JP3549182B2 - Transmission amplifier - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は例えば移動通信機に適用され、線形動作をする送信増幅器に関する。
【0002】
【従来の技術】
図3に従来の送信増幅器を示す。入力端子11からのデータ信号は波形生成回路12において、例えばQPSK信号の同相成分信号と直交成分信号との波形信号とされ、これら波形信号にて直交変調器13で搬送波が直交変調され、その直交変調出力信号は振幅変調回路14で必要に応じて利得(レベル)調整され、飽和形増幅器、つまり送信増幅器15で出力増幅され、出力端子16へ出力される。
【0003】
出力増幅器15は例えば図4Aに示すように、入力端子17よりの信号はマッチング回路18を通じてFET19のゲートへ供給され、FET19のソースは接地され、ドレインは負荷21を通じて電源端子22に接続され、またマッチング回路20を通じて出力端子16に接続される。FET19のゲートはインピーダンス素子23を通じて端子24に接続される。
【0004】
この飽和形増幅器15で効率的な線形動作をさせるため、従来においては図3に示すように、波形生成回路12の出力を包絡線生成回路27へ供給して、飽和形増幅器15の入力信号の包絡線と対応した信号を生成し、この包絡線信号で直流増幅器28を制御し、端子29の直流入力が直流増幅器28で制御され、飽和形増幅器15の電源端子、例えば図4A中のドレイン電源端子22へ供給される。このようにして飽和形増幅器15のドレイン電圧が直流増幅器28により制御されて、飽和形増幅器15の飽和レベルを入力信号包絡線にダイナミックに追従させて、効率のよい線形動作を実現していた。
【0005】
直流増幅器28の代りにDC−DCコンバータを用いることもある。このように従来においてはドレイン電圧を制御しているため、つまり増幅器15の出力側の電圧を直接制御しているため、大きな電流が直流増幅器(DC−DCコンバータ)28に流れ、しかも入力信号(データ)が高速であるため、高速で大きな電流を制御する必要があった。このため、直流増幅器を用いた場合、直流増幅器の効率が劣化するため、送信増幅器全体としてみた場合の効率が劣化する。またDC−DCコンバータを使用した場合は、効率は良好であるが、直流増幅器に比べ回路規模が大きくなる欠点の他に、変調帯域がメガヘルツを超える高速広帯域の無線変調方式で使用された場合、DC−DCコンバータの追従速度が間に合わず使用することが困難であった。
【0006】
このような点から図5Aに図3、図4Aと対応する部分に同一符号を付けて示すように、包絡線生成回路27の出力をバイアス生成回路31へ供給し、バイアス生成回路31の出力を端子24へ印加して、FET19のゲートバイアスを制御する。つまり振幅変調回路14の出力信号が例えば図5Bに示すような場合、包絡線生成回路27から図5Bの信号の包絡線信号が得られ、バイアス生成回路31の出力バイアス制御信号は図5Cに示すように、振幅変調回路14の出力の包絡の上側と対応したものとなり、振幅変調回路14の出力、つまり飽和増幅器15の入力信号の振幅が大きければ、ゲートバイアスが大きくなり、振幅が小さければゲートバイアスが小さくなる。
【0007】
つまり、図4Bに示す飽和形増幅器15(図4A)のドレイン電流−ドレイン・ソース内電圧特性において、増幅器15の入力信号振幅が大きい時の入力33に対してはゲートバイアスはa点と大きくなり、入力信号振幅が小さい時の入力34に対してはゲートバイアスがb点と小さくなる。つまり従来では、大振幅で飽和しないように、ゲートバイアス点aと対応したドレイン電流Iaが流れるが、図5Aに示した制御により、小振幅入力時には、ドレイン電流はバイアス点bと対応したIbと小さくなり、それだけ、消費電力が小さくなる。つまり図5Aに示した構成によれば、入力信号の振幅に追従してゲートバイアスが制御され、つまり変調信号の振幅値に合わせて一定のバックオフ値となり、高効率が実現される。しかもバイアスの制御をドレイン側ではなく、ゲート側で行うため、直流増幅器、又はDC−DCコンバータを必要とせず、これらにもとづく効率の劣化、追従速度の問題もなくなる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
図5Aに示した構成は図3に示したものよりも効率がよいが、例えば図5Bに示す信号中の大振幅状態36ではゲートバイアスは図5Cに示すようにVgaに保持されている。この大振幅状態36は瞬時的にみれば、そのピーク値Ppより大部分は低い値であり、ゲートバイアス値Vgaはこのピーク値Ppと対応している。この点で無駄にドレイン電流を流している部分があると言え、つまり、効率改善の余地があると言える。
【0009】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明によれば送信増幅器の入力信号への瞬時振幅に追従したバイアス制御信号がバイアス生成回路で生成され、そのバイアス制御信号により、送信増幅器のバイアスが、送信信号と瞬時振幅と同期して制御される。
請求項2の発明によれば、入力信号が逆歪特性増幅器へ供給されて逆歪特性が与えられ、入力信号レベルが送信増幅器の出力−入力特性の飽和レベルに近いしきい値以上か否か判定され、しきい値以下と判定されると入力信号がそのまま送信増幅器へ供給し、しきい値以上と判定される逆歪特性増幅器を送信増幅器へ供給するように切替え手段により切替えられる。
【0010】
【発明の実施の形態】
