【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＭチューナの如く、中波放送および短波放送の２バンドの放送信号を受信可能な２バンドチューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の２バンドチューナであるＡＭチューナを図４および図５を参照して説明する。先ず、図４の構成において、前置増幅器３１には、図示しないアンテナから中波放送の放送信号（以下、第一の放送信号という）または短波放送の放送信号（以下、第二の放送信号という）が択一的に入力される。中波放送の周波数帯域はおよそ５２２ＫＨｚから１７１０ＫＨｚまでとなっており、短波放送の周波数帯域はおよそ３．５ＭＨｚから２１ＭＨｚまでとなっている。従って、中波放送および短波放送の周波数帯域における最高周波数と最低周波数との比は、それぞれ、３、６となっている。
【０００３】
第一の放送信号または第二の放送信号は前置増幅器３１で増幅された後に第一の切替回路３２の共通入力端３２ａに入力される。第一の切替回路３２は二つの出力端子を有し、一方の出力端子３２ｂには第一の複同調回路３３が接続され、他方の出力端子３２ｃには第二の複同調回路３４が接続される。第一の切替回路３２は選局回路３５から出力される切替制御信号Ｓｃによって切替制御され、前置増幅器３１で増幅された第一の放送信号は第一の複同調回路３３に出力され、第二の放送信号は第二の複同調回路３４に出力される。第一の複同調回路３３は、便宜上図４では一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ３３ａとバラクタダイオード３３ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード３３ｂには選局回路３５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第一の放送信号の周波数に対応して第一の複同調回路３３の同調周波数が変化する。
【０００４】
同様に、第二の複同調回路３４も、図４では便宜上一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ３４ａとバラクタダイオード３４ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード３４ｂには選局回路３５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第二の放送信号の周波数に対応して第二の複同調回路３４の同調周波数が変化する。
【０００５】
第一の複同調回路３３を通過した第一の放送信号および第二の複同調回路３４を通過した第二の放送信号は、それぞれ第二の切替回路３６の一方の入力端子３６ａおよび他方の入力端子３６ｂに入力される。第二の切替回路３６の共通出力端子３６ｃは主増幅器３７の入力端に接続される
第二の切替回路３６も第一の切替回路３２と同様に選局回路３５から出力される切替信号Ｓｃによって切替制御される。そして、第一の放送信号または第二の放送信号が択一的に主増幅器３７に入力される。
【０００６】
主増幅器３７で増幅された第一の放送信号または第二の放送信号は混合器３８に入力され、局部発振器３９から入力された局部発振信号と混合されて中間周波信号に周波数変換される。中間周波信号は復調器４０によって復調され、復調器４０から音声信号が出力される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記に説明したＡＭチューナにおける第一および第二の複同調回路３３、３４の負荷Ｑは、同調周波数が低くなると大きくなる。
例えば、第一の複同調回路３３の負荷Ｑは、インダクタ３３ａのインダクタンスをＬとしバラクタダイオード３３ｂの容量をＣとした場合、Ｑ＝ωＣＲ＝Ｒ／ωＬで示され、周波数が低くなるに従って大きくなる。ここで、Ｒは第一の複同調回路に並列に接続される抵抗であり、この抵抗にはインダクタ３３ａの抵抗分の他に前置増幅器３１の出力インピーダンスや主増幅器３７の入力インピーダンスが含まれる。従って、第一の複同調回路３３の挿入損失は、周波数が低くなるほど大きくなる。
第二の複同調回路３４においても同様である。
【０００８】
そして、第一の放送信号が属する中波放送の周波数帯域ａと第二の放送信号が属する短波放送の周波数低域ｂとにおける利得（例えば、前置増幅器３１の入力端から混合器３８の出力端までの利得）を比較すると、図５に示すように、中波放送の周波数帯域ａにおける利得偏差Ａ（Ａ２−Ａ１）よりも短波放送の周波数帯域ｂにおける利得偏差Ｂ（Ｂ２−Ｂ１）が大きくなる。この理由は、中波放送の周波数帯域ａよりも短波放送の周波数帯域ｂが広いためである。
