JP3568675B2

JP3568675B2 - Sensorless control method for permanent magnet field synchronous motor

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Publication number: JP3568675B2
Application number: JP06207896A
Authority: JP
Inventors: 啓之榊原; 倫也奥野; 和良大林; 浩也辻
Original assignee: Denso Corp; Nippon Soken Inc
Current assignee: Denso Corp; Soken Inc
Priority date: 1996-02-22
Filing date: 1996-02-22
Publication date: 2004-09-22
Anticipated expiration: 2016-02-22
Also published as: JPH09233900A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＦＡ機器や電気自動車等に用いられる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法は、直流電源から出力される直流電圧をインバータで交流に変換し、この交流電圧により永久磁石界磁同期電動機を駆動するシステムにおいて、永久磁石界磁同期電動機の回転子の位置角度を検出するセンサを使用せずにトルク制御を行なう制御方法で、永久磁石界磁同期電動機の電圧方程式に基づいて回転子の位置角度と回転速度とを演算し、システムの外部から入力するトルク指令に応じて電圧指令ベクトルを決定するものである。そして電圧指令ベクトルに応じてインバータが交流電圧を永久磁石界磁同期電動機に印加する。かかる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法については渡辺等の研究が知られている（電気学会論文誌Ｄ，１１０巻１１号，平成２年，Ｐ．１１９３〜Ｐ．１２００）。
【０００３】
ところで上記電圧方程式に基づいて回転子の位置角度と回転速度とを演算するには永久磁石界磁同期電動機に印加される電圧値が必要であるが、上記電圧指令ベクトルで代用して電圧検出手段を省略し、システムを簡単にしたものがある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記電圧指令ベクトルの大きさが小さな範囲ではインバータの直流短絡防止時間等で生じる電圧指令ベクトルと実際の印加電圧の間の誤差の、電圧指令ベクトルに対する比率が大きくなる。
【０００５】
またインバータは永久磁石界磁同期電動機への印加電圧の符号が入れ代わる直流短絡防止時間における相電流を検出してこれに基づいて上記直流短絡防止時間における相電圧を予測して電圧指令ベクトルにフィードバックしているが、相電流の大きさが小さくなる位相では電流リプル等の影響で相電圧の予測誤差が増加し、特に電圧指令ベクトルの大きさが小さな範囲で電圧指令ベクトルと実際の印加電圧の間の誤差の、電圧指令ベクトルに対する比率が大きくなる。
【０００６】
この結果、電圧指令ベクトルの大きさが小さな範囲では正確な位置角度が得られず、トルクの制御性が悪化したり制御不能になるおそれがあった。
【０００７】
そこで、本発明は上記電圧指令ベクトルの大きさが小さな範囲においても、トルクの良好な制御性が得られる永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明によれば、永久磁石界磁同期電動機に印加される相電圧を交流電力発生手段に指令する上記電圧指令ベクトルの大きさを予め設定した下限値と比較して上記電圧指令ベクトルの大きさが上記下限値より小さいとき、これ以後の補正期間には制御周期ごとにパルス電圧ベクトルを上記補正期間における平均が略０となるように上記電圧指令ベクトルに加算し、これを補正後の電圧指令ベクトルとする。上記補正後の電圧指令ベクトルはこれと実際の印加電圧の間の誤差の、上記補正後の電圧指令ベクトルに対する比率が低くなり、回転子の位置角度や角速度の計算において上記誤差の影響が小さくなる。そしてパルス電圧ベクトルが上記補正期間において平均が略０であるから上記補正期間の経過後には上記相電流および永久磁石界磁同期電動機が発生させるトルクは補正期間前の状態に復する。
【０００９】
請求項２記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルの各成分を上記補正期間の各小期間における平均が略０となるようにするとともに、連続する前後の小期間ではその各成分の時間積分値の経時的なプロファイルを対称形とし、かつ上記プロファイルが一方の小期間では略正側に形成され、他方の小期間では略負側に形成されるようにする。上記時間積分値は近似的に上記パルス電圧ベクトルに応答する相電流のリプルと等しいから、連続する上記相電流のリプルは経時的なプロファイルが時間方向に対称形で、一方の相電流のリプルが略正側に形成され、他方の相電流のリプルが略負側に形成される。しかして上記永久磁石界磁同期電動機電流の発生させるトルクのリプルは上記電流のリプルが略正側に形成された小期間と略負側に形成された小期間では逆方向に現れる。しかして上記トルクのリプルは上記補正期間において平均が略０となる。
【００１０】
請求項３記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルを、平均値が略０の電圧波形を時間方向に並べ、相前後する電圧波形が時間方向に対称な対称形とすることを特徴とする。上記電圧波形が時間方向に対称であるからパルス電圧ベクトルの各成分は、連続する前後の小期間における時間積分値の経時的なプロファイルが対称形でかつ一方は略正側に、他方は略負側に形成される。しかして容易に上記トルクのリプルの平均値を略０にできる。
【００１１】
請求項４記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルの各成分パルスの時系列は上記連続する前後の小期間において、正負反転するようにすることにより、上記連続する前後の小期間において、パルス電圧ベクトルの各成分パルスの時間積分値の経時的なプロファイルを対称形とすることができる。
【００１２】
請求項５記載の発明によれば、平均が略０となるように上記パルス電圧ベクトルを上記補正期間ごとに異ならしめることにより、位置角度の計算精度が位置角度に依存しないようにすることができ、特定の位置角度の計算精度が継続して低下したままにならないようにすることができる。
【００１３】
請求項６記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルが新たな補正期間の度に一定の角度回転することにより上記パルス電圧ベクトルを平均が略０となるように上記補正期間ごとに異ならしめることができる。しかして容易な手段でトルクのリプルの平均を略０にでき、かつ計算精度が継続して低下したままにならない。
【００１４】
請求項７記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルの方向を乱数で決定することにより上記パルス電圧ベクトルを平均が略０となるように上記補正期間ごとに異ならしめることができる。しかして容易な手段でトルクのリプルの平均を略０にでき、かつ計算精度が継続して低下したままにならない。
【００１５】
請求項８記載の発明によれば、上記パルス電圧ベクトルを、上記トルクの時間微分が０であることを条件とする上記永久磁石界磁同期電動機の電圧方程式を満たすように設定することにより上記補正期間におけるトルクのリプルを０とすることができる。
【００１６】
請求項９記載の発明によれば、上記位置角度の正接が実質的に発散するときは、上記パルス電圧ベクトルの大きさを変更することにより位置角度の計算精度が位置角度に依存しないようにすることができ、特定の位置角度の計算精度が継続して低下したままにならないようにすることができる。
【００１７】
請求項１０記載の発明によれば、上記電圧指令ベクトルの大きさとして上記電圧指令ベクトルのトルク電圧成分の大きさを用い、上記下限値として上記電圧指令ベクトルのトルク電圧成分について予め設定した下限値を用いることにより上記電圧指令ベクトルの大きさの計算の負担が軽くなる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
本発明の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を実施した永久磁石界磁同期電動機の制御システムを図１に示す。制御システムは永久磁石界磁同期電動機たるＰＭ（ＰｅｒｍａｎｅｎｔＭａｇｎｅｔ）モータ１、これを駆動する交流電力発生手段たる電源部２、制御部３から構成されている。ＰＭモータ１は三相に構成されたもので、電機子の温度を検出する温度検出センサ４３が設けてある。電源部２は直流電源２１と、直流電源２１から供給される直流電圧を交流に変換してＰＭモータ１の各電機子巻線に相電圧を印加するインバータ２２を備えている。そして電圧検出センサ４１が設けてあり、直流電源２１電圧を検出するようになっている。またインバータ２２からＰＭモータ１の上記電機子に給電する三相の給電線のうち２つに電流検出センサ４２が設けてあり、２つの相電流（ｉｕ，ｉｗ）を検出するようになっている。
【００１９】
制御部２はデジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰという）３１が設けてあり、一定の制御周期でＰＭモータ１の制御をするようになっている。ＤＳＰ３１は外部からのトルク指令５１がアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄコンバータという。図中Ａ／Ｄ）３３を介して入力するとともに、電流検出センサ４２からＰＭモータ１の上記相電流（ｉｕ，ｉｗ）の検出信号がＡ／Ｄコンバータ３５を介して入力するようになっており、これら入力する信号に基づいてＰＭモータ１の各電機子巻線に印加する各相の電圧の指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを成分とする電圧指令ベクトル（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を決定するようになっている。ＤＳＰ３１から出力される電圧指令ベクトル（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を入力として電圧パルス幅変調回路（以下、ＰＷＭ回路という。図中ＰＷＭ）３２が三角波比較方式によりインバータ２２に電圧指令ベクトル（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に応じたＰＷＭ信号を出力し、インバータ２２が電圧指令ベクトル（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に応じて交流電圧を発生するようになっている。
【００２０】
またＤＳＰ３１は温度検出センサ４３から電機子温度の検出信号がＡ／Ｄコンバータ３６を介して入力し、ＰＭモータ１の電機子巻線の抵抗値の補正に用いられるようになっている。また電圧検出センサ４１から出力される直流電源２１電圧の検出信号が入力し、ＰＷＭ回路３２にフィードバックするようになっている。またＤＳＰ３１は、その作動プログラムを格納した読み出し専用メモリ（以下、ＲＯＭという）３７、ＤＳＰ３１が作動中にデータを一時記憶する随時読み書き可能メモリ（以下、ＲＡＭという）３８を備えている。これらが制御部３を構成する。
【００２１】
またＰＷＭ回路３２はＤＳＰ３１から電圧指令ベクトル（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）５２が入力すると同時に同期信号５４をＡ／Ｄコンバータ３５に出力するようになっている。
【００２２】
上記制御システムにおける永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を図１、図２および図３のフローチャートにより説明する。図２はＤＳＰ３１の起動後の作動を示すもので、ステップ１０１では装置の初期化を行なう。後述する割り込み処理で使用するパルスカウント変数ｃはこのステップで０にする。
【００２３】
ステップ１０２ではＰＭモータ１の回転子の磁極の極性を判定する。判定は電機子巻線に正負それぞれ電圧を瞬時的に印加し、これに応答する相電流の変化を観察する。電機子巻線に電圧が印加されると、界磁磁極の極性に応じて電機子鉄心は増磁または減磁する。電機子鉄心の磁化特性が非線形なため増磁する場合と減磁する場合とで検出される相電流の変化の大きさが異なる。電機子巻線に印加される電圧の正負と検出される相電流の大小の組合せから回転子の磁極の極性を判定する。
【００２４】
ステップ１０３では電圧検出センサ４１から直流電源２１電圧をＡ／Ｄコンバータ３４を介して取り込む。ステップ１０４では温度検出センサ４３から電機子温度をＡ／Ｄコンバータ３６を介して取り込む。
【００２５】
ステップ１０５ではＲＯＭ３７に記憶している電機子巻線抵抗の初期データをステップ１０４で取り込んだ電機子温度に基づいて補正し、当該温度における電機子巻線抵抗を得る。
【００２６】
ステップ１０６では外部から入力したトルク指令５１を取り込み、ステップ１０７で上記トルク指令５１をこれと対応する電流に変換し、ＰＭモータ１の回転子に対して静止したｄ軸（界磁磁極軸方向）とｑ軸（ｄ軸に対して直交方向）よりなる座標（以下、回転座標という）上の電流指令ベクトル（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）を得る。ステップ１０３からステップ１０７は以下で説明する割り込み処理の余り時間に実行して電流指令ベクトル（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）と電機子巻線抵抗値を割り込み処理に提供する。
【００２７】
図３はＡ／Ｄコンバータ３５が電流検出センサ４２から入力するアナログの検出信号をデジタル信号に変換し終えると起動する割り込み処理である。
【００２８】
まずＡ／Ｄコンバータ３５でデジタル信号に変換された固定座標上の三相の電流ベクトル（ｉｕ，ｉｗ）を取り込み（ステップ２０１）、電機子に対して静止した座標（以下、固定座標という）上の二相の電流ベクトル（ｉｘ，ｉｙ）に変換する（ステップ２０２）。
【００２９】
次いでステップ２０３で１周期前の制御周期の電圧指令ベクトルの大きさをＶ、その下限値である定数をＶｔｈとしてＶ＜Ｖｔｈであるかどうか、パルスカウント変数ｃが１≦ｃ≦５の範囲内にあるかどうかを判断する。Ｖ≧Ｖｔｈかつｃ＝０またはｃ＞５のときはステップ２０４を経てステップ２０５に進む。
【００３０】
ステップ２０５では式１により位置角度θを演算する。なお式中、ｐは微分演算子である。またｉｘ，ｉｙはステップ２０２の演算結果を、ｐｉｘ，ｐｉｙは１周期前の制御周期のｉｘ，ｉｙとの差分を、角速度ωは１周期前の制御周期における後述するステップ２０７で演算した数値を、Ｖｘ，Ｖｙは１周期前の制御周期における後述するステップ２１０で演算した数値を用いて計算する。Ｌｄ，Ｌｑはそれぞれ電機子インダクタンスの回転座標のｄ軸方向成分、ｑ軸方向成分で予めＲＯＭ３７に記憶されている。Ｒｄは回転座標のｄ軸方向の電機子巻線抵抗で、図２のステップ１０５で計算した電機子巻線抵抗と同じである。ここでθは−π≦θ＜πの範囲で２値を取るが起動時に判定した磁極の極性から起動後の最初の位置角度の計算時にいずれかに一意的に定まっているからその後の制御周期では位置角度θは、数値が上記最初の位置角度から連続するように決定される。
【００３１】
【数１】

