JP3574434B2 - データ通信システムの可変データ伝送率整合方法及び装置 - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明はデータ通信システムに関するもので、特にデータ伝送率が可変されることによって可変的に決定される符号語シンボル(即ち、符号化されたシンボル)を有するフレームをインタリーバサイズに整合させ伝送する方法及び装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般的に衛星システム、総合情報通信網(ISDN:Integrated Service Digital Network)、ディジタルセルラー(Digital cellular)システム、広域符号分割多重接続(W−CDMA:Wideband Code Division Multiple Access)システム、UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)、IMT(International Mobile Telecommunications)−2000システムのような無線通信システムで、チャネル符号化方式には主に畳み込み符号(convolutional code)と、単一復号器が使用される線形ブロック符号が使用された。このようなチャネル符号化方式により符号化されたシンボルは、チャネルインタリーバによりインタリービングされることが一般的である。
【0003】
通常的なチャネルインタリーバは、フレーム当たりインタリーバサイズと同一の数の符号化シンボルを有するフレームを受信してインタリービングする形態であった。これと異なり、最近のチャネルインタリーバは、フレーム当たりインタリーバサイズと異なる数の符号化シンボルを有するフレームを受信してインタリービングする可変データ伝送率伝送(Flexible Data Rate Transmission、以下、FDRT)方式によるインタリービング動作を遂行する。
【0004】
図1はインタリーバサイズと同一の数の符号化シンボルを有するフレームを受信してインタリービングする非可変形(または固定形)データ伝送率伝送方式(Non Flexible Data Rate Transmission)によるチャネルインタリーバを示す図である。
前記図1を参照すると、非可変形データ伝送率伝送(Non FDRT)方式ではチャネルの伝送率が固定された場合、チャネルインタリーバ(channel inter leaver)100に入力される単位フレーム当たり符号化シンボル(Coded symbol)の数であるLは、常にインタリーバサイズNと同一の大きさを有する。例えば、IMT−2000通信システムで使用されるRC(Radio configuration)には、RC1、RC2、RC3、RC4、RC5、RC6、RC7、RC8、RC9などの多様な種類の伝送チャネルがあるが、これらのそれぞれはデータフレームの大きさ、符号率、インタリービング方式などの差異を有する。これによって、非可変形データ伝送率方式ではすでに決定された一定のデータ伝送率のみが使用された。
【0005】
図2は非可変形データ伝送率伝送(Non FDRT)方式で伝送される符号語シンボルフレーム構造の一例を示す図である。
前記図2を参照すると、物理チャネル(Physical channel)がRC3のデータ伝送率(Data Rate)=19.2Kbpsに設定されたと仮定すると、この時、前記図1に示されたチャネルインタリーバ100の大きさNは1536になる。これは、20msec周期内で19.2Kbpsに伝送されるデータは秒当たり384ビットであり、符号率R=1/4であるチャネル符号器により符号化されたデータは秒当たり1536ビットであるからである。この時、使用者がフレームをデータ伝送率20Kbpsに伝送しようとすると、基地局と端末機が初期交渉(Negotiation)過程で20Kbpsより大きな一連のデータ伝送率中でデータ伝送率38.4Kbpsを決定する。これは20Kbpsより大きな最小のデータ伝送率が38.4Kbpsであるからである。データ伝送率が38.4Kbpsに決定されると、チャネルインタリーバ100の大きさは、N=3072(=2×1536)に2倍増加される。
【0006】
このようにデータ伝送率が20Kbpsから38.4Kbpsに増加されると、チャネル符号器(Channel encoder)(図示せず)に入力されるデータシンボル中で20Kbps×20msec以外の部分に該当される空の区間(empty interval)にはナルデータ(Null data)が上位階層(layer)により書かれる。即ち、大きさNであるチャネルインタリーバの出力中で(38.4−20)/38.4=47.92%がナルデータに伝送される。従って、受信シンボルエネルギEs側面では47.92%のエネルギが損失されていると見ることができる。このような損失が発生される理由は、非可変形データ伝送率伝送方式の構造では物理階層(Physical layer)でナルデータを処理することができる方法がないからである。もし、ナルデータをシンボル反復(repetition)に処理して伝送したとしても、順方向付加チャネル(F−SCH:Forward Supplemental Channel)構造ではシンボル結合(symbol combining)を遂行できないとの限界がある。また入力データの伝送率に応じてナルデータは相異なるので、上位階層で必ず事前にナルデータを基地局と端末機に伝送すべきであるとの問題がある。さらに、実際的にチャネル復号器(Channel decoder)を通過する前にナルデータに対するエネルギ復元が遂行されるべきであり、チャネル復号器以後では復号化された情報シンボル(Information symbol)のみを有してL1/L2の上位階層が処理するようになるので、復号化性能が低下される短所がある。
【0007】
このような非可変形データ伝送率伝送方式の問題点を解決し、性能を改善しようとすることが前記FDRT方式である。チャネル符号化構造を使用するシステムの多重接続方式及び多重チャネル方式でチャネル符号化方式(Channel coding scheme)のデータ伝送効率性を高くし、システムの性能を改善するための伝送率整合の一種である前記FDRT方式に関する研究が活発に進行された。このようなFDRT方式の原則は、使用するチャネル符号が鎖状符号(Concatenated code)を使用する畳み込み符号、または線形ブロック符号、または畳み込み符号であるとの前提に基づいたものである。特に、最近に注目を浴びている3GPP(3rd Generation Project Partnership 2)IS−2000の無線インタフェース(Air interface)から見ると、システムの多重接続方式及び多重チャネル方式でチャネル符号化方式のデータ伝送効率性を高くし、システムの性能を改善するために、伝送率整合の一種であるFDRT方式が標準仕様に暫定的に決定された状況であり、これに対する具現が進行されている趨勢である。
【0008】
図3は従来技術による可変データ伝送率整合装置の構成を示す図である。
前記図3の説明前に、先ず、本文で使用する用語の意味を下記の<表1>に定義した。即ち、図3でc[n]、d[n]、f[n]、r[n]のそれぞれは、下記の<表1>に示したようなデータシンボルを示す。ここで“シンボル”とは1、または0の値を有する一つのビットに表記される。シンボルは1ビット以上に構成される場合が一般的であるが、ここでは1ビットに表示されるすべてのデータビットをシンボルに表示する。
【表1】
【0009】
前記<表1>で、c[n]はチャネル符号器(図示せず)により符号化された後に出力される符号語シンボルであり、r[n]は反復器110により反復された符号語シンボルである。f[n]は前記反復された符号語シンボル中で穿孔器120により穿孔された符号語シンボルであり、d[n]は前記穿孔された符号語シンボル中でチャネルインタリーバ100によりインタリービングされた符号語シンボルである。前記チャネル符号器はL個の符号語シンボルの列を出力する。前記反復器110は前記L個の符号語シンボルの列をM回反復し、LM個のシンボル列を出力する。前記穿孔器120は前記LM個の反復された符号語シンボルの列中でP個のシンボルを穿孔し、N個のFDRT処理されたシンボルの列を出力する。前記チャネルインタリーバ100は前記N個のFDRT処理されたシンボルの列をインタリービングして出力する。
【0010】
参考的に、FDRTでは常にL≦Nであるので、前記入力符号語シンボルが常に反復(Repetition)されることを意味する。これは、FDRTは伝送しようとする入力データ伝送率がIS−2000チャネルインタリーバサイズ(Channel interleaver size)と一致しない場合、これを補正するために考案されたものであるからである。従って、FDRT内には反復(repetition)以後にインタリーバサイズ(interleaver size)N=LM−Pを整合させるための穿孔器が含まれるが、基本的に伝送されるシンボル(Transmitted symbol)の数は、符号化されたシンボル(Coded symbol)の数Lより大きい。
【0011】
前記図3を参照すると、前記符号語シンボル数LがチャネルインタリーバサイズNより小さい場合、反復器110は前記符号語シンボルをM回反復(repetition)する。IS−2000システムの場合、チャネルインタリーバ(Channel interleaver)の大きさはSF(Spreading Factor)に応じて2の倍数に増加/減少するので、Mは最小2になる。前記反復器110により反復された符号語シンボルの数がNより大きいので、穿孔器120は前記反復された符号語シンボルの数をチャネルインタリーバ100の大きさNに整合させるために、穿孔(Puncturing)を遂行する。
【0012】
図4(A)乃至図4(D)は図3に示された可変データ伝送率整合装置の反復器110及び穿孔器120により再構成された符号語シンボルフレームの構造を示す図である。
前記図4(A)は一つのフレーム内のL個の符号語シンボルを示し、図4(B)は前記反復器110によりM回反復された符号語シンボル、即ちLM個の符号語シンボルを示す。また、図4(C)で前記LM個の符号語シンボル中、N個の符号語シンボルは前記チャネルインタリーバ100によりインタリービングされるシンボルを示し、LM−N個の符号語シンボルは穿孔器120により穿孔されるシンボルを示す。この時、LM−N個のシンボルはフレーム内で均一に分布され穿孔されるようになっており、D間隔に位置するシンボルが穿孔される。図4(D)は前記図4(C)に示されたシンボル中、穿孔されるシンボルを穿孔した結果による符号語シンボルとして、このような符号語シンボルはチャネルインタリーバ100にチャネルインタリービングのため提供される。
【0013】
前記図4(A)乃至図4(D)を参照して、前記再構成された符号語シンボルフレームを図2に示された非FDRT方式の符号語シンボルフレームと比較する。FDRT方式ではフレーム内にナルデータが一つもなく、すべてのシンボルが符号語シンボルとして処理される。結局、受信器では非FDRT方式ではなく、FDRT方式を使用すると、同一の伝送出力電力で実際受信される符号語シンボルエネルギ(coded symbol energy)が増加される効果を得ることができる。前記符号語シンボルエネルギはシンボル結合(Symbol combining)された以後の符号語シンボルのエネルギを意味する。このような効果は、同一のサービス品質(Quality of Service、以下、QoS)を保障するための基地局の伝送出力電力を減少させることができるとの意味であり、最終的にチャネル容量(Channel capacity)を増加させることができることを意味する。
【0014】
前記図4(C)で黒色に表示されたブロックは穿孔されるシンボルを意味し、Dは穿孔距離(puncturing distance)を示す。前記穿孔距離DはLM個のシンボル(symbols)からN個のシンボル(symbol)を出力するために遂行する穿孔方式を決定するパラメータである。このようなL、M、N、P、Dなどの関係を規定することが、FDRTアルゴリズムである。
【0015】
<表2>はIS−2000仕様で提示するFDRTアルゴリズムを説明する。下記では説明の便宜上、原文から引用した内容、即ち、元の英文用語をそのまま使用してFDRTアルゴリズムを説明する。
【表2】
【0016】
前記<表2>のFDRTアルゴリズムから分かるように、与えられたパラメータL、Nから最終的にDを求め、このD値を使用して一番目の符号語シンボルから順にD番目の符号語シンボルを穿孔して最終的にLM−NであるP個の符号語シンボルを穿孔するようになる。しかし、このようなFDRT方式は畳み込み符号(Convolutional code)の特徴上、下記のような条件が考慮されなかったので、性能上に問題があり得る。
【0017】
一般的に、チャネル符号化方式に畳み込み符号と単一復号器が使用される線形ブロック符号が主に使用される。このような場合、チャネル符号化構造を使用するシステムの多重接続方式及び多重チャネル方式で、チャネル符号化方式のデータ伝送効率性を高くし、システムの性能を改善するために可変データ伝送率方式で穿孔を使用する場合、下記の条件が十分に考慮され、反映されるべきである。
(条件1) 入力シンボルシーケンスを一定な周期を有する穿孔パターン(puncturing pattern)に穿孔する。
(条件2) 入力シンボルの穿孔ビット数をできる限り最小化する。
(条件3) 符号器から出力される符号語シンボルを均一な穿孔パターンを使用して穿孔する。
【0018】
上述した条件は、チャネル符号器から出力される符号語シンボルのエラー感度(error sensitivity)が一つのフレーム(符号語)内のすべてのシンボルに対してほぼ類似であるとの仮定に基づいたものである。実際に、前記可変データ伝送率方式でデータを伝送する時、前記条件を穿孔に対する重要制限要素にする場合、肯定的な結果を得ることができる。しかし、上述したIS−2000のFDRT方式は、大部分の場合、前記条件を満足できない。
【0019】
図5は図3に示されたFDRT装置により符号語シンボルが穿孔され伝送される例を示す図であり、FDRTでRC3データ伝送率=19.2Kbpsに15Kbpsを伝送する時の穿孔パターンを示している。即ち、前記図5は前記のような条件を満足しない場合に発生する問題を説明するための図である。前記図5で使用された条件は下記の<表3>のようである。
【表3】
【0020】
前記図5を参照すると、実際に穿孔が符号語シンボルフレーム(coded symbol frame)の先部分である1728ビットのみで遂行され、フレームの後部分である672ビット区間では全然遂行されないことが分かる。参考に、前記図5で黒色に表示されたブロックが穿孔されたシンボルを意味し、点にマーキングされたブロックが2度ずつ反復され伝送される672個のシンボルを意味する。先部分の2度ずつ反復された1728個のシンボルはシンボルおきに選択的に伝送される。これをすべて含むと、N=1536(864+672)シンボルが形成される。このようなN=1536のフレーム内部のシンボル構造をみる時、これは上述した(条件3)に違反するものである。従って、このようなFDRT方式は不均一な穿孔により性能の劣化が発生できることを意味する。
【0021】
図6は従来技術によるFDRT方式が有する問題点を説明するための図であり、受信器の終段でシンボルエネルギの分布及び単位フレーム当たりシンボル数を示す図である。
前記図6を参照すると、FDRT方式によって伝送されたシンボルはチャネル受信器200に受信された後、イレイジャー挿入及びシンボル結合器(Erasure Insertion & Symbol Combining)210に印加される。図6は前記シンボル結合器210が印加されるシンボルに対してシンボル結合(Symbol Combining)を遂行する場合、それぞれのシンボルが有する相対的なシンボルエネルギ(Symbol energy)の分布Esを示している。図から分かるように、反復されない864個のシンボルのシンボルエネルギEsを1.0に定規化した時、相対的に反復された後尾の672個の受信シンボルはM=2にシンボル結合されEsが2.0になる。従って、後尾のシンボルは同一のチャネル環境で平均+3dBのEs/Noの利得を有する。結局、R=1/4チャネル復号器(Channel decoder)220はこのように不均一に分布した1200個のシンボルを復号して300ビットの情報シンボル(information symbol)を出力する。後述する図12及び図13と関連して説明だろうが、従来技術によるFDRT装置によっては性能の模擬実験結果、非常に大きな性能の劣化が発生することが分かる。従って、性能を改善するためには、このような問題点を解決することが必要である。