利得偏差が大きい場合は、利得が大きくなる高域の放送信号は、自動利得制御の動作によって前置増幅器３１の利得が大きく制御される。この結果、利得が大きくなる高域の放送信号を受信した場合にはＮＦ（雑音指数）が劣化する。従って、利得偏差が少ないのが望ましい。
【０００９】
そこで、本発明の２バンドチューナは、周波数帯域の広いバンドにおける利得偏差を少なくすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の２バンドチューナは、第一の周波数帯域の第一の放送信号または前記第一の周波数帯域よりも周波数が高く、且つ、周波数帯域が広い第二の周波数帯域の第二の放送信号を増幅する高周波増幅器を備え、前記高周波増幅器は入力端子と出力端子と基準端子とを有する増幅素子と、前記基準端子とグランドとの間に接続されて前記基準端子と前記グランドとの間にバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有し、前記第一の放送信号または前記第二の放送信号は前記入力端子に入力され、前記バイアス電圧発生手段には前記基準端子から前記増幅素子の動作電流を流して前記バイアス電圧を発生させ、前記バイアス電圧によって前記増幅素子に負帰還をかけるようにし、前記第一の放送信号を受信するときには前記バイアス電圧発生手段が実質的に抵抗素子で構成されるようにし、前記第二の放送信号を受信するときには前記バイアス電圧発生手段が実質的にインダクタンス素子で構成されるようにした。
【００１１】
また、本発明の２バンドチューナは、インダクタと抵抗との直列回路で前記バイアス電圧発生手段を構成し、前記インダクタのリアクタンスは前記第一の周波数帯域の周波数において前記抵抗の抵抗値よりも十分に低く設定され、前記第二の放送信号を受信するときには前記抵抗の両端を短絡した。
【００１２】
また、本発明の２バンドチューナは、前記インダクタを前記増幅素子側に接続するとともに、前記抵抗を前記グランド側に接続し、前記抵抗の両端を短絡するスイッチトランジスタを設け、トランジスタのコレクタまたはエミッタの何れか一方を前記インダクタと前記抵抗との接続点に接続し、前記コレクタまたは前記エミッタの他方を前記グランドに接続し、前記第二の放送信号を受信するときには前記スイッチトランジスタのベースに印加する電圧によって前記スイッチトランジスタをＯＮするようにした。
【００１３】
また、本発明の２バンドチューナは、周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性サーミスタを前記抵抗に並列に接続した。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の２バンドチューナであるＡＭチューナを図１乃至図３を参照して説明する。先ず、図１の構成において、高周波増幅器である前置増幅器１には、図示しないアンテナから第一の周波数帯域である中波放送帯域の放送信号（以下、第一の放送信号という）または第二の周波数帯域である短波放送帯域の放送信号（以下、第二の放送信号）が択一的に入力される。中波放送帯域はおよそ５２２ＫＨｚから１７１０ＫＨｚまでとなっており、短波放送帯域はおよそ３．５ＭＨｚから２１ＭＨｚまでとなっている。従って、中波放送帯域および短波放帯域における最高周波数と最低周波数との比は、それぞれ、およそ３、６となっている。
【００１５】
第一の放送信号または第二の放送信号は前置増幅器１で増幅された後に第一の切替回路２の共通入力端２ａに入力される。第一の切替回路２は二つの出力端子を有し、一方の出力端子２ｂには第一の複同調回路３が接続され、他方の出力端子２ｃには第二の複同調回路４が接続される。第一の切替回路２は選局回路５から出力される切替信号Ｓｃによって切替制御され、第一の放送信号を受信するときには共通入力端子２ａと一方の出力端子２ｂとが互いに接続され、第二の放送信号を受信するときには共通入力端子２ａと他方の出力端子２ｃとが互いに接続される。そして、前置増幅器１で増幅された第一の放送信号は第一の複同調回路３に入力され、第二の放送信号は第二の複同調回路４に入力される。
【００１６】
第一の複同調回路３は、図１では便宜上一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ３ａとバラクタダイオード３ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード３ｂには選局回路５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第一の放送信号の周波数に対応して第一の複同調回路３の同調周波数が変化するようになっている。
【００１７】
