の少なくとも１つのキャリア信号を送信信号として、当該送信信号を増幅器で増幅するに際して、次のようにして、増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、増幅器が送信信号を増幅し、歪み検出手段がそれぞれの隣接キャリア信号間に位置する複数の周波数を検出用周波数として切り替え可能であって、切り替えた検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号を増幅器の出力信号から除去して増幅器で発生する当該検出用周波数の歪みを検出し、歪み補償手段が歪み検出手段により検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号を歪み補償する。
【００２４】
従って、上記のような複数の周波数を検出用周波数として切り替え可能であり、当該検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号が増幅器の出力信号から除去されて歪みが検出されるため、例えば当該出力信号に含まれる歪みのレベルが当該出力信号に含まれるキャリア信号（前記検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号）のレベルと比べて小さい場合であっても、それぞれのキャリア信号（それぞれの検出用周波数）に対応して、当該歪みを精度よく検出することができ、これにより、歪み補償の精度を向上させることができる。
【００２５】
また、本発明に係る増幅装置では、キャリア信号検出手段が送信信号に含まれるキャリア信号を検出し、歪み検出手段がキャリア信号検出手段により検出されたキャリア信号の周波数に隣接する周波数のみを検出用周波数として切り替える。
従って、送信信号に含まれるキャリア信号の周波数に隣接する周波数のみに関して歪み検出が行われるため、例えば送信信号に含まれないキャリア信号の周波数に隣接する周波数（すなわち、歪みが存在しないと考えられる周波数）に関する歪み検出を省略することができ、これにより、効率的な歪み検出を実現することができる。
【００２６】
また、本発明に係る増幅装置では、一例として、キャリア信号検出手段では、複数のキャリア信号の周波数を切り替え可能であって、切り替えた周波数の信号と増幅器の出力信号とをミキサにより混合し、ミキサの出力信号に当該周波数に対応するキャリア信号が含まれるか否かを判定手段により判定し、当該判定結果に基づいて送信信号に含まれるキャリア信号を検出する。つまり、複数のキャリア信号の周波数に順次切り替えて前記判定処理を行うことにより、いずれの周波数のキャリア信号が送信信号に含まれているかを検出することができる。なお、このようなキャリア信号検出手段の構成を用いると、例えば以下に示すような構成を有する歪み検出手段と当該キャリア信号検出手段とを共通のミキサ等を用いて構成することができて好ましい。
【００２７】
すなわち、本発明に係る増幅装置に備えられる歪み検出手段では、一例として、検出用周波数の信号と増幅器の出力信号とをミキサにより混合し、ミキサの出力信号から当該検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号をローパスフィルタにより除去し、ローパスフィルタの出力信号から増幅器で発生する当該検出用周波数の歪みを検出する。
従って、不要なキャリア信号を除去するためのフィルタとして、特に、ローパスフィルタが用いられるため、例えば後述する実施例で述べるように、バンドパスフィルタを用いて同様な機能を実現する場合と比べて、実現が容易であって現実的である。
【００２８】
また、本発明に係る増幅装置では、好ましい態様例として、検出用周波数として切り替えられる複数の周波数としてはそれぞれ、隣接する２つのキャリア信号間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数が用いられる。
従って、互いに隣接する２つのキャリア信号のいずれもが存在しない周波数間隔の中心周波数が検出用周波数として用いられるため、キャリア信号を除去した歪み検出が行い易くなって好ましい。
【００２９】
また、本発明に係る増幅装置では、増幅器としては、異なる周波数を有する複数のキャリア信号をまとめて増幅することが可能な共通増幅器が用いられる。
従って、このような共通増幅器が用いられるため、例えば後述する実施例で述べるように、効率的な増幅処理を実現することができる。
【００３０】
また、本発明では、増幅器の歪み補償が特に必要な適用対象として、例えば以上に示したような増幅装置を備えた基地局装置や中継増幅装置を構成した。
従って、本発明に係る基地局装置や中継増幅装置では、以上に示したような種々な効果を得ることができ、精度のよい歪み補償を実現することができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図１には、本例の増幅装置の構成例を示してあり、この増幅装置は、例えば上記図１４に示した歪み補償付き送信電力増幅部に本発明を適用した構成となっている。
また、本例の送信信号は異なる周波数を有する複数のキャリア信号の内の少なくとも１つのキャリア信号を含むものであり、具体的には、例えば通信状況に応じて、当該送信信号が１つのキャリア信号のみを含む場合や、２つ以上のキャリア信号を含む場合がある。
【００３２】
上記図１に示されるように、本例の増幅装置には、送信信号（Ｉ成分及びＱ成分）を生成するベースバンド信号生成部１と、歪み補償を行うベクトル調整部（プリディストーション部）２と、送信信号をベースバンド帯から搬送波周波数帯へ変換（アップコンバート）する送信変調部３と、送信信号を所要送信電力に増幅する増幅器４と、増幅器４の出力信号（増幅後の信号）の一部を後述するミキサ６に入力するとともに残りの部分を図外のアンテナへ供給する方向性結合器等の分配器（図示せず）と、例えば後述する制御部９により制御されて異なる複数の搬送波周波数（ローカル周波数）の信号を切り替えて出力することが可能なシンセサイザ５と、シンセサイザ５からの信号を用いて方向性結合器等からの信号を低域周波数へ変換（ダウンコンバート）するミキサ６と、後述する所定のフィルタ特性をもってミキサ６によりダウンコンバートされた信号から不要信号を除去するローパスフィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）７と、ＬＰＦ７の出力信号をデジタル信号（デジタル値）へ変換するＡ／Ｄ変換器８と、例えばＤＳＰから構成されてベクトル調整部２で行われる歪み補償処理を制御等する制御部９と、ベースバンド信号生成部１から入力される送信信号（ベースバンド信号）から包絡線を取り出して当該信号の電力を検出する電力測定部１０とが備えられている。
【００３３】
ここで、上記したベースバンド信号生成部１やベクトル調整部２や送信変調部３や増幅器４や方向性結合器等や電力測定部１０の構成や動作は、例えば上記図１４に示したものとほぼ同様であり、以下では、主として、本例のフィードバック系を構成するシンセサイザ５やミキサ６やＬＰＦ７やＡ／Ｄ変換器８や制御部９の構成や動作を詳しく説明する。
【００３４】
すなわち、本例では、増幅器４で発生する歪み（歪み補償対象となるキャリア信号の隣接チャネルに位置する信号）を例えばダイレクトコンバージョン方式を用いてミキサ６により取得することを行っており、シンセサイザ５はミキサ６により取得を希望する信号の中心周波数と同じ周波数の信号を発生させて当該信号をミキサ６へ出力する機能を有している。このように、歪み検出処理において本例のシンセサイザ５により出力される信号の周波数（ローカル周波数）は、元々の送信を希望する送信信号の中心周波数ではなく、増幅器４で発生する歪みの周波数であり、すなわち、歪み補償対象となるキャリア信号の隣接チャネルに位置する周波数である。
【００３５】
ここで、本例のシンセサイザ５により出力される信号の周波数を更に具体的に説明する。
なお、一例として、例えば送信信号に異なる周波数を有する複数のキャリア信号が含まれているとし、或るキャリア信号の中心周波数が例えば上記図１５に示したのと同様に１００ＭＨｚであるとし、また、他の各キャリア信号の周波数はそれぞれ隣接するキャリア信号の周波数と５ＭＨｚずれている（すなわち、隣接キャリアの間隔が５ＭＨｚである）とする。また、例えば各キャリア信号の波形は３．８４ＭＨｚの帯域幅を有するＷ−ＣＤＭＡ方式の波形であるとする。
【００３６】
本例のシンセサイザ５は、例えば各キャリア信号の中心周波数と当該周波数に隣接するキャリア信号の周波数との間の中心に位置する複数の周波数を検出用周波数として制御部９による制御に従って切り替え可能であり、切り替えた周波数の信号をミキサ６へ出力する。
【００３７】
具体的には、例えば１００ＭＨｚ、１０５ＭＨｚ、１１０ＭＨｚ、１１５ＭＨｚといった４つの異なる周波数を有するキャリア信号が送信信号に含まれ得るとすると、シンセサイザ５は例えば１０２．５ＭＨｚ、１０７．５ＭＨｚ、１１２．５ＭＨｚ、１１７．５ＭＨｚ（なお、使用状況等に応じて、９７．５ＭＨｚが含まれる場合もある）といった周波数の中から１つの周波数に切り替えて、当該周波数の信号をミキサ６へ出力する。
【００３８】
なお、上記のような場合、一般には、１００ＭＨｚ等のキャリア信号に対する隣接キャリア漏洩電力の周波数は１０５ＭＨｚ及び９５ＭＨｚ等と考えられもするが、本例では、例えば１０５ＭＨｚ等の測定点と１０２．５ＭＨｚ等の測定点との間には相関があることから、上記のように１０２．５ＭＨｚ等を主な測定点として用いている。
【００３９】
ミキサ６は、シンセサイザ５から入力される信号と方向性結合器等から入力される増幅器４の出力信号とを混合することで、当該出力信号をベースバンド帯へダウンコンバートし、ダウンコンバートした信号をＬＰＦ７へ出力する機能を有している。
【００４０】
ここで、図２には、例えば隣接する２つのキャリア信号（１００ＭＨｚのキャリア信号と１０５ＭＨｚのキャリア信号）が送信信号に含まれる場合に、増幅器４に入力される送信信号のスペクトラムの一例を示してある。ここで、本例では、上記したように各キャリア信号の帯域幅は３．８４ＭＨｚであるとする。
また、図３には、このような場合に、ミキサ６からＬＰＦ７へ出力される信号（ダウンコンバートされた信号）のスペクトラムの一例を示してある。なお、図２及び図３に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【００４１】
ＬＰＦ７は、ミキサ６から出力される信号を入力し、当該信号を構成する周波数成分の内で所定の低周波数帯域の信号成分のみを帯域制限後の信号としてＡ／Ｄ変換器８へ出力する機能を有している。
ここで、本例のＬＰＦ７のフィルタ特性としては、歪み補償対象となる１００ＭＨｚ等のキャリア信号に隣接する１０５ＭＨｚ等のキャリア信号（すなわち、ダウンコンバートされた後には、中心周波数が２．５ＭＨｚ等の信号）をミキサ６の出力信号から除去することができる特性が設定されている。
【００４２】
このようなフィルタ特性により、本例のＬＰＦ７の出力信号には、歪み（隣接チャネル漏洩電力）の周波数（すなわち、ダウンコンバートされる前には、１０２．５ＭＨｚ等）近辺の信号のみが含まれるようになり、上記した隣接するキャリア信号は含まれないようになる。
図４には、例えば上記図３に示した信号スペクトラムに加えて、本例のＬＰＦ７のフィルタ特性の理想的な設定例を示してあり、同図に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【００４３】
なお、実際には、上記図４に示したように急峻なフィルタ特性を有するＬＰＦを実現することは難しいこともあるが、例えばＬＰＦ７のフィルタ特性は上記図４に示したものと比べて緩やかな減衰曲線状のものであってもよく、要は、上記した隣接するキャリア信号を削除することができるようなものであればよい。また、本例のようにＬＰＦを用いると、例えば仮に１個のＬＰＦでは所要の減衰曲線が得られない場合であっても、ＬＰＦを２段或いは３段等といったように複数段直列に接続して用いることで、所要の減衰曲線を容易に得ることができて好ましい。