図1Aに請求項1の発明の実施例を示し、図3、図4Aと対応する部分に同一符号を付けてある。この実施例においては振幅変調回路14の出力信号が分岐されてバイアス生成回路41へ供給される。バイアス生成回路41はその入力信号の振幅の瞬時値と対応したバイアス制御信号を生成する。つまり振幅変調回路14の出力信号が例えば図1Bに示すような場合は、その周波数と、バイアス制御信号は図1Cに示すように同一であり、位相も同一であり、振幅も対応している。ただバイアス制御信号の瞬時値の最低値はその振幅が小さい時の値Qbも、振幅が大きい時の値Qaもほぼ同一値とされている。振幅値は、出力信号の振幅が小さいPsbでは小さく、大きなPsaではこれに応じて大きな振幅とされている。しかも、出力信号(図1B)とバイアス制御信号(図1C)は同位相とされる。つまりバイアス生成回路41でバイアス制御信号の生成に遅れを伴う場合は、その遅れ分の遅延が遅延回路42で振幅変調回路14の出力信号に対して与えられて飽和増幅器15、図1AではFET19のゲートへ供給される。バイアス制御信号はこの例ではFET19のゲートバイアス端子24へ印加される。
【0011】
この構成によれば、飽和増幅器15に入力信号の瞬時レベルと、対応したゲートバイアスが飽和増幅器15に印加され、瞬時的に見ても、常に適切なゲートバイアスが与えられ、図5Aに示したものよりも、更に効率がよくなる。
図2Aに請求項3の発明の実施例を示し、図3、図4A、図5Aと対応する部分に同一符号を付けてある。この実施例では振幅変調回路14の出力は逆歪特性増幅器51へ供給される。逆歪特性増幅器の出力−入力特性は図2Bに示すようなものである。つまり飽和増幅器15は曲線52で示すように入力レベルが大きくなると直線性から外れ徐々に飽和する。従って、この徐々に飽和に近づき始める入力レベルVi1以上ではその非直線性を補償して直線性特性曲線53に近づくような補正特性曲線54を入力信号に与えるように、逆歪増幅器51の特性が選定される。つまり、増幅器15の特性曲線52が非直線部分に入り、歪が生じるようになるのを補償し、歪が生じないようにする逆歪特性曲線54とされる。
【0012】
振幅変調回路14の出力は分岐されて、判定手段56に供給される。判定手段56では、飽和増幅器15が飽和になり始める入力レベル、図2B中のVi1をしきい値とし、これと振幅変調回路14の出力信号とを比較し、この出力信号がしきい値Vi1より大であれば逆歪特性増幅器51の出力を選択し、Vi1より小であれば、振幅変調回路14の出力信号を選択するように、判定手段56の判定結果により切替え手段57が制御される。
【0013】
切替え手段57で選択された信号は飽和増幅器15のFET19のゲートに供給されると共に分岐されて包絡線検波器58で包絡線検波され、その検波出力はバイアス生成回路31へ供給され、バイアス制御信号が生成され、そのバイアス制御信号でFET19のゲートバイアスが制御される。バイアス生成回路31からは図5Cに示したようなバイアス制御信号が得られる。
【0014】
この構成によれば、振幅変調回路14の出力信号がしきい値Vi1以下であれば、そのまま飽和増幅器15へ供給され、図2Bに示すように線形増幅される。振幅変調回路14の出力信号がしきい値Vi1以上になると、この出力信号は逆歪特性増幅器51で図2Bの曲線54で示す補償が与えられ、入力が大きくなるに従って、直線性以上に大きくなり、この逆歪特性増幅器51の出力信号が増幅器15へ供給されるため、増幅器15の出力は図2B中の破線53で示すようにほぼ線形特性になる。
【0015】
またこの実施例では、包絡線検波器58とバイアス生成回路31とにより図5で説明したと同様なゲートバイアス制御が、増幅信号の振幅に応じて行われ、効率がよいものとなる。
更に図2A中に破線で示すように、切替え手段57の出力を分岐して直線バイアス生成回路41(図1A中のものと同一)へ入力し、そのバイアス制御信号でFET19のゲートバイアスを制御する。この場合、増幅信号と、バイアス制御信号とが位相同期するために、破線で示す遅延回路59で、その切替え手段57で何れの信号を選択しても位相が一致するようになし、またバイアス生成回路41への分岐点と、FET19のゲートとの間に遅延回路42を挿入する。このようにすれば、図1について説明したように、効率を一層高めることができる。
【0016】
なお、図2A中のバイアス生成回路31又は41を省略しても、逆歪特性増幅器51、判定手段56、切替え手段57の使用により、歪の発生を抑圧することができ、効率の低下を避けることができる。
【0017】
【発明の効果】
以上述べたように、請求項1の発明によれば、飽和増幅器のバイアスをその増幅信号の瞬時レベルでこれと同位相で制御しているため、従来よりも効率が高いものが得られる。
請求項2の発明によれば、増幅器の飽和に近い入力信号に対しては逆歪増幅により、非直線性を補償するようにしているため、大きなレベルまで直線的特性が得られ、それだけ歪の発生が少なく、効率が高いものとなる。
【0018】
請求項1および2の何れの発明においても、大電流を使う直流増幅器やDC−DCコンバータを用いないため小形に構成することができる。
請求項3、4の発明によれば、請求項2の発明よりも効率を一層高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】Aは請求項1の発明の実施例を示す図、B、Cはその動作説明に用いる波形図である。
【図2】Aは請求項3の発明の実施例を示す図、Bは飽和増幅器15、逆歪増幅器51の入出力特性を示す図である。
【図3】従来の送信増幅器を示すブロック図である。
【図4】Aは飽和増幅器15の具体例を示す図、Bはその動作特性を示す図である。
【図5】Aは提案されている送信増幅器を示す図、B、Cはその動作の説明に供する波形図である。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a transmission amplifier which is applied to, for example, a mobile communication device and operates linearly.
[0002]
[Prior art]
FIG. 3 shows a conventional transmission amplifier. The data signal from the
[0003]
4A, the signal from the
