JP3543927B2 - 超音波探知装置及び超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は超音波を使用して鋼材等の内部欠陥などを検出する際等に使用される超音波探知装置及び超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関し、特に、コンクリート構造物内に複雑に配設された鉄筋及びひび割れ深さ等の探知が可能な超音波探知装置及び超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波を使用した鋼等の内部欠陥及び溶接部の傷の有無等を探傷する技術の高精度化、迅速化及び容易化が検討されている。これらの研究及び発明の多くは超音波の直進性、その高い指向性、ホイヘンスの原理及びスネルの定理を基本として微細なキズの探知等を目的とするものである。
【０００３】
従来の一般的な探傷方法においては、１乃至１００ＭＨｚの周波数の中から広帯域の超音波を選び、これを鋼等の表面より入力し同一点又はその近傍における他点で鋼内部からの反射波（多くはよこ波）を取得し、その起生時刻と被探傷体の音速より超音波入力点及び受信点と内部欠陥との伝達径路長が計算される。内部欠陥等の位置は超音波の入力方向とその直進性より決められる。
【０００４】
このような従来の高周波広帯域の超音波を使用した内部欠陥探知方法は、伝達距離の短い位置にある鋼のキズ等を探知するものであり微視的探知と位置ずけることができる。
【０００５】
しかし、近時、弾性体の内部探知を巨視的に行う探知方法及び探知装置が要望されている。この巨視的探知とは、超音波発信及び受信位置から極めて離れた位置、例えば、１０ｍ離れた位置に存在する反射物の探知を可能とするものである。
【０００６】
また、コンクリ−ト構造物に複雑に配されている鉄筋又は鉄骨の位置及びサイズの計測、ひび割れ状況とその深さ、内部空隙及びコンクリ−ト厚も超高精度に探知することが可能であり、鋳物、土、地盤の内部探査等にも利用可能な巨視的探知が望まれている。即ち、被探知体が多孔質若しくは幾つかの材質の異なる複合体又は材質粒子の結晶が１方向であるインゴットであっても、その内部探知が可能であることが望ましい。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の探知装置及び探知方法は、前述のように、超音波はその入力方向に向かって直進しその指向性が高いという性質及び超音波はホイヘンスの原理及びスネルの定理に基づいて材質の異なる境界等で反射、屈折及びモ−ド変換を行うという性質のみを利用するものであるため、鋼及び鉄等の均質弾性体の微視的探傷を高精度に行うことはできるが、コンクリ−ト等の内部に骨材とよばれる１乃至２ｃｍ程度の多量の細石及び微細な空隙を無数に有する多孔質材では、その内部探知は困難であり多くの場合不可能である。図１１３（ａ）は均質弾性体における超音波の直進性及び指向性を示す断面図、（ｂ）は多孔質弾性体における超音波の直進性、指向性及び散乱を示す断面図である。
【０００８】
図１１３（ａ）に示すように、鋼等の均質弾性体の探知においては、直下に入力されたたて波はその入力方向に直進し、その指向性が高い。しかし、図１１３（ｂ）に示すように、コンクリ−ト等の多孔質弾性体材においては、内部の細石及び空隙の存在により超音波が散乱され、その直進性及び指向性が極めて低い。このため、入力超音波は、図１１３（ｂ）に示すように、扇状に多孔質弾性体材内部へ拡散される。この現象は、入力波がよこ波の場合でも同様である。
【０００９】
このように、多孔質弾性体材の探知及び探傷においては、超音波の直進性及び指向性が低減し、探知目標に達る径路の超音波の強度が大きく減衰してしまう。場合によっては、見かけ上、消滅することもある。更に、計測点近傍に大きな勢力を持った表面波及び散乱現象による大きな勢力の直接波が生じ、これ等の波の中に探知目標からの反射波が埋もれてしまう。また、この表面波及び直接波が探知目標からの反射波と誤認されることがある。更にまた、指向方向にない伝達径路の短い反射波等も起生する。そして、多数の細石による反射及び屈折時にモ−ド変換等も起こり、発信子の直下にたて波を入力した場合であっても、多孔質弾性体材内にたて波だけでなく、勢力が大きいよこ波が起生してくる。逆によこ波が入力された場合には、勢力が大きいたて波が起生する。
【００１０】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、被探知材の深い位置での探知及び探傷並びに多孔質材の探知及び探傷を高精度で行うことができる超音波探知装置及び超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る超音波探知装置は、超音波を発信し受信した超音波の解析を行う超音波探知装置において、発信された発信超音波及び受信された受信超音波に第１のフィルタをかけることにより前記超音波の強度を所定の周波数帯域以上で所定値以上のものとする第１の処理と、この第１の処理を受けた超音波に第２のフィルタをかけ、この第２のフィルタにより抽出される周波数を決定するパラメータを所定の範囲内で任意に変化させる掃引処理を行うことにより任意の周波数帯域において前記超音波の時系列波を得る第２の処理と、この第２の処理を受けた超音波の時系列波を２以上の自然数乗する第３の処理と、を含む処理を実行する演算装置を有することを特徴とする。
【００１２】
本発明に係る他の超音波探知装置は、超音波を発信し受信した超音波の解析を行う超音波探知装置において、発信された発信超音波をこの発信超音波に正弦関数及び余弦関数により構成されるフィルタをかけたもので除したもの並びに受信された受信超音波をこの受信超音波に正弦関数及び余弦関数により構成されるフィルタをかけたもので除したものに第１のフィルタをかけることにより前記超音波の強度を所定の周波数帯域以上で所定値以上のものとする第１の処理と、この第１の処理を受けた超音波に第２のフィルタをかけ、この第２のフィルタにより抽出される周波数を決定するパラメータを所定の範囲内で任意に変化させる掃引処理を行うことにより任意の周波数帯域において前記超音波の時系列波を得る第２の処理と、この第２の処理を受けた超音波の時系列波を２以上の自然数乗する第３の処理と、を含む処理を実行する演算装置を有することを特徴とする。
【００１３】
本発明においては、発信された発信超音波及び受信された受信超音波が第１の処理により高強度で超広帯域の超音波とされる。次いで、第２の処理により掃引処理が行われて任意の周波数帯域において広帯域の超音波が取り出される。そして、これが自然数乗されることにより、所望の波が鋭敏に現れる。
【００１４】
なお、前記演算装置は、前記第２の処理により変動した前記発信超音波の発信時刻に関連付けて前記受信超音波の起生時刻の補正を行う第４の処理と、被探知材中の目標探知物からの起生時刻の概略値が解っている場合に前記概略値に関連付けて前記受信超音波の時系列波の所定の領域を選択する第５の処理と、前記被探知材中の目標探知物による影響を受ける場合に受信される超音波と前記目標探知物による影響を受けない場合に受信される超音波との差を求める第６の処理と、複数点の計測により得られた複数個の受信波の加算平均を求める第７の処理と、同一点での複数回の計測により得られた複数個の受信波の加算平均を求める第８の処理と、発信される超音波が適当であるか不適当であるかを判別する第９の処理と、を含む処理を実行することが望ましい。
【００１５】
探知及び探傷の環境等により誤差が生じることがあるので、第４乃至第９のプログラムによる処理により、その誤差が排除され高い精度の探知及び探傷が行われる。
【００１６】
また、前記演算装置に接続され被探知材に超音波を発信する発信子と、前記演算装置に接続され前記被探知材からの超音波を受信する受信子と、を有し、前記発信子は、板状の基材と、この基材の両表面の中央部に形成された電極と、を有してもよい。更に、前記受信子が、板状の基材と、この基材の両表面の中央部に形成された電極と、を有してもよい。
【００１７】
更にまた、前記演算装置に接続され被探知材に超音波を発信し前記被探知材からの超音波を受信する発信受信探触子を有し、この発信受信探触子は、板状の基材と、この基材の両表面の中央部に形成された電極と、を有してもよい。このような発信子、受信子及び発信受信探触子を用いれば、バックリング等の不必要な振動が抑制されるので、超音波の発信及び受信が高精度で行われる。
【００１８】
