JP3566954B2 - 合波器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、合波器に係わり、特に、テレビジョン送信設備、あるいは移動通信基地局設備において、各周波数の送信電力を合成する合波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、図１１に示すように、従来のテレビジョン送信設備では、各送信機（図示せず）から出力されるｎチャネルの送信信号を、端子（Ｔ１〜Ｔｎ）を介して合波器１０に入力し、合波器１０でｎチャネルの送信信号を合成してアンテナ（ＡＮＴ）から放射している。
そして、従来、図１１に示す合波器１０としては、例えば、図１２、図１３、あるいは、図１４に示す合波器が使用されている。
図１２に示す合波器は、スターポイント形合波器と呼ばれるもので、共通端子（ＴＣ）に、帯域通過フィルタ（以下、単に、ＢＰＦという）（Ｂ１〜Ｂ４）を並列に接続したものである。
ここで、各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂ４）は、端子（Ｔ１〜Ｔ４）から入力される所定チャネルの送信信号を通過させる。なお、図１２において、Ｔｏは出力端子である。
このスターポイント形合波器は、チャネル数が多い場合には、各チャネル間の干渉のために特性が劣化するという問題点があり、そのため、チャネル数が多い場合には、図１３、あるいは、図１４に示す合波器が使用される。
【０００３】
図１３に示す合波器は、ＣＩＢ形合波器と呼ばれるものであり、出力側ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，Ｈ３１，Ｈ４１）と、入力側ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，Ｈ３２，Ｈ４２）と、出力側ハイブリッド回路の第１の端子（Ｔ１）と第２ハイブリッド回路の第２の端子（Ｔ２）との間に接続されるＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ２１，Ｂ３１，Ｂ４１）と、出力側ハイブリッド回路の第４の端子（Ｔ４）と入力側ハイブリッド回路の第３の端子（Ｔ３）との間に接続されるＢＰＦ（Ｂ１２，Ｂ２２，Ｂ３２，Ｂ４２）とから構成されるＣＩＢ（定インピーダンス帯域通過フィルタ）が縦続接続されて構成される。
ここで、一対のＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ１２）〜ＢＰＦ（Ｂ４１，Ｂ４２）は、端子（Ｔ１〜Ｔ４）から入力される所定チャネルの送信信号を通過させる。
また、出力側ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，Ｈ３１，Ｈ４１）と、入力側ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，Ｈ３２，Ｈ４２）は、各出力端子（例えば、端子（Ｔ２）と端子（Ｔ３））の出力が互いに９０°の位相差を有し、振幅がほぼ等しくなるように構成される。
【０００４】
図１３に示す回路構成において、例えば、端子（Ｔ１）から入力される所定チャネルの送信信号は、入力側ハイブリッド回路（Ｈ１２）の第１の端子（Ｔ１）に入力され、第２の端子（Ｔ２）および第３の端子（Ｔ３）から出力される。
そして、ＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ１２）を通って、出力側ハイブリッド回路（Ｈ１１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）に入力され、出力側ハイブリッド回路の第３の端子（Ｔ３）から出力され、第２の端子（Ｔ３）には出力されない。
この出力側ハイブリッド回路（Ｈ１１）から出力された所定チャネルの送信波は、出力側ハイブリッド回路（Ｈ２１）の第２の端子（Ｔ２）に入力され、出力側ハイブリッド回路（Ｈ２１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）から出力された後、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）で反射され、再度、出力側ハイブリッド回路（Ｈ２１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）に入力され、出力側ハイブリッド回路（Ｈ２１）の第３の端子（Ｔ３）から出力される。以下、同様にして、出力端子（Ｔｏ）から出力される。
また、端子（Ｔ２〜Ｔ４）から入力される所定チャネルの送信信号も、同様にして、出力端子（Ｔｏ）から出力される。なお、図１３において、Ｒは無反射終端器である。
【０００５】
図１４に示す合波器は、図１２に示すスターポイント形合波器と、図１３に示すＣＩＢ形合波器とを組み合わせたもので、ＣＩＢ形合波器を構成する出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第２の端子（Ｔ２）に、ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂ４）を並列に接続したものである。
端子（Ｔ５〜Ｔ８）から入力される所定チャネルの送信信号は、前述した動作により、出力端子（Ｔｏ）から出力される。
各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂ４）から出力された所定チャネルの送信波は、出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第２の端子（Ｔ２）に入力され、出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）から出力された後、ＢＰＦ（Ｂ５１，Ｂ５２）で全反射され、再度、出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）に入力され、出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第３の端子（Ｔ３）から出力される。以下、同様にして、出力端子（Ｔｏ）から出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１３、図１４に示すＣＩＢ形合波器は、合波するチャネル数をｎとするとき、２ｎ個のハイブリッド回路が必要であり、分波器のコストが上昇するという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、使用するハイブリッド回路の数を低減し、コストを低減することが可能な合波器を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明の合波器は、ＣＩＢ形合波器にスターポイント形合波器を組み込み、使用するハイブリッド回路の数を低減したことを特徴とする。
即ち、本発明は、第１の端子に異なるチャネルの送信信号が入力されるｎ個の入力側ハイブリッド回路の第２の端子に接続されるｎ個の第１の帯域通過フィルタで、第１のスターポイント形合波器を構成し、かつ、第１の端子に異なるチャネルの送信信号が入力されるｎ個の入力側ハイブリッド回路の第３の端子に接続されるｎ個の第２の帯域通過フィルタで、第２のスターポイント形合波器を構成し、前記第１のスターポイント形合波器の共通端子を、出力側ハイブリッド回路の第１の端子に、また、前記第２のスターポイント形合波器の共通端子を、出力側ハイブリッド回路の第４の端子に接続することにより、出力側ハイブリッド回路を１個のハイブリッド回路で構成し、出力側ハイブリッド回路の数を低減した合波器である。
また、本発明は、出力側ハイブリッド回路の第２の端子に、第１および第２のスターポイント形合波器とは異なる第３のスターポイント形合波器を接続した合波器である。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１の合波器の概略構成を示す回路図である。
