JP3570270B2

JP3570270B2 - Power supply

Info

Publication number: JP3570270B2
Application number: JP04253799A
Authority: JP
Inventors: 秀樹大倉
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-02-22
Filing date: 1999-02-22
Publication date: 2004-09-29
Anticipated expiration: 2019-02-22
Also published as: JP2000245145A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はコードレス電話機、携帯電話機、ＰＨＳやＰＤＡなどの小型携帯機器に用いる電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近の比較的小電力の小型携帯機器の電源装置には、自励式のコンデンサタイミング方式のものがよく用いられている。このコンデンサタイミング方式は、特にターンオフ時のスイッチング損失を低減するのに有効とされ、簡単な回路で電源の高効率化を容易にするものである。
【０００３】
図３に従来のこの種の電源装置を示し、その構成について説明する。直流の入力電源１にはスイッチングトランス２の１次側巻線３と主スイッチング素子４の直列回路が接続されるとともに起動抵抗５と抵抗６の直列回路が接続され、この起動抵抗５と抵抗６の接続点には主スイッチング素子４の制御端子が接続されるとともにトランジスタ７、抵抗８、コンデンサ９、抵抗１０、タイミングコンデンサ１１からなるパルス幅制御回路１２が接続されている。このパルス幅制御回路１２にはスイッチングトランス２の制御巻線１３が接続されている。
【０００４】
また、上記スイッチングトランス２の１次側巻線３には並列に共振用コンデンサ１４が接続され、同じくスイッチングトランス２の２次側巻線１５には共振用コンデンサ１６が接続され、ダイオード１７とコンデンサ１８による整流平滑回路を介して負荷１９が接続されている。
【０００５】
上記構成における動作について説明すると、入力電源１から起動抵抗５を介して主スイッチング素子４の制御端子にバイアスが与えられると、主スイッチング素子４が導通を開始し、スイッチングトランス２の１次側巻線３に電圧が誘起され、スイッチング素子４にさらなる順バイアスを与えてオン状態が継続される。
【０００６】
このとき、スイッチングトランス２の制御巻線１３間に設けられた抵抗１０とタイミングコンデンサ１１の直列回路によりスイッチングのオン期間にこのタイミングコンデンサ１１への充電が始まる。このタイミングコンデンサ１１の充電電圧がトランジスタ７のＶＢＥしきい電圧に達するとトランジスタはオンし主スイッチング素子４をオフするように動作する。主スイッチング素子４のオフによりスイッチングトランス２に蓄えられたエネルギーは２次側に放出され、整流平滑回路で整流されて負荷１９に出力される。２次側への伝達が終るとスイッチングトランス２の電圧は反転し、再度主スイッチング素子４を順バイアスしオンさせる。この繰返しによりスイッチング動作を行うのである。
【０００７】
上述のようにタイミングコンデンサ１１への充電時間によりオン期間パルスが決定されスイッチング動作が行われることになる。このコンデンサタイミング方式は少ない部品点数で構成でき高効率化が図れ、しかも低コストで実現できることから、低価格小出力の小型携帯機器での主流の電源装置となっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の構成においては、図４に示すように２次側からのフィードバックを有しない１次側制御のコンデンサタイミング方式であるため、入力電源電圧Ｖ_ＤＤが低入力電圧時にはタイミングコンデンサ１１への充電に時間を要し、トランジスタ７のしきい電圧に達しなくなり、スイッチングのオン期間が長くなるかあるいはオン期間が続いたままオフしなくなる。すなわち、制御不能状態となり主スイッチング素子４に流れる三角波のオン電流Ｉ_Ｄは上昇を続ける。
【０００９】
このとき、スイッチングトランス２がやがて飽和に達し、主スイッチング素子４には過大なストレスがかかるとともに最悪時には主スイッチング素子４を破壊してしまうことになる。
【００１０】
これを防ぐためには、通常周辺部に何らかの制御機能、保護機能が必要とされ、複雑で部品点数が増加しコストアップとなってしまうものであった。特に入力投入の過渡時や低電圧入力時においては、上記問題が顕著になり高速動作かつ高精度な特性が必要とされることから、その設計手法や回路定数の選定、信頼性の確保には慎重を期す必要があった。