【００４４】
一方、例えばバンドパスフィルタ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）を用いて帯域制限を行う構成も可能ではあるが、一般に、ＢＰＦでは上記図４に示したように急峻なフィルタ特性は得られず、仮に得られたとしても、ＢＰＦ自体の大きさやコストが非常に大きくなってしまって、装置全体の実現性が低くなってしまう。このため、本例のようにＬＰＦを用いた方が、比較的鋭い遮断特性を得ることができて有効であり、特に、隣接チャネルの間隔が狭いような場合には必須な構成要素となるほどに有効である。
【００４５】
Ａ／Ｄ変換器８は、ＬＰＦ７から入力される信号をデジタル信号へ変換して制御部９へ出力する機能を有している。ここで、本例のＡ／Ｄ変換器８に入力される信号には上記したように例えば歪み成分のみが含まれ、送信信号（キャリア信号）が含まれないようになるため、Ａ／Ｄ変換器８のダイナミックレンジを比較的小さくすることができる等といった点で、Ａ／Ｄ変換器５７の低価格化等を実現することができる。
【００４６】
制御部９は、Ａ／Ｄ変換器８から入力されるデジタル信号に基づいて増幅器４の出力信号に含まれる歪み（本例では、当該歪みの一部）の大きさを検出するとともに、電力測定部１０から通知される送信信号の電力を検出し、これらの検出結果に基づいて、増幅器４の出力信号に含まれる歪みが低減されるように（ゼロに近づくように）ベクトル調整部２による歪み補償処理を制御する機能を有している。また、本例の制御部９は、例えばシンセサイザ５を制御するための制御信号を当該シンセサイザ５へ出力することにより、当該シンセサイザ５により発生させる信号の周波数を切り替え等する機能を有している。
【００４７】
ここで、本例の増幅装置がＷ−ＣＤＭＡシステムで用いられる場合を例として、上記したＬＰＦ７のフィルタ特性（通過帯域特性）に関する具体的な数値の一例を示す。
例えばＷ−ＣＤＭＡシステムでは、一般に上記したように、送信信号に含まれる各キャリア信号の帯域幅は３．８４ＭＨｚであり、隣接するキャリア信号間の周波数間隔は５．００ＭＨｚである。また、一般に、帯域制限フィルタのロールオフ率は０．２２であり、カットオフ周波数は０．５である。
【００４８】
また、送信信号に含まれる各キャリア信号は互いに周波数軸上で重ならないように配置されており、具体的には、例えば上記したように或るキャリア信号の中心周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の中心周波数との間の周波数間隔が５ＭＨｚに設定されている。この場合、例えば或るキャリア信号の中心周波数から２．５ＭＨｚ離れた周波数位置では、当該キャリア信号の成分が存在しないとともに当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の成分も存在しないため、歪みを考慮しなければ送信信号のレベルはゼロとなる。
【００４９】
このため、例えば上記した２．５ＭＨｚ離れた周波数位置（２．５ＭＨｚ離調点）における歪みの大きさを検出するようにすれば、精度のよい歪み検出が実現される。すなわち、送信信号が増幅器４で増幅される際に歪みが発生して増幅器４の出力信号の帯域が当該送信信号の帯域と比べて拡大した場合には、上記のように本来はゼロレベルとなるべき２．５ＭＨｚ離調点において非ゼロの信号レベルが検出されるため、当該レベルを歪みのレベルとして精度よく検出することができる。
【００５０】
そして、上記のような精度のよい歪み検出を実現するために、ＬＰＦ７では、例えばミキサ６の出力信号から比較的レベルが大きい不要なキャリア信号（上記した隣接するキャリア信号）のレベルを低減させて、比較的レベルが小さい歪みを帯域制限後の信号中に大きく残すことが必要とされる。
【００５１】
ここで、送信信号に含まれる各キャリア信号の帯域幅は上記したように３．８４ＭＨｚであるが、例えばＬＰＦ７により当該送信信号に与えられる帯域制限特性によって所要帯域が拡大し、当該拡大率がロールオフ率で決定される。
図５には、ＬＰＦ７の帯域制限特性の一例を示してあり、これは、上記したロールオフ率（＝０．２２）及び上記したカットオフ周波数（＝０．５）に対応したものである。なお、同図に示したグラフの横軸は送信信号帯域による規格化周波数（単位は［Ｈｚ］）を示し、縦軸は乗算係数を示している。具体例として、横軸の１．０の点は３．８４ＭＨｚに相当し、横軸の０．５の点は１．９２ＭＨｚに相当する。
【００５２】
上記図５に示した帯域制限特性においては、横軸の０．６の点（規格化周波数が２．３４２４ＭＨｚである点）以降の点では信号が削除されて存在しなくなる。
そして、図６には、隣接する２つのキャリア信号に関して上記した帯域制限特性を重ねたものの一例を示してあり、同図に示したグラフの横軸は送信信号帯域による規格化周波数（単位は［Ｈｚ］）を示し、縦軸は乗算係数を示している。
【００５３】
上記図６に示した帯域制限特性では、横軸の規格化周波数が低い方のキャリア信号（下側信号）がゼロ点に到達する周波数が２．３４２４ＭＨｚとなる一方、横軸の規格化周波数が高い方のキャリア信号（上側信号）がゼロ点に到達する周波数が２．６５７６ＭＨｚとなり、これら２つのゼロ点到達周波数の間の周波数領域の範囲で歪みを検出するようにすれば、当該歪みのみを精度よく検出することができて好ましいことになる。
【００５４】
つまり、上記図６に示される帯域制限特性から考えると、ＬＰＦ７の通過帯域幅としては、少なくとも０．３１５２ＭＨｚ（＝２．６５７６ＭＨｚ−２．３４２４ＭＨｚ）以下であることが必要となる。ここで、一般には、通過帯域特性の通過帯域幅とは電力減衰が半分（すなわち、３ｄＢ）となる３ｄＢ帯域幅を示すが、本例では、キャリア信号のレベルと比べて数十ｄＢも小さい歪み（隣接チャネル漏洩電力）の取得を目的としているため、本例では、通過帯域幅という語により遮断周波数の帯域幅を示している。なお、ＬＰＦ７の減衰曲線（伝達関数）は、取得する歪みの帯域幅にも依存し得るが、一般的には規定しなくても構わない。
【００５５】
更に、本例の場合において実際には、例えば上記図５や上記図６に示したように中心周波数が非ゼロとなることはなく、例えば上記図３や上記図４に示したように中心周波数はゼロとなるため、上記のような計算に基づいてＬＰＦ７の遮断周波数帯域幅を算出すると、ＬＰＦ７の遮断周波数帯域幅は上記した帯域幅の１／２の値である１５７．６ｋＨｚ（＝０．３１５２ＭＨｚ×（１／２））となる。
【００５６】
また、本例の増幅装置には、送信信号に含まれるキャリア信号を検出する機能（キャリアセンス機能）や、検出されたキャリア信号の周波数に隣接する周波数位置のみに関して歪み検出を行う機能を有しており、以下では、これらの機能について説明する。
【００５７】
すなわち、一般に、増幅器には現在処理対象となっている送信信号にいずれの周波数のキャリア信号が含まれているかといった情報が与えられないため、以上に示した構成では、例えば送信信号に含まれ得る全てのキャリア信号の周波数に隣接する周波数位置に関して歪み検出が行われることになる。しかしながら、例えば送信信号に含まれていないキャリア信号の周波数のみに隣接する周波数位置（すなわち、歪みが存在しないと考えられる周波数位置）に関してまで歪み検出を行うことは無駄になってしまう。
【００５８】
そこで、本例の増幅装置に備えられたシンセサイザ５は、例えば歪みを検出するための検出用周波数を切り替え可能に発生させる機能ばかりでなく、例えば制御部９による制御に従って、各キャリア信号の周波数の信号を切り替え可能に発生させて当該周波数の信号をミキサ６へ出力する機能も有している。
また、本例の制御部９は、シンセサイザ５により発生させる信号の周波数を例えば送信信号に含まれ得る全てのキャリア信号の周波数に順次切り替えながら、いずれの周波数のキャリア信号が送信信号に含まれているかを検出する機能を有している。
【００５９】
具体的には、例えば或るキャリア信号と同じ周波数の信号がシンセサイザ５から出力されるときに、当該キャリア信号が送信信号に含まれている場合には、制御部９ではＬＰＦ７及びＡ／Ｄ変換器８を介して入力されるデジタル信号から当該キャリア信号成分が検出されるため、これにより、当該キャリア信号が送信信号中に存在すると判定することができる。一方、このようなときに、前記キャリア信号が送信信号に含まれていない場合には、制御部９ではＬＰＦ７及びＡ／Ｄ変換器８を介して入力されるデジタル信号から当該キャリア信号成分が検出されないため、これにより、当該キャリア信号が送信信号中に存在しないと判定することができる。
【００６０】
なお、本例のようにＬＰＦ７の通過帯域幅がキャリア信号の帯域幅と比べてはるかに狭い場合には制御部９でキャリア信号の完全な波形を得ることはできないが、ここでは、送信信号中に各キャリア信号が存在するか否かを判定することが目的であるため、制御部９でキャリア信号の正確な信号波形を得ることは必ずしも必要ではない。
【００６１】
例えば上記課題で述べたように、一般に増幅器４の歪み補償が適切に行われた場合には、希望の送信信号（例えば或るキャリア信号）と不要な歪み（例えば当該キャリア信号により発生する隣接チャネル漏洩電力）とのレベル差が約５０ｄＢ〜６０ｄＢにもなるため、一例として、シンセサイザ５から出力する信号の周波数を次々と変化させたときに周辺の周波数領域と比べてはるかに大きい信号レベルが制御部９により検出された場合には、当該信号レベルが検出された周波数位置にキャリア信号が存在するものとみなすことができる。
【００６２】
ここで、図７を参照して、本例のキャリアセンス機能等の効果を具体的に説明する。
同図（ａ）には、４キャリア運用時における送信信号の周波数スペクトラムの一例を示してあり、すなわち、送信信号中には４つの異なる周波数を有するキャリア信号が存在している。このような４キャリア運用時では、例えばキャリアセンス機能が実行させられなくともよく、同図（ａ）中に▲１▼〜▲５▼で示した全ての検出用周波数位置に関して歪み検出が行われればよい。
【００６３】
一方、同図（ｂ）には、２キャリア運用時における送信信号の周波数スペクトラムの一例を示してあり、すなわち、送信信号中には２つの異なる周波数を有するキャリア信号が存在している。このような２キャリア運用時（なお、１キャリア運用時や３キャリア運用時も同様）では、例えば同図（ｂ）中に▲１▼、▲３▼、▲５▼、▲７▼、▲９▼で示した全ての検出用周波数位置に関して歪み検出を行うことは無駄になってしまう。
【００６４】
そこで、本例の増幅装置に備えられた制御部９では、まず、シンセサイザ５から出力する信号の周波数を同図（ｂ）中に▲１▼〜▲９▼で示した各周波数位置に順次切り替えながら、各周波数位置での送信信号のレベルを検出する。そして、当該検出の結果、周辺の周波数領域と比べてはるかに送信信号のレベルが大きい周波数位置が検出された場合には、制御部９は当該周波数位置にキャリア信号が存在するものと判定する。
【００６５】
これにより、例えば次回の歪み検出からは、送信信号中に存在するキャリア信号の周波数に隣接する周波数位置（例えば同図（ｂ）に示した場合には▲１▼、▲３▼、▲７▼、▲９▼で示した周波数位置）のみに関して歪み検出が行われれば十分となる。なお、例えば送信信号に含まれるキャリア信号の数や周波数位置が変更された場合には、当該変更後に再び上記と同様なキャリア信号検出処理等を行うことが必要となる。
【００６６】
次に、本例の増幅装置により行われる動作の一例を示す。
すなわち、本例の増幅装置では、ベースバンド信号生成部１で生成された送信信号（Ｉ成分及びＱ成分）がベクトル調整部２及び電力測定部１０に入力され、ベクトル調整部２に入力された送信信号は、制御部９による制御に従って、当該ベクトル調整部２により歪み補償される。
【００６７】