同図に示すように、本実施の形態の合波器では、４個の入力側ハイブリッド回路（Ｈ１、Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４）の第１の端子（Ｔ１）に、それぞれ異なるチャネルの送信信号が入力される。
４個の入力側ハイブリッド回路（Ｈ１、Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４）の第２の端子（Ｔ２）に接続される４個の第１のＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ２１，Ｂ３１，Ｂ４１）を共通端子（ＴＣ１）に並列に接続し、第１のスターポイント形合波器を構成する。同様に、４個の入力側ハイブリッド回路（Ｈ１、Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４）の第３の端子（Ｔ３）に接続される４個の第２のＢＰＦ（Ｂ１２，Ｂ２２，Ｂ３２，Ｂ４２）を共通端子（ＴＣ２）に並列に接続し、第２のスターポイント形合波器を構成する。
そして、第１のスターポイント形合波器の共通端子（ＴＣ１）を、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）に、また、前記第２のスターポイント形合波器の共通端子（ＴＣ２）を、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第４の端子（ＴＨＣ４）に接続する。
なお、本実施の形態において、入力側および出力ハイブリッド回路は、出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有するとともに、振幅がほぼ等しくなるように構成されたハイブリッド回路であれば、任意のハイブリッド回路が使用可能である。
【０００９】
以下、本実施の形態の合波器において、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第３の端子（ＴＨＣ３）から合波された送信信号が出力されることを説明する。
図２に示すハイブリッド回路において、結合係数Ｃが、１／√２（Ｃ＝１／√２）、並びに、端子（Ｔ２）あるいは端子（Ｔ３）に信号を印加したときに、端子（Ｔ１）および端子（Ｔ４）から出力される信号の位相差（θ）が、λ／４（＝９０°）であるときの、ハイブリッド回路の〔Ｓ〕マトリクスは、下記（１）式で表される。
【００１０】
【数１】
【００１１】
図１に示す回路構成において、各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第１の端子（Ｔ１）に、Ｅｋの電圧を印加したときに、各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第２の端子（Ｔ２）から出力される電圧（Ｅ２）は、下記（２）式で表され、各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第３の端子（Ｔ３）から出力される電圧（Ｅ３）は、下記（３）式で表される。
【数２】
Ｅ２＝Ｅｋ／√２ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （２）
Ｅ３＝−ｊＥｋ／√２ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （３）
また、端子（ＴＢ１１，ＴＢ２１，ＴＢ３１，ＴＢ４１）と各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第２の端子（Ｔ２）とを接続する伝送線路の長さを、Ｌ１１、Ｌ２１、Ｌ３１、Ｌ４１とし、端子（ＴＢ１２，ＴＢ２２，ＴＢ３２，ＴＢ４２）と各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第３の端子（Ｔ３）とを接続する伝送線路の長さを、Ｌ１２、Ｌ２２、Ｌ３２、Ｌ４２とするとき、Ｌ１１＝Ｌ１２＝ｎλ１、Ｌ２１＝Ｌ２２＝ｎλ２、Ｌ３１＝Ｌ３２＝ｎλ３、Ｌ４１＝Ｌ４２＝ｎλ４とすると、前記（２）式に示す電圧が、端子（ＴＢ１１，ＴＢ２１，ＴＢ３１，ＴＢ４１）に、前記（３）式に示す電圧が、端子（ＴＢ１２，ＴＢ２２，ＴＢ３２，ＴＢ４２）に印加される。
なお、λ１は、ＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ１２）を通過する送信信号の中心周波数の波長、同様に、λ２は、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）を通過する送信信号の中心周波数の波長、λ３は、ＢＰＦ（Ｂ３１，Ｂ３２）を通過する送信信号の中心周波数の波長、λ４は、ＢＰＦ（Ｂ４１，Ｂ４２）を通過する送信信号の中心周波数の波長である。
【００１２】
端子（ＴＢ１１，ＴＢ２１，ＴＢ３１，ＴＢ４１）、および端子（ＴＢ１２，ＴＢ２２，ＴＢ３２，ＴＢ４２）に印加された電圧は、各ＢＰＦ（Ｂ１１〜Ｂ４１，Ｂ１２〜Ｂ４２）を通過して、共通端子（ＴＣ１，ＴＣ２）に印加されるが、共通端子（ＴＣ１）に印加される電圧（ＥＣ１）は下記（４）式で表され、また、共通端子（ＴＣ２）に印加される電圧（ＥＣ２）は下記（５）式で表される。
【数３】
ＥＣ１＝Ｅｋ×ｅ−θ／√２ ・・・・・・・・・・・・・ （４）
ＥＣ２＝−ｊＥｋ×ｅ−θ／√２ ・・・・・・・・・・・・・ （５）
なお、ｅ−θは、各ＢＰＦ（Ｂ１１〜Ｂ４１，Ｂ１２〜Ｂ４２）を通過するときの位相変動分を示す。
したがって、出力側ハイブリッド回路の第１端子から出力される電圧（ＥＨＣ１）、第２の端子から出力される電圧（ＥＨＣ２）、第３の端子から出力される電圧（ＥＨＣ３）、並びに、第４の端子から出力される電圧（ＥＨＣ４）を、前記（１）式を用いて計算すると、下記（６）式のようになる。
この（６）式から分かるように、各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第１の端子（Ｔ２１）に印加される所定チャネルの送信信号は、出力側ハイブリッド回路の第３の端子（ＥＨＣ３）から合波されて出力される。
【００１３】
【数４】
【００１４】
従来のＣＩＢ形合波器では、合波するチャネル数をｎとするとき、使用するハイブリッド回路の数は、２ｎ個必要であるの対して、本実施の形態の合波器では、使用するハイブリッド回路の数は、（ｎ＋１）個でよく、使用するハイブリッド回路数を、従来よりも、（ｎ＋１）／２ｎ少なくすることができる。
例えば、図１に示すように、合波するチャネル数が４の場合は、従来のＣＩＢ形合波器では、ハイブリッド回路が８個必要であるのに対して、本実施の形態の合波器では、ハイブリッド回路は５個でよく、使用するハイブリッド回路数を、従来よりも、３個少なくすることができる。
また、合波するチャネル数が８の場合は、従来のＣＩＢ形合波器では、図１５に示すように、ハイブリッド回路が１６個必要であるのに対して、本実施の形態の合波器では、ハイブリッド回路は９個でよく、使用するハイブリッド回路数を、従来よりも、７個少なくすることができる。
したがって、本実施の形態の合波器では、従来のＣＩＢ形合波器よりも、コストを低減することができ、さらに、大きさと重量も、従来のＣＩＢ形合波器よりも、（ｎ＋１）／２ｎに小さくすることが可能となる。
【００１５】
図３は、スターポイント形合波器の入力アドミッタンス、あるいは、出力アドミッタンスを説明するための回路図であり、図４は、図３に示す各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）の入力アドミッタンス、あるいは、出力アドミッタンスを説明するための図である。
図４に示すように、ＢＰＦ（Ｂｋ）は、Ｙｉｎｋの規格化された入力アドミッタンスと、Ｙｏｕｔｋの規格化された出力アドミッタンスを有しているものとすると、図３に示す各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）として、図４に示すＢＰＦ（Ｂｋ）を使用する場合には、ＢＰＦ（Ｂｋ）の出力アドミッタンス（Ｙｏｕｔｋ）は、共振周波数（ｆｋ；ＢＰＦを通過する各チャネルの送信信号の中心周波数）においてほぼ１（Ｙｏｕｔｋ≒１）で、共振周波数以外の周波数でほぼ０（Ｙｏｕｔｋ≒０）である必要がある。