【0022】
前記のような不均一な穿孔が発生される原因は、穿孔パターン(Puncturing pattern)を決定するD値にある。即ち、既存のIS−2000のFDRTアルゴリズムからみると、Dを決定する時、LM/Pが整数ではない場合に、LM/Pより小さい最大の整数である
【数1】
をDに決定した。このような場合、実際穿孔はP×D個だけ発生し、残りのP×(LM/P−D)の区間では穿孔が発生しない。例えば、図5に示された例でLM/P=2400/864=2.778であるので、D=2、LM/P−D=0.778である。従って、P×D=864×2=1728では穿孔が発生し、P×(LM/P−D)=864×0.778=672の区間では穿孔が発生しない。結論的にDを決定する過程で(LM/P−D)の差異により不均一な穿孔が発生することである。
【0023】
上述したような従来技術によるFDRT方式の問題点を整理してみると、次のようである。
一番目、畳み込み符号、または線形ブロック符号を使用するFDRT方式は、チャネル符号器で出力される符号語シンボルのエラー感度が一つのフレーム(符号語)内のすべてのシンボルに対してほぼ類似であるとの特徴から、できる限り均一な穿孔(Uniform puncturing)方式を要求する。しかし、現在IS−2000のFDRT方式の場合には、このような仮定が成立されないので、既存のFDRT方式を変更する必要がある。
二番目、既存のIS−2000のFDRT方式の場合には、シンボル反復の観点で、基本的に、FDRTを反復方式(Repetition Scheme)に見なして穿孔パターン(puncturing pattern)にあまり影響を及ばないことに考えたが、これは穿孔と同一の概念で解釈されるべきである。即ち、反復の場合にも最適の性能のFDRT方式のためには、符号器で出力される符号語シンボルのエラー感度が一つのフレーム(符号語)内のすべてのシンボルに対してほぼ類似であるとの特徴から、できる限り均一な反復(Uniform repetition)方式を使用すべきである。しかし、現在のIS−2000のFDRT方式の場合には、このような仮定が成立されないので、既存のFDRT方式を変更する必要がある。
【0024】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、データ通信システムでデータ伝送率が可変されることによって可変的に決定される符号語シンボルを有するフレームをインタリーバサイズに整合させ伝送する時、性能の劣化なし、最適の性能が保障されるようにする方法及び装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、畳み込み符号、または線形ブロック符号を使用するデータ通信システムで、簡単な構造、そして設定初期値を調節することにより、伝送率に応じて柔軟に動作する可変データ伝送方法及び装置を提供することにある。
【0025】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するための本発明は、L個のシンボルの列を発生する符号器と、前記L個のシンボルの列を反復する反復器と、前記反復されたシンボルの列を穿孔しかつ前記Lより大きなN個のシンボルの列を発生する穿孔器とを含むシステムで、前記反復されたシンボルの列を穿孔することによって前記N個のシンボルの列を発生する方法を提供する。前記方法は、(N/L)より大きな最小整数であるMに対して前記L個のシンボルの列をM回反復することによってLMの反復列を発生し、穿孔されるシンボルの数P=LM−Nに対して(LM/P)より大きな最小整数として定義される第1穿孔間隔D1と、(LM/D1)より小さい最大整数として定義される第1シンボル穿孔数P1を計算し、前記穿孔されるシンボルの数Pと前記第1シンボル穿孔数P1との差を示す第2シンボル穿孔数P2と、(P1/P2)より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から選択された一つの整数sに対してsD1として定義される第2穿孔間隔D2を計算し、前記LM個の反復列を前記第1穿孔間隔D1と前記第2穿孔間隔D2に穿孔することによって前記N個のシンボル列を発生することを特徴とする。
【0026】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の望ましい実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の発明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
【0027】
本発明は、従来技術による可変データ伝送(FDRT)方式が有した問題点を解決するために、均一な穿孔(puncturing)、または反復(repetition)が遂行されるようにするFDRT方式に関するものである。これは、均一な穿孔パターン(Uniform puncturing pattern)、または均一な反復パターン(Uniform repetition pattern)を必要とすることを意味する。従って、本発明は、FDRTのための新たな穿孔パターンを生成し、前記生成された新しい穿孔パターンに応じて符号語シンボルを穿孔して伝送する方式を提案する。
【0028】
先ず、従来技術によるFDRT方式で均一な穿孔、または均一な反復を遂行することにおいて、適切な穿孔距離Dの決定が一番重要な問題である。もっと詳細に説明すると、不均一な穿孔、または反復が発生される原因は、穿孔パターン、または反復パターンを決定するD値にある。即ち、従来技術によるIS−2000のFDRTアルゴリズムから見ると、Dを決定する時、LM/Pが整数ではない場合、これより小さい最大の整数である
【数2】
をDに決定した。従って、このような場合、実際穿孔はP×D個だけが発生し、残りのP×(LM/P−D)の区間では穿孔が発生しない。例えば、LM/P=2.778であるので、D=2、LM/P−D=0.778である。従って、P×D=864×2=1728では穿孔が発生し、P×(LM/P−D)=864×0.778=672の区間では穿孔が発生しない。結論的にDを決定する過程で(LM/P−D)の差異により不均一な穿孔が発生することである。このような問題点を解決するために、次のような基本条件を提示し、これによって下記のアルゴリズムを提案する。
FDRT条件(1):LとNから決定されるP×DはP×D≧LMを満足すべきである。即ち、DはD≧LM/Pを満足すべきである。ただし、ここで、PとDは整数である。
FDRT条件(2):前記FDRT条件(1)を満足するDから求めた
【数3】
個のシンボル位置を除外した残りである
【数4】
個のシンボルをLM個のシンボル全体でできる限り均一に(即ち、等間隔になるように)穿孔、または反復する。ただし、この時、決定されるシンボル位置は前記FDRT条件(1)を満足するDにより決定された位置と重複されないように設定する。
FDRT条件(3):Dを決定する過程で(LM/P−D)の差異による不均一な反復、または穿孔パターンを最小化する。
【0029】
以下では前記FDRT条件を考慮した本発明によるFDRT方式の伝送動作に対して説明する。先ず、本発明によるFDRT方式のアルゴリズムが適用された一実施形態を説明し、次に本発明が一般化されたFDRT方式による伝送に使用されることができることを説明する。
【0030】
New Flexible Data Rate Transmission Algorithm Type1
本発明によるFDRT方式のアルゴリズムが適用された一実施形態を説明する。この実施形態で使用された条件は下記の<表4>のようであり、アルゴリズムは下記の<表5>のようである。
【0031】
下記<表4>を参照すると、本発明の一実施形態はIS−2000RC3に適用された例を示す。最大割り当てられたデータ伝送率は19.2Kbpsであり、インタリーバサイズNは1536であり、入力データ伝送率は15Kbpsである。フレーム当たり符号語シンボルの数Lは1200ビットである。そのため、L(=1200)個の符号語シンボルに対する反復回数M=2である。前記反復回数MはN/L(インタリーバサイズ/フレーム当たり符号語シンボル)より大きな最小整数に定まる。即ち、前記反復回数Mは
【数5】
に定まる。穿孔される符号語シンボルの数Pは反復された符号語シンボルLMからインタリーバサイズNを減算することにより定まる。穿孔間隔Dは
【数6】
に定まる。
【表4】
【表5】
【0032】
前記<表5>を参照すると、本発明の一実施形態によるアルゴリズムで“kmod 3”はkを3に分けた残りを意味する。前記Dを求める過程でFDRT条件(1)を使用し、変数“36”を求める過程でFDRT条件(2)を使用した。
【0033】
図7は本発明により提案された穿孔パターンに応じて符号語シンボルフレームを穿孔する方法を示す図である。この方法は前記<表4>の条件及び<表5>のアルゴリズムに基づいたものである。
【0034】
前記図7を参照すると、実際に、穿孔が符号語シンボルフレーム(coded symbol frame)の全区間でほぼ均一に遂行されることが分かる。前記図7で黒色ブロックに表示された部分が穿孔されたシンボルを意味する。また2度ずつ反復され伝送されるシンボルと2度ずつ反復され伝送されたシンボル中の一つのみが選択的に伝送されるシンボルが均一に分布することが分かる。従って、このようなN=1536のフレーム内部のシンボル構造をみる時、これは上述したFDRT条件(3)に符合する構造を有する。従って、このようなFDRT方式は均一な穿孔により性能の劣化が発生しなく、最適の性能に近接する性能を有する。
【0035】
図8A及び図8Bは本発明の一実施形態による可変データ伝送率整合装置に対応する受信器の終段でのシンボルエネルギの分布及び単位フレーム当たりシンボル数を示す図である。
【0036】
前記図8A及び図8Bを参照すると、本発明のFDRT方式に伝送されたシンボルは、チャネル受信器200に受信され、イレイジャー挿入及びシンボル結合器210に印加される。前記シンボル結合器210でシンボルを結合する場合、図8Aに示されたように、1200個のシンボルが出力され、この時、出力されるシンボルは図8Bに示されたように、それぞれのシンボルが有する相対的なシンボルエネルギ(Symbol energy、Es)の分布を有する。図から分かるように、反復されない864個のシンボルのEsを1.0に定規化した時、相対的に反復された672個の受信シンボルはM=2にシンボル結合されEsが2.0になり、このようなシンボルが全区間に均一に分布することを見せている。このような均一な分布は、チャネル復号器(Channel decoder)(例:Viterbi decoder)220の性能を改善させる。
【0037】
Generalized Flexible Data Rate Transmission Algorithm GFDRTA−I
本発明によるFDRT方式を一般化したアルゴリズムを説明すると、次のようである。先ず、本発明によるFDRTアルゴリズム及びアルゴリズムに使用される変数を定義すると、下記の<表6>のようである。
【表6】
【0038】
前記<表6>で、Lは符号器により符号化された後、出力される符号語シンボルの列中で一つのフレームに対する符号語シンボルの数を示す。Nは予め設定されるチャネルインタリーバの大きさを示すことで、前記フレーム当たり符号語シンボルの数Lより大きいか、同じであるように定まる。また、Mは符号語シンボルに対する反復回数を示すことで、
【数7】
に定まる。即ち、前記反復回数Mは(N/L)より大きな最小整数に定まる。そのため、穿孔される符号語シンボルの数Pは(LM−N)に定まる。
【0039】
第1実施形態として、前記<表6>に示されたアルゴリズムで、Pが0であると、穿孔は遂行されない。穿孔が遂行されると、単位フレーム当たりP個のシンボルが穿孔されるまで、M回反復され生成されたLM個の符号語シンボル中で(D1)番目と(D2+1)(ここで、D2は偶数)番目のシンボルを穿孔する。即ち、M回反復され生成されたLM個の符号語シンボルの列の各シンボルに対して1からLMまで手順を決定した場合、D1、2D1、3D1、...の手順に該当する符号語シンボルと、D2+1、2D2+1、3D2+1、...の手順(ここで、D2は偶数)に該当される符号語シンボルを穿孔する。この時、D2+1、2D2+1、3D2+1、‥‥の手順は、mD1(m=1、2、3、‥‥)との穿孔位置が重複されないように、即ち、穿孔位置が一致しないようにするためのものである。従って、必要な場合、mD1(m=1、2、3、‥‥)との穿孔位置が重複されないようにするための他の方案が考慮されることもできる。例えば、D2+1、2D2+1、3D2+1、‥‥の手順に該当する符号語シンボルを穿孔する代わりに、D2−1、2D2−1、3D2−1、‥‥の手順(ここで、D2は奇数)に該当する符号語シンボルを穿孔する場合も考慮されることができるが、この場合もmD1(m=1、2、3、‥‥)との穿孔位置が重複されないようにするためのものである。即ち、前記D1とD2はLM個の反復符号語シンボルの列中で穿孔されるP個のシンボルの間隔を決定する穿孔間隔値である。ここで使用されるD1とD2は、下記の<式1>に決定される。
【0040】
第2実施形態として、前記<表6>に示されたアルゴリズムで、Pが0であると、穿孔は遂行されない。穿孔が遂行されると、単位フレーム当たりP個のシンボルが穿孔されるまで、M回反復され生成されたLM個の符号語シンボル中で(D1)番目と
【数8】
番目のシンボルを穿孔する。即ち、M回反復され生成されたLM個の符号語シンボル列の各シンボルに対して1からLMまで手順を決定した場合、D1、2D1、3D1、...の手順に該当する符号語シンボルと、
【数9】
番目の手順、即ち
【数10】
の手順に該当される符号語シンボルを穿孔する。この時、
【数11】
の手順は、mD1(m=1、2、3、‥‥)との穿孔位置が重複されないように、即ち穿孔位置が一致しないようにするためのものである。ここで使用されるD1とD2は、下記の<式1>に決定される。
【数12】
【0041】
前記<式1>でsは下記の<式2>を満足する範囲の整数中で最大の整数を意味する。
【数13】
【0042】
前記<式1>及び<式2>を参照すると、穿孔間隔D1は穿孔される残りシンボルの数P=LM−Nに対してLM/Pより大きな最小整数に定まる。P1はLM/D1より小さい最大整数に定まるシンボル穿孔数である。P2は全体穿孔されるシンボルの数Pと前記シンボル穿孔数P1との差により決定されるシンボル穿孔数である。穿孔間隔D2はP1/P2より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から一つの整数sに対してsD1に定まる。
【0043】
上述した<表6>、<式1>及び<式2>ではインタリーバサイズNより小さいL個の符号語シンボルの列を前記インタリーバサイズNに整合させるため、前記L個の符号語シンボルの列をM回反復してLM個の符号語シンボルの列を発生し、前記LM個の反復符号語シンボルの列を第1穿孔間隔D1及び第2穿孔間隔D2に第1穿孔パターンAと第2穿孔パターンBに応じて穿孔する。ここで、第1穿孔パターンAは第1穿孔間隔D1の倍数に決定され、第2穿孔パターンBは第2穿孔間隔D2の倍数にオフセット(offset)を加えた値に定まる。前記オフセットは第1実施形態によると、1や−1(offset=±1)になることができ、第2実施形態によると、(D1/2)より小さい最大整数からD2を引いた値
【数14】
やD2と(D1/2)より小さい最大整数を加えた値に対する負の値
【数15】
になることができる。即ち、LM個の反復符号語シンボルの列に対して、先ず初期のシンボルから第1穿孔間隔D1に続けて位置しているP1個のシンボルを穿孔し、次に、初期のシンボルから(第2穿孔間隔D2+オフセット)に続けて位置しているP2個のシンボルを穿孔する。前記第1穿孔間隔D1と第2穿孔間隔D2はすべて一つのフレーム内で均一に分布するシンボルを穿孔するためのパターンを決定するための値である。この時、前記第1穿孔間隔D1は第2穿孔間隔D2より小さい値を有するように設定される。そのため、一番目の穿孔段階では一つのフレームを構成する反復符号語シンボルの列に対して相対的に精密に穿孔が遂行され、二番目の穿孔段階では前記反復符号語シンボルの列に対して相対的にルーズに穿孔が遂行される。
【0044】