[0004]
Conventionally, in order to perform efficient linear operation with the saturated amplifier 15, as shown in FIG. 3, the output of the
[0005]
A DC-DC converter may be used instead of the
[0006]
From this point, the output of the
[0007]
That is, in the drain current-drain-source voltage characteristics of the saturated amplifier 15 (FIG. 4A) shown in FIG. 4B, the gate bias becomes large at the point a for the
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
Although the configuration shown in FIG. 5A is more efficient than that shown in FIG. 3, for example, in the large amplitude state 36 in the signal shown in FIG. 5B, the gate bias is held at Vga as shown in FIG. 5C. The large amplitude state 36 is almost lower than the peak value Pp when viewed instantaneously, and the gate bias value Vga corresponds to the peak value Pp. In this regard, it can be said that there is a portion where the drain current is flown uselessly, that is, there is room for improvement in efficiency.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, a bias control signal that follows the instantaneous amplitude of the input signal of the transmission amplifier is generated by the bias generation circuit, and the bias of the transmission amplifier is synchronized with the transmission signal and the instantaneous amplitude by the bias control signal. Controlled.
According to the second aspect of the present invention, the input signal is supplied to the inverse distortion characteristic amplifier to provide the inverse distortion characteristic, and whether or not the input signal level is equal to or more than a threshold value close to the saturation level of the output-input characteristic of the transmission amplifier It is determined by the switching means that the input signal is supplied to the transmission amplifier as it is when it is determined to be equal to or less than the threshold value, and the inverse distortion characteristic amplifier determined to be equal to or more than the threshold value is supplied to the transmission amplifier.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1A shows an embodiment of the first aspect of the present invention, and portions corresponding to those in FIGS. 3 and 4A are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, the output signal of the
[0011]
According to this configuration, the instantaneous level of the input signal and the corresponding gate bias are applied to the saturation amplifier 15 so that an appropriate gate bias is always applied even when viewed instantaneously, as shown in FIG. 5A. More efficient than the ones.