即ち、各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）の出力回路は以下の条件を満足する必要がある。
（１）共振周波数（ｆｋ）において直列共振回路であること。
（２）共振周波数（ｆｋ）において並列共振回路であるときには、λ／４線路を介して（１）と等価条件にすること。
【００１６】
また、図３に示す各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）として、図４に示すＢＰＦ（Ｂｋ）を使用する場合に、入力アドミッタンス（Ｙｉｎｋ）は、共振周波数（ｆｋ）においてほぼ１（Ｙｉｎｋ≒１）で、共振周波数以外の周波数でほぼ０（Ｙｉｎｋ≒０）、あるいは無限大（Ｙｉｎｋ≒∞）であってもよい。
一般的には、入力アドミッタンス（Ｙｉｎｋ）は、共振周波数以外の周波数でほぼ０（Ｙｉｎｋ≒０）のものが使用される。これは、ＵＨＦ〜ＳＨＦ帯におけるＢＰＦでは、Ｙｉｎ≒Ｙｏｕｔの特性のものが多いからである。
図３に示す回路構成において、出力側の電圧反射係数（Γｏｕｔ）と、出力アドミッタンスとの関係は、下記（７）式で表され、入力側の電圧反射係数（Γｉｎ）と、入力アドミッタンスとの関係は、下記（８）式で表される。
【数５】
ここで、Ｙｏは伝送線路の特性アドミッタンスであり、Ｙｏ＝１である。
【００１７】
［実施の形態２］
図５は、本発明の実施の形態２の合波器の概略構成を示す回路図である。
本実施の形態の合波器は、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第２の端子（ＴＨＣ２）に、ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）が並列接続されて構成される第３のスターポイント形合波器の共通端子（ＴＣ３）が接続される点で、前述の実施の形態１の合波器と相違する。
以下、本実施の形態の合波器において、各ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）に印加される所定チャネルの送信信号が、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第３の端子（ＴＨＣ３）から合波されて出力されることを説明する。
図５に示す回路構成において、各ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）を通過して、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第２の端子（ＴＨＣ２）に印加される電圧をＥｉｎｋの電圧としたときに、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）から出力される電圧（ＥＨＣ１）は下記（９）式で表され、第４の端子（ＴＨＣ４）から出力される電圧（ＥＨＣ１）は下記（１０）式で表される。
【数６】
ＥＨＣ１＝Ｅｉｎｋ／√２ ・・・・・・・・・・・・・・ （９）
ＥＨＣ４＝−ｊＥｉｎｋ／√２ ・・・・・・・・・・・・・ （１０）
【００１８】
前述の（９）式で表される電圧は、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ４１，Ｂ６１，Ｂ８１）で反射されて、再度、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）に印加され、その時の電圧は、［（Γｏｕｔ×Ｅｉｎｋ）／√２］で表される。
また、前述の（１０）式で表される電圧は、ＢＰＦ（Ｂ２２，Ｂ４２，Ｂ６２，Ｂ８２）で反射されて、再度、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第４の端子（ＴＨＣ４）に印加され、その時の電圧は、［（−ｊΓｏｕｔ×Ｅｉｎｋ）／√２］で表される。
この時に、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１端子から出力される電圧（ＥＨＣ１）、第２の端子から出力される電圧（ＥＨＣ２）、第３の端子から出力される電圧（ＥＨＣ３）、並びに、第４の端子から出力される電圧（ＥＨＣ４）を、前記（１）式を用いて計算すると、下記（１１）式のようになる。
【００１９】
【数７】
【００２０】
前述の（１１）式から分かるように、各ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）を通過して、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第２の端子（ＴＨＣ２）に印加される所定チャネルの送信信号は、出力側ハイブリッド回路の第３の端子（ＥＨＣ ３）から出力される。
例えば、合波するチャネル数が８の場合は、従来のＣＩＢ形合波器では、図１５に示すように、ハイブリッド回路が１６個必要であるのに対して、本実施の形態の合波器では、ハイブリッド回路は５個でよく、使用するハイブリッド回路数を、従来の合波器よりも、１１個少なくすることができ、また、前述の実施の形態の合波器よりも、４個少なくすることができる。
したがって、本実施の形態の合波器では、従来のＣＩＢ形合波器よりも、コストを低減することができ、さらに、大きさと重量も、従来のＣＩＢ形合波器よりも小さくすることが可能となる。
【００２１】
本実施の形態において、端子（Ｔ１〜Ｔ８）に、例えば、１ないし８チャネルの連続するチャネルの送信信号が入力される場合を考える。
この場合に、隣接するチャネルの送信波を通過させる２つのＢＰＦが、その減衰域において、伝送特性と反射特性とがオーバラップする部分（重なり部分）を有していると、出力端子（Ｔｏ）から出力される送信信号の挿入損失と、帯域内振幅偏差が増大する。
例えば、図５において、端子（Ｔ１）に入力される１チャネルの送信信号を通過させるＢＰＦ（Ｂ１）の伝送特性と、端子（Ｔ２）から入力される２チャネルの送信信号を通過させるＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）の反射特性とが、その減衰域でオーバラップしていると、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）と第４の端子（ＴＨＣ４）から出力される１チャネルの送信信号は、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）で全反射されず、一部はＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）を通過し、無反射終端器（Ｒ）に吸収されることになる。
これにより、１チャネルの送信信号は挿入損失が増大するとともに、通過帯域のエッジ部分の減衰量が増大し、通過帯域内の振幅偏差が大きくなる。
【００２２】
そのため、端子（Ｔ１〜Ｔ８）に、例えば、連続するチャネルの送信信号が入力される場合には、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）として、高選択度形のＢＰＦを使用する必要がある。
端子（Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６，Ｔ８）から入力される送信信号は、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第２の端子（ＴＨＣ２）から出力されず、端子（Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６，Ｔ８）から入力される送信信号は、ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）の影響を受けることはない。
そのため、端子（Ｔ１〜Ｔ８）に、連続するチャネルの送信信号が入力される場合であっても、ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）として、低選択度形のＢＰＦを採用することが可能である。勿論、ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）として、高選択度形のＢＰＦを使用しても構わない。