言い換えれば、本発明の実施形態によると、LM個の反復符号語シンボルの列に対してP1個のシンボルを穿孔し、P1個のシンボルを穿孔した後、残った符号語シンボルの数が前記インタリーバサイズNより大きな場合に、(LM−P1)個の反復符号語シンボルの列に対してP2個のシンボルを穿孔する。このように、本発明の実施形態では反復符号語シンボルの列に対して穿孔を2段階にかけて遂行することに仮定したが、これは符号語シンボルの数がインタリーバの大きさより小さくても一定回数だけ反復された符号語シンボルに対して2段階にかけて穿孔を遂行すると、インタリーバの大きさに整合させることができるからである。従って、場合によっては、1段階の穿孔のみでもインタリーバサイズNに整合される符号語シンボルを生成することができる。
【0045】
図9は前記<表6>に示したような本発明の第1実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送動作の処理流れを示す図である。
前記図9を参照すると、401段階ではFDRTに必要な最初のパラメータ(N、L、M、P)を初期化する。フレームを構成する符号語シンボルの数LとインタリーバサイズNは、与えられたデータ伝送率に従って決定されるものであり、反復回数M、穿孔されるシンボルの数Pは前記<表6>に記載された式で求められる値である。402段階ではアルゴリズムに与えられた式に従って第1穿孔間隔D1と第1シンボル穿孔数P1を計算する。403段階ではアルゴリズムに与えられた式に従って第2穿孔間隔D2と第2シンボル穿孔数P2を計算する。前記402段階及び403段階でパラメータがすべて決定されると、404段階乃至411段階を遂行してkを1からLMまで順次的にカウンティングをスタートする。カウンティングごとの条件は、405段階と406段階でkがD1、またはD2(ここで、D2は偶数)の倍数であるかを確認するか、または405段階と408段階でkがD1、またはD2(ここで、D2は奇数)の倍数であるかを確認して該当する場合、407段階、または409段階で該当する符号語シンボルを穿孔する。前記405段階はD2が偶数であるか、奇数であるかを判断する段階である。前記405段階でD2が偶数であることに確認される場合、406段階ではkがD1、またはD2の倍数であるかを確認する。前記406段階でkがD1の倍数であることに確認される場合には、407段階でk番目の符号語シンボルを穿孔し、kがD2の倍数であることに確認される場合には、407段階で(k+1)番目の符号語シンボルを穿孔する。もし前記406段階でkがD1の倍数でも、D2の倍数でもないことに確認される場合には、前記407段階を遂行しなく、410段階にすぐ進行してk値を+1増加させる。前記405段階でD2が偶数ではなく、奇数であることに確認される場合、408段階ではkがD1、またはD2の倍数であるかを確認する。前記408段階でkがD1の倍数であることに確認される場合には、409段階でk番目の符号語シンボルを穿孔し、kがD2の倍数であることに確認される場合には、409段階で(k−1)番目の符号語シンボルを穿孔する。もし前記408段階でkがD1の倍数でも、D2の倍数でもないことに確認される場合には、前記409段階を遂行しなく、410段階にすぐ進行してk値を+1増加させる。前記410段階を遂行した後、410段階でk=LM+1であるかを判断する。もし、kがLM+1であることに判断されると、前記過程を終了する。kがLM+1ではないことに判断されると、411段階でk=LM+1であることに確認されるまで前記405段階乃至411段階の動作を反復する。このような方式によりほぼ均一(Uniform)なFDRT穿孔パターン(puncturing pattern)が生成され、このように生成された穿孔パターンにより反復符号語シンボルの列に対する穿孔が遂行される。
【0046】
前記図9の401段階乃至407段階、410段階及び411段階の動作はkが(D1の倍数)、または(D2の倍数+1)(ここで、D2は偶数)であるかを確認して該当する場合、その該当するk番目の符号語シンボルを穿孔する動作である。前記図9の401段階乃至405段階、408段階乃至411段階の動作は、kが(D1の倍数)、または(D2の倍数−1)(ここで、D2は奇数)に該当する場合、その該当するk番目の符号語シンボルを穿孔する動作である。これはD1の倍数に該当する符号語シンボルと一致しない他の位置で穿孔が遂行されるようにするためのものである。即ち、(D2の倍数+1)(ここで、D2は偶数)、または(D2の倍数−1)(ここで、D2は奇数)に該当する符号語シンボルは、D1の倍数の位置に該当して穿孔される符号語シンボルと一致しない位置で穿孔される符号語シンボルである。
【0047】
図10及び図11は本発明の第1実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送装置の構成を示す図である。前記図10は上述したFDRTアルゴリズムのハードウェア(H/W:Hardware)構造を示し、図11は上述したFDRTアルゴリズムのソフトウェア(S/W:Software)構造を示している。即ち本発明の第1実施形態による可変データ伝送装置は、図11に示されたようにDSP(Digital Signal Processor)、CPU(Central Processing Unit)、またはMPU(Micro Processing Unit)などのS/Wに具現ができ、図10に示されたようにASIC(Application Specific Integrated Circuit)などのH/Wでも具現ができる。
【0048】
前記図10を参照すると、本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、チャネル符号器10、反復器110、穿孔器350、チャネルインタリーバ100、シンボルインデックス発生器310、モジューロ演算器320、330、論理和演算器340を含む。
【0049】
チャネル符号器10はL個の符号語シンボルの列を発生する。反復器110は前記L個の符号語シンボルの列をMだけ反復し、LM個の反復された符号語シンボルを出力する。ここで、Mは前記L個の符号語シンボルの列を反復するための回数であり、(N/L)より大きな最小整数に定まる。即ち、前記Mは
【数16】
である。穿孔器350は前記LM個の反復列を穿孔してN個のシンボル列を発生する。この時、前記穿孔器350は論理和演算器340からの穿孔イネーブル信号(Puncturing Enable Signal)PUNC_ENに応じて穿孔動作を遂行する。即ち、前記穿孔イネーブル信号PUNC_ENは前記穿孔器350の穿孔動作を決定する穿孔パターンである。前記穿孔器350から出力されるN個のシンボル列はインタリーバサイズNを有するチャネルインタリーバ100によりインタリービングされた後、送信のため出力される。
【0050】
シンボルインデックス発生器310は前記LM個の反復列を構成する各シンボルを示すインデックスを順序に発生する。このようなシンボルインデックス発生器310はカウンター(Counter)に具現されることができる。モジューロ演算器320は前記シンボルインデックス発生器310により発生されるインデックス(k)とD1を受信し、k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合、“1”の穿孔イネーブル信号PUNC_ENを出力する。一例に、前記モジューロ演算器320で“k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合”とは、k番目の符号語シンボルがD1の倍数に該当する場合である。モジューロ演算器330は前記シンボルインデックス発生器310により発生されるインデックス(k)とD2を受信し、k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合、“1”の穿孔イネーブル信号PUNC_ENを出力する。一例に、前記モジューロ演算器330で“k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合”とは、k番目の符号語シンボルが(D2+1)(ここで、D2は偶数)、または(D2−1)(ここで、D2は奇数)の倍数に該当する場合である。論理和演算器340は前記モジューロ演算器320、330の出力を論理和演算し、穿孔イネーブル信号PUNC_ENを生成して前記穿孔器350に提供する。
【0051】
前記D1とD2は、上述した<表6>、<式1>及び<式2>、そして図9で上述したように、一つのフレーム内の符号語シンボルの列中で穿孔されるシンボルの間隔を決定する穿孔間隔決定値である。前記第1穿孔間隔D1は穿孔されるシンボルの数P=LM−Nに対して、(LM/P)より大きな最小整数に定まる値である。前記第2穿孔間隔D2は(P1/P2)より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から選択された一つの整数sに対してsD1に与えられる値である。ここで、P1は(LM/D1)より小さい最大整数に定まる第1シンボル穿孔数であり、P2は穿孔されるシンボルの数Pと前記第1シンボル穿孔数P1との差により決定される第2シンボル穿孔数である。即ち、
【数17】
である。このような穿孔間隔D1、D2及びシンボル穿孔数P1、P2は穿孔パターン決定部(図示せず)から提供される。前記穿孔パターン決定部と、前記モジューロ演算器320、330と、論理和演算器340は、前記穿孔器350の穿孔動作を決定する穿孔パターンである穿孔イネーブル信号を発生する穿孔パターン発生部として動作する。
【0052】
前記図11を参照すると、本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、図10に示された可変データ伝送率整合装置と同一に、チャネル符号器10、反復器110、穿孔器350、チャネルインタリーバ100、シンボルインデックス発生器310を含む。しかし前記図11に示された本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、図10のモジューロ演算器320、330と、論理和演算器340の代わりに一つの穿孔パターン発生部360を含むことを特徴とする。これは可変データ伝送率整合装置をソフトウェア(W/W)的に具現したものである。前記穿孔パターン発生部360はアドレス発生器モジュールフログラム(Address generator module program)を貯蔵しており、kが前記フログラムによる条件式を満足する場合には穿孔イネーブル信号PUNC_EN“1”を発生する。前記穿孔パターン発生部360はkが(D1の倍数)、または(D2の倍数+1)(ここで、D2は偶数)である場合に該当するk番目の符号語シンボルを穿孔するためのシンボルに決定する動作を遂行する。前記穿孔パターン発生部360はkが(D1の倍数)であるか、(D2の倍数+1)(ここで、D2は偶数)、または(D2の倍数−1)(ここで、D2は奇数)である場合に該当するk番目の符号語シンボルを穿孔するためのシンボルに決定する動作を遂行する。すると、図10に示されたように、H/Wに具現された可変データ伝送率整合装置と同一に、実際出力されるシンボルの数はLM個中でNになる。
【0053】
図12は前記<表6>に示したような本発明の第2実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送動作の処理流れを示す図である。
前記図12を参照すると、601段階ではFDRTに必要な最初のパラメータ(N、L、M、P)を初期化する。フレームを構成する符号語シンボルの数LとインタリーバサイズNは与えられたデータ伝送率に応じて決定されることであり、反復回数M、穿孔されるシンボルの数Pは前記<表6>に記載された式で求められる値である。602段階ではアルゴリズムに与えられた式に従って第1穿孔間隔D1と第1シンボル穿孔数P1を計算する。603段階ではアルゴリズムに与えられた式に従って第2穿孔間隔D2と第2シンボル穿孔数P2を計算する。前記602段階及び603段階でパラメータがすべて決定されると、604段階乃至608段階を遂行してkを1からLMまで順次的にカウンティングをスタートする。カウンティングごとの条件は、605段階でkが(D1の倍数)、または
【数18】
であるかを確認して該当する場合、606段階で該当k番目の符号語シンボルを穿孔する。前記605段階でkが(D1の倍数)でも、
【数19】
でもない場合には前記606段階を遂行しなく、607段階に進行してk値を+1増加させる。前記607段階を遂行した後、608段階でkがLM+1であるかを確認する。kがLM+1であることに確認されると、前記過程を終了する。kがLM+1ではないことに確認されると、608段階でk=LM+1であることに確認されるまで、前記605段階乃至607段階の動作を反復する。このような方式によりほぼ均一(Uniform)なFDRT穿孔パターン(puncturing pattern)が生成される。
【0054】
前記図12ではkが(D1の倍数)、または
【数20】
であるかを確認して該当する場合、その該当するk番目の符号語シンボルを穿孔することに説明した。さらに他の方法にkが(D1の倍数)、または
【数21】
であるかを確認して該当する場合、その該当するk番目の符号語シンボルを穿孔することもできる。これはD1の倍数に該当する符号語シンボルと一致しない位置で穿孔が遂行され、同時に穿孔範囲がLMの範囲を越えないようにするためのものである。また、D1の値が増加するほど、D1の穿孔位置とD2の穿孔位置をできる限り離れるようにするためのものである。即ち、
【数22】
に該当する符号語シンボルは、D1の倍数の位置に該当して穿孔される符号語シンボルと一致しない位置で穿孔される符号語シンボルである。
【0055】
図13及び図14は本発明の第2実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送装置の構成を示す図である。前記図13に示された装置は上述したFDRTアルゴリズムをハードウェア(H/W)的に具現した例に該当し、図14は上述したFDRTアルゴリズムをソフトウェア(S/W)的に具現した例に該当する。即ち、本発明の第2実施形態による可変データ伝送装置は、図14に示されたようにDSP、またはCPUなどのS/Wに具現ができ、図13に示されたようにASICのH/Wでも具現ができる。
【0056】
前記図13を参照すると、本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、チャネル符号器10、反復器110、穿孔器550、チャネルインタリーバ100、シンボルインデックス発生器510、モジューロ演算器520、530、論理和演算器540を含む。
【0057】
チャネル符号器10はL個の符号語シンボルの列を発生する。反復器110は前記L個の符号語シンボルの列をMだけ反復し、LM個の反復列を出力する。ここで、前記Mは前記L個の符号語シンボルの列を反復するための回数であり、(N/L)より大きな最小整数に定まる。即ち、前記Mは
【数23】
である。穿孔器550は前記LM個の反復列を穿孔してN個のシンボル列を発生する。この時、前記穿孔器550は論理和演算器540からの穿孔イネーブル信号(Puncturing Enable Signal)PUNC_ENに応じて穿孔動作を遂行する。即ち、前記穿孔イネーブル信号PUNC_ENは前記穿孔器550の穿孔動作を決定する穿孔パターンである。前記穿孔器550から出力されるN個のシンボル列は、インタリーバサイズNを有するチャネルインタリーバ100によりインタリービングされた後、送信のため出力される。
【0058】
シンボルインデックス発生器510は前記LM個の反復列を構成する各シンボルを示すインデックスを順序に発生する。このようなシンボルインデックス発生器510はカウンター(Counter)に具現されることができる。モジューロ演算器520は前記シンボルインデックス発生器510により発生されるインデックス(k)とD1を受信し、k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合、“1”の穿孔イネーブル信号PUNC_ENを出力する。一例に、前記モジューロ演算器520で“k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合”とは、k番目の符号語シンボルがD1の倍数に該当する場合である。モジューロ演算器530は前記シンボルインデックス発生器510により発生されるインデックス(k)とD2を受信し、k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合、“1”の穿孔イネーブル信号PUNC_ENを出力する。一例に、前記モジューロ演算器530で“k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合”とは、k番目の符号語シンボルが
【数24】
の倍数に該当する場合である。論理和演算器540は前記モジューロ演算器520、530の出力を論理和演算し、穿孔イネーブル信号PUNC_ENを生成して前記穿孔器550に提供する。