また、前記第１のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表される第３のフィルタを有することが望ましい。更に、前記第１のフィルタは、前記発信超音波に含まれていない振動数の波を前記受信超音波より除去する第４のフィルタを有することが望ましい。前記第３のフィルタは、例えば、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_３（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _３１ （ｔ）＝ｙ _３ （ｔ）＋ｙ _３ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _３１ （ｔ）＝ｇ _３１ （ｔ）＋ｇ _３１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _３２ （ｔ）＝ｙ _３ （ｔ）−ｙ _３ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _３２ （ｔ）＝ｇ _３２ （ｔ）−ｇ _３２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタとすることができる。
【００１９】
更にまた、前記第２のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表される第５のフィルタを有することが望ましく、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表され極大値を与える周波数が所望の周波数にある第６のフィルタを有することがより一層望ましい。前記第５のフィルタは、例えば、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_５（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _５１ （ｔ）＝ｙ _５ （ｔ）＋ｙ _５ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _５１ （ｔ）＝ｇ _５１ （ｔ）＋ｇ _５１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _５２ （ｔ）＝ｙ _５ （ｔ）−ｙ _５ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _５２ （ｔ）＝ｇ _５２ （ｔ）−ｇ _５２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタとすることができる。また、前記第６のフィルタは、例えば、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_６（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _６１ （ｔ）＝ｙ _６ （ｔ）＋ｙ _６ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _６１ （ｔ）＝ｇ _６１ （ｔ）＋ｇ _６１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _６２ （ｔ）＝ｙ _６ （ｔ）−ｙ _６ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _６２ （ｔ）＝ｇ _６２ （ｔ）−ｇ _６２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタとすることができる。
【００２０】
本発明に係る超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、超音波探知装置から発信された発信超音波及び前記超音波探知装置に受信された受信超音波に第１のフィルタをかけることにより前記超音波の強度を所定の周波数帯域以上で所定値以上のものとする第１の処理と、この第１の処理を受けた超音波に第２のフィルタをかけ、この第２のフィルタにより抽出される周波数を決定するパラメータを所定の範囲内で任意に変化させる掃引処理を行うことにより任意の周波数帯域において前記超音波の時系列波を得る第２の処理と、この第２の処理を受けた超音波の時系列波を２以上の自然数乗する第３の処理と、を含む処理をコンピュータに実行させることを特徴とする。
【００２１】
本発明に係る他の超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、超音波探知装置から発信された発信超音波をこの発信超音波に正弦関数及び余弦関数により構成されるフィルタをかけたもので除したもの並びに前記超音波探知装置に受信された受信超音波をこの受信超音波に正弦関数及び余弦関数により構成されるフィルタをかけたもので除したものに第１のフィルタをかけることにより前記超音波の強度を所定の周波数帯域以上で所定値以上のものとする第１の処理と、この第１の処理を受けた超音波に第２のフィルタをかけ、この第２のフィルタにより抽出される周波数を決定するパラメータを所定の範囲内で任意に変化させる掃引処理を行うことにより任意の周波数帯域において前記超音波の時系列波を得る第２の処理と、この第２の処理を受けた超音波の時系列波を２以上の自然数乗する第３の処理と、を含む処理をコンピュータに実行させることを特徴とする。
【００２２】
なお、前記超音波探知用プログラムは、前記第２の処理により変動した前記発信超音波の発信時刻に関連付けて前記受信超音波の起生時刻の補正を行う第４の処理と、被探知材中の目標探知物からの起生時刻の概略値が解っている場合に前記概略値に関連付けて前記受信超音波の時系列波の所定の領域を選択する第５の処理と、前記被探知材中の目標探知物による影響を受ける場合に受信される超音波と前記目標探知物による影響を受けない場合に受信される超音波との差を求める第６の処理と、複数点の計測により得られた複数個の受信波の加算平均を求める第７の処理と、同一点での複数回の計測により得られた複数個の受信波の加算平均を求める第８の処理と、発信される超音波が適当であるか不適当であるかを判別する第９の処理と、を含む処理をコンピュータに実行させることが望ましい。
【００２３】
また、前記第１のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表される第３のフィルタを有することが望ましい。更に、前記第１のフィルタは、前記発信超音波に含まれていない振動数の波を前記受信超音波より除去する第４のフィルタを有することが望ましい。前記第３のフィルタは、例えば、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_３（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _３１ （ｔ）＝ｙ _３ （ｔ）＋ｙ _３ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _３１ （ｔ）＝ｇ _３１ （ｔ）＋ｇ _３１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _３２ （ｔ）＝ｙ _３ （ｔ）−ｙ _３ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _３２ （ｔ）＝ｇ _３２ （ｔ）−ｇ _３２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタとすることができる。
【００２４】
更にまた、前記第２のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表される第５のフィルタを有することが望ましく、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表され極大値を与える周波数が所望の周波数にある第６のフィルタを有することがより一層望ましい。前記第５のフィルタは、例えば、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_５（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _５１ （ｔ）＝ｙ _５ （ｔ）＋ｙ _５ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _５１ （ｔ）＝ｇ _５１ （ｔ）＋ｇ _５１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _５２ （ｔ）＝ｙ _５ （ｔ）−ｙ _５ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _５２ （ｔ）＝ｇ _５２ （ｔ）−ｇ _５２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタとすることができる。また、前記第６のフィルタは、例えば、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_６（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _６１ （ｔ）＝ｙ _６ （ｔ）＋ｙ _６ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _６１ （ｔ）＝ｇ _６１ （ｔ）＋ｇ _６１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _６２ （ｔ）＝ｙ _６ （ｔ）−ｙ _６ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _６２ （ｔ）＝ｇ _６２ （ｔ）−ｇ _６２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタとすることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