【００１１】
本発明は以上のような従来の欠点を除去し、少ない構成部品で入力起動時や低電圧入力時におけるスイッチング動作の最適化を図り、小型で高効率、高速動作が行える信頼性に富んだ電源装置を提供することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、入力電源にスイッチングトランスの１次側巻線と主スイッチング素子の直列回路を接続するとともに起動抵抗と抵抗の直列回路を接続し、この起動抵抗と抵抗の接続点を主スイッチング素子の制御端子に接続し、上記主スイッチング素子とスイッチングトランスの制御巻線間にパルス幅制御回路を接続し、上記主スイッチング素子の制御端子と入力電源の一方との間に上記起動抵抗と並列に上記入力電源側がカソードとなるようにダイオードを接続し、上記スイッチングトランスの２次側巻線に整流平滑回路を介して負荷を接続した構成である。
【００１３】
この構成とすることにより、少ない構成部品で入力起動時や低電圧入力時におけるスイッチング動作の最適化を図り、高速動作、高効率安定動作を実現することが可能となる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、入力電源にスイッチングトランスの１次側巻線と主スイッチング素子の直列回路を接続するとともに起動抵抗と抵抗の直列回路を接続し、この起動抵抗と抵抗の接続点を主スイッチング素子の制御端子に接続し、上記主スイッチング素子とスイッチングトランスの制御巻線間にパルス幅制御回路を接続し、上記主スイッチング素子の制御端子と入力電源の一方との間に上記起動抵抗と並列に上記入力電源側がカソードとなるようにダイオードを接続し、上記スイッチングトランスの２次側巻線に整流平滑回路を介して負荷を接続した構成であり、少ない構成部品で安定した信頼性の高いものを実現することができる。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、パルス幅制御回路として主スイッチング素子の制御端子に接続されるトランジスタのコレクタと制御巻線の一端の間に抵抗とコンデンサの直列回路を接続し、トランジスタのベースと制御巻線の一端との間に抵抗を接続し、さらにトランジスタのベースとエミッタ間にタイミングコンデンサを接続して構成したものであり、スイッチングのオンパルス幅を入力電源の状況に応じて制御することができる。
【００１６】
請求項３に記載の発明は、スイッチングトランスの１次側巻線に並列に共振用コンデンサを接続した構成であり、スイッチングトランスの１次側巻線の逆励磁電流を入力電源に帰還させて動作させることができ高効率、大容量を実現することができる。
【００１７】
請求項４に記載の発明は、スイッチングトランスの２次側を小型携帯機器に組込んだ構成であり、非接触式の充電が行える電源装置とすることができる。
【００１８】
以下、本発明の電源装置の一実施の形態について図面を用いて説明する。図１は本発明の一実施の形態の電気的回路図、図２は同動作波形図である。
【００１９】
図１において２０は入力電源電圧Ｖ_ＤＤを供給する入力電源で、この入力電源２０は別の電源トランスを介して整流平滑された低電圧のＤＣ電圧、自動車の１２ＶのＤＣ電圧または商用交流電源１００Ｖを直流電圧に変換したいずれかで構成される。
【００２０】
この入力電源２０にはスイッチングトランス２１の１次側巻線２２と主スイッチング素子２３の直列回路と、起動抵抗２４と抵抗２５の直列回路がそれぞれ並列に接続されている。この起動抵抗２４と抵抗２５の接続点は上記主スイッチング素子２３の制御端子に接続され、主スイッチング素子２３の制御端子と入力電源２０の一方との間には起動抵抗２４と並列となるようにカソード側が入力電源側になるようにダイオード２６が接続されている。
【００２１】
また、スイッチングトランス２１の１次側巻線２２には並列に共振用コンデンサ２７が接続され、このスイッチングトランス２１の制御巻線２８と主スイッチング素子２３との間にはパルス幅制御回路２９が接続されている。
【００２２】
このパルス幅制御回路２９は、コレクタを主スイッチング素子２３の制御端子に接続したトランジスタ３０と、このトランジスタ３０のコレクタと制御巻線２８の一端との間に接続された抵抗３１とコンデンサ３２の直列回路と、トランジスタ３０のベースと制御巻線２８の一端間に接続された抵抗３３と、トランジスタ３０のベースとエミッタ間に接続されたタイミングコンデンサ３４によって構成されている。
【００２３】
また、スイッチングトランス２１の２次側巻線３５には共振用コンデンサ３６が並列に接続され、整流用のダイオード３７と平滑用のコンデンサ３８からなる整流平滑回路を介して負荷３９が接続されている。
【００２４】