ベクトル調整部２により歪み補償された送信信号は送信変調部３によりベースバンド帯から搬送波周波数帯へアップコンバートされた後に、増幅器４により増幅されて図外のアンテナへ供給される。ここで、増幅器４では送信信号を増幅する際に歪みが発生する。また、上記したアンテナへ供給される増幅器４の出力信号（増幅後の信号）の一部は、例えば当該アンテナから放射される信号にとって損失が少ない方向性結合器等により取り出されてミキサ６に入力される。
【００６８】
そして、フィードバック系では、方向性結合器等からミキサ６に入力される増幅後の信号と、シンセサイザ５から当該ミキサ６に入力されるローカル信号（キャリア信号を検出するための周波数信号や歪みを検出するための周波数信号）とが当該ミキサ６により混合され、当該混合後の信号がＬＰＦ７を通過することにより、例えば当該信号に含まれるキャリア信号成分や当該信号に含まれる歪み成分のみが取得されてＡ／Ｄ変換器８に入力される。Ａ／Ｄ変換器８ではＬＰＦ７から入力される信号がデジタル信号へ変換され、当該デジタル信号が制御部９に入力される。
【００６９】
また、上記した電力測定部１０ではベースバンド信号生成部１から入力される送信信号の電力（送信電力）が検出され、当該検出結果が制御部９に通知される。
制御部９は、まず、例えばシンセサイザ５を制御して、Ａ／Ｄ変換器８から入力されるデジタル信号からキャリア信号成分を検出し、当該検出結果に基づいて送信信号に含まれるキャリア信号を特定する。そして、制御部９は、送信信号に含まれるキャリア信号の周波数近辺のみに関してＡ／Ｄ変換器８から入力されるデジタル信号から残存する歪み量を検出するとともに、電力測定部１０から通知される送信電力を検出し、これらの検出結果に基づいて、ベクトル調整部２により適切な歪み補償が行われるように当該ベクトル調整部２を制御する。
【００７０】
以上のように、本例の増幅装置では、異なる周波数を有する複数のキャリア信号の内の少なくとも１つのキャリア信号を送信信号として、送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償するに際して、それぞれの周波数のキャリア信号（例えば送信信号に含まれる全てのキャリア信号）に対応して増幅器４で発生する歪みが精度よく検出され、当該歪みに対して適切な歪み補償が行われるため、非常に精度がよく信頼性の高い歪み補償処理を実現することができる。また、本例の増幅装置では、消費電力の大幅な削減や装置の低価格化や小型化を実現することも可能であり、歪み検出のための回路が実現し易い。
【００７１】
具体的には、本例の増幅装置では、特に、例えばフィードバック系において歪み補償対象となるそれぞれのキャリア信号の周波数に隣接する周波数位置の歪み（狭帯域の隣接チャネル漏洩電力）のみを取得し、また、これを実現するためにＬＰＦ７を用いているといった点で、従来技術とは異なっており、優れた効果を発揮している。
【００７２】
また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、隣接する２つのキャリア信号の中心周波数間の中心に位置する周波数（例えば上記した１０２．５ＭＨｚ等）を歪み検出用のローカル周波数（検出用周波数）としてシンセサイザ５から出力して用いているため、キャリア信号を除去した歪み検出が行い易くてよい。
また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、例えば隣接するキャリア信号の中心周波数間の周波数間隔（例えば本例では５ＭＨｚ）から１キャリア信号当りの帯域幅（例えば本例では３．８４ＭＨｚ）を差し引いた帯域幅以下の狭い通過帯域特性を有するようなＬＰＦ７を用いている。
【００７３】
また、本例の増幅装置では、送信信号に含まれるキャリア信号が検出され、検出されたキャリア信号の周波数に隣接する周波数のみに関して、すなわち、歪みが存在すると予想される周波数のみに関して歪み検出が行われるため、効率的な歪み検出を実現することができる。また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、歪み検出及びキャリア信号検出を共通のシンセサイザ５や共通のミキサ６等を用いて行っている。
【００７４】
ここで、本例では、送信信号を増幅する増幅器４が本発明に言う増幅器に相当し、この増幅器４で発生する歪みが補償対象となる。
また、本例では、シンセサイザ５からミキサ６へ出力される信号の周波数（検出用周波数）としてそれぞれの隣接キャリア信号間（本例では、例えば１００ＭＨｚの信号と１０５ＭＨｚの信号との間等）に位置する複数の周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ等）を切り替え可能であり、ミキサ６による混合の後に、ＬＰＦ７が増幅器４の出力信号から当該検出用周波数に隣接する周波数（例えば検出用周波数が１０２．５ＭＨｚである場合には１０５ＭＨｚ等）を有するキャリア信号を除去して、制御部９が増幅器４で発生する検出用周波数の歪み（本例では、隣接チャネル漏洩電力）を検出する機能により、本発明に言う歪み検出手段が構成されている。
【００７５】
また、本例では、前記歪み検出手段により検出される歪みが低減されるように制御部９がベクトル調整部２を制御して増幅器４による増幅前の送信信号を歪み補償する機能により、本発明に言う歪み補償手段が構成されている。なお、動作周波数としては、本例のようにベースバンド帯の信号を歪み補償するのではなく、例えば搬送波周波数帯の信号を歪み補償することも可能である。
【００７６】
また、本例では、前記歪み検出手段は、ミキサ６とＬＰＦ７とを有し、ＬＰＦ７の出力信号から増幅器４で発生する歪みを検出する。
ここで、ミキサ６は本発明に言うミキサに相当し、例えばシンセサイザ５から入力される検出用周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ等）の信号と増幅器４の出力信号とを混合する。
また、ＬＰＦ７は本発明に言うフィルタに相当し、ミキサ６の出力信号から前記検出用周波数に隣接する周波数（本例では、１０５ＭＨｚ等）を有するキャリア信号を除去する。
【００７７】
また、本例では、好ましい態様として、検出用周波数としては、上記したように、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数（本例では、１００ＭＨｚ等）と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数（本例では、１０５ＭＨｚ等）との間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ等）を用いている。なお、両キャリア信号が非存在な周波数間隔とは、両キャリア信号の成分がいずれも存在しない周波数部分の間隔のことであり、本例では、例えば１０１．９２（＝１００＋（３．８４／２））ＭＨｚと１０３．０８（＝１０５−（３．８４／２））ＭＨｚとの間等の間隔のことである。
【００７８】
また、本例では、制御部９がシンセサイザ５を制御してミキサ６やＬＰＦ７やＡ／Ｄ変換器８を介して入力されるデジタル信号に基づいて送信信号に含まれるキャリア信号（いずれのキャリア信号が送信信号に含まれるか）を検出する機能により、本発明に言うキャリア信号検出手段が構成されている。また、本例では、前記歪み検出手段は、前記キャリア信号検出手段により検出されたキャリア信号の周波数（本例では、例えば１００ＭＨｚ等）に隣接する周波数（本例では、例えば１０２．５ＭＨｚ等）のみを検出用周波数として切り替える。
【００７９】
また、本例では、前記キャリア信号検出手段は、ミキサ６や制御部９等を有し、次のようにして、送信信号に含まれるキャリア信号を検出する。すなわち、ミキサ６は本発明に言うミキサに相当し、例えば複数のキャリア信号の周波数を切り替え可能なシンセサイザ５から入力される信号（以下で、信号Ａと言う）と増幅器４の出力信号とを混合する。そして、本例では、本発明に言う判定手段を構成する制御部９がミキサ６の出力信号をＬＰＦ７やＡ／Ｄ変換器８を介して入力し、当該出力信号に前記信号Ａの周波数に対応するキャリア信号が含まれるか否かを判定し、当該判定結果に基づいて送信信号に含まれるキャリア信号を検出する。
【００８０】
また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、ダイレクトコンバージョン方式を用いて歪みを検出したが、例えば一般的なダブルスーパーヘテロダイン方式を用いることも可能である。
また、例えば歪み補償を行うベクトル調整部２の構成や電力測定部１０の有無等としても任意であってもよい。
【００８１】
次に、本発明の第２実施例に係る基地局装置を図面を参照して説明する。
本例では、Ｗ−ＣＤＭＡ方式を採用して移動局装置と無線通信する基地局装置を例として示す。
図８には、本例の基地局装置を構成する筐体の外観例を示してあり、同図に示されるように、本例の基地局装置は、大別すると、信号処理や制御を行うＭＤＥ部（無線変復調部）と、例えば共通増幅器等を備えた増幅器部とから構成されている。
【００８２】
なお、本例の基地局装置では増幅器部をＭＤＥ部の上段に設置したが、例えば基地局装置の設置場所等に応じて、増幅器部とＭＤＥ部とを分割して設置する場合や、これらを横に並べて設置する場合や、増幅器部をＭＤＥ部の下段に設置する場合等もある。
【００８３】
また、図９には、本例の基地局装置の概略的な構成例を示してある。
同図に示されるように、本例の基地局装置には、例えば有線伝送路を介して他の基地局装置等との間で信号を通信するためのインタフェース部２１や、ベースバンド信号を処理するベースバンド信号処理部２２や、無線周波数帯の信号を送受信処理する無線送受信部２３や、例えば上記第１実施例に示した増幅装置と同様な歪み補償機能を有して増幅器により送信信号を増幅する送信電力増幅部２４や、後述するアンテナ２６を用いて無線信号を送受信するアンテナ部２５や、当該アンテナ２６や、これら各処理部２１〜２６により行われる各種の処理を制御等する制御部２７が備えられている。
【００８４】
ここで、本例では、例えばインタフェース部２１やベースバンド信号処理部２２や無線送受信部２３や制御部２７から上記図８に示したＭＤＥ部が構成されており、例えば送信電力増幅部２４から上記図８に示した増幅器部が構成されている。
【００８５】
次に、本例の基地局装置により行われる処理の一例を示す。
すなわち、送信処理においては、例えばインタフェース部２１により他の基地局装置等から有線伝送路を介して受信した信号をベースバンド信号処理部２２によりベースバンド処理した後に無線送受信部２３により無線周波数帯の信号へ変換し、当該無線周波数帯の信号（送信信号）を送信電力増幅部２４により増幅した後に、当該増幅信号をアンテナ部２５によりアンテナ２６から移動局装置等に対して無線送信する。
【００８６】
また、受信処理においては、例えば移動局装置等から無線送信された信号をアンテナ２６を介してアンテナ部２５により受信し、当該受信信号を無線送受信部２３により受信処理した後にベースバンド信号処理部２２によりベースバンド処理し、その後、当該受信信号をインタフェース部２１により有線伝送路を介して他の基地局装置等へ送信する。
【００８７】
以上のように、本例の基地局装置では、例えば上記第１実施例に示した増幅装置と同様な歪み補償機能を備えて増幅器で発生する歪みを補償することが行われるため、上記第１実施例の場合と同様に、送信信号に含まれるそれぞれの周波数のキャリア信号に対応して増幅器で発生する歪みが精度よく検出され、当該歪みに対して適切な歪み補償が行われることから、非常に精度のよい歪み補償処理を実現することができる。
【００８８】
また、上記第１実施例の場合と同様に、本例の基地局装置では、消費電力の大幅な削減や所要コストの削減等を実現することも可能であるため、基地局装置全体としての低価格化や装置規模の小型化も可能となる。具体的には、例えば増幅器へ電力を供給するための電力ラインを従来と比べて小さくすることや、基地局装置全体へ電力を供給するための電源設備を従来と比べて低価格化や小型化することが可能となる。