同様に、第二の複同調回路４も、図１では便宜上一つの同調回路で代表して示したが、インダクタ４ａとバラクタダイオード４ｂとの並列同調回路を有している。そして、バラクタダイオード４ｂには選局回路５から出力される同調電圧Ｖｔが印加されることによって第二の放送信号の周波数に対応して第二の複同調回路４の同調周波数が変化するようになっている。
【００１８】
第一の複同調回路３を通過した第一の放送信号および第二の複同調回路４を通過した第二の放送信号は、それぞれ第二の切替回路６の一方の入力端子６ａおよび他方の入力端子６ｂに入力される。第二の切替回路６の共通出力端子６ｃは主増幅器７の入力端に接続される
第二の切替回路６も第一の切替回路２と同様に選局回路５から出力される切替信号Ｓｃによって切替制御される。即ち、第一の放送信号を受信するときには一方の入力端子６ａと共通出力端子６ｃとが互いに接続され、第二の放送信号を受信するときには他方の入力端子６ｂと共通出力端子６ｃとが互いに接続される。そして、第一の複同調回路３を通過した第一の放送信号または第二の複同調回路４を通過した第二の放送信号が高周波増幅器である主増幅器７に択一的に入力される。
【００１９】
主増幅器７は、増幅素子であるジャンクションＦＥＴ８とジャンクションＦＥＴ８のゲートにバイアス電圧を与えるバイアス電圧発生手段９とを有している。ジャンクションＦＥＴ８はゲートが入力端子、ドレインが出力端子、ソースが基準端子となるソース接地型の増幅器として使用され、ゲート及びドレインがそれぞれ主増幅器７の入力端子及び出力端子となる。そして、ドレインにはチョークインダクタ１０を介して電圧Ｅが印加され、ソースとグランドとの間にバイアス電圧発生手段９が接続される。また、ゲートは抵抗１１を介してグランドに接続されることによってグランドと同電位となっている。
【００２０】
バイアス電圧発生手段９は、インダクタ９ａと抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとを有し、インダクタ９ａの一端がジャンクションＦＥＴ８のソースに接続され、その他端が抵抗９ａを介してグランドに接続され、抵抗９ｂに並列にサーミスタ９ｃが接続されて構成されている。サーミスタ９ｃは周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性を有している。
そして、ジャンクションＦＥＴ８のドレイン電流（動作電流）がソースからインダクタ９ａ、抵抗９ｂ、サーミスタ９ｃに流れると、バイアス電圧発生手段９の両端には電圧が発生する。この電圧のうちの直流成分によってゲートにはソースに対して負のバイアス電圧が印加される。なお、ソースは高周波的には接地されないので、バイアス電圧発生手段９に生じる電圧のうちの高周波成分によってジャンクションＦＥＴ８には負帰還がかかる。
【００２１】
バイアス電圧発生手段９におけるインダクタ９ａのインダクタンスは１０μＨ（マイクロヘンリー）乃至１２μＨ程度に設定され、抵抗９ｂの抵抗値はおよそ６８０Ω（オーム）に設定される。また、サーミスタ９ｃの抵抗値（常温での抵抗値）もおよそ６８０Ωに設定される。この結果、図２に示すように、抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとの並列抵抗値は、周波数に無関係におよそ３４０Ωとなり（図２Ｘ参照）、また、インダクタ９ａのリアクタンスは、中波放送帯域では３０Ω乃至１００Ω、短波放送帯域では２００Ω乃至１２５０Ωとなる（図２Ｙ参照）。
【００２２】
バイアス電圧発生手段９におけるインダクタ９ａと抵抗９ｂとの接続点にはＮＰＮ型のスイッチトランジスタ１２のコレクタが接続され、そのエミッタはグランドに接続される。スイッチトランジスタ１２のベースには選局回路５か出力される切替信号Ｓｃが入力され、スイッチトランジスタ１２は第一の放送信号を受信するときにはＯＦＦとなり、第二の放送信号を受信するときにＯＮとなるように制御される。
従って、第一の放送信号を受信するときのバイアス電圧発生回路９は、抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとの並列抵抗にインダクタ９ａが直列接続されたものとなり、そのリアクタンスは図２のＺに示すように中波放送帯域ａにおいて３４１Ω（５２２ＫＨｚでの絶対値）から３５４Ω（１７１０ＫＨｚでの絶対値で）まで僅かに変化し、実質的に抵抗９ｂとサーミスタ９ｃとの並列回路による抵抗素子の抵抗値となる。
一方、第二の放送信号を受信するときのバイアス電圧発生回路９は、インダクタンス素子であるインダクタ９ａのみとなり（正確にはスイッチトランジスタ１２の飽和抵抗が加算される）、そのリアクタンスは短波放送帯域ｂにおいて２００Ω（３．５ＭＨｚ）から１２５０Ω（２１ＭＨｚ）まで大きく変化する。