上記のような構成でその動作について説明すると、入力電源２０から入力電源電圧Ｖ_ＤＤが供給されると起動抵抗２４を介して主スイッチング素子２３が順バイアスされてオン状態となり、スイッチングトランス２１の１次側巻線２２に電圧が誘起される。
【００２５】
これと同時にスイッチングトランス２１の制御巻線２８にスイッチングトランス２１の１次側巻線２２との巻線比分の電圧が発生し、抵抗３１とコンデンサ３２を介して主スイッチング素子２３のゲートにさらにバイアスを与え、主スイッチング素子２３は正帰還によりオン状態を継続する。
【００２６】
さらに、スイッチングトランス２１の制御巻線２８からの誘導電圧により抵抗３３を介してタイミングコンデンサ３４が充電される。トランジスタ３０は上記タイミングコンデンサ３４の充電電圧がしきい値に達したときに急激にオンし、主スイッチング素子２３を急速にターンオフさせる。
【００２７】
この繰返しによりスイッチング動作を継続してスイッチングトランス２１の２次側巻線３５に電圧を誘起させ、整流平滑回路で整流平滑して負荷３９に直流電圧を供給する。
【００２８】
図２は上記本発明の電源装置の入力オフ時における入力電源電圧Ｖ_ＤＤと主スイッチング素子２３の制御端子電圧Ｖ_ＧＳおよび主スイッチング素子２３に流れる電流Ｉ_Ｄを時間軸により示したものである。
【００２９】
本発明においては、入力電源電圧Ｖ_ＤＤの低下時主スイッチング素子２３のゲート電圧が入力電源電圧Ｖ_ＤＤより高くなった時にダイオード２６を介して主スイッチング素子２３のゲート電荷を急激に引抜くように動作する。このとき、主スイッチング素子２３の制御端子電圧Ｖ_ＧＳのパルス幅を制限し、瞬時に主スイッチング素子２３に流れる電流Ｉ_Ｄを制限し、主スイッチング素子２３に過大電流が流れるのを防ぎ回路の安定動作を図る。
【００３０】
ここで具体例を用いて説明すると、例えば入力電源２０の電圧Ｖ_ＤＤは、車載あるいは商用電源トランスから電圧変換されたＤＣ１２Ｖとする。また、主スイッチング素子２３の制御端子電圧Ｖ_ＧＳは主スイッチング素子２３を駆動する十分な電圧として７〜１０Ｖ程度に設定する。ここで、入力電源２０をオフし、入力電源電圧Ｖ_ＤＤが主スイッチング素子２３の制御端子電圧Ｖ_ＧＳより低下し、
Ｖ_ＧＳ−Ｖ_ＤＤ＞ダイオード２６の順電圧Ｖ_Ｆ
となったとき、すなわち
Ｖ_ＧＳ（７Ｖ）−Ｖ_ＤＤ（６．３Ｖ）＞Ｖ_Ｆ（０．６Ｖ）
のときダイオード２６を介し、主スイッチング素子２３の制御端子電圧を入力電源２０へ引抜くよう制御する。
【００３１】
このとき、主スイッチング素子２３のオンパルス幅は制限され、電流Ｉ_Ｄの上昇が抑えられるものである。
【００３２】
上記により、主スイッチング素子２３へのストレスを軽減し、最適なスイッチング動作を得るとともに、入力ダイナミックレンジを広げ、ワイド入力対応を可能とするものである。
【００３３】
また、スイッチングトランス２１の１次側巻線２２間に比較的高容量、低インピーダンスの共振用コンデンサ２７を付加することにより、コンバータを電圧共振モードにより動作させるものである。基本動作は上記と同様であるが、このコンバータ部の動作詳細について説明すると、主スイッチング素子２３がオフすると、スイッチングトランス２１の１次側巻線２２とコンデンサ２７が並列共振し、この間に発生する電圧が入力電源電圧Ｖ_ＤＤより高くなると、主スイッチング素子２３のソース〜ドレイン間のダイオード２６を介しスイッチングトランス２１の励磁電流は入力電源２０に帰還（回生）される。
【００３４】
この動作は、１次回生電圧共振コンバータとも呼ばれ、特にスイッチングトランス２１の２次側巻線３５がないときにスイッチングトランス２１の１次側巻線２２に励磁されたエネルギーを１次側に回生し再利用することにより、損失のあるスナバ回路を必要とせず、高効率、ハイパワーを実現するものである。用途としては、１次側と２次側が完全に分離、絶縁された非接触型の電源装置等に適したものである。
【００３５】
なお、上記構成において、２次側を全て小型携帯用機器内に組込み、電気エネルギーが不足したときに上記スイッチングトランス２１の１次側巻線２２に対応するように設置することにより上述の非接触型の充電用の電源装置とすることができる。
【００３６】
【発明の効果】
以上のように本発明により、極めて簡単で少ない部品構成により、入力起動時や低電圧入力時におけるスイッチング動作の最適化を図ることができ、小型で高効率、高速動作で信頼性の高い電源装置を実現できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源装置の一実施の形態における電気的回路図
【図２】同動作波形図
【図３】従来例における電源装置の電気的回路図
【図４】同動作波形図
【符号の説明】
２０入力電源（ＤＣ電圧）