本願発明者等が前記課題を解決すべく、鋭意実験研究を重ねた結果、従来の超音波探知装置で利用されている２つの超音波伝達特性に加え新たな３つの超音波伝達特性をも利用することにより巨視的に探知及び探傷を行うことができることを見い出した。従来の超音波探知装置で利用されている２つの超音波伝達特性とは、超音波はその入力方向に向かって直進しその指向性が高いという特性、ホイヘンスの原理及びスネルの定理に基づいて材質の異なる境界等で超音波は反射、屈折及びモード変換するという特性である。また、新たに加えられる３つの超音波伝達特性とは、多孔質材内で超音波は散乱現象で扇状に拡散し多孔質材内にたて波及びよこ波を生じさせその拡散超音波の強度は超音波の周波数によって大きく変化するという性質、超音波強度の変化は伝達距離ｄと周波数ｆにより大きく異なりその減衰率αは伝達距離ｄ及び周波数ｆに依存する関数α（ｄ、ｆ）となるという性質及び多孔質体表面から超音波のたて波及びよこ波を入力すると散乱現象等により直接波、たて波、よこ波及び表面波が生じこれらの伝達速度は相違するという性質である。
【００２６】
図１は多孔質弾性体における周波数の変化による扇状拡散超音波の強度を示す図であって、（ａ）は低周波における模式図、（ｂ）は高周波における模式図である。また、図２は均質弾性体における周波数の変化による扇状拡散超音波の強度を示す図であって、（ａ）は低周波における模式図、（ｂ）は高周波における模式図である。超音波を均質及び多孔質弾性体表面より直下に入力した場合、その指向方向の強度を１．０であるベクトルで表現すると指向方向からθ度傾斜した方向における超音波強度は実線包絡線と伝達距離ｄで描がれる円弧によりＰ（θ）で表される。均質弾性体での強度Ｐ（θ）は角度θが９０度に近づくのに伴って無視できるほど小さなものとなるが、多孔質弾性体では非常に勢力の大きい超音波が残存する。そして、低周波ではこの傾向は特に顕著である。
【００２７】
また、図３は横軸に伝達距離をとり、多孔質弾性体材内の超音波の減衰率を模式的に示すグラフ図である。周波数が高くなるほど、また伝達距離が長くなるほど減衰率α（ｄ、ｆ）は加速度的に大きくなっている。
【００２８】
以下、本発明の実施例に係る超音波探知装置について、添付の図面を参照して具体的に説明する。図４は本発明の実施例に係る超音波探知装置を示すブロック図である。
【００２９】
本実施例に係る超音波探知装置には、電圧パルス発生器１、このパルス発生器１から発生されたパルス波を受け被検知物に超音波を発信する発信探触子２ａ、被検的物内部からの反射波等を受信しこれを電気信号に変換する受信探触子２ｂ、この受信探触子２ｂにより得られた電気信号を増幅する外付アンプ３、この外付アンプ３により増幅された電気信号を解析する解析装置４及びこの解析装置４による解析結果及びパルス発生器１により発生されたパルス波を表示する表示装置５が設けられている。
【００３０】
パルス発生器１には、パルス波を発生させるパルス発生回路１ａ、このパルス波の発生間隔を変更するパルス間隔変更回路１ｂ及びこれらに接続されパルス波をパルス発生器１の外部に送り出すパルス駆動回路１ｃが設けられている。
【００３１】
また、解析装置４には、入力された電気信号を更に増幅するアンプ回路４ａ、増幅された信号にフィルタをかけるフィルタ回路４ｂ、フィルタをかけられた信号を変換するアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）４ｃ並びにゲートアレイ４ｄ及びＣＰＵ又はＤＳＰ４ｅが設けられている。ゲートアレイ４ｄは同一点受信波の加算平均の算出を行うものである。
【００３２】
更に、ＣＰＵ又はＤＳＰ４ｅには、読み取り可能な記憶装置（図示せず）が接続されており、この記憶装置内に以下の９種の処理プログラムが記憶されている。また、パルス発生器１、アンプ回路４ａ、フィルタ回路４ｂ及びＡＤＣ４ｃはＣＰＵ又はＤＳＰ４ｅにより制御される。なお、受信波に混入する電気的ノイズを除去又は低減するために外付アンプ３を本体の外側に設けている。
【００３３】
なお、図４に示す本実施例に係る超音波探知装置では２探触子法で表現しているが、１探触子法を採用してもよい。図１０は１探触子法が採用された例を示す模式図である。この場合には、１個の探触子が発信探触子及び受信探触子として機能する。
【００３４】
第１の処理プログラムは、発信原波及び受信原波にローパスフィルタ若しくはハイパスフィルタ又は正弦関数若しくは余弦関数により表される特殊なフィルタをかけたり、発信原波をその発信原波で除したもの及び受信原波をその受信原波で除したものにローパスフィルタ若しくはハイパスフィルタ又は正弦関数若しくは余弦関数により表される特殊なフィルタ（第３のフィルタ）等をかけることにより、高強度超広帯域の入力超音波及び受信超音波を得るためのものである。
【００３５】
第２の処理プログラムは、第１の処理プログラムにより得られた超音波に更にフィルタをかけることにより、任意の周波数帯域で時系列波を取り出すための掃引計算処理である。
【００３６】
第３の処理プログラムは、第１の処理プログラム及び第２の処理プログラムにより得られた時系列波をｍ乗（ｍ；自然数）することにより、散乱波等を見かけ上除去し有意の反射波等を明敏に取得するためのものである。
【００３７】
第４の処理プログラムは、第２の処理プログラムで入力超音波の中心周波数の変化に伴って変化する発信時刻を用いて反射波の起生時刻を補正するものである。
【００３８】
第５の処理プログラムは、予め探知目標物からの反射波等の起生時刻が類推可能である場合又はその起生時刻の概算値が求められている場合に、これらの概略の起生時刻に関連付けて時系列波の必要な部分を切り出すものである。
【００３９】
第６の処理プログラムは、表面から比較的浅い位置に探知目標物がある場合に、その探知目標物がある位置での受信波と、ない位置での受信波との差をとるものである。
【００４０】
第７の処理プログラムは、多点計測により得られた受信波から合成波を得るものである。
【００４１】
第８の処理プログラムは、現場等における外乱の影響を排除するものである。
【００４２】
第９の処理プログラムは、任意の中心周波数を有する広帯域周波数帯域において反射波等を抽出するときに同一の中心周波数及び周波数帯域で入力超音波を求め、この入力超音波の波形を検定することにより、不適当な入力超音波に対応する受信波を解析の対象から排除するものである。
【００４３】
次に、発信探触子２ａ及び受信探触子２ｂについて説明する。図５（ａ）は本発明の実施例に使用されるセラミックス製探触子を示す断面図、（ｂ）は同じく探触子を示す平面図、（ｃ）は市販されている従来のセラミックス製探触子を示す断面図、（ｄ）は同じく探触子を示す平面図、（ｅ）は市販されている他の従来のセラミックス製探触子を示す断面図、（ｆ）は同じく探触子を示す平面図である。
【００４４】
本実施例において使用される探触子１１は、図５（ａ）及び（ｂ）に示すように、直径が３０ｍｍ、厚さが２ｍｍの円板形状に縁部１２が設けられた形状を有している。縁部１２が設けられいない領域の直径は２３ｍｍである。そして、この縁部１２が設けられいない領域の両面にのみ電極１３として白金が焼き付けられいる。
【００４５】
一方、従来のセラミックス製探触子２１ａ又は２１ｂは、図５（ｃ）乃至（ｆ）に示すように、直径が３０ｍｍ、厚さが２又は３ｍｍの円板形状を有している。そして、その両面には、電極２３として全面に白金が焼き付けられている。
【００４６】
このように構成された探触子の動作について説明する。図６（ａ）乃至（ｃ）は種々の振動形態における本発明の実施例に使用されるセラミックス製探触子の動作を示す断面図、（ｄ）乃至（ｇ）は種々の振動形態における従来のセラミックス製探触子の動作を示す断面図である。
【００４７】
