JP3563421B2 - Wireless communication device - Google Patents

Description

となる。
【００６３】
ここで、先に述べたキャリア判定回路１１００の第２の干渉波成分推定手段は、キャリア周波数ｆｃｉよりｒｉ（ｔ） を参照して例えばキャリア周波数ｆｃｋの雑音成分を打ち消すための疑似雑音信号ｙｋ（ｔ） を作り出すように、キャリア周波数ｆｃｋに対応する第１の干渉波成分推定回路１００ｋに、ｒｉ（ｔ） のパラメータ情報ｃを通知する。そうすると第１の干渉波成分推定回路１００ｋでは、このパラメータ情報に基づいて疑似雑音信号ｙｋ（ｔ） が作成され、このｙｋ（ｔ） が加算器１２０ｋにおいてｘｋ（ｔ） から差し引かれる。この場合、第２の干渉波成分生成手段は、Ｅ［（ｒｋ（ｔ） −ｙｋ（ｔ） ）^２ ］が最小となるように第１の干渉波推定回路１００ｋにパラメータ情報ｃを通知し、疑似雑音信号ｙｋ（ｔ） を調節する。
【００６４】
この疑似雑音信号ｙｋ（ｔ） の調節方法のアルゴリズムは次のように行なってもよい。すなわち、キャリアｋにて受信信号ｘｋ（ｔ） からｙｋ（ｔ） を除去した後の出力信号ｚｋ（ｔ） は、
【数２】

となり、ｋ（ｔ） とｙ（ｔ） が無相関であれば以下の式が成り立つ。
【００６５】
【数３】

この時、Ｅ［（Ｈｋ（ｚ） ｕｋ（ｔ））^２ ］は第２の干渉波成分推定手段にあるパラメータ情報ｃを変えても変化しないため、以下の関係が導くことができる。
【００６６】
【数４】

したがって、Ｅ［ｚｋ（ｔ）^２ ］が最小となるようにフィルタを調整すれば、 Ｅ［（ｒｋ（ｔ） −ｙｋ（ｔ））^２ ］も自動的に最小となる。かくして、キャリア周波数ｆｃｋの第１の干渉波推定回路１００ｋにて雑音ｒｋ（ｔ） を推定できなかった場合でも、他のキャリア周波数ｆｃｉで推定した雑音ｒｉ（ｔ） を参照することによって、雑音ｒｋ（ｔ） の影響を受信信号から除去することができる。
【００６７】
（２） 伝達関数の推定
次に、伝送路特性Ｈ１（ｚ） 〜Ｈｎ（ｚ） を推定して、所望信号を取り出す方法について説明する。図３のように直接波と反射波との２波からなる状況を考える。このとき、キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの送信信号をｕ１（ｔ） 〜ｕｎ（ｔ） とし、キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの反射物の反射係数をａ１〜ａｎとし、さらに反射波の遅延時間をτ１〜τｎとすると、受信信号ｘ１（ｔ） 〜ｘｎ（ｔ） は、以下の式で表わされる。
ｘ１（ｔ） ＝ｕ１（ｔ） ＋ａ１ｕ１（ｔ−τ１） …（２−１）
ｘ２（ｔ） ＝ｕ２（ｔ） ＋ａ２ｕ２（ｔ−τ２） …（２−２）
：
ｘｎ（ｔ） ＝ｕｎ（ｔ） ＋ａｎｕｎ（ｔ−τｎ） …（２−ｎ）
このとき、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの伝達関数Ｈ１（ｚ） 〜Ｈｎ（ｚ） は以下の式で示される。
Ｈ１（ｚ） ＝１＋ａ１・ｚ ^{− τ １} …（３−１）
Ｈ２（ｚ） ＝１＋ａ２・ｚ ^{− τ ２} …（３−２）
：
Ｈｎ（ｚ） ＝１＋ａｎ・ｚ ^{− τ ｎ} …（３−ｎ）
したがって、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎに対応する第１の干渉波推定回路１００１〜１００ｎにおいては、受信信号ｘ１（ｔ） 〜ｘｎ（ｔ） を基に、伝達関数が
Ｃ１（ｚ） ＝１／（１＋ａ１・ｚ ^{− τ １} ） …（４−１）
Ｃ２（ｚ） ＝１／（１＋ａ２・ｚ ^{− τ ２} ） …（４−２）
：
Ｃｎ（ｚ） ＝１／（１＋ａｎ・ｚ ^{− τ ｎ} ） …（４−ｎ）
で与えられるフィルタを作成すれば、望ましい信号を求めることができる。
【００６８】
上記伝達関数Ｃ１（ｚ） 〜Ｃｎ（ｚ） は、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎに対応する第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎにおいて、各々自キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの受信信号から推定される。その推定方法には、例えばＬＭＳアルゴリズムなどの従来の適応制御で使われている方式を使うことができる。また、任意のキャリア周波数ｆｃｋに対応する第１の干渉波成分推定回路１００ｋにおいて、例えば雑音が大きいなどの理由で適切なＣｋ（ｚ） を求めることができなかった場合には、キャリア判定回路１１００の第２の干渉波推定手段において、他のキャリア周波数ｆｃｉの伝達関数Ｃｉ（ｚ） を参照することにより、上記伝達関数Ｃｋ（ｚ） を決定することができる。
【００６９】
例えば、反射物の反射係数ａ１〜ａｎと、反射波の遅延時間τ１〜τｎとが以下の関係があるとする。
ａ１＝ａ２＝ … ＝ａｎ＝ａ …（５−１）
τ１＝τ２＝ … ＝τｎ＝τ …（５−２）
この場合、上記（４−１）〜（４−３）式より、伝達関数Ｃ１（ｚ） 〜Ｃｎ（ｚ） は
Ｃ１（ｚ） ＝Ｃ２（ｚ） ＝ … ＝Ｃｎ（ｚ） …（６−１）
となる。
したがって、伝達関数Ｃｋ（ｚ） が推定できなかった場合であっても、他の伝達関数Ｃｉ（ｚ） ｛ｋ≠ｉ｝が推定できれば、上記Ｃｋ（ｚ） を推定できることがわかる。
【００７０】
なお、屋内の遅延分散（反射波の遅延時間の標準偏差）は、周波数によらず主として屋内の面積と壁などの反射係数によって決まるとの報告があることから、同時に複数のキャリア周波数で電波を送信した場合、各キャリア周波数で発生する反射波の遅延時間は、反射物の位置と送信機の位置および受信機の位置が同じであれば等しいと考えられる。また、図４に非磁性材料の反射係数の特性例を示すが、このように反射物の反射係数は一般に周波数および入射角度によって異なってくる。例えば１．２ＧＨｚのキャリア周波数をｆｃ０とし、このキャリア周波数ｆｃ０とキャリア周波数ｆｃｉとの間を１．２１２ＧＨｚとした場合、ｆ／ｆ０ は１．０１（即ち１％の差）となり、入射角が同じであれば反射係数はほとんど同じと見做せることがわかる。
【００７１】
また、上記説明では、コンクリートやスチール製の壁などのように反射係数がキャリア周波数間でほとんど変わらない場合には、上記（６−１）式を使って近似できる。一方、反射物の反射係数の周波数特性がキャリア周波数間で大きく異なるような場合は、伝達関数Ｃｉ（ｚ） を推定できた複数のキャリア周波数について求めた伝達関数Ｃｉ（ｚ） から反射係数ａｉ（ｉ≠ｋ）を逆算し、これらのａｉからａｋを推定することもできる。
【００７２】
例えば、図５に示すように反射係数ａの周波数特性をｇ（ｆ） とし、キャリア周波数ｆｃｋにて伝達関数を求められず、つまりａｋが求められなかったとする。この時、伝達関数を求めることができたキャリア周波数ｆｃｋを除くキャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの反射係数の値を使用して回帰計算を行なうことにより回帰関数ｇ′（ｆ） を求めればよい。また、そのための具体的なアルゴリズムには、従来の推定処理に使用されている確率近似法や学習同定法などを用いても可能である。
【００７３】
かくして、任意のキャリア周波数ｆｃｋで伝達関数Ｃｋ（ｚ） が推定できない場合であっても、この伝達関数Ｃｋ（ｚ） と関連性のある他の伝達関数Ｃｉ（ｚ） を参照することにより、上記推定不可能だった伝達関数Ｃｋ（ｚ） を推定することができる。
【００７４】
また、上記した例では直接波と反射波の２波からなる場合を取り上げて説明したが、さらに多くのｍ波に拡張した場合でも同様に適用できる。
この場合、上記（４−１）〜（４−３）式は以下のようになる。
【数５】

となり、ｊ＝１〜ｍに対し、
ａ１ｊ＝ａ２ｊ＝ … ＝ａｎｊ＝ａｊ …（８−１）
τ１ｊ＝τ２ｊ＝ … ＝τ２ｊ＝τｊ …（８−２）
の関係が成り立てば、上記（６−１）式が成り立つ。
【００７５】
また、上述の（４−１）〜（４−ｎ）式は、受信信号を高周波帯で見たときの伝達関数であるが、等化器に信号を入力する前にベースバンド帯域に落とした場合には伝達関数の周波数特性は以下のようになる。
Ｃ１（ω）＝１／（１＋ａ１・ｅ−ｊ（ω−ωｃ１）τ１） …（９−１）
Ｃ２（ω）＝１／（１＋ａ２・ｅ−ｊ（ω−ωｃ２）τ２） …（９−２）
：
Ｃｎ（ω）＝１／（１＋ａｎ・ｅ−ｊ（ω−ωｃｎ）τｎ） …（９−ｎ）
但し、ωｃ１〜ωｃｎは各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの角速度を示す。
【００７６】
したがって、上記（５−１）〜（５−２）式が成り立つ場合には、

となり、

となる。
【００７７】
したがって、任意のキャリア周波数ｆｃｋの伝達関数Ｃｋ（ω）が推定できない場合でも、他のキャリア周波数において伝達関数Ｃｉ（ω）が推定できた場合には、この伝達関数Ｃｉ（ω）を参照することにより、上記推定できなかった伝達関数Ｃｋ（ω）が推定できる。
【００７８】
以下、本発明の実施例を実現するための具体的な構成について説明する。
（１） トランスバーサル型フィルタを用いた例
図６は、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎとしてトランスバーサル型フィルタを用いた例を示す回路ブロック図である。この回路は、遅延回路４００と、複数の可変重み付け回路４１１〜４１ｎと、重み付け制御回路４２０と、識別器４３０と、合成器４４０と、減算器４５０とから構成される。
【００７９】
遅延回路４００は、入力された受信信号をシフトすることにより、主信号に対して進んだ信号と遅れた信号とを作成して各タップから出力するもので、各タップから出力され信号は各々重み付け回路４１１〜４１ｎに入力される。
【００８０】
重み付け制御回路４２０は、次のように重み付け制御を行なう。すなわち、送信側の装置は図７に示すように、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに、周期的なパルス系列などからなるトレーニング信号をパケットの送信に先立って送出する。これに対し受信側の装置の重み付け制御回路４２０は、受信した上記トレーニング信号と、このトレーニング信号から生成した推定信号との誤差が最小になるような重み付け係数を各タップごとに作成し、これらの係数を各々上記重み付け回路４１１〜４１ｎに与える。
【００８１】
また、上記重み付け制御の初期トレーニングは、復調器のアイパターンを観測し、このアイパターンが開いたら等化器のタップ係数すなわち前述した重み付け係数を巡回移動させて適当な位置に移し、さらに長いトレーニング系列を使用して行なってもよい。
【００８２】
また、具体的なアルゴリズムとしては、例えば誤差信号と推定信号との平均２乗誤差が最小になるように勾配法などを利用してもよい。このとき、重み付け制御回路４２０は誤差信号と推定信号との平均２乗誤差値、あるいはこの平均２乗誤差を任意のしきい値で判定した誤差情報を前述したキャリア判定回路１１００のキャリア判定手段に通知するとともに、推定した伝達関数Ｃｋ（ｚ） および雑音成分ｒｉ（ｔ） に関するパラメータ情報をキャリア判定回路１１００の第２の干渉波成分推定手段に通知する。
【００８３】
キャリア判定回路１１００のキャリア判定手段は、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに、それに対応する重み付け制御回路４２０から受け取った誤差情報をもとに、干渉波成分を除去できたキャリア周波数およびできなかったキャリア周波数の判定を行なう。第２の干渉波成分推定手段は、前述したように干渉波成分が除去できたキャリア周波数のパラメータ情報を参照して、他のキャリア周波数の伝達関数および雑音成分を基に反射波の遅延時間と反射係数を求め、これを分析して計算したのち干渉波成分を除去できなかったキャリアの伝達関数Ｃｋ′（ｚ） およびｒｋ′（ｔ） を推定する。この第２の干渉波成分推定手段により推定された伝達関数Ｃｋ′（ｚ） および雑音成分ｒｋ′（ｔ） は、重み付け制御回路４２０にパラメータ情報として返送される。重み付け制御回路４２０は、返送されたパラメータ情報を参照して、各重み付け係数（タップ係数）を再設定し、受信信号から疑似干渉波成分を除去する。
【００８４】
このような構成であれば、複数のキャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎを用いてデータを伝送する無線通信システムにおいて、任意のキャリア周波数に対応する第１の干渉波推定回路で干渉波成分を推定できなかった場合、あるいは推定誤差が大きい場合であっても、他のキャリア周波数に対応する第１の干渉波推定回路を参照することにより、上記キャリア周波数の干渉波成分が推定されて各タップの重み付けが調整されるため、推定誤差を小さくできる。
【００８５】
また、このようにすれば、任意のキャリア周波数において干渉波成分を除去できなかった場合に、再度トレーニング信号を送出する、あるいは全キャリア周波数において干渉波成分を推定可能になるようにトレーニング時間を長くするといった対策を行なう必要がなくなり、これにより初期のトレーニング時間を短縮することが可能になる。
【００８６】
すなわち、以上の構成により、無線特有の問題であるマルチパスによる符号干渉の影響を低減し、さらに等化器の初期トレーニング時間の短縮が期待できる。なお、本発明はマルチキャリア伝送の特徴であるキャリア間に生じる干渉波成分の類似性を利用したものであり、マルチキャリア伝送の単に伝送速度を低減して符号間干渉の影響を低減するという効果以上に、また単にキャリアごとに等化器を配置したものより、伝送品質の向上が期待できる。
【００８７】
以上がトランスバーサル型フィルタを用いた例である。なお、上述の例では非再帰型のフィルタを使った例を示したが、当然のことながら伝達関数が高次になる場合には再帰型のフィルタを用いて構成してもよい。また、初期トレーニング終了後でも、伝送路の特性の変動が緩慢な場合には、上述の処理にて干渉波成分を取り除いた出力信号を利用して、その後の推定を継続する方式を用いてもよい。
【００８８】
（２） 共振回路を用いた例
図８は、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎを、共振回路を用いて構成した場合の回路ブロック図である。
【００８９】
この回路は、フェージング検出部６１０と、共振回路６２０と、振幅偏差検出器６３０と、制御回路６４０とから構成される。この回路では、図９に示すように周波数選択性フェージングなどによって帯域内に振幅偏差が生じると、この振幅偏差がフェージング検出器６１０で検出される。そうすると、制御回路６２０において尖鋭度Ｑおよび共振周波数ｆｒが推定され、これにより上記共振回路６２０に上記周波数選択性フェージングにより生じた周波数特性と逆の周波数特性（図１０）が設定される。すなわち、スペクトラムの偏差が直接等化される。また、この場合制御回路６４０は、振幅偏差検出器６３０から出力された振幅偏差量あるいはこの振幅偏差量をしきい値で判定した振幅偏差情報をキャリア判定回路１１００のキャリア判定手段に通知するとともに、推定した尖鋭度Ｑおよび共振周波数ｆｒを含むパラメータ情報をキャリア判定回路１１００の第２の干渉波推定手段１１０に通知する。
【００９０】
キャリア判定回路１１００のキャリア判定手段では、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに、対応する第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎ内の制御回路６４０から通知された振幅偏差情報６５０をもとに、干渉波成分が除去できたキャリア周波数と出来なかったキャリア周波数を判定する。キャリア判定回路１１００の第２の干渉波成分推定手段では、干渉波成分が除去できたキャリア周波数のパラメータ情報を参照して、干渉波成分を除去できなかったキャリア周波数の尖鋭度Ｑおよび共振周波数ｆｒを推定する。
【００９１】
その推定方法としては、前述した２波モデルを例にした場合、例えば次のようなものが使用される。すなわち、直接波と反射波との振幅比をρｒ、直接波と反射波との遅延時間差をτとすれば、振幅の周波数特性Ａ（ω）は以下の式で示され、
Ａ（ω）＝Ｄ（１＋ρｒ^２ ＋２ρｒｃｏｓ ωτ） …（１１−１）
図１１のように遅延時間差の逆数ごとに落ち込み点が発生する。
【００９２】
したがって、この落ち込み点の間隔を知ることができれば、遅延時間を求めることができ、さらにこの落ち込みの傾き量を調べれば、反射波と直接波の振幅比を求めることができる。このような処理は、複数のキャリア周波数から通報されたパラメータ情報を基に逆算することにより、干渉波成分を推定できなかったキャリア周波数のＱとｆｒを推定し、この値を含んだパラメータ情報として再び制御回路６４０にフィードバックすることによりなされる。
【００９３】
なお、上述したフェージング検出部６１０は、例えば図１２に示すようにアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）６１１と、ＦＦＴ処理回路６１２と、フェージング判定器６１３とから構成し、デジタル信号処理によってフェージングを検出する構成にしてもよい。
【００９４】
また、上記図２に示した構成では、キャリア判定回路１１００が第１の干渉波推定回路１００１〜１００ｎにより推定された推定信号と所望信号との誤差情報を基にキャリア判定を行なう例を示したが、その他に次のような各種変形が可能である。
【００９５】
すなわち、図１３に示すように各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに受信レベル判定器８０１を設けて、その判定結果に基づいて判定するように構成してもよい。また、図１４に示すように復調器１２１〜１２ｎの復調出力を基にキャリア判定を行なうようにしてもよい。さらに、図１５に示すように復調器１２１〜１２ｎの後段にデータの誤りを検出するための誤り検出器９０１〜９０ｎを配置し、送信データ中にＣＲＣ符号などの誤り検出符号を含ませて送信することにより上記誤り検出器９０１〜９０ｎで誤り判定を行ない、その判定結果をキャリア判定回路１１００に与えることによりキャリア判定を行なうように構成してもよい。
【００９６】
また、前述した第１の干渉波推定回路１００１〜１００ｎおよびキャリア判定回路１１００内の第２の干渉波推定手段は、図１３に示すように各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとにレベル判定回路８０１〜８０ｎにより受信レベルを判定し、その結果に基づいて疑似干渉波成分を更新するように構成してもよい。また、図１４に示すように復調器１２１〜１２ｎの復調出力を基に疑似干渉波成分を更新するようにしてもよい。さらに、図１５に示すように復調後にデータの誤りを検出できるように、その結果に基づいて疑似干渉波成分を更新するようにしてもよい。
【００９７】
また、上述した第２の干渉波推定手段は、受信レベルや復調器の出力情報、または誤り検出後の結果をもとに各キャリアの相互相関関係を調べ、最も相関の高いキャリアから優先的に参照するようにしてもよい。
【００９８】
各キャリアの受信レベルの相関関係の一例を以下に示す。すなわち、周波数の異なる２つの受信信号の振幅および角周波数をそれぞれｅ１，ω１、ｅ２，ω２ とし、ｅ１，ｅ２を構成する電力遅延プロファイルｆ（ｔ） が以下の式が成り立つものとする。
ｆ（ｔ） ＝１／σ０・ｅｘｐ （−ｔ／σ０）
但し、（σ０）^２ はｆ（ｔ） の分散でありσ０＝Ｔｄ（平均遅延時間Ｔｄ）である。
【００９９】
このとき、ｅ１，ｅ２の結合確率密度関数は以下のようになる。
【数６】

この式より、周波数相関係数ρ（Δω）は以下の式で求められる。
【数７】

となる。具体的な計算結果を図１６に示す。同図から明らかなように、周波数間隔Δωおよび遅延分散σ０がわかれば、周波数間の相関係数を求めることができる。この関係を利用して相関の高いキャリア周波数から優先的に参照すれば、効率的に処理が可能になる。また、直接波と反射波と回析波との３波干渉の場合には以下の計算式を用いてもよい。
【数８】