【0059】
前記D1とD2は、上述した<表6>、<式1>及び<式2>、そして図9で上述したように、一つのフレーム内の符号語シンボルの列中で穿孔されるシンボルの間隔を決定する穿孔間隔決定値である。前記第1穿孔間隔D1は、穿孔されるシンボルの数P=LM−Nに対して(LM/P)より大きな最小整数に定まる値である。前記第2穿孔間隔D2は(P1/P2)より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から選択された一つの整数sに対してsD1に与えられる値である。ここで、P1は(LM/D1)より小さい最大整数に定まる第1シンボル穿孔数であり、P2は穿孔されるシンボルの数Pと前記第1シンボル穿孔数P1との差を示す第2シンボル穿孔数である。即ち、
【数25】
である。このような穿孔間隔D1、D2及びシンボル穿孔数P1、P2は穿孔パターン決定部(図示せず)から提供される。前記穿孔パターン決定部と、前記モジューロ演算器520、530と、論理和演算器540は、前記穿孔器550の穿孔動作を決定する穿孔パターンである穿孔イネーブル信号を発生する穿孔パターン発生部として動作する。
【0060】
前記図14を参照すると、本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、図13に示された可変データ伝送率整合装置と同一に、チャネル符号器10、反復器110、穿孔器550、チャネルインタリーバ100、シンボルインデックス発生器510を含む。しかし、前記図14に示された本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、図10のモジューロ演算器520、530と、論理和演算器540の代わりに一つの穿孔パターン発生部560を含むことを特徴とする。これは可変データ伝送率整合装置をソフトウェア(S/W)的に具現したものである。前記穿孔パターン発生部560はアドレス発生器モジュールフログラム(Address generator module program)を貯蔵しており、kが前記フログラムに応じた条件式を満足する場合には、穿孔イネーブル信号PUNC_EN“1”を発生する。前記穿孔パターン発生部560はkが(D1の倍数)であるか、
【数26】
である場合に該当するk番目の符号語シンボルを穿孔するためのシンボルに決定する動作を遂行する。前記穿孔パターン発生部560はkが(D1の倍数)であるか、
【数27】
である場合に該当するk番目の符号語シンボルを穿孔するためのシンボルに決定する動作も遂行する。すると、図13の可変データ伝送率整合装置と同一に、前記可変データ伝送率整合装置はLM個のシンボル中でN個のシンボルを実際出力する。
【0061】
性能分析
ここでは畳み込み符号による符号語シンボルの穿孔に応じた性能の変化を理論的に分析し、穿孔レート(Puncturing rate)、または反復レート(Repetition rate)による符号率(Code rate)がRである畳み込み符号の性能変化の平均値を提示する。これから従来技術によるIS−2000のFDRTアルゴリズムと本発明で提案したFDRTアルゴリズム間の性能差異と、性能の平均値を予測することができる。先ず、下記のように記号を定義する。
R:畳み込み符号(Convolutional codes)の符号率(R=k/n)
Rst:チャネルを通じて実際伝送する符号語シンボルの伝送レート×R、即ち、Rst=NR(bits/sec)
Rfdrt:FDRTを使用する時、チャネル符号器で出力される符号語シンボルの伝送レート×R、即ち、Rfdrt=LR(bits/sec)
【0062】
均一な穿孔、または均一な反復パターンを使用する場合、穿孔、または反復により発生する性能の変化は、下記<式3>ように与えられる。ここで、Rfdrt<Rstである場合には、FDRT方式でシンボル反復が遂行されるので、性能の改善、即ち、符号化利得(Coding gain)が向上する。しかし、逆にRfdrt>Rstである場合には、シンボル穿孔が遂行されるので、性能の劣化、即ち、符号化利得が減少する。上述したように、FDRTは基本的にN>Lであるので、シンボル反復が遂行される構造であり、性能の改善、即ち、符号化利得が向上する。重点はパターンに応じて符号化利得側面で利得がどの程度達成されるかことである。
【数28】
【0063】
例えば、Rst=19.2Kbpsである場合、それぞれのRfdrtによる符号化利得(Coding Gain)を下記<表7>に示した。従って、穿孔パターン、または反復パターンが適切に決定される場合、FDRT方式を使用すると、下記の<表7>に示したような符号化利得が保障されるべきである。
【表7】
【0064】
図15及び図16は本発明で提案するFDRTによるシミュレーション結果と従来技術のFDRTによるシミュレーション結果を対比して示す図である。
前記図15は本発明がIS−2000RC3(Code Rate R=1/4)に適用された場合に得られるシミュレーション結果を示すグラフである。このようなグラフは、次のようなシミュレーション環境(Simulation Environment)下で得られる。各場合、即ち、ケース1、ケース2、ケース3において、シミュレーション環境は下記の<表8>、<表9>及び<表10>のようである。ケース1はデータ伝送率が15Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=1200であり、インタリーバサイズN=1536である場合である。この時、15k_BER_IS2000と、15k_FER_IS200は従来技術によるシミュレーション結果であり、15k_BER_SECと、15k_FER_SECは本発明によるシミュレーション結果である。ケース2はデータ伝送率が10Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=800であり、インタリーバサイズN=1536である場合である。この場合には従来技術によるシミュレーション結果のみが示されている。ケース3はデータ伝送率が19.2Kbpsである場合であり、この場合にはシンボル穿孔/反復が発生しない。
【表8】
【表9】
【表10】
【0065】
前記図15を参照すると、RC3シミュレーション結果から分かるように、本発明で提案したFDRT方式(15k_BER_SEC、15k_FER_SEC)が既存のIS−2000のFDRT方式(15k_BER_IS2000、15k_FER_IS2000)に比べて約0.9dBから1.0dBのEb/No利得を提供している。これは<表7>で分析したように、19.2Kbpsに比べて平均符号化利得(Average Coding Gain)1.07dBにほぼ近接する性能である。これは穿孔(Puncturing)と反復(Repetition)で均一な分布を有するようにパターンを発生した結果であり、性能も最適の性能にほぼ近接した性能を示している。従って本発明で提案したFDRTアルゴリズムのFDRT条件(1)、FDRT条件(2)が性能に重要な役割をし、これを反映した新しいFDRTアルゴリズムタイプ1も優秀な性能を提供することが分かる。一方、既存のIS−2000のFDRTアルゴリズムを使用した場合の結果は、意外に約0.1dB程度の符号化利得(Coding gain)のみを提供していることが分かる。これは上述したように全体フレーム中、後尾に集中された非対称パターン(Asymmetric pattern)により発生する問題である。結論的に同一のチャネル条件でFDRTパターン(Pattern)に従って約0.9〜1.0dBの性能差異が発生する。
【0066】
前記図16は本発明がRC4 SCH(Code Rate R=1/2)に適用された場合に得られるシミュレーション結果を示すグラフである。このようなグラフは次のようなシミュレーション環境(Simulation Environment)下で得られる。各場合、即ちケース1、ケース2、ケース3において、シミュレーション環境は下記の<表11>、<表12>及び<表13>のようである。ケース1はデータ伝送率が15Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=600であり、インタリーバサイズN=768である場合であり、この時、15k_BER_IS2 000と15k_FER_IS200は従来技術によるシミュレーション結果であり、15k_BER_SECと15k_FER_SECは本発明によるシミュレーション結果である。ケース2はデータ伝送率が17.5Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=700であり、インタリーバサイズN=768である場合であり、この場合には従来技術によるシミュレーション結果のみが示されている。ケース3はデータ伝送率が10Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=400であり、インタリーバサイズN=768である場合であり、この場合には従来技術によるシミュレーション結果のみが示されている。そしてケース4はデータ伝送率が19.2Kbpsの場合であり、この場合にはシンボル穿孔/反復が発生しない。
【表11】
【表12】
【表13】
【0067】
前記図16を参照すると、RC4シミュレーション結果も前記図15に示されたシミュレーション結果と同一の結果が得られることが分かる。前記図16から分かるように、本発明で提案したFDRT方式(15k_BER_SEC、15k_FER_SEC)が既存のIS−2000のFDRT方式(15k_BER_IS2000、15k_FER_IS2000)に比べて約0.8dBから0.9dBのEb/No利得を提供している。 【0068】
次に、重要なことは10Kbpsの性能である。この場合は、既存のFDRTアルゴリズムが<表7>に提示した平均符号化利得(Average Coding Gain)2.83dBにほぼ近接している。このような結果は10Kbpsの場合、Dが整数に決定されるので、前記Dを決定する過程で、(LM/P−D)の差異により不均一な穿孔が発生しないからである。従って、これは本発明で提案したDの決定方式過程で(LM/P−D)の差異をすべて考慮すべきであるとの前提条件がすぐ性能に直結されることを示す例ということができる。この性能によるシミュレーション環境は、下記の<表14>のようである。
【表14】
【0069】
【発明の効果】
上述したように本発明によるFDRT方式は、データ通信システムでデータ伝送率が可変されることによって可変的に定まる符号語シンボルを有するフレームをインタリーバサイズに整合させ、設定初期値を調節することにより、穿孔パターン、または反復パターンがフレーム内で均一に分布されるようにすることにより、性能の劣化なし、伝送率に応じてデータを柔軟に伝送することができるとの利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】一般的な非可変形データ伝送率伝送方式によるチャネルインタリーバを示す図である。
【図2】非可変形データ伝送率伝送方式に従って伝送される符号語シンボルフレーム構造の一例を示す図である。
【図3】従来技術による可変データ伝送率整合装置の構成を示す図である。
【図4】図3に示された可変データ伝送率整合装置の反復器及び穿孔器により構成された符号語シンボルフレームの構造を示す図である。
【図5】図3に示された可変データ伝送率整合装置により符号語シンボルが穿孔され伝送される例を示す図である。
【図6】従来技術による可変データ伝送率伝送方式が有する問題点を説明するための図であり、受信器の終段でシンボルエネルギの分布及び単位フレーム当たりシンボル数を示す図である。
【図7】本発明により提案された穿孔パターンによって符号語シンボルフレームを穿孔する例を示す図である。
【図8】本発明の一実施形態による可変データ伝送率整合装置に対応する受信器の終段でのシンボルエネルギの分布及び単位フレーム当たりシンボル数を示す図である。
【図9】本発明の第1実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送動作の処理流れを示す図である。
【図10】本発明の第1実施形態に従う可変データ伝送率整合装置の構成の一例を示す図である。
【図11】本発明の第1実施形態に従う可変データ伝送率整合装置の構成の他の例を示す図である。
【図12】本発明の第2実施形態に従う可変データ伝送率整合及び伝送動作の処理流れを示す図である。
【図13】本発明の第2実施形態に従う可変データ伝送率整合装置の構成の一例を示す図である。
【図14】本発明の第2実施形態に従う可変データ伝送率整合装置の構成の他の例を示す図である。
【図15】本発明で提案する可変データ伝送率整合及び伝送動作によるシミュレーション結果と従来技術によるシミュレーション結果を対比的に示す図である。
【図16】本発明で提案する可変データ伝送率整合及び伝送動作によるシミュレーション結果と従来技術によるシミュレーション結果を対比的に示す図である。
【符号の説明】
10……チャネル符号器
100……チャネルインタリーバ
110……反復器
200……チャネル受信器
210……イレイジャー挿入及びシンボル結合器
220……チャネル復号器
310,510……シンボルインデックス発生器
320,330,520,530……モジューロ演算器
340,540……論理和演算器
350,550……穿孔器
360,560……穿孔パターン発生部
【発明の属する技術分野】
本発明はデータ通信システムに関するもので、特にデータ伝送率が可変されることによって可変的に決定される符号語シンボル(即ち、符号化されたシンボル)を有するフレームをインタリーバサイズに整合させ伝送する方法及び装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般的に衛星システム、総合情報通信網(ISDN:Integrated Service Digital Network)、ディジタルセルラー(Digital cellular)システム、広域符号分割多重接続(W−CDMA:Wideband Code Division Multiple Access)システム、UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)、IMT(International Mobile Telecommunications)−2000システムのような無線通信システムで、チャネル符号化方式には主に畳み込み符号(convolutional code)と、単一復号器が使用される線形ブロック符号が使用された。このようなチャネル符号化方式により符号化されたシンボルは、チャネルインタリーバによりインタリービングされることが一般的である。
【0003】
通常的なチャネルインタリーバは、フレーム当たりインタリーバサイズと同一の数の符号化シンボルを有するフレームを受信してインタリービングする形態であった。これと異なり、最近のチャネルインタリーバは、フレーム当たりインタリーバサイズと異なる数の符号化シンボルを有するフレームを受信してインタリービングする可変データ伝送率伝送(Flexible Data Rate Transmission、以下、FDRT)方式によるインタリービング動作を遂行する。
【0004】
図1はインタリーバサイズと同一の数の符号化シンボルを有するフレームを受信してインタリービングする非可変形(または固定形)データ伝送率伝送方式(Non Flexible Data Rate Transmission)によるチャネルインタリーバを示す図である。
前記図1を参照すると、非可変形データ伝送率伝送(Non FDRT)方式ではチャネルの伝送率が固定された場合、チャネルインタリーバ(channel inter leaver)100に入力される単位フレーム当たり符号化シンボル(Coded symbol)の数であるLは、常にインタリーバサイズNと同一の大きさを有する。例えば、IMT−2000通信システムで使用されるRC(Radio configuration)には、RC1、RC2、RC3、RC4、RC5、RC6、RC7、RC8、RC9などの多様な種類の伝送チャネルがあるが、これらのそれぞれはデータフレームの大きさ、符号率、インタリービング方式などの差異を有する。これによって、非可変形データ伝送率方式ではすでに決定された一定のデータ伝送率のみが使用された。
【0005】
図2は非可変形データ伝送率伝送(Non FDRT)方式で伝送される符号語シンボルフレーム構造の一例を示す図である。