なお、前述の説明から明らかなように、端子（Ｔ１〜Ｔ８）に入力される送信信号が、連続するチャネルの送信信号を含まない場合には、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）として、低選択度形のＢＰＦを採用することができる。
【００２３】
本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）に使用される高選択度形のＢＰＦとして、ＨＥモード誘電体共振器を使用するＢＰＦを使用した場合の周波数特性を図６ないし図８に示す。
図６は、減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は５ｄＢである。
図６において、ＢＰＦの中心周波数（ｆｏ）は５８１ＭＨｚであり、図６に示す減衰特性において、周波数が５７７．８ＭＨｚ（図６のグラフの４の点）のときの減衰量は、−１５．０４ｄＢ、周波数が５８４．２ＭＨｚ（図６のグラフの５の点）のときの減衰量は、−１１．３５ｄＢであり、（ｆｏ±３．２ＭＨｚ）で大きな減衰量を有し、立ち上がり特性、および下がり特性が急峻となっていることが分かる。
図７は、図６に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔は１ｄＢである。
図７に示す減衰特性において、周波数が５７８．２ＭＨｚ（図７のグラフの２の点）のときの減衰量は、−０．４３ｄＢ、周波数が５８３．８ＭＨｚ（図７のグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．４５ｄＢであり、（ｆｏ−２．８ＭＨｚ）≦ｆｏ≦（ｆｏ＋２．８ＭＨｚ）の帯域内で減衰量が０．５ｄＢ以下と、帯域内振幅偏差が少ないことが分かる。
図８は、反射特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は５ｄＢである。
図６に示す減衰特性において、周波数が５７７．８ＭＨｚ（図８のグラフの４の点）のときの減衰量は、−０．６６ｄＢ、周波数が５７８．２ＭＨｚ（図８のグラフの２の点）のときの減衰量は、−３３．０５ｄＢ、周波数が５７８．２ＭＨｚ（図８のグラフの３の点）のときの減衰量は、−２８．６７ｄＢ、周波数が５８４．２ＭＨｚ（図８のグラフの５の点）のときの減衰量は、−０．６６ｄＢ、であり、（ｆｏ±３．２ＭＨｚ）から（ｆｏ±２．８ＭＨｚ）までの間に大きく減衰しており、立ち上がり特性、および下がり特性が急峻となっていることが分かる。
【００２４】
本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）として、低選択度形のＢＰＦを採用したときの周波数特性を図９、図１０に示す。
図９は、減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は１０ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１０ｄＢである。
図１０は、図９に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔は１ｄＢである。
図９、図１０において、ＢＰＦの中心周波数（ｆｏ）は５２７ＭＨｚであり、図９、図１０に示す減衰特性において、周波数が５２４ＭＨｚ（図１０のグラフの２の点）のときの減衰量は、−０．４ｄＢ、周波数が５３０ＭＨｚ（図１０のグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．４６ｄＢであり、（ｆｏ−３ＭＨｚ）≦ｆｏ≦（ｆｏ＋３ＭＨｚ）の帯域内で減衰量が０．５ｄＢ以下の平坦な振幅特性を有していることが分かる。
図９、図１０に示すＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）では、ＢＰＦを通過する送信信号の中心周波数をｆｏとするとき、（ｆｏ±３ＭＨｚ）内の信号も通過するが、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）と第４の端子（ＴＨＣ４）から出力され、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６ １，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）反射されるときに、（ｆｏ±２．８ＭＨｚ）内以外の信号は、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）を通過し、無反射終端器（Ｒ）に吸収される。
しかしながら、図９、図１０に示すＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）は、通過帯域内の振幅偏差がほとんど平坦な特性を得ることができるので、出力端子（Ｔｏ）から出力される送信信号の通過帯域内の帯域内振幅偏差を少なくすることができる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【００２５】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明の合波器によれば、使用するハイブリッド回路の数を低減し、コストを低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の合波器の概略構成を示す回路図である。
【図２】一般のハイブリッド回路を説明するための図である。
【図３】スターポイント形合波器の入力アドミッタンス、あるいは、出力アドミッタンスを説明するための回路図である。
【図４】図３に示す各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）の入力アドミッタンス、あるいは、出力アドミッタンスを説明するための図である。
【図５】本発明の実施の形態２の合波器の概略構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施の形態２の帯域通過フィルタ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）に使用される高選択度形の帯域通過フィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。
【図７】図６に示すグラフを拡大して示すグラフである。
【図８】本発明の実施の形態２の帯域通過フィルタ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）に使用される高選択度形の帯域通過フィルタの一例の反射特性を示すグラフである。
【図９】本発明の実施の形態２の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）に使用される低選択度形の帯域通過フィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。
【図１０】図９に示すグラフを拡大して示すグラフである。
【図１１】従来のテレビジョン送信設備を説明するための模式図である。
【図１２】従来の合波器の一例を示す回路図である。
【図１３】従来の合波器の他の例を示す回路図である。
【図１４】従来の合波器の他の例を示す回路図である。
【図１５】従来の合波器の他の例を示す回路図である。
【符号の説明】
１０…合波器、ＡＮＴ…アンテナ、Ｒ…無反射終端器、Ｂ…帯域通過フィルタ、Ｈ…ハイブリッド回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、合波器に係わり、特に、テレビジョン送信設備、あるいは移動通信基地局設備において、各周波数の送信電力を合成する合波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、図１１に示すように、従来のテレビジョン送信設備では、各送信機（図示せず）から出力されるｎチャネルの送信信号を、端子（Ｔ１〜Ｔｎ）を介して合波器１０に入力し、合波器１０でｎチャネルの送信信号を合成してアンテナ（ＡＮＴ）から放射している。