FIG. 2A shows an embodiment of the third aspect of the present invention, in which parts corresponding to those in FIGS. 3, 4A and 5A are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, the output of the
[0012]
The output of the
[0013]
The signal selected by the switching means 57 is supplied to the gate of the
[0014]
According to this configuration, if the output signal of the
[0015]
Further, in this embodiment, the same gate bias control as that described in FIG. 5 is performed by the
Further, as shown by the broken line in FIG. 2A, the output of the switching means 57 is branched and input to the linear bias generation circuit 41 (same as that in FIG. 1A), and the gate control of the
[0016]
Note that even if the
[0017]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, since the bias of the saturation amplifier is controlled at the instantaneous level of the amplified signal and in phase with the instantaneous level of the amplified signal, a higher efficiency than the conventional one can be obtained.
According to the second aspect of the present invention, since the nonlinearity is compensated for the input signal close to the saturation of the amplifier by the inverse distortion amplification, the linear characteristic can be obtained up to a large level, and the distortion is accordingly increased. Less generation and higher efficiency.
[0018]
In any of the first and second aspects of the present invention, since a direct current amplifier or a DC-DC converter that uses a large current is not used, it can be configured in a small size.
According to the third and fourth aspects of the present invention, the efficiency can be made higher than that of the second aspect of the present invention.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1A is a diagram showing an embodiment of the first aspect of the present invention, and FIGS. 1B and 1C are waveform diagrams used to explain the operation thereof.
2A is a diagram showing an embodiment of the invention of claim 3, and FIG. 2B is a diagram showing input / output characteristics of a saturation amplifier 15 and a
FIG. 3 is a block diagram showing a conventional transmission amplifier.
FIG. 4A is a diagram showing a specific example of a saturation amplifier 15, and FIG. 4B is a diagram showing its operation characteristics.
FIG. 5A is a diagram showing a proposed transmission amplifier, and FIGS. 5B and 5C are waveform diagrams for explaining the operation thereof.
Claims (4)
送信されるべき信号を増幅する飽和形増幅器と、
上記送信されるべき信号の振幅の瞬時値に対応する振幅と上記送信されるべき信号の位相を持つバイアス制御信号を生成し、そのバイアス制御信号により上記飽和形増幅器のバイアスを制御するバイアス生成回路を含むことを特徴とする送信増幅器。In a transmission amplifier of a wireless communication device,
A saturable amplifier for amplifying the signal to be transmitted;
Generating a bias control signal having a phase amplitude and the signal to be transmitted the corresponding to instantaneous amplitude of the signal to be transmitted above, braking Gosuru bias generating the bias of the saturation type amplifier by the bias control signal A transmission amplifier comprising a circuit.
上記飽和形増幅器の入出力特性曲線の非直線部分における非直線特性を補償する特性を有し、上記送信されるべき信号が入力される逆歪特性増幅器と、
上記判定手段がしきい値未満と判定すると、上記送信されるべき信号を上記逆歪特性増幅器を通すことなく上記飽和形増幅器へ供給し、上記判定手段がしきい値以上と判定すると、上記逆歪特性増幅器の出力を上記飽和形増幅器へ供給する切替え手段と
を具備することを特徴とする請求項1記載の送信増幅器。Levels above SL signals to be transmitted, the output of the saturation type amplifier - determination means whether or above the threshold close to the saturation level of the input characteristics,
An inverse distortion characteristic amplifier having a characteristic of compensating for a nonlinear characteristic in a nonlinear portion of an input / output characteristic curve of the saturated amplifier, and receiving the signal to be transmitted ;
When the determination means determines that less than a threshold value, a signal to be the transmitted sheet subjected to the saturated type amplifier without passing through the reverse distortion characteristic amplifier, when said determination means determines that more than the threshold value, the 2. The transmission amplifier according to claim 1 , further comprising switching means for supplying an output of the inverse distortion characteristic amplifier to the saturation amplifier.
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