【００３２】
ステップ２０６では固定座標上の電流ベクトル（ｉｘ，ｉｙ）を式２により回転座標上の二相の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）に変換する。ここでθはステップ２０５の計算結果を用いる。次いで式３により角速度ωを計算する。ここでＶｑは１周期前の制御周期における後述するステップ２０８で計算したＶｑを用いる。φａは回転子の磁束で、予めＲＯＭ３７に記憶してある。Ｒｑは回転座標のｑ軸方向の電機子巻線抵抗で、図２のステップ１０５で計算した電機子巻線抵抗と同じである。
【００３３】
【数２】

【００３４】
ステップ２０８では図２のステップ１０７で計算した電流指令ベクトル（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）に基づいてＰＩ制御により回転座標上の二相の電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）を計算する。この電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）の各成分Ｖｄ，Ｖｑはステップ２０９で、控えＶｄ０，Ｖｑ０に格納するとともに、電圧指令ベクトルの大きさＶを式４により計算する。
【００３５】
【数３】

【００３６】
ステップ２１０では回転座標上の二相の電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）を式５により固定座標上の二相の電圧指令ベクトル（Ｖｘ，Ｖｙ）に変換し，次いでこれを三相の電圧指令ベクトル（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する（ステップ２１１）。電圧指令ベクトル（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）をＰＷＭ回路３２に出力して（ステップ２１２）、割り込み処理は終了となる。
【００３７】
【数４】