但し、ρ１，ρ２はダクトにより発生した２波の振幅の平均値
σ１，σ２はダクトにより発生した２波の振幅の標準偏差
ρ３，σ３は反射波の振幅の平均値と標準偏差
Ｌ１２，Ｓ１２は第１波と第２波の通路差の平均値と標準偏差
Ｌ１３，Ｓ１３は第１波と第３波の通路差の平均値と標準偏差
Δｆは周波数間隔
である。
【０１００】
（３） アンテナダイバーシチを使った例
従来のアンテナダイバーシチは、２つのアンテナにより受信された信号をその合成電力が最大となるように合成するものである。すなわち、２つの信号を同相で合成していた。しかし、この方式では帯域内の振幅偏差を十分に抑圧することはできない。これは、合成信号の中に直接波以外に、直接波に対してある遅延時間差を有する反射波（干渉波）が含まれているためである。この問題に対処する手段として最小振幅型スペースダイバーシチがある。
【０１０１】
図２２は、最小振幅型スペースダイバーシチ受信回路の構成例を示すものである。同図に示す最小振幅型のスペースダイバーシチは、２本のアンテナ２００１，２００２と、２個の分波器２０１０，２０１１と、局部発振器２０３０と、２個のミクサ２０２１，２０２２と、加算器２０２３と、無限移相器２０４０と、合成器２０５０と、振幅偏差検出器２０６０と、これらを制御する制御器２０７０とから構成される。
【０１０２】
この最小振幅偏差型スペースダイバーシチ受信回路は、帯域内の振幅偏差を最小にすることに主眼をおき、干渉波を逆相で合成する方式である。したがって、この方式の使用に当たっては、干渉波の位相を確実に判定して無限移相器２０４０の移相量を調整することが重要となる。
【０１０３】
そこで本発明の第１の実施例では、無限移相器２０４０の移相量の調整を次のように行なっている。図１７は、最小振幅偏差型スペースダイバーシチを採用した干渉波除去手段の構成を示す回路ブロック図である。
【０１０４】
同図において、アンテナ１６０１，１６０２によりそれぞれ受信された無線信号は、各々分波器１６１０，１６１１においてキャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎの数に相当する数に分岐されたのち、それぞれミクサ１６３１〜１６３ｎ，１６４１〜１６４ｎに入力される。これらのミクサ１６３１〜１６３ｎ，１６４１〜１６４ｎでは、それぞれ上記無線信号が局部発振器１６２１〜１６２ｎにより発生された局部発振信号とミキシングされ、これにより中間周波信号またはベースバンド信号に周波数変換される。そして、これらのミクサ１６３１〜１６３ｎ，１６４１〜１６４ｎから出力された信号のうち、ミクサ１６４１〜１６４ｎから出力された信号は無限移相器１６５１〜１６５ｎにより移相されたのち加算器１６６１〜１６６ｎに入力される。加算器１６６１〜１６６ｎでは、上記ミクサ１６３１〜１６３ｎから出力された信号と、上記無限移相器１６５１〜１６５ｎにより移相制御された信号とが相互に加算され、その加算された信号は合成器１６７１〜１６７ｎ介して出力される。
【０１０５】
振幅偏差検出器１６８１〜１６８ｎでは、上記合成器１６７１〜１６７ｎから出力された合成信号の振幅偏差が検出され、その検出値は制御回路１６９１〜１６９ｎに入力される。制御回路１６９１〜１６９ｎは、上記振幅偏差検出器１６７１〜１６７ｎにより検出された振幅偏差値に基づいて、この振幅偏差値が最小になるように上記無限移相器１６５１〜１６５ｎの移相量を可変制御する。また、制御回路１６９１〜１６９ｎは上記振幅偏差の検出値を表わす情報をキャリア判定回路１１００に供給する。
【０１０６】
キャリア判定回路１１００は、上記制御回路１６９１〜１６９ｎから出力された振幅偏差検出値を表わす情報を収集する。そして、上記各制御回路１６９１〜１６９ｎの中に、例えば受信信号レベルが小さすぎて適切な移相制御を行なえない回路があると、正常に移相制御を行なえる他の制御回路の検出情報を基に制御情報を作成して該当する制御回路に与える。
【０１０７】
このような構成であれば、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに最小振幅偏差ダイバーシチのための制御が行なわれ、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎのうちの任意のキャリア周波数において振幅偏差ダイバーシチのための制御が行なえない場合には、他のキャリア周波数における振幅偏差ダイバーシチの制御情報を参照して、干渉波の位相を調整することができる。なお、その際に上述したようにキャリア間の相関関係を予め調べ、最も相関の高いキャリアから上記干渉波の情報を調べてもよい。
【０１０８】
（４） 誤り訂正との組み合わせの例
次に、誤り訂正方式と組み合わせた例について説明する。
送信データに誤り検出符号を含めて送信側の装置から送信し、受信側の装置で誤り検出を行なう例を先に説明したが、今度の例は誤り訂正符号を送信データに含めて送信することにより誤り訂正の相乗効果を狙ったものである。
【０１０９】
図１８に、積符号誤り訂正を施したマルチキャリア伝送の概要を示す。同図において送信側の装置は、先ずユーザ情報を３つのビット列に分け、これらのビット列からパリティ検査ビットを生成してこのパリティ検査ビットを４つ目のビット列とする。そして、これら４つのビット列ごとに誤り訂正用のハミング符号を付加したのち、これら４つのビット列の各々を４つのキャリア周波数を用いて並列に送信する。
【０１１０】
この送信方式は、送信データを４つのキャリア周波数にて並列伝送することによってビットレートを低くすることができ、これによって遅延分散の影響を低減することができる。また、積符号を適用したことによって、１つのキャリア信号が周波数選択性フェージングの影響により受信側で受信不能になっても、残りの３つのキャリア信号のビット誤り率が１Ｅ−５程度以下であれば、全体のビット誤り率を設計目標の１Ｅ−８以下にできるという利点を有している。
【０１１１】
しかしながらこの方式は、４つのキャリア信号のうちの２つ以上のキャリア信号において、同時にビット誤り率１Ｅ−５を越えるビット誤りが発生すると、誤りを訂正を行なうことができないという欠点を有している。
【０１１２】
そこで、上記誤り訂正を使用した伝送方式に本発明の干渉波推定除去方式を適用する。すなわち、上述したトランスバーサル型フィルタや共振回路あるいはアンテナダイバーシチ受信回路を使った等化器を、復調器の前段に配置する。このようにすると、４つのキャリア周波数のうち少なくとも１つのキャリア周波数の受信信号から干渉波成分を除去できれば、残りのキャリア周波数により関連するキャリア周波数についても同様に干渉波成分を除去でき、この結果４つのキャリア信号のうち２つ以上のキャリア信号において同時にビット誤り率が１Ｅ−５を越える確率を小さくすることができる。
【０１１３】
（５） トレーニング信号の連続送信
なお、以上説明してきた例では、等化器の初期トレーニングのための信号をパケットの送信に先立ち送出する例を示したが、周波数の割当てに余裕があれば、図１９に示すように、複数のキャリア周波数のうち任意のキャリア周波数でパケット送信中にもトレーニング信号を送出してもよい。この場合、パケット送信中にもそのトレーニング信号によって等化器のパラメータ調整を簡単に行なうことができるため、伝送路の特性が変動としても上述してきた等化器で追従が容易になる。
【０１１４】
以上述べたように本発明の第１の実施例では、受信側の無線通信装置内の等化器１１０において、複数のキャリア周波数の各々に対応して、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎと、干渉波を除去するための加算器１２０１〜１２０ｎおよび適応フィルタ１３０１〜１３０ｎとを設け、第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎにより各キャリアの受信信号から干渉波成分を推定して、この推定結果を基に上記加算器１２０１〜１２０ｎで雑音成分を除去するとともに、上記適応フィルタ１３０１〜１３０ｎにて伝達関数を補正している。また、それとともにキャリア判定回路１１００を設け、この回路１１００において上記第１の干渉波成分推定回路１００１〜１００ｎで干渉波成分を推定可能であるか否かを判定し、干渉波成分の推定ができないキャリア周波数があると判定された場合には、干渉波成分の推定可能な他のキャリア周波数に対応する第１の干渉波成分推定回路の推定結果を参照して干渉波成分を推定し、この推定結果を基に該当するキャリア周波数の受信信号に含まれる干渉波成分を除去するようにしている。
【０１１５】
したがって本実施例によれば、例えば周波数選択性フェージングの影響により一部のキャリアで受信信号が十分なレベルで受信できなくなり、これにより干渉波成分の推定が不可能になったとしても、干渉波成分の推定が可能な他のキャリアの受信信号を基に、上記干渉波成分の推定が不可能なキャリアの受信信号に含まれる干渉波成分を除去することができる。このため、マルチパスの影響を廃して常に高品質の無線データ伝送が可能となる。
【０１１６】
また、上記干渉波成分の除去手段を、アンテナダイバーシティ受信方式や誤り訂正伝送方式等の他のフェージング対策と適宜組み合わせることにより、その相乗効果により高品質の無線データ伝送を行なうことが可能となる。
【０１１７】
なお、上記第１の実施例は次のような変形が可能である。例えば、上述の例（図１）では等化器１１０が高周波帯にて受信信号を処理する場合について説明したが、図２０に示すように局部発振器１４１〜１４ｎとミクサ１５１〜１５ｎとバンドパスフィルタ１６１〜１６ｎとを各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとに等化器１１０の前段に配置し、受信信号をベースバンド帯に変換して処理を行ってもよい。
【０１１８】
また、図２１に示すように、受信信号をアナログ／デジタル変換器１７１〜１７ｎによりアナログ信号からデジタル信号に変換したのち、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）などのデジタル信号処理を行なうデジタル信号処理プロセッサ１８１〜１８ｎを使用して、各キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎごとの受信信号を取り出すように構成してもよい。
【０１１９】
その他、第１および第２の干渉波成分推定手段の構成や推定のためのアルゴリズム、干渉波除去手段の構成、無線通信装置のその他の部分の構成などについても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施可能である。
【０１２０】
（第２の実施例）
先ず、本実施例の特徴を説明する前に、無線ＬＡＮシステムで使用される基本的な技術を説明する。
【０１２１】
無線通信端末ＤＴＥには、ＣＳＭＡ／ＣＤのプロトコルを持つ通信プロセッサが搭載されており、ＤＴＥでは送信に先立ち無線モジュールを介して伝送媒体上に信号がないかどうか確認する。伝送媒体上に信号が無いことが確認できたらパケットを送出する。もし複数のＤＴＥがほぼ同時に送出した場合には衝突が生じるが、衝突の発生は無線モジュールからＤＴＥに通知される。衝突を通知されたＤＴＥはパケットの送出を中断し再送出を行なう。なお、再送出での再衝突の確率を下げるべく、各ＤＴＥはランダム時間だけ待って再送出を行なう。衝突の検出方式には、ランダムパルス送出ＣＳＭＡ／ＣＡ方式が提案されている。この方式は、“無線ＬＡＮ−システム化技術”，１９９２年電子情報通信学会春季大会併設セミナー「次世代ＬＡＮ技術」予稿に明らかである。
【０１２２】
また、フェージング等による伝送品質の劣化が著しい無線伝送路を用いて高速ディジタル情報を高い信頼性の下で伝送するため、同文献ではマルチキャリア伝送方式が提案されている。
【０１２３】
上記ランダムパルス送出ＣＳＭＡ／ＣＡ方式ならびにマルチキャリア伝送方式の骨子は以下の通りである。
（１） ランダムパルス送出ＣＳＭＡ／ＣＡ方式
送信要求のある端末ＤＴＥは、以下の手順によりパケット送出のためのアクセス制御を行なう。すなわち、送信を要求する端末は、先ずキャリアセンスを行ない、伝送路が使用中かどうか判定する。この判定の結果伝送路が空いていた場合には、図２８に示すごとくパケット送出に先立ち衝突検出ウィンドウと呼ぶ所定の期間内に、所定数のパルスをランダムな間隔で送信する。そして、このパルスの非送出中に、図２８（ａ）のように他端末が送出したパルスが検出されなかったならば、衝突無しと判定して引き続きパケットを送信する。一方、パルスの非送出中に、図２８（ｂ）に示すように他端末が送出したパルスが検出されたならば、衝突有りと判定して所定のバックオフ処理後上記手順を繰り返す。
【０１２４】
以上のようにＣＳＭＡ／ＣＡ方式は、パケット送信前にランダムパルスを送受信することによってパケットの衝突を回避する点、並びにパケット送出端末では衝突検出ウィンドウ内でパルス送出のつど送受信を切り替える点が特徴である。
【０１２５】
（２） 積符号誤り訂正付きマルチキャリア伝送方式
図２９は、４つのキャリアを使用したマルチキャリア伝送方式において、パリティ検査符号とハミング符号からなる積符号（符号化率０．５６）を適用した例を示すものである。
【０１２６】
送信側の端末において、入力された情報ビットは、第１、第２および第３の３つのキャリアによりハミング符号の誤り訂正付きで伝送される。また、この３つのキャリアで伝送される各ビットのパリティ情報を作成し、このパリティ情報を第４のキャリアで伝送する。これに対し受信側の端末では、キャリア毎の受信レベルあるいはＣＲＣによる誤りのチェック等により通信の可否が判定され、例えば第２のキャリアが通信不能と判定された場合には、第１，３，４のキャリアの復調データから第２のキャリアで伝送されたデータが復元される。
【０１２７】
この方式によれば、キャリアあたりの伝送速度を迎えることにより、周波数選択性フェージングによる伝送路歪の影響を抑えるとともに、任意の３キャリアの誤り率が各々１０^−５程度以下であれば、残りのキャリアが通信不能に陥っても、全体の誤り率を１０^−８以下に抑えることができる。
【０１２８】
次に、本実施例の特徴について説明する。
図３０は、本実施例に係わる端末装置ＤＴＥの無線モジュールの構成を示す回路ブロック図である。
【０１２９】
同図において、図示しないＤＴＥ本体から出力されたデータは、ＤＴＥインタフェース２００を介してシリアル／パラレル変換回路２１０に入力され、ここでキャリア数に対応する数のビット列に分割されたのち、各々変調器（ＭＯＤ）２２１〜２２ｍに入力される。これらの変調器２２１〜２２ｍでは、それぞれ上記ビット列に応じて変調された高周波信号が生成される。これらの被変調波信号は、合成器２３０で一つの信号に合成されたのち送信アンプ２４０で所定の送信電力レベルに増幅され、しかるのち送受分離器２５０を介してアンテナ２６０から送信される。
【０１３０】
これに対し、アンテナ２６０で受信された被変調波信号は、送受分離器２５０を介して受信アンプ２７０に入力され、ここで低雑音増幅されたのち分配器２８０によりキャリア数に対応する数の信号に分岐されて復調器（ＤＥＭ）２９１〜２９ｍに入力される。復調器２９１〜２９ｍでは、それぞれ上記被変調波信号がベースバンド信号に復調される。そしてこれらの復調された受信ベースバンド信号は、パラレル／シリアル変換回路３００により１本のシリアル信号に変換されたのち、ＤＴＥインタフェース２００を介して図示しないＤＴＥ本体へ出力される。
【０１３１】
ところで、無線モジュールは制御回路３１０を備えている。この制御回路３１０は例えばマイクロコンピュータを主制御部として有したもので、その機能として無線チャネルの設定制御や無線通信制御等の通常の制御手段に加えて、第１の無線チャネル監視手段と、第２の無線チャネル監視手段と、その監視結果に応じた無線チャネルの管理を行なう制御手段とを有している。
【０１３２】
第１の無線チャネル監視手段は、自己が属する無線ゾーンでパケット伝送が行なわれていない期間に、マルチキャリア伝送に使用するために設けられたｍ個の復調器２９１〜２９ｍのうち、一部の復調器２９ｍを除いた複数の復調器２９１〜２９ｍ−１ において、自己が属する無線ゾーンに割り当てられている無線周波数の無線信号を受信させ、その受信レベルから無線ゾーン内におけるパケット伝送の開始を判定するものである。
【０１３３】
第２の無線チャネル監視手段は、自己が属する無線ゾーンでパケット伝送が行なわれていない期間に、復調器２９１〜２９ｍのうちの一部の復調器２９ｍにおいて、自己が存在しない他の無線ゾーンに割り当てられているキャリア周波数の無線信号を受信させ、その受信レベルを検出するものである。
【０１３４】
無線チャネル管理制御手段は、上記第１の無線チャネル監視手段によりパケット伝送の開始が検出されるか、またはＤＴＥ本体からパケットの送信要求が到来した場合に、上記第２の無線チャネル監視手段による他の無線ゾーンのキャリアの受信監視を中止させ、この受信監視に使用していた復調器２９ｍの受信キャリア周波数を自己が属する無線ゾーンのキャリア周波数の一つに切り替える。
【０１３５】
また無線チャネル管理制御手段は、上記第１および第２の無線チャネル監視手段による監視結果から、自己が属する無線ゾーンのキャリア受信レベルよりも、他の無線ゾーンから到来するキャリア信号の受信レベルの方が大きくなったことを検出した場合に、自己のＤＴＥの所属ゾーンの変更制御を実行する。
【０１３６】
さらに無線チャネル管理制御手段は、電源投入時にシステムに割り当てられているすべてのキャリア周波数について、レーダシステムなどの他の無線通信システムでこれらのキャリア周波数を使用中であるか否かを判定する、いわゆる共用条件の確認制御を実行する。そして、他の無線通信システムで上記各キャリア周波数が使用されている期間には、共用条件を満足しないと判定してＤＴＥの稼働を停止する。
【０１３７】
次に、以上のように構成された無線端末装置の動作を説明する。
なお、ここでは無線ＬＡＮシステム全体にレーダシステムと共用される１２個のキャリア周波数が与えられ、これらのキャリア周波数が３つの無線ゾーンに対し４個ずつ割り当てられている場合を例にとって説明する。すなわち、無線通信端末には、上記４つのキャリア周波数に対応して４個の変調器２２１〜２２４および復調器２９１〜２９４がそれぞれ設けられている。
【０１３８】
電源が投入されると、無線モジュールの制御回路３１０は、例えば図３４に示すように先ずステップ３４ａで共用条件を確認するための制御を実行する。図３５はその制御手順を示すフローチャートである。
【０１３９】
すなわち、制御回路３１０は先ずステップ３５ａで４個の復調器２９１〜２９４のうちの一つ、例えば復調器２９４に対し、システム全体に割り当てられた各キャリア周波数Ｆ１ ，Ｆ２ ，…Ｆ１２を一定時間ずつ順次セットし、これらのキャリア周波数Ｆ１ ，Ｆ２ ，…Ｆ１２の受信状態をそれぞれ検出する。そして、この検出結果を基に、ステップ３５ｂにおいて全キャリア周波数Ｆ１ ，Ｆ２ ，…Ｆ１２にわたりレーダからの電波の受信レベルが第１の所定レベルＰｒｓ以下であるか否かを判定する。すなわち、上記キャリア周波数Ｆ１ ，Ｆ２ ，…Ｆ１２において混変調が起きているか否かを判定する。この判定により混変調が生じていると判定された場合には、レーダシステムにおいて上記各キャリア周波数Ｆ１ ，Ｆ２ ，…Ｆ１２が使用中であると判断し、装置の動作を停止させる。
【０１４０】
これに対し、混変調の発生が確認されなかった場合には、制御回路３１０はステップ３５ｃに移行して、ここで再度復調器２９４に対し上記各キャリア周波数Ｆ１ ，Ｆ２ ，…Ｆ１２を一定時間ずつ順次セットし、これらのキャリア周波数Ｆ１ ，Ｆ２ ，…Ｆ１２の受信状態をそれぞれ検出する。そして、この検出結果に基づいて、ステップ３５ｄで上記キャリア周波数Ｆ１ ，Ｆ２ ，…Ｆ１２でのレーダからの電波の受信レベルが第２の所定レベルＰｒｍ以下であるか否かを判定する。つまり、同一チャネル干渉が生じているか否かを判定する。この判定により、すべてのキャリア周波数において同一チャネル干渉の発生が確認された場合には、レーダシステムにおいて上記各キャリア周波数Ｆ１ ，Ｆ２ ，…Ｆ１２が使用中であると判断し、装置の動作を停止させる。一方、同一チャネル干渉の発生が確認されないキャリア周波数があった場合には、システムは稼働可能であると判断する。
【０１４１】
なお、上記稼働可能化否かを判断するための具体的な数値例としては、
レーダ系最低受信感度：−１２２ｄＢｍ
レーダ系最小送信電力：８７ｄＢｍ
レーダ系最小飽和レベル：−４２ｄＢｍ
無線ＬＡＮ送信電力／キャリア：４ｄＢｍ
無線ＬＡＮ総送信電力：１０ｄＢｍ
集積効果係数：３５ｄＢ
マージン：６ｄＢ
の場合には、
Ｐｒｍ＝−８０ｄＢｍ
Ｐｒｓ＝−６ｄＢｍ
となる。
【０１４２】
以上の共用条件の確認制御において、混変調や同一チャネル干渉の可能性がないと判定されると、制御回路３１０は次にステップ３４ｂに移行して、ここで各ブリッジ／リピータＲＰからの受信信号をそれぞれ受信し、自己にとって最適にブリッジ／リピータＲＰの探索を行なう。 最適なブリッジ／リピータＲＰが探索されると、制御回路３１０は続いてステップ３４ｃに移行し、ここで上記最適なブリッジ／リピータＲＰに割り当てられたキャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ４のうちのキャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ３をそれぞれ変調器２２１〜２２３および復調器２９１〜２９３に設定する。なお、残りの復調器２９４は、自ゾーンに割り当てられた各キャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ４における同一チャネル干渉の発生監視と、他の無線ゾーンに割り当てられた各キャリア周波数における混変調の発生監視とをそれぞれ行なうために使用される。
【０１４３】
さて、以上のように変復調器に対するキャリア周波数の設定が終了すると、制御回路３１０はステップ３４ｄにおける自ゾーンの各キャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ３のキャリアセンスと、ステップ３４ｅにおけるＤＴＥ本体からのパケット送信要求の発生監視とを繰り返し行なう。そして、この状態で上記ステップ３４ｄにおいて自ゾーン内の他の端末からの信号の受信が検出されるか、またはステップ３４ｅにおいてＤＴＥ本体からのパケット送信要求が検出されると、制御回路３１０はステップ３４ｆまたはステップ３４ｉにおいて無線モジュールをビジー状態としたのち、上記４番目の復調器２９４による干渉の監視を中断し、しかるのちステップ３４ｇまたはステップ３４ｊにおいてこの復調器２９４に自ゾーンのキャリア周波数Ｆｉ４を設定する。かくして、以後無線モジュールはパケットの受信または送信が可能な状態となる。
【０１４４】
上記パケットの受信または送信動作が終了すると、無線モジュールは待受状態となり、この状態で制御回路３１０はステップ３４ｈまたは３４ｋにおいて、上記４番目の復調器２９４を用いた各キャリア周波数の受信チェックおよび無線ゾーンの変更制御を実行する。
【０１４５】
図３６は、その制御手順および制御内容を示すフローチャートである。すなわち、制御回路３１０は、先ずステップ３６ａにおいて、４番目の復調器２９４により自ゾーンのブリッジ／リピータＲＰからの信号を受信し、その受信レベルＬＶＬ０を測定して制御回路３１０内の記憶部に記憶する。続いて制御回路３１０は、ステップ３６ｂにおいて上記復調器２９４により他の無線ゾーンに割り当てられた各キャリア周波数Ｆｉｋ（ｋ＝５，６，…，１２）を順に受信し、これらのキャリア周波数Ｆｉｋの受信レベルの中から最大の受信レベルＬＶＬ１ｋ を求めて記憶する。
【０１４６】
次に制御回路３１０は、ステップ３６ｃにおいて上記自ゾーンのキャリア周波数Ｆｉ１〜Ｆｉ４による信号受信レベルＬＶＬ０、および他の無線ゾーンのキャリア周波数Ｆｉｋによるキャリア受信レベルＬＶＬ１ｋ を、予め設定したしきい値レベルＬ０，Ｌ１と比較する。ここで、Ｌ０は一定の伝送品質が保てなくなる受信レベル、Ｌ１は良好な伝送品質が期待し得る受信レベルであり、Ｌ１≧Ｌ０に設定される。なお、一般的には制御の安定化のためＬ１＞Ｌ０に設定される。
【０１４７】
さて、上記比較の結果、ＬＶＬ０≧Ｌ０であるかまたはＬＶＬ１≦Ｌ１だったとする。この場合には、自ゾーンのブリッジ／リピータＲＰから送信された信号の受信レベルが十分に高いので、制御回路３１０は無線ゾーンの変更を行なわない。これに対し、ＬＶＬ０＜Ｌ０でかつＬＶＬ１＞Ｌ１だったとする。この場合には、自ゾーンのブリッジ／リピータＲＰから受信した信号レベルが伝送品質を保てないほど低く、一方他の無線ゾーンからの信号の受信レベルが良好な伝送品質を期待できる十分に高いレベルであるため、制御回路３１０はステップ３６ｄおよびステップ３６ｅにおいて無線ゾーンの変更を行なう。
【０１４８】
なお、所属ゾーンの変更の具体的実現法は種々考え得るが、例えばゾーン１のブリッジに対して変調器２２４および復調器２９４を用いて所定の制御信号をやりとりすることで可能となる。ゾーンの識別は、伝送中のパケットに付されているゾーン識別番号か、または各ブリッジ／リピータＲＰが所定の間隔で送出しているゾーン表示信号を受信し識別することにより行なわれる。なお、伝送パケットの構成を図３２に、またブリッジ／リピータＲＰが送信するゾーン表示信号の構成を図３３にそれぞれ示す。
【０１４９】
このとき、上記ゾーン表示信号のプリアンブルＰＡあるいはスタートフレームデリミタＳＦＤを、通常のパケットと異ならせれば、ゾーン表示信号の識別を容易に行なえるようになる。また、情報送出に先立つ衝突検出ウィンドウにて送出する信号を、一般のパケットでは所定の数、例えば１８パルススロット中、９パルスとし、ゾーン表示信号はそれよりも多く、例えばブリッジ／リピータＲＰが送出する制御情報は１８パルススロット中、１８パルス、または後述するごとく端末が送出する制御信号は、１８パルススロット中１６パルスに設定することにより、通常のパケットに対してゾーン表示信号に高い優先順位を与えることもできる。なお、図３２および図３３には示していないが、パケットのみならず、ゾーン表示等の制御信号にも、必要に応じて誤り訂正符号を適用する。
【０１５０】
ゾーン表示信号を用いる場合の制御の具体例を以下に示す。
すなわち、同ゾーン表示信号は４つのキャリア周波数のすべてにより同じ情報を伝送する。したがって、任意の１波を受信することによりどのブリッジ／リピータＲＰからの信号であるか判別できる。また、ゾーン表示信号は、同じブリッジ／リピータＲＰで使用しているキャリア周波数の情報も担っている。これにより、他の無線ゾーンのキャリア周波数を監視している端末は、他の無線ゾーンのブリッジ／リピータＲＰから送出されたゾーン表示信号のうちの１波を受信することにより、同ブリッジ／リピータＲＰのすべてのキャリア周波数を知ることができ、同ブリッジ／リピータＲＰの残りの３波の受信レベルを順次調べることにより、他の無線ゾーンのブリッジ／リピータＲＰの平均受信レベルを測定することができる。
また、信頼性向上のため、ＬＶＬ０やＬＶＬ１の測定は複数回行い、各ゾーンでの受信レベルを決定するとよい。
【０１５１】
上記レベル比較により、端末がゾーンを変更すべきと判断した場合は、先ずその端末は現在所属するゾーンにて当該ゾーンからの脱却通知のパケットを送出し、次に新たな最適ゾーンにおいて加入通知のパケットを送出する。現ゾーンのブリッジ／リピータＲＰは、上記脱却通知を受信するとそれ以後上記端末宛のパケットを保持しておく。また、最適ゾーンのブリッジ／リピータＲＰは、上記加入通知を受信したら、自己のブリッジ／リピータＲＰでの登録を行なうとともに、現ゾーンのブリッジ／リピータＲＰに対してゾーン登録完了を通知する。同通知に対する現ゾーンのブリッジ／リピータＲＰ０からの了解通知を、最適ゾーンのブリッジ／リピータＲＰが受信することによってゾーン変更が完了する。その後現ゾーンのブリッジ／リピータＲＰ０は、保持していた上記端末宛のパケットを送出する。
【０１５２】
以上のように本実施例では、待受状態において、マルチキャリア伝送に使用するために設けられた４個の復調器２９１〜２９４のうち、復調器２９１〜２９３を用いて自ゾーンにおけるパケットの受信を検出し、かつ残りの復調器２９４を用いて他の無線ゾーンのキャリア信号の受信レベルを監視するようにしている。また、自ゾーン内でパケットの受信が検出されるか、またはＤＴＥ本体からパケットの送信要求が到来した場合に、上記復調器２９４による他の無線ゾーンのキャリアの受信監視を中止させ、復調器２９４の受信キャリア周波数を自己が属する無線ゾーンのキャリア周波数の一つに切り替えるようにしている。
【０１５３】
したがって本実施例によれば、他の無線ゾーンのキャリア信号の受信レベルを監視するために新たな復調器を設ける必要がなくなり、これにより無線端末装置の構成の複雑大形化を防止することができ、しかも４つのキャリア周波数を同時に使用して確実なマルチキャリア伝送を行なうことができる。
【０１５４】
また、上記復調器２９４により検出した他ゾーンのキャリア周波数の受信レベルを基に、無線ゾーンの変更制御だけでなく、他のレーダシステムなどの他の無線通信システムとのキャリア周波数の共用条件の確認も行なうようにしたので、キャリア周波数を共用する他の無線システムに対し干渉妨害を与えることなく、信頼性の高いデータ伝送を行なうことができる。
【０１５５】
なお、上記実施例は次のような変形が可能である。例えば、他の無線ゾーンのキャリア監視に使用する受信系の数は１系統だけでなく複数の系統を使用してもよい。また、他の無線ゾーンのキャリア監視の制御手順および制御内容や、無線ゾーンの変更制御手順および制御内容等についても、種々の変形実施が可能である。
【０１５６】
（第３の実施例）
図３７は、本発明の第３の実施例に係わる無線ＬＡＮシステムの構成を示す図である。
【０１５７】
各無線端末は、パーソナルコンピュータ、ワークステーション等のデータ端末と、それと接続された無線モジュールとから構成される。本実施例では、この間のインタフェースとしてＩＥＥＥ８０２．３標準のＡＵＩインタフェースを想定している。
【０１５８】
各無線端末は、例えば直径２０ｍ程度のゾーンのいずれかに属す。図３７の例では、無線端末Ｍａ，Ｍｂ，Ｍｃが無線ゾーンＡに、無線端末Ｍｄ，Ｍｅ，Ｍｆが無線ゾーンＢに属する。無線ゾーン毎に、ゾーン番号およびその無線ゾーンで使用するキャリア周波数が決められ、同じ無線ゾーンに属する無線端末どうしは、無線により直接通信を行なう。異なる無線ゾーンに属する無線端末間での通信を可能とするため、各無線ゾーンにはゲートウェイに接続された無線モジュールがあり、異なる無線ゾーンのゲートウェイどうしは分配システム（ＤＳＭ）により接続される。例えば無線端末Ｍａが無線端末Ｍｆ宛のパケットを送出すると、そのパケットは無線端末Ｍｃが受信してゲートウェイ、ＤＳＭ、ゲートウェイを介して無線端末Ｍｄへ送られ、またそこから無線により無線端末Ｍｆに送られる。
【０１５９】
隣り合う２つの無線ゾーンで使用するキャリア周波数帯域は、重なり合わないのが最も良い。しかし、使用可能なキャリア周波数のチャネル数に制約があるなどの理由により、隣り合う２つの無線ゾーンで同じキャリア周波数帯域を使う場合でも、パケットにゾーン識別子を書き込むことにより、隣の無線ゾーンのパケットを自分の無線ゾーンのパケットと間違って処理するなどの不具合をなくすことができる。なお、例えば直径２０ｍ程度の範囲にすべての無線端末がある場合には、ゲートウェイやＤＳＭを設ける必要はない。
【０１６０】
図３８は、本実施例の無線ＬＡＮシステムで使用される無線端末の無線モジュールの構成を示すブロック図である。
同図に示すように、この無線モジュールは、送信インタフェース部（送信ＩＦ部）３２１と、送信タイミング制御部３２０と、フレーム構成部３２２と、符号化部３２３と、フレーム同期信号（ＦＳ）挿入部３２４と、ランダムパルス送出部（ＲＰ送出部）３２５と、変調器（ＭＯＤ０，ＭＯＤ１，ＭＯＤ２，ＭＯＤ３）３３１〜３３４と、高周波回路（Ｒ／Ｆ）部３４０と、アンテナ３５１，３５２とを備え、さらに復調器（ＤＥＭ０，ＤＥＭ１，ＤＥＭ２，ＤＥＭ３）３６１〜３６４と、衝突検出部３７１と、フレーム同期信号（ＦＳ）検出部３７２と、受信タイミング制御部３８０と、復号化部３７３と、フレーム分解部３７４と、受信インタフェース部（受信ＩＦ部）３７５と、制御部３９０とを備えている。
【０１６１】
送信インタフェース部３２１は、パーソナルコンピュータやワークステーション等のデータ端末とのインタフェースをとるためのもので、例えばレベル変換、タイミング調整、クロック再生、クロック同期およびパケット同期などの機能を持つ。データ端末から送られたパケットに対する同期がとれた場合には、そのタイミングを送信タイミング制御部３２０に通知する。そして、送信タイミング制御部３２０から指示されたタイミングで、そのパケットのデータフィールドをフレーム構成部３２２へ送る。また、パケットが正しく相手の無線端末に届かなかった場合などにパケットを再送する方式を採用する場合には、この送信インタフェース部３２１においてユーザパケットの情報を保持する。
【０１６２】
データ端末と無線モジュールとの間のインタフェースとして、前述したようにＩＥＥＥ８０２．３標準（１０Ｍｂｐｓ ＣＳＭＡ／ＣＤ）方式のＡＵＩ−Ｉ／Ｆを採用した場合には、同インタフェースにおけるパケット構成は図３９の通りである。
【０１６３】
送信タイミング制御部３２０は、送信インタフェース部３２１から転送されるパケットの同期信号、もしくは制御部３９０がフレーム構成部３２２への制御データ書き込みが終了したことを示す書き込み終了信号のいずれかを基に、これから説明するフレーム構成部３２２、符号化部３２３およびＦＳ挿入部３２４の動作タイミングを制御する。
【０１６４】
フレーム構成部３２２は、送信インタフェース部３２１から送られたデータフィールドの内容もしくは制御部３９０から書き込まれる制御データと、制御部３９０から指示されるゾーン識別子を基に、図４０に示す無線パケットのデータフィールドを構成する。図４０に示すパケット識別子が、パケットがデータ端末から送られたユーザデータを含んだユーザーパケットか、もしくは制御部３９０から書き込まれた制御データを含んだ制御パケットか、もしくはユーザデータと制御データの両方を含んだパケットであるかを区分するために、フレーム構成部３２２は識別情報を書き込む。ゾーン識別子は、前述したようにそのパケットを送出した無線端末が属するゾーンを識別するための情報である。
【０１６５】
なお、後述するように符号化部３２３においてブロック毎に符号化するため、データフィールド長がブロック長の正数倍になるように、必要があればデータのＦＣＳの間にダミーデータを挿入する。
【０１６６】
符号化部３２３は、フレーム構成部３２２から入力されるデータの符号化を行い、例えば図４１に示されるようなブロックを構成して、ＦＳ挿入部３２４へ転送するものである。図４３はその構成を示すもので、スクランブル部３２３０と、ＣＲＣ付加部３２４０と、シリアル・パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）３２５０と、パリティ符号器３２６０と、ハミング符号器３２７０〜３２７３とから構成される。ここで、シリアル・パラレル変換を行なう前に、複数のキャリアにまたがったブロックに対してＣＲＣを付加しているのは、ＣＲＣ付加による符号化率の劣化を少しでも減らすためである。
【０１６７】
スクランブル部３２３０は、データフィールドのビット列をランダム化するために、例えばフィードバックシフトレジスタを用いた自己同期型のスクランブルを行なう。
【０１６８】
ＣＲＣ付加部３２４０は、送信タイミング制御部３２０から送られる送信タイミング制御信号にしたがって、スクランブルされたデータフィールドのビット列を例えば３２０ビット毎のブロックに区切り、受信側で誤り訂正後に誤りが残留していないかどうかを確認するための誤り検出ビット、例えば１６ビットのＣＲＣを付加する。
【０１６９】
シリアル・パラレル変換部３２５０は、ＣＲＣ付加部３２４０から出力された１つのビット列を、３つのビット列にシリアル・パラレル変換して、パリティ符号器３２６０に出力する。
【０１７０】
パリティ符号器３２６０は、図４５（ａ）に示すように２つの２入力排他的論理和（ＥＸＯＲ）により構成される回路により、パラレルに入力される３ビットに対してそのパリティ検査ビットを計算して、４つ目のビット列として出力する。
【０１７１】
ハミング符号器３２７０〜３２７３は、送信タイミング制御部３２０から送られる送信タイミング制御信号にしたがって、パリティ符号器３２６０から出力された４つのビット列のそれぞれに対するハミング符号ビットを計算し、図４１に示す構成としてＦＳ挿入部３２４に対して出力する。図４１で各キャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３ごとに信号をさらにＡ列／Ｂ列の２つの系列に分けているのは、変調方式として４相ＰＳＫを用いかつ差動符号化を用いた場合に、各キャリアの各ブロック毎に９０°の位相誤り１つまでを訂正可能とするためである。このため、各キャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３に対応する信号の１ブロック分の１１２ビットのビット列は、先ずＡ列／Ｂ列の２つのビット列に分けてそれぞれ符号化され、Ａ列とＢ列を１シンボル（２ビット）づつ交互にＦＳ挿入部３２４に出力される。
【０１７２】
符号化部３２３は、以上説明したように、３２０ビットのブロック毎に１６ビットにＣＲＣを付加した後に、（４，３）パリティ検査符号と（６２，５６）ハミング符号の積符号を用いて符号化を行なう。このため、符号化率は
３２０［ビット］÷４９６［ビット］＝約０．６０４
となる。データ端末からは１０Ｍｂｐｓの速度でデータが送られてくるため、これを４つのキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３を用いて遅れることなく伝送するためには、キャリア毎の伝送速度は、
１０［Ｍｂｐｓ］／４／０．６０４＝約４．１４［Ｍｂｐｓ／キャリア］
となる。
【０１７３】
なお、図４２に示すような無線パケット構成をとる場合には、データ端末から受信するパケットには含まれていなかったランダムパルスも後述するように付加する必要があるため、パケット全体の長さをデータ端末から受信したパケットと同じにするためには４．１４Ｍｂｐｓより早くする必要がある。
【０１７４】
ＦＳ挿入部３２４は、送信タイミング制御部３２０から送られる送信タイミング制御信号にしたがって、符号化部３２３が出力するブロック０〜ブロックｎのデータの前に、受信側の無線モジュールがビット同期確立に用いるプリアンブルと、無線区間のパケットのフレーム同期をとるために用いるフレーム同期信号（ＦＳ）を挿入し、変調器（ＭＯＤ）３３１〜３３４に転送する。
【０１７５】
ランダムパルス（ＲＰ）送出部３２５は、対等分散型の無線ＬＡＮシステムにおいてＣＳＭＡ／ＣＤを実現するために、特願平３−１５１８７６号にて開示されている“ランダムパルス衝突検出方式”のランダムパルスを、送信タイミング制御部から指示されたタイミングで生成し、図４２に示すようにプリアンブルの前の部分で変調器３３１〜３３４に出力する。
【０１７６】
ランダムパルスは、具体的には例えば図４６に示すように１８個のスロットから構成される。各無線端末は、この１８個のスロットのうちから、第１番目のスロットと、第２番目から第１８番目までの１７個のスロットのうちからランダムに選んだ８個のスロットの合計９個のスロットにおいて、キャリアをオンする。そして他の９個のスロットの期間中は後述する衝突検出部３７１において、復調器３６１〜３６４のキャリア検出信号を用いて他の無線端末が信号を送出していないかどうかを監視する。そして他の無線端末が信号を送出していた場合には、ランダムパルスより後のプリアンブル等の送出を中止する。
【０１７７】
例えば図４６に示すように、無線端末ＭａとＭｂが同時にランダムパルスの送出を開始したと仮定すると、パターンが同じスロット０〜２の間は互いに相手の信号を受信できないため、自分以外にランダムパルスを送出している無線端末が存在することに気がつかない。ところが、スロット３では無線端末Ｍｂのみが信号を送出し無線端末Ｍａがそれを受信することができるため、無線端末Ｍａは衝突を検出することができる。またスロット８では逆に無線端末Ｍａのみが信号を送出するため、無線端末Ｍｂも衝突を検出することができ、両者ともプリアンブル以降の送出を中止することができる。
【０１７８】
このように、ランダムパルスを同時に送出し始めた場合には、パターンがまったく同一でない限りは、衝突を互いに検出することができる。すなわち、２つの無線端末が同時にランダムパルスを送出した場合に、それを検出できない確率は、
１÷_１７Ｃ_８ ＝約４．１×１０^−５
となる。
【０１７９】
変調器（ＭＯＤ）３３１〜３３４は、ＦＳ挿入部３２４から入力されるビット列を基に、キャリア周波数に対応する局部発振信号を例えば４相ＰＳＫにより変調してＲ／Ｆ部３４０に送る。このとき、前述したようにキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎の伝送速度を４．１４Ｍｂｐｓとすると、ボーレートは２．０７Ｍボーとなる。
【０１８０】
Ｒ／Ｆ部３４０は、変調器３３１〜３３４から送られた４つの変調信号を、制御部３９０より指示される４つのキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３に変換して、必要なレベルまで増幅してアンテナを介して出力する。
【０１８１】
またＲ／Ｆ部３４０は、アンテナ３５１，３５２から受信された信号から、制御部３９０より指示される４つのキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３帯域の信号を切り出して必要なレベルまで増幅し、４つの復調器（ＤＥＭ）３６１〜３６４に対して出力する。