前記図2を参照すると、物理チャネル(Physical channel)がRC3のデータ伝送率(Data Rate)=19.2Kbpsに設定されたと仮定すると、この時、前記図1に示されたチャネルインタリーバ100の大きさNは1536になる。これは、20msec周期内で19.2Kbpsに伝送されるデータは秒当たり384ビットであり、符号率R=1/4であるチャネル符号器により符号化されたデータは秒当たり1536ビットであるからである。この時、使用者がフレームをデータ伝送率20Kbpsに伝送しようとすると、基地局と端末機が初期交渉(Negotiation)過程で20Kbpsより大きな一連のデータ伝送率中でデータ伝送率38.4Kbpsを決定する。これは20Kbpsより大きな最小のデータ伝送率が38.4Kbpsであるからである。データ伝送率が38.4Kbpsに決定されると、チャネルインタリーバ100の大きさは、N=3072(=2×1536)に2倍増加される。
【0006】
このようにデータ伝送率が20Kbpsから38.4Kbpsに増加されると、チャネル符号器(Channel encoder)(図示せず)に入力されるデータシンボル中で20Kbps×20msec以外の部分に該当される空の区間(empty interval)にはナルデータ(Null data)が上位階層(layer)により書かれる。即ち、大きさNであるチャネルインタリーバの出力中で(38.4−20)/38.4=47.92%がナルデータに伝送される。従って、受信シンボルエネルギEs側面では47.92%のエネルギが損失されていると見ることができる。このような損失が発生される理由は、非可変形データ伝送率伝送方式の構造では物理階層(Physical layer)でナルデータを処理することができる方法がないからである。もし、ナルデータをシンボル反復(repetition)に処理して伝送したとしても、順方向付加チャネル(F−SCH:Forward Supplemental Channel)構造ではシンボル結合(symbol combining)を遂行できないとの限界がある。また入力データの伝送率に応じてナルデータは相異なるので、上位階層で必ず事前にナルデータを基地局と端末機に伝送すべきであるとの問題がある。さらに、実際的にチャネル復号器(Channel decoder)を通過する前にナルデータに対するエネルギ復元が遂行されるべきであり、チャネル復号器以後では復号化された情報シンボル(Information symbol)のみを有してL1/L2の上位階層が処理するようになるので、復号化性能が低下される短所がある。
【0007】
このような非可変形データ伝送率伝送方式の問題点を解決し、性能を改善しようとすることが前記FDRT方式である。チャネル符号化構造を使用するシステムの多重接続方式及び多重チャネル方式でチャネル符号化方式(Channel coding scheme)のデータ伝送効率性を高くし、システムの性能を改善するための伝送率整合の一種である前記FDRT方式に関する研究が活発に進行された。このようなFDRT方式の原則は、使用するチャネル符号が鎖状符号(Concatenated code)を使用する畳み込み符号、または線形ブロック符号、または畳み込み符号であるとの前提に基づいたものである。特に、最近に注目を浴びている3GPP(3rd Generation Project Partnership 2)IS−2000の無線インタフェース(Air interface)から見ると、システムの多重接続方式及び多重チャネル方式でチャネル符号化方式のデータ伝送効率性を高くし、システムの性能を改善するために、伝送率整合の一種であるFDRT方式が標準仕様に暫定的に決定された状況であり、これに対する具現が進行されている趨勢である。
【0008】
図3は従来技術による可変データ伝送率整合装置の構成を示す図である。
前記図3の説明前に、先ず、本文で使用する用語の意味を下記の<表1>に定義した。即ち、図3でc[n]、d[n]、f[n]、r[n]のそれぞれは、下記の<表1>に示したようなデータシンボルを示す。ここで“シンボル”とは1、または0の値を有する一つのビットに表記される。シンボルは1ビット以上に構成される場合が一般的であるが、ここでは1ビットに表示されるすべてのデータビットをシンボルに表示する。
【表1】
【0009】
前記<表1>で、c[n]はチャネル符号器(図示せず)により符号化された後に出力される符号語シンボルであり、r[n]は反復器110により反復された符号語シンボルである。f[n]は前記反復された符号語シンボル中で穿孔器120により穿孔された符号語シンボルであり、d[n]は前記穿孔された符号語シンボル中でチャネルインタリーバ100によりインタリービングされた符号語シンボルである。前記チャネル符号器はL個の符号語シンボルの列を出力する。前記反復器110は前記L個の符号語シンボルの列をM回反復し、LM個のシンボル列を出力する。前記穿孔器120は前記LM個の反復された符号語シンボルの列中でP個のシンボルを穿孔し、N個のFDRT処理されたシンボルの列を出力する。前記チャネルインタリーバ100は前記N個のFDRT処理されたシンボルの列をインタリービングして出力する。
【0010】
参考的に、FDRTでは常にL≦Nであるので、前記入力符号語シンボルが常に反復(Repetition)されることを意味する。これは、FDRTは伝送しようとする入力データ伝送率がIS−2000チャネルインタリーバサイズ(Channel interleaver size)と一致しない場合、これを補正するために考案されたものであるからである。従って、FDRT内には反復(repetition)以後にインタリーバサイズ(interleaver size)N=LM−Pを整合させるための穿孔器が含まれるが、基本的に伝送されるシンボル(Transmitted symbol)の数は、符号化されたシンボル(Coded symbol)の数Lより大きい。
【0011】
前記図3を参照すると、前記符号語シンボル数LがチャネルインタリーバサイズNより小さい場合、反復器110は前記符号語シンボルをM回反復(repetition)する。IS−2000システムの場合、チャネルインタリーバ(Channel interleaver)の大きさはSF(Spreading Factor)に応じて2の倍数に増加/減少するので、Mは最小2になる。前記反復器110により反復された符号語シンボルの数がNより大きいので、穿孔器120は前記反復された符号語シンボルの数をチャネルインタリーバ100の大きさNに整合させるために、穿孔(Puncturing)を遂行する。
【0012】
図4(A)乃至図4(D)は図3に示された可変データ伝送率整合装置の反復器110及び穿孔器120により再構成された符号語シンボルフレームの構造を示す図である。
前記図4(A)は一つのフレーム内のL個の符号語シンボルを示し、図4(B)は前記反復器110によりM回反復された符号語シンボル、即ちLM個の符号語シンボルを示す。また、図4(C)で前記LM個の符号語シンボル中、N個の符号語シンボルは前記チャネルインタリーバ100によりインタリービングされるシンボルを示し、LM−N個の符号語シンボルは穿孔器120により穿孔されるシンボルを示す。この時、LM−N個のシンボルはフレーム内で均一に分布され穿孔されるようになっており、D間隔に位置するシンボルが穿孔される。図4(D)は前記図4(C)に示されたシンボル中、穿孔されるシンボルを穿孔した結果による符号語シンボルとして、このような符号語シンボルはチャネルインタリーバ100にチャネルインタリービングのため提供される。
【0013】
前記図4(A)乃至図4(D)を参照して、前記再構成された符号語シンボルフレームを図2に示された非FDRT方式の符号語シンボルフレームと比較する。FDRT方式ではフレーム内にナルデータが一つもなく、すべてのシンボルが符号語シンボルとして処理される。結局、受信器では非FDRT方式ではなく、FDRT方式を使用すると、同一の伝送出力電力で実際受信される符号語シンボルエネルギ(coded symbol energy)が増加される効果を得ることができる。前記符号語シンボルエネルギはシンボル結合(Symbol combining)された以後の符号語シンボルのエネルギを意味する。このような効果は、同一のサービス品質(Quality of Service、以下、QoS)を保障するための基地局の伝送出力電力を減少させることができるとの意味であり、最終的にチャネル容量(Channel capacity)を増加させることができることを意味する。
【0014】
前記図4(C)で黒色に表示されたブロックは穿孔されるシンボルを意味し、Dは穿孔距離(puncturing distance)を示す。前記穿孔距離DはLM個のシンボル(symbols)からN個のシンボル(symbol)を出力するために遂行する穿孔方式を決定するパラメータである。このようなL、M、N、P、Dなどの関係を規定することが、FDRTアルゴリズムである。
【0015】
<表2>はIS−2000仕様で提示するFDRTアルゴリズムを説明する。下記では説明の便宜上、原文から引用した内容、即ち、元の英文用語をそのまま使用してFDRTアルゴリズムを説明する。
【表2】
【0016】
前記<表2>のFDRTアルゴリズムから分かるように、与えられたパラメータL、Nから最終的にDを求め、このD値を使用して一番目の符号語シンボルから順にD番目の符号語シンボルを穿孔して最終的にLM−NであるP個の符号語シンボルを穿孔するようになる。しかし、このようなFDRT方式は畳み込み符号(Convolutional code)の特徴上、下記のような条件が考慮されなかったので、性能上に問題があり得る。
【0017】
一般的に、チャネル符号化方式に畳み込み符号と単一復号器が使用される線形ブロック符号が主に使用される。このような場合、チャネル符号化構造を使用するシステムの多重接続方式及び多重チャネル方式で、チャネル符号化方式のデータ伝送効率性を高くし、システムの性能を改善するために可変データ伝送率方式で穿孔を使用する場合、下記の条件が十分に考慮され、反映されるべきである。
(条件1) 入力シンボルシーケンスを一定な周期を有する穿孔パターン(puncturing pattern)に穿孔する。
(条件2) 入力シンボルの穿孔ビット数をできる限り最小化する。
(条件3) 符号器から出力される符号語シンボルを均一な穿孔パターンを使用して穿孔する。
【0018】
上述した条件は、チャネル符号器から出力される符号語シンボルのエラー感度(error sensitivity)が一つのフレーム(符号語)内のすべてのシンボルに対してほぼ類似であるとの仮定に基づいたものである。実際に、前記可変データ伝送率方式でデータを伝送する時、前記条件を穿孔に対する重要制限要素にする場合、肯定的な結果を得ることができる。しかし、上述したIS−2000のFDRT方式は、大部分の場合、前記条件を満足できない。
【0019】
図5は図3に示されたFDRT装置により符号語シンボルが穿孔され伝送される例を示す図であり、FDRTでRC3データ伝送率=19.2Kbpsに15Kbpsを伝送する時の穿孔パターンを示している。即ち、前記図5は前記のような条件を満足しない場合に発生する問題を説明するための図である。前記図5で使用された条件は下記の<表3>のようである。
【表3】
【0020】
前記図5を参照すると、実際に穿孔が符号語シンボルフレーム(coded symbol frame)の先部分である1728ビットのみで遂行され、フレームの後部分である672ビット区間では全然遂行されないことが分かる。参考に、前記図5で黒色に表示されたブロックが穿孔されたシンボルを意味し、点にマーキングされたブロックが2度ずつ反復され伝送される672個のシンボルを意味する。先部分の2度ずつ反復された1728個のシンボルはシンボルおきに選択的に伝送される。これをすべて含むと、N=1536(864+672)シンボルが形成される。このようなN=1536のフレーム内部のシンボル構造をみる時、これは上述した(条件3)に違反するものである。従って、このようなFDRT方式は不均一な穿孔により性能の劣化が発生できることを意味する。
【0021】
図6は従来技術によるFDRT方式が有する問題点を説明するための図であり、受信器の終段でシンボルエネルギの分布及び単位フレーム当たりシンボル数を示す図である。
前記図6を参照すると、FDRT方式によって伝送されたシンボルはチャネル受信器200に受信された後、イレイジャー挿入及びシンボル結合器(Erasure Insertion & Symbol Combining)210に印加される。図6は前記シンボル結合器210が印加されるシンボルに対してシンボル結合(Symbol Combining)を遂行する場合、それぞれのシンボルが有する相対的なシンボルエネルギ(Symbol energy)の分布Esを示している。図から分かるように、反復されない864個のシンボルのシンボルエネルギEsを1.0に定規化した時、相対的に反復された後尾の672個の受信シンボルはM=2にシンボル結合されEsが2.0になる。従って、後尾のシンボルは同一のチャネル環境で平均+3dBのEs/Noの利得を有する。結局、R=1/4チャネル復号器(Channel decoder)220はこのように不均一に分布した1200個のシンボルを復号して300ビットの情報シンボル(information symbol)を出力する。後述する図12及び図13と関連して説明だろうが、従来技術によるFDRT装置によっては性能の模擬実験結果、非常に大きな性能の劣化が発生することが分かる。従って、性能を改善するためには、このような問題点を解決することが必要である。
【0022】
前記のような不均一な穿孔が発生される原因は、穿孔パターン(Puncturing pattern)を決定するD値にある。即ち、既存のIS−2000のFDRTアルゴリズムからみると、Dを決定する時、LM/Pが整数ではない場合に、LM/Pより小さい最大の整数である
【数1】
をDに決定した。このような場合、実際穿孔はP×D個だけ発生し、残りのP×(LM/P−D)の区間では穿孔が発生しない。例えば、図5に示された例でLM/P=2400/864=2.778であるので、D=2、LM/P−D=0.778である。従って、P×D=864×2=1728では穿孔が発生し、P×(LM/P−D)=864×0.778=672の区間では穿孔が発生しない。結論的にDを決定する過程で(LM/P−D)の差異により不均一な穿孔が発生することである。
【0023】
上述したような従来技術によるFDRT方式の問題点を整理してみると、次のようである。
一番目、畳み込み符号、または線形ブロック符号を使用するFDRT方式は、チャネル符号器で出力される符号語シンボルのエラー感度が一つのフレーム(符号語)内のすべてのシンボルに対してほぼ類似であるとの特徴から、できる限り均一な穿孔(Uniform puncturing)方式を要求する。しかし、現在IS−2000のFDRT方式の場合には、このような仮定が成立されないので、既存のFDRT方式を変更する必要がある。
二番目、既存のIS−2000のFDRT方式の場合には、シンボル反復の観点で、基本的に、FDRTを反復方式(Repetition Scheme)に見なして穿孔パターン(puncturing pattern)にあまり影響を及ばないことに考えたが、これは穿孔と同一の概念で解釈されるべきである。即ち、反復の場合にも最適の性能のFDRT方式のためには、符号器で出力される符号語シンボルのエラー感度が一つのフレーム(符号語)内のすべてのシンボルに対してほぼ類似であるとの特徴から、できる限り均一な反復(Uniform repetition)方式を使用すべきである。しかし、現在のIS−2000のFDRT方式の場合には、このような仮定が成立されないので、既存のFDRT方式を変更する必要がある。
【0024】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、データ通信システムでデータ伝送率が可変されることによって可変的に決定される符号語シンボルを有するフレームをインタリーバサイズに整合させ伝送する時、性能の劣化なし、最適の性能が保障されるようにする方法及び装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、畳み込み符号、または線形ブロック符号を使用するデータ通信システムで、簡単な構造、そして設定初期値を調節することにより、伝送率に応じて柔軟に動作する可変データ伝送方法及び装置を提供することにある。