【００３８】
以上が割り込み処理における通常の制御フローで、次に本発明の特徴部分を説明する。ステップ２０３で電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより小さくなると（Ｖ＜Ｖｔｈのとき）ステップ２１３へ進む。以後は補正期間となり、通常の制御フローと異なる予備の制御フローを実行する。該予備の制御フローはステップ２０１，２０２，２１０〜２１２が通常の制御フローと共通で、位置角度θ、電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）等の求め方が異なっている。
【００３９】
ステップ２１３ではパルスカウント変数ｃを識別する。上記通常の制御フローが実行されている間はステップ２０４でパルスカウント変数ｃはリセットされるから通常の制御フローから予備の制御フローへ切り替わった最初の制御周期では０であり（ステップ２１３）、ステップ２１４に進む。ステップ２１４では通常の制御フローから予備の制御フローに切り替わる直前の制御周期における電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）の成分である控えＶｄ０，Ｖｑ０にパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）を加算し、これを電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）とする。すなわち式６，７により電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）を計算する。
Ｖｄ＝Ｖｄ０＋ΔＶｄ ………▲６▼
Ｖｑ＝Ｖｑ０＋ΔＶｑ ………▲７▼
【００４０】
次いで現制御周期の位置角度を角速度ωを一定と見なして１周期前の制御周期で計算した位置角度θから線形に外挿して求める。すなわち制御周期をＴｐとしてθ＋Ｔｐ ×ωを現制御周期の位置角度θとする（ステップ２１５）。
【００４１】
ステップ２２６ではパルスカウント変数ｃを１ステップインクレメントして自然数Ｎを底数とする剰余を求め、それをあらためてパルスカウント変数ｃとする。ここでＮは６以上の自然数であり、パルスカウント変数ｃは１に更新される。なおＮはパルス電圧を重畳することで生じるトルクのリプルが無視できる十分に大きな数（例えば２０以上）とする。
【００４２】
そしてステップ２１５で計算された位置角度θに基づいて上記通常の制御フローと同様にステップ２１０〜２１２を実行することによりステップ２１４で設定した回転座標上の電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）を三相の電圧指令ベクトル（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換しＰＷＭ回路３２に出力する。
【００４３】
次の制御周期ではパルスカウント変数ｃ＝１であるからステップ２０３からステップ２１３，２１６を経てステップ２１７に進む。ステップ２１７では控えＶｄ０，Ｖｑ０にパルス電圧ベクトル（−ΔＶｄ，−ΔＶｑ）を加算し、これを電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）とする。すなわち式８，９により電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）を計算する。
Ｖｄ＝Ｖｄ０−ΔＶｄ ………▲８▼
Ｖｑ＝Ｖｑ０−ΔＶｑ ………▲９▼
【００４４】
したがって電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）の各成分Ｖｄ，ＶｑがＶｄ０，Ｖｑ０を中心に予備の制御フローの最初の制御周期（ｃ＝０）では正側に大きく振れ、次の制御周期（ｃ＝１）では負側に大きく振れる。すなわち上記最初の制御周期と次の制御周期よりなる小期間に電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）の各成分は平均が０のパルス時系列により補正される。ステップ２１５で上記最初の制御周期と同様に位置角度θを求め、この位置角度θに基づいてステップ２１０〜２１２を実行する。
【００４５】
ステップ２２６ではパルスカウント変数ｃが１ステップづつインクレメントしていくから続く制御周期（ｃ＝２）ではステップ２１３，２１６を経てステップ２１７に進み、回転座標上の電圧指令ベクトルの成分Ｖｄ，Ｖｑはそれぞれ控えＶｄ０，Ｖｑ０に対して負側に大きく振れる。さらに続く制御周期（ｃ＝３）ではステップ２１３からステップ２１４に進み、電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）の成分Ｖｄ，Ｖｑはそれぞれ控えＶｄ０，Ｖｑ０に対して正側に大きく振れる。すなわちこの２つの制御周期よりなる小期間に電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）の各成分は平均が０のパルス時系列により補正される。しかして通常の制御フローから予備の制御フローに切り替わると、補正期間の最初の連続する４制御周期におけるパルス電圧ベクトルの各成分ΔＶｄ，ΔＶｑはそれぞれ比が１：−１：−１：１で、後半の小期間のパルス時系列は前半の小期間におけるパルス電圧ベクトルを反転したパルス時系列となっており、各小期間における平均が０である。
【００４６】
上記４制御周期が終了し、パルスカウント変数ｃが４になるとステップ２０３，２１３，２１６，２１８を経てステップ２１９に進む。ステップ２１９，２２０，２２１，２２４，２２５では通常の制御フローのステップ２０５〜２０９と同様の手順を実行する。すなわち位置角度θを式１により計算する（ステップ２１９）。ここでは電圧指令ベクトルがパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）により大きいものになっているから位置角度θは精度良好に計算される。次いで固定座標上の電流ベクトル（ｉｘ，ｉｙ）を式２により回転座標上の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）に変換し（ステップ２２０）、角速度ωを式３により計算し（ステップ２２１）、ＰＩ制御により電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）を求める（ステップ２２４）。そしてステップ２２４で求めた電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）の各成分を控えＶｄ０，Ｖｑ０に格納するとともに、電圧指令ベクトルの大きさＶを式４により計算する（ステップ２２５）。
【００４７】
次の制御周期ではパルスカウント変数ｃが５になるからステップ２０３，２１３，２１６を経て２１８からステップ２２２に進む。ステップ２２２では位置角度θを１周期前の制御周期においてステップ２１９，２２１で計算した位置角度θ、角速度ωに基づいてステップ２１５と同様に外挿して求める。次いでこの位置角度に基づいてステップ２０６と同様に固定座標上の電流ベクトル（ｉｘ，ｉｙ）を回転座標上の二相の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）に変換し（ステップ２２３）、上記ステップ２２４に進む。
【００４８】
次の制御周期ではパルスカウント変数ｃ＝６（Ｎ＞６の場合）であるからステップ２０３で電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより大きいとき（Ｖ＞Ｖｔｈのとき）は、補正期間が終了し通常の制御フローとなる。また電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより小さいとき（Ｖ＜Ｖｔｈのとき）は再びステップ２１３，２１６，２１８を経てステップ２２２に進む。すなわち後の制御周期では更新される電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより小さく（Ｖ＜Ｖｔｈのとき）、パルスカウントｃ≦Ｎ−１である限りステップ２２２〜２２４を実行する。すなわち角速度ωが一定として位置角度θを線形に外挿して求める。そして上記位置角度θ、角速度ωに基づいて電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）、電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）を得る。その後、補正期間は終了する。
【００４９】
上記センサレス制御システムの作動についてシミュレーションを実施した。シミュレーションを実施したＰＭモータの仕様は極対数が２、ｄ軸インダクタンスＬｄが８ｍＨ、ｑ軸インダクタンスＬｑが１８ｍＨ、電機子抵抗Ｒａが０．１９Ω、磁束φａが０．３Ｗｂで、シミュレーション条件は回転速度３０ｒｐｍ一定（慣性モーメントが十分大きいとした）である。また計算を簡単にするため位置角度と角速度の検出誤差がないものとした。またインバータ２２は、電源電圧が３００Ｖ、直流短絡防止時間のＰＷＭ周期に対する割合が５％と仮定し、直流短絡防止時間における誤差電圧を１５Ｖと見積もっている。そしてパルス電圧ベクトルの大きさはΔＶｑを上記誤差電圧の２倍の３０Ｖとした。そしてトルク指令を１Ｎｍとし、対応する電圧指令ベクトルの大きさが数Ｖになるようにして通常の制御フローが困難な状況を設定した。
【００５０】
図４は上記シミュレーションの結果を示すもので、（Ａ）は電圧指令ベクトルのｑ軸成分Ｖｑである。補正期間の最初のＶｑは連続する４制御周期にΔＶｑ，−ΔＶｑ，−ΔＶｑ，ΔＶｑよりなるパルスが現れる。このように前半の２制御周期よりなる小期間における電圧波形たるパルス波形と後半の２制御周期よりなる小期間における電圧波形たるパルス波形とは時間を反転した対称形で、電圧指令ベクトルはかかるパルス波形を連続して並べた波形のパルス電圧ベクトルにより補正される。電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）に直流短絡防止時間の誤差電圧（１５Ｖ）よりも大きな３０Ｖのパルス電圧ベクトルを加えることで上記４制御周期に続く制御周期では位置角度θ、角速度ωが精度良好に計算され、これらの計算結果に基づいて逐次電圧指令ベクトルを計算して良好にモータを制御することができる。（Ｂ）は電圧指令ベクトルに応答する回転座標上の電流ベクトルのｑ軸成分Ｉｑである。上記パルス時系列により、前半の２制御周期では正側に電流リプルが生じており、後半の２制御周期では負側に電流リプルが生じている。電圧パルス幅が電機子巻線の時定数（Ｌｑ／Ｒａ＝０．０９４秒）より十分短いから電流リプルはパルス電圧の時間積分値に等しいプロファイルをなし三角形である。前半の２制御周期の電流リプルの正側の大きさΔｉｑと負側の大きさΔｉｑ｀は略等しく、前半の２制御周期の電流リプルのプロファイルと後半の２制御周期の電流リプルのプロファイルとは対称形となる。（Ｃ）はＰＭモータのトルクを示すものである。上記電流リプルに応じて上記電流リプルのように三角形のトルクリプルが正負対称形に生じている。しかして上記４制御周期におけるトルクリプルの平均は０でありトルクの制御に影響は小さい。
【００５１】
（第２実施形態）
上記実施形態において、式１により位置角度θの計算をするとき、右辺は分母の計算結果が小さいと実質的に発散し、その計算精度は悪くなる。角速度が大きく、位置角度θが回転座標のｄ軸と固定座標のｘ軸が略一致する位置角度であればこのようなことはないが上記予備の制御フローへの切り替えが必要なトルク指令や角速度の領域ではこの状態が継続するとＰＭモータの制御性が悪化するおそれがある。そこで図３の制御フローのステップ２０３とステップ２１３の間に新たな手順を追加した。これを図５に示し、相違点を中心に説明する。ステップ２０３で予備の制御フローに切り替わるとステップ３１０に進む。１周期前の制御周期のステップ２０４またはステップ２２６でｃがリセットされているからステップ３１０からステップ３２１に進む。ステップ３２１では最近の予備の制御フローにおける方位角αに進角値Δαを加算し、方位角を更新する。次いで方位角αを２πと比較し（ステップ３２２）、α＜２πであればステップ３３０に進み、α≧２πであればαから２πを減算して新たに方位角αとして（ステップ３２３）αが大きくなりすぎないようにしてからステップ３３０に進む。
【００５２】
ステップ３３０では式１０，１１によりパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）を設定する。なおΔＶは予めＲＯＭ（図１）に記憶してある一定値である。
【００５３】
【数５】