本実施例において使用される探触子１１においては、縁部１２により異常な振動の発生が抑制される。つまり、バックリングによる振動及び円周方向の振動が拘束された入力超音波を得ることができる。
【００４８】
一方、従来の探触子２１ａ又は２１ｂにおいては、図６（ｄ）及び（ｅ）に示すように、円周方向の振動が発生しやすいと共に、積荷電圧が臨界値を超えると、その構造的及び物性的な限界を超えてバックリングが突如発生する。このバックリングは、半径方向又は厚さ方向への振動と比して若干遅れて起生する。このため、積荷電圧が高圧の場合、発信超音波に問題が生じることがある。
【００４９】
図７（ａ）は探触子１１により得られるスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図、図８（ａ）は探触子２１ａにより得られるスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図、図９（ａ）は探触子２１ｂにより得られるスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。なお、図７乃至９は探触子に５００Ｖの電圧を微小時間積荷したときの発信超音波（ＡＥセンサにより収集）にｓｉｎ^３（（π／２）×（ｆ／（２．５×１０^６））のフィルタをかけ、これをＸ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）とし、Ｘ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）を求め、これに後述の第１の処理プログラムの第４例によるＣ_１・Ｃ_２のフィルタをかけたものである。
【００５０】
探触子１１による発信波は、波数が少なく入力超音波として好適である。一方、探触子２１ａ又は２１ｂによる発信波においては、複数の波が重畳しているため、入力超音波に好適とはいえない。
【００５１】
また、図５（ａ）及び（ｂ）においては、縁部１２が設けられているが、このような縁部１２がなくセラミックス板が平板であっても電極がセラミックス板の中心部分のみに設けられていれば十分な効果が得られる。つまり、セラミックス板の周縁部に電極が形成されていなければよい。
【００５２】
次に、前述の各処理プログラムについて、適宜、実測データを使用して具体的に説明する。図１１（ａ）及び（ｂ）は実測に使用される鉄筋が埋め込まれたコンクリート塊を示す断面図である。実測に使用されるコンクリート塊３１は、一辺の長さが５００ｍｍ、高さが３００ｍｍの正方柱形状を有する。その中には、表面又は裏面から５０ｍｍ離れた位置に６本の直径が１９ｍｍの鉄筋３２が１５０ｍｍの間隔で埋め込まれている。また、表面から２００ｍｍの深さまで幅が２ｍｍのひび割れが形成されている。
【００５３】
このようなコンクリート塊３１の超音波探知測定を行った場合、鉄筋径路のたて波、よこ波及び直接波３３、ひび割れ径路のたて波及び表面波３４、鉄筋からの反射径路のたて波３５ａ及び３５ｂ、コンクリート塊底面からの反射径路のたて波３６並びにコンクリート塊底面角部からの反射径路のたて波３７等が受信される。図１２（ａ）はＡＥセンサにより測定した発信超音波原波形のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。また、図１３（ａ）は鉄筋の直上計測で発信探触子と、受信探触子としてのＡＥセンサをひび割れを挟んで配置して測定した受信超音波原波形のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【００５４】
先ず、第１の処理プログラムについて鉄筋の直上位置での受信波を用いて説明する。第１の処理プログラムは、前述のように、発信原波及び受信原波にローパスフィルタ及びハイパスフィルタ、又は正弦関数及び余弦関数により表される特殊なフィルタをかけたり、発信原波をその発信原波で除したもの及び受信原波をその受信原波で除したものにローパスフィルタ及びハイパスフィルタ、又は正弦関数及び余弦関数により表される特殊なフィルタ等をかけることにより、高強度超広帯域の入力超音波及び受信超音波又は略受信超音波を得るためのものである。また、第１の処理プログラムには、以下の５種類がある。
【００５５】
第１例は、一般的なローパスフィルタ及びハイパスフィルタを入力波及び受信原波にかけるものである。図１４（ａ）はハイパスフィルタを示すグラフ図、（ｂ）はローパスフィルタを示すグラフ図である。なお、図１４（ａ）及び（ｂ）において、フィルタの縦軸最大値は１．０に規準化されている。ハイパスフィルタＦ_Ｈは、図１４（ａ）に示すように、例えば、１１０ｋＨｚまでは単調に増加し、それ以上では一定である。一方、ローパスフィルタＦ_Ｌは、図１４（ｂ）に示すように、例えば、１２０ｋＨｚまでは一定であり、それ以上では単調に減少する。このようなハイパスフィルタ及びローパスフィルタを入力超音波及び受信超音波にかけることにより、任意の周波数帯で入力超音波に対応する受信超音波を得ることが可能となる。図１５（ａ）は前記フィルタＦ_Ｈ及びＦ_Ｌを入力超音波にかけた後、更にＦ_Ｈ１なるハイパスフィルタをかけて得られた入力超音波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。また、図１６（ａ）は同様のフィルタリング処理で得られた受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。但し、図１５（ｂ）及び図１６（ｂ）は後述の第３の処理プログラム（ｍ＝６）を適用して表示されている。
【００５６】
図１５（ｂ）に示すように、急峻で波数の少ない入力超音波となっている。そして、図１６（ｂ）に示す受信波では、急峻で波数の少ない反射波等の起生が確認されるが、探触子直下の鉄筋を径路する （反射波ではない）たて波、表面波及び直接波等は見かけ上消滅している。また、ひび割れ底部を迂回するたて波を示すピークＡ１及び表面波を示すピークＥ１が大きく卓越している。更に、コンクリ−ト底面側鉄筋からのたて波反射波Ｂ１及びコンクリ−ト底面からのたて波反射波を示すピークＤ１は他の起生波に比して若干小さい。これは，コンクリ−ト表面側鉄筋により超音波が遮断されたことが原因である。更にまた、コンクリ−ト底面側斜方向鉄筋からのたて波反射波を示すピークＣ１が大きく起生している。これは、表面側鉄筋により超音波の指向方向が変化させられたためである。
【００５７】
第２例は、ｓｉｎ曲線及びｃｏｓ曲線から構成される特殊関数によるフィルタ（第３のフィルタ）を入力波及び受信原波にかけるものである。特殊関数フィルタは、フィルタを特定する定数をｆ_ＨＬとしたとき、例えば、下記数式１で示される。
【００５８】
【数１】
ｓｉｎ（（π／２）×（ｆ／（ｆ_ＨＬ／２）））＝２×ｓｉｎ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））・ｃｏｓ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））
【００５９】
図１７は特殊関数フィルタの一例を示すグラフ図である。図１７では、定数ｆ_ＨＬは２．５×１０^６（Ｈｚ）とされ、全周波数帯において１．０のスペクトル値を有する関数に特殊関数フィルタがかけられている。なお、図１７に示す曲線は規格化されている。また、特殊関数フィルタの他の例として、上述の関数をｎ回乗じたものも使用することができる。つまり、特殊関数は下記数式２で示される。
【００６０】
【数２】
ｓｉｎ^ｎ（（π／２）×（ｆ／（ｆ_ＨＬ／２）））
【００６１】
図１８は特殊関数フィルタ（第３のフィルタ）の他の例（ｎ＝８）を示すグラフ図である。このような特殊関数フィルタを入力超音波及び受信超音波にかけることにより、任意の周波数帯で入力超音波に対応する受信超音波を得ることが可能となる。以下、ｓｉｎ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））をＣ_１、ｃｏｓ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））をＣ_２と記す。
【００６２】