【0025】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するための本発明は、L個のシンボルの列を発生する符号器と、前記L個のシンボルの列を反復する反復器と、前記反復されたシンボルの列を穿孔しかつ前記Lより大きなN個のシンボルの列を発生する穿孔器とを含むシステムで、前記反復されたシンボルの列を穿孔することによって前記N個のシンボルの列を発生する方法を提供する。前記方法は、(N/L)より大きな最小整数であるMに対して前記L個のシンボルの列をM回反復することによってLMの反復列を発生し、穿孔されるシンボルの数P=LM−Nに対して(LM/P)より大きな最小整数として定義される第1穿孔間隔D1と、(LM/D1)より小さい最大整数として定義される第1シンボル穿孔数P1を計算し、前記穿孔されるシンボルの数Pと前記第1シンボル穿孔数P1との差を示す第2シンボル穿孔数P2と、(P1/P2)より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から選択された一つの整数sに対してsD1として定義される第2穿孔間隔D2を計算し、前記LM個の反復列を前記第1穿孔間隔D1と前記第2穿孔間隔D2に穿孔することによって前記N個のシンボル列を発生することを特徴とする。
【0026】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の望ましい実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の発明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
【0027】
本発明は、従来技術による可変データ伝送(FDRT)方式が有した問題点を解決するために、均一な穿孔(puncturing)、または反復(repetition)が遂行されるようにするFDRT方式に関するものである。これは、均一な穿孔パターン(Uniform puncturing pattern)、または均一な反復パターン(Uniform repetition pattern)を必要とすることを意味する。従って、本発明は、FDRTのための新たな穿孔パターンを生成し、前記生成された新しい穿孔パターンに応じて符号語シンボルを穿孔して伝送する方式を提案する。
【0028】
先ず、従来技術によるFDRT方式で均一な穿孔、または均一な反復を遂行することにおいて、適切な穿孔距離Dの決定が一番重要な問題である。もっと詳細に説明すると、不均一な穿孔、または反復が発生される原因は、穿孔パターン、または反復パターンを決定するD値にある。即ち、従来技術によるIS−2000のFDRTアルゴリズムから見ると、Dを決定する時、LM/Pが整数ではない場合、これより小さい最大の整数である
【数2】
をDに決定した。従って、このような場合、実際穿孔はP×D個だけが発生し、残りのP×(LM/P−D)の区間では穿孔が発生しない。例えば、LM/P=2.778であるので、D=2、LM/P−D=0.778である。従って、P×D=864×2=1728では穿孔が発生し、P×(LM/P−D)=864×0.778=672の区間では穿孔が発生しない。結論的にDを決定する過程で(LM/P−D)の差異により不均一な穿孔が発生することである。このような問題点を解決するために、次のような基本条件を提示し、これによって下記のアルゴリズムを提案する。
FDRT条件(1):LとNから決定されるP×DはP×D≧LMを満足すべきである。即ち、DはD≧LM/Pを満足すべきである。ただし、ここで、PとDは整数である。
FDRT条件(2):前記FDRT条件(1)を満足するDから求めた
【数3】
個のシンボル位置を除外した残りである
【数4】
個のシンボルをLM個のシンボル全体でできる限り均一に(即ち、等間隔になるように)穿孔、または反復する。ただし、この時、決定されるシンボル位置は前記FDRT条件(1)を満足するDにより決定された位置と重複されないように設定する。
FDRT条件(3):Dを決定する過程で(LM/P−D)の差異による不均一な反復、または穿孔パターンを最小化する。
【0029】
以下では前記FDRT条件を考慮した本発明によるFDRT方式の伝送動作に対して説明する。先ず、本発明によるFDRT方式のアルゴリズムが適用された一実施形態を説明し、次に本発明が一般化されたFDRT方式による伝送に使用されることができることを説明する。
【0030】
New Flexible Data Rate Transmission Algorithm Type1
本発明によるFDRT方式のアルゴリズムが適用された一実施形態を説明する。この実施形態で使用された条件は下記の<表4>のようであり、アルゴリズムは下記の<表5>のようである。
【0031】
下記<表4>を参照すると、本発明の一実施形態はIS−2000RC3に適用された例を示す。最大割り当てられたデータ伝送率は19.2Kbpsであり、インタリーバサイズNは1536であり、入力データ伝送率は15Kbpsである。フレーム当たり符号語シンボルの数Lは1200ビットである。そのため、L(=1200)個の符号語シンボルに対する反復回数M=2である。前記反復回数MはN/L(インタリーバサイズ/フレーム当たり符号語シンボル)より大きな最小整数に定まる。即ち、前記反復回数Mは
【数5】
に定まる。穿孔される符号語シンボルの数Pは反復された符号語シンボルLMからインタリーバサイズNを減算することにより定まる。穿孔間隔Dは
【数6】
に定まる。
【表4】
【表5】
【0032】
前記<表5>を参照すると、本発明の一実施形態によるアルゴリズムで“kmod 3”はkを3に分けた残りを意味する。前記Dを求める過程でFDRT条件(1)を使用し、変数“36”を求める過程でFDRT条件(2)を使用した。
【0033】
図7は本発明により提案された穿孔パターンに応じて符号語シンボルフレームを穿孔する方法を示す図である。この方法は前記<表4>の条件及び<表5>のアルゴリズムに基づいたものである。
【0034】
前記図7を参照すると、実際に、穿孔が符号語シンボルフレーム(coded symbol frame)の全区間でほぼ均一に遂行されることが分かる。前記図7で黒色ブロックに表示された部分が穿孔されたシンボルを意味する。また2度ずつ反復され伝送されるシンボルと2度ずつ反復され伝送されたシンボル中の一つのみが選択的に伝送されるシンボルが均一に分布することが分かる。従って、このようなN=1536のフレーム内部のシンボル構造をみる時、これは上述したFDRT条件(3)に符合する構造を有する。従って、このようなFDRT方式は均一な穿孔により性能の劣化が発生しなく、最適の性能に近接する性能を有する。
【0035】
図8A及び図8Bは本発明の一実施形態による可変データ伝送率整合装置に対応する受信器の終段でのシンボルエネルギの分布及び単位フレーム当たりシンボル数を示す図である。
【0036】
前記図8A及び図8Bを参照すると、本発明のFDRT方式に伝送されたシンボルは、チャネル受信器200に受信され、イレイジャー挿入及びシンボル結合器210に印加される。前記シンボル結合器210でシンボルを結合する場合、図8Aに示されたように、1200個のシンボルが出力され、この時、出力されるシンボルは図8Bに示されたように、それぞれのシンボルが有する相対的なシンボルエネルギ(Symbol energy、Es)の分布を有する。図から分かるように、反復されない864個のシンボルのEsを1.0に定規化した時、相対的に反復された672個の受信シンボルはM=2にシンボル結合されEsが2.0になり、このようなシンボルが全区間に均一に分布することを見せている。このような均一な分布は、チャネル復号器(Channel decoder)(例:Viterbi decoder)220の性能を改善させる。
【0037】
Generalized Flexible Data Rate Transmission Algorithm GFDRTA−I
本発明によるFDRT方式を一般化したアルゴリズムを説明すると、次のようである。先ず、本発明によるFDRTアルゴリズム及びアルゴリズムに使用される変数を定義すると、下記の<表6>のようである。
【表6】
【0038】
前記<表6>で、Lは符号器により符号化された後、出力される符号語シンボルの列中で一つのフレームに対する符号語シンボルの数を示す。Nは予め設定されるチャネルインタリーバの大きさを示すことで、前記フレーム当たり符号語シンボルの数Lより大きいか、同じであるように定まる。また、Mは符号語シンボルに対する反復回数を示すことで、
【数7】
に定まる。即ち、前記反復回数Mは(N/L)より大きな最小整数に定まる。そのため、穿孔される符号語シンボルの数Pは(LM−N)に定まる。
【0039】
第1実施形態として、前記<表6>に示されたアルゴリズムで、Pが0であると、穿孔は遂行されない。穿孔が遂行されると、単位フレーム当たりP個のシンボルが穿孔されるまで、M回反復され生成されたLM個の符号語シンボル中で(D1)番目と(D2+1)(ここで、D2は偶数)番目のシンボルを穿孔する。即ち、M回反復され生成されたLM個の符号語シンボルの列の各シンボルに対して1からLMまで手順を決定した場合、D1、2D1、3D1、...の手順に該当する符号語シンボルと、D2+1、2D2+1、3D2+1、...の手順(ここで、D2は偶数)に該当される符号語シンボルを穿孔する。この時、D2+1、2D2+1、3D2+1、‥‥の手順は、mD1(m=1、2、3、‥‥)との穿孔位置が重複されないように、即ち、穿孔位置が一致しないようにするためのものである。従って、必要な場合、mD1(m=1、2、3、‥‥)との穿孔位置が重複されないようにするための他の方案が考慮されることもできる。例えば、D2+1、2D2+1、3D2+1、‥‥の手順に該当する符号語シンボルを穿孔する代わりに、D2−1、2D2−1、3D2−1、‥‥の手順(ここで、D2は奇数)に該当する符号語シンボルを穿孔する場合も考慮されることができるが、この場合もmD1(m=1、2、3、‥‥)との穿孔位置が重複されないようにするためのものである。即ち、前記D1とD2はLM個の反復符号語シンボルの列中で穿孔されるP個のシンボルの間隔を決定する穿孔間隔値である。ここで使用されるD1とD2は、下記の<式1>に決定される。
【0040】
第2実施形態として、前記<表6>に示されたアルゴリズムで、Pが0であると、穿孔は遂行されない。穿孔が遂行されると、単位フレーム当たりP個のシンボルが穿孔されるまで、M回反復され生成されたLM個の符号語シンボル中で(D1)番目と
【数8】
番目のシンボルを穿孔する。即ち、M回反復され生成されたLM個の符号語シンボル列の各シンボルに対して1からLMまで手順を決定した場合、D1、2D1、3D1、...の手順に該当する符号語シンボルと、
【数9】
番目の手順、即ち
【数10】
の手順に該当される符号語シンボルを穿孔する。この時、
【数11】
の手順は、mD1(m=1、2、3、‥‥)との穿孔位置が重複されないように、即ち穿孔位置が一致しないようにするためのものである。ここで使用されるD1とD2は、下記の<式1>に決定される。
【数12】
【0041】
前記<式1>でsは下記の<式2>を満足する範囲の整数中で最大の整数を意味する。
【数13】
【0042】
前記<式1>及び<式2>を参照すると、穿孔間隔D1は穿孔される残りシンボルの数P=LM−Nに対してLM/Pより大きな最小整数に定まる。P1はLM/D1より小さい最大整数に定まるシンボル穿孔数である。P2は全体穿孔されるシンボルの数Pと前記シンボル穿孔数P1との差により決定されるシンボル穿孔数である。穿孔間隔D2はP1/P2より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から一つの整数sに対してsD1に定まる。
【0043】
上述した<表6>、<式1>及び<式2>ではインタリーバサイズNより小さいL個の符号語シンボルの列を前記インタリーバサイズNに整合させるため、前記L個の符号語シンボルの列をM回反復してLM個の符号語シンボルの列を発生し、前記LM個の反復符号語シンボルの列を第1穿孔間隔D1及び第2穿孔間隔D2に第1穿孔パターンAと第2穿孔パターンBに応じて穿孔する。ここで、第1穿孔パターンAは第1穿孔間隔D1の倍数に決定され、第2穿孔パターンBは第2穿孔間隔D2の倍数にオフセット(offset)を加えた値に定まる。前記オフセットは第1実施形態によると、1や−1(offset=±1)になることができ、第2実施形態によると、(D1/2)より小さい最大整数からD2を引いた値
【数14】
やD2と(D1/2)より小さい最大整数を加えた値に対する負の値
【数15】
になることができる。即ち、LM個の反復符号語シンボルの列に対して、先ず初期のシンボルから第1穿孔間隔D1に続けて位置しているP1個のシンボルを穿孔し、次に、初期のシンボルから(第2穿孔間隔D2+オフセット)に続けて位置しているP2個のシンボルを穿孔する。前記第1穿孔間隔D1と第2穿孔間隔D2はすべて一つのフレーム内で均一に分布するシンボルを穿孔するためのパターンを決定するための値である。この時、前記第1穿孔間隔D1は第2穿孔間隔D2より小さい値を有するように設定される。そのため、一番目の穿孔段階では一つのフレームを構成する反復符号語シンボルの列に対して相対的に精密に穿孔が遂行され、二番目の穿孔段階では前記反復符号語シンボルの列に対して相対的にルーズに穿孔が遂行される。
【0044】
言い換えれば、本発明の実施形態によると、LM個の反復符号語シンボルの列に対してP1個のシンボルを穿孔し、P1個のシンボルを穿孔した後、残った符号語シンボルの数が前記インタリーバサイズNより大きな場合に、(LM−P1)個の反復符号語シンボルの列に対してP2個のシンボルを穿孔する。このように、本発明の実施形態では反復符号語シンボルの列に対して穿孔を2段階にかけて遂行することに仮定したが、これは符号語シンボルの数がインタリーバの大きさより小さくても一定回数だけ反復された符号語シンボルに対して2段階にかけて穿孔を遂行すると、インタリーバの大きさに整合させることができるからである。従って、場合によっては、1段階の穿孔のみでもインタリーバサイズNに整合される符号語シンボルを生成することができる。
【0045】
図9は前記<表6>に示したような本発明の第1実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送動作の処理流れを示す図である。
前記図9を参照すると、401段階ではFDRTに必要な最初のパラメータ(N、L、M、P)を初期化する。フレームを構成する符号語シンボルの数LとインタリーバサイズNは、与えられたデータ伝送率に従って決定されるものであり、反復回数M、穿孔されるシンボルの数Pは前記<表6>に記載された式で求められる値である。402段階ではアルゴリズムに与えられた式に従って第1穿孔間隔D1と第1シンボル穿孔数P1を計算する。403段階ではアルゴリズムに与えられた式に従って第2穿孔間隔D2と第2シンボル穿孔数P2を計算する。前記402段階及び403段階でパラメータがすべて決定されると、404段階乃至411段階を遂行してkを1からLMまで順次的にカウンティングをスタートする。カウンティングごとの条件は、405段階と406段階でkがD1、またはD2(ここで、D2は偶数)の倍数であるかを確認するか、または405段階と408段階でkがD1、またはD2(ここで、D2は奇数)の倍数であるかを確認して該当する場合、407段階、または409段階で該当する符号語シンボルを穿孔する。前記405段階はD2が偶数であるか、奇数であるかを判断する段階である。前記405段階でD2が偶数であることに確認される場合、406段階ではkがD1、またはD2の倍数であるかを確認する。前記406段階でkがD1の倍数であることに確認される場合には、407段階でk番目の符号語シンボルを穿孔し、kがD2の倍数であることに確認される場合には、407段階で(k+1)番目の符号語シンボルを穿孔する。もし前記406段階でkがD1の倍数でも、D2の倍数でもないことに確認される場合には、前記407段階を遂行しなく、410段階にすぐ進行してk値を+1増加させる。前記405段階でD2が偶数ではなく、奇数であることに確認される場合、408段階ではkがD1、またはD2の倍数であるかを確認する。前記408段階でkがD1の倍数であることに確認される場合には、409段階でk番目の符号語シンボルを穿孔し、kがD2の倍数であることに確認される場合には、409段階で(k−1)番目の符号語シンボルを穿孔する。もし前記408段階でkがD1の倍数でも、D2の倍数でもないことに確認される場合には、前記409段階を遂行しなく、410段階にすぐ進行してk値を+1増加させる。前記410段階を遂行した後、410段階でk=LM+1であるかを判断する。もし、kがLM+1であることに判断されると、前記過程を終了する。kがLM+1ではないことに判断されると、411段階でk=LM+1であることに確認されるまで前記405段階乃至411段階の動作を反復する。このような方式によりほぼ均一(Uniform)なFDRT穿孔パターン(puncturing pattern)が生成され、このように生成された穿孔パターンにより反復符号語シンボルの列に対する穿孔が遂行される。
【0046】