【００５４】
本実施形態では予備の制御フローに切り替わった最初の制御周期で以上のごとくパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）を最も近い過去の予備の制御フローにおけるパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）に対して進角値Δα回転させて設定するから、パルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）が略全方位にばらつく。この結果、式１による位置角度θの計算に際し、分母の取る値の範囲が広がる。これにより上記予備の制御フローへの切り替えが必要なトルク指令や角速度の領域においても、式２による位置角度θの計算において、特定の位置角度で継続して分母が小さくなって、上記特定の位置角度の計算精度が継続して低下し、ＰＭモータ１の制御不良を起こすことが防止される。
【００５５】
（第３実施形態）
本発明の第３の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を図６に示す。図３の制御フローのステップ２０３とステップ２１３の間に制御手順を追加し、図５のステップ３２１〜３２３の手順に代えて別の手順としたもので、相違点を中心に説明する。第２実施形態ではパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）の方位角αを一定の進角値Δαずつ回転するようにしたが、図６のステップ３２４では方位角αを式１２により設定する。ｒａｎｄ（）は０から１までの乱数で、αは０から２πまでの値をランダムに取る。しかしてパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）が略全方位にばらつく。
【００５６】
【数６】

【００５７】
（第４実施形態）
本発明の第４の永久磁石界磁同期電動機の制御方法を図７に示す。図３の制御フローのステップ２０３，２１３，２１４，２１６，２１７，２１８の手順に代えて別の手順としたものであり、図中、図３と同一番号を付したものは実質的に同じ手順を示すので相違点を中心に説明する。ステップ４０１で実行される手順は図３のステップ２０３の手順においてパルスカウント変数ｃを１≦ｃ≦５の範囲に有るかどうかを判定するのではなく１≦ｃ≦３の範囲に有るかどうかを判定するようにしたものである。そして電圧指令ベクトルの大きさＶが下限値Ｖｔｈより小さくなる（Ｖ＜Ｖｔｈ）と通常の制御フローから予備の制御フローに切り替わりステップ４０２に進む。
【００５８】
ステップ４０２ではパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）の成分ΔＶｑを式１３により計算する。ここでΔＶｄは予めＲＯＭ３８に記憶されている。式１３はトルクの時間微分が０を条件としてＰＭモータの電圧方程式を解いて決定したもので、以下に説明する。
【００５９】
【数７】

【００６０】
ＰＭモータの電圧方程式を式１４に示す。またＰＭモータが発生させるトルクは式１５のように表せる。式１６は式１５を時間で微分したものである。
【００６１】
【数８】

【００６２】
トルクが一定すなわちｄＴ／ｄｔ＝０のとき、ｄｉｄ／ｄｔとｄｉｑ／ｄｔが満たす条件は式１７となる。しかして電流リプルΔｉｄ／Δｔ，Δｉｑ／Δｔは、その比が式１８を満たすときトルクリプルを０とすることができる。この場合の電圧指令ベクトルは電圧方程式１４に電流リプルΔｉｄ／Δｔ，Δｉｑ／Δｔをｄｉｄ／ｄｔ，ｄｉｑ／ｄｔとして代入したＶｄ，Ｖｑとなる。したがって電圧方程式１４においてｐｉｄ，ｐｉｑ＝０としたＶｄ，Ｖｑ（予備の制御フローに切り替わる前の電圧指令ベクトルに対応）との差がパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）となる。パルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）について式１９，２０を得る。これと式１８よりパルス電圧ベクトルの成分ΔＶｄ，ΔＶｑの間の関係式１３を得る。
【００６３】
【数９】