【００８９】
なお、本例では、ＣＤＭＡ方式を採用した基地局装置に本発明を適用した場合を示したが、例えばＴＤＭＡ方式やＦＤＭＡ方式等といった他の通信方式を採用した基地局装置に本発明を適用することも可能である。
【００９０】
また、本例の基地局装置では、好ましい態様として、上記したように本発明に係る歪み補償機能を用いて送信信号を共通増幅器で増幅する構成としてあり、このような共通増幅器を用いた増幅器部の構成例を、通常の増幅器（ここでは、共通増幅器ではない増幅器）を用いた増幅器部の構成例と比較して説明する。
【００９１】
まず、図１０には、通常の増幅器を用いた増幅器部（個別増幅を行う増幅器部）の構成例を示してあり、この増幅器部では、例えば異なる周波数ｆ１、ｆ２の信号をそれぞれの周波数毎に個別に増幅した後に、それぞれの周波数ｆ１、ｆ２の増幅信号を合成する仕方を用いる。具体的には、周波数ｆ１の信号は増幅器３１で増幅される一方、他の周波数ｆ２の信号は他の増幅器３２で増幅され、これら２つの増幅信号が合成器３３により合成される。ここで、各増幅器３１、３２ではその非線型性により歪み（隣接チャネル漏洩電力）が発生する。
【００９２】
このような増幅器部では、広帯域合成を行うことから、合成器３３でそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２の信号に対して３ｄＢの損失が発生する。このため、例えば合成器３３からそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２の信号をＰ［Ｗ］で出力する場合には、それぞれの増幅器３１、３２ではそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２の信号を２Ｐ［Ｗ］にまで増幅して出力しなければならず、増幅器効率が単体動作の時の１／２になってしまう。
【００９３】
一方、図１１には、共通増幅器を用いた増幅器部（共通増幅を行う増幅器部）の構成例を示してあり、この増幅器部では、例えば異なる複数の周波数ｆ１、ｆ２の信号をまとめて増幅（共通増幅）する仕方を用いる。具体的には、例えば上記図１１に示した増幅器部では、異なる２つの周波数ｆ１、ｆ２の信号が合成された信号が分配器４１により等分配（なお、周波数毎の分配ではなく例えば電力の分配）され、各分配信号が各共通増幅器４２、４３により増幅された後に合成器４４により合成される。ここで、各共通増幅器４２、４３ではその非線型性により歪み（隣接チャネル漏洩電力）が発生するとともに、２つの異なる周波数ｆ１、ｆ２の信号による相互変調歪みが発生する。
【００９４】
このような増幅器部では、例えば上記のように共通増幅器４２、４３からの２つの出力を並列的に合成している。そして、このような並列合成では同一信号を合成することから、上記図１０に示した増幅器部とは異なり、合成損失は発生しない。このため、例えば合成器４４から２つの周波数ｆ１、ｆ２の合成信号をＰ［Ｗ］で出力する場合には、各共通増幅器４２、４３ではそれぞれ２つの周波数ｆ１、ｆ２の合成信号をＰ［Ｗ］に増幅して出力すればよく、上記図１０に示した増幅器部と比べて、増幅器効率がよくて好ましい。
【００９５】
なお、上記図１１に示した増幅器部では相互変調歪みが発生するが、本発明に係る歪み補償機能を用いることで、このような歪みを容易に解消することができ、このため、全体として考えれば、例えば異なる複数のキャリア信号（マルチキャリアの信号）を増幅するに際して、効率的な増幅処理を実現することができる。
【００９６】
ここで、本発明に係る増幅装置の構成や本発明に係る基地局装置の構成としては、必ずしも上記第１実施例や上記第２実施例に示したようなものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。
一例として、本発明に係る増幅装置の適用分野としては、必ずしも基地局装置に限られず、本発明に係る増幅装置は、例えば増幅器で発生する歪みを補償することが必要な移動局装置（例えば携帯電話端末装置やＰＨＳ端末装置）や中継増幅装置等の種々な装置に適用することも可能である。
【００９７】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置により行われる歪み補償処理等の各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭに格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成とされてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピーディスクやＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、異なる周波数を有する複数のキャリア信号の内の少なくとも１つのキャリア信号を送信信号として当該送信信号を増幅器で増幅するに際して、それぞれの隣接キャリア信号間に位置する複数の周波数を検出用周波数として切り替え、切り替えた検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号を増幅器の出力信号から除去して増幅器で発生する当該検出用周波数の歪みを検出し、検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号を歪み補償するようにしたため、例えば当該出力信号に含まれる歪みのレベルが当該出力信号に含まれるキャリア信号（前記検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号）のレベルと比べて小さい場合であっても、それぞれのキャリア信号（それぞれの検出用周波数）に対応して、当該歪みを精度よく検出することができ、これにより、歪み補償の精度を向上させることができる。
【００９９】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、好ましい態様としてローパスフィルタを用いて歪みを検出するようにし、具体的には、検出用周波数の信号と増幅器の出力信号とをミキサにより混合し、ローパスフィルタによりミキサの出力信号から当該検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号を除去し、ローパスフィルタの出力信号から増幅器で発生する当該検出用周波数の歪みを検出するようにした。
【０１００】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、好ましい態様として、検出用周波数として切り替えられる複数の周波数としてそれぞれ、隣接する２つのキャリア信号間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数を用いるようにしたため、キャリア信号を除去した歪み検出が行い易くなる。
【０１０１】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、送信信号に含まれるキャリア信号を検出し、検出されたキャリア信号の周波数に隣接する周波数のみを検出用周波数として切り替えるようにしたため、例えば送信信号に含まれないキャリア信号の周波数に隣接する周波数（すなわち、歪みが存在しないと考えられる周波数）に関する歪み検出を省略することができ、これにより、効率的な歪み検出を実現することができる。
【０１０２】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、例えば歪み検出に用いられるミキサ等を共用して、判定対象となるキャリア信号に対応する周波数を有する信号と増幅器の出力信号とをミキサにより混合し、ミキサの出力信号に当該判定対象となるキャリア信号が含まれるか否かを判定し、当該判定結果に基づいて送信信号に含まれるキャリア信号を検出するようにした。
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、好ましい態様として、増幅器として共通増幅器を用いるようにしたため、効率的な増幅処理を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係る増幅装置の構成例を示す図である。
【図２】隣接する２つのキャリア信号が送信信号に含まれる場合に増幅器に入力される送信信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図３】ミキサからＬＰＦへ出力される信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図４】ＬＰＦのフィルタ特性の理想的な設定例を示す図である。
【図５】ＬＰＦの帯域制限特性の一例を示す図である。
【図６】隣接する２つのキャリア信号に関してＬＰＦの帯域制限特性を重ねたものの一例を示す図である。
【図７】４キャリア運用時及び２キャリア運用時における送信信号の周波数スペクトラムの一例を示す図である。
【図８】本発明の第２実施例に係る基地局装置を構成する筐体の外観例を示す図である。
【図９】本発明の第２実施例に係る基地局装置の概略的な構成例を示す図である。
【図１０】個別増幅を行う増幅器部の構成例を示す図である。
【図１１】共通増幅を行う増幅器部の構成例を示す図である。
【図１２】増幅器に入力される前の送信信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図１３】歪み補償が行われない場合において送信信号が増幅器により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図１４】従来例に係る歪み補償付き送信電力増幅部の構成例を示す図である。
【図１５】歪み補償が行われる場合において送信信号が増幅器により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【符号の説明】
１・・ベースバンド信号生成部、 ２・・ベクトル調整部、
３・・送信変調部、 ４、３１、３２・・増幅器、 ５・・シンセサイザ、
６・・ミキサ、 ７・・ＬＰＦ、 ８・・Ａ／Ｄ変換器、 ９・・制御部、
１０・・電力測定部、 ２１・・インタフェース部、
２２・・ベースバンド信号処理部、 ２３・・無線送受信部、
２４・・送信電力増幅部、 ２５・・アンテナ部、 ２６・・アンテナ、
３３、４４・・合成器、 ４１・・分配器、 ４２、４３・・共通増幅器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an amplifying device that compensates for distortion generated in an amplifier that amplifies a transmission signal by using at least one carrier signal of a plurality of carrier signals having different frequencies as a transmission signal, and a base including such an amplification device. The present invention relates to a station apparatus and a relay amplifying apparatus, and particularly to a technique for improving the accuracy of distortion detection corresponding to a carrier signal of each frequency.