第３例は、入力波Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）及び受信原波Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）の代わりに、Ｘ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）及びＹ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を夫々入力波及び略受信波とし、これらに一般的なロ−パスフィルタ又はハイパスフィルタを周波数軸上でかけるものである。なお、略受信波とは、受信波Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）に対してＹ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）をいうものとする。図１９（ａ）は鉄筋直上計測における入力超音波Ｘ及び受信原波Ｙを示すグラフ図、（ｂ）は鉄筋直上計測における入力超音波Ｘ及び伝達関数Ｙ／Ｘを示すグラフ図である。図１９（ａ）及び（ｂ）に示すように、受信原波Ｙを入力波Ｘで除した場合、入力波スペクトルＸの谷に該当する周波数帯で鋭いピ−クを持ったスペクトルが多数生じている。これは伝達関数Ｙ／Ｘの計算により必然的に生ずる誤ったスペクトルである。そして、この誤ったスペクトルは反射波の特定に悪い影響を与える。従って、この誤ったスペクトルを取り除いた略受信波を求めて、反射波の起生時刻を特定するわけである。
【００６３】
そこで、伝達関数Ｙ／Ｘでその伝達関数を除することにより、入力超音波Ｘ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）に対する略受信波をＹ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）とし、これらに一般的ローパスフィルタ／ハイパスフィルタを適用し任意の周波数帯で高強度広帯域の入力超音波と対応する略受信波を得ることを考える。この場合、波Ｙ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）と波Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）とでは、各反射波の振幅に相違はあるが、その起生時刻は一致しているので、何ら問題なく起生時刻を特定することができる。
【００６４】
次に、第４例について説明する。第４例は、第３例におけるローパスフィルタ及びハイパスフィルタの代わりに、第２例で説明したｓｉｎ関数及びｃｏｓ関数から構成される特殊関数をフィルタ（第３のフィルタ）として使用するものである。図２０（ａ）はＡＥ（アコースティックエミッション）センサによる受信波のスペクトルＹに第１の処理プログラムの第４例を適用して得たＦ・Ｙ／Ｙを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。受信原波は、図２０に示すように、多数の林立するスペクトル成分を有する。これらのスペクトル成分は反射波等のその伝達距離に応じた共振振動数に対応するものである。しかし、第４例では、Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）をＹ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）と変換しているので、共振振動数におけるスペクトル値及び非共振振動数におけるスペクトル値の双方が１．０となる。このため、広帯域略受信波スペクトル（Ｆ・Ｙ／Ｙ）において、非共振の波が卓越して認識されるようになり、起生時刻が遅い反射波及び遠方からの反射波等の振幅が減少し、第１例の共振波を用いた図１６の解析結果と、反射波等の起生状況が異なってくる。
【００６５】
即ち、ひび割れ底部を迂回するたて波のピークＡ１が卓越し、これより遠方からの反射波は、径路３５ｂからのたて波反射のピークＣ１が残存していることを除き、全て消滅している。そして、近距離径路の波のうち、鉄筋を介する径路３３の直接波のピークＦ１が浮かび上がっている。
【００６６】
また、第５例は、第３例又は第４例をより高精度化するものである。図２１（ａ）はＡＥセンサにより収録された入力波Ｘに第２例のフィルタＣ_１を乗じて高周波成分を増幅した超音波のスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。また、図２２（ａ）はＸ／Ｘのスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。図２１（ｂ）と図２２（ｂ）との時系列波形を比較すると、後者では実際の入力波の前後にＸ／Ｘの計算により生じた波が起生している。
【００６７】
Ｘ／Ｘの計算が行われた波には、入力波にはほとんど含まれていない振動数成分の波が多量に含まれている。従って、略受信波Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）の中にもこの振動数成分の波が多量に含まれることになる。このような振動数成分の波をできるだけ略受信波より除去することができれば、反射波等の抽出精度を向上できる。第５例はかかる振動数成分の波を除去しようとするものである。図２３（ａ）は後述の第５の処理プログラムによる時系列波の切り出しにより不要な起生波を人為的に取り除くことで、入力超音波にもともと含まれていない、又は微小であったスペクトル成分を小さく、含まれていた成分をより大きくしたスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。この処理によりＸ／Ｘ＝１．０で表される関数がＦ_ｅのようなＣ_１・Ｘにある程度相似した関数（第４のフィルタ）に変化する。即ち、入力超音波に含まれていない振動数成分がより小さくなり含まれている成分がより大きくなった関数が得られる。
【００６８】
従って、第３例及び第４例におけるＹ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）の替わりにＦ_ｅ・Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を略受信波とすれば、入力超音波が持たない振動数成分又は持っても微小な振動数成分が略受信波から除去される。
【００６９】
解析装置４での実際の処理方法としては、探知で使用する超音波発信探触子毎にあらかじめこの関数Ｆ_ｅをフィルタとして数値デ−タで準備しておきＦ_ｅ・Ｘ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）及びＦ_ｅ・Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）の計算がＣＰＵ又はＤＳＰ４ｅにより行われる。
【００７０】
以上、第１の処理プログラムを整理すると以下のようになる。ここでは、入力超音波をＸ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）、受信原波をＹ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）とする。
【００７１】
第１例は、Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）及びＹ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）にローパスフィルタ又はハイパスフィルタをかけるものである。
【００７２】
第２例は、Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）及びＹ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）にｓｉｎ関数又はｃｏｓ関数からなるフィルタ（第３のフィルタ）をかけるものである。
【００７３】
第３例は、Ｘ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）及びＹ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）にローパスフィルタ又はハイパスフィルタをかけるものである。
【００７４】
第４例は、Ｘ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）及びＹ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）にｓｉｎ関数又はｃｏｓ関数からなるフィルタ（第３のフィルタ）をかけるものである。
【００７５】
第５例は、第４のフィルタＦ_Ｅを用いて得られるＦ_Ｅ・Ｘ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）及びＦ_Ｅ・Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）に、例えばｓｉｎ関数又はｃｏｓ関数からなるフィルタ（第３のフィルタ）をかけるものである。
【００７６】
次に、第２の処理プログラムについて説明する。第２の処理プログラムは、前述のように、掃引処理である。そして、第２の処理プログラムには、以下の４種類がある。
【００７７】