【０１８２】
ここで、Ｒ／Ｆ部３４０にアンテナが２つ接続されているのは、受信の際にアンテナダイバーシチを行なうためで、２つのアンテナ３５１，３５２のうち１つは送信受信兼用、もう１つは受信専用として使われる。
【０１８３】
このアンテナダイバーシチを実現する方法としては、様々な方法が考えられる。例えば、各無線モジュールの制御部３９０が、それまでの一定期間内にキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎に２つのアンテナ３５１，３５２のうちどちらの方を多く使用したかを記憶しておいて、多い方のアンテナをキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎に選択してランダムパルスの受信を行い、そのレベルが規定値以下であった場合にもう１つのアンテナに切替える。
【０１８４】
復調部（ＤＥＭ）３６１〜３６４は、Ｒ／Ｆ部３４０から受信した信号を４相ＰＳＫ遅延検波により復調すると同時に、受信データに同期した２．０７ＭＨｚのクロックを再生する。また、ランダムパルスおよびデータの到着を判断するために、受信レベルが一定レベル以上になった場合にキャリア検出信号をＯＮとする。
【０１８５】
衝突検出部３７１は、ランダムパルスを用いて衝突検出を行なう部分である。図４６のように前述したランダムパルス（ＲＰ）送出部３２５がパケットのプリアンブルに先立ってランダムパルスを送出する際に、ＲＰ送出部３２５の指示に従って、ランダムパルスを送出していないタイミングで他の無線端末が送出するランダムパルスなどの信号の有無を監視する。そして、例えば４つのキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３のうち１つでも、ＲＰ送出部３２５がランダムパルスを送出していないスロットにおいてキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３を検出したら、送信タイミング制御部３２０に対してパケットの送出を中止するように指示する。また、このパケット中止の情報は、制御部３９０および送信インタフェース部３２１を介してデータ端末に転送される。
【０１８６】
フレーム同期信号（ＦＳ）検出部３７２は、復調器３６１〜３６４から受信したデータからキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎にパケット同期をとり、その同期信号を受信タイミング制御部３８０に送信し、パケットのデータの内容を復号化部３７３へ送る。
【０１８７】
復号化部３７３は、ＦＳ検出部３７２から受信したキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎のビット列を一旦ＦＩＦＯ等のバッファに保持し、受信タイミング制御部３８０に指示されるタイミングにしたがって復号するものである。
【０１８８】
復号化部３７３の構成を図４４に示す。ここでパリティ復号器３７４１〜３７４３が３つ、パラレル・シリアル（ＰＳ）変換部３７５０〜３７５３およびＣＲＣ検査部３７６０〜３７６３がそれぞれ４つあって並列に処理を行なう理由は、ＣＲＣ付加による符号化率の劣化を少しでも減らすために、複数のキャリア信号（ビット列）にまたがるブロックに対してＣＲＣを計算して付加しているからである。復号部ではパリティ復号を行わないとＣＲＣが計算できないため、ハミング復号が終わった４つのキャリアのビット列のうち１つに誤りが残っているという４つの仮定をして、４通りを同時に並列に計算している。
【０１８９】
ハミング復号器３７３０〜３７３３は、受信タイミング制御部３８０から送られる受信タイミング制御信号によって指示されるタイミングで、キャリア毎のビット列のハミング復号を行なうものである。図４１に示す構成の場合には、キャリア毎の１２４ビットのブロック毎に位相の９０°誤りが１シンボルまで訂正できる。
【０１９０】
パリティ復号器３７４１〜３７４３はそれぞれ、４つのハミング復号器３７３０〜３７３３の出力のうちハミング復号器３７３０〜３７３３の出力に誤りが残っていると仮定してハミング復号化を行ない、出力をパラレル・シリアル変換部３７５０〜３７５３に送る。図４５（ｂ）〜（ｄ）はパリティ復号器２７４１〜３７４３の構成を示すものである。
【０１９１】
パラレル・シリアル変換部３７５０〜３７５３は、３つの入力をパラレル・シリアル変換して１つのビット列とし、これらのビット列をそれぞれＣＲＣ検査部３７４０〜３７４３に送る。
【０１９２】
ＣＲＣ検査部３７６０〜３７６３は、それぞれ受信タイミング制御部３８０から送られる受信タイミング制御信号によって指示されるタイミングで、ハミング復号器３７３０〜３７３３によってキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３毎の誤り訂正を行なった後にキャリア周波数ｆｃ０〜ｆｃ３に誤りが残留していると仮定してパリティ復号部３７４１〜３７４３にてパリティ復号を行なったそれぞれのビット列に誤りがあるか否かを判定し、データおよび誤り判定結果を出力選択部３７７０に出力する。
【０１９３】
出力選択部３７７０は、ＣＲＣ検査部３７６０〜３７６３により検査された４つのデータのうち、ＣＲＣにより誤りが検出されなかったデータを１つ選んで、デスクランブル部３７８０へ送る。デスクランブル部３７８０は、送信側の装置のスクランブル部３２３０にてランダム化されたデータを元に戻す回路である。
【０１９４】
フレーム分解部３７４は、先ず復号化部３７３から送られたデータのゾーン識別子を確認して、制御部３９０から指示されているゾーン識別子と同じでない場合には、そのパケットを廃棄する。次に、パケット識別子の情報から受信したパケットがユーザパケットか、制御パケットか、それとも両方を含んだパケットかを判断し、ユーザパケットの情報は受信インタフェース（ＩＦ）部３７５に送り、制御パケットの情報は制御部３９０へ送る。
【０１９５】
受信インタフェース（ＩＦ）部３７５は、フレーム分解部３７４から受信したデータから図３９に示すフレームを構成し、レベル変換、タイミング調整などを行なった後、データ端末に対してそのフレームを送出するものである。
【０１９６】
次に、以上のように構成された無線モジュールの動作、つまり復調器でユーザパケットの受信が終了してから誤り訂正の復号化処理が終了するまでの間に制御パケットを送出する動作を説明する。図４７はその動作を説明に使用するタイミング図である。
【０１９７】
すなわち、復調器３６１〜３６４が情報パケット１（ユーザーパケット）の出力を終了すると、制御部３９０は衝突検出部３７１を介して復調器３６１〜３６４のキャリア検出信号がオフとなることを検出したのち、同情報パケット１に挿入された情報より、制御パケットを送出するのが自端末か否かを判定する。そして、自端末であると判定すると制御部３９０は、フレーム構成部３２２に制御データを書き込み、この制御データの書き込み終了信号を送信タイミング制御部３２０に送って制御データを送出する。
【０１９８】
制御パケットを送出するのが自端末ではないと判断した場合には、復号化部３７３が情報パケット１の復号化処理を続けている間でも、復調器３６１〜３６４がパケットを受信した場合には、制御パケットであると判断される。このため、ＦＳ検出部３７２からフレーム分解部３７４までの回路では、情報パケットと同様の受信処理が行なわれる。フレーム分解部３７４は、この制御パケットを受信すると制御部３９０にそのことを知らせ、制御部３９０がその内容をフレーム分解部から読出して必要な処理を行う。
【０１９９】
情報パケットに挿入された情報より、制御パケットを送出する無線モジュールを判断する方法としては、様々な方法が考えられる。例えば、情報パケットの目的局アドレスが自分のＭＡＣアドレスであった場合とすると、既に復号化処理が終了している最終ブロック以外のブロック、すなわち図４７ではブロック０〜（ｎ−１）までの誤り検出の有無によってパケットが正しく受信できたか否かが判断され、そのパケットの送出局アドレスの無線端末にあてて応答パケット１が返送される。同情報パケット１を送出した無線端末は、情報パケット１の送出後、一定時間応答時間を待ち、正常に受信されたことを通知する応答パケットが受信できない場合には、規定回数までパケットの再送を行なう。
【０２００】
このように情報パケット１の目的局アドレスの無線端末のみが応答パケットを帰す場合には、応答パケットどうしもしくは応答パケットと他の情報パケットが衝突することはないため、応答パケットにはランダムパルスを付加する必要がない。
【０２０１】
また、各情報パケットの直後に、必ずゲートウェイに接続された無線モジュールが制御パケットを送出するものとしてもよい。この場合には、制御パケットに直前の情報パケットの目的局アドレス、送出局アドレス等をいれておけば、ゾーンの周辺部にいて同じゾーン内の一部の無線端末との間で直接通信ができなくなっている無線端末や、障害物の陰等で隠れ端末になってしまっている無線端末などは、情報パケットを受信できなくてもその後にゲートウェイに接続された無線モジュールが送出する制御パケットを見て、自分が誰と直接通信できないかを把握することができる。
【０２０２】
また、上記２つの方法を組み合わせることもできる。例えば、情報パケットの目的局アドレスが自分自身である無線モジュールは、必ず制御パケットを送出するものとして、それが一定時間内に送出されない場合には、ゲートウェイに接続された無線モジュールが制御パケットを送出する方法である。目的局アドレスの無線モジュールだけが制御情報を送出する場合には、それを送った側は応答が返ってこなかったことから相手が直接通信できないと判断できるが、送られた側では何も判断できない。
【０２０３】
ところが、組み合わせた方法では、応答がない場合にゲートウェイに接続された無線モジュールがその前の情報パケットの目的局アドレス、送信局アドレスを知らせてくれるため、受信側でも送信側と直接通信ができないと判断することができる。
【０２０４】
これ以外にも、例えば同じゾーン内の無線モジュール同士で何らかの方法で順序づけを行い、情報パケットを送出する無線モジュールは、その前の情報パケットの直後の制御パケットを送出した無線モジュールを記憶しておいて、その次の順序の無線モジュールのアドレスを情報パケットに書き込んで制御パケットを送出することを指示することにより、制御パケットを次々に異なる無線モジュールに送出させることもできる。このようにすると、送出する情報パケットがない無線モジュールにも制御パケットを送出するチャンスがあるため、無線モジュールのゾーン変更や隠れ端末検出などに役立てることができる。
【０２０５】
以上のように本実施例であれば、従来の有線系のＬＡＮとして広く使われているＩＥＥＥ８０２．３標準の１０Ｍｂｐｓ ＣＳＭＡ／ＣＤ方式とのＡＵＩ−Ｉ／Ｆ互換を前提とした無線ＬＡＮシステムであるにも拘らず、媒体上の信号伝送が終了したのち、誤り訂正符号の復号化処理が終了するまでの期間に、制御パケットを送出することができ、これによりパケット伝送に使われない無駄な時間をなくして、媒体を最大限に有効利用することが可能となる。
【０２０６】
また、制御信号として情報パケットの応答パケットを送出することにすれば、パケットに誤りが生じた場合にも直ちに再送することができるため、確実なパケット伝送を実現することができる。
【０２０７】
さらに、前に伝送される情報パケットに含まれる情報から制御パケットを送出する無線端末が一意に決定するため、制御パケットにはランダムパルス等の衝突検出手段が不要となり、より確実で効率的な伝送ができるようになる。
【０２０８】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明では、周波数が異なる複数のキャリア信号間の伝送路特性および雑音の混入特性には互いに類似性があることに着目し、受信された複数のキャリア信号の各々について干渉波成分をそれぞれ推定する第１の干渉波成分推定手段と、この第１の干渉波成分推定手段による干渉波成分の推定が可能であるか否かを複数のキャリア信号の各々について判定するキャリア判定手段と、このキャリア判定手段により干渉波成分の推定が不可能と判定されたキャリア信号がある場合に、干渉波成分の推定が可能と判定された他のキャリア信号について上記第１の干渉波成分推定手段により得られた干渉波成分の推定結果を基に、上記干渉波成分の推定が不可能と判定されたキャリア信号の干渉波成分を推定する第２の干渉波成分推定手段とを備え、これら第１および第２の各干渉波成分推定手段による推定結果を選択的に使用して疑似干渉波成分を生成し、この擬似干渉波成分を用いて上記受信された複数のキャリア信号から干渉波成分を除去するようにしている。
【０２０９】
したがって本発明によれば、マルチパスの影響を比較的簡単に抑圧することができ、これにより安価な装置にて高品質のデータ伝送を可能にする無線通信装置を提供することができる。
【０２１３】
したがって第３の本発明によれば、無駄な期間を有効に活用してスループットの劣化を防止することができる無線通信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例に係わる複数のキャリア周波数を用いてデータを伝送する無線通信システムの構成を示すブロック図。
【図２】図１に示したシステムの受信側装置に設けられる等化器の原理構成を説明するためのブロック図。
【図３】本発明の原理を説明するための直接波と反射波とからなる２波干渉の例を示す図。
【図４】非磁性材料の反射係数の特性の一例を示す図。
【図５】反射係数ａの周波数特性を示す図。
【図６】第１の干渉波成分推定回路をトランスバーサル型フィルタを用いて構成した例を示す回路ブロック図。
【図７】送信側装置によるトレーニング信号の送信例を示す図。
【図８】第１の干渉波成分推定回路を共振回路を用いて構成した例を示す回路ブロック図。
【図９】周波数選択性フェージングにより生じる振幅低下特性の一例を示す図。
【図１０】周波数選択性フェージングにより生じる振幅低下特性を補償するための周波数特性を示す図。
【図１１】直接波と反射波との干渉により生じる受信電力の変化特性の一例を記す図。
【図１２】フェージング検出部の構成の一例を示す回路ブロック図。
【図１３】図１に示したシステムの受信側装置に設けられる等化器の他の構成例を説明するためのブロック図。
【図１４】図１に示したシステムの受信側装置に設けられる等化器のその他の構成例を説明するためのブロック図。
【図１５】図１に示したシステムの受信側装置に設けられる等化器の別の構成例を説明するためのブロック図。
【図１６】周波数に対する相関係数の変化の一例を示す図。
【図１７】最小振幅偏差型スペースダイバーシチを採用した干渉波除去手段の構成を示す回路ブロック図。
【図１８】積符号誤り訂正を施したマルチキャリア伝送方式の概要を示す図。
【図１９】マルチキャリアによるトレーニング信号の送出例を示す図。
【図２０】本発明の第１の実施例に係わる無線通信システムの他の構成例を示すブロック図。
【図２１】本発明の第１の実施例に係わる無線通信システムのその他の構成例を示すブロック図。
【図２２】従来の最小振幅型スペースダイバーシチ受信回路の構成例を示すブロック図。
【図２３】マルチキャリア伝送方式の説明に使用するための図。
【図２４】スペクトラム拡散変調方式の説明に使用するための図。
【図２５】ＱＰＳＫ変調方式およびＱＰＳＫ−ＶＰ変調方式による位相変化特性を示す図。
【図２６】適応等化器の基本構成を示した図。
【図２７】無線ＬＡＮシステムの基本構成を示す概略構成図。
【図２８】ランダムパルス送出ＣＳＭＡ／ＣＡ方式の説明に使用するための信号構成図。
【図２９】積符号誤り訂正付きマルチキャリア伝送方式の説明に使用するための信号の構成図。
【図３０】本発明の第２の実施例に係わる端末装置ＤＴＥの無線モジュールの構成を示す回路ブロック図。
【図３１】無線ゾーンの変更制御を説明するための図。
【図３２】パケットの構成例を示す図。
【図３３】ゾーン表示信号の構成を示す図。
【図３４】無線モジュールの制御回路における制御手順および制御内容を示すフローチャート。
【図３５】キャリア周波数の共用条件を確認するための制御の手順および制御内容を示すフローチャート。
【図３６】無線ゾーンの変更制御の制御手順および制御内容を示すフローチャート。
【図３７】本発明の第３の実施例に係わる無線ＬＡＮシステムの構成を示す図。
【図３８】図３７に示したシステムで使用される無線端末の無線モジュールの構成を示す回路ブロック図。
【図３９】データ端末と無線モジュール間のインタフェースにおけるパケットの構成の一例を示す図。
【図４０】無線区間を伝送するパケットのデータフィールドの構成の一例を示す図。
【図４１】無線区間を伝送するパケットのデータフィールドをブロック毎に符号化した後の構成の一例を示す図。
【図４２】無線区間を伝送するパケットの構成の一例を示す図。
【図４３】図３８に示した無線モジュールの符号化部の構成を示す回路ブロック図。
【図４４】図３８に示した無線モジュールの復号化部の構成を示す回路ブロック図。
【図４５】図４３に示した符号化部のパリティ符号器および図４４に示した復号化部のパリティ復号器の構成を示す回路ブロック図。
【図４６】ランダムパルスの構成の一例を示す図。
【図４７】図３７に示した無線モジュールにおけるパケットの送受信動作を説明するためのタイミング図。
【図４８】無線ＬＡＮシステムの構成の一例を示す図。
【図４９】従来の無線通信装置のパケット送受信動作を説明するためのタイミング図。
【符号の説明】
１０…直並列変換器
２１〜２ｎ…変調器
３１〜３ｎ…ミクサ
４１〜４ｎ…局部発振器
５１〜５ｎ…送信バンドパスフィルタ
６０…結合器
７０…送信アンテナ
８０…受信アンテナ
９０…分波器
１０１〜１０ｎ…受信バンドパスフィルタ
１１０…等化器
１２１〜１２ｎ…復調器
１３０…並列直列変換器
１４１〜１４ｎ…局部発振器
１５１〜１５ｎ…ミクサ
１６１〜１６ｎ…バンドパスフィルタ
１７１〜１７ｎ…アナログ／デジタル変換器
１８１〜１８ｎ…デジタル信号処理プロセッサ
２００…ＤＴＥインタフェース
２１０…シリアル／パラレル変換回路
２２１〜２２ｍ…変調器
２３０…合成器
２４０…送信アンプ
２５０…送受分離器
２６０…アンテナ
２７０…受信アンプ
２８０…分配器
２９１〜２９ｍ…復調器
３００…パラレル／シリアル変換回路
３１０…制御回路
３２０…送信タイミング制御部
３２１…送信インタフェース部（送信ＩＦ部）
３２２…フレーム構成部
３２３…符号化部
３２４…フレーム同期信号（ＦＳ）挿入部
３２５…ランダムパルス送出部（ＲＰ送出部）
３３１〜３３４…変調器（ＭＯＤ０，ＭＯＤ１，ＭＯＤ２，ＭＯＤ３）
３４０…高周波回路（Ｒ／Ｆ）部
３５１，３５２…アンテナ
３６１〜３６４…復調器（ＤＥＭ０，ＤＥＭ１，ＤＥＭ２，ＤＥＭ３）
３７１…衝突検出部
３７２…フレーム同期信号（ＦＳ）検出部
３７３…復号化部
３７４…フレーム分解部
３７５…受信インタフェース部（受信ＩＦ部）
３８０…受信タイミング制御部
３９０…制御部
４００…遅延回路
４１１〜４１ｎ…可変重み付け回路
４２０…重み付け制御回路
４３０…識別器
４４０…合成器
４５０…減算器
６１０…フェージング検出部
６２０…共振回路
６３０…振幅偏差検出器
６４０…制御回路
８０１〜８０ｎ…レベル判定回路
９０１〜９０ｎ…誤り検出回路
１００１〜１００ｎ…第１の干渉波推定回路
１１００…キャリア判定回路
１２０１〜１２０ｎ…加算器
１３０１〜１３０ｎ…適応フィルタ
１６０１…アンテナ
１６１０，１６１１…分波器
１６２１〜１６２ｎ…局部発振器
１６３１〜１６３ｎ，１６４１〜１６４ｎ…ミクサ
１６５１〜１６５無限移相器
１６６１〜１６６ｎ…加算器
１６７１〜１６７ｎ…合成器
１６８１〜１６８ｎ…振幅偏差検出器
１６９１〜１６９ｎ…制御回路
３２３０…スクランブル部
３２４０…ＣＲＣ付加部
３２５０…シリアル・パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）
３２６０…パリティ符号器
３２７０〜３２７３…ハミング符号器
３７３０〜３７３３…ハミング復号器
３７４１〜３７４３…パリティ復号器
３７５０〜３７５３…パラレル・シリアル（ＰＳ）変換部
３７６０〜３７６３…ＣＲＣ検査部
３７７０…出力選択部
３７８０…デスクランブル部[0001]
[Industrial applications]
The present invention relates to a wireless communication system such as a wireless LAN system, and more particularly to a wireless communication device used in a wireless communication system that wirelessly transmits data using a plurality of carrier signals having different frequencies.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, with the progress of computerization, communication systems for transmitting and receiving data between devices such as computers and terminals have been actively introduced in offices and factories. Also, with the spread of small computers and mobile telephone devices, there has been a growing demand for introduction of a wireless communication system such as a wireless LAN system in which terminals are wirelessly established due to various needs such as application to portable use of terminals. I have.
[0003]
However, when a radio wave is radiated in a building, the radio wave is reflected, scattered, or shielded on a wall, a ceiling, or the like, and a phenomenon called multipath occurs due to the influence. This multipath phenomenon causes a variation in delay time until a signal arrives when viewed on a time axis, and thus causes intersymbol interference in a demodulation system. Further, when viewed on the frequency axis, interference between a direct wave and a reflected wave causes frequency-selective fading. In such a poor transmission environment, the transmission speed or the transmission distance is naturally limited. Therefore, multipath measures are an important point in realizing the above-described wireless communication system.
[0004]
What is considered as a conventional multipath countermeasure will be described below.
(1) Diversity effect
The transmission characteristics between a transmitting and receiving antenna having a multipath greatly vary depending on the position of the antenna and the carrier frequency. Diversity that utilizes this is representative of diversity such as space (antenna) diversity using a plurality of antennas on the transmitting or receiving side, and frequency diversity transmitting data at different frequencies simultaneously.
[0005]
In space diversity, Eb / No can be improved by about 15 dB only by separating the positions of the two antennas by １ ／ wavelength, thereby increasing the upper limit of the transmission rate of MSK modulation by about twice. it can. Also, the bit error rate is about one digit, that is, 2.5 Mb / s in the indoor view, and the error rate is 10 Mb / s.^-5It is possible to improve the transmission to a degree.
[0006]
Further, as another diversity, there is a minimum amplitude deviation type space diversity that combines interference waves in opposite phases so as to minimize the amplitude deviation in a band of a signal received by two antennas.
[0007]
(2) Directional antenna
By providing the antenna with directivity, unnecessary wave reception can be prevented, and long-distance transmission can be performed with low transmission power. However, directivity control is an issue for application to portable equipment such as a notebook personal computer.
[0008]
(3) Multi-carrier transmission
As described above, there is a limit to the speed that can be transmitted by one carrier. However, for example, as shown in FIG. 23, if the information rate of 10 Mb / s is transmitted in parallel on a plurality of carriers, the transmission rate per carrier can be reduced. However, when the number of carriers increases, intermodulation due to an increase in the number of modulators / demodulators and nonlinearity in the output stage amplifier becomes a problem. Considering the above-described power consumption, the size of the wireless device, etc., about 4 carriers are realistic.
[0009]
(4) Spread spectrum technology
Spread spectrum modulation is a method of spreading information over a wide band by further spreading and modulating a normal narrow band modulation signal such as QPSK (quadrature phase shift keying). FIG. 24 shows the outline. Since redundancy can be provided by the frequency diversity effect accompanying the spread of information, deterioration of transmission quality can be suppressed even when some frequency-selective fading or interference waves are encountered. Other features include low power density and other factors that make it difficult to interfere with others, excel in confidentiality and confidentiality of information, and enable overloaded calls. Has been studied. For spreading modulation, a direct sequence (DS) system in which a PN sequence (spreading code) is directly multiplied, a frequency hopping (FH) system in which a transmission frequency is switched according to the PN sequence, or a system in which these are combined are used. There is. In general, the spreading factor, which is the ratio between the base bandwidth and the spreading bandwidth, is set to 100 or more.
[0010]
(5) Multipath modulation technology
The anti-multipath modulation technique is intended to aim at a frequency diversity effect by changing the center frequency in symbol units when performing narrow band modulation such as QPSK (QPSK-VP), or to delay using an RZ (return to zero) signal. It suppresses intersymbol interference due to dispersion (PSK-RZ). FIG. 25B shows a phase change when modulation is performed by the QPSK-VP method. FIG. 25A shows a phase change in the case where modulation is performed by the QPSK method. Generally, the required frequency bandwidth is about twice as large as that of the narrow band modulation, but it is 3 Mb / s (bit error rate = 10^-6There is an experimental report that allows transmission to the following).
[0011]
(6) Waveform equalization technology
The waveform equalization technique is to estimate a transmission path characteristic of a reflected wave on a receiving side and to remove a pseudo reflected wave component generated based on the characteristic from a received wave. FIG. 26 is a diagram showing a basic configuration of the adaptive equalizer. As described above, an equalizer for compensating for deterioration due to intersymbol interference or noise existing in the digital communication system is arranged at the front stage of the receiver, and the equalizer is controlled according to the characteristics of the transmission path. is there. This equalizer is widely used for digital signal processing technology because of its low transmission speed in mobile communication systems and the like. However, when the speed becomes as high as 10 Mb / s, the application of analog signal processing technology using a CCD or the like becomes practical. Become. In addition, since optimization is always performed by an adaptive filter, it is suitable for use in a mobile communication system where the transmission environment changes every moment.
[0012]
Although various countermeasures against multipaths that have been conventionally considered have been described above, it is generally difficult to transmit without errors even if these countermeasures are taken, and some kind of error control is required. Error control is roughly classified into a retransmission method (ARQ: automatic repeat request) on the assumption that a response signal is returned from the receiving side, and a forward error correction method for improving communication quality only on the forward transmission path. The latter can be further classified into an error correction coding scheme and a multiple transmission scheme.
[0013]
(1) Retransmission method
The retransmission method expects the time diversity effect described above. For this reason, it is necessary to monitor the presence or absence of a response signal for a certain period of time, which causes a problem in the maximum system delay time, and it is necessary to terminate the wireless module, that is, to incorporate a bridge function in each module.
[0014]
(2) Error correction coding method
The error correction coding system adds redundant bits to information to perform error detection and correction. If an error is less than the designed amount, the receiving side can restore the information to correct information. However, in the case of a complex coding method such as Reed-Solomon, decoding processing generally requires a time on the order of 100 μsec, which hinders the maximum system delay time. A coding method with a short processing time based on the characteristic of an error occurrence pattern peculiar to indoor radio propagation, such as a severe burst error when fading is great, but no bit error when slow (error free). Need to be selected.
[0015]
(3) Multiple transmission method
The multiple transmission method uses the time or frequency diversity effect. The transmission side repeatedly transmits the same information a plurality of times, and the reception side makes a majority decision or selects information having no error. is there.
[0016]
As described above, in realizing a wireless LAN system, countermeasures against multipath are an important issue, and there are a wide variety of techniques for solving this. Naturally, the more complicated the applied technology, the higher the device cost. The key point is how to efficiently combine technologies.
[0017]
On the other hand, a wireless LAN system generally divides a service area to be provided by the system into a plurality of wireless zones, assigns different wireless frequency groups to these wireless zones, and assigns each wireless communication terminal to a wireless zone in which the wireless communication terminal is located. It is configured to perform wireless transmission of data using the set of radio frequencies.