[0002]
[Prior art]
For example, a base station device (CDMA base station device) provided in a mobile communication system employing a W-CDMA (Wide-band Code Division Multiple Access) system as a mobile communication system is physically far away. It is necessary to make the radio signal reach the mobile station device (CDMA mobile station device), and it is necessary to greatly amplify the signal to be transmitted by an amplifier and output the signal.
[0003]
However, since the amplifier is an analog device, there is an amplification limit. This amplification limit is also called a saturation point. After the saturation point, even if the power input to the amplifier increases, the output power becomes constant and the output becomes non-linear. Then, non-linear distortion is generated by the non-linear output.
[0004]
Here, FIG. 12 shows an example of the spectrum of the transmission signal before being input to the amplifier, and FIG. 13 shows that the transmission signal is amplified and output by the amplifier when distortion compensation is not performed. 1 shows an example of the spectrum of a signal. Note that the horizontal axis of the graphs shown in FIGS. 12 and 13 indicates frequency (unit is [kHz]), and the vertical axis indicates power ratio (unit is [dB]).
[0005]
As shown in FIG. 12, in the transmission signal before amplification, the signal component outside the desired signal band is suppressed to a low level by the band limiting filter. FIG. As shown in (1), distortion occurs in the signal after passing through the amplifier, and the signal component leaks out of the desired signal band (adjacent channel).
[0006]
For example, in the base station apparatus, since the transmission power is high as described above, the magnitude of the leakage power to such an adjacent channel is strictly defined. Therefore, such an adjacent channel leakage power (ACP: Adjacent Channel) is used. A major issue is how to reduce the leak power.
[0007]
Next, an example of a transmission power amplifying unit with distortion compensation provided in a conventional base station apparatus will be described for reducing the adjacent channel leakage power as described above.
FIG. 14 shows a configuration example of such a transmission power amplifying unit with distortion compensation, and its operation will be described.
[0008]
That is, in the transmission power amplification unit with distortion compensation, the transmission signal (I component and Q component) generated by the baseband
[0009]
The transmission signal that has been distortion-compensated by the
Also, distortion occurs when amplifying the transmission signal in the
[0010]
This feedback system includes a local
[0011]
Then, in the feedback system, the amplified signal input from the directional coupler to the
[0012]
Further, the
The
[0013]
As described above, in the transmission power amplifying unit with distortion compensation shown in FIG. 14 described above, by performing appropriate distortion compensation on the distortion generated in the
Here, FIG. 15 shows an example of a spectrum of a signal output by amplifying the transmission signal by the
[0014]
Next, some conventional techniques relating to the above-described distortion compensation will be described.
First, in a digital radio apparatus described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-294144 (hereinafter referred to as Document 1), distortion compensation is performed using a feedback system similar to that shown in FIG. In the feedback system, similarly to the one shown in FIG. 14, the required signal to be transmitted (ie, the original transmission signal) is down-converted together with the unnecessary signal (ie, distortion generated by the amplifier) generated in the adjacent channel. Thus, processing for orthogonally demodulating all of these signals is performed.
[0015]
Also, for example, in an automatic tracking type predistorter described in Japanese Patent Publication No. 63-10613 (hereinafter referred to as Document 2), the predistorter is generated by an amplifier using a feedback system similar to that shown in FIG. The distortion is compensated. In this feedback system, similarly to the above, the signal after amplification including the transmission signal band is demodulated (that is, the baseband signal before modulation is reproduced) and A / D conversion is performed. Processing is in progress.
[0016]
Although the distortion compensation is not performed, the adjacent channel leakage power measuring apparatus and method described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-138251 (hereinafter referred to as Reference 3), And the signal of the carrier (that is, the signal corresponding to the required signal) is taken out together with the signal of the carrier signal (that is, the signal corresponding to the required signal), and is subjected to a fast Fourier transform (FFT) process. Power ratio between the required signal and the unnecessary signal).
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the configuration of the conventional transmission power amplifying unit with distortion compensation as shown in FIG. 14, for example, it is difficult to increase the detection accuracy of the adjacent channel leakage power (distortion generated by the amplifier). There is a problem that a system for detecting leakage power becomes complicated.
[0018]
In other words, when distortion compensation is performed with the above-described configuration, for example, as shown in FIG. 15, the difference between the desired transmission signal power and the distortion power becomes about 50 dB. On the other hand, it is necessary to accurately detect a small residual distortion amount, such as 1 / 100,000, and it is difficult to increase the detection accuracy. A power difference of 50 dB indicates that the dynamic range of the
[0019]
In addition, from the viewpoint of the above-described problem of the present invention, the devices and the like described in the above-described
For example, in the device described in
[0020]
Also, for example, the device described in the above-mentioned
In addition, for example, in the device described in the above-mentioned
[0021]
In addition, the transmission signal amplified by the
[0022]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve such a conventional problem, and generates at least one carrier signal among a plurality of carrier signals having different frequencies as a transmission signal by an amplifier that amplifies the transmission signal. An object of the present invention is to provide an amplification device capable of improving the accuracy of distortion detection corresponding to a carrier signal of each frequency when compensating for distortion, and a base station device and a relay amplification device including such an amplification device. And
Further, in the amplifying device, the base station device, and the relay amplifying device according to the present invention, it is possible to reduce the cost and size of the device.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the amplifying device according to the present invention employs at least one carrier signal of a plurality of carrier signals having different frequencies as a transmission signal and amplifies the transmission signal with an amplifier as follows. Thus, the distortion generated in the amplifier is compensated.
That is, the amplifier amplifies the transmission signal, and the distortion detection means can switch a plurality of frequencies located between the respective adjacent carrier signals as detection frequencies, and the carrier signal having a frequency adjacent to the switched detection frequency From the output signal of the amplifier to detect the distortion of the detection frequency generated by the amplifier, and the distortion compensating means uses the amplifier so that the distortion detected by the distortion detecting means is reduced. Distortion compensation of transmission signal before amplification .
[0024]
Therefore, a plurality of frequencies as described above can be switched as the detection frequency, and a carrier signal having a frequency adjacent to the detection frequency is removed from the output signal of the amplifier and distortion is detected. Even if the level of distortion included in the signal is smaller than the level of the carrier signal (carrier signal having a frequency adjacent to the detection frequency) included in the output signal, each carrier signal (each detection signal) Corresponding to the frequency for use), the distortion can be detected with high accuracy, and thereby the accuracy of distortion compensation can be improved.
[0025]
In the amplifying device according to the present invention, the carrier signal detecting means detects the carrier signal included in the transmission signal, and the distortion detecting means detects only the frequency adjacent to the frequency of the carrier signal detected by the carrier signal detecting means. Switch as frequency.
Therefore, since distortion detection is performed only on the frequency adjacent to the frequency of the carrier signal included in the transmission signal, for example, the frequency adjacent to the frequency of the carrier signal not included in the transmission signal (that is, the frequency that is considered to have no distortion) ) Can be omitted, whereby efficient distortion detection can be realized.
[0026]
Further, in the amplifying device according to the present invention, as an example, the carrier signal detecting means can switch the frequency of a plurality of carrier signals, and mixes the signal of the switched frequency and the output signal of the amplifier by a mixer. The determination means determines whether or not a carrier signal corresponding to the frequency is included in the output signal of, and detects a carrier signal included in the transmission signal based on the determination result. That is, by sequentially switching to the frequency of a plurality of carrier signals and performing the determination processing, it is possible to detect which frequency of the carrier signal is included in the transmission signal. Note that it is preferable to use such a configuration of the carrier signal detecting means because, for example, the distortion detecting means having the following configuration and the carrier signal detecting means can be configured using a common mixer or the like.
[0027]
That is, in the distortion detection means provided in the amplification device according to the present invention, for example, a signal of the detection frequency and an output signal of the amplifier are mixed by a mixer, and a frequency adjacent to the detection frequency is determined from the output signal of the mixer. The carrier signal is removed by a low-pass filter, and distortion of the detection frequency generated by the amplifier is detected from the output signal of the low-pass filter.
Therefore, as a filter for removing an unnecessary carrier signal, a low-pass filter is particularly used, so that, for example, as described in an embodiment to be described later, compared with a case where a similar function is realized using a band-pass filter, Realization is easy and realistic.
[0028]
In the amplification device according to the present invention, As a preferred embodiment, As each of the plurality of frequencies switched as the detection frequency, a frequency located at the center of a frequency interval in which both carrier signals between two adjacent carrier signals do not exist is used.
Therefore, since the center frequency of the frequency interval in which neither of two carrier signals adjacent to each other exists is used as the detection frequency, distortion detection with the carrier signal removed is easily performed, which is preferable.
[0029]
In the amplifying device according to the present invention, a common amplifier that can collectively amplify a plurality of carrier signals having different frequencies is used as the amplifier.
Therefore, since such a common amplifier is used, efficient amplification processing can be realized, for example, as described in an embodiment to be described later.
[0030]
Further, in the present invention, for example, a base station device or a relay amplification device including the above-described amplification device is configured as an application object that particularly requires distortion compensation of the amplifier.
Therefore, in the base station apparatus and the relay amplification apparatus according to the present invention, the various effects as described above can be obtained, and accurate distortion compensation can be realized.
[0031]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An amplifying device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows an example of the configuration of the amplifier of the present embodiment. This amplifier has a configuration in which the present invention is applied to, for example, the transmission power amplifier with distortion compensation shown in FIG.