第１例は、一般的なローパスフィルタ及びハイパスフィルタを入力原波Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）及び受信原波Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）又は入力原波をこの入力原波で除したＸ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）及び略受信波Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）にかけ、これらのフィルタの開始周波数を逐次変更するものである。図２４はハイパスフィルタ及びローパスフィルタを示すグラフ図である。なお、フィルタの開始周波数は任意に決定される。
【００７８】
第２例は、周波数の全領域で１．０となるスペクトル値を有する関数にｓｉｎ^ｋ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））及びｃｏｓ^ｋ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））を乗じて得た関数の最大値を１．０に基準化しｓｉｎ^ｋ（（π／２）×（ｆ／（ｆ_ＨＬ／２）））を求め、これにｃｏｓ^ｎ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））又はｓｉｎ^ｎ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））を乗じた下記数式３又は数式４に示す関数をフィルタ（第５のフィルタ）として使用する。
【００７９】
【数３】
ｓｉｎ^ｋ（（π／２）×（ｆ／（ｆ_ＨＬ／２）））・ｃｏｓ^ｎ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））
【００８０】
【数４】
ｓｉｎ^ｋ（（π／２）×（ｆ／（ｆ_ＨＬ／２）））・ｓｉｎ^ｎ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））
【００８１】
図２５は数式３に示す関数によるフィルタを示すグラフ図であり、その最大値を１．０に基準化して示している。図２５において、ｋは４、ｆ_ＨＬは２．５×１０^６Ｈｚである。また、ｎを１乃至４０５の間で任意に変化させることにより、フィルタ関数を高周波側から低周波側へと推移させている。数式４を用いれば、フィルタ関数を低周波側から高周波側へと推移させたものとなる。そして、第１の処理プログラムにより求められた入力波並びにこれに対応する受信波及び略受信波に上述のフィルタ関数を周波数軸上でかけることにより、任意の周波数帯において高強度かつ広帯域の入力超音波及び（略）受信波を得ることができる。
【００８２】
なお、ＣＰＵ又はＤＳＰ４ｅにより計測毎に上述のフィルタ関数を求めることも可能であるが、処理時間を短縮させるために以下の方法を採ることが望ましい。予め、１乃至３０個程度のｊに対してフィルタ関数ＦｉＬＴ（ｊ）を用意しておく。次に、広帯域入力超音波に対してはＦｉＬＴ（ｊ）・Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）、広帯域受信超音波に対してはＦｉＬＴ（ｊ）・Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）、広帯域略受信波に対してはＦｉＬＴ（ｊ）・Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）で表される掃引計算をＣＰＵ又はＤＳＰ４ｅに計算させる。そして、これらの時系列波をリアルタイムで表示させる。
【００８３】
第３例は、周波数の全領域で１．０のスペクトル値を有する関数に下記数式５に示す関数を乗じ、その最大値を１．０に規格化した関数をフィルタ（第５のフィルタ）として使用する。
【００８４】
【数５】
ｓｉｎ^ｎ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））・ｃｏｓ^ｎ（（π／２）×（ｆ／ｆ_ＨＬ））
【００８５】
第３例においては、ｆ_ＨＬの値を変化させることにより、高周波側から低周波側又はその反対方向に掃引を行うことが可能である。図２６はｎが２であるときの種々のｆ_ＨＬにおけるフィルタ関数を示すグラフ図である。
【００８６】
そして、第４例は、第２例、第３例で説明したフィルタ関数から任意に極大値を与える周波数が所望の周波数にある関数を取り出しそれ（第６のフィルタ）を高周波側から低周波側の方向又はその逆方向に自由自在に移動させ掃引を行う。図２７はフィルタ関数の掃引を示すグラフ図である。
【００８７】
第２例、第３例及び第４例においては、ｓｉｎ関数又はｃｏｓ関数からなる特殊関数により掃引が行われるので、反射波の前後に山及び谷の数の多い波が起生しない。又は、起生していてもその数は少ない。この現象は、探知計測における反射波の取り出しに極めて好都合なものとなる。この現象について説明する。
【００８８】
入力超音波並びに受信波及び略受信波は、時系列上での加減算でも求めることができる。ここでは、下記数式６で示される時系列波ｙ（ｔ）を使用して説明する。
【００８９】
【数６】
ｙ（ｔ）＝ａ_０＋Σ_ｎ＝１ ^ｋａ_ｎｃｏｓ（ｎωｔ）＋Σ_ｎ＝１ ^ｋｂ_ｎｓｉｎ（ｎωｔ）
【００９０】
但し、ｔは時間、ωは角速度、ａ_０、ａ_ｎ及びｂ_ｎは係数、ｋ及びｎは正数である。そして、上記関数ｙ（ｔ）について下記数式７及び８の加減算を行う。
【００９１】
【数７】
ｇ_１（ｔ）＝１／２×（ｙ（ｔ）−ｙ（ｔ＋Δｔ））
【００９２】
【数８】
ｇ_２（ｔ）＝１／２×（ｙ（ｔ）＋ｙ（ｔ−Δｔ））
【００９３】
更に、簡単のためｎωがＲである成分を取り出し、数式６をｙ（ｔ）＝ａ_Ｒｃｏｓ（Ｒｔ）＋ｂ_Ｒｓｉｎ（Ｒｔ）とする。更にまた、Δｔを１／２ｆ_ＨＬ＝１／（２×２．５×１０^６）とすると、数式７及び８は下記数式９乃至１２で示される。
【００９４】
【数９】
ｇ_１（ｔ）＝Ｃ_１（ａ_Ｒｃｏｓ（Ｒｔ）＋ｂ_Ｒｓｉｎ（Ｒｔ））
【００９５】
【数１０】
ｇ_２（ｔ）＝Ｃ_２（ａ_Ｒｃｏｓ（Ｒｔ）＋ｂ_Ｒｓｉｎ（Ｒｔ））
【００９６】
【数１１】
Ｃ_１＝ｓｉｎ（（π／２）×（Ｒ／（２．５×１０^６）））
【００９７】
【数１２】
Ｃ_２＝ｃｏｓ（（π／２）×（Ｒ／（２．５×１０^６）））
【００９８】
このＣ_１及びＣ_２が第１の処理プログラムの第２例、第４例及び第５例並びに第２の処理プログラムの第２例、第３例及び第４例で示したフィルタ関数である。
【００９９】
次に、このＣ_１及びＣ_２関数を用いて得られる入力超音波及び略受信超音波の特性について時系列波上で説明する。図２８（ａ）は関数ｙ（ｔ）を示すグラフ図、（ｂ）は関数ｙ（ｔ−Δｔ）を示すグラフ図、（ｃ）は関数ｙ（ｔ）と関数ｙ（ｔ−Δｔ）との和を示すグラフ図である。
【０１００】
関数ｙ（ｔ）に２Ｃ_２フィルタをかける場合、波形の演算においては、関数ｙ（ｔ）とこれを微小時間（Δｔ）だけ右側にずらせた関数ｙ（ｔ−Δｔ）との和であるｇ（ｔ）＝ｙ（ｔ）＋ｙ（ｔ−Δｔ）を計算すればよい。
Δｔは小さいほど好ましいが、ここでは、簡単のため、波の周期をｔ_０としてΔｔをｔ_０／４としている。
【０１０１】
図２９（ａ）は関数ｇ（ｔ）を示すグラフ図、（ｂ）は関数ｇ（ｔ＋Δｔ）を示すグラフ図、（ｃ）は関数ｇ（ｔ）と関数ｇ（ｔ＋Δｔ）との和を示すグラフ図である。
【０１０２】
更に、関数ｙ（ｔ）に２Ｃ_２フィルタをかけることは、関数ｇ（ｔ）とこれを微小時間（Δｔ）だけ左側にずらせた関数ｇ（ｔ＋Δｔ）との和であるｈ（ｔ）＝ｇ（ｔ）＋ｇ（ｔ＋Δｔ）を計算することを意味する。
【０１０３】
この関数ｈ（ｔ）を求める演算をｎ回繰り返すと、周期がｔ_０であったｙ（ｔ）で示される関数はｔ_０＋２ｎ・Δｔの周期が支配的な低周期の波に変化し、その振幅は増幅される。
【０１０４】
また、２Ｃ_２フィルタの替わりに２Ｃ_１フィルタをかけることは、前述の波の加算の替わりに減算を行い、ｇ（ｔ）＝ｙ（ｔ）−ｙ（ｔ−Δｔ）及びｈ（ｔ）＝ｇ（ｔ）−ｇ（ｔ＋Δｔ）を計算することを意味する。
【０１０５】
この場合、関数ｈ（ｔ）を求める演算をｎ回繰り返すと、ｙ（ｔ）なる波は高周波の波に逐次変化していき、その振幅が増幅してくる。
【０１０６】
次に、Δｔを極めて小さくした場合の例について説明する。図３０（ａ）は中心周波数が１．２５ＭＨｚの広帯域の周波数を有する反射波のスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。この波にＣ_２関数をフィルタとした場合のｈ（ｔ）を求める演算をΔｔ＝０．２μ秒として複数回行う。図３１は図３０の反射波に図２８と図２９の演算を１つの組としてｎ回行ったグラフ図であって、（ａ）はｎ＝０回、（ｂ）はｎ＝５回、（ｃ）はｎ＝２０回、（ｄ）はｎ＝１００回の演算を行ったものである。図３１（ａ）乃至（ｄ）に示すように、演算回数ｎが大きくなるほど、反射波の周期がｔ_０＋ｎ・Δｔの如く長周期側に徐々に推移し、その起生時刻が早くなる。