[0018]
FIG. 27 is a schematic configuration diagram showing one example. In the figure, the BSA is a wireless zone, in which direct communication between wireless communication terminals (DTEs) and direct communication with a single bridge / repeater RP are possible. Further, each BSA has a bridge / repeater RP, and each wireless communication terminal DTE communicates with the wireless communication terminal DTE existing in another BSA via the bridge / repeater RP and the distribution system (DSM). Can be used for communication.
[0019]
By the way, unlike a wired LAN connected to a medium called a cable, a terminal DTE can move freely in a wireless LAN. Therefore, with the movement of the terminal DTE, the wireless zone that can provide the optimum communication environment for the terminal DTE is also changed.
[0020]
To manage the zone to which each terminal DTE belongs, the bridge / repeater RP transmits and receives a signal for belonging management to / from the DTE in its own zone at an appropriate frequency. For example, the bridge / repeater RP receives a signal from the DTE. Is possible by checking if is at a certain level. However, for example, immediately after the DTE has moved to another zone, it cannot be handled, and when a packet addressed to the DTE arrives at the old zone, a problem such as missing of the packet or deterioration of throughput is caused. This problem can be alleviated by increasing the frequency of affiliation management from the bridge / repeater RP to each DTE, but as a new problem, the increase in control traffic causes a deterioration in information packet throughput.
[0021]
In order to avoid this problem, it is effective for the moving DTE itself to check the optimal belonging zone. However, in a distributed control system, it is difficult to know when a packet to be received arrives. Is difficult to tune to the radio frequency of another zone.
[0022]
As described above, there may be other difficulties in temporarily changing the tuning of the receiver to check the state of another channel. For example, CSMA (Carrier
In a wireless LAN system having a Sense Multiple Access) protocol, the wireless LAN starts operating after confirming that there is no interfering radar in a region / frequency where the wireless LAN operates using a carrier sense function. It has been proposed by the present inventors that frequency sharing with radar is achieved.
[0023]
In this method, after the operation of the wireless LAN is started, although the frequency is different from that of the wireless LAN, even if a radar that receives interference from the wireless LAN due to interference such as cross-modulation appears, the wireless LAN detects the radar and detects the radar. To avoid interference. In order to realize this function, it is necessary for the wireless LAN to check the radar wave not only for the operating frequency but also for other channels that may interfere with the radar. In this case as well, the function of receiving other channels is required while guaranteeing the reception of irregularly generated packets. To realize this function, in addition to the receiver for communication, the function for monitoring other channels is required. This requires a receiver, which results in an increase in the size of the device and an increase in product cost.
[0024]
By the way, the layer structure of the wireless LAN system to which the system for ensuring compatibility with the CSMA / CD system and the AUI cable is applied is configured as follows, for example. FIG. 48 is a block diagram showing the configuration.
[0025]
One of the points for realizing this kind of wireless LAN system is the realization of efficient high-speed data communication on a radio transmission line affected by frequency selective fading as described above. When frequency selective fading exists, for example, even at frequencies where high-speed data communication has been normally performed, the received signal level drops extremely due to subtle changes in surrounding reflection conditions such as when a person moves, and sudden communication occurs. In many cases, it becomes impossible, and the throughput is greatly reduced.
[0026]
In order to overcome such a problem, the present invention etc. divides part or all of the data into a plurality of bit strings, adds error correction bits, and modulates the data at different carrier frequencies before transmission. Carrier transmission method "is proposed. In this method, even if data on some carriers cannot be communicated due to the above-described frequency selective fading on the receiving side, or if a large number of errors occur, data on other carriers normally received and demodulated is used. Thus, all of the transmission data can be restored by the error correction means.
[0027]
However, assuming that the AUI cable is compatible with the IEEE 802.3 standard, transmission of the next packet is not started while data is being received from the MAC layer of the data terminal or higher. On the side, the transmission path is not used at all from the end of the output of the received data from the demodulator to the end of the error correction code decoding processing, and the throughput is degraded by the length of the decoding delay time. Would.
[0028]
For example, when data is divided into blocks for every 320 bits and encoding is performed so as to have a frame configuration as shown in FIG. 41, the time when the transmission path is not used at all, that is, the decoding delay time is at least 1 The block time is about 32 μs. Assuming that the collision detection field, preamble, and frame synchronization bit (FS) are sufficiently small compared to the block length and can be ignored, and if the data field is the shortest (two blocks because of 512 bits in the AUI interface), the transmission path is completely Assuming that the unused waste time is about 33% and the longest (38 blocks because 1,518 octets = 12,144 bits in the AUI interface), the waste time is about 2.6%.
[0029]
As a method of eliminating the useless time in which no packet is transmitted or effectively using the packet, the target station address of the packet received by the wireless module is checked, and if it is not the MAC address of the data terminal, At the time when the data output from the demodulator is completed, a method of interrupting the data transmission to the AUI interface even if the error correction is not completed may be considered. However, this processing cannot be performed when the wireless module is connected to the gateway, or when the destination station address of the received packet is a global address.
[0030]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in order to realize a wireless LAN system, countermeasures against multipath are an important issue, and there has been a long-felt need for a technique for solving this problem relatively easily.
[0031]
In addition, in order to change the zone as a terminal moves, a receiver for monitoring other wireless channels is required in addition to a receiver for communication, which increases the size of the device and increases product costs. Was a factor.
[0032]
Furthermore, in a wireless LAN system on the premise of AUI-I / F compatibility with the IEEE 802.3 standard 10 Mbps CSMA / CD system, even if signal transmission on a medium ends, decoding processing of an error correction code ends. Since the next packet cannot be transmitted until then, there is a problem that the medium is not used during the same period.
[0033]
The present invention has been made focusing on the above circumstances,Its purpose isAn object of the present invention is to provide a wireless communication device that can relatively easily suppress the influence of multipath, thereby enabling high-quality data transmission with an inexpensive device.
[0036]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention providesFocusing on the fact that transmission path characteristics and noise mixing characteristics between a plurality of carrier signals having different frequencies are similar to each other, a first interference method for estimating an interference wave component for each of the plurality of received carrier signals. Wave component estimating means, carrier determining means for determining, for each of the plurality of carrier signals, whether or not the interference wave component can be estimated by the first interference wave component estimating means; When there is a carrier signal for which it is determined that the component cannot be estimated, the interference wave component obtained by the first interference wave component estimating means for the other carrier signal for which the estimation of the interference wave component is determined is possible. A second interference wave component estimating means for estimating an interference wave component of a carrier signal determined to be impossible to estimate the interference wave component based on the estimation result; And a pseudo interference wave component is generated by selectively using the estimation result by each of the second interference wave component estimation means, and the interference wave component is removed from the plurality of received carrier signals using the pseudo interference wave component. It is intended to be.
[0037]
In the present invention, the first interference wave component estimating means compares a training signal transmitted prior to data transmission with an output signal generated by removing an interference wave of the training signal, and compares the comparison result. , And controlling the first and second interference wave component estimating means in the first and second interference wave component estimating means after the interference wave is removed by the interference wave component removing means. The method is characterized in that the interference wave component is updated by referring to the amplitude deviation amount in the signal band, and the interference wave component is updated by referring to the demodulation result of the received carrier signal.
[0038]
Further, according to the present invention, the carrier determination means compares the reception levels of the plurality of carrier signals with a predetermined level, and if the result of the comparison indicates that the reception level is smaller than the predetermined level, the received carrier signal is compared with the interference level. It is characterized in that it is determined that the component cannot be estimated, and it is determined whether or not the estimation of the interference wave component is possible based on the demodulation results of a plurality of received carrier signals.
[0039]
Still further, according to the present invention, when there are a plurality of other carrier signals determined to be capable of estimating the interference wave component in the second interference wave component estimating means, the first interference wave estimating means The respective estimation results of the interference wave components obtained by are collected, and the carrier signal that minimizes the estimation error of the estimation signal generated by removing the interference wave based on these estimation results is converted to the plurality of other carrier signals. The first interference wave is selected from among a plurality of reception carrier signals from which interference wave components can be estimated, and a reception carrier signal having the strongest correlation with a reception carrier signal from which interference wave components cannot be estimated. It is characterized in that the interference wave component is estimated based on the estimation result of the interference wave component obtained by the component estimating means.
[0040]
Further, the present invention is characterized in that the interference wave component removing means combines the carrier signals received by the plurality of antennas so as to cancel out the interference wave components.
[0049]
[Action]
As a resultAccording to the present invention,Due to the influence of multipath, an interference wave component appears in an arbitrary carrier signal among a plurality of carrier signals, and even if the interference wave component cannot be estimated, the interference wave component of the arbitrary carrier signal is not included in another carrier signal. And is removed based on the result of this analogy. For this reason, the probability of occurrence of bit errors and loss of synchronization is reduced, and highly reliable wireless data transmission becomes possible. In addition, the initial training time can be reduced or the reliability can be increased as compared with the conventional equalizer.
[0054]
【Example】
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication system according to a first embodiment of the present invention, in which data is wirelessly transmitted using a plurality of carrier frequencies.
[0055]
First, in the transmitting apparatus, the transmission data SD is divided into a plurality of data strings by the serial / parallel converter 10, and then input to the modulators 21 to 2n. In these modulators 21 to 2n, the modulation of the intermediate frequency signal is performed by the data string. As a modulation method, for example, a QPSK method is used. Modulated signals output from these modulators 21 to 2n are mixed with carrier frequencies fc1 to fcn generated from local oscillators 41 to 4n in mixers 31 to 3n, respectively, and converted into high-frequency signals. After the band is limited to ５5n, the signal is transmitted from the antenna 70 via the coupler 60.
[0056]
On the other hand, in the wireless communication device on the receiving side, the wireless transmission signals u1 (t) to un (t) transmitted from the transmitting device at a plurality of carrier frequencies fc1 to fcn are received by the antenna 80 and then separated. The signal is split into a plurality of signals by the filter 90, and the split received signals are input to the band-pass filters 101 to 10n, respectively. These band-pass filters 101 to 10n extract signals for each of the carrier frequencies fc1 to fcn from the received signals. The equalizer 110 performs a process for removing an interference wave component included in the reception signal of each carrier frequency output from the bandpass filters 101 to 10n. The demodulators 121 to 12n demodulate the received signals of the respective carrier frequencies fc1 to fcn output from the equalizer 110, and reproduce the received baseband signals by the demodulation. This reception baseband signal is converted into serial data by the serial / parallel converter 130 and supplied to a baseband circuit (not shown) as reception data RD.
[0057]
Incidentally, the equalizer 110 is configured as follows. FIG. 2 is a block diagram for explaining the basic configuration. In the figure, the equalizer 110 includes first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n, a carrier determination circuit 1100, adders 1201 to 120n, and adaptive filters 1301 to 130n.
[0058]
First, the first interference wave component estimating circuits 1001 to 100n estimate the noise component and the transfer function from the received signals for each of the carrier frequencies fc1 to fcn. The carrier determination circuit 1100 has a carrier determination unit and a second interference wave component estimation unit. The carrier determination means checks whether or not the first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n can estimate the interference wave component for each of the carrier frequencies fc1 to fcn. Further, the second interference wave component estimating means, when the carrier determining means determines that there is a carrier frequency for which the interference wave component cannot be estimated, the first interference wave component estimating means corresponding to another carrier frequency for which the interference wave component can be estimated. The interference wave component is estimated with reference to the interference wave component estimation circuit of FIG.
[0059]
Further, the adders 1201 to 120n convert noise components out of the interference wave components estimated by the first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n and the second interference wave component estimation means of the carrier determination circuit 1100. It is to be removed. The adaptive filters 1301 to 130n use the first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n and the second interference wave estimation means when the transfer function of the transmission path is expressed as H1 (z) to Hn (z) by z conversion. Are used to generate transfer functions C1 (z) to Cn (z) having inverse characteristics based on the estimated interference wave components.
[0060]
The operation principle of the equalizer 110 configured as described above will be described below.
(1) Removal of additive noise
In FIG. 2, transmission signals u1 (t) to un (t) for each of the carrier frequencies fc1 to fcn have transmission functions passing through transmission paths H1 (z) to Hn (z), respectively. And noises r1 (t) to rn (t) uncorrelated. In the equalizer 110, first, the noise ri (t) component for each of the carrier frequencies fc1 to fcn is estimated by the first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n corresponding to the respective carrier frequencies fc1 to fcn. As a specific method, an LMS (least-mean-square algorithm) conventionally known as an adaptive estimation algorithm, an RLS (recursive least square algorithm) method, or the like is used.
[0061]
By the way, when it is impossible to estimate the noise rk (t) at a certain carrier frequency fck due to a reason such as a low level of the received signal, ri (t) having some relationship with rk (t) at another carrier frequency. It is one of the points of the present invention to take out ri (t) and remove the noise rk (t) at the carrier frequency fck with reference to this ri (t).
[0062]
Hereinafter, a specific algorithm for that will be described.
The received signal xk (t) at the carrier frequency fck is
(Equation 1)

It becomes.
[0063]
Here, the above-mentioned second interference wave component estimating means of the carrier determination circuit 1100 refers to ri (t) from the carrier frequency fci, for example, to cancel a pseudo noise signal yk ( The parameter information c of ri (t) is notified to the first interference wave component estimation circuit 100k corresponding to the carrier frequency fck so as to generate t). Then, in the first interference wave component estimation circuit 100k, a pseudo noise signal yk (t) is created based on the parameter information, and the yk (t) is subtracted from xk (t) in the adder 120k. In this case, the second interference wave component generation unit calculates E [(rk (t) −yk (t)).²Is notified to the first interference wave estimating circuit 100k so as to minimize the pseudo noise signal yk (t).
[0064]
The algorithm of the method of adjusting the pseudo noise signal yk (t) may be performed as follows. That is, the output signal zk (t) after removing yk (t) from the received signal xk (t) on the carrier k is
(Equation 2)

If k (t) and y (t) are uncorrelated, the following equation holds.
[0065]
(Equation 3)

At this time, E [(Hk (z) uk (t))²] Does not change even if the parameter information c in the second interference wave component estimating means is changed, so the following relationship can be derived.
[0066]
(Equation 4)

Therefore, E [zk (t)²] Is minimized so that E [(rk (t) −yk (t))²] Is also automatically minimized. Thus, even when the noise rk (t) cannot be estimated by the first interference wave estimating circuit 100k of the carrier frequency fck, the noise rk (t) estimated by another carrier frequency fci is referred to, The effect of (t) can be removed from the received signal.
[0067]
(2) Estimation of transfer function
Next, a method of estimating the transmission path characteristics H1 (z) to Hn (z) and extracting a desired signal will be described. Consider a situation consisting of two waves, a direct wave and a reflected wave, as shown in FIG. At this time, the transmission signals for each of the carrier frequencies fc1 to fcn are u1 (t) to un (t), the reflection coefficients of the reflectors for each of the carrier frequencies fc1 to fcn are a1 to an, and the delay time of the reflected wave is τ1. Assuming that τn, the received signals x1 (t) to xn (t) are represented by the following equations.
x1 (t) = u1 (t) + a1u1 (t−τ1) (2-1)
x2 (t) = u2 (t) + a2u2 (t−τ2) (2-2)
:
xn (t) = un (t) + anun (t−τn) (2-n)
At this time, transfer functions H1 (z) to Hn (z) of the carrier frequencies fc1 to fcn are represented by the following equations.
H1 (z) = 1 + a1 · z^{− τ 1}                          … (3-1)
H2 (z) = 1 + a2 · z^{− τ 2}                          ... (3-2)
:
Hn (z) = 1 + an · z^{− τ n}                          ... (3-n)
Therefore, in the first interference wave estimating circuits 1001 to 100n corresponding to the carrier frequencies fc1 to fcn, the transfer functions are based on the received signals x1 (t) to xn (t).
C1 (z) = 1 / (1 + a1 · z^{− τ 1})… (4-1)
C2 (z) = 1 / (1 + a2 · z^{− τ 2})… (4-2)
:
Cn (z) = 1 / (1 + an · z^{− τ n})… (4-n)
By creating the filter given by, a desired signal can be obtained.
[0068]
The transfer functions C1 (z) to Cn (z) are estimated from the received signals of the own carrier frequencies fc1 to fcn in the first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n corresponding to the respective carrier frequencies fc1 to fcn. . For the estimation method, for example, a method used in conventional adaptive control such as an LMS algorithm can be used. If the first interference wave component estimating circuit 100k corresponding to an arbitrary carrier frequency fck cannot find an appropriate Ck (z) due to, for example, large noise, the carrier determining circuit 1100 In the second interference wave estimating means, the transfer function Ck (z) can be determined by referring to the transfer function Ci (z) of another carrier frequency fci.
[0069]
For example, it is assumed that the following relationship exists between the reflection coefficients a1 to an of the reflection object and the delay times τ1 to τn of the reflected wave.
a1 = a2 = ... = an = a (5-1)
τ1 = τ2 = ... = τn = τ (5-2)
In this case, from the above equations (4-1) to (4-3), the transfer functions C1 (z) to Cn (z) are
C1 (z) = C2 (z) = ... = Cn (z) (6-1)
It becomes.
Therefore, even if the transfer function Ck (z) cannot be estimated, the above Ck (z) can be estimated if other transfer functions Ci (z) {k} i} can be estimated.
[0070]
It has been reported that the indoor delay dispersion (standard deviation of the delay time of the reflected wave) is determined mainly by the reflection coefficient of the indoor area and the wall, regardless of the frequency. When transmitting, the delay time of the reflected wave generated at each carrier frequency is considered to be equal if the position of the reflector, the position of the transmitter and the position of the receiver are the same. FIG. 4 shows an example of the characteristics of the reflection coefficient of the nonmagnetic material. As described above, the reflection coefficient of the reflector generally differs depending on the frequency and the incident angle. For example, if the carrier frequency of 1.2 GHz is fc0, and the frequency between the carrier frequency fc0 and the carrier frequency fci is 1.212 GHz, f / f0 is 1.01 (that is, 1% difference), and the incident angles are the same. Then, it can be seen that the reflection coefficients can be regarded as almost the same.
[0071]
Further, in the above description, when the reflection coefficient hardly changes between carrier frequencies as in the case of a concrete or steel wall or the like, it can be approximated using the above equation (6-1). On the other hand, in the case where the frequency characteristics of the reflection coefficient of the reflection object greatly differ between the carrier frequencies, the reflection coefficient ai (from the transfer function Ci (z) obtained for a plurality of carrier frequencies for which the transfer function Ci (z) can be estimated. i ≠ k) can be calculated back, and ak can be estimated from these ai.
[0072]
For example, as shown in FIG. 5, it is assumed that the frequency characteristic of the reflection coefficient a is g (f), and the transfer function cannot be obtained at the carrier frequency fck, that is, ak cannot be obtained. At this time, the regression function g '(f) may be obtained by performing a regression calculation using the values of the reflection coefficients of the carrier frequencies fc1 to fcn excluding the carrier frequency fck from which the transfer function could be obtained. Further, as a specific algorithm for that, a probability approximation method or a learning identification method used in the conventional estimation processing can be used.
[0073]
Thus, even when the transfer function Ck (z) cannot be estimated at an arbitrary carrier frequency fck, by referring to another transfer function Ci (z) related to the transfer function Ck (z), The transfer function Ck (z) that could not be estimated can be estimated.
[0074]
Further, in the above-described example, the case where two waves of the direct wave and the reflected wave are described has been described, but the present invention can be similarly applied to a case where the number of m waves is further increased.
In this case, the above equations (4-1) to (4-3) are as follows.
(Equation 5)

And for j = 1 to m,
a1j = a2j = ... = anj = aj ... (8-1)
τ1j = τ2j =... = τ2j = τj (8-2)
Holds, the above equation (6-1) holds.
[0075]
The above equations (4-1) to (4-n) are transfer functions when the received signal is viewed in a high frequency band, but are dropped to the baseband before inputting the signal to the equalizer. In this case, the frequency characteristics of the transfer function are as follows.
C1 (ω) = 1 / (1 + a1 · ej (ω−ωc1) τ1) (9-1)
C2 (ω) = 1 / (1 + a2 · ej (ω−ωc2) τ2) (9-2)
:
Cn (ω) = 1 / (1 + an · ej (ω−ωcn) τn) (9-n)
Here, ωc1 to ωcn indicate the angular velocities of the carrier frequencies fc1 to fcn.
[0076]
Therefore, when the above equations (5-1) to (5-2) hold,

Becomes

It becomes.
[0077]
Therefore, even when the transfer function Ck (ω) of an arbitrary carrier frequency fck cannot be estimated, if the transfer function Ci (ω) can be estimated at another carrier frequency, the transfer function Ci (ω) is referred to. Thus, the transfer function Ck (ω) that could not be estimated can be estimated.
[0078]
Hereinafter, a specific configuration for realizing an embodiment of the present invention will be described.
(1) Example using transversal filter
FIG. 6 is a circuit block diagram illustrating an example in which a transversal filter is used as the first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n. This circuit includes a delay circuit 400, a plurality of variable weighting circuits 411 to 41n, a weight control circuit 420, a discriminator 430, a synthesizer 440, and a subtractor 450.
[0079]
The delay circuit 400 shifts the input received signal to create a signal advanced and delayed from the main signal and outputs the signal from each tap. The signal output from each tap is weighted. The signals are input to the circuits 411 to 41n.
[0080]
The weight control circuit 420 performs weight control as follows. That is, as shown in FIG. 7, the transmission-side apparatus transmits a training signal including a periodic pulse sequence or the like for each of the carrier frequencies fc1 to fcn before transmitting the packet. On the other hand, the weighting control circuit 420 of the receiving apparatus creates a weighting coefficient for each tap so that an error between the received training signal and an estimated signal generated from the training signal is minimized for each tap. The coefficients are given to the weighting circuits 411 to 41n, respectively.
[0081]
In the initial training of the weighting control, the eye pattern of the demodulator is observed, and when this eye pattern is opened, the tap coefficients of the equalizer, that is, the above-mentioned weighting coefficients are cyclically moved to an appropriate position, and a longer training is performed. This may be performed using a sequence.
[0082]
As a specific algorithm, for example, a gradient method or the like may be used so that the mean square error between the error signal and the estimated signal is minimized. At this time, the weighting control circuit 420 sends the mean square error value between the error signal and the estimated signal or error information obtained by determining the mean square error at an arbitrary threshold value to the carrier determination means of the carrier determination circuit 1100 described above. At the same time, the parameter information regarding the estimated transfer function Ck (z) and noise component ri (t) is notified to the second interference wave component estimating means of the carrier determination circuit 1100.
[0083]
The carrier determination unit of the carrier determination circuit 1100 determines, for each of the carrier frequencies fc1 to fcn, the carrier frequency from which the interference wave component can be removed and the carrier from which the interference wave component cannot be removed based on the error information received from the corresponding weight control circuit 420. The frequency is determined. The second interference wave component estimating means refers to the parameter information of the carrier frequency from which the interference wave component has been removed as described above, and determines the delay time of the reflected wave based on the transfer function and the noise component of another carrier frequency. After calculating and analyzing the reflection coefficient, the transfer functions Ck '(z) and rk' (t) of the carrier from which the interference wave component could not be removed are estimated. The transfer function Ck '(z) and the noise component rk' (t) estimated by the second interference wave component estimating means are returned to the weight control circuit 420 as parameter information. The weight control circuit 420 refers to the returned parameter information, resets each weight coefficient (tap coefficient), and removes a pseudo interference wave component from the received signal.
[0084]
With such a configuration, in a wireless communication system that transmits data using a plurality of carrier frequencies fc1 to fcn, an interference wave component cannot be estimated by the first interference wave estimation circuit corresponding to an arbitrary carrier frequency. Even if the estimation error is large, the interference wave component of the carrier frequency is estimated by referring to the first interference wave estimation circuit corresponding to another carrier frequency, and the weight of each tap is adjusted. Therefore, the estimation error can be reduced.
[0085]
Further, in this way, if the interference wave component cannot be removed at an arbitrary carrier frequency, the training signal is transmitted again, or the training time is extended so that the interference wave component can be estimated at all carrier frequencies. It is no longer necessary to take measures such as doing so, thereby making it possible to shorten the initial training time.
[0086]
That is, with the above configuration, it is possible to reduce the influence of code interference due to multipath, which is a problem specific to wireless communication, and further reduce the initial training time of the equalizer. The present invention utilizes the similarity of interference wave components generated between carriers, which is a characteristic of multicarrier transmission, and simply reduces the transmission speed of multicarrier transmission to reduce the effect of intersymbol interference. As described above, an improvement in transmission quality can be expected from a case where an equalizer is simply arranged for each carrier.
[0087]
The above is an example using a transversal filter. Note that, in the above example, an example using a non-recursive filter has been described. However, if the transfer function has a higher order, a recursive filter may be used. Further, even after the end of the initial training, if the characteristics of the transmission path fluctuate slowly, a method of using the output signal from which the interference wave component has been removed in the above-described process and continuing the subsequent estimation may be used. Good.
[0088]
(2) Example using resonance circuit
FIG. 8 is a circuit block diagram in the case where the first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n are configured using a resonance circuit.
[0089]
This circuit includes a fading detection unit 610, a resonance circuit 620, an amplitude deviation detector 630, and a control circuit 640. In this circuit, when an amplitude deviation occurs in a band due to frequency selective fading or the like as shown in FIG. 9, the amplitude deviation is detected by a fading detector 610. Then, the sharpness Q and the resonance frequency fr are estimated in the control circuit 620, whereby the frequency characteristics (FIG. 10) opposite to the frequency characteristics caused by the frequency selective fading are set in the resonance circuit 620. That is, the spectrum deviation is directly equalized. Further, in this case, the control circuit 640 notifies the carrier determination means of the carrier determination circuit 1100 of the amplitude deviation amount output from the amplitude deviation detector 630 or the amplitude deviation information obtained by determining the amplitude deviation amount using a threshold value. The parameter information including the estimated sharpness Q and the resonance frequency fr is notified to the second interference wave estimation means 110 of the carrier determination circuit 1100.
[0090]
In the carrier determination means of the carrier determination circuit 1100, for each of the carrier frequencies fc1 to fcn, based on the amplitude deviation information 650 notified from the control circuit 640 in the corresponding first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n, The carrier frequency from which the interference wave component was removed and the carrier frequency from which the interference wave component was not removed are determined. The second interference wave component estimating means of the carrier determination circuit 1100 refers to the parameter information of the carrier frequency from which the interference wave component was removed, and refers to the sharpness Q and the resonance frequency fr of the carrier frequency from which the interference wave component was not removed. Is estimated.
[0091]
As an estimation method, for example, the following method is used in the case of the above-described two-wave model. That is, assuming that the amplitude ratio between the direct wave and the reflected wave is pr, and the delay time difference between the direct wave and the reflected wave is τ, the frequency characteristic A (ω) of the amplitude is expressed by the following equation:
A (ω) = D (1 + ρr)²+ 2ρrcos ωτ) (11-1)
As shown in FIG. 11, a drop point occurs for each reciprocal of the delay time difference.
[0092]
Therefore, if the interval between the drop points can be known, the delay time can be obtained, and if the slope of the drop is examined, the amplitude ratio between the reflected wave and the direct wave can be obtained. Such processing estimates the Q and fr of the carrier frequency for which the interference wave component could not be estimated by performing an inverse calculation based on the parameter information reported from a plurality of carrier frequencies, and as parameter information including this value, This is done by feeding back to the control circuit 640 again.
[0093]
Note that the above-described fading detection unit 610 includes, for example, an analog / digital converter (A / D) 611, an FFT processing circuit 612, and a fading determination unit 613 as shown in FIG. May be detected.
[0094]
Further, in the configuration shown in FIG. 2 described above, an example has been shown in which carrier determination circuit 1100 performs carrier determination based on error information between the estimated signal estimated by first interference wave estimation circuits 1001 to 100n and the desired signal. However, the following various modifications are possible.
[0095]
That is, as shown in FIG. 13, a reception level determiner 801 may be provided for each of the carrier frequencies fc1 to fcn, and the determination may be made based on the determination result. Further, as shown in FIG. 14, carrier determination may be performed based on demodulated outputs of demodulators 121 to 12n. Further, as shown in FIG. 15, error detectors 901 to 90n for detecting data errors are arranged at the subsequent stage of the demodulators 121 to 12n, and the transmission data includes an error detection code such as a CRC code for transmission. In this case, the error detectors 901 to 90n may perform error determination, and the determination result may be provided to the carrier determination circuit 1100 to perform carrier determination.
[0096]
Further, the first interference wave estimating circuits 1001 to 100n and the second interference wave estimating means in the carrier determining circuit 1100 are provided with level determining circuits 801 to 80n for each of the carrier frequencies fc1 to fcn as shown in FIG. May be used to determine the reception level, and update the pseudo interference wave component based on the result. Further, as shown in FIG. 14, the pseudo interference wave component may be updated based on the demodulated outputs of the demodulators 121 to 12n. Further, as shown in FIG. 15, the pseudo interference wave component may be updated based on the result so that an error in data can be detected after demodulation.
[0097]
Further, the above-mentioned second interference wave estimating means checks the cross-correlation of each carrier based on the reception level, the output information of the demodulator, or the result after error detection, and gives priority to the carrier having the highest correlation. Reference may be made.
[0098]
An example of the correlation between the reception levels of the carriers is shown below. That is, the amplitudes and angular frequencies of two received signals having different frequencies are set to e1, ω1, e2, ω2, respectively, and the power delay profile f (t) constituting e1, e2 is assumed to satisfy the following equation.
f (t) = 1 / σ0 · exp (−t / σ0)
Where (σ0)²Is the variance of f (t) and σ0 = Td (average delay time Td).
[0099]
At this time, the joint probability density functions of e1 and e2 are as follows.
(Equation 6)

From this equation, the frequency correlation coefficient ρ (Δω) is obtained by the following equation.
(Equation 7)

It becomes. FIG. 16 shows a specific calculation result. As is clear from the figure, if the frequency interval Δω and the delay variance σ0 are known, the correlation coefficient between the frequencies can be obtained. If this relationship is used to preferentially refer to a carrier frequency having a high correlation, processing can be efficiently performed. In the case of three-wave interference between a direct wave, a reflected wave, and a diffracted wave, the following formula may be used.
(Equation 8)

Where ρ1 and ρ2 are the average values of the amplitudes of the two waves generated by the duct
σ1, σ2 are the standard deviation of the amplitude of the two waves generated by the duct
ρ3 and σ3 are the average and standard deviation of the amplitude of the reflected wave
L12 and S12 are the average value and the standard deviation of the path difference between the first wave and the second wave.
L13 and S13 are the average value and the standard deviation of the path difference between the first wave and the third wave.
Δf is the frequency interval
It is.
[0100]
(3) Example using antenna diversity
Conventional antenna diversity combines signals received by two antennas so that the combined power is maximized. That is, the two signals are combined in phase. However, this method cannot sufficiently suppress the amplitude deviation in the band. This is because, in addition to the direct wave, a reflected wave (interference wave) having a certain delay time difference from the direct wave is included in the synthesized signal. As a means for addressing this problem, there is a minimum amplitude type space diversity.
[0101]
FIG. 22 shows a configuration example of the minimum amplitude type space diversity receiving circuit. The space diversity of the minimum amplitude type shown in the figure includes two antennas 2001 and 2002, two duplexers 2010 and 2011, a local oscillator 2030, two mixers 2021 and 2022, and an adder 2023. , An infinite phase shifter 2040, a synthesizer 2050, an amplitude deviation detector 2060, and a controller 2070 for controlling these.
[0102]
This minimum amplitude deviation type space diversity receiving circuit is a system that focuses on minimizing the amplitude deviation in a band and combines interference waves in opposite phases. Therefore, in using this method, it is important to reliably determine the phase of the interference wave and adjust the phase shift amount of the infinite phase shifter 2040.
[0103]
Therefore, in the first embodiment of the present invention, the amount of phase shift of the infinite phase shifter 2040 is adjusted as follows. FIG. 17 is a circuit block diagram showing a configuration of an interference wave removing unit employing the minimum amplitude deviation type space diversity.
[0104]
In the figure, the radio signals respectively received by antennas 1601 and 1602 are branched by duplexers 1610 and 1611 into a number corresponding to the number of carrier frequencies fc1 to fcn, respectively, and then mixed by mixers 1631 to 163n and 1641, respectively. 164n. In these mixers 1631 to 163n and 1641 to 164n, the radio signals are mixed with the local oscillation signals generated by the local oscillators 1621 to 162n, and are thereby frequency-converted into intermediate frequency signals or baseband signals. Of the signals output from the mixers 1631 to 163n and 1641 to 164n, the signals output from the mixers 1641 to 164n are input to adders 1661 to 166n after being phase-shifted by the infinite phase shifters 1651 to 165n. Is done. In the adders 1661 to 166n, the signals output from the mixers 1631 to 163n and the signals subjected to the phase shift control by the infinite phase shifters 1651 to 165n are added to each other, and the added signal is combined by the combiner 1671. 167n.
[0105]
The amplitude deviation detectors 1681 to 168n detect the amplitude deviations of the composite signals output from the combiners 1671 to 167n, and the detected values are input to the control circuits 1691 to 169n. The control circuits 1691 to 169n change the phase shift amounts of the infinite phase shifters 1651 to 165n based on the amplitude deviation values detected by the amplitude deviation detectors 1671 to 167n so that the amplitude deviation values become minimum. Control. Further, the control circuits 1691 to 169n supply information representing the detected value of the amplitude deviation to the carrier determination circuit 1100.
[0106]
The carrier determination circuit 1100 collects information representing the amplitude deviation detection value output from the control circuits 1691 to 169n. If there is a circuit in the control circuits 1691 to 169n that cannot perform appropriate phase shift control because the received signal level is too small, for example, detection information of another control circuit that can perform normal phase shift control is output. Based on this, control information is created and given to the corresponding control circuit.
[0107]
With such a configuration, the control for the minimum amplitude deviation diversity is performed for each of the carrier frequencies fc1 to fcn, and the control for the amplitude deviation diversity is performed at any of the carrier frequencies fc1 to fcn. If this is not possible, the phase of the interference wave can be adjusted with reference to the amplitude deviation diversity control information at other carrier frequencies. At this time, the correlation between the carriers may be checked in advance as described above, and the information of the interference wave may be checked from the carrier having the highest correlation.
[0108]
(4) Example of combination with error correction
Next, an example of a combination with the error correction method will be described.
The example where error detection code is included in transmission data and transmission is performed from the transmission side device and error detection is performed at the reception side device has been described above. In this example, error correction code must be included in transmission data and transmitted. Thus, a synergistic effect of error correction is aimed at.
[0109]
FIG. 18 shows an outline of multi-carrier transmission with product code error correction. In the figure, the transmitting apparatus first divides user information into three bit strings, generates parity check bits from these bit strings, and sets the parity check bits as a fourth bit string. Then, after adding a Hamming code for error correction to each of these four bit strings, each of these four bit strings is transmitted in parallel using four carrier frequencies.
[0110]
This transmission method can reduce the bit rate by transmitting transmission data in parallel at four carrier frequencies, thereby reducing the effect of delay dispersion. Further, even if one carrier signal becomes unreceivable on the receiving side due to the effect of frequency selective fading due to the application of the product code, the bit error rate of the remaining three carrier signals may be about 1E-5 or less. For example, there is an advantage that the entire bit error rate can be made equal to or less than the design target of 1E-8.
[0111]
However, this method has a drawback that if two or more carrier signals out of the four carrier signals simultaneously generate a bit error exceeding the bit error rate 1E-5, the error cannot be corrected. .
[0112]
Therefore, the interference wave estimation and elimination method of the present invention is applied to the transmission method using the error correction. That is, the above-described transversal filter, the equalizer using the resonance circuit or the antenna diversity receiving circuit is arranged at the preceding stage of the demodulator. In this manner, if the interference wave component can be removed from the received signal of at least one of the four carrier frequencies, the interference wave component can be similarly removed from the carrier frequencies related to the remaining carrier frequencies. The probability that the bit error rate exceeds 1E-5 at the same time in two or more carrier signals of one carrier signal can be reduced.
[0113]
(5) Continuous transmission of training signals
Note that, in the example described above, an example in which a signal for initial training of the equalizer is transmitted prior to transmission of a packet has been described. However, if there is enough frequency allocation, as shown in FIG. The training signal may be transmitted even during packet transmission at an arbitrary carrier frequency among the above carrier frequencies. In this case, the parameters of the equalizer can be easily adjusted by the training signal even during the packet transmission. Therefore, even if the characteristics of the transmission path fluctuate, the equalizer described above can easily follow.
[0114]
As described above, in the first embodiment of the present invention, in the equalizer 110 in the wireless communication device on the receiving side, the first interference wave component estimating circuits 1001 to 1001 correspond to each of a plurality of carrier frequencies. 100n, adders 1201 to 120n for removing interference waves and adaptive filters 1301 to 130n are provided, and first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n estimate interference wave components from received signals of respective carriers. Based on the estimation result, noise components are removed by the adders 1201 to 120n, and transfer functions are corrected by the adaptive filters 1301 to 130n. In addition, a carrier determination circuit 1100 is provided, and in this circuit 1100, it is determined whether or not the interference wave components can be estimated by the first interference wave component estimation circuits 1001 to 100n, and the interference wave components cannot be estimated. If it is determined that there is a carrier frequency, the interference wave component is estimated with reference to the estimation result of the first interference wave component estimation circuit corresponding to another carrier frequency at which the interference wave component can be estimated. Based on the result, an interference wave component included in the received signal of the corresponding carrier frequency is removed.
[0115]
Therefore, according to the present embodiment, even if the received signal cannot be received at a sufficient level on some carriers due to, for example, the influence of frequency selective fading, even if the estimation of the interference wave component becomes impossible, the interference wave An interference wave component included in a received signal of a carrier whose interference wave component cannot be estimated can be removed based on a received signal of another carrier whose component can be estimated. For this reason, high-quality wireless data transmission is always possible by eliminating the influence of multipath.
[0116]
In addition, by appropriately combining the interference wave component removing means with other fading measures such as an antenna diversity reception method and an error correction transmission method, high-quality wireless data transmission can be performed due to the synergistic effect.
[0117]
The first embodiment can be modified as follows. For example, in the above example (FIG. 1), the case where the equalizer 110 processes the received signal in the high frequency band has been described. However, as shown in FIG. 20, the local oscillators 141 to 14n, the mixers 151 to 15n, the band-pass filter 161 to 16n may be arranged in front of the equalizer 110 for each of the carrier frequencies fc1 to fcn, and the received signal may be converted into a baseband band for processing.
[0118]
Further, as shown in FIG. 21, after the received signal is converted from an analog signal to a digital signal by analog / digital converters 171 to 17n, digital signal processing such as fast Fourier transform (FFT) and fast inverse Fourier transform (IFFT) is performed. May be configured to extract received signals for each of the carrier frequencies fc1 to fcn by using digital signal processors 181 to 18n that perform the following.
[0119]
In addition, the configurations of the first and second interference wave component estimating means, the algorithm for estimation, the configuration of the interference wave removing means, the configuration of other parts of the wireless communication device, and the like do not depart from the gist of the present invention. Various modifications are possible.
[0120]
(Second embodiment)
First, before describing the features of the present embodiment, a basic technique used in a wireless LAN system will be described.
[0121]
The wireless communication terminal DTE is equipped with a communication processor having a CSMA / CD protocol. The DTE checks whether there is a signal on a transmission medium via a wireless module before transmission. When it is confirmed that there is no signal on the transmission medium, the packet is transmitted. If a plurality of DTEs transmit at almost the same time, a collision occurs. The occurrence of the collision is notified from the wireless module to the DTE. The DTE notified of the collision interrupts the packet transmission and performs retransmission. In order to reduce the probability of re-collision in re-transmission, each DTE waits for a random time and performs re-transmission. As a collision detection method, a random pulse transmission CSMA / CA method has been proposed. This method is evident in a draft of “Wireless LAN-Systemization Technology”, a seminar “Next-generation LAN technology” attached to the 1992 IEICE Spring Conference.
[0122]
Further, in order to transmit high-speed digital information with high reliability using a wireless transmission path whose transmission quality is significantly deteriorated due to fading or the like, a multicarrier transmission method is proposed in the same document.
[0123]
The outline of the random pulse transmission CSMA / CA method and the multi-carrier transmission method is as follows.
(1) Random pulse transmission CSMA / CA method
The terminal DTE requesting transmission performs access control for packet transmission according to the following procedure. That is, the terminal requesting transmission first performs carrier sense to determine whether the transmission path is in use. If the result of this determination is that the transmission path is free, a predetermined number of pulses are transmitted at random intervals within a predetermined period called a collision detection window prior to packet transmission as shown in FIG. If no pulse transmitted by another terminal is detected during non-transmission of this pulse as shown in FIG. 28A, it is determined that there is no collision, and the packet is continuously transmitted. On the other hand, if a pulse transmitted from another terminal is detected as shown in FIG. 28B during non-transmission of the pulse, it is determined that there is a collision, and the above procedure is repeated after a predetermined back-off process.
[0124]
As described above, the CSMA / CA method is characterized in that packet collision is avoided by transmitting and receiving a random pulse before packet transmission, and that the packet transmission terminal switches transmission and reception every time a pulse is transmitted within a collision detection window. is there.
[0125]
(2) Multi-carrier transmission system with product code error correction
FIG. 29 shows an example in which a product code (coding rate 0.56) composed of a parity check code and a Hamming code is applied to a multicarrier transmission scheme using four carriers.
[0126]
In the transmitting terminal, the input information bits are transmitted with error correction of the Hamming code using the first, second and third carriers. In addition, parity information of each bit transmitted on the three carriers is created, and the parity information is transmitted on the fourth carrier. On the other hand, the terminal on the receiving side determines whether communication is possible or not by checking the reception level of each carrier or an error by CRC, etc. For example, when it is determined that the second carrier cannot be communicated, the first, third, and third carriers are determined. The data transmitted by the second carrier is restored from the demodulated data of the fourth carrier.
[0127]
According to this system, the transmission rate per carrier is reached, thereby suppressing the effect of transmission path distortion due to frequency selective fading and the error rate of any three carriers being 10^-5Below this level, the overall error rate can be reduced to 10 even if the remaining carriers are unable to communicate.^-8It can be suppressed to the following.
[0128]
Next, the features of this embodiment will be described.
FIG. 30 is a circuit block diagram illustrating a configuration of the wireless module of the terminal device DTE according to the present embodiment.
[0129]
In the figure, data output from a DTE main body (not shown) is input to a serial / parallel conversion circuit 210 via a DTE interface 200, where the data is divided into a number of bit strings corresponding to the number of carriers, and then each modulator (MOD) 221 to 22m. These modulators 221 to 22m generate high-frequency signals modulated according to the bit strings. These modulated wave signals are combined into one signal by the combiner 230, then amplified to a predetermined transmission power level by the transmission amplifier 240, and then transmitted from the antenna 260 via the transmission / reception separator 250.
[0130]
On the other hand, the modulated wave signal received by the antenna 260 is input to the reception amplifier 270 via the transmission / reception separator 250, where it is subjected to low noise amplification, and then the distributor 280 outputs a signal corresponding to the number of carriers. And input to demodulators (DEMs) 291 to 29m. In the demodulators 291 to 29m, the modulated wave signals are demodulated into baseband signals. Then, these demodulated received baseband signals are converted into one serial signal by the parallel / serial conversion circuit 300, and then output to a DTE main unit (not shown) via the DTE interface 200.
[0131]
Incidentally, the wireless module includes a control circuit 310. The control circuit 310 has, for example, a microcomputer as a main control unit. In addition to ordinary control means such as wireless channel setting control and wireless communication control, the control circuit 310 includes a first wireless channel monitoring means, Wireless channel monitoring means, and control means for managing a wireless channel according to the monitoring result.
[0132]
The first wireless channel monitoring means is a part of the m demodulators 291 to 29m provided for use in multicarrier transmission during a period in which packet transmission is not performed in the wireless zone to which the first wireless channel belongs. The plurality of demodulators 291 to 29m-1 excluding the demodulator 29m receive radio signals of the radio frequency assigned to the radio zone to which the demodulator 29m belongs, and determine the start of packet transmission in the radio zone from the reception level. Is what you do.
[0133]
The second wireless channel monitoring means, during a period in which packet transmission is not being performed in the wireless zone to which the wireless communication device belongs, in some of the demodulators 291 to 29m, the demodulator 29m transmits to another wireless zone in which the wireless communication device does not exist. A radio signal of the assigned carrier frequency is received, and the reception level is detected.
[0134]
The radio channel management control means is configured to execute the other radio channel monitoring means when the start of packet transmission is detected by the first radio channel monitoring means or when a packet transmission request arrives from the DTE main body. Monitoring of the carrier in the wireless zone is stopped, and the receiving carrier frequency of the demodulator 29m used for this monitoring is switched to one of the carrier frequencies of the wireless zone to which the demodulator 29m belongs.
[0135]
Further, the radio channel management control means, based on the monitoring results by the first and second radio channel monitoring means, indicates that the reception level of the carrier signal arriving from another radio zone is higher than the carrier reception level of the radio zone to which it belongs. When it is detected that has increased, the change control of the zone to which the own DTE belongs is executed.
[0136]
Further, the radio channel management control means determines, for all carrier frequencies assigned to the system at the time of power-on, whether or not these carrier frequencies are being used in another radio communication system such as a radar system, so-called, Executes sharing condition confirmation control. Then, during a period in which the respective carrier frequencies are used in another wireless communication system, it is determined that the sharing condition is not satisfied, and the operation of the DTE is stopped.
[0137]
Next, the operation of the wireless terminal device configured as described above will be described.
Here, a case will be described as an example in which 12 carrier frequencies shared with the radar system are provided to the entire wireless LAN system, and four carrier frequencies are assigned to three wireless zones. That is, the wireless communication terminal is provided with four modulators 221 to 224 and demodulators 291 to 294 corresponding to the four carrier frequencies.
[0138]
When the power is turned on, the control circuit 310 of the wireless module first executes control for confirming the sharing condition in step 34a as shown in FIG. 34, for example. FIG. 35 is a flowchart showing the control procedure.
[0139]
In other words, the control circuit 310 first applies the carrier frequencies F 1, F 2,. F12 are sequentially set, and the reception states of these carrier frequencies F1, F2,. Then, based on the detection result, it is determined in step 35b whether or not the reception level of the radio wave from the radar is equal to or lower than the first predetermined level Prs over all the carrier frequencies F1, F2,. That is, it is determined whether or not the cross modulation occurs at the carrier frequencies F1, F2,..., F12. If it is determined in this determination that cross modulation has occurred, it is determined in the radar system that each of the carrier frequencies F1, F2,... F12 is in use, and the operation of the apparatus is stopped.
[0140]
On the other hand, if the occurrence of cross-modulation is not confirmed, the control circuit 310 proceeds to step 35c, where the carrier frequencies F1, F2,... F12 are sequentially set, and the reception states of these carrier frequencies F1, F2,. Based on the detection result, it is determined in step 35d whether or not the reception level of the radio wave from the radar at the carrier frequencies F1, F2,..., F12 is equal to or lower than a second predetermined level Prm. That is, it is determined whether or not co-channel interference has occurred. If it is determined that co-channel interference has occurred at all carrier frequencies, it is determined in the radar system that each of the carrier frequencies F1, F2,... F12 is in use, and the operation of the apparatus is stopped. . On the other hand, if there is a carrier frequency at which occurrence of co-channel interference is not confirmed, it is determined that the system can be operated.
[0141]
In addition, as a specific numerical example for determining whether or not the above-mentioned operation is enabled,
Radar system minimum receiving sensitivity: -122 dBm
Radar system minimum transmission power: 87dBm
Radar system minimum saturation level: -42 dBm
Wireless LAN transmission power / carrier: 4 dBm
Wireless LAN total transmission power: 10 dBm
Integration effect coefficient: 35 dB
Margin: 6dB
In Case of,
Prm = −80 dBm
Prs = −6 dBm
It becomes.
[0142]
If it is determined that there is no possibility of cross-modulation or co-channel interference in the above-described sharing condition confirmation control, the control circuit 310 proceeds to step 34b, where the reception signal from each bridge / repeater RP is received. Respectively, and search for the bridge / repeater RP optimally for itself. When the optimum bridge / repeater RP is searched, the control circuit 310 proceeds to step 34c, where the carrier frequencies Fi1 to Fi3 of the carrier frequencies Fi1 to Fi4 allocated to the optimum bridge / repeater RP are determined. Are set to the modulators 221 to 223 and the demodulators 291 to 293, respectively. The remaining demodulator 294 monitors the occurrence of co-channel interference at each of the carrier frequencies Fi1 to Fi4 assigned to the own zone, and monitors the occurrence of cross-modulation at each of the carrier frequencies assigned to other wireless zones. Used to do.
[0143]
When the setting of the carrier frequency for the modem is completed as described above, the control circuit 310 performs the carrier sense of each carrier frequency Fi1 to Fi3 of the own zone in step 34d and the generation of the packet transmission request from the DTE main body in step 34e. Monitoring is repeated. In this state, if the reception of a signal from another terminal in the own zone is detected in step 34d or the packet transmission request from the DTE main body is detected in step 34e, the control circuit 310 proceeds to step 34f Alternatively, after the wireless module is set in the busy state in step 34i, the monitoring of interference by the fourth demodulator 294 is interrupted, and then the carrier frequency Fi4 of the own zone is set in the demodulator 294 in step 34g or step 34j. . Thus, the wireless module is ready to receive or transmit packets thereafter.
[0144]
When the packet reception or transmission operation is completed, the wireless module enters a standby state. In this state, the control circuit 310 checks reception of each carrier frequency using the fourth demodulator 294 and performs wireless communication in step 34h or 34k. Perform zone change control.
[0145]
FIG. 36 is a flowchart showing the control procedure and control contents. That is, the control circuit 310 first receives the signal from the bridge / repeater RP in its own zone by the fourth demodulator 294 in step 36a, measures the reception level LVL0, and stores it in the storage unit in the control circuit 310. I do. Subsequently, the control circuit 310 sequentially receives the carrier frequencies Fik (k = 5, 6,..., 12) allocated to other wireless zones by the demodulator 294 in step 36b, and receives these carrier frequencies Fik. The maximum reception level LVL1k is obtained from the levels and stored.
[0146]
Next, in step 36c, the control circuit 310 compares the signal reception level LVL0 based on the carrier frequency Fi1 to Fi4 of the own zone and the carrier reception level LVL1k based on the carrier frequency Fik of the other wireless zone with a preset threshold level L0, Compare with L1. Here, L0 is a reception level at which a certain transmission quality cannot be maintained, L1 is a reception level at which good transmission quality can be expected, and L1 ≧ L0. In general, L1> L0 is set for stabilizing control.
[0147]
Now, it is assumed that as a result of the above comparison, LVL0 ≧ L0 or LVL1 ≦ L1. In this case, since the reception level of the signal transmitted from the bridge / repeater RP of the own zone is sufficiently high, the control circuit 310 does not change the wireless zone. On the other hand, it is assumed that LVL0 <L0 and LVL1> L1. In this case, the signal level received from the bridge / repeater RP in the own zone is so low that the transmission quality cannot be maintained, while the reception level of the signal from another wireless zone is high enough to expect good transmission quality. Therefore, the control circuit 310 changes the wireless zone in steps 36d and 36e.
[0148]
Various methods for realizing the change of the belonging zone are conceivable. For example, it can be realized by exchanging a predetermined control signal with the bridge of zone 1 using the modulator 224 and the demodulator 294. The zone is identified by receiving and identifying a zone identification number assigned to a packet being transmitted or a zone indication signal transmitted from each bridge / repeater RP at predetermined intervals. FIG. 32 shows the configuration of the transmission packet, and FIG. 33 shows the configuration of the zone indication signal transmitted by the bridge / repeater RP.
[0149]
At this time, if the preamble PA or the start frame delimiter SFD of the zone display signal is different from a normal packet, the zone display signal can be easily identified. The signal transmitted in the collision detection window prior to information transmission is a predetermined number in a general packet, for example, 9 pulses in 18 pulse slots, and the number of zone display signals is larger than that, for example, the bridge / repeater RP transmits the signal. The control information to be set is 18 pulses in 18 pulse slots, or the control signal transmitted by the terminal as described later is set to 16 pulses in 18 pulse slots, so that a higher priority is given to the zone display signal for a normal packet. Can also be given. Although not shown in FIGS. 32 and 33, an error correction code is applied to not only a packet but also a control signal such as a zone display as necessary.
[0150]
A specific example of control in the case of using the zone display signal will be described below.
That is, the same zone display signal transmits the same information by all four carrier frequencies. Therefore, by receiving an arbitrary wave, it is possible to determine which bridge / repeater RP is the signal. The zone display signal also carries information on the carrier frequency used in the same bridge / repeater RP. As a result, the terminal monitoring the carrier frequency in another wireless zone receives one of the zone indication signals transmitted from the bridge / repeater RP in the other wireless zone, and thereby receives the signal from the bridge / repeater RP. Can be known, and by sequentially examining the reception levels of the remaining three waves of the same bridge / repeater RP, the average reception level of the bridge / repeater RP of another wireless zone can be measured.
In order to improve the reliability, it is preferable to measure LVL0 and LVL1 a plurality of times and determine the reception level in each zone.
[0151]
When the terminal determines that the zone should be changed by the above level comparison, the terminal first sends a packet for leaving from the zone in the zone to which the terminal currently belongs, and then transmits a joining notification in the new optimal zone. Send a packet. The bridge / repeater RP of the current zone, after receiving the above-mentioned exit notification, holds the packet addressed to the above-mentioned terminal thereafter. When the bridge / repeater RP of the optimum zone receives the above-mentioned joining notification, it registers with its own bridge / repeater RP and notifies the bridge / repeater RP of the current zone of the completion of zone registration. The zone change is completed when the bridge / repeater RP of the optimal zone receives the acknowledgment of the notification from the bridge / repeater RP0 of the current zone. Thereafter, the bridge / repeater RP0 in the current zone sends out the held packet addressed to the terminal.
[0152]
As described above, in the present embodiment, in the standby state, the reception of the packet in the own zone is performed using the demodulators 291 to 293 among the four demodulators 291 to 294 provided for use in the multicarrier transmission. And the remaining demodulator 294 is used to monitor the reception level of the carrier signal in another wireless zone. Also, when the reception of a packet is detected in the own zone or the transmission request of the packet arrives from the DTE main body, the monitoring of the reception of the carrier in another wireless zone by the demodulator 294 is stopped, and the demodulator 294 is stopped. Is switched to one of the carrier frequencies of the wireless zone to which the self belongs.
[0153]
Therefore, according to the present embodiment, it is not necessary to provide a new demodulator for monitoring the reception level of the carrier signal in another wireless zone, thereby preventing the configuration of the wireless terminal device from becoming complicated and large. In addition, reliable multi-carrier transmission can be performed by simultaneously using four carrier frequencies.
[0154]
Further, based on the reception level of the carrier frequency of the other zone detected by the demodulator 294, not only the change control of the radio zone but also the confirmation of the sharing condition of the carrier frequency with another radio communication system such as another radar system. Since this is also performed, highly reliable data transmission can be performed without causing interference to other wireless systems sharing the carrier frequency.
[0155]
The above embodiment can be modified as follows. For example, the number of reception systems used for monitoring carriers in other wireless zones is not limited to one system, and a plurality of systems may be used. Also, various modifications can be made to the control procedure and control contents of the carrier monitoring in other wireless zones, the change control procedure and control contents of the wireless zone, and the like.
[0156]
(Third embodiment)
FIG. 37 is a diagram showing the configuration of the wireless LAN system according to the third embodiment of the present invention.
[0157]
Each wireless terminal includes a data terminal such as a personal computer or a workstation, and a wireless module connected to the data terminal. In the present embodiment, an AUI interface conforming to the IEEE802.3 standard is assumed as an interface during this time.
[0158]
Each wireless terminal belongs to one of the zones having a diameter of about 20 m, for example. In the example of FIG. 37, the wireless terminals Ma, Mb, Mc belong to the wireless zone A, and the wireless terminals Md, Me, Mf belong to the wireless zone B. A zone number and a carrier frequency used in the wireless zone are determined for each wireless zone, and wireless terminals belonging to the same wireless zone perform direct wireless communication. In order to enable communication between wireless terminals belonging to different wireless zones, each wireless zone has a wireless module connected to a gateway, and gateways in different wireless zones are connected by a distribution system (DSM). For example, when the wireless terminal Ma sends a packet addressed to the wireless terminal Mf, the packet is received by the wireless terminal Mc and sent to the wireless terminal Md via the gateway, the DSM, and the gateway, and then sent wirelessly to the wireless terminal Mf. Can be
[0159]
It is best that the carrier frequency bands used in two adjacent wireless zones do not overlap. However, even when the same carrier frequency band is used in two adjacent wireless zones due to a limitation on the number of usable carrier frequency channels, the packet of the adjacent wireless zone can be written by writing the zone identifier in the packet. Can be eliminated, such as processing packets incorrectly with packets in their own wireless zone. If all the wireless terminals are within a range of about 20 m in diameter, it is not necessary to provide a gateway or a DSM.
[0160]
FIG. 38 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless module of a wireless terminal used in the wireless LAN system according to the present embodiment.
As shown in the figure, the wireless module includes a transmission interface unit (transmission IF unit) 321, a transmission timing control unit 320, a frame configuration unit 322, an encoding unit 323, and a frame synchronization signal (FS) insertion unit. 324, a random pulse transmission unit (RP transmission unit) 325, modulators (MOD0, MOD1, MOD2, MOD3) 331 to 334, a high frequency circuit (R / F) unit 340, and antennas 351 and 352. Further, demodulators (DEM0, DEM1, DEM2, DEM3) 361 to 364, a collision detection unit 371, a frame synchronization signal (FS) detection unit 372, a reception timing control unit 380, a decoding unit 373, and a frame decomposition unit 374, a receiving interface unit (receiving IF unit) 375, and a control unit 390.
[0161]
The transmission interface unit 321 is for interfacing with a data terminal such as a personal computer or a workstation, and has functions such as level conversion, timing adjustment, clock reproduction, clock synchronization, and packet synchronization. When the synchronization with the packet transmitted from the data terminal is established, the timing is notified to the transmission timing control unit 320. Then, the data field of the packet is transmitted to frame configuration section 322 at the timing specified by transmission timing control section 320. When a method of retransmitting a packet is adopted when the packet does not reach the wireless terminal of the other party correctly, the information of the user packet is held in the transmission interface unit 321.
[0162]
When the AUI-I / F of the IEEE802.3 standard (10 Mbps CSMA / CD) method is adopted as the interface between the data terminal and the wireless module as described above, the packet configuration in the interface is as shown in FIG. It is.
[0163]
The transmission timing control unit 320 is based on either a synchronization signal of a packet transferred from the transmission interface unit 321 or a write end signal indicating that the control unit 390 has finished writing control data to the frame configuration unit 322. It controls the operation timing of the frame configuration unit 322, the encoding unit 323, and the FS insertion unit 324, which will be described below.
[0164]
The frame configuration unit 322 transmits the data of the wireless packet shown in FIG. 40 based on the contents of the data field transmitted from the transmission interface unit 321 or the control data written from the control unit 390 and the zone identifier specified by the control unit 390. Configure fields. The packet identifier shown in FIG. 40 is a user packet containing user data sent from a data terminal, a control packet containing control data written from control section 390, or both a user data and control data. The frame configuration unit 322 writes identification information in order to classify whether the packet includes a packet. As described above, the zone identifier is information for identifying the zone to which the wireless terminal that transmitted the packet belongs.
[0165]
Note that, as will be described later, since the encoding is performed for each block in the encoding unit 323, if necessary, dummy data is inserted between data FCSs so that the data field length is a positive multiple of the block length.
[0166]
The encoding unit 323 encodes data input from the frame configuration unit 322, constructs a block as shown in FIG. 41, for example, and transfers the block to the FS insertion unit 324. FIG. 43 shows the configuration, which includes a scramble unit 3230, a CRC addition unit 3240, a serial / parallel conversion unit (S / P) 3250, a parity encoder 3260, and Hamming encoders 3270 to 3273. You. Here, the reason why the CRC is added to the block extending over a plurality of carriers before performing the serial / parallel conversion is to reduce the deterioration of the coding rate due to the CRC addition as much as possible.
[0167]
The scrambling unit 3230 performs self-synchronous scrambling using, for example, a feedback shift register to randomize the bit string of the data field.
[0168]
The CRC adding unit 3240 divides the bit sequence of the scrambled data field into blocks of, for example, 320 bits according to the transmission timing control signal transmitted from the transmission timing control unit 320, and no error remains after error correction on the receiving side. An error detection bit, for example, a 16-bit CRC is added to confirm whether or not this is the case.
[0169]
Serial / parallel conversion section 3250 converts one bit string output from CRC adding section 3240 into three bit strings, and outputs the result to parity encoder 3260.
[0170]
As shown in FIG. 45A, the parity encoder 3260 calculates a parity check bit for three bits input in parallel by a circuit composed of two two-input exclusive OR (EXOR). And outputs it as the fourth bit string.
[0171]
The Hamming encoders 3270 to 3273 calculate Hamming code bits for each of the four bit strings output from the parity encoder 3260 according to the transmission timing control signal transmitted from the transmission timing control unit 320, and have the configuration shown in FIG. Output to FS insertion section 324. In FIG. 41, the signal is further divided into two sequences of column A / column B for each of the carrier frequencies fc0 to fc3, when the 4-phase PSK is used as the modulation method and the differential encoding is used. This is to make it possible to correct up to one 90 ° phase error for each block of the carrier. Therefore, a bit sequence of 112 bits for one block of a signal corresponding to each of the carrier frequencies fc0 to fc3 is first divided into two bit sequences of A column / B column and coded. (2 bits) are alternately output to the FS insertion unit 324.
[0172]
As described above, the coding unit 323 adds a CRC to 16 bits for each 320-bit block, and then codes using a product code of a (4,3) parity check code and a (62,56) Hamming code. Is performed. Therefore, the coding rate is
320 [bits] ÷ 496 [bits] = about 0.604
It becomes. Since data is transmitted from the data terminal at a speed of 10 Mbps, in order to transmit the data without delay using the four carrier frequencies fc0 to fc3, the transmission speed for each carrier is as follows:
10 [Mbps] /4/0.604=about 4.14 [Mbps / carrier]
It becomes.
[0173]
In the case of adopting a wireless packet configuration as shown in FIG. 42, it is necessary to add a random pulse not included in the packet received from the data terminal as described later. In order to make the same as the packet received from the data terminal, it must be faster than 4.14 Mbps.
[0174]
According to the transmission timing control signal sent from transmission timing control section 320, FS insertion section 324 uses the wireless module on the receiving side to establish bit synchronization before the data of block 0 to block n output by encoding section 323. The preamble and a frame synchronization signal (FS) used for synchronizing the frame of the packet in the wireless section are inserted and transferred to the modulators (MOD) 331 to 334.
[0175]
The random pulse (RP) transmitting unit 325 is a random pulse (random pulse collision detection method) disclosed in Japanese Patent Application No. 3-151876 for realizing CSMA / CD in a peer-to-peer wireless LAN system. Is generated at the timing instructed by the transmission timing control unit, and is output to the modulators 331 to 334 in the part before the preamble as shown in FIG.
[0176]
The random pulse is specifically composed of, for example, 18 slots as shown in FIG. Each wireless terminal has a total of 9 slots, that is, a first slot among the 18 slots and 8 slots randomly selected from 17 slots from the second to the 18th slot. Turn on the carrier in the slot. Then, during the other nine slots, the collision detection unit 371 described later monitors whether or not another wireless terminal is transmitting a signal using the carrier detection signals of the demodulators 361 to 364. If another wireless terminal has transmitted a signal, transmission of a preamble or the like after the random pulse is stopped.
[0177]
For example, as shown in FIG. 46, assuming that the wireless terminals Ma and Mb simultaneously start sending random pulses, the other terminals cannot receive signals from each other during the slots 0 to 2 having the same pattern. Is not aware that there is a wireless terminal that is sending However, in slot 3, only the wireless terminal Mb can transmit a signal and the wireless terminal Ma can receive it, so that the wireless terminal Ma can detect a collision. On the other hand, in the slot 8, only the wireless terminal Ma transmits a signal, so that the wireless terminal Mb can also detect the collision, and both can stop the transmission after the preamble.
[0178]
As described above, when random pulses are simultaneously transmitted, collisions can be detected with each other as long as the patterns are not exactly the same. That is, when two wireless terminals simultaneously send a random pulse, the probability of not being able to detect it is:
1 ÷₁₇C₈= About 4.1 × 10^-5
It becomes.
[0179]
Modulators (MODs) 331 to 334 modulate a local oscillation signal corresponding to a carrier frequency by, for example, four-phase PSK based on the bit string input from FS insertion section 324 and send the modulated signal to R / F section 340. At this time, if the transmission rate for each of the carrier frequencies fc0 to fc3 is 4.14 Mbps as described above, the baud rate is 2.07 Mbaud.
[0180]
The R / F unit 340 converts the four modulated signals sent from the modulators 331 to 334 into four carrier frequencies fc0 to fc3 instructed by the control unit 390, amplifies the carrier signals to a required level, and amplifies the antenna. Output via
[0181]
Further, the R / F section 340 cuts out signals of four carrier frequencies fc0 to fc3 indicated by the control section 390 from the signals received from the antennas 351 and 352, amplifies them to a required level, and outputs four demodulators. (DEM) 361-364.
[0182]
Here, the reason why two antennas are connected to the R / F unit 340 is to perform antenna diversity at the time of reception. One of the two antennas 351 and 352 is used for both transmission and reception, and the other is used for the other. Used for receiving only.
[0183]
Various methods are conceivable as a method for realizing the antenna diversity. For example, the control unit 390 of each wireless module stores which of the two antennas 351 and 352 has been used more frequently for each of the carrier frequencies fc0 to fc3 within a certain period up to that time, and Is selected for each of the carrier frequencies fc0 to fc3 to receive a random pulse, and when the level is equal to or less than a specified value, the antenna is switched to another antenna.
[0184]
The demodulation units (DEMs) 361 to 364 demodulate the signal received from the R / F unit 340 by four-phase PSK differential detection, and simultaneously reproduce a 2.07 MHz clock synchronized with the received data. Further, in order to determine the arrival of the random pulse and the data, the carrier detection signal is turned on when the reception level has exceeded a certain level.
[0185]
The collision detection unit 371 is a part that performs collision detection using a random pulse. As shown in FIG. 46, when the above-described random pulse (RP) transmitting section 325 transmits a random pulse prior to the preamble of a packet, another radio signal is transmitted at a timing at which the random pulse is not transmitted according to the instruction of the RP transmitting section 325. The terminal monitors the presence or absence of a signal such as a random pulse transmitted from the terminal. Then, for example, even when one of the four carrier frequencies fc0 to fc3 detects the carrier frequency fc0 to fc3 in the slot where the random pulse is not transmitted, the packet transmission to the transmission timing control unit 320 is performed. To stop. Further, the information of the packet suspension is transferred to the data terminal via the control unit 390 and the transmission interface unit 321.
[0186]
The frame synchronization signal (FS) detection section 372 synchronizes the packet from the data received from the demodulators 361 to 364 for each of the carrier frequencies fc0 to fc3, transmits the synchronization signal to the reception timing control section 380, and The content is sent to the decoding unit 373.
[0187]
The decoding unit 373 temporarily stores the bit string for each of the carrier frequencies fc0 to fc3 received from the FS detection unit 372 in a buffer such as a FIFO, and decodes the bit sequence according to the timing specified by the reception timing control unit 380.
[0188]
FIG. 44 shows the configuration of the decoding unit 373. Here, there are three parity decoders 3741 to 3743, and four parallel / serial (PS) converters 3750 to 3753 and four CRC checkers 3760 to 3763, which perform processing in parallel. This is because the CRC is calculated and added to a block that spans a plurality of carrier signals (bit strings) in order to reduce the degradation of the signal as much as possible. Since the CRC cannot be calculated unless the parity decoding is performed in the decoding unit, four assumptions are made that one error remains in one of the bit strings of the four carriers for which the Hamming decoding has been completed, and four cases are simultaneously calculated in parallel. are doing.
[0189]
Hamming decoders 3730 to 3733 perform Hamming decoding of a bit sequence for each carrier at a timing specified by a reception timing control signal transmitted from reception timing control section 380. In the case of the configuration shown in FIG. 41, a 90 ° phase error can be corrected up to one symbol for each block of 124 bits for each carrier.
[0190]
Parity decoders 3741 to 3743 perform Hamming decoding on the assumption that an error remains in the outputs of Hamming decoders 3730 to 3733 among the outputs of four Hamming decoders 3730 to 3733, and output the parallel / serial data. It is sent to conversion units 3750-3753. FIGS. 45B to 45D show the configurations of the parity decoders 2741 to 3743.
[0191]
The parallel / serial conversion units 3750 to 3753 convert the three inputs from parallel to serial to form one bit string, and send these bit strings to the CRC check units 3740 to 3743, respectively.
[0192]
CRC checking sections 3760 to 3763 perform error correction for each of carrier frequencies fc0 to fc3 by Hamming decoders 3730 to 3733 at timings indicated by the reception timing control signals sent from reception timing control section 380, respectively. Assuming that an error remains in fc0 to fc3, it is determined whether there is an error in each of the bit strings subjected to parity decoding in parity decoding sections 3741 to 7743, and the data and the error determination result are output selection section 3770.
[0193]
The output selecting unit 3770 selects one of the four data checked by the CRC checking units 3760 to 3763 in which no error is detected by the CRC, and sends the selected data to the descramble unit 3780. The descrambling unit 3780 is a circuit that restores the data randomized by the scrambling unit 3230 of the transmitting apparatus.
[0194]
The frame decomposing unit 374 first checks the zone identifier of the data transmitted from the decoding unit 373, and discards the packet if it is not the same as the zone identifier specified by the control unit 390. Next, it is determined from the information of the packet identifier whether the received packet is a user packet, a control packet, or a packet including both. The information of the user packet is sent to the reception interface (IF) unit 375, and the information of the control packet is transmitted. Is sent to the control unit 390.
[0195]
The reception interface (IF) unit 375 forms the frame shown in FIG. 39 from the data received from the frame decomposition unit 374, performs level conversion, timing adjustment, and the like, and sends the frame to the data terminal. is there.
[0196]
Next, the operation of the wireless module configured as described above, that is, the operation of transmitting a control packet from the end of reception of a user packet by the demodulator to the end of error correction decoding processing will be described. . FIG. 47 is a timing chart used to explain the operation.
[0197]
That is, when the demodulators 361 to 364 end outputting the information packet 1 (user packet), the control unit 390 detects that the carrier detection signals of the demodulators 361 to 364 are turned off via the collision detection unit 371. Then, based on the information inserted in the information packet 1, it is determined whether or not the own terminal transmits the control packet. Then, when it is determined that the terminal is the own terminal, control unit 390 writes the control data in frame configuration unit 322, sends a write end signal of the control data to transmission timing control unit 320, and sends out the control data.
[0198]
If it is determined that the control packet is not transmitted by the own terminal, and the demodulators 361 to 364 receive the packet while the decoding unit 373 continues to decode the information packet 1, , Is determined to be a control packet. Therefore, the circuits from the FS detection unit 372 to the frame decomposition unit 374 perform the same reception processing as that for the information packet. Upon receiving this control packet, frame disassembly unit 374 notifies control unit 390 of the fact, and control unit 390 reads the contents from the frame disassembly unit and performs necessary processing.
[0199]
Various methods can be considered as a method of determining the wireless module that sends out the control packet based on the information inserted in the information packet. For example, assuming that the destination station address of the information packet is its own MAC address, it is assumed that blocks other than the last block for which decoding processing has already been completed, that is, errors in blocks 0 to (n-1) in FIG. It is determined whether or not the packet has been correctly received based on the presence or absence of the detection, and the response packet 1 is returned to the wireless terminal of the sending station address of the packet. After transmitting the information packet 1, the wireless terminal waits for a response time for a fixed time after transmitting the information packet 1, and if a response packet notifying that the packet has been normally received cannot be received, retransmits the packet up to a specified number of times. Do.
[0200]
When only the wireless terminal having the target station address of the information packet 1 returns a response packet, a random pulse is added to the response packet because there is no collision between the response packets or between the response packet and another information packet. No need to do.
[0201]
In addition, immediately after each information packet, a wireless module connected to the gateway may transmit a control packet. In this case, if the control packet includes the destination station address and the sending station address of the immediately preceding information packet, direct communication with some wireless terminals in the same zone at the periphery of the zone is possible. A lost wireless terminal or a wireless terminal that has been hidden by an obstacle or the like cannot see the control packet transmitted by the wireless module connected to the gateway even if it cannot receive the information packet. To know who you can't directly communicate with.
[0202]
Further, the above two methods can be combined. For example, a wireless module whose information packet has its own destination station address itself sends a control packet, and if it is not sent within a certain time, a wireless module connected to the gateway sends a control packet. How to If only the wireless module with the target station address sends out the control information, the sending side can determine that the other party cannot directly communicate because no response is returned, but the sending side cannot determine anything. .
[0203]
However, with the combined method, if there is no response, the wireless module connected to the gateway will inform the destination station address and the transmitting station address of the previous information packet, so if the receiving side can not communicate directly with the transmitting side You can judge.
[0204]
In addition to this, for example, the wireless modules in the same zone perform ordering in some way, and the wireless module that sends out the information packet stores the wireless module that sent out the control packet immediately after the previous information packet. Then, by writing the address of the next wireless module in the information packet in the information packet and instructing to transmit the control packet, the control packet can be transmitted to different wireless modules one after another. In this case, since there is a chance to transmit a control packet even to a wireless module having no information packet to be transmitted, it is possible to use the wireless module for zone change, hidden terminal detection, and the like.
[0205]
As described above, the present embodiment is a wireless LAN system based on AUI-I / F compatibility with the IEEE 802.3 standard 10 Mbps CSMA / CD system widely used as a conventional wired LAN. Nevertheless, after the signal transmission on the medium is completed, the control packet can be transmitted during a period until the decoding process of the error correction code is completed, thereby wasting time not used for packet transmission. Thus, the medium can be used effectively to the maximum.
[0206]
If a response packet of an information packet is transmitted as a control signal, even if an error occurs in the packet, the packet can be immediately retransmitted, so that reliable packet transmission can be realized.
[0207]
Furthermore, since the wireless terminal transmitting the control packet is uniquely determined from the information included in the information packet transmitted before, the control packet does not need collision detection means such as a random pulse, so that more reliable and efficient transmission is possible. Will be able to
[0208]
【The invention's effect】
As detailed aboveIn the present invention,Focusing on the fact that transmission path characteristics and noise mixing characteristics between a plurality of carrier signals having different frequencies are similar to each other, a first interference method for estimating an interference wave component for each of the plurality of received carrier signals. Wave component estimating means, carrier determining means for determining, for each of the plurality of carrier signals, whether or not the interference wave component can be estimated by the first interference wave component estimating means; When there is a carrier signal for which it is determined that the component cannot be estimated, the interference wave component obtained by the first interference wave component estimating means for the other carrier signal for which the estimation of the interference wave component is determined is possible. A second interference wave component estimating means for estimating an interference wave component of a carrier signal determined to be impossible to estimate the interference wave component based on the estimation result; And a pseudo interference wave component is generated by selectively using the estimation result by each of the second interference wave component estimation means, and the interference wave component is removed from the plurality of received carrier signals using the pseudo interference wave component. I am trying to do it.
[0209]
ThereforeAccording to the present invention,The effect of multipath can be suppressed relatively easily, thereby providing a wireless communication device that enables high-quality data transmission with an inexpensive device.
[0213]
Therefore, according to the third aspect of the present invention, it is possible to provide a wireless communication device capable of effectively utilizing a useless period and preventing a decrease in throughput.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication system for transmitting data using a plurality of carrier frequencies according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram for explaining the principle configuration of an equalizer provided in the reception side device of the system shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of two-wave interference composed of a direct wave and a reflected wave for explaining the principle of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing an example of the characteristics of the reflection coefficient of a nonmagnetic material.
FIG. 5 is a diagram showing a frequency characteristic of a reflection coefficient a.
FIG. 6 is a circuit block diagram showing an example in which the first interference wave component estimation circuit is configured using a transversal filter.
FIG. 7 is a diagram showing an example of transmitting a training signal by a transmitting device.
FIG. 8 is a circuit block diagram illustrating an example in which the first interference wave component estimation circuit is configured using a resonance circuit.
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of an amplitude reduction characteristic caused by frequency selective fading.
FIG. 10 is a diagram showing a frequency characteristic for compensating an amplitude reduction characteristic caused by frequency selective fading.
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a change characteristic of received power caused by interference between a direct wave and a reflected wave.
FIG. 12 is a circuit block diagram illustrating an example of a configuration of a fading detection unit.
13 is a block diagram for explaining another configuration example of the equalizer provided in the reception-side device of the system shown in FIG. 1;
FIG. 14 is a block diagram for explaining another configuration example of the equalizer provided in the reception-side device of the system shown in FIG. 1;
FIG. 15 is a block diagram for explaining another configuration example of the equalizer provided in the reception-side device of the system shown in FIG. 1;
FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a change in a correlation coefficient with respect to a frequency.
FIG. 17 is a circuit block diagram showing a configuration of an interference wave removing unit employing a minimum amplitude deviation type space diversity.
FIG. 18 is a diagram showing an outline of a multi-carrier transmission system with product code error correction.
FIG. 19 is a diagram showing an example of transmitting a training signal by multicarrier.
FIG. 20 is a block diagram showing another configuration example of the wireless communication system according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a block diagram showing another configuration example of the wireless communication system according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a block diagram showing a configuration example of a conventional minimum amplitude type space diversity receiving circuit.
FIG. 23 is a diagram used to explain a multicarrier transmission system.
FIG. 24 is a diagram used for describing a spread spectrum modulation method.
FIG. 25 is a diagram showing phase change characteristics according to the QPSK modulation method and the QPSK-VP modulation method.
FIG. 26 is a diagram showing a basic configuration of an adaptive equalizer.
FIG. 27 is a schematic configuration diagram showing a basic configuration of a wireless LAN system.
FIG. 28 is a signal configuration diagram for use in describing a random pulse transmission CSMA / CA system.
FIG. 29 is a configuration diagram of a signal used for describing a multicarrier transmission method with product code error correction.
FIG. 30 is a circuit block diagram showing a configuration of a wireless module of a terminal device DTE according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 31 is a diagram for explaining change control of a wireless zone.
FIG. 32 is a diagram showing a configuration example of a packet.
FIG. 33 is a diagram showing a configuration of a zone display signal.
FIG. 34 is a flowchart showing a control procedure and control contents in a control circuit of the wireless module.
FIG. 35 is a flowchart showing a control procedure and a control content for confirming a sharing condition of a carrier frequency.
FIG. 36 is a flowchart showing a control procedure and control contents of wireless zone change control.
FIG. 37 is a diagram showing a configuration of a wireless LAN system according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 38 is a circuit block diagram showing a configuration of a wireless module of a wireless terminal used in the system shown in FIG. 37;
FIG. 39 is a diagram showing an example of a packet configuration in an interface between a data terminal and a wireless module.
FIG. 40 is a diagram showing an example of the configuration of a data field of a packet transmitted in a wireless section.
FIG. 41 is a diagram showing an example of a configuration after a data field of a packet transmitted in a wireless section is encoded for each block.
FIG. 42 is a diagram showing an example of the configuration of a packet transmitted in a wireless section.
FIG. 43 is a circuit block diagram showing a configuration of an encoding unit of the wireless module shown in FIG. 38.
FIG. 44 is a circuit block diagram showing a configuration of a decoding unit of the wireless module shown in FIG. 38.
FIG. 45 is a circuit block diagram showing a configuration of a parity encoder of the encoding unit shown in FIG. 43 and a parity decoder of the decoding unit shown in FIG. 44;
FIG. 46 is a diagram showing an example of a configuration of a random pulse.
FIG. 47 is a timing chart for explaining a packet transmission / reception operation in the wireless module shown in FIG. 37;
FIG. 48 is a diagram illustrating an example of a configuration of a wireless LAN system.
FIG. 49 is a timing chart for explaining a packet transmission / reception operation of a conventional wireless communication device.
[Explanation of symbols]
10… Serial-parallel converter
21-2n modulator
31-3n ... mixer
41-4n local oscillator
51-5n ... transmission bandpass filter
60 ... coupler
70 ... Transmission antenna
80 ... receiving antenna
90 ... demultiplexer
101 to 10n: reception band-pass filter
110 ... Equalizer
121 to 12n demodulator
130 ... Parallel-serial converter
141 to 14n: Local oscillator
151 to 15n: Mixer
161 to 16n ... band pass filter
171-17n ... Analog / digital converter
181 to 18n: Digital signal processor
200 ... DTE interface
210 ... Serial / parallel conversion circuit
221-2m ... modulator
230 ... Synthesizer
240 ... Transmission amplifier
250 ... Transceiver separator
260 ... antenna
270 ... Reception amplifier
280 ... Distributor
291-29m ... demodulator
300 ... Parallel / serial conversion circuit
310 ... Control circuit
320: Transmission timing control unit
321, a transmission interface unit (transmission IF unit)
322 ... frame constituent part
323 ... encoding unit
324 ... Frame synchronization signal (FS) insertion unit
325: random pulse transmission unit (RP transmission unit)
331-334 ... Modulator (MOD0, MOD1, MOD2, MOD3)
340: High frequency circuit (R / F) section
351, 352 ... antenna
361 to 364: Demodulator (DEM0, DEM1, DEM2, DEM3)
371: Collision detector
372: Frame synchronization signal (FS) detection unit
373: Decoding unit
374: Frame disassembly unit
375: reception interface unit (reception IF unit)
380 ... Reception timing control unit
390 ... Control unit
400 ... Delay circuit
411-41n ... variable weighting circuit
420 ... weight control circuit
430 ... Identifier
440 ... Synthesizer
450 ... Subtractor
610: Fading detection unit
620 ... resonance circuit
630: Amplitude deviation detector
640 ... Control circuit
801 to 80n: level determination circuit
901 to 90n: Error detection circuit
1001 to 100n first interference wave estimating circuit
1100 Carrier judgment circuit
1201 to 120n ... adder
1301 to 130n ... Adaptive filter
1601 ... antenna
1610, 1611 ... duplexer
1621 to 162n: Local oscillator
1631-163n, 1641-164n ... mixer
1651-165 infinite phase shifter
1661 to 166n: Adder
1671-167n ... Synthesizer
1681 to 168n: Amplitude deviation detector
1691-169n ... Control circuit
3230 ... Scramble part
3240 ... CRC addition part
3250 ... Serial / parallel converter (S / P)
3260 ... Parity encoder
3270-3273: Hamming encoder
3730-3733: Hamming decoder
3741-7433 ... Parity decoder
3750-3753 ... Parallel-serial (PS) converter
3760-3763 ... CRC inspection unit
3770 ... Output selection unit
3780 ... descrambling section

Claims (9)

In a wireless communication apparatus used in a wireless communication system that divides a transmission data sequence into a plurality of data strings and wirelessly transmits these data strings in parallel using a plurality of carrier signals having different frequencies,
First interference wave component estimation means for estimating interference wave components for each of the plurality of received carrier signals,
Carrier determination means for determining whether or not estimation of the interference wave component by the first interference wave component estimation means is possible for each of the plurality of carrier signals;
When there is a carrier signal for which it is determined that the estimation of the interference wave component is impossible by the carrier determination means, the first interference wave component estimation means determines the other carrier signal for which it is determined that the estimation of the interference wave component is possible. Second interference wave component estimating means for estimating the interference wave component of the carrier signal determined to be impossible to estimate the interference wave component based on the obtained interference wave component estimation result;
A pseudo interference wave component is generated by selectively using an estimation result by the first and second interference wave component estimation means, and an interference wave is generated from the plurality of received carrier signals using the pseudo interference wave component. A wireless communication device comprising: an interference wave component removing unit for removing a component. The first interference wave component estimating means compares a training signal transmitted prior to data transmission with an output signal generated by removing an interference wave of the training signal, and estimates an estimation error based on the comparison result. The wireless communication device according to claim 1, further comprising a function of performing control to minimize the wireless communication device. The first and second interference wave component estimating means have a function of updating the interference wave component with reference to the amplitude deviation in the band of the received carrier signal after the interference wave has been removed by the interference wave component removing means. The wireless communication device according to claim 1, wherein: The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein the first and second interference wave component estimation means have a function of updating the interference wave component with reference to a demodulation result of the received carrier signal. The carrier determination means has means for comparing the reception levels of the plurality of carrier signals with a predetermined level, and the reception carrier signal determined to have a reception level smaller than the predetermined level by this means cannot be used to estimate the interference wave component. The wireless communication device according to claim 1, wherein it is determined that there is a wireless communication device. 2. The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein the carrier determination unit determines whether the interference wave component can be estimated based on the demodulation results of the plurality of received carrier signals. The second interference wave component estimating means, when there are a plurality of other carrier signals determined to be capable of estimating the interference wave component, the interference wave obtained by the first interference wave estimating means for these carrier signals. Collecting the component estimation results, and selecting a carrier signal from which the estimation error of the estimation signal generated by removing the interference wave based on these estimation results is minimized from the plurality of other carrier signals. The wireless communication device according to claim 1, wherein: The second interference wave component estimating means is configured to determine, for the received carrier signal having the strongest correlation with the received carrier signal for which the interference wave component cannot be estimated, a first one of the plurality of received carrier signals for which the interference wave component can be estimated. The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein the interference wave component is estimated based on the estimation result of the interference wave component obtained by the interference wave component estimation means. 2. The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein the interference wave component removing means has means for combining carrier signals received by the plurality of antennas so as to cancel out the interference wave components.

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