そして、従来、図１１に示す合波器１０としては、例えば、図１２、図１３、あるいは、図１４に示す合波器が使用されている。
図１２に示す合波器は、スターポイント形合波器と呼ばれるもので、共通端子（ＴＣ）に、帯域通過フィルタ（以下、単に、ＢＰＦという）（Ｂ１〜Ｂ４）を並列に接続したものである。
ここで、各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂ４）は、端子（Ｔ１〜Ｔ４）から入力される所定チャネルの送信信号を通過させる。なお、図１２において、Ｔｏは出力端子である。
このスターポイント形合波器は、チャネル数が多い場合には、各チャネル間の干渉のために特性が劣化するという問題点があり、そのため、チャネル数が多い場合には、図１３、あるいは、図１４に示す合波器が使用される。
【０００３】
図１３に示す合波器は、ＣＩＢ形合波器と呼ばれるものであり、出力側ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，Ｈ３１，Ｈ４１）と、入力側ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，Ｈ３２，Ｈ４２）と、出力側ハイブリッド回路の第１の端子（Ｔ１）と第２ハイブリッド回路の第２の端子（Ｔ２）との間に接続されるＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ２１，Ｂ３１，Ｂ４１）と、出力側ハイブリッド回路の第４の端子（Ｔ４）と入力側ハイブリッド回路の第３の端子（Ｔ３）との間に接続されるＢＰＦ（Ｂ１２，Ｂ２２，Ｂ３２，Ｂ４２）とから構成されるＣＩＢ（定インピーダンス帯域通過フィルタ）が縦続接続されて構成される。
ここで、一対のＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ１２）〜ＢＰＦ（Ｂ４１，Ｂ４２）は、端子（Ｔ１〜Ｔ４）から入力される所定チャネルの送信信号を通過させる。
また、出力側ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，Ｈ３１，Ｈ４１）と、入力側ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，Ｈ３２，Ｈ４２）は、各出力端子（例えば、端子（Ｔ２）と端子（Ｔ３））の出力が互いに９０°の位相差を有し、振幅がほぼ等しくなるように構成される。
【０００４】
図１３に示す回路構成において、例えば、端子（Ｔ１）から入力される所定チャネルの送信信号は、入力側ハイブリッド回路（Ｈ１２）の第１の端子（Ｔ１）に入力され、第２の端子（Ｔ２）および第３の端子（Ｔ３）から出力される。
そして、ＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ１２）を通って、出力側ハイブリッド回路（Ｈ１１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）に入力され、出力側ハイブリッド回路の第３の端子（Ｔ３）から出力され、第２の端子（Ｔ３）には出力されない。
この出力側ハイブリッド回路（Ｈ１１）から出力された所定チャネルの送信波は、出力側ハイブリッド回路（Ｈ２１）の第２の端子（Ｔ２）に入力され、出力側ハイブリッド回路（Ｈ２１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）から出力された後、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）で反射され、再度、出力側ハイブリッド回路（Ｈ２１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）に入力され、出力側ハイブリッド回路（Ｈ２１）の第３の端子（Ｔ３）から出力される。以下、同様にして、出力端子（Ｔｏ）から出力される。
また、端子（Ｔ２〜Ｔ４）から入力される所定チャネルの送信信号も、同様にして、出力端子（Ｔｏ）から出力される。なお、図１３において、Ｒは無反射終端器である。
【０００５】
図１４に示す合波器は、図１２に示すスターポイント形合波器と、図１３に示すＣＩＢ形合波器とを組み合わせたもので、ＣＩＢ形合波器を構成する出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第２の端子（Ｔ２）に、ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂ４）を並列に接続したものである。
端子（Ｔ５〜Ｔ８）から入力される所定チャネルの送信信号は、前述した動作により、出力端子（Ｔｏ）から出力される。
各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂ４）から出力された所定チャネルの送信波は、出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第２の端子（Ｔ２）に入力され、出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）から出力された後、ＢＰＦ（Ｂ５１，Ｂ５２）で全反射され、再度、出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第１の端子（Ｔ１）および第４の端子（Ｔ４）に入力され、出力側ハイブリッド回路（Ｈ５１）の第３の端子（Ｔ３）から出力される。以下、同様にして、出力端子（Ｔｏ）から出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１３、図１４に示すＣＩＢ形合波器は、合波するチャネル数をｎとするとき、２ｎ個のハイブリッド回路が必要であり、分波器のコストが上昇するという問題点があった。
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、使用するハイブリッド回路の数を低減し、コストを低減することが可能な合波器を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明の合波器は、ＣＩＢ形合波器にスターポイント形合波器を組み込み、使用するハイブリッド回路の数を低減したことを特徴とする。
即ち、本発明は、第１の端子に異なるチャネルの送信信号が入力されるｎ個の入力側ハイブリッド回路の第２の端子に接続されるｎ個の第１の帯域通過フィルタで、第１のスターポイント形合波器を構成し、かつ、第１の端子に異なるチャネルの送信信号が入力されるｎ個の入力側ハイブリッド回路の第３の端子に接続されるｎ個の第２の帯域通過フィルタで、第２のスターポイント形合波器を構成し、前記第１のスターポイント形合波器の共通端子を、出力側ハイブリッド回路の第１の端子に、また、前記第２のスターポイント形合波器の共通端子を、出力側ハイブリッド回路の第４の端子に接続することにより、出力側ハイブリッド回路を１個のハイブリッド回路で構成し、出力側ハイブリッド回路の数を低減した合波器である。
また、本発明は、出力側ハイブリッド回路の第２の端子に、第１および第２のスターポイント形合波器とは異なる第３のスターポイント形合波器を接続した合波器である。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１の合波器の概略構成を示す回路図である。
同図に示すように、本実施の形態の合波器では、４個の入力側ハイブリッド回路（Ｈ１、Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４）の第１の端子（Ｔ１）に、それぞれ異なるチャネルの送信信号が入力される。
４個の入力側ハイブリッド回路（Ｈ１、Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４）の第２の端子（Ｔ２）に接続される４個の第１のＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ２１，Ｂ３１，Ｂ４１）を共通端子（ＴＣ１）に並列に接続し、第１のスターポイント形合波器を構成する。同様に、４個の入力側ハイブリッド回路（Ｈ１、Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４）の第３の端子（Ｔ３）に接続される４個の第２のＢＰＦ（Ｂ１２，Ｂ２２，Ｂ３２，Ｂ４２）を共通端子（ＴＣ２）に並列に接続し、第２のスターポイント形合波器を構成する。
そして、第１のスターポイント形合波器の共通端子（ＴＣ１）を、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）に、また、前記第２のスターポイント形合波器の共通端子（ＴＣ２）を、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第４の端子（ＴＨＣ４）に接続する。
なお、本実施の形態において、入力側および出力ハイブリッド回路は、出力端子間の出力電圧が互いに９０°の位相差を有するとともに、振幅がほぼ等しくなるように構成されたハイブリッド回路であれば、任意のハイブリッド回路が使用可能である。
【０００９】
以下、本実施の形態の合波器において、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第３の端子（ＴＨＣ３）から合波された送信信号が出力されることを説明する。
図２に示すハイブリッド回路において、結合係数Ｃが、１／√２（Ｃ＝１／√２）、並びに、端子（Ｔ２）あるいは端子（Ｔ３）に信号を印加したときに、端子（Ｔ１）および端子（Ｔ４）から出力される信号の位相差（θ）が、λ／４（＝９０°）であるときの、ハイブリッド回路の〔Ｓ〕マトリクスは、下記（１）式で表される。
【００１０】
【数１】
図１に示す回路構成において、各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第１の端子（Ｔ１）に、Ｅｋの電圧を印加したときに、各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第２の端子（Ｔ２）から出力される電圧（Ｅ２）は、下記（２）式で表され、各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第３の端子（Ｔ３）から出力される電圧（Ｅ３）は、下記（３）式で表される。
【数２】
Ｅ２＝Ｅｋ／√２ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （２）
Ｅ３＝−ｊＥｋ／√２ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （３）
また、端子（ＴＢ１１，ＴＢ２１，ＴＢ３１，ＴＢ４１）と各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第２の端子（Ｔ２）とを接続する伝送線路の長さを、Ｌ１１、Ｌ２１、Ｌ３１、Ｌ４１とし、端子（ＴＢ１２，ＴＢ２２，ＴＢ３２，ＴＢ４２）と各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第３の端子（Ｔ３）とを接続する伝送線路の長さを、Ｌ１２、Ｌ２２、Ｌ３２、Ｌ４２とするとき、Ｌ１１＝Ｌ１２＝ｎλ１、Ｌ２１＝Ｌ２２＝ｎλ２、Ｌ３１＝Ｌ３２＝ｎλ３、Ｌ４１＝Ｌ４２＝ｎλ４とすると、前記（２）式に示す電圧が、端子（ＴＢ１１，ＴＢ２１，ＴＢ３１，ＴＢ４１）に、前記（３）式に示す電圧が、端子（ＴＢ１２，ＴＢ２２，ＴＢ３２，ＴＢ４２）に印加される。
なお、λ１は、ＢＰＦ（Ｂ１１，Ｂ１２）を通過する送信信号の中心周波数の波長、同様に、λ２は、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）を通過する送信信号の中心周波数の波長、λ３は、ＢＰＦ（Ｂ３１，Ｂ３２）を通過する送信信号の中心周波数の波長、λ４は、ＢＰＦ（Ｂ４１，Ｂ４２）を通過する送信信号の中心周波数の波長である。
【００１２】
端子（ＴＢ１１，ＴＢ２１，ＴＢ３１，ＴＢ４１）、および端子（ＴＢ１２，ＴＢ２２，ＴＢ３２，ＴＢ４２）に印加された電圧は、各ＢＰＦ（Ｂ１１〜Ｂ４１，Ｂ１２〜Ｂ４２）を通過して、共通端子（ＴＣ１，ＴＣ２）に印加されるが、共通端子（ＴＣ１）に印加される電圧（ＥＣ１）は下記（４）式で表され、また、共通端子（ＴＣ２）に印加される電圧（ＥＣ２）は下記（５）式で表される。
【数３】
ＥＣ１＝Ｅｋ×ｅ−θ／√２ ・・・・・・・・・・・・・ （４）
ＥＣ２＝−ｊＥｋ×ｅ−θ／√２ ・・・・・・・・・・・・・ （５）
なお、ｅ−θは、各ＢＰＦ（Ｂ１１〜Ｂ４１，Ｂ１２〜Ｂ４２）を通過するときの位相変動分を示す。
したがって、出力側ハイブリッド回路の第１端子から出力される電圧（ＥＨＣ１）、第２の端子から出力される電圧（ＥＨＣ２）、第３の端子から出力される電圧（ＥＨＣ３）、並びに、第４の端子から出力される電圧（ＥＨＣ４）を、前記（１）式を用いて計算すると、下記（６）式のようになる。
この（６）式から分かるように、各入力側ハイブリッド回路（Ｈ１〜Ｈ４）の第１の端子（Ｔ２１）に印加される所定チャネルの送信信号は、出力側ハイブリッド回路の第３の端子（ＥＨＣ３）から合波されて出力される。
【００１３】
【数４】
従来のＣＩＢ形合波器では、合波するチャネル数をｎとするとき、使用するハイブリッド回路の数は、２ｎ個必要であるの対して、本実施の形態の合波器では、使用するハイブリッド回路の数は、（ｎ＋１）個でよく、使用するハイブリッド回路数を、従来よりも、（ｎ＋１）／２ｎ少なくすることができる。
例えば、図１に示すように、合波するチャネル数が４の場合は、従来のＣＩＢ形合波器では、ハイブリッド回路が８個必要であるのに対して、本実施の形態の合波器では、ハイブリッド回路は５個でよく、使用するハイブリッド回路数を、従来よりも、３個少なくすることができる。
また、合波するチャネル数が８の場合は、従来のＣＩＢ形合波器では、図１５に示すように、ハイブリッド回路が１６個必要であるのに対して、本実施の形態の合波器では、ハイブリッド回路は９個でよく、使用するハイブリッド回路数を、従来よりも、７個少なくすることができる。
したがって、本実施の形態の合波器では、従来のＣＩＢ形合波器よりも、コストを低減することができ、さらに、大きさと重量も、従来のＣＩＢ形合波器よりも、（ｎ＋１）／２ｎに小さくすることが可能となる。
【００１５】
図３は、スターポイント形合波器の入力アドミッタンス、あるいは、出力アドミッタンスを説明するための回路図であり、図４は、図３に示す各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）の入力アドミッタンス、あるいは、出力アドミッタンスを説明するための図である。
図４に示すように、ＢＰＦ（Ｂｋ）は、Ｙｉｎｋの規格化された入力アドミッタンスと、Ｙｏｕｔｋの規格化された出力アドミッタンスを有しているものとすると、図３に示す各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）として、図４に示すＢＰＦ（Ｂｋ）を使用する場合には、ＢＰＦ（Ｂｋ）の出力アドミッタンス（Ｙｏｕｔｋ）は、共振周波数（ｆｋ；ＢＰＦを通過する各チャネルの送信信号の中心周波数）においてほぼ１（Ｙｏｕｔｋ≒１）で、共振周波数以外の周波数でほぼ０（Ｙｏｕｔｋ≒０）である必要がある。
即ち、各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）の出力回路は以下の条件を満足する必要がある。
（１）共振周波数（ｆｋ）において直列共振回路であること。
（２）共振周波数（ｆｋ）において並列共振回路であるときには、λ／４線路を介して（１）と等価条件にすること。
【００１６】
また、図３に示す各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）として、図４に示すＢＰＦ（Ｂｋ）を使用する場合に、入力アドミッタンス（Ｙｉｎｋ）は、共振周波数（ｆｋ）においてほぼ１（Ｙｉｎｋ≒１）で、共振周波数以外の周波数でほぼ０（Ｙｉｎｋ≒０）、あるいは無限大（Ｙｉｎｋ≒∞）であってもよい。
一般的には、入力アドミッタンス（Ｙｉｎｋ）は、共振周波数以外の周波数でほぼ０（Ｙｉｎｋ≒０）のものが使用される。これは、ＵＨＦ〜ＳＨＦ帯におけるＢＰＦでは、Ｙｉｎ≒Ｙｏｕｔの特性のものが多いからである。
図３に示す回路構成において、出力側の電圧反射係数（Γｏｕｔ）と、出力アドミッタンスとの関係は、下記（７）式で表され、入力側の電圧反射係数（Γｉｎ）と、入力アドミッタンスとの関係は、下記（８）式で表される。
【数５】
【００１７】
［実施の形態２］
図５は、本発明の実施の形態２の合波器の概略構成を示す回路図である。
本実施の形態の合波器は、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第２の端子（ＴＨＣ２）に、ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）が並列接続されて構成される第３のスターポイント形合波器の共通端子（ＴＣ３）が接続される点で、前述の実施の形態１の合波器と相違する。
以下、本実施の形態の合波器において、各ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）に印加される所定チャネルの送信信号が、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第３の端子（ＴＨＣ３）から合波されて出力されることを説明する。
図５に示す回路構成において、各ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）を通過して、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第２の端子（ＴＨＣ２）に印加される電圧をＥｉｎｋの電圧としたときに、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）から出力される電圧（ＥＨＣ１）は下記（９）式で表され、第４の端子（ＴＨＣ４）から出力される電圧（ＥＨＣ１）は下記（１０）式で表される。
【数６】
ＥＨＣ１＝Ｅｉｎｋ／√２ ・・・・・・・・・・・・・・ （９）
ＥＨＣ４＝−ｊＥｉｎｋ／√２ ・・・・・・・・・・・・・ （１０）
【００１８】
前述の（９）式で表される電圧は、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ４１，Ｂ６１，Ｂ８１）で反射されて、再度、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）に印加され、その時の電圧は、［（Γｏｕｔ×Ｅｉｎｋ）／√２］で表される。
また、前述の（１０）式で表される電圧は、ＢＰＦ（Ｂ２２，Ｂ４２，Ｂ６２，Ｂ８２）で反射されて、再度、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第４の端子（ＴＨＣ４）に印加され、その時の電圧は、［（−ｊΓｏｕｔ×Ｅｉｎｋ）／√２］で表される。
この時に、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１端子から出力される電圧（ＥＨＣ１）、第２の端子から出力される電圧（ＥＨＣ２）、第３の端子から出力される電圧（ＥＨＣ３）、並びに、第４の端子から出力される電圧（ＥＨＣ４）を、前記（１）式を用いて計算すると、下記（１１）式のようになる。
【００１９】
【数７】
前述の（１１）式から分かるように、各ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）を通過して、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第２の端子（ＴＨＣ２）に印加される所定チャネルの送信信号は、出力側ハイブリッド回路の第３の端子（ＥＨＣ ３）から出力される。
例えば、合波するチャネル数が８の場合は、従来のＣＩＢ形合波器では、図１５に示すように、ハイブリッド回路が１６個必要であるのに対して、本実施の形態の合波器では、ハイブリッド回路は５個でよく、使用するハイブリッド回路数を、従来の合波器よりも、１１個少なくすることができ、また、前述の実施の形態の合波器よりも、４個少なくすることができる。
したがって、本実施の形態の合波器では、従来のＣＩＢ形合波器よりも、コストを低減することができ、さらに、大きさと重量も、従来のＣＩＢ形合波器よりも小さくすることが可能となる。
【００２１】
本実施の形態において、端子（Ｔ１〜Ｔ８）に、例えば、１ないし８チャネルの連続するチャネルの送信信号が入力される場合を考える。
この場合に、隣接するチャネルの送信波を通過させる２つのＢＰＦが、その減衰域において、伝送特性と反射特性とがオーバラップする部分（重なり部分）を有していると、出力端子（Ｔｏ）から出力される送信信号の挿入損失と、帯域内振幅偏差が増大する。
例えば、図５において、端子（Ｔ１）に入力される１チャネルの送信信号を通過させるＢＰＦ（Ｂ１）の伝送特性と、端子（Ｔ２）から入力される２チャネルの送信信号を通過させるＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）の反射特性とが、その減衰域でオーバラップしていると、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）と第４の端子（ＴＨＣ４）から出力される１チャネルの送信信号は、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）で全反射されず、一部はＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２）を通過し、無反射終端器（Ｒ）に吸収されることになる。
これにより、１チャネルの送信信号は挿入損失が増大するとともに、通過帯域のエッジ部分の減衰量が増大し、通過帯域内の振幅偏差が大きくなる。
【００２２】
そのため、端子（Ｔ１〜Ｔ８）に、例えば、連続するチャネルの送信信号が入力される場合には、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）として、高選択度形のＢＰＦを使用する必要がある。
端子（Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６，Ｔ８）から入力される送信信号は、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第２の端子（ＴＨＣ２）から出力されず、端子（Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６，Ｔ８）から入力される送信信号は、ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）の影響を受けることはない。
そのため、端子（Ｔ１〜Ｔ８）に、連続するチャネルの送信信号が入力される場合であっても、ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）として、低選択度形のＢＰＦを採用することが可能である。勿論、ＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）として、高選択度形のＢＰＦを使用しても構わない。
なお、前述の説明から明らかなように、端子（Ｔ１〜Ｔ８）に入力される送信信号が、連続するチャネルの送信信号を含まない場合には、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）として、低選択度形のＢＰＦを採用することができる。
【００２３】
本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）に使用される高選択度形のＢＰＦとして、ＨＥモード誘電体共振器を使用するＢＰＦを使用した場合の周波数特性を図６ないし図８に示す。
図６は、減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は５ｄＢである。