【０１０７】
次に、図３２は図３１に示す時系列波形の反射波のスペクトルを示すグラフ図であり、図３１（ａ）に対応するスペクトルにＣ_２ ^２ｎ＝ｃｏｓ^２ｎ（（π／２）×（ｆ／（２．５×１０^６）））を乗じたものとなっている。従って、Δｔとｆ_ＨＬとの間には、Δｔ＝１０^６／２ｆ_ＨＬ（μ秒）の関係が成り立つ。
【０１０８】
図３３（ａ）は図３０に示す反射波に６２５ｋＨｚのローパスフィルタをかけた結果のスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。また、図３４（ａ）は図３０に示す反射波に６２５ｋＨｚのカッティングをかけた結果のスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。これらの処理によれば、当初１周期分の波形であったものが多くの山谷を持った波に変化している。一方、先述の特殊関数の掃引ではこの様な現象は生じていなかった。また、初め高周波の反射波であったものが中心周波数が低周波側に移動していくに連れて、この反射波が徐々に低周波の波に変化して行きその振幅が増幅していた。このような現象は、説明するまでもなく、探知計測における反射波の取り出しに極めて有効なものとなる。
【０１０９】
但し、上述の事柄は一般的なローパス／ハイパスフィルタが使用不可能であることを示すものではない。後述の第３の処理プログラムを適用することにより、一般的なローパス／ハイパスフィルタも使用可能となる。図３５はローパスフィルタを使用した場合の時系列波形ｙ^ｍ（ｔ）を示すグラフ図であって、（ａ）はｍ＝１、（ｂ）はｍ＝２、（ｃ）はｍ＝４である。また、図３６はカッティングを使用した場合の時系列波形ｙ^ｍ（ｔ）を示すグラフ図であって、（ａ）はｍ＝１、（ｂ）はｍ＝２、（ｃ）はｍ＝４である。
【０１１０】
図３５及び３６に示すように、ｍが大きくなるに連れて、見かけ上、波数の少ない波が発現している。つまり、一般的ローパスフィルタ／ハイパスフィルタもコンクリート厚等のミリ単位の精度を必要としない探知には十分利用できる。
【０１１１】
次に、第２の処理プログラムの第３例を使用した計測例について説明する。ここでは、前述の図２０（ｂ）に示す反射波に第２の処理プログラムの第３例を適用する。図３７は第３例における略受信波スペクトルを示すグラフ図である。また、図３８は図３７に対応する時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）はｆ_ＨＬが１．２５×１０^６、（ｂ）はｆ_ＨＬが０．６２５×１０^６、（ｃ）はｆ_ＨＬが０．３１２５×１０^６である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０１１２】
ｆ_ＨＬ＝１．２５×１０^６Ｈｚでは、７５．９μ秒に大きな振幅の起生波のピークが、そしてそのすぐ後方 ８９．０μ秒に小さな振幅の起生波のピークが生じている。前者が貫通鉄筋を介して迂回する波３３を示すピークＦ２であり、後者が波３４を示すピークＡ２である。
【０１１３】
また、ｆ_ＨＬ＝０．６２５×１０^６Ｈｚでは、ピークＦ２とＡ２とでその振幅が逆転し、ｆ_ＨＬ＝０．３１２５×１０^６Ｈｚでは、ピークＦ２が消滅している。これは、前述のように、高周波の波は、より遠方から伝達する波の振幅は大きく減小し、少しでも近場から伝達する波の振幅が相対的に大きく増幅し、低周波の波になると、もともと勢力の大きい遠方からの波が減衰することなく浮かび上がってくるからである。
【０１１４】
次に、第３の処理プログラムについて説明する。第３の処理プログラムは、前述のように、第２の処理プログラムにより得られた時系列波をｍ乗するものである。
【０１１５】
図３９（ａ）は第１の処理プログラムの第２例及び第２の処理プログラムの第２例によるフィルタをかけられた３００ｋＨｚ近傍を中心周波数とする広帯域受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）はその時系列波形を示すグラフ図である。ここでは、鉄筋直上位置における受信波Ｙに、第１の処理プログラムの第２例によるフィルタＣ_１ ^４（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）及び第２の処理プログラムの第２例によるフィルタＣ_２ ^６０（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）がかけられている。図３９（ｂ）においては、振幅が大きい波の起生が確認できる。これらの波はいずれかの境界からの反射波又は迂回波である。また、中心周波数３００ｋＨｚという比較的低周波での波の取り出しであるため、各反射波等は数回の繰り返しの波となり、これ等の波が重畳したものとして起生していることになる。
【０１１６】
図４０（ａ）乃至（ｃ）は第３の処理プログラムにより処理した結果の時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）はｍが２であるとき、（ｂ）はｍが４であるとき、（ｃ）はｍが６であるときを夫々示している。図４０（ａ）乃至（ｃ）に示すように、ｍの値が大きくなるに連れて、図３９（ｂ）において振幅が大きい波は増幅され、振幅が小さい波は消滅していく。特に、ｍが６である場合にはその結果が顕著であり、鉄筋径路の直接波３３を示すピークＦ３、ひび割れ径路のたて波迂回波３４を示すピークＡ３、鉄筋からの反射波（たて波）３５ａを示すピークＢ３及び鉄筋からの反射波（たて波）３５ｂを示すピークＣ３が明敏に特定される。なお、図中の数値（起生時刻）は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０１１７】
また、図４１（ａ）は第１の処理プログラムの第４例及び第２の処理プログラムの第２例によるフィルタをかけられた３００ｋＨｚ近傍を中心周波数とする広帯域受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）はその時系列波形を示すグラフ図である。ここでは、鉄筋直上位置における略受信波Ｙ／Ｙに、第１の処理プログラムの第４例によるフィルタｓｉｎ^４（（π／２）×（ｆ／２．５×１０^６））及び第２の処理プログラムの第２例によるフィルタｃｏｓ^１３０（（π／２）×（ｆ／２．５×１０^６））がかけられている。そして、図４２（ａ）乃至（ｃ）は図４１（ｂ）に示す時系列波を第３の処理プログラムにより処理した結果の時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）はｍが２であるとき、（ｂ）はｍが４であるとき、（ｃ）はｍが６であるときを夫々示している。図４０（ａ）乃至（ｃ）と同様に、ｍの値が大きくなるに連れて、図４１（ｂ）において振幅が大きい波は増幅され、振幅が小さい波は消滅している。
【０１１８】
このように、第３の処理プログラムによれば、勢力の大きい反射波又は迂回波を明敏に浮き上がらせることができる。つまり、コンクリ−ト内部の探知を邪魔する散乱波の存在があったとしても、有意の反射波及び迂回波よりその振幅が小さいため、ｍの値が大きくなると散乱波等は見かけ上消滅する。この結果、探知目的とする反射波及び迂回波等が増幅して顕著なものとなる。
【０１１９】
なお、前述の説明においては、第１の処理プログラムの第２例又は第４例と、第２の処理プログラムの第２例との組み合わせによりフィルタリングされた受信波又は略受信波が第３の処理プログラムにより処理されたが、本発明はこれに限定されるものではなく、他の例の組み合わせによっても実現可能である。
【０１２０】
次に、第４の処理プログラムについて説明する。第４の処理プログラムは、前述のように、起生時刻を補正するものである。
【０１２１】
例えば、入力超音波Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）に第１の処理プログラムの第４例によりフィルタＣ_１ ^２・Ｃ_２ ^２（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）を適用し、これに第２の処理プログラムの第２例によるフィルタＣ_２ ^ｎを適用すると、下記数式１３で示されるスペクトルが得られる。
【０１２２】
【数１３】
Ｃ_２ ^ｎ・Ｃ_１ ^２・Ｃ_２ ^２・Ｘ／Ｘ
【０１２３】
ここで、ｎを０、２、１２又は９２とすると、順に１．２５ＭＨｚ、０．９８ＭＨｚ、０．５７ＭＨｚ、０．２３ＭＨｚを中心周波数とする広帯域入力超音波スペクトルが得られる。図４３は広帯域入力超音波のスペクトルを示すグラフ図である。また、これらの広帯域入力超音波における時系列波の起生時刻を下記表１に示す。
【０１２４】
【表１】

【０１２５】