Further, the transmission signal of the present example includes at least one carrier signal among a plurality of carrier signals having different frequencies. Specifically, for example, the transmission signal is a single carrier signal depending on a communication situation. Only, or may include two or more carrier signals.
[0032]
As shown in FIG. 1, the amplifying apparatus according to the present embodiment includes a baseband
[0033]
Here, the configuration and operation of the above-described baseband
[0034]
That is, in this example, the distortion (signal located in a channel adjacent to the carrier signal to be subjected to distortion compensation) generated by the amplifier 4 is acquired by the mixer 6 using, for example, a direct conversion method, and the
[0035]
Here, the frequency of the signal output by the
As an example, it is assumed that a transmission signal includes a plurality of carrier signals having different frequencies, and that the center frequency of a certain carrier signal is 100 MHz, for example, as shown in FIG. It is assumed that the frequency of each of the other carrier signals is shifted by 5 MHz from the frequency of the adjacent carrier signal (that is, the interval between adjacent carriers is 5 MHz). Further, for example, it is assumed that the waveform of each carrier signal is a W-CDMA waveform having a bandwidth of 3.84 MHz.
[0036]
The
[0037]
Specifically, assuming that a carrier signal having four different frequencies, for example, 100 MHz, 105 MHz, 110 MHz, and 115 MHz, can be included in the transmission signal, the
[0038]
In the above case, generally, the frequency of the adjacent carrier leakage power with respect to a carrier signal such as 100 MHz may be considered to be 105 MHz and 95 MHz. However, in this example, for example, a measurement point such as 105 MHz and a frequency of 102.5 MHz Since there is a correlation with the measurement points, 102.5 MHz or the like is used as a main measurement point as described above.
[0039]
The mixer 6 mixes the signal input from the
[0040]
Here, FIG. 2 shows an example of the spectrum of a transmission signal input to the amplifier 4 when, for example, two adjacent carrier signals (a 100 MHz carrier signal and a 105 MHz carrier signal) are included in the transmission signal. is there. Here, in this example, it is assumed that the bandwidth of each carrier signal is 3.84 MHz as described above.
FIG. 3 shows an example of the spectrum of a signal (down-converted signal) output from the mixer 6 to the LPF 7 in such a case. Note that the horizontal axis of the graphs shown in FIGS. 2 and 3 indicates frequency (unit is [kHz]), and the vertical axis indicates power ratio (unit is [dB]).
[0041]
The LPF 7 receives a signal output from the mixer 6 and outputs only a signal component of a predetermined low frequency band among frequency components constituting the signal to the A / D converter 8 as a band-limited signal. have.
Here, the filter characteristics of the LPF 7 of this example include a carrier signal of 105 MHz or the like adjacent to a carrier signal of 100 MHz or the like to be subjected to distortion compensation (that is, a signal having a center frequency of 2.5 MHz or the like after down-conversion). ) Are set from the output signal of the mixer 6.
[0042]
With such a filter characteristic, the output signal of the LPF 7 of the present example includes only a signal near the frequency of the distortion (adjacent channel leakage power) (that is, 102.5 MHz or the like before down-conversion). And the adjacent carrier signal described above is not included.
FIG. 4 shows an ideal setting example of the filter characteristic of the LPF 7 of the present embodiment in addition to the signal spectrum shown in FIG. 3, for example. The horizontal axis of the graph shown in FIG. [KHz]), and the vertical axis indicates the power ratio (unit is [dB]).
[0043]
In practice, it may be difficult to realize an LPF having a steep filter characteristic as shown in FIG. 4, but for example, the filter characteristic of the LPF 7 is more gradual than that shown in FIG. It may be in the form of an attenuation curve. In short, it may be of any type as long as the above-mentioned adjacent carrier signal can be deleted. Further, when an LPF is used as in this example, even if a required attenuation curve cannot be obtained with one LPF, for example, a plurality of LPFs are connected in series such as two or three stages. It is preferable to use it because a required attenuation curve can be easily obtained.
[0044]
On the other hand, for example, a configuration in which band limitation is performed using a band pass filter (Band Pass Filter: BPF) is also possible. However, in general, a steep filter characteristic cannot be obtained with the BPF as shown in FIG. Even so, the size and cost of the BPF itself become very large, and the feasibility of the entire device is reduced. For this reason, the use of the LPF as in this example is effective because a relatively sharp cutoff characteristic can be obtained, and is particularly effective when the interval between adjacent channels is narrow. It is valid.
[0045]
The A / D converter 8 has a function of converting a signal input from the LPF 7 into a digital signal and outputting the digital signal to the control unit 9. Here, the signal input to the A / D converter 8 of this example includes, for example, only the distortion component and does not include the transmission signal (carrier signal) as described above. For example, the price of the A /
[0046]
The control unit 9 detects the magnitude of distortion (part of the distortion in this example) included in the output signal of the amplifier 4 based on the digital signal input from the A / D converter 8, and measures the power. The power of the transmission signal notified from the
[0047]
Here, an example of specific numerical values relating to the filter characteristics (passband characteristics) of the above-described LPF 7 will be shown, taking as an example the case where the amplifying device of the present example is used in a W-CDMA system.
For example, in a W-CDMA system, as described above, the bandwidth of each carrier signal included in a transmission signal is 3.84 MHz, and the frequency interval between adjacent carrier signals is 5.00 MHz. Generally, the roll-off rate of the band-limiting filter is 0.22, and the cut-off frequency is 0.5.
[0048]
Further, the carrier signals included in the transmission signal are arranged so as not to overlap each other on the frequency axis. Specifically, for example, as described above, the center frequency of a certain carrier signal and the carrier adjacent to the carrier signal The frequency interval between the signal and the center frequency is set to 5 MHz. In this case, for example, at a frequency position 2.5 MHz away from the center frequency of a certain carrier signal, there is no component of the carrier signal and no component of a carrier signal adjacent to the carrier signal, so that distortion must be considered. In this case, the level of the transmission signal becomes zero.
[0049]
For this reason, for example, if the magnitude of the distortion at the above-mentioned frequency position separated by 2.5 MHz (2.5 MHz detuning point) is detected, accurate distortion detection is realized. That is, when distortion occurs when the transmission signal is amplified by the amplifier 4 and the band of the output signal of the amplifier 4 is expanded as compared with the band of the transmission signal, the signal originally has a zero level as described above. Since a non-zero signal level is detected at a power-off point of 2.5 MHz, the level can be accurately detected as a distortion level.
[0050]
Then, in order to realize the above-described accurate distortion detection, the LPF 7 reduces the level of an unnecessary carrier signal having a relatively large level (the adjacent carrier signal described above) from the output signal of the mixer 6, for example. , It is necessary to leave a relatively small level of distortion in the signal after the band limitation.
[0051]
Here, the bandwidth of each carrier signal included in the transmission signal is 3.84 MHz as described above. For example, the required band is expanded due to the band limitation characteristic given to the transmission signal by the LPF 7, and the expansion rate is reduced. It is determined by the off rate.
FIG. 5 shows an example of the band limiting characteristic of the LPF 7, which corresponds to the above-mentioned roll-off rate (= 0.22) and the above-mentioned cut-off frequency (= 0.5). Note that the horizontal axis of the graph shown in FIG. 7 indicates the normalized frequency (unit: [Hz]) according to the transmission signal band, and the vertical axis indicates the multiplication coefficient. As a specific example, the point of 1.0 on the horizontal axis corresponds to 3.84 MHz, and the point of 0.5 on the horizontal axis corresponds to 1.92 MHz.
[0052]
In the band limiting characteristic shown in FIG. 5, signals are deleted at points after the point 0.6 (the point where the normalized frequency is 2.3424 MHz) on the horizontal axis, and no longer exist.
FIG. 6 shows an example in which the above-mentioned band limiting characteristics are superimposed on two adjacent carrier signals, and the horizontal axis of the graph shown in FIG. 6 is the normalized frequency based on the transmission signal band (the unit is [ Hz]), and the vertical axis indicates a multiplication coefficient.
[0053]
In the band limiting characteristic shown in FIG. 6, the frequency at which the carrier signal (lower signal) having the lower normalized frequency on the horizontal axis reaches the zero point is 2.3424 MHz, while the normalized frequency on the horizontal axis is The frequency at which the higher carrier signal (upper signal) reaches the zero point is 2.6576 MHz. If the distortion is detected in the frequency range between these two zero-point reaching frequencies, only the distortion is reduced. This is preferable because it can be accurately detected.
[0054]
That is, considering the band limiting characteristics shown in FIG. 6, the pass band width of the LPF 7 needs to be at least 0.3152 MHz (= 2.6576 MHz−2.3424 MHz) or less. Here, in general, the pass bandwidth of the pass band characteristic indicates a 3 dB bandwidth in which the power attenuation is reduced to half (that is, 3 dB), but in this example, the distortion is several tens dB smaller than the level of the carrier signal. Since the purpose is to obtain (adjacent channel leakage power), in this example, the term “pass band width” indicates the cutoff frequency bandwidth. The attenuation curve (transfer function) of the LPF 7 may depend on the bandwidth of the distortion to be obtained, but generally does not have to be defined.
[0055]
Further, in the case of the present example, the center frequency does not actually become non-zero as shown in, for example, FIG. 5 or FIG. 6, but, for example, as shown in FIG. 3 or FIG. Is zero, so if the cut-off frequency bandwidth of the LPF 7 is calculated based on the above calculation, the cut-off frequency bandwidth of the LPF 7 is 157.6 kHz (= 0. 3152 MHz × (１ ／)).
[0056]
Further, the amplifying device of this example has a function of detecting a carrier signal included in a transmission signal (carrier sense function) and a function of performing distortion detection only on a frequency position adjacent to the frequency of the detected carrier signal. These functions will be described below.
[0057]
That is, in general, the amplifier is not provided with information such as which frequency carrier signal is included in the transmission signal that is currently being processed. In the configuration shown above, for example, the amplifier may be included in the transmission signal. Distortion detection is performed for frequency positions adjacent to the frequencies of all carrier signals. However, for example, it is useless to perform distortion detection up to a frequency position adjacent to only a frequency of a carrier signal not included in a transmission signal (that is, a frequency position where it is considered that there is no distortion).
[0058]
Therefore, the
Further, the control unit 9 of the present example sequentially switches the frequency of the signal generated by the
[0059]
Specifically, for example, when a signal having the same frequency as a certain carrier signal is output from the
[0060]
Note that when the pass bandwidth of the LPF 7 is much narrower than the bandwidth of the carrier signal as in this example, the control unit 9 cannot obtain a complete waveform of the carrier signal. It is not necessary for the control unit 9 to obtain an accurate signal waveform of the carrier signal because the purpose is to determine whether or not each carrier signal exists.