図６において、ＢＰＦの中心周波数（ｆｏ）は５８１ＭＨｚであり、図６に示す減衰特性において、周波数が５７７．８ＭＨｚ（図６のグラフの４の点）のときの減衰量は、−１５．０４ｄＢ、周波数が５８４．２ＭＨｚ（図６のグラフの５の点）のときの減衰量は、−１１．３５ｄＢであり、（ｆｏ±３．２ＭＨｚ）で大きな減衰量を有し、立ち上がり特性、および下がり特性が急峻となっていることが分かる。
図７は、図６に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔は１ｄＢである。
図７に示す減衰特性において、周波数が５７８．２ＭＨｚ（図７のグラフの２の点）のときの減衰量は、−０．４３ｄＢ、周波数が５８３．８ＭＨｚ（図７のグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．４５ｄＢであり、（ｆｏ−２．８ＭＨｚ）≦ｆｏ≦（ｆｏ＋２．８ＭＨｚ）の帯域内で減衰量が０．５ｄＢ以下と、帯域内振幅偏差が少ないことが分かる。
図８は、反射特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は５ｄＢである。
図６に示す減衰特性において、周波数が５７７．８ＭＨｚ（図８のグラフの４の点）のときの減衰量は、−０．６６ｄＢ、周波数が５７８．２ＭＨｚ（図８のグラフの２の点）のときの減衰量は、−３３．０５ｄＢ、周波数が５７８．２ＭＨｚ（図８のグラフの３の点）のときの減衰量は、−２８．６７ｄＢ、周波数が５８４．２ＭＨｚ（図８のグラフの５の点）のときの減衰量は、−０．６６ｄＢ、であり、（ｆｏ±３．２ＭＨｚ）から（ｆｏ±２．８ＭＨｚ）までの間に大きく減衰しており、立ち上がり特性、および下がり特性が急峻となっていることが分かる。
【００２４】
本実施の形態のＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）として、低選択度形のＢＰＦを採用したときの周波数特性を図９、図１０に示す。
図９は、減衰特性を示すグラフであり、横軸は周波数（ＭＨｚ）で、メモリ間隔は１０ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、メモリ間隔は１０ｄＢである。
図１０は、図９に示すグラフを拡大して示すグラフであり、横軸のメモリ間隔は１ＭＨｚ、縦軸のメモリ間隔は１ｄＢである。
図９、図１０において、ＢＰＦの中心周波数（ｆｏ）は５２７ＭＨｚであり、図９、図１０に示す減衰特性において、周波数が５２４ＭＨｚ（図１０のグラフの２の点）のときの減衰量は、−０．４ｄＢ、周波数が５３０ＭＨｚ（図１０のグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．４６ｄＢであり、（ｆｏ−３ＭＨｚ）≦ｆｏ≦（ｆｏ＋３ＭＨｚ）の帯域内で減衰量が０．５ｄＢ以下の平坦な振幅特性を有していることが分かる。
図９、図１０に示すＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）では、ＢＰＦを通過する送信信号の中心周波数をｆｏとするとき、（ｆｏ±３ＭＨｚ）内の信号も通過するが、出力側ハイブリッド回路（ＨＣ）の第１の端子（ＴＨＣ１）と第４の端子（ＴＨＣ４）から出力され、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６ １，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）反射されるときに、（ｆｏ±２．８ＭＨｚ）内以外の信号は、ＢＰＦ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）を通過し、無反射終端器（Ｒ）に吸収される。
しかしながら、図９、図１０に示すＢＰＦ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）は、通過帯域内の振幅偏差がほとんど平坦な特性を得ることができるので、出力端子（Ｔｏ）から出力される送信信号の通過帯域内の帯域内振幅偏差を少なくすることができる。
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【００２５】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明の合波器によれば、使用するハイブリッド回路の数を低減し、コストを低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の合波器の概略構成を示す回路図である。
【図２】一般のハイブリッド回路を説明するための図である。
【図３】スターポイント形合波器の入力アドミッタンス、あるいは、出力アドミッタンスを説明するための回路図である。
【図４】図３に示す各ＢＰＦ（Ｂ１〜Ｂｎ）の入力アドミッタンス、あるいは、出力アドミッタンスを説明するための図である。
【図５】本発明の実施の形態２の合波器の概略構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施の形態２の帯域通過フィルタ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）に使用される高選択度形の帯域通過フィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。
【図７】図６に示すグラフを拡大して示すグラフである。
【図８】本発明の実施の形態２の帯域通過フィルタ（Ｂ２１，Ｂ２２，Ｂ４１，Ｂ４２，Ｂ６１，Ｂ６２，Ｂ８１，Ｂ８２）に使用される高選択度形の帯域通過フィルタの一例の反射特性を示すグラフである。
【図９】本発明の実施の形態２の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，Ｂ５，Ｂ７）に使用される低選択度形の帯域通過フィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。
【図１０】図９に示すグラフを拡大して示すグラフである。
【図１１】従来のテレビジョン送信設備を説明するための模式図である。
【図１２】従来の合波器の一例を示す回路図である。
【図１３】従来の合波器の他の例を示す回路図である。
【図１４】従来の合波器の他の例を示す回路図である。
【図１５】従来の合波器の他の例を示す回路図である。
【符号の説明】
１０…合波器、ＡＮＴ…アンテナ、Ｒ…無反射終端器、Ｂ…帯域通過フィルタ、Ｈ…ハイブリッド回路。
Claims (2)
- 第３の端子から合波されたｎ（ｎ≧２）チャネルの送信信号が出力される出力側ハイブリッド回路と、
第１の端子に、ｎチャネルの送信信号の中の異なるチャネルの送信信号が入力されるｎ個の入力側ハイブリッド回路と、
前記各入力側ハイブリッド回路の第２の端子と、前記出力側ハイブリッド回路の第１の端子との間に接続され、前記各入力側ハイブリッド回路の第１の端子に入力されるチャネルの送信信号を通過させるｎ個の第１の帯域通過フィルタと、
前記各入力側ハイブリッド回路の第３の端子と、前記出力側ハイブリッド回路の第４の端子との間に接続され、前記各入力側ハイブリッド回路の第１の端子に入力されるチャネルの送信信号を通過させるｎ個の第２の帯域通過フィルタとを備えることを特徴とする合波器。 - 第３の端子から合波された（ｍ＋ｎ）（ｍ≧２、ｎ≧２）チャネルの送信信号が出力される出力側ハイブリッド回路と、
第１の端子に、ｎチャネルの送信信号の中の異なるチャネルの送信信号が入力されるｎ個の入力側ハイブリッド回路と、
前記各入力側ハイブリッド回路の第２の端子と、前記出力側ハイブリッド回路の第１の端子との間に接続され、前記各入力側ハイブリッド回路の第１の端子に入力されるチャネルの送信信号を通過させるｎ個の第１の帯域通過フィルタと、
前記各入力側ハイブリッド回路の第３の端子と、前記出力側ハイブリッド回路の第４の端子との間に接続され、前記各入力側ハイブリッド回路の第１の端子に入力されるチャネルの送信信号を通過させるｎ個の第２の帯域通過フィルタと、
前記出力側ハイブリッド回路の第２の端子に並列に接続され、ｍチャネルの中の異なるチャネルの送信信号を通過させるｍ個の第３の帯域通過フィルタを備えることを特徴とする合波器。
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