２１スイッチングトランス
２２１次側巻線
２３主スイッチング素子
２４起動抵抗
２５抵抗
２６ダイオード
２７共振用コンデンサ
２８制御巻線
２９パルス幅制御回路
３０トランジスタ
３１抵抗
３２コンデンサ
３３抵抗
３４タイミングコンデンサ
３５２次側巻線
３６共振用コンデンサ
３７ダイオード
３８コンデンサ
３９負荷[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device used for a cordless telephone, a portable telephone, and a small portable device such as a PHS and a PDA.
[0002]
[Prior art]
In recent years, a self-excited capacitor timing type power supply device is often used as a power supply device for a small portable device having relatively low power. This capacitor timing method is particularly effective in reducing switching loss at the time of turn-off, and facilitates high power supply efficiency with a simple circuit.
[0003]
FIG. 3 shows a conventional power supply device of this type, and its configuration will be described. A series circuit of a primary winding 3 of a switching transformer 2 and a main switching element 4 is connected to a DC input power supply 1 and a series circuit of a starting resistor 5 and a resistor 6 is connected. The control terminal of the main switching element 4 is connected to the connection point, and a pulse width control circuit 12 including a transistor 7, a resistor 8, a capacitor 9, a resistor 10, and a timing capacitor 11 is connected. The control winding 13 of the switching transformer 2 is connected to the pulse width control circuit 12.
[0004]
A resonance capacitor 14 is connected to the primary winding 3 of the switching transformer 2 in parallel, and a resonance capacitor 16 is connected to the secondary winding 15 of the switching transformer 2. A load 19 is connected via a rectifying and smoothing circuit 18.
[0005]
The operation in the above configuration will be described. When a bias is applied from the input power supply 1 to the control terminal of the main switching element 4 via the starting resistor 5, the main switching element 4 starts conducting and the primary winding of the switching transformer 2 is turned on. A voltage is induced on the line 3, giving the switching element 4 a further forward bias, and the ON state is continued.
[0006]
At this time, charging of the timing capacitor 11 starts during the ON period of switching by a series circuit of the resistor 10 and the timing capacitor 11 provided between the control windings 13 of the switching transformer 2. When the charging voltage of the timing capacitor 11 reaches the VBE threshold voltage of the transistor 7, the transistor turns on and the main switching element 4 turns off. When the main switching element 4 is turned off, the energy stored in the switching transformer 2 is discharged to the secondary side, rectified by the rectifying and smoothing circuit, and output to the load 19. When the transmission to the secondary side is completed, the voltage of the switching transformer 2 is inverted, and the main switching element 4 is forward-biased and turned on again. The switching operation is performed by repeating this operation.
[0007]
As described above, the ON period pulse is determined based on the charging time of the timing capacitor 11, and the switching operation is performed. Since this capacitor timing method can be configured with a small number of parts, can achieve high efficiency, and can be realized at low cost, it has become a mainstream power supply device in low-cost, small-output, small-sized portable equipment.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional configuration, as shown in FIG. 4, since the capacitor timing is controlled by the primary side without feedback from the secondary side, the timing capacitor 11 is charged when the input power supply voltage _VDD is low. Takes a long time, the threshold voltage of the transistor 7 is not reached, and the on-period of switching becomes longer or the transistor does not turn off while the on-period continues. That is, the control becomes impossible, and the on-current _{ID of the} triangular wave flowing through the main switching element 4 continues to increase.
[0009]
At this time, the switching transformer 2 eventually reaches saturation, an excessive stress is applied to the main switching element 4, and at the worst, the main switching element 4 is destroyed.
[0010]
In order to prevent this, some control function and protection function are usually required in the peripheral portion, which is complicated, increases the number of parts, and increases the cost. In particular, at the time of input transition or low voltage input, the above problem becomes remarkable and high-speed operation and high-precision characteristics are required. We had to be careful.
[0011]
The present invention eliminates the above-mentioned disadvantages of the prior art, optimizes the switching operation at the time of input startup or low-voltage input with a small number of components, and is a compact, highly reliable power supply capable of high-speed and high-speed operation. It is intended to provide a device.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, a power supply device according to the present invention includes connecting a series circuit of a primary winding of a switching transformer and a main switching element to an input power supply and connecting a series circuit of a starting resistor and a resistor. And a connection point of the resistor to the control terminal of the main switching element, a pulse width control circuit is connected between the main switching element and the control winding of the switching transformer, and the control terminal of the main switching element and one of the input power supply A diode is connected in parallel with the starting resistor so that the input power supply side becomes a cathode, and a load is connected to a secondary winding of the switching transformer via a rectifying and smoothing circuit.
[0013]
With this configuration, it is possible to optimize the switching operation at the time of input startup or low-voltage input with a small number of components, thereby realizing high-speed operation and high-efficiency stable operation.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
According to a first aspect of the present invention, a series circuit of a primary winding of a switching transformer and a main switching element is connected to an input power supply, and a series circuit of a starting resistor and a resistor is connected. Is connected to the control terminal of the main switching element, a pulse width control circuit is connected between the main switching element and the control winding of the switching transformer, and the control point of the main switching element is connected to one of the input power supplies. A diode is connected in parallel with the starting resistor so that the input power supply side is a cathode, and a load is connected to a secondary winding of the switching transformer via a rectifying and smoothing circuit, and the number of components is stable. A highly reliable product can be realized.
[0015]
According to a second aspect of the present invention, as a pulse width control circuit, a series circuit of a resistor and a capacitor is connected between the collector of the transistor connected to the control terminal of the main switching element and one end of the control winding, and the base of the transistor is connected to the base of the transistor. A resistor is connected between one end of the control winding and a timing capacitor is connected between the base and emitter of the transistor.The on-pulse width of switching can be controlled according to the input power supply condition. it can.
[0016]
According to a third aspect of the present invention, a resonance capacitor is connected in parallel with the primary winding of the switching transformer, and the operation is performed by returning the reverse excitation current of the primary winding of the switching transformer to the input power supply. High efficiency and large capacity can be realized.
[0017]
The invention described in claim 4 has a configuration in which the secondary side of the switching transformer is incorporated in a small portable device, and can be a power supply device capable of non-contact charging.
[0018]
Hereinafter, an embodiment of a power supply device of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is an electric circuit diagram of an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is an operation waveform diagram of the embodiment.
[0019]
In FIG. 1, reference numeral 20 denotes an input power supply for supplying an input power supply voltage _VDD . The input power supply 20 is a low-voltage DC voltage rectified and smoothed via another power supply transformer, a 12-V DC voltage of a vehicle, or a 100-V commercial AC power supply. Is converted to a DC voltage.
[0020]
A series circuit of a primary winding 22 of a switching transformer 21 and a main switching element 23 and a series circuit of a starting resistor 24 and a resistor 25 are connected to the input power supply 20 in parallel. The connection point between the starting resistor 24 and the resistor 25 is connected to the control terminal of the main switching element 23, and the connection between the control terminal of the main switching element 23 and one of the input power supplies 20 is parallel to the starting resistor 24. The diode 26 is connected so that the cathode side is the input power supply side .
[0021]
A resonance capacitor 27 is connected in parallel to the primary winding 22 of the switching transformer 21, and a pulse width control circuit 29 is connected between the control winding 28 of the switching transformer 21 and the main switching element 23. Have been.
[0022]
The pulse width control circuit 29 includes a transistor 30 having a collector connected to the control terminal of the main switching element 23, and a series connection of a resistor 31 and a capacitor 32 connected between the collector of the transistor 30 and one end of the control winding 28. It comprises a circuit, a resistor 33 connected between the base of the transistor 30 and one end of the control winding 28, and a timing capacitor 34 connected between the base and the emitter of the transistor 30.
[0023]
A resonance capacitor 36 is connected in parallel to the secondary winding 35 of the switching transformer 21, and a load 39 is connected to the secondary winding 35 via a rectifying and smoothing circuit including a rectifying diode 37 and a smoothing capacitor 38. .
[0024]
The operation will be described in the above configuration. When the input power supply voltage _VDD is supplied from the input power supply 20, the main switching element 23 is forward-biased via the starting resistor 24 and is turned on. A voltage is induced in the secondary winding 22.
[0025]
At the same time, a voltage corresponding to the turn ratio of the primary winding 22 of the switching transformer 21 is generated in the control winding 28 of the switching transformer 21, and the bias is further applied to the gate of the main switching element 23 via the resistor 31 and the capacitor 32. And the main switching element 23 keeps the ON state by positive feedback.
[0026]
Further, the timing capacitor 34 is charged via the resistor 33 by the induced voltage from the control winding 28 of the switching transformer 21. The transistor 30 turns on rapidly when the charging voltage of the timing capacitor 34 reaches a threshold value, and turns off the main switching element 23 rapidly.
[0027]
By repeating this switching operation, a voltage is induced in the secondary winding 35 of the switching transformer 21 and rectified and smoothed by the rectifying and smoothing circuit to supply a DC voltage to the load 39.
[0028]
FIG. 2 shows the input power supply voltage V _DD , the control terminal voltage V _GS of the main switching element 23, and the current _ID flowing through the main switching element 23 when the input of the power supply device of the present invention is turned off, on a time axis.
[0029]
In the present invention, when the gate voltage of the main switching element 23 becomes higher than the input power supply voltage V _DD when the input power supply voltage V _DD decreases, the gate charge of the main switching element 23 is rapidly extracted via the diode 26. Operate. At this time, the pulse width of the control terminal voltage V _GS of the main switching element 23 is limited, the current _ID that instantaneously flows through the main switching element 23 is limited, and an excessive current is prevented from flowing through the main switching element 23 to stabilize the circuit. Work.
[0030]
Here, a description will be given using a specific example. For example, the voltage _VDD of the input power supply 20 is 12 V DC converted from a vehicle-mounted or commercial power transformer. Further, the control terminal voltage V _GS of the main switching element 23 is set to about 7 to 10 V as a sufficient voltage for driving the main switching element 23. Here, the input power supply 20 is turned off, and the input power supply voltage V _DD falls below the control terminal voltage V _GS of the main switching element 23,
Forward voltage _{V F} of the V _GS -V _DD> diode 26
, Ie, V _GS (7V) −V _DD (6.3V)> V _F (0.6V)
At this time, control is performed such that the control terminal voltage of the main switching element 23 is pulled out to the input power supply 20 via the diode 26.
[0031]
At this time, the ON pulse width of the main switching element 23 is limited, and the rise of the current _ID is suppressed.
[0032]
As described above, stress on the main switching element 23 is reduced, an optimum switching operation is obtained, an input dynamic range is widened, and a wide input can be supported.
[0033]
Further, by adding a relatively high-capacity, low-impedance resonance capacitor 27 between the primary windings 22 of the switching transformer 21, the converter is operated in the voltage resonance mode. The basic operation is the same as described above, but the operation of the converter will be described in detail. When the main switching element 23 is turned off, the primary winding 22 of the switching transformer 21 and the capacitor 27 resonate in parallel, and occur during this period. When the voltage becomes higher than the input power supply voltage _VDD, the exciting current of the switching transformer 21 is fed back (regenerated) to the input power supply 20 via the diode 26 between the source and the drain of the main switching element 23.
[0034]
This operation is also called a first-generation raw voltage resonance converter, and particularly when there is no secondary winding 35 of the switching transformer 21, the energy excited in the primary winding 22 of the switching transformer 21 is regenerated to the primary side. By reusing it, high efficiency and high power can be realized without the need for a lossy snubber circuit. It is suitable for a non-contact type power supply device in which the primary side and the secondary side are completely separated and insulated.
[0035]
In the above configuration, the secondary side is entirely incorporated in a small portable device, and is installed so as to correspond to the primary side winding 22 of the switching transformer 21 when electric energy is insufficient. It can be a power supply device for charging of a type.
[0036]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to optimize the switching operation at the time of input start-up or low-voltage input with an extremely simple and small component configuration, and to achieve a compact, highly efficient, high-speed and highly reliable power supply device. Can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram of a power supply device according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 is an operation waveform diagram of the same. FIG. 3 is an electric circuit diagram of a power supply device of a conventional example. Explanation of code]
20 Input power (DC voltage)
Reference Signs List 21 switching transformer 22 primary winding 23 main switching element 24 starting resistor 25 resistor 26 diode 27 resonance capacitor 28 control winding 29 pulse width control circuit 30 transistor 31 resistor 32 capacitor 33 resistor 34 timing capacitor 35 secondary winding 36 Capacitor for resonance 37 Diode 38 Capacitor 39 Load

Claims

Connect the series circuit of the primary winding of the switching transformer and the main switching element to the input power supply, connect the series circuit of the starting resistor and the resistor, and connect the connection point of the starting resistor and the resistor to the control terminal of the main switching element. A pulse width control circuit is connected between the main switching element and a control winding of the switching transformer, and the input power supply side is connected in parallel with the starting resistor between the control terminal of the main switching element and one of the input power supplies. And a load connected to the secondary winding of the switching transformer via a rectifying / smoothing circuit.

A series circuit of a resistor and a capacitor is connected between the collector of the transistor connected to the control terminal of the main switching element and one end of the control winding as a pulse width control circuit, and between the base of the transistor and one end of the control winding. 2. The power supply device according to claim 1, wherein a resistor is connected, and a timing capacitor is connected between a base and an emitter of the transistor.

The power supply device according to claim 1, wherein a resonance capacitor is connected in parallel with a primary winding of the switching transformer.

The power supply device according to claim 1, wherein a secondary side of the switching transformer is incorporated in a small portable device.