前記図9の401段階乃至407段階、410段階及び411段階の動作はkが(D1の倍数)、または(D2の倍数+1)(ここで、D2は偶数)であるかを確認して該当する場合、その該当するk番目の符号語シンボルを穿孔する動作である。前記図9の401段階乃至405段階、408段階乃至411段階の動作は、kが(D1の倍数)、または(D2の倍数−1)(ここで、D2は奇数)に該当する場合、その該当するk番目の符号語シンボルを穿孔する動作である。これはD1の倍数に該当する符号語シンボルと一致しない他の位置で穿孔が遂行されるようにするためのものである。即ち、(D2の倍数+1)(ここで、D2は偶数)、または(D2の倍数−1)(ここで、D2は奇数)に該当する符号語シンボルは、D1の倍数の位置に該当して穿孔される符号語シンボルと一致しない位置で穿孔される符号語シンボルである。
【0047】
図10及び図11は本発明の第1実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送装置の構成を示す図である。前記図10は上述したFDRTアルゴリズムのハードウェア(H/W:Hardware)構造を示し、図11は上述したFDRTアルゴリズムのソフトウェア(S/W:Software)構造を示している。即ち本発明の第1実施形態による可変データ伝送装置は、図11に示されたようにDSP(Digital Signal Processor)、CPU(Central Processing Unit)、またはMPU(Micro Processing Unit)などのS/Wに具現ができ、図10に示されたようにASIC(Application Specific Integrated Circuit)などのH/Wでも具現ができる。
【0048】
前記図10を参照すると、本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、チャネル符号器10、反復器110、穿孔器350、チャネルインタリーバ100、シンボルインデックス発生器310、モジューロ演算器320、330、論理和演算器340を含む。
【0049】
チャネル符号器10はL個の符号語シンボルの列を発生する。反復器110は前記L個の符号語シンボルの列をMだけ反復し、LM個の反復された符号語シンボルを出力する。ここで、Mは前記L個の符号語シンボルの列を反復するための回数であり、(N/L)より大きな最小整数に定まる。即ち、前記Mは
【数16】
である。穿孔器350は前記LM個の反復列を穿孔してN個のシンボル列を発生する。この時、前記穿孔器350は論理和演算器340からの穿孔イネーブル信号(Puncturing Enable Signal)PUNC_ENに応じて穿孔動作を遂行する。即ち、前記穿孔イネーブル信号PUNC_ENは前記穿孔器350の穿孔動作を決定する穿孔パターンである。前記穿孔器350から出力されるN個のシンボル列はインタリーバサイズNを有するチャネルインタリーバ100によりインタリービングされた後、送信のため出力される。
【0050】
シンボルインデックス発生器310は前記LM個の反復列を構成する各シンボルを示すインデックスを順序に発生する。このようなシンボルインデックス発生器310はカウンター(Counter)に具現されることができる。モジューロ演算器320は前記シンボルインデックス発生器310により発生されるインデックス(k)とD1を受信し、k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合、“1”の穿孔イネーブル信号PUNC_ENを出力する。一例に、前記モジューロ演算器320で“k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合”とは、k番目の符号語シンボルがD1の倍数に該当する場合である。モジューロ演算器330は前記シンボルインデックス発生器310により発生されるインデックス(k)とD2を受信し、k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合、“1”の穿孔イネーブル信号PUNC_ENを出力する。一例に、前記モジューロ演算器330で“k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合”とは、k番目の符号語シンボルが(D2+1)(ここで、D2は偶数)、または(D2−1)(ここで、D2は奇数)の倍数に該当する場合である。論理和演算器340は前記モジューロ演算器320、330の出力を論理和演算し、穿孔イネーブル信号PUNC_ENを生成して前記穿孔器350に提供する。
【0051】
前記D1とD2は、上述した<表6>、<式1>及び<式2>、そして図9で上述したように、一つのフレーム内の符号語シンボルの列中で穿孔されるシンボルの間隔を決定する穿孔間隔決定値である。前記第1穿孔間隔D1は穿孔されるシンボルの数P=LM−Nに対して、(LM/P)より大きな最小整数に定まる値である。前記第2穿孔間隔D2は(P1/P2)より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から選択された一つの整数sに対してsD1に与えられる値である。ここで、P1は(LM/D1)より小さい最大整数に定まる第1シンボル穿孔数であり、P2は穿孔されるシンボルの数Pと前記第1シンボル穿孔数P1との差により決定される第2シンボル穿孔数である。即ち、
【数17】
である。このような穿孔間隔D1、D2及びシンボル穿孔数P1、P2は穿孔パターン決定部(図示せず)から提供される。前記穿孔パターン決定部と、前記モジューロ演算器320、330と、論理和演算器340は、前記穿孔器350の穿孔動作を決定する穿孔パターンである穿孔イネーブル信号を発生する穿孔パターン発生部として動作する。
【0052】
前記図11を参照すると、本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、図10に示された可変データ伝送率整合装置と同一に、チャネル符号器10、反復器110、穿孔器350、チャネルインタリーバ100、シンボルインデックス発生器310を含む。しかし前記図11に示された本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、図10のモジューロ演算器320、330と、論理和演算器340の代わりに一つの穿孔パターン発生部360を含むことを特徴とする。これは可変データ伝送率整合装置をソフトウェア(W/W)的に具現したものである。前記穿孔パターン発生部360はアドレス発生器モジュールフログラム(Address generator module program)を貯蔵しており、kが前記フログラムによる条件式を満足する場合には穿孔イネーブル信号PUNC_EN“1”を発生する。前記穿孔パターン発生部360はkが(D1の倍数)、または(D2の倍数+1)(ここで、D2は偶数)である場合に該当するk番目の符号語シンボルを穿孔するためのシンボルに決定する動作を遂行する。前記穿孔パターン発生部360はkが(D1の倍数)であるか、(D2の倍数+1)(ここで、D2は偶数)、または(D2の倍数−1)(ここで、D2は奇数)である場合に該当するk番目の符号語シンボルを穿孔するためのシンボルに決定する動作を遂行する。すると、図10に示されたように、H/Wに具現された可変データ伝送率整合装置と同一に、実際出力されるシンボルの数はLM個中でNになる。
【0053】
図12は前記<表6>に示したような本発明の第2実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送動作の処理流れを示す図である。
前記図12を参照すると、601段階ではFDRTに必要な最初のパラメータ(N、L、M、P)を初期化する。フレームを構成する符号語シンボルの数LとインタリーバサイズNは与えられたデータ伝送率に応じて決定されることであり、反復回数M、穿孔されるシンボルの数Pは前記<表6>に記載された式で求められる値である。602段階ではアルゴリズムに与えられた式に従って第1穿孔間隔D1と第1シンボル穿孔数P1を計算する。603段階ではアルゴリズムに与えられた式に従って第2穿孔間隔D2と第2シンボル穿孔数P2を計算する。前記602段階及び603段階でパラメータがすべて決定されると、604段階乃至608段階を遂行してkを1からLMまで順次的にカウンティングをスタートする。カウンティングごとの条件は、605段階でkが(D1の倍数)、または
【数18】
であるかを確認して該当する場合、606段階で該当k番目の符号語シンボルを穿孔する。前記605段階でkが(D1の倍数)でも、
【数19】
でもない場合には前記606段階を遂行しなく、607段階に進行してk値を+1増加させる。前記607段階を遂行した後、608段階でkがLM+1であるかを確認する。kがLM+1であることに確認されると、前記過程を終了する。kがLM+1ではないことに確認されると、608段階でk=LM+1であることに確認されるまで、前記605段階乃至607段階の動作を反復する。このような方式によりほぼ均一(Uniform)なFDRT穿孔パターン(puncturing pattern)が生成される。
【0054】
前記図12ではkが(D1の倍数)、または
【数20】
であるかを確認して該当する場合、その該当するk番目の符号語シンボルを穿孔することに説明した。さらに他の方法にkが(D1の倍数)、または
【数21】
であるかを確認して該当する場合、その該当するk番目の符号語シンボルを穿孔することもできる。これはD1の倍数に該当する符号語シンボルと一致しない位置で穿孔が遂行され、同時に穿孔範囲がLMの範囲を越えないようにするためのものである。また、D1の値が増加するほど、D1の穿孔位置とD2の穿孔位置をできる限り離れるようにするためのものである。即ち、
【数22】
に該当する符号語シンボルは、D1の倍数の位置に該当して穿孔される符号語シンボルと一致しない位置で穿孔される符号語シンボルである。
【0055】
図13及び図14は本発明の第2実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送装置の構成を示す図である。前記図13に示された装置は上述したFDRTアルゴリズムをハードウェア(H/W)的に具現した例に該当し、図14は上述したFDRTアルゴリズムをソフトウェア(S/W)的に具現した例に該当する。即ち、本発明の第2実施形態による可変データ伝送装置は、図14に示されたようにDSP、またはCPUなどのS/Wに具現ができ、図13に示されたようにASICのH/Wでも具現ができる。
【0056】
前記図13を参照すると、本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、チャネル符号器10、反復器110、穿孔器550、チャネルインタリーバ100、シンボルインデックス発生器510、モジューロ演算器520、530、論理和演算器540を含む。
【0057】
チャネル符号器10はL個の符号語シンボルの列を発生する。反復器110は前記L個の符号語シンボルの列をMだけ反復し、LM個の反復列を出力する。ここで、前記Mは前記L個の符号語シンボルの列を反復するための回数であり、(N/L)より大きな最小整数に定まる。即ち、前記Mは
【数23】
である。穿孔器550は前記LM個の反復列を穿孔してN個のシンボル列を発生する。この時、前記穿孔器550は論理和演算器540からの穿孔イネーブル信号(Puncturing Enable Signal)PUNC_ENに応じて穿孔動作を遂行する。即ち、前記穿孔イネーブル信号PUNC_ENは前記穿孔器550の穿孔動作を決定する穿孔パターンである。前記穿孔器550から出力されるN個のシンボル列は、インタリーバサイズNを有するチャネルインタリーバ100によりインタリービングされた後、送信のため出力される。
【0058】
シンボルインデックス発生器510は前記LM個の反復列を構成する各シンボルを示すインデックスを順序に発生する。このようなシンボルインデックス発生器510はカウンター(Counter)に具現されることができる。モジューロ演算器520は前記シンボルインデックス発生器510により発生されるインデックス(k)とD1を受信し、k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合、“1”の穿孔イネーブル信号PUNC_ENを出力する。一例に、前記モジューロ演算器520で“k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合”とは、k番目の符号語シンボルがD1の倍数に該当する場合である。モジューロ演算器530は前記シンボルインデックス発生器510により発生されるインデックス(k)とD2を受信し、k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合、“1”の穿孔イネーブル信号PUNC_ENを出力する。一例に、前記モジューロ演算器530で“k番目の符号語シンボルが穿孔される位置の符号語シンボルに該当する場合”とは、k番目の符号語シンボルが
【数24】
の倍数に該当する場合である。論理和演算器540は前記モジューロ演算器520、530の出力を論理和演算し、穿孔イネーブル信号PUNC_ENを生成して前記穿孔器550に提供する。
【0059】
前記D1とD2は、上述した<表6>、<式1>及び<式2>、そして図9で上述したように、一つのフレーム内の符号語シンボルの列中で穿孔されるシンボルの間隔を決定する穿孔間隔決定値である。前記第1穿孔間隔D1は、穿孔されるシンボルの数P=LM−Nに対して(LM/P)より大きな最小整数に定まる値である。前記第2穿孔間隔D2は(P1/P2)より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から選択された一つの整数sに対してsD1に与えられる値である。ここで、P1は(LM/D1)より小さい最大整数に定まる第1シンボル穿孔数であり、P2は穿孔されるシンボルの数Pと前記第1シンボル穿孔数P1との差を示す第2シンボル穿孔数である。即ち、
【数25】
である。このような穿孔間隔D1、D2及びシンボル穿孔数P1、P2は穿孔パターン決定部(図示せず)から提供される。前記穿孔パターン決定部と、前記モジューロ演算器520、530と、論理和演算器540は、前記穿孔器550の穿孔動作を決定する穿孔パターンである穿孔イネーブル信号を発生する穿孔パターン発生部として動作する。
【0060】
前記図14を参照すると、本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、図13に示された可変データ伝送率整合装置と同一に、チャネル符号器10、反復器110、穿孔器550、チャネルインタリーバ100、シンボルインデックス発生器510を含む。しかし、前記図14に示された本発明の実施形態による可変データ伝送率整合装置は、図10のモジューロ演算器520、530と、論理和演算器540の代わりに一つの穿孔パターン発生部560を含むことを特徴とする。これは可変データ伝送率整合装置をソフトウェア(S/W)的に具現したものである。前記穿孔パターン発生部560はアドレス発生器モジュールフログラム(Address generator module program)を貯蔵しており、kが前記フログラムに応じた条件式を満足する場合には、穿孔イネーブル信号PUNC_EN“1”を発生する。前記穿孔パターン発生部560はkが(D1の倍数)であるか、
【数26】
である場合に該当するk番目の符号語シンボルを穿孔するためのシンボルに決定する動作を遂行する。前記穿孔パターン発生部560はkが(D1の倍数)であるか、
【数27】
である場合に該当するk番目の符号語シンボルを穿孔するためのシンボルに決定する動作も遂行する。すると、図13の可変データ伝送率整合装置と同一に、前記可変データ伝送率整合装置はLM個のシンボル中でN個のシンボルを実際出力する。
【0061】
性能分析
ここでは畳み込み符号による符号語シンボルの穿孔に応じた性能の変化を理論的に分析し、穿孔レート(Puncturing rate)、または反復レート(Repetition rate)による符号率(Code rate)がRである畳み込み符号の性能変化の平均値を提示する。これから従来技術によるIS−2000のFDRTアルゴリズムと本発明で提案したFDRTアルゴリズム間の性能差異と、性能の平均値を予測することができる。先ず、下記のように記号を定義する。
R:畳み込み符号(Convolutional codes)の符号率(R=k/n)
Rst:チャネルを通じて実際伝送する符号語シンボルの伝送レート×R、即ち、Rst=NR(bits/sec)
Rfdrt:FDRTを使用する時、チャネル符号器で出力される符号語シンボルの伝送レート×R、即ち、Rfdrt=LR(bits/sec)
【0062】
均一な穿孔、または均一な反復パターンを使用する場合、穿孔、または反復により発生する性能の変化は、下記<式3>ように与えられる。ここで、Rfdrt<Rstである場合には、FDRT方式でシンボル反復が遂行されるので、性能の改善、即ち、符号化利得(Coding gain)が向上する。しかし、逆にRfdrt>Rstである場合には、シンボル穿孔が遂行されるので、性能の劣化、即ち、符号化利得が減少する。上述したように、FDRTは基本的にN>Lであるので、シンボル反復が遂行される構造であり、性能の改善、即ち、符号化利得が向上する。重点はパターンに応じて符号化利得側面で利得がどの程度達成されるかことである。
【数28】
【0063】
例えば、Rst=19.2Kbpsである場合、それぞれのRfdrtによる符号化利得(Coding Gain)を下記<表7>に示した。従って、穿孔パターン、または反復パターンが適切に決定される場合、FDRT方式を使用すると、下記の<表7>に示したような符号化利得が保障されるべきである。
【表7】
【0064】
図15及び図16は本発明で提案するFDRTによるシミュレーション結果と従来技術のFDRTによるシミュレーション結果を対比して示す図である。
前記図15は本発明がIS−2000RC3(Code Rate R=1/4)に適用された場合に得られるシミュレーション結果を示すグラフである。このようなグラフは、次のようなシミュレーション環境(Simulation Environment)下で得られる。各場合、即ち、ケース1、ケース2、ケース3において、シミュレーション環境は下記の<表8>、<表9>及び<表10>のようである。ケース1はデータ伝送率が15Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=1200であり、インタリーバサイズN=1536である場合である。この時、15k_BER_IS2000と、15k_FER_IS200は従来技術によるシミュレーション結果であり、15k_BER_SECと、15k_FER_SECは本発明によるシミュレーション結果である。ケース2はデータ伝送率が10Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=800であり、インタリーバサイズN=1536である場合である。この場合には従来技術によるシミュレーション結果のみが示されている。ケース3はデータ伝送率が19.2Kbpsである場合であり、この場合にはシンボル穿孔/反復が発生しない。
【表8】
【表9】
【表10】
【0065】
前記図15を参照すると、RC3シミュレーション結果から分かるように、本発明で提案したFDRT方式(15k_BER_SEC、15k_FER_SEC)が既存のIS−2000のFDRT方式(15k_BER_IS2000、15k_FER_IS2000)に比べて約0.9dBから1.0dBのEb/No利得を提供している。これは<表7>で分析したように、19.2Kbpsに比べて平均符号化利得(Average Coding Gain)1.07dBにほぼ近接する性能である。これは穿孔(Puncturing)と反復(Repetition)で均一な分布を有するようにパターンを発生した結果であり、性能も最適の性能にほぼ近接した性能を示している。従って本発明で提案したFDRTアルゴリズムのFDRT条件(1)、FDRT条件(2)が性能に重要な役割をし、これを反映した新しいFDRTアルゴリズムタイプ1も優秀な性能を提供することが分かる。一方、既存のIS−2000のFDRTアルゴリズムを使用した場合の結果は、意外に約0.1dB程度の符号化利得(Coding gain)のみを提供していることが分かる。これは上述したように全体フレーム中、後尾に集中された非対称パターン(Asymmetric pattern)により発生する問題である。結論的に同一のチャネル条件でFDRTパターン(Pattern)に従って約0.9〜1.0dBの性能差異が発生する。
【0066】
前記図16は本発明がRC4 SCH(Code Rate R=1/2)に適用された場合に得られるシミュレーション結果を示すグラフである。このようなグラフは次のようなシミュレーション環境(Simulation Environment)下で得られる。各場合、即ちケース1、ケース2、ケース3において、シミュレーション環境は下記の<表11>、<表12>及び<表13>のようである。ケース1はデータ伝送率が15Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=600であり、インタリーバサイズN=768である場合であり、この時、15k_BER_IS2 000と15k_FER_IS200は従来技術によるシミュレーション結果であり、15k_BER_SECと15k_FER_SECは本発明によるシミュレーション結果である。ケース2はデータ伝送率が17.5Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=700であり、インタリーバサイズN=768である場合であり、この場合には従来技術によるシミュレーション結果のみが示されている。ケース3はデータ伝送率が10Kbpsであり、フレーム当たり符号語シンボルの数L=400であり、インタリーバサイズN=768である場合であり、この場合には従来技術によるシミュレーション結果のみが示されている。そしてケース4はデータ伝送率が19.2Kbpsの場合であり、この場合にはシンボル穿孔/反復が発生しない。
【表11】
【表12】
【表13】
【0067】
前記図16を参照すると、RC4シミュレーション結果も前記図15に示されたシミュレーション結果と同一の結果が得られることが分かる。前記図16から分かるように、本発明で提案したFDRT方式(15k_BER_SEC、15k_FER_SEC)が既存のIS−2000のFDRT方式(15k_BER_IS2000、15k_FER_IS2000)に比べて約0.8dBから0.9dBのEb/No利得を提供している。 【0068】
次に、重要なことは10Kbpsの性能である。この場合は、既存のFDRTアルゴリズムが<表7>に提示した平均符号化利得(Average Coding Gain)2.83dBにほぼ近接している。このような結果は10Kbpsの場合、Dが整数に決定されるので、前記Dを決定する過程で、(LM/P−D)の差異により不均一な穿孔が発生しないからである。従って、これは本発明で提案したDの決定方式過程で(LM/P−D)の差異をすべて考慮すべきであるとの前提条件がすぐ性能に直結されることを示す例ということができる。この性能によるシミュレーション環境は、下記の<表14>のようである。
【表14】
【0069】
【発明の効果】
上述したように本発明によるFDRT方式は、データ通信システムでデータ伝送率が可変されることによって可変的に定まる符号語シンボルを有するフレームをインタリーバサイズに整合させ、設定初期値を調節することにより、穿孔パターン、または反復パターンがフレーム内で均一に分布されるようにすることにより、性能の劣化なし、伝送率に応じてデータを柔軟に伝送することができるとの利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】一般的な非可変形データ伝送率伝送方式によるチャネルインタリーバを示す図である。
【図2】非可変形データ伝送率伝送方式に従って伝送される符号語シンボルフレーム構造の一例を示す図である。
【図3】従来技術による可変データ伝送率整合装置の構成を示す図である。
【図4】図3に示された可変データ伝送率整合装置の反復器及び穿孔器により構成された符号語シンボルフレームの構造を示す図である。
【図5】図3に示された可変データ伝送率整合装置により符号語シンボルが穿孔され伝送される例を示す図である。
【図6】従来技術による可変データ伝送率伝送方式が有する問題点を説明するための図であり、受信器の終段でシンボルエネルギの分布及び単位フレーム当たりシンボル数を示す図である。
【図7】本発明により提案された穿孔パターンによって符号語シンボルフレームを穿孔する例を示す図である。
【図8】本発明の一実施形態による可変データ伝送率整合装置に対応する受信器の終段でのシンボルエネルギの分布及び単位フレーム当たりシンボル数を示す図である。
【図9】本発明の第1実施形態による可変データ伝送率整合及び伝送動作の処理流れを示す図である。
【図10】本発明の第1実施形態に従う可変データ伝送率整合装置の構成の一例を示す図である。
【図11】本発明の第1実施形態に従う可変データ伝送率整合装置の構成の他の例を示す図である。
【図12】本発明の第2実施形態に従う可変データ伝送率整合及び伝送動作の処理流れを示す図である。
【図13】本発明の第2実施形態に従う可変データ伝送率整合装置の構成の一例を示す図である。
【図14】本発明の第2実施形態に従う可変データ伝送率整合装置の構成の他の例を示す図である。
【図15】本発明で提案する可変データ伝送率整合及び伝送動作によるシミュレーション結果と従来技術によるシミュレーション結果を対比的に示す図である。
【図16】本発明で提案する可変データ伝送率整合及び伝送動作によるシミュレーション結果と従来技術によるシミュレーション結果を対比的に示す図である。
【符号の説明】
10……チャネル符号器
100……チャネルインタリーバ
110……反復器
200……チャネル受信器
210……イレイジャー挿入及びシンボル結合器
220……チャネル復号器
310,510……シンボルインデックス発生器
320,330,520,530……モジューロ演算器
340,540……論理和演算器
350,550……穿孔器
360,560……穿孔パターン発生部
Claims (24)
- L個のシンボルの列を発生する符号器と、前記L個のシンボルの列を反復する反復器と、前記反復されたシンボルの列を穿孔しかつ前記Lより大きなN個のシンボルの列を発生する穿孔器とを含むシステムで、前記反復されたシンボルの列を穿孔することによって前記N個のシンボルの列を発生する方法において、
(N/L)より大きな最小整数であるMに対して前記L個のシンボルの列をM回反復することによってLMの反復列を発生し、
穿孔されるシンボルの数P=LM−Nに対して(LM/P)より大きな最小整数として定義される第1穿孔間隔D1と、(LM/D1)より小さい最大整数として定義される第1シンボル穿孔数P1を計算し、
前記穿孔されるシンボルの数Pと前記第1シンボル穿孔数P1との差を示す第2シンボル穿孔数P2と、(P1/P2)より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から選択された一つの整数sに対してsD1として定義される第2穿孔間隔D2を計算し、
前記LM個の反復列を前記第1穿孔間隔D1と前記第2穿孔間隔D2に穿孔することによって前記N個のシンボル列を発生することを特徴とする前記方法。 - 前記第1穿孔間隔D1に穿孔されるシンボルの位置と前記第2穿孔間隔D2に穿孔されるシンボルの位置は、一致しないことを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記第1穿孔間隔D1に穿孔されるシンボルは、前記LM個の反復列の初期シンボルからD1の倍数に該当する位置のシンボルであることを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記第2穿孔間隔D2に穿孔されるシンボルは、前記LM個の反復列の初期シンボルから(D2の倍数+オフセット)に該当する位置のシンボルであることを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記オフセットは1であることを特徴とする請求項4に記載の方法。
- 前記オフセットは−1であることを特徴とする請求項4に記載の方法。
- 前記オフセットは(D1/2)より小さい最大整数からD2を引いた値であることを特徴とする請求項4に記載の方法。
- 前記オフセットはD2と(D1/2)より小さい最大整数を加えた値に対する負の値であることを特徴とする請求項4に記載の方法。
- 可変的に定まるデータ伝送率により決定されるL個の符号語シンボルを前記Lより大きなインタリーバサイズNに整合させ伝送するための装置において、
前記L個の符号語シンボルの列を発生する符号器と、
前記L個の符号語シンボルの列を(N/L)より大きな最小整数であるMだけ反復し、LM個の反復列を出力する反復器と、
穿孔されるシンボルの数P=LM−Nに対して(LM/P)より大きな最小整数として定義される第1穿孔間隔D1と、(LM/D1)より小さい最大整数として定義される第1シンボル穿孔数P1を決定し、前記穿孔されるシンボルの数Pと前記第1シンボル穿孔数P1との差を示す第2シンボル穿孔数P2と、(P1/P2)より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から選択された一つの整数sに対してsD1として定義される第2穿孔間隔D2を決定し、前記LM個の反復列を前記第1穿孔間隔D1と前記第2穿孔間隔D2に穿孔するための穿孔パターンを発生する穿孔パターン発生部と、
前記穿孔パターンに応じて前記LM個の反復列を前記第1穿孔間隔D1と前記第2穿孔間隔D2に穿孔し、N個のシンボル列を発生する穿孔器とを含むことを特徴とする前記装置。 - 前記LM個のシンボル列を構成する各シンボルを示すインデックスを発生して前記穿孔パターン発生部に提供するシンボルインデックス発生器をさらに含み、
これによって前記穿孔パターン発生部は、前記LM個のシンボル列の各シンボル中で前記穿孔間隔D1、D2に該当するシンボルを示す前記穿孔パターンを発生することを特徴とする請求項9に記載の装置。 - 前記穿孔器の出力をインタリービングして送信のため出力するインタリーバをさらに含むことを特徴とする請求項9に記載の装置。
- 前記第1穿孔間隔D1に穿孔されるシンボルの位置と、前記第2穿孔間隔D2に穿孔されるシンボルの位置は、一致しないことを特徴とする請求項9に記載の装置。
- 前記第1穿孔間隔D1に穿孔されるシンボルは、前記LM個の反復列の初期シンボルからD1の倍数に該当する位置のシンボルであることを特徴とする請求項9に記載の装置。
- 前記第2穿孔間隔D2に穿孔されるシンボルは、前記LM個の反復列の初期シンボルから(D2の倍数+オフセット)に該当する位置のシンボルであることを特徴とする請求項9に記載の装置。
- 前記オフセットは1であることを特徴とする請求項14に記載の装置。
- 前記オフセットは−1であることを特徴とする請求項14に記載の装置。
- 前記オフセットは(D1/2)より小さい最大整数からD2を引いた値であることを特徴とする請求項14に記載の装置。
- 前記オフセットはD2と(D1/2)より小さい最大整数を加えた値に対する負の値であることを特徴とする請求項14に記載の装置。
- 可変的に定まるデータ伝送率により決定されるL個の符号語シンボルを前記Lより大きなインタリーバサイズNに整合させ伝送するための方法において、
前記L個の符号語シンボルの列を(N/L)より大きな最小整数であるMだけ反復し、LM個の反復列を出力する過程と、
前記LM個の反復列を構成するシンボル中で(LM/D1)より小さい最大整数として定義される第1シンボル穿孔数P1だけのシンボルを第1穿孔パターンAに応じて穿孔し、前記第1穿孔パターンAは穿孔されるシンボルの数P=LM−Nに対して(LM/P)より大きな最小整数として定義される第1穿孔間隔D1の倍数を示す過程と、
前記穿孔されるシンボルの数Pと前記第1シンボル穿孔数P1との差を示す第2シンボル穿孔数P2が0より大きな場合、前記LM個の反復列中で前記第1穿孔間隔D1に穿孔され残ったシンボルを、第2穿孔パターンBに応じて穿孔してN個のシンボル列を発生し、前記第2穿孔パターンBは(P1/P2)より小さい最大整数と同じまたは小さい整数から選択された一つの整数sに対してsD1として定義される第2穿孔間隔D2の倍数にオフセットを加えた値に決定される過程とを含むことを特徴とする前記方法。 - 前記第1穿孔パターンAにより決定されるシンボルの位置と、前記第2穿孔パターンBにより決定されるシンボルの位置は、一致しないことを特徴とする請求項19に記載の方法。
- 前記オフセットは1であることを特徴とする請求項19に記載の方法。
- 前記オフセットは−1であることを特徴とする請求項19に記載の方法。
- 前記オフセットは(D1/2)より小さい最大整数からD2を引いた値であることを特徴とする請求項19に記載の方法。
- 前記オフセットはD2と(D1/2)より小さい最大整数を加えた値に対する負の値であることを特徴とする請求項19に記載の方法。
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