[0061]
For example, as described in the above problem, in general, when distortion compensation of the amplifier 4 is appropriately performed, a desired transmission signal (for example, a certain carrier signal) and unnecessary distortion (for example, an adjacent channel generated by the carrier signal) For example, when the frequency of the signal output from the
[0062]
Here, the effects of the carrier sense function and the like of this example will be specifically described with reference to FIG.
FIG. 3A shows an example of a frequency spectrum of a transmission signal during four-carrier operation, that is, a transmission signal includes carrier signals having four different frequencies. In such four-carrier operation, for example, the carrier sense function does not have to be executed, and distortion detection is performed for all detection frequency positions indicated by (1) to (5) in FIG. Just fine.
[0063]
On the other hand, FIG. 2B shows an example of a frequency spectrum of a transmission signal during two-carrier operation, that is, a carrier signal having two different frequencies exists in the transmission signal. At the time of such two-carrier operation (the same applies to one-carrier operation and three-carrier operation), for example, (1), (3), (5), (7), and (9) in FIG. Performing distortion detection for all detection frequency positions indicated by ▼ is useless.
[0064]
Therefore, in the control unit 9 provided in the amplifying device of this example, first, the frequency of the signal output from the
[0065]
Thereby, for example, from the next distortion detection, the frequency position adjacent to the frequency of the carrier signal existing in the transmission signal (for example, (1), (3), (7) in the case shown in FIG. , Only the frequency position indicated by (9)) is sufficient. If, for example, the number or frequency position of the carrier signals included in the transmission signal is changed, it is necessary to perform the same carrier signal detection processing or the like again after the change.
[0066]
Next, an example of an operation performed by the amplifying device of the present example will be described.
That is, in the amplifying device of this example, the transmission signals (I component and Q component) generated by the baseband
[0067]
The transmission signal that has been distortion-compensated by the
[0068]
In the feedback system, the amplified signal input from the directional coupler or the like to the mixer 6 and the local signal input from the
[0069]
The
The control unit 9 first controls, for example, the
[0070]
As described above, in the amplifying apparatus of the present example, when compensating for distortion generated in an amplifier that amplifies a transmission signal, at least one carrier signal of a plurality of carrier signals having different frequencies is used as a transmission signal. Distortion generated in the amplifier 4 is accurately detected in response to a carrier signal of a frequency (for example, all carrier signals included in a transmission signal), and appropriate distortion compensation is performed on the distortion. A highly reliable distortion compensation process can be realized. Further, in the amplifying device of this example, it is possible to significantly reduce power consumption, reduce the cost and size of the device, and easily implement a circuit for detecting distortion.
[0071]
Specifically, in the amplifying device of the present example, in particular, for example, only the distortion (narrow band adjacent channel leakage power) of the frequency position adjacent to the frequency of each carrier signal to be subjected to distortion compensation in the feedback system is acquired, In addition, this is different from the prior art in that the LPF 7 is used to realize this, and exhibits an excellent effect.
[0072]
In a preferred embodiment of the amplifying apparatus of this example, a frequency (for example, 102.5 MHz described above) located at the center between the center frequencies of two adjacent carrier signals is used as a local frequency for distortion detection (detection frequency). Since the signal is output from the
In a preferred embodiment of the amplifying apparatus of the present embodiment, for example, the bandwidth per carrier signal (for example, 3.84 MHz in this example) is set from the frequency interval between the center frequencies of adjacent carrier signals (for example, 5 MHz in this example). The LPF 7 having a narrow pass band characteristic smaller than the subtracted bandwidth is used.
[0073]
Further, in the amplifying apparatus of this example, a carrier signal included in the transmission signal is detected, and distortion detection is performed only for frequencies adjacent to the frequency of the detected carrier signal, that is, only for frequencies at which distortion is expected to exist. Therefore, efficient distortion detection can be realized. In the amplifying apparatus of the present example, as a preferred mode, distortion detection and carrier signal detection are performed using a
[0074]
Here, in the present example, the amplifier 4 that amplifies the transmission signal corresponds to the amplifier according to the present invention, and the distortion generated by the amplifier 4 is a compensation target.
In this example, the frequency (detection frequency) of the signal output from the
[0075]
In this embodiment, the control unit 9 controls the
[0076]
Further, in the present example, the distortion detecting means has a mixer 6 and an LPF 7, and detects distortion generated in the amplifier 4 from an output signal of the LPF 7.
Here, the mixer 6 corresponds to a mixer according to the present invention, and mixes, for example, a signal of a detection frequency (eg, 102.5 MHz in this example) input from the
LPF7 refers to the present invention. filter And removes a carrier signal having a frequency adjacent to the detection frequency (105 MHz in this example) from the output signal of the mixer 6.
[0077]
Further, in the present embodiment, as a preferable mode, as described above, the frequency of the carrier signal to be subjected to distortion compensation (100 MHz or the like in this example) and the frequency of the carrier signal adjacent to the carrier signal (as described above) In this example, a frequency (eg, 102.5 MHz in this example) located at the center of the frequency interval where both carrier signals are not present between 105 MHz and 105 MHz is used. Note that the frequency interval in which both carrier signals do not exist is an interval of a frequency portion in which neither component of both carrier signals exists. In this example, for example, 101.92 (= 100 + (3.84 / 2) )) And an interval such as between 103.08 (= 105- (3.82 / 2)) MHz.
[0078]
In this example, the control unit 9 controls the
[0079]
Further, in this example, the carrier signal detecting means has the mixer 6, the control unit 9, and the like, and detects the carrier signal included in the transmission signal as follows. That is, the mixer 6 corresponds to the mixer according to the present invention, and for example, mixes a signal (hereinafter, referred to as a signal A) input from the
[0080]
Further, in the amplification device of this example, as a preferred embodiment, the distortion is detected using the direct conversion method. However, for example, a general double superheterodyne method may be used.
Further, for example, the configuration of the
[0081]
Next, a base station apparatus according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
In this example, a base station apparatus that wirelessly communicates with a mobile station apparatus by adopting the W-CDMA method will be described as an example.
FIG. 8 shows an example of the appearance of a casing constituting the base station apparatus of the present embodiment. As shown in FIG. 8, the base station apparatus of the present embodiment performs signal processing and control when roughly classified. It comprises an MDE unit (radio modulation / demodulation unit) and an amplifier unit provided with, for example, a common amplifier.
[0082]
In the base station apparatus of this example, the amplifier section is installed in the upper stage of the MDE section. However, for example, the amplifier section and the MDE section are divided and installed according to the installation location of the base station apparatus, or these are installed. In some cases, the amplifiers are installed side by side, and the amplifier is installed below the MDE.
[0083]
FIG. 9 shows a schematic configuration example of the base station apparatus of the present example.
As shown in the figure, the base station apparatus of the present example includes an
[0084]
Here, in the present example, for example, the
[0085]
Next, an example of a process performed by the base station device of the present example will be described.
That is, in the transmission processing, for example, a signal received from another base station device or the like via a wired transmission path by the
[0086]
In the receiving process, for example, a signal wirelessly transmitted from a mobile station device or the like is received by the antenna unit 25 via the
[0087]
As described above, in the base station apparatus of the present example, for example, a distortion compensation function similar to that of the amplifying apparatus shown in the first embodiment is provided to compensate for the distortion generated in the amplifier. As in the case of the embodiment, the distortion generated in the amplifier corresponding to the carrier signal of each frequency included in the transmission signal is accurately detected, and appropriate distortion compensation is performed on the distortion. Thus, a highly accurate distortion compensation process can be realized.
[0088]
Further, as in the case of the first embodiment, the base station apparatus of the present embodiment can realize a great reduction in power consumption and a reduction in required cost. It is also possible to reduce the price and the size of the device. Specifically, for example, the power line for supplying power to the amplifier is made smaller than before, and the power supply equipment for supplying power to the entire base station device is reduced in cost and size compared to the past. It is possible to do.
[0089]
In this example, the case where the present invention is applied to a base station apparatus adopting the CDMA scheme is shown. However, the present invention is applied to a base station apparatus adopting another communication scheme such as the TDMA scheme or the FDMA scheme. It is also possible.
[0090]
Further, in the base station apparatus of the present example, as a preferred embodiment, the transmission signal is amplified by the common amplifier using the distortion compensation function according to the present invention as described above, and the amplifier unit using such a common amplifier is used. Will be described in comparison with a configuration example of an amplifier unit using a normal amplifier (here, an amplifier that is not a common amplifier).
[0091]
First, FIG. 10 shows a configuration example of an amplifier unit (an amplifier unit for performing individual amplification) using a normal amplifier. In this amplifier unit, for example, signals of different frequencies f1 and f2 are separately output for each frequency. After individually amplifying, a method of synthesizing amplified signals of the respective frequencies f1 and f2 is used. Specifically, the signal of the frequency f1 is amplified by the
[0092]
In such an amplifier section, since wideband synthesis is performed, a loss of 3 dB occurs in the
[0093]
On the other hand, FIG. 11 shows a configuration example of an amplifier unit using a common amplifier (an amplifier unit for performing common amplification). In this amplifier unit, for example, signals of a plurality of different frequencies f1 and f2 are collectively amplified ( (Common amplification). Specifically, for example, in the amplifier section shown in FIG. 11, the signal obtained by combining the signals of the two different frequencies f1 and f2 is equally distributed by the distributor 41 (not the distribution for each frequency, but for example, the power distribution). ), The respective divided signals are amplified by the respective
[0094]
In such an amplifier section, for example, two outputs from the
[0095]
Although the intermodulation distortion is generated in the amplifier section shown in FIG. 11, such distortion can be easily eliminated by using the distortion compensation function according to the present invention. For example, when a plurality of different carrier signals (multi-carrier signals) are amplified, efficient amplification processing can be realized.
[0096]
Here, the configuration of the amplifying device according to the present invention and the configuration of the base station device according to the present invention are not necessarily limited to those described in the first and second embodiments, and various configurations are available. May be used.
As an example, the application field of the amplifying device according to the present invention is not necessarily limited to the base station device. The present invention can be applied to various devices such as a telephone terminal device and a PHS terminal device and a relay amplifier device.
[0097]
Various processes such as distortion compensation performed by the amplifying device, base station device, or relay amplifying device according to the present invention include, for example, a control in which a processor is stored in a ROM in a hardware resource including a processor and a memory. The configuration may be such that it is controlled by executing a program. For example, each functional unit for executing the processing may be configured as an independent hardware circuit. Further, the present invention can be understood as a computer-readable recording medium such as a floppy disk or a CD-ROM storing the above-mentioned control program, and the control program is input from the recording medium to the computer and executed by the processor. Thereby, the processing according to the present invention can be performed.