【００６４】
次いで予備の制御フローに切り替わった最初の制御周期（ｃ＝０）ではステップ４０３からステップ２１４に進み、電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）の成分Ｖｄ，Ｖｑはそれぞれ控えＶｄ０，Ｖｑ０に対して正側に振れる。本実施形態でも共通する図３のステップ２２６でパルスカウント変数ｃが１ステップづつインクレメントするからさらに続く制御周期（ｃ＝１）ではステップ４０３，４０４からステップ２１７に進み、電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）の成分Ｖｄ，Ｖｑはそれぞれ控えＶｄ０，Ｖｑ０に対して負側に振れる。しかして通常の制御フローから予備の制御フローに切り替わると電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）は以後連続する２制御周期よりなる期間に比が１：−１のパルス電圧ベクトルにより補正される。ステップ２１５以降の手順は図３に示しものと同様である。
【００６５】
続く制御周期（ｃ＝２）ではステップ４０５からステップ２１９に進み、上記補正期間にパルス電圧ベクトルで補正された電圧指令ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）に応答する相電流に基づいて第１実施形態と同様に位置角度θを式１により計算する。そしてさらに続く制御周期以降（ｃ≧３）はステップ４０５からステップ２２２に進み、位置角度θを、前の制御周期の位置角度を外挿して求める。次いで第１実施形態と同様にステップ２２３以降の手順を実行する。
【００６６】
上記制御システムの作動についてシミュレーションを実施した。シミュレーションを実施したＰＭモータの仕様およびシミュレーション条件は第１実施形態と同じである。パルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）はΔＶｄ＝３０ＶでΔＶｑは式１３により計算した数値を使用した。
【００６７】
図８は上記制御方法のシミュレーションの結果を示すもので、（Ａ）は回転座標上の電圧指令ベクトルのｄ軸成分Ｖｄである。Ｖｄは連続する２制御周期よりなる期間にΔＶｄ，−ΔＶｄよりなるパルス時系列をなしている。（Ｂ）は回転座標上の電圧指令ベクトルのｑ軸成分Ｖｑである。Ｖｑは連続する２制御周期にΔＶｑ，−ΔＶｑよりなるパルス時系列をなしている。（Ｃ），（Ｄ）は電圧指令ベクトルに応答する回転座標上の電流ベクトルのｄ軸成分ｉｄ、ｑ軸成分ｉｑである。上記パルス時系列により、２制御周期では正側に三角形の電流リプルが生じている。（Ｅ）はＰＭモータのトルクを示すもので、トルクリプルのない平坦なトルク特性が得られた。しかして電圧指令ベクトルに直流短絡防止時間の誤差電圧（１５Ｖ）よりも大きな３０Ｖのパルス電圧ベクトルを加えることで位置角度、角速度が精度良好に計算され上記誤差電圧（１５Ｖ）による精度の低下が防止される。上記期間に続く制御周期ではこれらの位置角度、角速度に基づいて逐次電圧指令ベクトルを計算して良好にモータを制御することができる。しかもパルス電圧ベクトルが加えられてもその補正期間中におけるトルクのリプルは０でトルクの制御性に影響がなく、良好なトルクの制御性が得られる。
【００６８】
なお第１、第４実施形態において、図３のステップ２０３とステップ２１３の間、または図７のステップ４０１とステップ４０２の間に式１の分母の絶対値を予め設定した下限値と比較し、その結果に応じてパルス電圧ベクトルの大きさ（ΔＶｄ，ΔＶｑ）を設定する手順を設けてもよい。すなわち式１の分母の絶対値が上記下限値より小さいときはパルス電圧ベクトルの補正量（Δｖｄ，Δｖｑ）をパルス電圧ベクトル（ΔＶｄ，ΔＶｑ）に加算し（第４実施形態の場合にはΔＶｄに補正量Δｖｄを加算し、新たなΔＶｄから式１３によりΔＶｑを計算する）これをこの補正期間におけるパルス電圧ベクトルとし、式１の分母の絶対値が上記下限値より大きいときは補正を行わない。これにより第２、第３実施形態のごとく上記予備の制御フローへの切り替えが必要なトルク指令や角速度の領域においても、式１による位置角度θの計算において、特定の位置角度で継続して分母が小さくなって、上記特定の位置角度の計算精度が継続して低下することなく、ＰＭモータの制御不良が防止される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を実施した装置のブロック図である。
【図２】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すフローチャートである。
【図３】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示す別のフローチャートである。
【図４】本発明の第１の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すグラフである。
【図５】本発明の第２の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第３の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すフロ−チャ−トである。
【図７】本発明の第４の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すフロ−チャ−トである。
【図８】本発明の第４の永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法を示すグラフである。
【符号の説明】
１ＰＭモータ（永久磁石界磁同期電動機）
２インバータ（交流電力発生手段）[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor used in FA equipment and electric vehicles.
[0002]
[Prior art]
A sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor is a method of converting a DC voltage output from a DC power supply into an AC by an inverter, and driving the permanent magnet field synchronous motor with the AC voltage. A control method that performs torque control without using a sensor that detects the position angle of the rotor, calculates the position angle and rotation speed of the rotor based on the voltage equation of the permanent magnet field synchronous motor, and A voltage command vector is determined according to a torque command input from the outside. Then, according to the voltage command vector, the inverter applies an AC voltage to the permanent magnet field synchronous motor. For such a sensorless control method of a permanent magnet field synchronous motor, a study by Watanabe et al. Is known (IEEE Transactions D, Vol. 110, No. 11, 1990, P. 1193 to P. 1200).
[0003]
Incidentally, in order to calculate the position angle and rotation speed of the rotor based on the above voltage equation, a voltage value applied to the permanent magnet field synchronous motor is necessary. Some have simplified the system by omitting the.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the range where the magnitude of the voltage command vector is small, the ratio of the error between the voltage command vector generated during the DC short circuit prevention time of the inverter and the actual applied voltage to the voltage command vector increases.
[0005]
Also, the inverter detects the phase current in the DC short-circuit prevention time in which the sign of the voltage applied to the permanent magnet field synchronous motor is switched, and based on this detects the phase voltage in the DC short-circuit prevention time and feeds it back to the voltage command vector. However, in the phase in which the magnitude of the phase current is small, the prediction error of the phase voltage increases due to the influence of current ripple and the like, and particularly, in the range where the magnitude of the voltage command vector is small, the phase error between the voltage command vector and the actual applied voltage is increased. Is larger with respect to the voltage command vector.
[0006]
As a result, an accurate position angle cannot be obtained in a range where the magnitude of the voltage command vector is small, and there is a possibility that torque controllability may be deteriorated or control may be impossible.
[0007]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a sensorless control method of a permanent magnet field synchronous motor that can obtain good torque controllability even in a range where the magnitude of the voltage command vector is small.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, the magnitude of the voltage command vector for instructing the AC power generating means of the phase voltage applied to the permanent magnet field synchronous motor is compared with a preset lower limit value to determine the voltage command. When the magnitude of the vector is smaller than the lower limit, a pulse voltage vector is added to the voltage command vector in the subsequent correction period so that the average in the correction period becomes substantially 0 in each control cycle, and this is corrected. This is the voltage command vector later. In the corrected voltage command vector, the ratio of the error between this and the actual applied voltage to the corrected voltage command vector is reduced, and the influence of the error is reduced in the calculation of the rotor position angle and angular velocity. . Since the average of the pulse voltage vector is substantially zero during the correction period, the phase current and the torque generated by the permanent magnet field synchronous motor return to the state before the correction period after the correction period.
[0009]
According to the second aspect of the present invention, the average of each component of the pulse voltage vector in each of the small periods of the correction period is substantially zero, and the time integration of each of the components in successive small periods is performed. The temporal profile of the value is symmetrical, and the profile is formed on the substantially positive side in one small period, and is formed on the substantially negative side in the other small period. Since the time integration value is approximately equal to the ripple of the phase current responding to the pulse voltage vector, the ripple of the continuous phase current has a temporally symmetric profile in the time direction, and the ripple of one phase current is It is formed on the substantially positive side, and the ripple of the other phase current is formed on the substantially negative side. Thus, the ripple of the torque generated by the permanent magnet field synchronous motor current appears in the opposite direction in a small period in which the current ripple is formed on the substantially positive side and in a small period in which the current ripple is formed on the substantially negative side. Therefore, the average of the ripple of the torque becomes substantially zero during the correction period.
[0010]
According to a third aspect of the present invention, the pulse voltage vectors are arranged such that voltage waveforms having an average value of substantially 0 are arranged in the time direction, and voltage waveforms that are successive are symmetrical in the time direction. . Since the voltage waveform is symmetrical in the time direction, each component of the pulse voltage vector has a symmetrical temporal integration profile of the time integration value in a short period before and after a continuous period, and one is substantially on the positive side and the other is substantially negative. Formed on the side. Thus, the average value of the ripple of the torque can be easily reduced to substantially zero.
[0011]
According to the fourth aspect of the present invention, the time series of each component pulse of the pulse voltage vector is inverted in the positive and negative directions in the successive short periods before and after. The temporal profile of the time integral of each component pulse of the voltage vector can be symmetric.
[0012]
According to the fifth aspect of the present invention, the calculation accuracy of the position angle can be made independent of the position angle by making the pulse voltage vector different for each correction period so that the average becomes substantially zero. In addition, it is possible to prevent the calculation accuracy of a specific position angle from continuously decreasing.
[0013]
According to the sixth aspect of the present invention, the pulse voltage vector is rotated by a fixed angle each time a new correction period is made, so that the pulse voltage vector is made different for each correction period so that the average becomes substantially zero. Can be. Thus, the average of the ripple of the torque can be made substantially zero by an easy means, and the calculation accuracy does not remain continuously lowered.
[0014]
According to the seventh aspect of the present invention, the direction of the pulse voltage vector is determined by a random number, so that the pulse voltage vector can be made different for each of the correction periods so that the average becomes substantially zero. Thus, the average of the ripple of the torque can be made substantially zero by an easy means, and the calculation accuracy does not remain continuously lowered.
[0015]
According to the eighth aspect of the present invention, the pulse voltage vector is set so as to satisfy a voltage equation of the permanent magnet field synchronous motor on condition that a time derivative of the torque is zero. The ripple of the torque during the period can be set to zero.
[0016]
According to the ninth aspect of the present invention, when the tangent of the position angle substantially diverges, the magnitude of the pulse voltage vector is changed so that the calculation accuracy of the position angle does not depend on the position angle. The calculation accuracy of a specific position angle can be prevented from continuing to decrease.
[0017]
According to the invention of claim 10, the magnitude of the torque voltage component of the voltage command vector is used as the magnitude of the voltage command vector, and the lower limit value preset for the torque voltage component of the voltage command vector is used as the lower limit value. Is used, the burden of calculating the magnitude of the voltage command vector is reduced.
[0018]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(1st Embodiment)
FIG. 1 shows a control system for a permanent magnet field synchronous motor that implements the sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor of the present invention. The control system includes a PM (Permanent Magnet) motor 1 as a permanent magnet field synchronous motor, a power supply unit 2 as an AC power generating means for driving the motor, and a control unit 3. The PM motor 1 has a three-phase structure, and is provided with a temperature detection sensor 43 for detecting the temperature of the armature. The power supply unit 2 includes a DC power supply 21 and an inverter 22 that converts a DC voltage supplied from the DC power supply 21 into an AC and applies a phase voltage to each armature winding of the PM motor 1. A voltage detection sensor 41 is provided to detect the voltage of the DC power supply 21. Current detection sensors 42 are provided on two of the three-phase power supply lines for supplying power to the armature of the PM motor 1 from the inverter 22 to detect two phase currents (iu, iw). .
[0019]
The control unit 2 is provided with a digital signal processor (hereinafter referred to as DSP) 31 and controls the PM motor 1 at a constant control cycle. The DSP 31 receives a torque command 51 from the outside via an analog / digital converter (hereinafter, referred to as an A / D converter; A / D in the figure) 33, and outputs the phase current (PM) of the PM motor 1 from the current detection sensor 42. i.sub.u, i.sub.w) are input via the A / D converter 35, and the command value of the voltage of each phase applied to each armature winding of the PM motor 1 based on these input signals. A voltage command vector (Vu, Vv, Vw) having Vu, Vv, Vw as components is determined. A voltage command vector (Vu, Vv, Vw) output from the DSP 31 is input, and a voltage pulse width modulation circuit (hereinafter, referred to as a PWM circuit; PWM in the figure) 32 supplies a voltage command vector (Vu, Vv) to the inverter 22 by a triangular wave comparison method. , Vw), and the inverter 22 generates an AC voltage according to the voltage command vector (Vu, Vv, Vw).
[0020]
The DSP 31 receives a detection signal of the armature temperature from the temperature detection sensor 43 via the A / D converter 36 and is used for correcting the resistance value of the armature winding of the PM motor 1. Further, a detection signal of the voltage of the DC power supply 21 output from the voltage detection sensor 41 is input and fed back to the PWM circuit 32. The DSP 31 also includes a read-only memory (hereinafter, referred to as ROM) 37 storing the operation program, and a read / write memory (hereinafter, referred to as RAM) 38 for temporarily storing data while the DSP 31 is operating. These constitute the control unit 3.
[0021]
The PWM circuit 32 outputs a synchronization signal 54 to the A / D converter 35 at the same time when the voltage command vectors (Vu, Vv, Vw) 52 are input from the DSP 31.
[0022]
The sensorless control method of the permanent magnet field synchronous motor in the above control system will be described with reference to the flowcharts of FIGS. FIG. 2 shows the operation after the DSP 31 is started. In step 101, the apparatus is initialized. The pulse count variable c used in the interrupt processing described later is set to 0 in this step.
[0023]
In step 102, the polarity of the magnetic pole of the rotor of the PM motor 1 is determined. For the determination, positive and negative voltages are instantaneously applied to the armature winding, and changes in the phase current in response to the voltages are observed. When a voltage is applied to the armature winding, the armature core increases or decreases according to the polarity of the field pole. Since the magnetization characteristics of the armature core are non-linear, the magnitude of the change in the detected phase current differs between the case where the magnetization increases and the case where the magnetization demagnetizes. The polarity of the magnetic pole of the rotor is determined from the combination of the polarity of the voltage applied to the armature winding and the magnitude of the detected phase current.
[0024]
In step 103, the voltage of the DC power supply 21 is taken in from the voltage detection sensor 41 via the A / D converter 34. In step 104, the armature temperature is acquired from the temperature detection sensor 43 via the A / D converter 36.
[0025]
In step 105, the initial data of the armature winding resistance stored in the ROM 37 is corrected based on the armature temperature taken in in step 104, and the armature winding resistance at that temperature is obtained.
[0026]
In step 106, the torque command 51 input from the outside is fetched, and in step 107, the torque command 51 is converted into a corresponding current, and the d-axis (direction of the magnetic field pole axis) stationary with respect to the rotor of the PM motor 1. And a current command vector (Id *, Iq *) on coordinates (hereinafter referred to as rotation coordinates) composed of the q axis (a direction orthogonal to the d axis). Steps 103 to 107 are executed in the remaining time of the interrupt processing described below to provide the current command vectors (Id *, Iq *) and the armature winding resistance value to the interrupt processing.
[0027]
FIG. 3 shows an interrupt process that is started when the A / D converter 35 finishes converting an analog detection signal input from the current detection sensor 42 into a digital signal.
[0028]
First, a three-phase current vector (iu, iw) on fixed coordinates converted into a digital signal by the A / D converter 35 is fetched (step 201), and the coordinates are fixed with respect to the armature (hereinafter referred to as fixed coordinates). Is converted to a two-phase current vector (ix, iy) (step 202).
[0029]
Next, in step 203, the magnitude of the voltage command vector in the control cycle one cycle before is V, and the lower limit value is a constant, Vth, and whether V <Vth is satisfied or not, the pulse count variable c is within the range of 1 ≦ c ≦ 5. To determine if it is. When V ≧ Vth and c = 0 or c> 5, the process proceeds to step 205 via step 204.
[0030]
In step 205, the position angle θ is calculated by the equation (1). In the equation, p is a differential operator. Also, ix and iy are the calculation results of step 202, pix and piy are the differences between ix and iy of the previous control cycle, and the angular velocity ω is the numerical value calculated in step 207 described later in the previous control cycle. , Vx, Vy are calculated using the numerical values calculated in step 210 described later in the control cycle one cycle before. Ld and Lq are d-axis and q-axis components of the rotational coordinates of the armature inductance, respectively, and are stored in the ROM 37 in advance. Rd is the armature winding resistance in the d-axis direction of the rotating coordinate, which is the same as the armature winding resistance calculated in step 105 of FIG. Here, θ takes a binary value in the range of −π ≦ θ <π, but is uniquely determined to be any one at the time of calculating the first position angle after the start from the polarity of the magnetic pole determined at the start, so that the control cycle thereafter Is determined so that the numerical value is continuous from the first position angle.
[0031]
(Equation 1)

[0032]
In step 206, the current vector (ix, iy) on the fixed coordinates is converted into a two-phase current vector (id, iq) on the rotating coordinates by Expression 2. Here, θ uses the calculation result of step 205. Next, the angular velocity ω is calculated by Expression 3. Here, Vq used is Vq calculated in step 208 described later in the control cycle one cycle before. φa is the magnetic flux of the rotor, which is stored in the ROM 37 in advance. Rq is the armature winding resistance in the q-axis direction of the rotation coordinate, which is the same as the armature winding resistance calculated in step 105 of FIG.
[0033]
(Equation 2)

[0034]
In step 208, a two-phase voltage command vector (Vd, Vq) on the rotating coordinates is calculated by PI control based on the current command vector (Id *, Iq *) calculated in step 107 of FIG. In step 209, the respective components Vd, Vq of the voltage command vector (Vd, Vq) are stored in reserves Vd0, Vq0, and the magnitude V of the voltage command vector is calculated by equation (4).
[0035]
[Equation 3]

[0036]
In step 210, the two-phase voltage command vector (Vd, Vq) on the rotating coordinate is converted into a two-phase voltage command vector (Vx, Vy) on the fixed coordinate by Equation 5, and then this is converted into a three-phase voltage command vector. (Vu, Vv, Vw) (step 211). The voltage command vector (Vu, Vv, Vw) is output to the PWM circuit 32 (step 212), and the interrupt processing ends.
[0037]
(Equation 4)

[0038]
The above is the normal control flow in the interrupt processing. Next, the features of the present invention will be described. When the magnitude V of the voltage command vector becomes smaller than the lower limit value Vth in step 203 (when V <Vth), the process proceeds to step 213. Thereafter, a correction period is set, and a preliminary control flow different from the normal control flow is executed.

Steps

201, 202 and 210 to 212 in the preliminary control flow are common to the normal control flow, and the method of obtaining the position angle θ, the voltage command vector (Vd, Vq), and the like is different.
[0039]
In step 213, the pulse count variable c is identified. While the normal control flow is being executed, the pulse count variable c is reset in step 204, so that it is 0 in the first control cycle in which the normal control flow is switched to the spare control flow (step 213). Proceed to 214. In step 214, the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) is added to the reserve Vd0, Vq0 which is a component of the voltage command vector (Vd, Vq) in the control cycle immediately before switching from the normal control flow to the spare control flow, and this is added. Let it be a voltage command vector (Vd, Vq). That is, the voltage command vector (Vd, Vq) is calculated by Expressions 6 and 7.
Vd = Vd0 + ΔVd (6)
Vq = Vq0 + .DELTA.Vq ... 7
[0040]
Next, the position angle in the current control cycle is obtained by linearly extrapolating from the position angle θ calculated in the control cycle one cycle before, assuming that the angular velocity ω is constant. That is, assuming that the control cycle is Tp, θ + Tp × ω is set as the position angle θ of the current control cycle (step 215).
[0041]
In step 226, the pulse count variable c is incremented by one step to obtain a remainder whose base is the natural number N, and the remainder is set as the pulse count variable c again. Here, N is a natural number of 6 or more, and the pulse count variable c is updated to 1. Note that N is a sufficiently large number (for example, 20 or more) in which the ripple of the torque generated by superimposing the pulse voltage can be ignored.
[0042]
Then, based on the position angle θ calculated in step 215, steps 210 to 212 are executed in the same manner as in the above-described normal control flow, so that the voltage command vector (Vd, Vq) on the rotational coordinates set in step 214 is three-phase. To the voltage command vector (Vu, Vv, Vw).
[0043]
In the next control cycle, since the pulse count variable c = 1, the process proceeds from step 203 to step 217 via

steps

213 and 216. In step 217, the pulse voltage vector (−ΔVd, −ΔVq) is added to the copy Vd0, Vq0, and this is set as a voltage command vector (Vd, Vq). That is, the voltage command vector (Vd, Vq) is calculated by Expressions 8 and 9.
Vd = Vd0−ΔVd... (8)
Vq = Vq0-.DELTA.Vq ... 9
[0044]
Therefore, each component Vd, Vq of the voltage command vector (Vd, Vq) swings largely to the positive side in the first control cycle (c = 0) of the preliminary control flow around Vd0, Vq0, and the next control cycle (c = In 1), it swings largely to the negative side. That is, each component of the voltage command vector (Vd, Vq) is corrected by a pulse time series having an average of 0 in a short period including the first control cycle and the next control cycle. In step 215, the position angle θ is obtained in the same manner as in the first control cycle, and steps 210 to 212 are executed based on the position angle θ.
[0045]
In step 226, since the pulse count variable c is incremented one by one, in the subsequent control cycle (c = 2), the process proceeds to step 217 via

steps

213 and 216, and the components Vd and Vq of the voltage command vector on the rotating coordinates are Each swings largely to the negative side with respect to the reserves Vd0 and Vq0. In the subsequent control cycle (c = 3), the process proceeds from step 213 to step 214, where the components Vd, Vq of the voltage command vectors (Vd, Vq) largely swing to the positive side with respect to the reserves Vd0, Vq0, respectively. That is, each component of the voltage command vector (Vd, Vq) is corrected by a pulse time series having an average of 0 during the short period of the two control periods. When the normal control flow is switched to the spare control flow, the components ΔVd and ΔVq of the pulse voltage vector in the first four consecutive control cycles of the correction period have the ratios of 1: −1: −1: 1, respectively. The pulse time series in the latter short period is a pulse time series obtained by inverting the pulse voltage vector in the first half period, and the average in each short period is zero.
[0046]
When the above four control cycles are completed and the pulse count variable c becomes 4, the process proceeds to

steps

219, 213, 216, and 218 and proceeds to step 219. In

steps

219, 220, 221, 224, and 225, the same procedure as in steps 205 to 209 of the normal control flow is executed. That is, the position angle θ is calculated by Expression 1 (step 219). Here, since the voltage command vector is larger than the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq), the position angle θ is calculated with high accuracy. Next, the current vector (ix, iy) on the fixed coordinates is converted into the current vector (id, iq) on the rotating coordinates by Equation 2 (Step 220), the angular velocity ω is calculated by Equation 3 (Step 221), and PI control is performed. To obtain the voltage command vector (Vd, Vq) (step 224). Then, each component of the voltage command vector (Vd, Vq) obtained in step 224 is stored in Vd0, Vq0, and the magnitude V of the voltage command vector is calculated by equation 4 (step 225).
[0047]
In the next control cycle, the pulse count variable c becomes 5, and the process proceeds from step 218 to step 222 through

steps

203, 213, and 216. In step 222, the position angle θ is extrapolated and obtained in the control cycle one cycle before based on the position angle θ and the angular velocity ω calculated in

steps

219 and 221 in the same manner as in step 215. Next, based on the position angle, the current vector (ix, iy) on the fixed coordinates is converted into a two-phase current vector (id, iq) on the rotating coordinates as in step 206 (step 223). move on.
[0048]
In the next control cycle, the pulse count variable c = 6 (when N> 6), so if the magnitude V of the voltage command vector is larger than the lower limit value Vth (when V> Vth) in step 203, the correction period is The process ends and the normal control flow is performed. When the magnitude V of the voltage command vector is smaller than the lower limit value Vth (when V <Vth), the process proceeds to step 222 again through

steps

213, 216, and 218. That is, in the subsequent control cycle, the magnitude V of the updated voltage command vector is smaller than the lower limit value Vth (when V <Vth), and steps 222 to 224 are executed as long as the pulse count c ≦ N−1. That is, assuming that the angular velocity ω is constant, the position angle θ is linearly extrapolated and obtained. Then, a current vector (id, iq) and a voltage command vector (Vd, Vq) are obtained based on the position angle θ and the angular velocity ω. Thereafter, the correction period ends.
[0049]
A simulation was performed on the operation of the sensorless control system. The specifications of the PM motor in which the simulation was performed were as follows: the number of pole pairs was 2, the d-axis inductance Ld was 8 mH, the q-axis inductance Lq was 18 mH, the armature resistance Ra was 0.19Ω, and the magnetic flux φa was 0.3 Wb. It is constant at 30 rpm (assuming the moment of inertia is sufficiently large). Further, in order to simplify the calculation, it is assumed that there is no detection error of the position angle and the angular velocity. The inverter 22 estimates that the error voltage in the DC short circuit prevention time is 15 V, assuming that the power supply voltage is 300 V and the ratio of the DC short circuit prevention time to the PWM cycle is 5%. The magnitude of the pulse voltage vector was set to ΔVq at 30 V, which is twice the error voltage. Then, the torque command was set to 1 Nm, and the magnitude of the corresponding voltage command vector was set to several volts, thereby setting a situation where a normal control flow was difficult.
[0050]
FIG. 4 shows the results of the above simulation, where (A) shows the q-axis component Vq of the voltage command vector. In the first Vq of the correction period, pulses composed of ΔVq, −ΔVq, −ΔVq, and ΔVq appear in four consecutive control cycles. As described above, the pulse waveform as the voltage waveform in the short period composed of the first two control periods and the pulse waveform as the voltage waveform in the small period composed of the second two control periods are symmetrical in which the time is inverted. The correction is made by the pulse voltage vector of the waveform in which the waveforms are continuously arranged. By adding a 30V pulse voltage vector larger than the error voltage (15V) of the DC short-circuit prevention time to the voltage command vector (Vd, Vq), the position angle θ and the angular velocity ω can be accurately adjusted in the control cycle following the above four control cycles. The motor can be satisfactorily controlled by calculating the voltage command vectors sequentially based on the calculated results. (B) is the q-axis component Iq of the current vector on the rotating coordinates that responds to the voltage command vector. According to the pulse time series, a current ripple is generated on the positive side in the first two control cycles, and a current ripple is generated on the negative side in the second two control cycles. Since the voltage pulse width is sufficiently shorter than the time constant of the armature winding (Lq / Ra = 0.094 seconds), the current ripple has a triangular profile with a profile equal to the time integral of the pulse voltage. The positive side magnitude Δiq and the negative side magnitude Δiq ｀ of the current ripple in the first two control cycles are substantially equal, and the current ripple profile in the first two control cycles and the current ripple profile in the second two control cycles are as follows. It becomes symmetrical. (C) shows the torque of the PM motor. In accordance with the current ripple, a triangular torque ripple is generated in a positive / negative symmetric shape like the current ripple. Thus, the average of the torque ripple in the four control cycles is 0, and the influence on the torque control is small.
[0051]
(2nd Embodiment)
In the above embodiment, when the position angle θ is calculated by Expression 1, the right side substantially diverges when the calculation result of the denominator is small, and the calculation accuracy deteriorates. If the angular velocity is large and the position angle θ is a position angle at which the d-axis of the rotating coordinate and the x-axis of the fixed coordinate substantially coincide, this is not the case, but the torque command and the angular velocity that need to be switched to the above preliminary control flow In this region, if this state continues, the controllability of the PM motor may deteriorate. Therefore, a new procedure is added between step 203 and step 213 in the control flow of FIG. This is shown in FIG. 5, and the description will focus on the differences. When the control flow is switched to the preliminary control flow in step 203, the process proceeds to step 310. Since c has been reset in step 204 or step 226 of the control cycle one cycle before, the process proceeds from step 310 to step 321. In step 321, the azimuth angle α is added to the azimuth angle α in the latest preliminary control flow to update the azimuth angle. Next, the azimuth α is compared with 2π (step 322). If α <2π, the process proceeds to step 330. If α ≧ 2π, 2π is subtracted from α to newly set the azimuth α (step 323). The process proceeds to step 330 after preventing the size from becoming too large.
[0052]
In step 330, the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) is set according to equations (10) and (11). ΔV is a constant value stored in the ROM (FIG. 1) in advance.
[0053]
(Equation 5)

[0054]
In the present embodiment, as described above, the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) is advanced with respect to the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) in the nearest past preliminary control flow in the first control cycle switched to the preliminary control flow. Since the value is set by rotating the value Δα, the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) varies in almost all directions. As a result, the range of values taken by the denominator when calculating the position angle θ by Expression 1 is widened. As a result, even in the area of the torque command and the angular velocity that require switching to the preliminary control flow, the denominator is continuously reduced at the specific position angle in the calculation of the position angle θ according to Equation 2, and the specific position is reduced. It is possible to prevent the calculation accuracy of the angle from continuously lowering and causing the control failure of the PM motor 1 to occur.
[0055]
(Third embodiment)
FIG. 6 shows a sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to a third embodiment of the present invention. A control procedure is added between step 203 and step 213 in the control flow of FIG. 3, and another procedure is used instead of the procedure of steps 321 to 323 in FIG. 5, and the description will focus on the differences. In the second embodiment, the azimuth α of the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) is rotated by a constant advance value Δα. However, in step 324 of FIG. rand () is a random number from 0 to 1, and α takes a value from 0 to 2π at random. Thus, the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) varies in almost all directions.
[0056]
(Equation 6)

[0057]
(Fourth embodiment)
FIG. 7 shows a fourth method of controlling a permanent magnet field synchronous motor according to the present invention. 3 is a different procedure in place of the procedures of

steps

203, 213, 214, 216, 217, and 218 of the control flow of FIG. 3. In FIG. Therefore, the difference will be mainly described. The procedure performed in step 401 is not to determine whether the pulse count variable c is in the range of 1 ≦ c ≦ 5 in the procedure of step 203 in FIG. 3 but to determine whether the pulse count variable c is in the range of 1 ≦ c ≦ 3. This is to determine. When the magnitude V of the voltage command vector becomes smaller than the lower limit value Vth (V <Vth), the control flow is switched from the normal control flow to the spare control flow, and the routine proceeds to step 402.
[0058]
In step 402, the component ΔVq of the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) is calculated by Expression 13. Here, ΔVd is stored in the ROM 38 in advance. Equation 13 is determined by solving the voltage equation of the PM motor under the condition that the time derivative of the torque is 0, and will be described below.
[0059]
(Equation 7)

[0060]
Equation 14 shows the voltage equation of the PM motor. Further, the torque generated by the PM motor can be expressed as in Expression 15. Expression 16 is obtained by differentiating Expression 15 with respect to time.
[0061]
(Equation 8)

[0062]
When the torque is constant, that is, when dT / dt = 0, the condition satisfied by did / dt and diq / dt is represented by Expression 17. Thus, when the ratio of the current ripples Δid / Δt and Δiq / Δt satisfies Expression 18, the torque ripple can be set to zero. The voltage command vector in this case is Vd, Vq obtained by substituting the current ripples Δid / Δt, Δiq / Δt into the voltage equation 14 as did / dt, diq / dt. Therefore, in the voltage equation 14, the difference from Vd, Vq (corresponding to the voltage command vector before switching to the preliminary control flow) where pid, piq = 0 is the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq). Equations 19 and 20 are obtained for the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq). From this and Expression 18, the relational expression 13 between the components ΔVd and ΔVq of the pulse voltage vector is obtained.
[0063]
(Equation 9)

[0064]
Next, in the first control cycle (c = 0) in which the control flow is switched to the preliminary control flow, the process proceeds from step 403 to step 214, where the components Vd, Vq of the voltage command vector (Vd, Vq) are set to the positive sides with respect to Vd0, Vq0, respectively. Swing. Since the pulse count variable c is incremented by one step at step 226 in FIG. 3 which is common to the present embodiment as well, in a further control cycle (c = 1), the process proceeds from

step

403 or 404 to step 217, and the voltage command vector (Vd, The components Vd, Vq of Vq) swing to the negative side with respect to the reserves Vd0, Vq0, respectively. Thus, when the normal control flow is switched to the spare control flow, the voltage command vector (Vd, Vq) is corrected by the pulse voltage vector having a ratio of 1: -1 during a period consisting of two consecutive control cycles. The procedure after step 215 is the same as that shown in FIG.
[0065]
In the subsequent control cycle (c = 2), the process proceeds from step 405 to step 219, and is the same as in the first embodiment based on the phase current responding to the voltage command vector (Vd, Vq) corrected by the pulse voltage vector during the correction period. Then, the position angle θ is calculated by Equation 1. After the subsequent control cycle (c ≧ 3), the process proceeds from step 405 to step 222, and the position angle θ is obtained by extrapolating the position angle of the previous control cycle. Next, the procedure from step 223 is executed as in the first embodiment.
[0066]
A simulation was performed on the operation of the control system. The specifications and simulation conditions of the PM motor for which the simulation was performed are the same as those of the first embodiment. The pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) was ΔVd = 30 V, and ΔVq used the numerical value calculated by Expression 13.
[0067]
FIG. 8 shows a result of a simulation of the above-described control method. FIG. 8A shows a d-axis component Vd of the voltage command vector on the rotating coordinates. Vd forms a pulse time series consisting of ΔVd and −ΔVd during a period of two consecutive control cycles. (B) is the q-axis component Vq of the voltage command vector on the rotating coordinates. Vq forms a pulse time series consisting of ΔVq and −ΔVq in two consecutive control periods. (C) and (D) are the d-axis component id and the q-axis component iq of the current vector on the rotating coordinates responding to the voltage command vector. Due to the pulse time series, a triangular current ripple is generated on the positive side in two control cycles. (E) shows the torque of the PM motor, and flat torque characteristics without torque ripple were obtained. Thus, by adding a 30V pulse voltage vector larger than the DC short circuit prevention time error voltage (15V) to the voltage command vector, the position angle and the angular velocity are calculated with good accuracy, and the accuracy voltage is prevented from lowering due to the error voltage (15V). Is done. In the control cycle following the above period, the voltage command vector is sequentially calculated based on these position angles and angular velocities, so that the motor can be favorably controlled. In addition, even if the pulse voltage vector is added, the ripple of the torque during the correction period is 0, and the controllability of the torque is not affected, so that good controllability of the torque can be obtained.
[0068]
In the first and fourth embodiments, the absolute value of the denominator of Expression 1 is compared with a preset lower limit between Step 203 and Step 213 in FIG. 3 or between Step 401 and Step 402 in FIG. A procedure for setting the magnitude (ΔVd, ΔVq) of the pulse voltage vector according to the result may be provided. That is, when the absolute value of the denominator of Equation 1 is smaller than the lower limit, the correction amount (Δvd, Δvq) of the pulse voltage vector is added to the pulse voltage vector (ΔVd, ΔVq) (in the case of the fourth embodiment, ΔVd The correction amount Δvd is added, and ΔVq is calculated from the new ΔVd by the equation (13). This is used as a pulse voltage vector in this correction period. When the absolute value of the denominator of the equation (1) is larger than the lower limit, no correction is performed. As a result, in the calculation of the position angle θ according to the expression 1, even in the region of the torque command and the angular velocity that require the switching to the preliminary control flow as in the second and third embodiments, the denominator continues at the specific position angle. Is reduced, and the control accuracy of the PM motor is prevented without continuously lowering the calculation accuracy of the specific position angle.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an apparatus that implements a first sensorless control method of a permanent magnet field synchronous motor according to the present invention.
FIG. 2 is a flowchart illustrating a sensorless control method for a first permanent magnet field synchronous motor according to the present invention.
FIG. 3 is another flowchart showing a sensorless control method of the first permanent magnet field synchronous motor according to the present invention.
FIG. 4 is a graph showing a sensorless control method of the first permanent magnet field synchronous motor according to the present invention.
FIG. 5 is a flowchart illustrating a second sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to the present invention.
FIG. 6 is a flowchart showing a third sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to the present invention.
FIG. 7 is a flowchart showing a sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a graph showing a sensorless control method for a fourth permanent magnet field synchronous motor according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1 PM motor (permanent magnet field synchronous motor)
2 Inverter (AC power generation means)

Claims

A sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor that operates by applying a phase voltage according to the voltage command vector by a multi-phase AC power generation unit that receives a voltage command vector as an input. A phase current of the permanent magnet field synchronous motor responsive to the command vector is detected, and a position angle and a rotation speed of the rotor of the permanent magnet field synchronous motor are determined based on the detected phase current and the voltage command vector. The method for controlling a permanent magnet field synchronous motor, wherein the voltage command vector is sequentially set based on the calculated position angle, the rotational speed, and the torque command value to control the torque of the permanent magnet field synchronous motor. When the magnitude of the voltage command vector is smaller than the lower limit by comparing the magnitude of the voltage command vector with a preset lower limit, A period consisting of a predetermined number of control cycles later is defined as a correction period, and during this correction period, a pulse voltage vector is added to the voltage command vector such that the average in the correction period is substantially zero for each control cycle, and A sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor, which is input to the AC power generation means as a corrected voltage command vector.

2. The sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to claim 1, wherein a plurality of consecutive small periods are provided at least at the beginning of the correction period, and the pulse voltage vector has an average of approximately 0 in each small period. In addition, in the short period before and after the continuous, the temporal profile of the time integral of each component of the pulse voltage vector is symmetrical, and the profile is formed on the substantially positive side in one voltage waveform, A sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor in which the other voltage waveform is formed on the substantially negative side.

3. The sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to claim 2, wherein the pulse voltage vector has a waveform in which voltage waveforms having an average value of approximately 0 during the short period are arranged continuously in a time direction. A sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor in which a preceding and succeeding voltage waveform is symmetric in a time direction.

4. The sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to claim 3, wherein the voltage waveforms before and after the continuous are a time series of pulses of each component of the pulse voltage vector constituting the voltage waveform in a short period after, A sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor, which is obtained by inverting a pulse time series in a previous small period in positive and negative directions.

5. The sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to claim 1, wherein the pulse voltage vector is varied for each correction period, and an average of the pulse voltage vectors is substantially zero. Control method.

6. The sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to claim 5, wherein the pulse voltage vector rotates a fixed angle every time a new correction period is performed.

6. The sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to claim 5, wherein the direction of the pulse voltage vector is determined by a random number for each correction period.

2. The sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to claim 1, wherein the pulse voltage vector satisfies a voltage equation of the permanent magnet field synchronous motor provided that a time derivative of the torque is zero. The sensorless control method of the permanent magnet field synchronous motor which is set to the.

9. The sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to claim 1, wherein it is determined whether the tangent of the position angle substantially diverges, and the tangent of the position angle substantially diverges. Is a sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor that changes the magnitude of the pulse voltage vector to a magnitude obtained by adding a preset correction amount.

10. The sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor according to claim 1, wherein a magnitude of the torque voltage component of the voltage command vector is used as the magnitude of the voltage command vector, and the voltage command vector is used as the lower limit. A sensorless control method for a permanent magnet field synchronous motor, wherein the magnitude of the voltage command vector is compared with a preset lower limit using a preset lower limit for the torque voltage component.