【００２３】
この結果、主増幅器７においては、特に、第二の放送信号を受信する場合、低域での負帰還量は高域での負帰還量に比較して少なくなる。従って、従来の利得特性と比較した場合、低域での利得が大きくなり、高域での利得が小さくなる。図３はこの様子を示し、α、βはそれぞれ従来の中波放送帯域ａ、短波放送帯域ｂにおける利得特性であり、図５に示したものと同じである。また、図３のγは本発明による利得特性であり、短波放送帯域では利得偏差Ｃ（Ｃ２−Ｃ１）が小さくなっている。
なお、中波放送帯域ａではバイアス電圧発生手段９のリアクタンスの変化は少ないので、負帰還量はほぼ一定となり、利得特性は従来とほぼ同じである。
また、ジャンクションＦＥＴ８は周囲温度が高くなると利得が低下するので、サーミスタ９ｃの抵抗値変化によって負帰還量を減らし、利得の変動を防ぐようにしている。
【００２４】
主増幅器７で増幅された第一の放送信号または第二の放送信号は混合器１３に入力され、局部発振器１４から入力された局部発振信号と混合されて中間周波信号に周波数変換される。中間周波信号は復調器１５によって復調され、復調器１５から音声信号が出力される。
【００２５】
【発明の効果】
以上のように、本発明の２バンドチューナは、高周波増幅器は入力端子と出力端子と基準端子とを有する増幅素子と、基準端子とグランドとの間に接続されて基準端子とグランドとの間にバイアス電圧を発生するバイアス電圧発生手段とを有し、第一の放送信号または第二の放送信号は入力端子に入力され、バイアス電圧発生手段には基準端子から増幅素子の動作電流を流してバイアス電圧を発生させ、バイアス電圧によって増幅素子に負帰還をかけるようにし、第一の放送信号を受信するときにはバイアス電圧発生手段が実質的に抵抗素子で構成されるようにし、第二の放送信号を受信するときにはバイアス電圧発生手段が実質的にインダクタンス素子で構成されるようにしたので、低域での負帰還量は高域での負帰還量に比較して少なくなる。従って、従来の利得特性と比較した場合、低域での利得が大きくなり、高域での利得が小さくなる。その結果、帯域の広い第二の周波数帯域での利得偏差が小さくなる。
【００２６】
また、本発明の２バンドチューナは、インダクタと抵抗との直列回路でバイアス電圧発生手段を構成し、インダクタのリアクタンスは第一の周波数帯域の周波数において抵抗の抵抗値よりも十分に低く設定され、第二の放送信号を受信するときには抵抗の両端を短絡したので、バイアス電圧発生手段の抵抗の両端の短絡のみで第二の周波数帯域の利得偏差を小さくできる。
【００２７】
また、本発明の２バンドチューナは、インダクタを増幅素子側に接続するとともに、抵抗をグランド側に接続し、抵抗の両端を短絡するスイッチトランジスタを設け、トランジスタのコレクタまたはエミッタの何れか一方をインダクタと抵抗との接続点に接続し、コレクタまたはエミッタの他方をグランドに接続し、第二の放送信号を受信するときにはスイッチトランジスタのベースに印加する電圧によってスイッチトランジスタをＯＮするようにしたので、選局回路の切替信号によって抵抗の両端を短絡できる。
【００２８】
また、本発明の２バンドチューナは、周囲温度の上昇に対して抵抗値が減少する負特性サーミスタを抵抗に並列に接続したので、周囲温度の変化に関わらず利得変化をふせぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の２バンドチューナの回路構成図である。
【図２】本発明の２バンドチューナにおけるバイアス電圧発生手段のリアクタンス特性図である。
【図３】本発明の２バンドチューナの利得を説明する特性図である。
【図４】従来の２バンドチューナの回路構成図である。
【図５】従来の２バンドチューナの利得を説明する特性図である。
【符号の説明】
１ 前置増幅器
２ 第一の切替回路
２ａ 共通入力端子
２ｂ、２ｃ 出力端子
３ 第一の複同調回路
３ａ インダクタ
３ｂ バラクタダイオード
４ 第二の複同調回路
４ａ インダクタ
４ｂ バラクタダイオード
５ 選局回路
６ 第二の切替回路
６ａ、６ｂ 入力端子
６ｃ 共通出力端子
７ 主増幅器
８ ジャンクションＦＥＴ
９ バイアス電圧発生手段
９ａ インダクタ
９ｂ 抵抗
９ｃ サーミスタ
１０ インダクタ
１１ 抵抗
１２ スイッチトランジスタ
１３ 混合器
１４ 局部発振器
１５ 復調器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a two-band tuner, such as an AM tuner, capable of receiving two-band broadcast signals of medium-wave broadcast and short-wave broadcast.
[0002]
[Prior art]
An AM tuner, which is a conventional two-band tuner, will be described with reference to FIGS. First, in the configuration of FIG. 4, a pre-amplifier 31 receives a broadcast signal of a medium-wave broadcast (hereinafter, referred to as a first broadcast signal) or a broadcast signal of a short-wave broadcast (hereinafter, referred to as a second broadcast signal) from an antenna (not shown). ) Is alternatively input. The frequency band for medium-wave broadcasting is from about 522 KHz to 1710 KHz, and the frequency band for short-wave broadcasting is from about 3.5 MHz to 21 MHz. Therefore, the ratio between the highest frequency and the lowest frequency in the frequency bands of the medium wave broadcast and the short wave broadcast is 3, 6 respectively.
[0003]
The first broadcast signal or the second broadcast signal is amplified by the preamplifier 31 and then input to the common input terminal 32a of the first switching circuit 32. The first switching circuit 32 has two output terminals, one output terminal 32b is connected to a first double tuning circuit 33, and the other output terminal 32c is connected to a second double tuning circuit 34. You. The first switching circuit 32 is switch-controlled by a switching control signal Sc output from the tuning circuit 35, and the first broadcast signal amplified by the preamplifier 31 is output to the first double tuning circuit 33, The second broadcast signal is output to the second double tuning circuit 34. The first double tuning circuit 33 is represented by one tuning circuit in FIG. 4 for convenience, but has a parallel tuning circuit of an inductor 33a and a varactor diode 33b. When the tuning voltage Vt output from the tuning circuit 35 is applied to the varactor diode 33b, the tuning frequency of the first double tuning circuit 33 changes according to the frequency of the first broadcast signal.
[0004]
Similarly, the second double tuning circuit 34 is represented by a single tuning circuit for convenience in FIG. 4, but has a parallel tuning circuit of an inductor 34a and a varactor diode 34b. When the tuning voltage Vt output from the tuning circuit 35 is applied to the varactor diode 34b, the tuning frequency of the second double tuning circuit 34 changes according to the frequency of the second broadcast signal.
[0005]
The first broadcast signal that has passed through the first double tuning circuit 33 and the second broadcast signal that has passed through the second double tuning circuit 34 are connected to one input terminal 36a and the other input terminal of the second switching circuit 36, respectively. The signal is input to the terminal 36b. The common output terminal 36c of the second switching circuit 36 is connected to the input terminal of the main amplifier 37. The second switching circuit 36 also receives a switching signal Sc output from the tuning circuit 35 in the same manner as the first switching circuit 32. Switching control is performed. Then, the first broadcast signal or the second broadcast signal is alternatively input to the main amplifier 37.
[0006]
The first broadcast signal or the second broadcast signal amplified by the main amplifier 37 is input to a mixer 38, mixed with a local oscillation signal input from a local oscillator 39, and frequency-converted into an intermediate frequency signal. The intermediate frequency signal is demodulated by the demodulator 40, and the demodulator 40 outputs an audio signal.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
The load Q of the first and second double tuning circuits 33 and 34 in the AM tuner described above increases as the tuning frequency decreases.
For example, when the inductance of the inductor 33a is L and the capacitance of the varactor diode 33b is C, the load Q of the first double tuning circuit 33 is represented by Q = ωCR = R / ωL, and increases as the frequency decreases. . Here, R is a resistance connected in parallel to the first double-tuned circuit, and this resistance includes the output impedance of the preamplifier 31 and the input impedance of the main amplifier 37 in addition to the resistance of the inductor 33a. . Therefore, the insertion loss of the first double tuning circuit 33 increases as the frequency decreases.
The same applies to the second double tuning circuit 34.
[0008]
The gain (for example, the output of the mixer 38 from the input terminal of the preamplifier 31) in the frequency band a of the medium wave broadcast to which the first broadcast signal belongs and the frequency low band b of the short wave broadcast to which the second broadcast signal belongs. As shown in FIG. 5, the gain deviation B (B2-B1) in the frequency band b of the short wave broadcast is larger than the gain deviation A (A2-A1) in the frequency band a of the medium wave broadcast, as shown in FIG. growing. The reason is that the frequency band b of the short wave broadcast is wider than the frequency band a of the medium wave broadcast.
When the gain deviation is large, the gain of the preamplifier 31 is controlled to be large by the operation of the automatic gain control for the high frequency broadcast signal in which the gain is large. As a result, when a high-frequency broadcast signal having a large gain is received, NF (noise figure) deteriorates. Therefore, it is desirable that the gain deviation is small.
[0009]
Thus, an object of the present invention is to reduce a gain deviation in a wide frequency band.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the two-band tuner of the present invention has a frequency higher than the first broadcast signal of the first frequency band or the first frequency band, and the second frequency having a wide frequency band. A high-frequency amplifier for amplifying a second broadcast signal in a band, the high-frequency amplifier having an input terminal, an output terminal, and an amplifying element having a reference terminal; and the reference terminal being connected between the reference terminal and ground. Bias voltage generation means for generating a bias voltage between the ground signal and the ground, wherein the first broadcast signal or the second broadcast signal is input to the input terminal, and the bias voltage generation means has the reference A bias voltage is generated by flowing an operating current of the amplifying element from a terminal, a negative feedback is applied to the amplifying element by the bias voltage, and the first broadcast signal is received. The Rutoki as the bias voltage generating means is constituted by a substantially resistive element, when receiving the second broadcast signal was to the bias voltage generating means is constituted by substantially the inductance element.
[0011]
Further, in the two-band tuner of the present invention, the bias voltage generating means is configured by a series circuit of an inductor and a resistor, and the reactance of the inductor is sufficiently higher than the resistance value of the resistor at the frequency of the first frequency band. Both ends of the resistor were short-circuited when receiving the second broadcast signal when set low.
[0012]
Further, the two-band tuner of the present invention connects the inductor to the amplifying element side, connects the resistor to the ground side, provides a switch transistor that short-circuits both ends of the resistor, and provides a collector or an emitter of the transistor. Either one is connected to a connection point between the inductor and the resistor, the other of the collector or the emitter is connected to the ground, and a voltage applied to the base of the switch transistor when receiving the second broadcast signal. With this, the switch transistor is turned on.
[0013]
Further, in the two-band tuner of the present invention, a negative characteristic thermistor whose resistance value decreases with increasing ambient temperature is connected in parallel to the resistor.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An AM tuner, which is a two-band tuner of the present invention, will be described with reference to FIGS. First, in the configuration of FIG. 1, a preamplifier 1, which is a high-frequency amplifier, is provided with a broadcast signal (hereinafter, referred to as a first broadcast signal) or a second broadcast signal in a medium frequency broadcast band, which is a first frequency band, from an antenna (not shown). (Hereinafter referred to as a second broadcast signal) in a short-wave broadcast band, which is a frequency band of the frequency band. The medium-wave broadcasting band ranges from about 522 KHz to 1710 KHz, and the short-wave broadcasting band ranges from about 3.5 MHz to 21 MHz. Accordingly, the ratio between the highest frequency and the lowest frequency in the medium-wave broadcasting band and the short-wave broadcasting band is about 3,6, respectively.
[0015]
The first broadcast signal or the second broadcast signal is amplified by the preamplifier 1 and then input to the common input terminal 2a of the first switching circuit 2. The first switching circuit 2 has two output terminals, one output terminal 2b is connected to a first double tuning circuit 3, and the other output terminal 2c is connected to a second double tuning circuit 4. You. The switching of the first switching circuit 2 is controlled by a switching signal Sc output from the tuning circuit 5, and when receiving the first broadcast signal, the common input terminal 2a and one output terminal 2b are connected to each other, Is received, the common input terminal 2a and the other output terminal 2c are connected to each other. Then, the first broadcast signal amplified by the preamplifier 1 is input to the first double tuning circuit 3, and the second broadcast signal is input to the second double tuning circuit 4.
[0016]
Although the first double tuning circuit 3 is represented by a single tuning circuit for convenience in FIG. 1, the first double tuning circuit 3 has a parallel tuning circuit of an inductor 3a and a varactor diode 3b. The tuning frequency Vt output from the tuning circuit 5 is applied to the varactor diode 3b so that the tuning frequency of the first double tuning circuit 3 changes in accordance with the frequency of the first broadcast signal. Has become.
[0017]
Similarly, the second double tuning circuit 4 is represented by a single tuning circuit for convenience in FIG. 1, but has a parallel tuning circuit of an inductor 4a and a varactor diode 4b. The tuning voltage Vt output from the tuning circuit 5 is applied to the varactor diode 4b so that the tuning frequency of the second double tuning circuit 4 changes in accordance with the frequency of the second broadcast signal. Has become.
[0018]
The first broadcast signal that has passed through the first double tuning circuit 3 and the second broadcast signal that has passed through the second double tuning circuit 4 have one input terminal 6a and the other input terminal of the second switching circuit 6, respectively. Input to terminal 6b. The common output terminal 6c of the second switching circuit 6 is connected to the input terminal of the main amplifier 7, and the second switching circuit 6 also receives a switching signal Sc output from the channel selection circuit 5 similarly to the first switching circuit 2. Switching control is performed. That is, when receiving the first broadcast signal, one input terminal 6a and the common output terminal 6c are connected to each other, and when receiving the second broadcast signal, the other input terminal 6b and the common output terminal 6c are connected to each other. Is done. Then, the first broadcast signal passed through the first double tuning circuit 3 or the second broadcast signal passed through the second double tuning circuit 4 is alternatively input to a main amplifier 7 which is a high-frequency amplifier.
[0019]
The main amplifier 7 has a junction FET 8 as an amplifying element and a bias voltage generating means 9 for applying a bias voltage to the gate of the junction FET 8. The junction FET 8 is used as a grounded-source amplifier in which the gate is an input terminal, the drain is an output terminal, and the source is a reference terminal. The gate and drain are the input terminal and output terminal of the main amplifier 7, respectively. Then, the voltage E is applied to the drain via the choke inductor 10, and the bias voltage generating means 9 is connected between the source and the ground. Further, the gate is connected to the ground via the resistor 11 so that it has the same potential as the ground.
[0020]
The bias voltage generating means 9 has an inductor 9a, a resistor 9b, and a thermistor 9c. One end of the inductor 9a is connected to the source of the junction FET 8, the other end is connected to the ground via the resistor 9a, and is connected in parallel to the resistor 9b. Is connected to the thermistor 9c. The thermistor 9c has a negative characteristic that its resistance value decreases with increasing ambient temperature.
When a drain current (operating current) of the junction FET 8 flows from the source to the inductor 9a, the resistor 9b, and the thermistor 9c, a voltage is generated at both ends of the bias voltage generating means 9. A negative bias voltage with respect to the source is applied to the gate by the DC component of the voltage. Since the source is not grounded in terms of high frequency, a negative feedback is applied to the junction FET 8 by a high frequency component of the voltage generated in the bias voltage generating means 9.
[0021]
The inductance of the inductor 9a in the bias voltage generating means 9 is set to about 10 μH (microhenry) to about 12 μH, and the resistance value of the resistor 9b is set to about 680Ω (ohm). Further, the resistance value (resistance value at normal temperature) of the thermistor 9c is set to about 680Ω. As a result, as shown in FIG. 2, the parallel resistance value of the resistor 9b and the thermistor 9c is about 340Ω regardless of the frequency (see FIG. 2X), and the reactance of the inductor 9a is 30Ω to 30Ω in the medium wave broadcasting band. 100Ω, and 200Ω to 1250Ω in the short-wave broadcasting band (see FIG. 2Y).
[0022]
The collector of an NPN-type switch transistor 12 is connected to the connection point between the inductor 9a and the resistor 9b in the bias voltage generation means 9, and the emitter is connected to the ground. A switching signal Sc output from the tuning circuit 5 is input to the base of the switch transistor 12, and the switch transistor 12 is turned off when receiving the first broadcast signal and turned on when receiving the second broadcast signal. Is controlled so that
Therefore, the bias voltage generating circuit 9 when receiving the first broadcast signal is a circuit in which the inductor 9a is connected in series to the parallel resistance of the resistor 9b and the thermistor 9c, and the reactance thereof is as shown by Z in FIG. In the medium wave broadcasting band a, the resistance slightly changes from 341Ω (absolute value at 522KHz) to 354Ω (absolute value at 1710KHz), and substantially becomes the resistance value of the resistance element formed by the parallel circuit of the resistor 9b and the thermistor 9c. .
On the other hand, when the second broadcast signal is received, the bias voltage generating circuit 9 includes only the inductor 9a as an inductance element (more precisely, the saturation resistance of the switch transistor 12 is added), and the reactance thereof is short-wave broadcast band b. At 200 Ω (3.5 MHz) to 1250 Ω (21 MHz).
[0023]
As a result, in the main amplifier 7, particularly when the second broadcast signal is received, the amount of negative feedback in the low frequency band is smaller than the amount of negative feedback in the high frequency band. Therefore, as compared with the conventional gain characteristics, the gain in the low frequency band increases, and the gain in the high frequency band decreases. FIG. 3 shows this state, where α and β are gain characteristics in the conventional medium-wave broadcast band a and short-wave broadcast band b, respectively, and are the same as those shown in FIG. 3 is the gain characteristic according to the present invention, and the gain deviation C (C2-C1) is small in the short-wave broadcasting band.
In the medium-wave broadcast band a, the change in the reactance of the bias voltage generation means 9 is small, so that the amount of negative feedback is substantially constant, and the gain characteristic is substantially the same as the conventional one.
In addition, since the gain of the junction FET 8 decreases as the ambient temperature increases, the amount of negative feedback is reduced by changing the resistance value of the thermistor 9c to prevent fluctuation in gain.
[0024]
The first broadcast signal or the second broadcast signal amplified by the main amplifier 7 is input to the mixer 13, mixed with the local oscillation signal input from the local oscillator 14, and frequency-converted to an intermediate frequency signal. The intermediate frequency signal is demodulated by the demodulator 15 and the demodulator 15 outputs an audio signal.
[0025]
【The invention's effect】
As described above, in the two-band tuner of the present invention, the high-frequency amplifier is connected between the reference terminal and the ground, and connected between the reference terminal and the ground, and the amplifying element having the input terminal, the output terminal, and the reference terminal. A bias voltage generating means for generating a bias voltage, wherein the first broadcast signal or the second broadcast signal is input to an input terminal, and the bias voltage generating means is supplied with an operating current of the amplifying element from a reference terminal so that the bias voltage is generated. A voltage is generated, a negative voltage is applied to the amplification element by the bias voltage, and when the first broadcast signal is received, the bias voltage generation means is substantially constituted by a resistance element, and the second broadcast signal is generated. When receiving, since the bias voltage generating means is substantially constituted by an inductance element, the amount of negative feedback in the low band is smaller than the amount of negative feedback in the high band. That. Therefore, as compared with the conventional gain characteristics, the gain in the low frequency band increases, and the gain in the high frequency band decreases. As a result, the gain deviation in the wide second frequency band is reduced.
[0026]
Further, the two-band tuner of the present invention constitutes a bias voltage generating means by a series circuit of an inductor and a resistor, and the reactance of the inductor is set sufficiently lower than the resistance value of the resistor at the frequency of the first frequency band. Since both ends of the resistor are short-circuited when the second broadcast signal is received, the gain deviation in the second frequency band can be reduced only by short-circuiting both ends of the resistor of the bias voltage generating means.
[0027]
Further, the two-band tuner of the present invention connects the inductor to the amplifying element side, connects the resistor to the ground side, provides a switch transistor that short-circuits both ends of the resistor, and connects either the collector or the emitter of the transistor to the inductor. And the other of the collector and the emitter is connected to the ground, and when the second broadcast signal is received, the switch transistor is turned on by the voltage applied to the base of the switch transistor. Both ends of the resistor can be short-circuited by the switching signal of the station circuit.
[0028]
Further, in the two-band tuner of the present invention, a negative-characteristic thermistor whose resistance value decreases with increasing ambient temperature is connected in parallel to the resistor, so that a gain change can be suppressed regardless of a change in ambient temperature.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a two-band tuner of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a reactance characteristic of a bias voltage generating means in the two-band tuner of the present invention.
FIG. 3 is a characteristic diagram illustrating a gain of the two-band tuner of the present invention.
FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a conventional two-band tuner.
FIG. 5 is a characteristic diagram illustrating a gain of a conventional two-band tuner.
[Explanation of symbols]
REFERENCE SIGNS LIST 1 preamplifier 2 first switching circuit 2a common input terminal 2b, 2c output terminal 3 first double tuning circuit 3a inductor 3b varactor diode 4 second double tuning circuit 4a inductor 4b varactor diode 5 tuning circuit 6 second Switching circuit 6a, 6b input terminal 6c common output terminal 7 main amplifier 8 junction FET
Reference Signs List 9 bias voltage generating means 9a inductor 9b resistor 9c thermistor 10 inductor 11 resistor 12 switch transistor 13 mixer 14 local oscillator 15 demodulator