[0098]
【The invention's effect】
As described above, in the amplifying device, the base station device, and the relay amplifying device according to the present invention, at least one carrier signal of a plurality of carrier signals having different frequencies is used as a transmission signal and the transmission signal is amplified by the amplifier. At this time, a plurality of frequencies located between the respective adjacent carrier signals are switched as detection frequencies, and a carrier signal having a frequency adjacent to the switched detection frequency is removed from an output signal of the amplifier to generate the detection signal generated by the amplifier. Detect frequency distortion and reduce detected distortion Distortion compensation for transmission signal before amplification by amplifier Therefore, for example, even if the level of the distortion included in the output signal is smaller than the level of the carrier signal (the carrier signal having a frequency adjacent to the detection frequency) included in the output signal, In response to the carrier signals (the respective detection frequencies), the distortion can be detected with high accuracy, thereby improving the accuracy of distortion compensation.
[0099]
Further, in the amplifying device, the base station device, and the relay amplifying device according to the present invention, as a preferable mode, distortion is detected by using a low-pass filter. Mixing is performed by a mixer, a carrier signal having a frequency adjacent to the detection frequency is removed from the output signal of the mixer by a low-pass filter, and distortion of the detection frequency generated by the amplifier is detected from the output signal of the low-pass filter. did.
[0100]
In a preferred embodiment of the amplifying device, the base station device, or the relay amplifying device according to the present invention, as a plurality of frequencies that are switched as detection frequencies, a frequency in which both carrier signals between two adjacent carrier signals are absent is used. Since the frequency located at the center of the interval is used, it becomes easy to perform distortion detection with the carrier signal removed.
[0101]
Further, in the amplification device, the base station device, and the relay amplification device according to the present invention, the carrier signal included in the transmission signal is detected, and only the frequency adjacent to the frequency of the detected carrier signal is switched as the detection frequency. For example, it is possible to omit distortion detection for a frequency adjacent to a frequency of a carrier signal not included in a transmission signal (that is, a frequency at which distortion is considered to be absent), thereby realizing efficient distortion detection. Can be.
[0102]
In the amplification device, the base station device, and the relay amplification device according to the present invention, for example, a mixer and the like used for distortion detection are shared, and a signal having a frequency corresponding to a carrier signal to be determined and an output signal of the amplifier are used. Are mixed by a mixer, it is determined whether or not the output signal of the mixer includes the carrier signal to be determined, and the carrier signal included in the transmission signal is detected based on the determination result.
Further, in the amplifying apparatus, the base station apparatus, and the relay amplifying apparatus according to the present invention, as a preferred embodiment, a common amplifier is used as an amplifier, so that efficient amplifying processing can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an amplifying device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a transmission signal input to an amplifier when two adjacent carrier signals are included in the transmission signal.
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal output from a mixer to an LPF.
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of an ideal setting of a filter characteristic of an LPF.
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a band limiting characteristic of an LPF.
FIG. 6 is a diagram illustrating an example in which LPF band limiting characteristics are superimposed on two adjacent carrier signals.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a frequency spectrum of a transmission signal during 4-carrier operation and 2-carrier operation.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of an external appearance of a housing forming a base station device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram illustrating a schematic configuration example of a base station apparatus according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of an amplifier unit that performs individual amplification.
FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of an amplifier unit that performs common amplification.
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a transmission signal before being input to an amplifier.
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal output when a transmission signal is amplified by an amplifier when distortion compensation is not performed.
FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission power amplification unit with distortion compensation according to a conventional example.
FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal output when a transmission signal is amplified by an amplifier when distortion compensation is performed.
[Explanation of symbols]
1. a baseband signal generator, 2. a vector adjuster,
3 ··· Transmission modulator, 4, 31, 32 ··· Amplifier, 5 ··· Synthesizer,
6. Mixer, 7 LPF, 8 A / D converter, 9 Control section,
10.
22 ··· Baseband signal processing unit, 23 ··· Wireless transmission / reception unit,
24 ··· transmission power amplifying section, 25 · · antenna section, 26 · · antenna,
33, 44 ... combiner, 41 ... distributor, 42, 43 ... common amplifier
Claims (2)
送信信号を増幅する増幅器と、
それぞれの隣接キャリア信号間に位置する複数の周波数を検出用周波数として切り替え可能であり、切り替えた検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号を増幅器の出力信号から除去して増幅器で発生する当該検出用周波数の歪みを検出する歪み検出手段と、
歪み検出手段により検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号を歪み補償する歪み補償手段と、
送信信号に含まれるキャリア信号を検出するキャリア信号検出手段を備え、
歪み検出手段は、キャリア信号検出手段により検出されたキャリア信号の周波数に隣接する周波数のみを検出用周波数として切り替え、
キャリア信号検出手段は、複数のキャリア信号の周波数を切り替え可能であり、切り替えた周波数の信号と増幅器の出力信号とを混合するミキサと、ミキサの出力信号に当該周波数に対応するキャリア信号が含まれるか否かを判定する判定手段とを有し、当該判定結果に基づいて送信信号に含まれるキャリア信号を検出することを特徴とする増幅装置。 In an amplification device that compensates for distortion generated in an amplifier that amplifies the transmission signal, using at least one carrier signal of a plurality of carrier signals having different frequencies as a transmission signal,
An amplifier for amplifying the transmission signal;
A plurality of frequencies located between adjacent carrier signals can be switched as detection frequencies, and a carrier signal having a frequency adjacent to the switched detection frequency is removed from an output signal of the amplifier to perform the detection generated by the amplifier. Distortion detecting means for detecting distortion of the frequency for use,
Distortion compensation means for distortion-compensating the transmission signal before amplification by the amplifier so that the distortion detected by the distortion detection means is reduced;
A carrier signal detection unit that detects a carrier signal included in the transmission signal;
The distortion detection means switches only frequencies adjacent to the frequency of the carrier signal detected by the carrier signal detection means as the detection frequency ,
The carrier signal detecting means is capable of switching the frequency of the plurality of carrier signals, and includes a mixer for mixing a signal of the switched frequency and an output signal of the amplifier, and the output signal of the mixer includes a carrier signal corresponding to the frequency. An amplifying device comprising: a determination unit configured to determine whether the carrier signal is included in a transmission signal based on the determination result.
送信信号を増幅する増幅器と、
それぞれの隣接キャリア信号間に位置する複数の周波数を検出用周波数として切り替え可能であり、切り替えた検出用周波数に隣接する周波数を有するキャリア信号を増幅器の出力信号から除去して増幅器で発生する当該検出用周波数の歪みを検出する歪み検出手段と、
歪み検出手段により検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号を歪み補償する歪み補償手段を備え、
検出用周波数として切り替えられる複数の周波数はそれぞれ、隣接する２つのキャリア信号間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔内に位置する周波数であることを特徴とする増幅装置。In an amplification device that compensates for distortion generated in an amplifier that amplifies the transmission signal, using at least one carrier signal of a plurality of carrier signals having different frequencies as a transmission signal,
An amplifier for amplifying the transmission signal;
A plurality of frequencies located between adjacent carrier signals can be switched as detection frequencies, and a carrier signal having a frequency adjacent to the switched detection frequency is removed from an output signal of the amplifier to perform the detection generated by the amplifier. Distortion detecting means for detecting distortion of the frequency for use,
Distortion compensating means for compensating for the transmission signal before amplification by the amplifier so that the distortion detected by the distortion detecting means is reduced,
An amplifying device, wherein the plurality of frequencies switched as the detection frequencies are frequencies located within a frequency interval in which both carrier signals between two adjacent carrier signals do not exist.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000026029A JP3578958B2 (en) | 2000-02-03 | 2000-02-03 | Amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000026029A JP3578958B2 (en) | 2000-02-03 | 2000-02-03 | Amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001217792A JP2001217792A (en) | 2001-08-10 |
| JP3578958B2 true JP3578958B2 (en) | 2004-10-20 |
Family
ID=18551808
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000026029A Expired - Fee Related JP3578958B2 (en) | 2000-02-03 | 2000-02-03 | Amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3578958B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4744376B2 (en) * | 2006-06-30 | 2011-08-10 | 富士通株式会社 | Carrier state determination device and transmission device |
| JP4939281B2 (en) * | 2007-04-02 | 2012-05-23 | 株式会社日立国際電気 | Amplifier |
-
2000
- 2000-02-03 JP JP2000026029A patent/JP3578958B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001217792A (en) | 2001-08-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3690988B2 (en) | Predistortion distortion compensation device | |
| US7142615B2 (en) | Distortion compensator | |
| JP4463996B2 (en) | Signal processing | |
| JP4855267B2 (en) | Signal extraction circuit and distortion compensation amplifier having the same | |
| JP4637850B2 (en) | Transmission device, communication device, and mobile radio | |
| KR100786456B1 (en) | Distortion compensation amplification apparatus of feed forward type and adaptive pre-distortion type | |
| JP4327848B2 (en) | Adjustment of amplitude and phase characteristics of wireless communication signals generated by transmitters | |
| JPWO2006118055A1 (en) | Wireless transmission device, polar modulation transmission device, and wireless communication device | |
| JP2001156868A (en) | Nonlinear distortion compensation circuit, transmitter using the compensation circuit and mobile communication unit | |
| JP2000069098A (en) | Predistortion circuit | |
| WO2004091094A1 (en) | Distortion compensation device | |
| JP2006237925A (en) | Radio transmission amplification device | |
| JP3578957B2 (en) | Amplifier | |
| JP3643803B2 (en) | Amplifier | |
| JP3578958B2 (en) | Amplifier | |
| JP2002290166A (en) | Amplifier unit | |
| EP1289129B1 (en) | Amplifying device using predistortion | |
| JP2006352635A (en) | Predistortion type distortion compensation amplifying device | |
| US11405080B2 (en) | Base station for communicating using plurality of antennas and operation method therefor | |
| JP5122361B2 (en) | Amplifying device with distortion compensation function | |
| JP2008172511A (en) | Distortion compensation amplifier | |
| JP2852292B2 (en) | Carrier leak compensation circuit | |
| JP3848836B2 (en) | Signal power dynamic range compression circuit and power amplification circuit using the same | |
| JP3732811B2 (en) | Multicarrier transmission apparatus and multicarrier transmission method | |
| JP2003188746A (en) | Transmitter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040413 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040601 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040713 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040714 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090723 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100723 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110723 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120723 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130723 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |