JP3570259B2

JP3570259B2 - Data transmission equipment

Info

Publication number: JP3570259B2
Application number: JP33472398A
Authority: JP
Inventors: 賢治國吉; 泰史山口; 昭彦甲木
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-11-25
Filing date: 1998-11-25
Publication date: 2004-09-29
Anticipated expiration: 2018-11-25
Also published as: JP2000165303A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、少なくとも１台の給電端末と複数台の受電端末とを２線式の信号線を介して接続し、給電端末と受電端末との間で信号線を介してデータ伝送とともに電源供給を行なうデータ伝送装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、図１０に示すように、１台の給電端末１と複数台の受電端末２とを２線式の信号線３を介して接続し、信号線３を介して給電端末１と受電端末２との間でデータ伝送を行ない、受電端末２に接続した負荷ＬＤ１〜ＬＤｎを制御するデータ伝送装置が知られている。受電端末２には各種の負荷ＬＤ１〜ＬＤｎ、あるいはセンサ、スイッチなどが適宜に接続される。また、給電端末１には必要に応じてスイッチＳＷが接続される。しかして、給電端末１のスイッチＳＷや受電端末２のスイッチが操作されたり受電端末２に設けたセンサにより特定の状態が検出されると、信号線３を通して伝送される送信データにより負荷ＬＤ１〜ＬＤｎが制御される。負荷ＬＤ１〜ＬＤｎには、発光ダイオードなどを備える表示素子、複数の表示素子を配列した表示器、他の負荷への電源の入切を行なうリレーなどがある。
【０００３】
給電端末１と受電端末２との間で授受される信号を図１１に示す。図１１（ａ）は基本的な伝送手順を示しており、１フレームＦＭの信号は、給電端末１から受電端末２にデータを伝送するタイムスロットＴＳ１と、受電端末２から給電端末１にデータを伝送するタイムスロットＴＳ２とを備える。図示例は伝送制御としてポーリング・セレクティング方式を採用しており、各受電端末２に設定したアドレスを用いて給電端末１が一定規則で受電端末２を呼び出すようになっている。たとえば、簡単な方式としては、給電端末１がアドレス順にサククリックに受電端末２を呼び出す方式が採用される。給電端末１は受電端末２を呼び出したときに受電端末２に接続されたスイッチの操作状態を受け取るとともにその操作状態を記憶し、スイッチを設けた受電端末２に対してアドレスにより対応付けられている他の受電端末２を呼び出したときに、その受電端末２に設けた負荷ＬＤ（ＬＤ１〜ＬＤｎ）の制御を要求する。給電端末１から受電端末２への送信データは電圧信号で伝送され、タイムスロットＴＳ１においては図１１（ｂ）のように信号線３の線間電圧が変化する。給電端末１は信号線３に送出する電流を定電流化する機能を有し、受電端末２から給電端末１に信号を返送するタイムスロットＴＳ２においては、図１１（ｃ）のように給電端末１は信号線３に定電流を流し、このタイムスロットＴＳ２において受電端末２が信号線３の線間に低抵抗を挿入することで信号を伝送すると、受電端末２が信号線３の線間に挿入する抵抗の大きさに応じて信号線３の線間電圧が変化する。このような信号線３の線間電圧の変化によって給電端末１は受電端末２から返送された信号を受信する。
【０００４】
給電端末１には各種構成が知られているが、本発明者らは先に特願平１０−２０８２７５号において図１２に示す構成を提案した。この給電端末１は、降圧形のチョッパ回路を用いた送信回路１５を備え、送信回路１５は、スイッチング素子であるトランジスタＱ０のオンデューティを制御することによって、出力電圧を変化させるように構成されている。すなわち、直流電源である電源Ｅの両端間にトランジスタＱ０のエミッタ−コレクタとインダクタＬ０とコンデンサＣ０との直列回路を接続し、インダクタＬ０とコンデンサＣ０との直列回路に還流用のダイオードＤ０を並列接続してある。トランジスタＱ０にはｐｎｐ形のものを用い、エミッタ−ベース間に抵抗ＲＢを接続してある。電源Ｅは直流電源であることを示すために図１２では電池の記号を用いて示しているが、一般には商用電源を整流し平滑ないし安定化した直流電源を用いる。また、信号線３の線間には検出回路１６を接続してある。
【０００５】
送信回路１５では、トランジスタＱ０が高周波でオンオフされるのであって、トランジスタＱ０のオン期間にインダクタＬ０およびコンデンサＣ０を通して電流が流れ、この期間にインダクタＬ０に蓄積されたエネルギが、トランジスタＱ０のオフ期間にコンデンサＣ０およびダイオードＤ０を通して放出される。つまり、電源Ｅの電圧を降圧した電圧がコンデンサＣ０の両端電圧となり、コンデンサＣ０の両端電圧はトランジスタＱ０のオンオフの比率に応じて調節可能になる。言い換えると、トランジスタＱ０により電源Ｅを高周波で断続させ、インダクタＬ０とコンデンサＣ０とからなるチョークインプット形のローパスフィルタで高周波成分を除去していることになる。また、コンデンサＣ０の一端は検出抵抗Ｒｓを介して信号線３に接続され、他端は信号線３に直結される。この送信回路１５では、トランジスタＱ０のオンデューティを制御することによって、信号線３の線間電圧を変化させることができる。
【０００６】
タイムスロットＴＳ１において、給電端末１から受電端末２に伝送する信号は、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）を主構成とする制御回路１１からベースバンド信号である電圧制御信号Ｖｒｅｆとして出力される。電圧制御信号Ｖｒｅｆは、定電圧制御回路１２において、信号線３の線間電圧を抵抗Ｒ１０，Ｒ１１により分圧した電圧と比較され、定電圧制御回路１２からは両電圧の差に比例した電圧が出力される。定電圧制御回路１２の出力は時比率変換回路１３に入力され制御回路１１から出力される基準信号Ｖｏｓｃと比較される。基準信号Ｖｏｓｃは鋸歯状波または三角波であって、時比率変換回路１３の出力は、定電圧制御回路１２から出力される信号Ｖｒｅｆ’（送信信号に相当する）の電圧が基準信号Ｖｏｓｃの瞬時電圧よりも高い期間にＨレベルになる。したがって、定電圧制御回路１２の出力電圧の高い期間に低い期間よりもパルス幅の広くなる矩形波信号が出力される。この矩形波信号の周波数は基準信号Ｖｏｓｃの周波数ｆｓｗと一致する。
【０００７】
時比率変換回路１３から出力された矩形波信号は駆動回路１４を通してトランジスタＱ０に与えられ、矩形波信号によりトランジスタＱ０がオンオフされる。つまり、トランジスタＱ０のスイッチング周波数ｆｓｗは基準信号Ｖｏｓｃの周波数によって決まり、オンデューティは信号Ｖｒｅｆ’に応じて決定されることになる。
【０００８】
送信回路１５では、トランジスタＱ０のオン期間が長いほどコンデンサＣ０に蓄積される電荷が多くなり、コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｏを上昇させることができる。そこで、信号Ｖｒｅｆ’の電圧値が高くなればトランジスタＱ０のオン期間を長くし、電圧値が低くなればトランジスタＱ０のオン期間を短くするように制御する。この制御によって、コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｏつまり信号線３の線間電圧は、信号Ｖｒｅｆ’の差がほぼ一定に保たれるようにフィードバック制御され、直流電圧にベースバンド信号を重畳した形の電圧信号を信号線３に送出することができる。
【０００９】
一方、受電端末２は、給電端末１から信号線３に送出された電圧信号を、コンデンサＣ２１を通して直流電源から分離しコンパレータ２２に入力する。コンデンサＣ２１を通して信号線３から受け取った電圧信号をコンパレータ２２で適宜の閾値Ｖｔと比較すれば、閾値Ｖｔ以上のレベルの信号を波形整形して給電端末１からの送信データを再生することができる。こうしてコンパレータ２２で再生された送信データをマイコンを主構成とする制御回路２１に入力すれば、給電端末１からの送信データを処理することができる。また、給電端末１に返送する返信データは、信号送信回路２３を通して信号線３に送出される。信号送信回路２３はたとえばトランジスタと低抵抗との直列回路を信号線３の線間に挿入する構成を有し、制御回路２１で発生するデジタル信号である返信データに応じてトランジスタをオンオフさせることにより、信号線３に流れる電流を変化させるように構成されている。制御回路２１にはスイッチＳＷや負荷ＬＤ（図示例では発光ダイオード）が接続され、給電端末１からのデータにより負荷がオンオフされたり、スイッチＳＷの操作情報を給電端末１に返送したりする。
【００１０】
さらに、受電端末２の内部電源は、信号線３を通して給電端末１から伝送される電圧信号をインダクタＬ２１を通して分離し、電源回路２４に入力することにより得られる。この電源回路２４は信号線３に印加されている電圧を降圧し安定化して受電端末２の内部回路に供給する。また、電源回路２４の出力はスイッチＳＷの操作状態の検出や負荷ＬＤの制御にも用いられる。ただし、電流容量の大きい負荷を制御する場合には、受電端末２の負荷ＬＤとしてリレーを用い、このリレーの２次側に接続した電流容量の大きい負荷に対して別電源から電源を供給すればよい。このような形で用いるときには、リレーの１次側には電源回路２４から給電される。
【００１１】
給電端末１が受電端末２からの返信データを受信する際には、上述のように信号線３に定電流を流しておき、受電端末２において信号線３の線間に低抵抗が挿入されたか否かを信号線３の線間の電圧変化により検出する。この電圧変化は検出回路１６を用いて検出され、給電端末１の制御回路１１では検出回路１６の出力によって受電端末２からの返信データを受信する。このように、タイムスロットＴＳ２においては、信号線３に定電流を流す必要があるから、定電流制御回路１７においてコンデンサＣ０と信号線３との間に挿入した検出抵抗Ｒｓの両端電圧と制御回路１１から出力される電流制御信号Ｉｒｅｆとの差に比例した電圧を求め、定電流制御回路１７の出力を時比率変換回路１３に入力する。この構成によって、信号線３に流れる電流は電流制御信号Ｉｒｅｆにより設定された定電流を保つようにフィードバック制御される。なお、電流制御信号Ｉｒｅｆは電流値設定部１８により設定可能になっている。
【００１２】
上述のように、給電端末１から受電端末２へ信号線３を通して伝送される信号は、制御回路１１から出力される電圧制御信号Ｖｒｅｆとほぼ同波形の矩形波状の信号であって、トランジスタＱ０を高周波でオンオフさせながらも、トランジスタＱ０のオンオフの周波数よりも低い矩形波状の信号を信号線３に送出するために、インダクタＬ０とコンデンサ０とからなるローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｌｐと、トランジスタＱ０のスイッチング周波数（つまり、制御回路１１から出力される基準信号Ｖｏｓｃの周波数）ｆｓｗと、信号線３に送出される電圧信号の周波数（つまり、電圧制御信号Ｖｒｅｆの周波数）ｆｓｉｇとは、ｆｓｉｇ＜ｆｌｐ＜ｆｓｗの関係になるように設定される。要するに、トランジスタＱ０のスイッチングによる高周波成分をローパスフィルタで除去するために、ｆｌｐ＜ｆｓｗの関係とし、かつ信号線３を伝送される電圧信号がローパスフィルタを通過するように、ｆｓｉｇ＜ｆｌｐの関係としている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上記説明から明らかなように、基準信号Ｖｏｓｃの周波数ｆｓｗは電圧信号の周波数ｆｓｉｇよりも高く設定することが必要である。その一方でデータ伝送速度を高めようとすれば、伝送すべき情報であるベースバンド信号の周波数、つまり電圧信号の周波数ｆｓｉｇを高める必要があり、電圧信号の周波数ｆｓｉｇが高くなるのに伴って基準信号Ｖｏｓｃの周波数ｆｓｗも高くしなければならない。その結果、トランジスタＱ０のスイッチング周波数が高くなり、スイッチング損失が増加して電源供給効率が低下することがある。また、スイッチング損失の増加に伴って外部に漏洩するノイズが増加するから、ノイズ対策も必要になる。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、２線式の信号線を介して給電端末から受電端末へのデータの伝送とともに電源の供給を可能とし、しかも電力の供給効率が高いのはもちろんのこと、送信回路のスイッチング周波数を高めることなくデータ伝送速度を従来より高めることを可能してスイッチング損失やノイズの増加を抑制しながらもデータ伝送速度を高めることができるようにしたデータ伝送装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、２線式の信号線を介して給電端末と受電端末とを接続し、直流電圧に送信データを重畳した伝送信号を送信期間において給電端末から信号線に送出し、給電端末から信号線に直流を供給している受信期間において受電端末で信号線の線間のインピーダンスを変化させることにより受電端末から給電端末に返信データを伝送するデータ伝送装置において、給電端末は、前記送信期間に前記送信データを構成する２値の送信信号を発生する制御回路と、スイッチング素子を備え直流電源を入力電源としスイッチング素子のオンデューティに応じて変化する出力電圧を信号線の線間に印加するＤＣ−ＤＣコンバータよりなる送信回路とを備え、前記送信回路は、通過インピーダンスを前記送信信号の信号値に応じて変化させるローパスフィルタをスイッチング素子と信号線との間に備えるものである。
【００１６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記ローパスフィルタが、スイッチング素子と信号線との間に挿入されたインダクタと、信号線の線間に挿入された第１のコンデンサと、第１のコンデンサに並列接続された第２のコンデンサおよびスイッチ要素の直列回路とからなり、前記送信信号によりスイッチ要素がオンオフされるものである。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記ローパスフィルタが、スイッチング素子と信号線との間に挿入された第１および第２のインダクタの直列回路と、第２のインダクタに並列接続されたスイッチ要素と、信号線の線間に挿入されたコンデンサとからなり、前記送信信号によりスイッチ要素がオンオフされるものである。
【００１８】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記ローパスフィルタが、スイッチング素子と信号線との間に挿入された第１のインダクタと、信号線の線間に挿入されたコンデンサおよび第２のインダクタの直列回路と、第２のインダクタに並列接続されたスイッチ要素とからなり、前記送信信号によりスイッチ要素がオンオフされるものである。
【００１９】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記ローパスフィルタが、スイッチング素子と信号線との間に挿入されたインダクタと、信号線の線間に挿入されたコンデンサおよび抵抗の直列回路と、抵抗に並列接続されたスイッチ要素とからなり、前記送信信号によりスイッチ要素がオンオフされるものである。
【００２０】
請求項６の発明は、２線式の信号線を介して給電端末と受電端末とを接続し、直流電圧に送信データを重畳した伝送信号を送信期間において給電端末から信号線に送出し、給電端末から信号線に直流を供給している受信期間において受電端末で信号線の線間のインピーダンスを変化させることにより受電端末から給電端末に返信データを伝送するデータ伝送装置において、給電端末は、前記送信期間に前記送信データを構成する２値の送信信号を発生する制御回路と、スイッチング素子を備え直流電源を入力電源としスイッチング素子のオンデューティに応じて変化する出力電圧を信号線の線間に印加するＤＣ−ＤＣコンバータよりなる送信回路と、スイッチング素子のスイッチング周波数を前記送信信号の信号値に応じて切り換える周波数変換回路とを備えるものである。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、前記送信回路の出力電圧と前記制御回路から出力される電圧制御信号の信号値との差を検出する定電圧制御回路と、定電圧制御回路の出力により送信回路の出力電圧と電圧制御信号の信号値との差を一定に保つ方向に前記スイッチング素子のオンデューティを制御する時比率変換回路とを備えるものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
従来構成では給電端末１から受電端末２に対して矩形波状の電圧信号を用いてデータを伝送していたが、本実施形態では矩形波状の電圧信号に代えてリプルを含む信号を伝送信号として用い、信号値を表すためにリプルの量を用いている。すなわち、図１に示すように、本実施形態の基本構成は図１２に示した従来構成と同様であるが、定電圧制御回路１２は設けず、またコンデンサＣ０に代えて、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２とスイッチ要素ＳＷ１とからなる容量可変回路Ｃｖを設けている。コンデンサＣ２はスイッチ要素ＳＷ１に直列接続され、コンデンサＣ２とスイッチ要素ＳＷ１との直列回路はコンデンサＣ１に並列接続されている。したがって、スイッチ要素ＳＷ１がオフであれば容量可変回路Ｃｖの容量はコンデンサＣ１のみの容量になり、スイッチ要素ＳＷ１がオンであれば容量可変回路Ｃｖの容量はコンデンサＣ１とコンデンサＣ２との並列回路の合成容量になる。
【００２３】
また、従来構成では、電圧制御信号Ｖｒｅｆに基づいて信号線３に送出する電圧信号を生成していたが、本実施形態では制御回路１１から送信信号Ｖｓｉｇを出力し、この送信信号によってスイッチ要素ＳＷ１をオンオフさせることによって、信号線３に送出する伝送信号を生成している。
【００２４】
さらに具体的に説明する。本実施形態の送信回路１５は、降圧形のチョッパ回路であって、直流電源である電源Ｅの両端間にトランジスタＱ０のエミッタ−コレクタとインダクタＬ０と容量可変回路Ｃｖとの直列回路を接続し、インダクタＬ０と容量可変回路Ｃｖとの直列回路に還流用のダイオードＤ０を並列接続してある。トランジスタＱ０にはｐｎｐ形のものを用い、エミッタ−ベース間に抵抗ＲＢを接続してある。電源Ｅには商用電源を整流し平滑ないし安定化した直流電源を用いる。
【００２５】
送信回路１５ではトランジスタＱ０が高周波でオンオフされ、トランジスタＱ０のオン期間にインダクタＬ０および容量可変回路Ｃｖを通して電流が流れ、この期間にインダクタＬ０に蓄積されたエネルギが、トランジスタＱ０のオフ期間に容量可変回路ＣｖおよびダイオードＤ０を通して放出される。また、容量可変回路Ｃｖの一端は検出抵抗Ｒｓを介して信号線３に接続されており、トランジスタＱ０のオンデューティを制御することによって、信号線３に流れる電流を変化させることが可能になっている。
【００２６】
ここに、インダクタＬ０と容量可変回路Ｃｖとはチョークインプット型のローパスフィルタを構成しており、容量可変回路Ｃｖは送信信号ＶｓｉｇがＨレベルのときにＬレベルのときよりも容量が大きくなるから、ローパスフィルタのカットオフ周波数は、送信信号ＶｓｉｇがＨレベルになったときのほうがＬレベルになったときよりも低くなる。つまり、トランジスタＱ０のスイッチング周波数ｆｓｗはローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｌｐに対して、ｆｌｐ＜ｆｓｗの関係に設定されるから、トランジスタＱ０のスイッチングによって信号線３に送出されるリプルは、図２（ｄ）のように、送信信号Ｖｓｉｇ（図２（ｂ）参照）がＨレベルとなるときのほうがＬレベルとなるときよりも少なくなる。つまり、受電端末２ではリプルの大きさをコンパレータ２２により検出することによって給電端末１からの送信信号Ｖｓｉｇを復調し、データの内容を解析することが可能になる。
【００２７】
また、リプルの大きさによって送信信号Ｖｓｉｇを伝送するから、ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｌｐと、トランジスタＱ０のスイッチング周波数ｆｓｗと、送信信号Ｖｓｉｇの周波数ｆｓｉｇとを、ｆｌｐ＜ｆｓｉｇ≦ｆｓｗの関係に設定することが可能であり、データ伝送速度を高めるために送信信号Ｖｓｉｇの周波数ｆｓｉｇを従来構成より高く設定したとしても、トランジスタＱ０のスイッチング周波数ｆｓｗを高くする必要がなく、単にｆｌｐ＜ｆｓｗの関係が維持されていればよいことになる。
【００２８】
すなわち、制御回路１１は送信信号Ｖｓｉｇとして、図２（ｂ）のようなベースバンド信号（２値信号）を出力する。送信信号Ｖｓｉｇは送信期間Ｔａにおいて容量可変回路Ｃｖのスイッチ要素ＳＷ１のオンオフに用いられる。
【００２９】
また、受電端末２からの返信データの受信期間Ｔｂには、３個の演算増幅ＯＰ１〜ＯＰ３を用いた定電流制御回路１７により信号線３に流れる電流を定電流化する動作に移行する。信号線３に流れる電流を定電流制御回路１７により定電流化するのは受電端末２からの返信データの受信時だけではなく、給電端末１から送信信号が送出される期間を除いては全期間にわたって定電流化を行なう。信号線３を流れる電流は、容量可変回路Ｃｖと信号線３との間に挿入した検出抵抗Ｒｓの両端電圧に比例するから、この両端電圧を定電流制御回路１７に入力してトランジスタＱ０のオンオフを制御することにより信号線３に流れる電流を定電流化する。定電流化に際しては、検出抵抗Ｒｓの両端電圧が上昇すれば、容量可変回路Ｃｖの蓄積電荷量を減少させるようにトランジスタＱ０のオン期間を短くし、検出抵抗Ｒｓの両端電圧が低下すれば、容量可変回路Ｃｖの蓄積電荷量を増加させるようにトランジスタＱ０のオン期間を長くする。
【００３０】
さらに具体的に説明する。定電流制御回路１７は、演算増幅器ＯＰ１，ＯＰ３を用いた増幅器と、演算増幅器ＯＰ２を用いて検出抵抗Ｒｓの両端電圧と制御回路１１からの電流制御信号Ｉｒｅｆとを比較する比較器とを備える。比較器はツェナーダイオードＤｚとダイオードＤ１との直列回路を出力端と反転入力端との間に接続してあり、出力値の上限を制限するリミッタとしても機能する。
【００３１】
定電流制御回路１７は時比率変換回路１３に出力Ｖｒｅｆ’を与えており、制御回路１１は図２（ａ）のような一定周波数の鋸歯状波である基準信号Ｖｏｓｃを出力している。時比率変換回路１３では、基準信号Ｖｏｓｃと定電流制御回路１７の出力値とを比較し、定電流制御回路１３の出力値が基準信号Ｖｏｓｃの瞬時電圧よりも高い期間に出力をＨレベルにする。したがって、定電流制御回路１３の出力値の高い期間に低い期間よりもパルス幅の広くなる矩形波信号が時比率変換回路１４から出力される。この矩形波信号の周波数は基準信号Ｖｏｓｃの周波数ｆｓｗと一致するのは言うまでもない。なお、上述の例では基準信号Ｖｏｓｃを鋸歯状波としているが基準信号Ｖｏｓｃを三角波としても同様である。
【００３２】
この矩形波信号は駆動回路１４を通してトランジスタＱ０に与えられ、矩形波信号によりトランジスタＱ０がオンオフされる。つまり、トランジスタＱ０のスイッチング周波数ｆｓｗは基準信号Ｖｏｓｃの周波数によって決まり、オンデューティは定電流制御回路１７の出力Ｖｒｅｆ’に応じて決定されることになる。
【００３３】
以上の構成によって、定電流制御回路１７では、信号線３に流れる電流が増加して検出抵抗Ｒｓの両端電圧が上昇すると、容量可変回路Ｃｖの蓄積電荷量を低減するようにトランジスタＱ０のオン期間を短くし、逆に信号線３に流れる電流が減少すればトランジスタＱ０のオン期間を長くするようにフィードバック制御を行うのである。このようなフィードバック制御により信号線３に流れる電流をほぼ一定に保つことができる。
【００３４】
また、上述したように、信号線３に流れる電流が増加するとトランジスタＱ０のオン期間が短くなるから容量可変回路Ｃｖの両端電圧が低下し、逆に信号線３に流れる電流が減少するとトランジスタＱ０のオン期間が長くなるから容量可変回路Ｃｖの両端電圧が上昇するのであって、信号線３の線間インピーダンスの変化を信号線３の線間電圧の変化に変換する機能も備える。つまり、電流制御信号Ｉｒｅｆを一定値としていることにより、図２（ｃ）のように受信期間Ｔｂに受電端末２から返信データが返送されると、返信データに応じて信号線３の線間電圧が変化するから、この電圧変化を検出回路１６で検出し、制御回路１１の受信端子Ｒｘに入力することによって受電端末２からの返信データの内容を解読することができる。
【００３５】
ここに、定電流制御回路１７は、上述のように、上限を制限するリミッタを備えているから、信号線３に流れる電流の上限値が制限されることになる。また、信号線３に流れる電流を決める電流制御信号Ｉｒｅｆは、制御回路１１に接続された電流値設定部１８により設定される。電流値設定部１８はたとえばディップスイッチよりなり、信号線３に流す電流を適宜に設定できるようにしてある。また、容量可変回路Ｃｖはスイッチ要素ＳＷ１をオンオフさせることによって、容量を２段階に切り換えるものを用いているが、送信信号Ｖｓｉｇにより容量が可変となる構成であれば他の構成を用いることも可能である。
【００３６】
さらに、送信回路１５として、上述した例では降圧形のチョッパ回路を用いているが、昇圧形あるいは極性反転形のチョッパ回路を用いたり、フォワード形やフライバック形のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたりすることも可能である。いずれの構成においても、スイッチング素子を高周波でオンオフさせ、かつスイッチング素子の制御によって出力電圧の調節が可能であるから、インダクタを小型化し給電端末１を小型化することが可能である。
【００３７】
上述したように、給電端末１は送信期間Ｔａ以外には信号線３に流れる電流を定電流化しているから、信号線３に複数台の給電端末１が接続されている場合でも送信信号の送信および返信データの受信が可能になる。この場合、給電端末１の台数に応じて各給電端末１での電流制御信号Ｉｒｅｆを調節すれば、各受電端末２に流れる電流量を給電端末１が１台の場合と等しくすることができる。また、複数台の給電端末１を用いれば１台当たりの電流供給能力を低減することが可能であるから給電端末１の小型化につながり、１台当たりの電流供給能力を１台の場合と同じに設定しているのであればシステム全体としての電流供給能力が大きくなるから受電端末２の台数を増加させることが可能になる。
【００３８】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態で説明したように、送信回路１５を構成するローパスフィルタのインピーダンスを送信データに応じて変化させれば、送信データの信号値に応じて信号線３に送出する送信信号のリプルの大きさを変化させることができる。第１の実施の形態ではローパスフィルタを構成する容量成分を送信データに応じて変化させていたが、本実施形態では、図３に示すように、ローパスフィルタを構成する誘導成分を送信データに応じて変化させるものである。
【００３９】
すなわち、図１２に示した従来構成におけるインダクタＬ０に代えて、図３のように、２個のインダクタＬ１，Ｌ２の直列回路と、一方のインダクタＬ２に並列接続したスイッチ要素Ｑ２とからなるインダクタンス可変回路Ｌｖを設けている。この回路構成では、制御回路１１から出力される送信信号Ｖｓｉｇに応じてスイッチ要素ＳＷ２をオンオフさせることによって、ローパスフィルタのインダクタンス成分を変化させることができる。したがって、ローパスフィルタのカットオフ周波数が変化し、第１の実施の形態と同様に、信号線３を伝送される送信データのリプルの大きさを変化させることができる。なお、本実施形態の構成は送信回路１５を降圧形のチョッパ回路で構成する場合にのみ有効である。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。また、インダクタンス可変回路Ｌｖは、上述した回路構成に限らず、図４に示すように、コンデンサＣ３とインダクタＬ３との直列回路と、インダクタＬ３に並列接続したスイッチ要素ＳＷ３とからなるインダクタンス可変回路Ｌｖを用いるなど、送信信号Ｖｓｉｇに応じてインダクタンスを変化させることができるものであればどのような構成を採用してもよい。
【００４０】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図５に示すように、送信回路１５を構成するローパスフィルタのインピーダンスを変化させるために、図１２に示した従来構成におけるコンデンサＣ０に代えて、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３との直列回路と、抵抗Ｒ３に並列接続したスイッチ要素ＳＷ３とからなるインピーダンス可変回路Ｉｖを設けている。この構成では、スイッチ要素ＳＷ３を送信信号Ｖｓｉｇによりオンオフさせると、送信回路１５の出力インピーダンスを変化させることができ、信号線３に送出される伝送信号のリプルの大きさを変化させることができる。本実施形態の構成では、スイッチ要素ＳＷ３がオフになってコンデンサＣ３に抵抗Ｒ３が直列接続された状態では、上述した他の実施形態に比較すると送信回路１５の出力インピーダンスが大きくなり損失が増加するが、ローパスフィルタのカットオフ周波数を変化させることなくリプルの大きさを変化させているから、送信回路１５の動作の安定性が向上する。本実施形態の構成は、第１の実施の形態と同様に、送信回路１５を降圧形のチョッパ回路とする以外に、昇圧形や極性反転形のチョッパ回路を用いたり、送信回路１５としてフォワード形やフライバック形のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたりすることも可能である。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。また、インピーダンス可変回路Ｉｖは、コンデンサＣ３に直列接続される抵抗値を送信信号Ｖｓｉｇに応じて変化させることが可能な構成であればどのような構成でもよい。
【００４１】
（第４の実施の形態）
上述した各実施形態は、信号線３の線間電圧を変化させる形式の伝送信号を用いていたが、受電端末２では信号線３を通して給電端末１から給電されているものであるから、信号線３の線間電圧が比較的低い周波数で変動すると受電端末２の内部電源を安定的に得るためには大型のローパスフィルタが必要になり、受電端末２が大型化することになる。
【００４２】
そこで、本実施形態では制御回路１１から出力される送信信号Ｖｓｉｇの信号値に応じて給電端末１から信号線３に送出する伝送信号として、伝送信号に含まれるリプルの周波数を変化させることで、給電端末２に比較的高い周波数の伝送信号を伝送するようにしてある。このことによって、給電端末２では小型のローパスフィルタを設けるだけで内部電源を安定的に得ることが可能になる。
【００４３】
すなわち、図６に示すように、給電端末１は図１２に示した従来構成と同様に降圧形のチョッパ回路からなる送信回路１５を有しているが、制御回路１５からの送信信号Ｖｓｉｇの信号値に応じてトランジスタＱ０のスイッチング周波数を切り換えるようにしてある。トランジスタＱ０のオンオフは、従来構成と同様に、駆動回路１４を通して与えられる時比率変換回路１３の出力により制御される。従来構成では、制御回路１１から出力され時比率変換回路１３に入力される基準信号Ｖｏｓｃを一定周波数としていたが、トランジスタＱ０をオンオフさせる周波数は、時比率変換回路１３に入力される基準信号Ｖｏｓｃの周波数により決定されるから、本実施形態では周波数変換回路１９から時比率変換回路１３に２つの周波数を選択的に入力させている。つまり、周波数変換回路１９は、制御回路１１の送信端子Ｔｘから出力される送信信号Ｖｓｉｇの信号値に応じて出力周波数を選択する回路であって、鋸歯状波ないし三角波状の信号を出力する。また、時比率変換回路１３において基準信号Ｖｏｓｃと比較される信号Ｖｒｅｆ’は、本実施形態では制御回路１１から出力される一定電圧になっている。
【００４４】
給電端末１は上述した構成によって、トランジスタＱ０のスイッチング周波数を送信信号Ｖｓｉｇの信号値に応じて変化させるのであり、図７（ａ）に示すように電圧制御信号Ｖｒｅｆを一定電圧とし、図７（ｂ）のような送信信号を制御回路１１から発生させると、周波数変換回路１９からは図７（ｃ）のように送信信号の信号値に応じて２つの周波数の基準信号Ｖｏｓｃを選択的に出力する。したがって、時比率変換回路１３では、基準信号Ｖｏｓｃと電圧制御信号Ｖｒｅｆとを比較することによって、図７（ｄ）のように、送信信号Ｖｓｉｇの信号値に応じて周波数の変化する矩形波を生成し、この矩形波によりトランジスタＱ０をオンオフさせることができる。ここで、送信回路１５を構成するインダクタＬ０とコンデンサＣ０とからなるローパスフィルタはカットオフ周波数が一定であるから、トランジスタＱ０のスイッチング周波数が変化すれば、図７（ｅ）に示すように、送信回路１５から出力される伝送信号は、ほぼ一定の直流電圧に周波数の変化するリプルが重畳された形になる。図示例では送信信号ＶｓｉｇがＨレベルのときにＬレベルのときよりもリプルの周波数が高くなるように設定してある。
【００４５】
このような伝送信号を受信するために受電端末２には伝送信号に含まれるリプルの周波数成分を検出するための周波数検出回路２５を設けてあり、周波数検出回路２５ではリプルの周波数値に応じて伝送信号に含まれる２値を抽出し、制御回路２１に入力して解析する。また、受電端末２から給電端末１への返送データは従来構成と同様に電流信号により伝送され、給電端末１に設けた検出回路１６ではこの電流信号を検出し、検出された電流信号の信号値は制御回路１１の受信端子Ｒｘに入力されて制御回路１１において解析される。
【００４６】
上述した構成において、制御回路１１から出力する送信信号Ｖｓｉｇの波形を矩形波状としているが、台形波や正弦波状の波形を用いてもよい。送信信号Ｖｓｉｇとしてこのような波形の信号を用いると、矩形波に比較して内部回路に用いている演算増幅器ないしコンパレータの周波数特性やスルーレートのような素子特性による波形歪の影響が軽減されるからである。また、周波数変換回路１９としては、図８のように電圧に比例した出力が得られる特性を有した電圧制御型の発振回路を用いているが、送信信号の信号値に応じて出力周波数を変化させることができるものであれば、他の特性のものを用いてもよい。
【００４７】
本実施形態は、送信回路１５を降圧形のチョッパ回路とする以外に、昇圧形や極性反転形のチョッパ回路を用いたり、送信回路１５としてフォワード形やフライバック形のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたりすることも可能である。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４８】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図９に示すように、第４の実施の形態の構成に加えて、定電圧制御回路１２を付加したものである。つまり、定電圧制御回路１２は、図１２に示した従来構成の定電圧制御回路１２と同様の機能を持つものであって、コンデンサＣ０の両端電圧を抵抗Ｒ１０，Ｒ１１により分圧した電圧と、制御回路１１から発生する電圧制御信号Ｖｒｅｆとを比較して差に比例した電圧を信号Ｖｒｅｆ’として出力する。つまり、コンデンサＣ０の両端電圧が上昇すると時比率変換回路１３に入力する信号Ｖｒｅｆ’と抵抗Ｒ１０，Ｒ１１により分圧された電圧との差が大きくなるから、コンデンサＣ０の両端電圧を抵抗Ｒ１０，Ｒ１１により分圧した電圧が高いほど時比率発生回路１３から出力される矩形波のパルス幅を小さくする。このような動作により、コンデンサＣ０の両端電圧をほぼ一定に保つことができるのである。つまり、制御回路１１から出力される電圧制御信号Ｖｒｅｆを目標値として、コンデンサＣ０の両端電圧がフィードバック制御されるから、信号線３に接続される機器のインピーダンスの変化などによる外乱が生じたときにも、その影響を受けにくく、受電端末２に安定した電源供給が行えるともに信号伝送も安定的に行うことができる。他の構成および動作は第４の実施の形態と同様である。
【００４９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、２線式の信号線を介して給電端末と受電端末とを接続し、直流電圧に送信データを重畳した伝送信号を送信期間において給電端末から信号線に送出し、給電端末から信号線に直流を供給している受信期間において受電端末で信号線の線間のインピーダンスを変化させることにより受電端末から給電端末に返信データを伝送するデータ伝送装置において、給電端末は、送信期間に送信データを構成する２値の送信信号を発生する制御回路と、スイッチング素子を備え直流電源を入力電源としスイッチング素子のオンデューティに応じて変化する出力電圧を信号線の線間に印加するＤＣ−ＤＣコンバータよりなる送信回路とを備え、送信回路は、通過インピーダンスを送信信号の信号値に応じて変化させるローパスフィルタをスイッチング素子と信号線との間に備えるものであり、ローパスフィルタの通過インピーダンスを変化させて伝送信号のリプルを変化させることにより送信データを伝送するから、ローパスフィルタのカットオフ周波数よりも送信信号の周波数を高くすることも可能であり、スイッチング素子をスイッチングさせる周波数を変化させることなく送信信号の周波数を高くしてデータ伝送速度を向上させることが可能になる。つまり、データ伝送速度を向上させてもスイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの増加がなく、またスイッチング損失も増加しないという利点がある。
【００５０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、ローパスフィルタが、スイッチング素子と信号線との間に挿入されたインダクタと、信号線の線間に挿入された第１のコンデンサと、第１のコンデンサに並列接続された第２のコンデンサおよびスイッチ要素の直列回路とからなり、送信信号によりスイッチ要素がオンオフされるものであり、請求項３の発明は、請求項１の発明において、ローパスフィルタが、スイッチング素子と信号線との間に挿入された第１および第２のインダクタの直列回路と、第２のインダクタに並列接続されたスイッチ要素と、信号線の線間に挿入されたコンデンサとからなり、送信信号によりスイッチ要素がオンオフされるものであり、請求項４の発明は、請求項１の発明において、ローパスフィルタが、スイッチング素子と信号線との間に挿入された第１のインダクタと、信号線の線間に挿入されたコンデンサおよび第２のインダクタの直列回路と、第２のインダクタに並列接続されたスイッチ要素とからなり、送信信号によりスイッチ要素がオンオフされるものであって、いずれの構成もローパスフィルタのカットオフ周波数を変化させることによって、伝送信号のリプルを変化させているから、簡単な構成で請求項１の発明を実現することができる。
【００５１】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、ローパスフィルタが、スイッチング素子と信号線との間に挿入されたインダクタと、信号線の線間に挿入されたコンデンサおよび抵抗の直列回路と、抵抗に並列接続されたスイッチ要素とからなり、送信信号によりスイッチ要素がオンオフされるものであり、この構成ではローパスフィルタのカットオフ周波数を変化させずに、出力インピーダンスを変化させているから、送信回路を安定的に動作させるのが容易になる。
【００５２】
請求項６の発明は、２線式の信号線を介して給電端末と受電端末とを接続し、直流電圧に送信データを重畳した伝送信号を送信期間において給電端末から信号線に送出し、給電端末から信号線に直流を供給している受信期間において受電端末で信号線の線間のインピーダンスを変化させることにより受電端末から給電端末に返信データを伝送するデータ伝送装置において、給電端末は、送信期間に送信データを構成する２値の送信信号を発生する制御回路と、スイッチング素子を備え直流電源を入力電源としスイッチング素子のオンデューティに応じて変化する出力電圧を信号線の線間に印加するＤＣ−ＤＣコンバータよりなる送信回路と、スイッチング素子のスイッチング周波数を送信信号の信号値に応じて切り換える周波数変換回路とを備えるものであり、この構成では伝送信号に含まれるリプルの周波数が変化するだけであって、伝送信号の電圧がほとんど変化しないから、受電端末において内部電源を得るための回路構成が簡単なものになり、受電端末の動作の安定性が高くなるという利点がある。また、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることなく送信信号の周波数を高くしてデータ伝送速度を向上させることが可能になる。つまり、データ伝送速度を向上させてもスイッチング素子のスイッチングに伴うノイズの増加がなく、またスイッチング損失も増加しないという利点がある。
【００５３】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、送信回路の出力電圧と制御回路から出力される電圧制御信号の信号値との差を検出する定電圧制御回路と、定電圧制御回路の出力により送信回路の出力電圧と電圧制御信号の信号値との差を一定に保つ方向に前記スイッチング素子のオンデューティを制御する時比率変換回路とを備えるものであり、定電圧制御回路を設けていることにより信号線の線間電圧をほぼ一定に保つことができるから、受電端末の内部電源を得るための回路構成が一層簡単になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図４】同上の他の構成例を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１０】従来例を示すブロック図である。
【図１１】同上の動作説明図である。
【図１２】同上の回路図である。
【符号の説明】
１給電端末
２受電端末
３信号線
１１制御回路
１２定電圧制御回路
１４時比率変換回路
１５送信回路
１９周波数変換回路
Ｃ０コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２コンデンサ
Ｃｖ容量可変回路
Ｄ０ダイオード
Ｅ直流電源
Ｉｖインピーダンス可変回路
Ｌ０インダクタ
Ｌ１，Ｌ２インダクタ
Ｌｖインダクタンス可変回路
Ｑ０トランジスタ
Ｒ３抵抗
Ｒ１０，Ｒ１１抵抗
Ｒｓ検出抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３スイッチ要素[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention connects at least one power supply terminal and a plurality of power reception terminals via a two-wire signal line, and supplies power together with data transmission between the power supply terminal and the power reception terminal via the signal line. The present invention relates to a data transmission apparatus for performing the above.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as shown in FIG. 10, one power supply terminal 1 and a plurality of power reception terminals 2 are connected via a two-wire signal line 3, and the power supply terminal 1 and the power reception terminal are connected via the signal line 3. There is known a data transmission device that performs data transmission with the power receiving terminal 2 and controls loads LD1 to LDn connected to the power receiving terminal 2. Various loads LD1 to LDn, sensors, switches, and the like are appropriately connected to the power receiving terminal 2. A switch SW is connected to the power supply terminal 1 as needed. When the switch SW of the power supply terminal 1 or the switch of the power reception terminal 2 is operated or a specific state is detected by a sensor provided in the power reception terminal 2, the loads LD1 to LDn are transmitted by the transmission data transmitted through the signal line 3. Is controlled. The loads LD1 to LDn include a display element including a light-emitting diode, a display in which a plurality of display elements are arranged, a relay for turning on / off power to another load, and the like.
[0003]
FIG. 11 shows signals transmitted and received between the power supply terminal 1 and the power reception terminal 2. FIG. 11A shows a basic transmission procedure. A signal of one frame FM includes a time slot TS1 for transmitting data from the power supply terminal 1 to the power reception terminal 2, and a data transmission from the power reception terminal 2 to the power supply terminal 1. And a time slot TS2 for transmission. The illustrated example employs a polling / selecting method as transmission control, and the power supply terminal 1 calls the power reception terminal 2 according to a certain rule using an address set for each power reception terminal 2. For example, as a simple method, a method in which the power supply terminal 1 calls the power reception terminal 2 in a click order in the address order is adopted. The power supply terminal 1 receives an operation state of a switch connected to the power reception terminal 2 when calling the power reception terminal 2 and stores the operation state, and is associated with the power reception terminal 2 provided with the switch by an address. When the other power receiving terminal 2 is called, control of the load LD (LD1 to LDn) provided in the power receiving terminal 2 is requested. Transmission data from the power supply terminal 1 to the power reception terminal 2 is transmitted as a voltage signal, and the line voltage of the signal line 3 changes as shown in FIG. 11B in the time slot TS1. The power supply terminal 1 has a function of making the current transmitted to the signal line 3 a constant current. In the time slot TS2 in which a signal is returned from the power reception terminal 2 to the power supply terminal 1, as shown in FIG. Flows a constant current through the signal line 3 and the power receiving terminal 2 inserts a low resistance between the signal lines 3 in this time slot TS2 to transmit a signal. The line voltage of the signal line 3 changes according to the magnitude of the resistance. The power supply terminal 1 receives the signal returned from the power reception terminal 2 due to such a change in the line voltage of the signal line 3.
[0004]
Various configurations are known for the power supply terminal 1. The present inventors have previously proposed the configuration shown in FIG. 12 in Japanese Patent Application No. 10-208275. The power supply terminal 1 includes a transmission circuit 15 using a step-down chopper circuit, and the transmission circuit 15 is configured to change an output voltage by controlling an on-duty of a transistor Q0 as a switching element. I have. That is, a series circuit of the emitter-collector of the transistor Q0, the inductor L0 and the capacitor C0 is connected between both ends of the power source E which is a DC power source, and a reflux diode D0 is connected in parallel to the series circuit of the inductor L0 and the capacitor C0. I have. A pnp transistor is used as the transistor Q0, and a resistor RB is connected between the emitter and the base. Although the power source E is indicated by a battery symbol in FIG. 12 to indicate that it is a DC power source, a DC power source obtained by rectifying and smoothing or stabilizing a commercial power source is generally used. A detection circuit 16 is connected between the signal lines 3.
[0005]
In the transmission circuit 15, the transistor Q0 is turned on and off at a high frequency, and a current flows through the inductor L0 and the capacitor C0 during the on-period of the transistor Q0, and the energy accumulated in the inductor L0 during this period is the off-period of the transistor Q0. Through the capacitor C0 and the diode D0. That is, the voltage obtained by stepping down the voltage of the power supply E becomes the voltage across the capacitor C0, and the voltage across the capacitor C0 can be adjusted according to the on / off ratio of the transistor Q0. In other words, the power supply E is interrupted at a high frequency by the transistor Q0, and the high-frequency component is removed by the choke input type low-pass filter including the inductor L0 and the capacitor C0. One end of the capacitor C0 is connected to the signal line 3 via the detection resistor Rs, and the other end is directly connected to the signal line 3. In this transmission circuit 15, the line voltage of the signal line 3 can be changed by controlling the on-duty of the transistor Q0.
[0006]
In the time slot TS1, a signal transmitted from the power supply terminal 1 to the power receiving terminal 2 is output as a voltage control signal Vref, which is a baseband signal, from a control circuit 11 mainly including a microcomputer. . The voltage control signal Vref is compared with a voltage obtained by dividing the line voltage of the signal line 3 by the resistors R10 and R11 in the constant voltage control circuit 12, and a voltage proportional to the difference between the two voltages is output from the constant voltage control circuit 12. Is output. The output of the constant voltage control circuit 12 is input to the duty ratio conversion circuit 13 and compared with the reference signal Vosc output from the control circuit 11. The reference signal Vosc is a saw-tooth wave or a triangular wave, and the output of the time ratio conversion circuit 13 is a signal Vref ′ (corresponding to a transmission signal) output from the constant voltage control circuit 12 being an instantaneous voltage of the reference signal Vosc. It goes to the H level during a higher period. Therefore, a rectangular wave signal having a wider pulse width during a period when the output voltage of the constant voltage control circuit 12 is high than during a period when the output voltage is low is output. The frequency of this rectangular wave signal matches the frequency fsw of the reference signal Vosc.
[0007]
The rectangular wave signal output from the time ratio conversion circuit 13 is supplied to the transistor Q0 through the drive circuit 14, and the transistor Q0 is turned on and off by the rectangular wave signal. That is, the switching frequency fsw of the transistor Q0 is determined by the frequency of the reference signal Vosc, and the on-duty is determined by the signal Vref '.
[0008]
In the transmission circuit 15, the longer the on-period of the transistor Q0 is, the more electric charges are accumulated in the capacitor C0, and the voltage Vo across the capacitor C0 can be increased. Therefore, control is performed such that the on-period of the transistor Q0 is lengthened when the voltage value of the signal Vref ′ increases, and the on-period of the transistor Q0 is shortened when the voltage value decreases. By this control, the voltage Vo across the capacitor C0, that is, the line voltage of the signal line 3 is feedback-controlled so that the difference between the signals Vref 'is kept substantially constant, and a voltage obtained by superimposing a baseband signal on a DC voltage. A signal can be transmitted to the signal line 3.
[0009]
On the other hand, the power receiving terminal 2 separates the voltage signal transmitted from the power supply terminal 1 to the signal line 3 from the DC power supply through the capacitor C21 and inputs the voltage signal to the comparator 22. If the voltage signal received from the signal line 3 through the capacitor C21 is compared with an appropriate threshold value Vt by the comparator 22, the signal having the level equal to or higher than the threshold value Vt can be waveform-shaped and the transmission data from the power supply terminal 1 can be reproduced. When the transmission data reproduced by the comparator 22 is input to the control circuit 21 having a microcomputer as a main component, the transmission data from the power supply terminal 1 can be processed. The return data returned to the power supply terminal 1 is transmitted to the signal line 3 through the signal transmission circuit 23. The signal transmission circuit 23 has, for example, a configuration in which a series circuit of a transistor and a low resistance is inserted between the signal lines 3. The signal transmission circuit 23 is turned on and off according to return data which is a digital signal generated by the control circuit 21. , The current flowing through the signal line 3 is changed. A switch SW and a load LD (a light emitting diode in the illustrated example) are connected to the control circuit 21, and the load is turned on / off by data from the power supply terminal 1, and operation information of the switch SW is returned to the power supply terminal 1.
[0010]
Further, the internal power supply of the power receiving terminal 2 is obtained by separating a voltage signal transmitted from the power supply terminal 1 through the signal line 3 through the inductor L21 and inputting the separated voltage signal to the power supply circuit 24. The power supply circuit 24 steps down the voltage applied to the signal line 3, stabilizes the voltage, and supplies it to the internal circuit of the power receiving terminal 2. The output of the power supply circuit 24 is also used for detecting the operation state of the switch SW and controlling the load LD. However, when controlling a load having a large current capacity, a relay is used as the load LD of the power receiving terminal 2 and power is supplied from another power supply to a load having a large current capacity connected to the secondary side of the relay. Good. When used in this manner, the primary side of the relay is fed from the power supply circuit 24.
[0011]
When the power supply terminal 1 receives the return data from the power receiving terminal 2, a constant current is supplied to the signal line 3 as described above, and whether a low resistance is inserted between the signal lines 3 in the power receiving terminal 2. Whether it is or not is detected by a voltage change between the signal lines 3. This voltage change is detected using the detection circuit 16, and the control circuit 11 of the power supply terminal 1 receives the return data from the power reception terminal 2 by the output of the detection circuit 16. As described above, in the time slot TS2, it is necessary to supply a constant current to the signal line 3. Therefore, in the constant current control circuit 17, the voltage across the detection resistor Rs inserted between the capacitor C0 and the signal line 3 and the control circuit A voltage proportional to the difference from the current control signal Iref output from the reference 11 is obtained, and the output of the constant current control circuit 17 is input to the duty ratio conversion circuit 13. With this configuration, the current flowing through the signal line 3 is feedback-controlled so as to maintain the constant current set by the current control signal Iref. The current control signal Iref can be set by the current value setting unit 18.
[0012]
As described above, the signal transmitted from the power supply terminal 1 to the power reception terminal 2 through the signal line 3 is a rectangular wave signal having substantially the same waveform as the voltage control signal Vref output from the control circuit 11, and the transistor Q0 In order to send a rectangular wave signal lower than the on / off frequency of the transistor Q0 to the signal line 3 while turning on / off at a high frequency, the cutoff frequency flp of the low-pass filter including the inductor L0 and the capacitor 0 and the transistor Q0 The switching frequency (that is, the frequency of the reference signal Vosc output from the control circuit 11) fsw and the frequency of the voltage signal transmitted to the signal line 3 (that is, the frequency of the voltage control signal Vref) fsig are fsig <flp < fsw. In short, the relationship of flp <fsw is set in order to remove the high-frequency component due to the switching of the transistor Q0 by the low-pass filter, and the relationship of fsig <flp is set so that the voltage signal transmitted through the signal line 3 passes through the low-pass filter. I have.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
As is clear from the above description, the frequency fsw of the reference signal Vosc needs to be set higher than the frequency fsig of the voltage signal. On the other hand, in order to increase the data transmission speed, it is necessary to increase the frequency of the baseband signal, that is, the information to be transmitted, that is, the frequency fsig of the voltage signal. The frequency fsw of the signal Vosc must also be increased. As a result, the switching frequency of the transistor Q0 increases, switching loss increases, and power supply efficiency may decrease. In addition, noise that leaks to the outside increases with an increase in switching loss, so that noise countermeasures are also required.
[0014]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to enable power transmission and data transmission from a power supply terminal to a power receiving terminal via a two-wire signal line, and to supply power. As well as high efficiency, it is possible to increase the data transmission rate without increasing the switching frequency of the transmission circuit, so that the data transmission rate can be increased while suppressing the increase in switching loss and noise. Another object of the present invention is to provide a data transmission device.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, a power supply terminal and a power reception terminal are connected via a two-wire signal line, and a transmission signal in which transmission data is superimposed on a DC voltage is transmitted from the power supply terminal to a signal line during a transmission period. In a data transmission device that transmits return data from the power receiving terminal to the power supply terminal by changing the impedance between the signal lines in the power reception terminal during a reception period in which DC is supplied to the signal line from the terminal, the power supply terminal includes: A control circuit for generating a binary transmission signal constituting the transmission data during a transmission period; and a switching element including a DC power supply as an input power supply, and an output voltage that varies according to the on-duty of the switching element is applied between signal lines. A transmission circuit including a DC-DC converter to be applied, wherein the transmission circuit changes a passing impedance according to a signal value of the transmission signal. Pass filter in which provided between the switching element and the signal line.
[0016]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the low-pass filter includes an inductor inserted between the switching element and the signal line, a first capacitor inserted between the signal lines, A second capacitor connected in parallel to one capacitor and a series circuit of a switch element, wherein the switch element is turned on and off by the transmission signal.
[0017]
According to a third aspect of the present invention, in the first aspect, the low-pass filter is connected in parallel to a series circuit of first and second inductors inserted between a switching element and a signal line, and a second inductor. And a capacitor inserted between the signal lines, and the switch element is turned on and off by the transmission signal.
[0018]
According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the low-pass filter includes a first inductor inserted between a switching element and a signal line, a capacitor inserted between signal lines, and a second inductor. And a switch element connected in parallel to the second inductor, and the switch element is turned on and off by the transmission signal.
[0019]
According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect, the low-pass filter includes an inductor inserted between the switching element and the signal line, and a series circuit of a capacitor and a resistor inserted between the signal lines. , And a switch element connected in parallel to the resistor, and the switch element is turned on and off by the transmission signal.
[0020]
According to a sixth aspect of the present invention, a power supply terminal and a power reception terminal are connected via a two-wire signal line, and a transmission signal in which transmission data is superimposed on a DC voltage is transmitted from the power supply terminal to a signal line during a transmission period. In a data transmission device that transmits return data from the power receiving terminal to the power supply terminal by changing the impedance between the signal lines in the power reception terminal during a reception period in which DC is supplied to the signal line from the terminal, the power supply terminal includes: A control circuit for generating a binary transmission signal constituting the transmission data during a transmission period; and a switching element including a DC power supply as an input power supply, and an output voltage that varies according to the on-duty of the switching element is applied between signal lines. A transmission circuit including a DC-DC converter to be applied, and a frequency for switching a switching frequency of a switching element according to a signal value of the transmission signal. In which and a circuit.
[0021]
According to a seventh aspect of the present invention, in the sixth aspect, a constant voltage control circuit for detecting a difference between an output voltage of the transmission circuit and a signal value of a voltage control signal output from the control circuit, and a constant voltage control circuit. And a duty ratio conversion circuit for controlling the on-duty of the switching element so as to keep the difference between the output voltage of the transmission circuit and the signal value of the voltage control signal constant.
[0022]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(First Embodiment)
In the conventional configuration, data is transmitted from the power supply terminal 1 to the power receiving terminal 2 using a rectangular wave voltage signal, but in the present embodiment, a signal including a ripple is used as a transmission signal instead of the rectangular wave voltage signal. , The amount of ripple is used to represent the signal value. That is, as shown in FIG. 1, the basic configuration of the present embodiment is the same as the conventional configuration shown in FIG. 12, but the constant voltage control circuit 12 is not provided, and two capacitors C1 are used instead of the capacitor C0. , C2 and a switch element SW1. The capacitor C2 is connected in series to the switch element SW1, and a series circuit of the capacitor C2 and the switch element SW1 is connected in parallel to the capacitor C1. Therefore, when the switch element SW1 is off, the capacitance of the variable capacitance circuit Cv is the capacitance of only the capacitor C1, and when the switch element SW1 is on, the capacitance of the variable capacitance circuit Cv is the capacitance of the parallel circuit of the capacitor C1 and the capacitor C2. Combined capacity.
[0023]
Further, in the conventional configuration, a voltage signal to be transmitted to the signal line 3 is generated based on the voltage control signal Vref. However, in the present embodiment, a transmission signal Vsig is output from the control circuit 11, and the switch element SW1 is output by the transmission signal. Are turned on and off, thereby generating a transmission signal to be transmitted to the signal line 3.
[0024]
This will be described more specifically. The transmission circuit 15 of the present embodiment is a step-down chopper circuit, in which a series circuit of an emitter-collector of a transistor Q0, an inductor L0, and a variable capacitance circuit Cv is connected between both ends of a power supply E which is a DC power supply. A reflux diode D0 is connected in parallel to a series circuit of the inductor L0 and the variable capacitance circuit Cv. A pnp transistor is used as the transistor Q0, and a resistor RB is connected between the emitter and the base. As the power source E, a DC power source obtained by rectifying a commercial power source and smoothing or stabilizing it is used.
[0025]
In the transmission circuit 15, the transistor Q0 is turned on and off at a high frequency, and a current flows through the inductor L0 and the variable capacitance circuit Cv during the on-period of the transistor Q0. Released through the circuit Cv and the diode D0. Further, one end of the variable capacitance circuit Cv is connected to the signal line 3 via the detection resistor Rs, and it is possible to change the current flowing through the signal line 3 by controlling the on-duty of the transistor Q0. I have.
[0026]
Here, the inductor L0 and the variable capacitance circuit Cv form a choke input type low-pass filter, and the variable capacitance circuit Cv has a larger capacitance when the transmission signal Vsig is at the H level than when the transmission signal Vsig is at the L level. The cutoff frequency of the low-pass filter is lower when the transmission signal Vsig goes to H level than when it goes to L level. That is, since the switching frequency fsw of the transistor Q0 is set to satisfy the relationship of flp <fsw with respect to the cutoff frequency flp of the low-pass filter, the ripple transmitted to the signal line 3 by the switching of the transistor Q0 is as shown in FIG. ), When the transmission signal Vsig (see FIG. 2B) is at the H level, it is smaller than when the transmission signal Vsig is at the L level. That is, the power receiving terminal 2 can demodulate the transmission signal Vsig from the power supply terminal 1 by detecting the magnitude of the ripple by the comparator 22 and analyze the data content.
[0027]
Further, since the transmission signal Vsig is transmitted according to the magnitude of the ripple, the cutoff frequency flp of the low-pass filter, the switching frequency fsw of the transistor Q0, and the frequency fsig of the transmission signal Vsig are set in a relationship of flp <fsig ≦ fsw. Even if the frequency fsig of the transmission signal Vsig is set higher than the conventional configuration in order to increase the data transmission speed, it is not necessary to increase the switching frequency fsw of the transistor Q0, and the relationship flp <fsw is simply satisfied. It would be good if they were maintained.
[0028]
That is, the control circuit 11 outputs a baseband signal (binary signal) as shown in FIG. 2B as the transmission signal Vsig. The transmission signal Vsig is used for turning on and off the switch element SW1 of the variable capacitance circuit Cv during the transmission period Ta.
[0029]
In the reception period Tb of the return data from the power receiving terminal 2, the operation shifts to the operation of making the current flowing through the signal line 3 constant by the constant current control circuit 17 using the three operational amplifiers OP1 to OP3. The constant current control circuit 17 converts the current flowing through the signal line 3 into a constant current not only when receiving the return data from the power receiving terminal 2 but also during the entire period except for the period when the transmission signal is transmitted from the power supply terminal 1. Over a constant current. Since the current flowing through the signal line 3 is proportional to the voltage across the detection resistor Rs inserted between the variable capacitance circuit Cv and the signal line 3, this voltage is input to the constant current control circuit 17 to turn on / off the transistor Q0. Is controlled to make the current flowing through the signal line 3 constant. When a constant current is applied, if the voltage across the detection resistor Rs increases, the ON period of the transistor Q0 is shortened so as to reduce the amount of charge stored in the variable capacitance circuit Cv, and if the voltage across the detection resistor Rs decreases, The ON period of the transistor Q0 is lengthened so as to increase the amount of charge stored in the variable capacitance circuit Cv.
[0030]
This will be described more specifically. The constant current control circuit 17 includes an amplifier using the operational amplifiers OP1 and OP3, and a comparator using the operational amplifier OP2 to compare the voltage between both ends of the detection resistor Rs with the current control signal Iref from the control circuit 11. The comparator has a series circuit of the Zener diode Dz and the diode D1 connected between the output terminal and the inverting input terminal, and also functions as a limiter for limiting the upper limit of the output value.
[0031]
The constant current control circuit 17 supplies the output Vref 'to the duty ratio conversion circuit 13, and the control circuit 11 outputs a reference signal Vosc which is a sawtooth wave having a constant frequency as shown in FIG. The duty ratio conversion circuit 13 compares the reference signal Vosc with the output value of the constant current control circuit 17, and sets the output to the H level during a period when the output value of the constant current control circuit 13 is higher than the instantaneous voltage of the reference signal Vosc. . Therefore, the duty ratio conversion circuit 14 outputs a rectangular wave signal in which the pulse width becomes wider during the period when the output value of the constant current control circuit 13 is high than during the period when the output value is low. It goes without saying that the frequency of this rectangular wave signal matches the frequency fsw of the reference signal Vosc. In the above-described example, the reference signal Vosc is a sawtooth wave, but the same applies to the case where the reference signal Vosc is a triangular wave.
[0032]
This rectangular wave signal is supplied to the transistor Q0 through the drive circuit 14, and the transistor Q0 is turned on and off by the rectangular wave signal. That is, the switching frequency fsw of the transistor Q0 is determined by the frequency of the reference signal Vosc, and the on-duty is determined by the output Vref 'of the constant current control circuit 17.
[0033]
With the configuration described above, in the constant current control circuit 17, when the current flowing through the signal line 3 increases and the voltage across the detection resistor Rs increases, the ON period of the transistor Q0 is reduced so that the amount of charge stored in the variable capacitance circuit Cv is reduced. Is shortened, and conversely, if the current flowing through the signal line 3 decreases, the feedback control is performed so as to lengthen the ON period of the transistor Q0. By such feedback control, the current flowing through the signal line 3 can be kept almost constant.
[0034]
Further, as described above, when the current flowing through the signal line 3 increases, the on-period of the transistor Q0 is shortened, so that the voltage across the variable capacitance circuit Cv decreases. Since the on-period becomes longer, the voltage between both ends of the variable capacitance circuit Cv increases, and a function of converting a change in the line impedance of the signal line 3 into a change in the line voltage of the signal line 3 is also provided. That is, by setting the current control signal Iref to a constant value, when the return data is returned from the power receiving terminal 2 during the reception period Tb as shown in FIG. 2C, the line voltage of the signal line 3 is changed according to the return data. Changes, the voltage change is detected by the detection circuit 16 and input to the reception terminal Rx of the control circuit 11 so that the content of the reply data from the power receiving terminal 2 can be decoded.
[0035]
Here, since the constant current control circuit 17 includes the limiter that limits the upper limit as described above, the upper limit of the current flowing through the signal line 3 is limited. The current control signal Iref that determines the current flowing through the signal line 3 is set by the current value setting unit 18 connected to the control circuit 11. The current value setting unit 18 includes, for example, a dip switch so that the current flowing through the signal line 3 can be appropriately set. In addition, although the variable capacitance circuit Cv switches the capacitance in two stages by turning on and off the switch element SW1, other configurations can be used as long as the capacitance is variable by the transmission signal Vsig. It is.
[0036]
Further, although the step-down type chopper circuit is used as the transmission circuit 15 in the above-described example, a step-up type or polarity inversion type chopper circuit is used, or a forward type or flyback type DC-DC converter is used. It is also possible. In any of the configurations, the switching element can be turned on / off at a high frequency and the output voltage can be adjusted by controlling the switching element. Therefore, the inductor can be downsized and the power supply terminal 1 can be downsized.
[0037]
As described above, since the power supply terminal 1 makes the current flowing through the signal line 3 a constant current during periods other than the transmission period Ta, even when a plurality of power supply terminals 1 are connected to the signal line 3, transmission of a transmission signal is performed. And reply data can be received. In this case, if the current control signal Iref at each power supply terminal 1 is adjusted according to the number of power supply terminals 1, the amount of current flowing to each power reception terminal 2 can be made equal to that when one power supply terminal 1 is provided. In addition, if a plurality of power supply terminals 1 are used, the current supply capability per unit can be reduced, which leads to downsizing of the power supply terminal 1 and the current supply capability per unit is the same as that of one unit. If the power supply terminal 2 is set, the current supply capability of the entire system increases, so that the number of power receiving terminals 2 can be increased.
[0038]
(Second embodiment)
As described in the first embodiment, if the impedance of the low-pass filter constituting the transmission circuit 15 is changed according to the transmission data, the transmission signal transmitted to the signal line 3 according to the signal value of the transmission data is changed. The magnitude of the ripple can be changed. In the first embodiment, the capacitance component forming the low-pass filter is changed according to the transmission data. However, in the present embodiment, as shown in FIG. 3, the inductive component forming the low-pass filter is changed according to the transmission data. Change it.
[0039]
That is, as shown in FIG. 3, instead of the inductor L0 in the conventional configuration shown in FIG. 12, an inductance variable element including a series circuit of two inductors L1 and L2 and a switch element Q2 connected in parallel to one inductor L2. A circuit Lv is provided. In this circuit configuration, by turning on / off the switch element SW2 according to the transmission signal Vsig output from the control circuit 11, the inductance component of the low-pass filter can be changed. Therefore, the cutoff frequency of the low-pass filter changes, and the magnitude of the ripple of the transmission data transmitted through the signal line 3 can be changed, as in the first embodiment. The configuration of the present embodiment is effective only when the transmission circuit 15 is configured by a step-down chopper circuit. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment. The inductance variable circuit Lv is not limited to the above-described circuit configuration. As shown in FIG. 4, the inductance variable circuit Lv includes a series circuit of a capacitor C3 and an inductor L3 and a switch element SW3 connected in parallel to the inductor L3. Any configuration may be employed as long as the inductance can be changed according to the transmission signal Vsig.
[0040]
(Third embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 5, in order to change the impedance of the low-pass filter constituting the transmission circuit 15, a series connection of a capacitor C3 and a resistor R3 instead of the capacitor C0 in the conventional configuration shown in FIG. An impedance variable circuit Iv including a circuit and a switch element SW3 connected in parallel with the resistor R3 is provided. In this configuration, when the switch element SW3 is turned on / off by the transmission signal Vsig, the output impedance of the transmission circuit 15 can be changed, and the ripple of the transmission signal transmitted to the signal line 3 can be changed. In the configuration of the present embodiment, when the switch element SW3 is turned off and the resistor R3 is connected in series to the capacitor C3, the output impedance of the transmission circuit 15 increases and the loss increases compared to the other embodiments described above. However, since the magnitude of the ripple is changed without changing the cutoff frequency of the low-pass filter, the operation stability of the transmission circuit 15 is improved. The configuration of the present embodiment is similar to that of the first embodiment except that the transmission circuit 15 is not a step-down chopper circuit, but a step-up or polarity-reversal chopper circuit is used. It is also possible to use a flyback type DC-DC converter. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment. Further, the impedance variable circuit Iv may have any configuration as long as the resistance value connected in series to the capacitor C3 can be changed according to the transmission signal Vsig.
[0041]
(Fourth embodiment)
In each of the above-described embodiments, the transmission signal of the type in which the line voltage of the signal line 3 is changed is used. However, since the power receiving terminal 2 is supplied with power from the power supply terminal 1 through the signal line 3, the signal line 3 When the line voltage of the power supply terminal 3 fluctuates at a relatively low frequency, a large-sized low-pass filter is required to stably obtain the internal power supply of the power receiving terminal 2, and the power receiving terminal 2 becomes large.
[0042]
Therefore, in the present embodiment, as the transmission signal transmitted from the power supply terminal 1 to the signal line 3 according to the signal value of the transmission signal Vsig output from the control circuit 11, the frequency of the ripple included in the transmission signal is changed. A relatively high frequency transmission signal is transmitted to the power supply terminal 2. Thus, the power supply terminal 2 can stably obtain an internal power supply only by providing a small low-pass filter.
[0043]
That is, as shown in FIG. 6, the power supply terminal 1 has a transmission circuit 15 composed of a step-down type chopper circuit similarly to the conventional configuration shown in FIG. 12, but the signal of the transmission signal Vsig from the control circuit 15 is provided. The switching frequency of the transistor Q0 is switched according to the value. The on / off of the transistor Q0 is controlled by the output of the duty ratio conversion circuit 13 supplied through the drive circuit 14, as in the conventional configuration. In the conventional configuration, the reference signal Vosc output from the control circuit 11 and input to the duty ratio conversion circuit 13 has a constant frequency. However, the frequency at which the transistor Q0 is turned on and off depends on the reference signal Vosc input to the duty ratio conversion circuit 13. In this embodiment, two frequencies are selectively input from the frequency conversion circuit 19 to the time ratio conversion circuit 13 because the frequency is determined by the frequency. That is, the frequency conversion circuit 19 is a circuit that selects an output frequency according to the signal value of the transmission signal Vsig output from the transmission terminal Tx of the control circuit 11, and outputs a sawtooth wave or a triangular wave signal. Further, the signal Vref ′ compared with the reference signal Vosc in the duty ratio conversion circuit 13 is a constant voltage output from the control circuit 11 in the present embodiment.
[0044]
With the configuration described above, the power supply terminal 1 changes the switching frequency of the transistor Q0 according to the signal value of the transmission signal Vsig, and sets the voltage control signal Vref to a constant voltage as shown in FIG. When the control circuit 11 generates the transmission signal as shown in b), the frequency conversion circuit 19 selectively outputs two frequency reference signals Vosc according to the signal value of the transmission signal as shown in FIG. 7C. I do. Therefore, the duty ratio conversion circuit 13 generates a rectangular wave whose frequency changes according to the signal value of the transmission signal Vsig as shown in FIG. 7D by comparing the reference signal Vosc with the voltage control signal Vref. However, the transistor Q0 can be turned on and off by this rectangular wave. Here, since the cut-off frequency of the low-pass filter composed of the inductor L0 and the capacitor C0 constituting the transmission circuit 15 is constant, if the switching frequency of the transistor Q0 changes, as shown in FIG. The transmission signal output from the circuit 15 has a form in which a ripple whose frequency changes is superimposed on a substantially constant DC voltage. In the illustrated example, the setting is such that the frequency of the ripple is higher when the transmission signal Vsig is at the H level than when it is at the L level.
[0045]
In order to receive such a transmission signal, the power receiving terminal 2 is provided with a frequency detection circuit 25 for detecting a frequency component of a ripple included in the transmission signal. A binary value included in the transmission signal is extracted and input to the control circuit 21 for analysis. Return data from the power receiving terminal 2 to the power supply terminal 1 is transmitted as a current signal in the same manner as in the conventional configuration, and the detection circuit 16 provided in the power supply terminal 1 detects the current signal and detects the signal value of the detected current signal. Is input to the receiving terminal Rx of the control circuit 11 and analyzed by the control circuit 11.
[0046]
In the above-described configuration, the waveform of the transmission signal Vsig output from the control circuit 11 has a rectangular waveform, but a trapezoidal waveform or a sine waveform may be used. When a signal having such a waveform is used as the transmission signal Vsig, the influence of waveform distortion due to element characteristics such as a frequency characteristic and a slew rate of an operational amplifier or a comparator used in an internal circuit is reduced as compared with a rectangular wave. Because. As the frequency conversion circuit 19, as shown in FIG. 8, a voltage control type oscillation circuit having a characteristic of obtaining an output proportional to the voltage is used, but the output frequency is changed according to the signal value of the transmission signal. Other characteristics may be used as long as they can be performed.
[0047]
In the present embodiment, in addition to using the step-down type chopper circuit as the transmission circuit 15, a step-up type or polarity inversion type chopper circuit is used, or a forward type or flyback type DC-DC converter is used as the transmission circuit 15. It is also possible. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0048]
(Fifth embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 9, a constant voltage control circuit 12 is added to the configuration of the fourth embodiment. That is, the constant voltage control circuit 12 has a function similar to that of the conventional constant voltage control circuit 12 shown in FIG. 12, and includes a voltage obtained by dividing the voltage across the capacitor C0 by the resistors R10 and R11. The voltage is compared with a voltage control signal Vref generated from the control circuit 11, and a voltage proportional to the difference is output as a signal Vref '. In other words, when the voltage across the capacitor C0 rises, the difference between the signal Vref 'input to the duty ratio conversion circuit 13 and the voltage divided by the resistors R10 and R11 increases, so that the voltage across the capacitor C0 is reduced by the resistors R10 and R11. The pulse width of the rectangular wave output from the duty ratio generating circuit 13 decreases as the divided voltage increases. By such an operation, the voltage across the capacitor C0 can be kept almost constant. That is, since the voltage between both ends of the capacitor C0 is feedback-controlled using the voltage control signal Vref output from the control circuit 11 as a target value, when a disturbance occurs due to a change in impedance of a device connected to the signal line 3 or the like. In addition, the power receiving terminal 2 is not easily affected by the influence, and stable power supply can be performed to the power receiving terminal 2 and signal transmission can be stably performed. Other configurations and operations are the same as those of the fourth embodiment.
[0049]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, a power supply terminal and a power reception terminal are connected via a two-wire signal line, and a transmission signal in which transmission data is superimposed on a DC voltage is transmitted from the power supply terminal to a signal line during a transmission period. In a data transmission device that transmits return data from the power receiving terminal to the power supply terminal by changing the impedance between the signal lines at the power reception terminal during a reception period in which DC is supplied from the terminal to the signal line, the power supply terminal transmits A control circuit for generating a binary transmission signal constituting transmission data during a period; a switching element; a DC power supply as an input power supply; and an output voltage that changes according to the on-duty of the switching element is applied between signal lines. A transmission circuit including a DC-DC converter, wherein the transmission circuit includes a low-pass filter that changes a passing impedance according to a signal value of a transmission signal. Since the transmission data is provided between the switching element and the signal line, and the transmission data is transmitted by changing the passing impedance of the low-pass filter and changing the ripple of the transmission signal, the transmission signal is more transmitted than the cut-off frequency of the low-pass filter. The frequency can be increased, and the data transmission speed can be improved by increasing the frequency of the transmission signal without changing the switching frequency of the switching element. That is, there is an advantage that even if the data transmission speed is improved, there is no increase in noise due to switching of the switching element, and there is no increase in switching loss.
[0050]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the low-pass filter includes an inductor inserted between the switching element and the signal line; a first capacitor inserted between the signal lines; And a series circuit of a switch element and a switch element, the switch element being turned on and off by a transmission signal. The invention of claim 3 is the low pass filter according to the invention of claim 1 A series circuit of first and second inductors inserted between the switching element and the signal line, a switch element connected in parallel to the second inductor, and a capacitor inserted between the signal lines. The switching element is turned on and off by a transmission signal. According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the low-pass filter comprises a switch. A first inductor inserted between the switching element and the signal line, a series circuit of a capacitor and a second inductor inserted between the signal lines, and a switch element connected in parallel to the second inductor. The switch element is turned on / off by a transmission signal, and in any case, the ripple of the transmission signal is changed by changing the cutoff frequency of the low-pass filter. The first invention can be realized.
[0051]
According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect, the low-pass filter includes an inductor inserted between the switching element and the signal line, a series circuit of a capacitor and a resistor inserted between the signal lines, It consists of a switch element connected in parallel to a resistor, and the switch element is turned on and off by a transmission signal.In this configuration, the output impedance is changed without changing the cutoff frequency of the low-pass filter. It becomes easy to operate the circuit stably.
[0052]
According to a sixth aspect of the present invention, a power supply terminal and a power reception terminal are connected via a two-wire signal line, and a transmission signal in which transmission data is superimposed on a DC voltage is transmitted from the power supply terminal to a signal line during a transmission period. In a data transmission device that transmits return data from the power receiving terminal to the power supply terminal by changing the impedance between the signal lines at the power reception terminal during a reception period in which DC is supplied from the terminal to the signal line, the power supply terminal transmits A control circuit for generating a binary transmission signal constituting transmission data during a period; a switching element; a DC power supply as an input power supply; and an output voltage that changes according to the on-duty of the switching element is applied between signal lines. A transmission circuit including a DC-DC converter and a frequency conversion circuit that switches a switching frequency of a switching element according to a signal value of a transmission signal. In this configuration, the frequency of the ripple included in the transmission signal only changes, and the voltage of the transmission signal hardly changes, so that the circuit configuration for obtaining the internal power in the power receiving terminal is simplified. Therefore, there is an advantage that the operation stability of the power receiving terminal is increased. Further, it is possible to increase the data transmission speed by increasing the frequency of the transmission signal without changing the switching frequency of the switching element. That is, there is an advantage that even if the data transmission speed is improved, there is no increase in noise due to switching of the switching element, and there is no increase in switching loss.
[0053]
According to a seventh aspect of the present invention, in the sixth aspect, a constant voltage control circuit for detecting a difference between an output voltage of the transmission circuit and a signal value of a voltage control signal output from the control circuit, and an output of the constant voltage control circuit. And a duty ratio conversion circuit for controlling the on-duty of the switching element in a direction to keep the difference between the output voltage of the transmission circuit and the signal value of the voltage control signal constant, and the constant voltage control circuit is provided. As a result, the line voltage of the signal line can be kept substantially constant, so that the circuit configuration for obtaining the internal power supply of the power receiving terminal is further simplified.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing another configuration example of the above.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 8 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a conventional example.
FIG. 11 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 12 is a circuit diagram of the same.
[Explanation of symbols]
1 Power supply terminal
2 Power receiving terminal
3 signal lines
11 Control circuit
12 Constant voltage control circuit
14 hour ratio conversion circuit
15 Transmission circuit
19 Frequency conversion circuit
C0 capacitor
C1, C2 capacitor
Cv variable capacity circuit
D0 diode
E DC power supply
Iv variable impedance circuit
L0 inductor
L1, L2 inductor
Lv inductance variable circuit
Q0 transistor
R3 resistance
R10, R11 resistance
Rs detection resistance
SW1, SW2, SW3 switch element

Claims

A power supply terminal and a power reception terminal are connected via a two-wire signal line, and a transmission signal in which transmission data is superimposed on DC voltage is transmitted from the power supply terminal to the signal line during a transmission period, and DC is supplied from the power supply terminal to the signal line. In a data transmission device that transmits return data from the power receiving terminal to the power supply terminal by changing the impedance between the signal lines in the power reception terminal during the reception period in which the power is supplied, the power supply terminal transmits the transmission data in the transmission period. A control circuit that generates a binary transmission signal to be configured and a DC-DC converter that includes a switching element and uses a DC power supply as an input power supply and applies an output voltage that varies according to the on-duty of the switching element between signal lines. And a low-pass filter that changes a passing impedance according to a signal value of the transmission signal. Data transmission apparatus, characterized in that it comprises between the switching element and the signal line.

The low-pass filter includes an inductor inserted between a switching element and a signal line, a first capacitor inserted between signal lines, a second capacitor and a switch connected in parallel to the first capacitor. The data transmission device according to claim 1, comprising a series circuit of elements, wherein a switch element is turned on / off by the transmission signal.

The low-pass filter is inserted between a series circuit of first and second inductors inserted between a switching element and a signal line, a switch element connected in parallel to the second inductor, and a signal line. 2. The data transmission device according to claim 1, wherein the transmission signal is turned on and off by the transmission signal.

The low-pass filter includes a first inductor inserted between the switching element and the signal line, a series circuit of a capacitor and a second inductor inserted between the signal lines, and a parallel connection to the second inductor. 2. The data transmission apparatus according to claim 1, wherein the transmission element is turned on and off by the transmission signal.

The low-pass filter includes an inductor inserted between the switching element and the signal line, a series circuit of a capacitor and a resistor inserted between the signal lines, and a switch element connected in parallel to the resistor. 2. The data transmission device according to claim 1, wherein the switch element is turned on / off by a transmission signal.

A power supply terminal and a power reception terminal are connected via a two-wire signal line, and a transmission signal in which transmission data is superimposed on DC voltage is transmitted from the power supply terminal to the signal line during a transmission period, and DC is supplied from the power supply terminal to the signal line. In a data transmission device that transmits return data from the power receiving terminal to the power supply terminal by changing the impedance between the signal lines in the power reception terminal during the reception period in which the power is supplied, the power supply terminal transmits the transmission data in the transmission period. A control circuit that generates a binary transmission signal to be configured and a DC-DC converter that includes a switching element and uses a DC power supply as an input power supply and applies an output voltage that varies according to the on-duty of the switching element between signal lines. And a frequency conversion circuit that switches the switching frequency of the switching element according to the signal value of the transmission signal. Data transmission device according to claim and.

A constant voltage control circuit for detecting a difference between an output voltage of the transmission circuit and a signal value of a voltage control signal output from the control circuit; and an output voltage of the transmission circuit and a signal of the voltage control signal based on an output of the constant voltage control circuit. 7. The data transmission device according to claim 6, further comprising: a duty ratio conversion circuit that controls an on-duty of the switching element so as to keep a difference from the value constant.