上記表１に示すように、ｎの値が増加して中心周波数が低周波になるに従って、入力超音波の起生時刻は早まっている。例えば、１．２５ＭＨｚ（ｎ＝０）と０．２３ＭＨｚ（ｎ＝９２）とでは、３．２μ秒の差異が生じている。このため、コンクリート内での超音波の伝播速度を４（ｍｍ／μ秒）とすると、伝達長さで１２．８ｍｍの誤差が生じることになる。
【０１２６】
そこで、第４の処理プログラムでは、本実施例に使用される超音波発信子毎に各フィルタの中心周波数での入力超音波発信時刻を予め計算しておき、受信波における反射波等の起生時刻を補正する。この補正は、入力超音波発信時刻の計算値をＣＡＬ値ｔ_ｃａｌ、測定された反射波等の起生時刻をｔ_ｈとしたとき、（ｔ_ｈ−ｔ_ｃａｌ）により行われる。また、この補正は以下のようにして実行される。
【０１２７】
第１の方法として、超音波発信子毎、各フィルタの中心周波数毎にＣＡＬ値を計算しておき，同一の中心周波数で取り出した受信波に、該当するＣＡＬ値を適用し反射波等の起生時刻を補正する方法が挙げられる。
【０１２８】
第２の方法として、各中心周波数で受信波を取り出すときにこれと同時に入力波も取り出すことにより、ＣＡＬ値を認識し補正する方法が挙げられる。
【０１２９】
次に、第５の処理プログラムについて説明する。第５の処理プログラムは、前述のように、探知目標からの反射波等の概略の起生時刻を利用して、必要な部分の時系列波のみを切り出すものである。
【０１３０】
第５の処理プログラムでは、下記数式１４乃至１７のいずれか１式に該当する時系列フィルタを受信波にかける。なお、時系列フィルタとは、時間軸上で連続的に変化する関数である。
【０１３１】
【数１４】
ｓｉｎ（（π／２）×（（ｔ−ａ_１）／（ａ_１−ａ_２））
【０１３２】
【数１５】
ｃｏｓ（（π／２）×（（ｔ−ａ_１）／（ａ_１−ａ_２））
【０１３３】
【数１６】
ｓｉｎ^２（（π／２）×（（ｔ−ａ_１）／（ａ_１−ａ_２））
【０１３４】
【数１７】
ｃｏｓ^２（（π／２）×（（ｔ−ａ_１）／（ａ_１−ａ_２））
【０１３５】
但し、探知目標からの概略の起生時刻をｔ_ｈ、任意の値をαとしたとき、ａ_１＝ｔ_ｈ−α、ａ_２＝ｔ_ｈ＋αである。以下、数式１４で示される関数をＥ_１、数式１５で示される関数をＥ_２とする。また、時系列フィルタＥ_１は、ｔ≦ａ_１の下で０、ｔ≧ａ_２の下で１．０となる。一方、時系列フィルタＥ_２は、ｔ≦ａ_１の下で１．０、ｔ≧ａ_２の下で０となる。
【０１３６】
次に、第５の処理プログラムを適用したコンクリート厚等の探知例について説明する。図４４（ａ）及び（ｂ）は実測に使用される鉄筋が埋め込まれたコンクリート塊を示す断面図である。実測に使用されるコンクリート塊７１は、一辺の長さが５００ｍｍ、高さが３００ｍｍの正方柱形状を有する。その中には、表面又は裏面から５０ｍｍ離れた位置に６本の直径が１９ｍｍの鉄筋（丸鋼）７２が１５０ｍｍの間隔で埋め込まれている。
【０１３７】
先ず、コンクリート底部からのたて波反射の起生時刻の概略値を求める実施例について説明する。５０乃至１５００ｋＨｚの振動数成分を有する超音波を発信する発信探触子７３ａと受信探触子又はＡＥセンサ７３ｂとを、コンクリート塊７１の表面上で３００ｍｍの間隔をあけて配置する。図４５（ａ）はＡＥセンサでの受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０１３８】
測定により得られた波形には、計測場所周辺の交通事情により生じた外乱による起生波、鉄筋を介して伝達する屈折波等を含む直接波及び鉄筋からのたて波反射波等が重畳した振幅が比較的小さい起生波が先ず現れている。
【０１３９】
そして、最左の点線カ−ソルが示している時刻で振幅が急激に大きくなってくる。この時刻をコンクリ−ト底部からの反射波の起生時刻の概略値として特定する。
【０１４０】
なお、図４５（ｂ）に示す時系列波形に前述の第３の処理プログラムによる処理を施すことにより、より容易に視覚的に起生時刻の概略値を得ることができる。図４６はｍを２として第３の処理プログラムにより処理した時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。視覚的により明敏にコンクリート底部からの反射波の起生が１７７μ秒付近にあると判断できる。
【０１４１】
また、このコンクリート塊７１中の音速は３．８５ｍｍ／μ秒である。従って、コンクリートの厚さは下記数式１８で求められる。
【０１４２】
【数１８】
（（３．８５×１７７／２）^２−１５０^２）^１／２＝３０６ｍｍ
【０１４３】
この値は、実際の値３００ｍｍと近似しているといえる。ただし、この付近にはコンクリ−ト底面側の鉄筋からの反射波及びコンクリート底面隅部からの反射波等も存在しているため、３０６ｍｍという値はこれらの波が重畳した波の起生時刻に他ならない。従って、第５の処理プログラムが必要となっているのである。図４７は切り出された時系列波形を示すグラフ図である。
【０１４４】
図４５（ｂ）に示す時系列波形に、α＝４０として、数式１４及び１５で表される式を掛け合わせた関数Ｅ_１・Ｅ_２を乗じた後、第１の処理プログラムの第４例の処理を行い、第２の処理プログラムの第２例としてＣ_１ ^２・Ｃ_２ ^４４（ｆ_ＨＬ＝１．２５×１０^６Ｈｚ）のフィルタをかけて低周波側へ掃引し、最後に第３の処理プログラムによる処理を行った例について説明する。図４８（ａ）はｍが１の場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）はｍが４の場合の時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。コンクリート底面からの反射波を示すピークＥ４以外に下方の鉄筋の上端からの波を示すピークＡ４、その下端からの波を示すピークＢ４、鉄筋からの波とコンクリート底面からの波とが重複した反射波を示すピークＣ４及びコンクリートの角部からの波を示すピークＤ４が読みとれる。
【０１４５】
上述の処理は、中心周波数を４８８ｋＨｚとし、０乃至１０００ｋＨｚの周波数帯の波を非共振の波が支配的である状態で取り出されたものである。そして、起生時刻として１７５μ秒が得られるので、コンクリート塊の厚さは下記数式１９で求められる。
【０１４６】
【数１９】
（（３．８５×１７５／２）^２−１５０^２）^１／２＝３０１．５ｍｍ
【０１４７】
従って、より高精度での測定がなされたといえる。
【０１４８】
なお、上述の例では、中心周波数が４８８ｋＨｚであったが、中心周波数は、例えば、２００、３００又は６００ｋＨｚであってもよい。これらの場合、各反射波の振幅に若干の変動が現れるが、コンクリート塊の厚さとして、同様の結果を得ることができる。但し、中心周波数を高周波側へ移行させると、鉄筋からの反射が浮かび上がってくる。これは前述した超音波の伝達特性より、伝達径路の長いコンクリ−ト底面からの反射波が高周波領域になればなるほど加速度的に減衰することに起因する。図４９（ａ）は中心周波数が１２５０ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）は中心周波数が１０９０ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）は中心周波数が９８０ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｄ）は中心周波数が９００ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｅ）は中心周波数が８３３ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｆ）は中心周波数が７４０ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図である。中心周波数が１２５０又は１０９０ｋＨｚである図４９（ａ）及び（ｂ）ではコンクリート下面側鉄筋の裏面からのたて波反射のピークＢ５が卓越しているが、中心周波数が低周波に掃引されるにしたがい、ピークＢ５等は徐々に消滅し、図４９（ｆ）の場合で、コンクリート底面からのたて波反射のピークＥ５のみが得られている。この現象は低周波方向へ掃引することにより、より遠方からの反射波もその減衰が緩和されることより、コンクリ−ト底面からの反射波が卓越してきたわけである。
【０１４９】
このように、反射波を取り出す周波数帯での反射波の起生の変化から、得られた反射波が鉄筋からのものなのか、コンクリ−ト底部からのものかが判断可能である。
【０１５０】
なお、特に解析例として示さないが、第１及び第２の処理プログラムの他の例を使用しても同様の探知結果を得ることができる。また、上述の実際の解析例では、先述の第３の処理プログラム（ｍ＝４）並びに後述の第８及び第９の処理プログラムによる処理も行われている。
【０１５１】
更にまた、本処理プログラムは鉄筋径等の高精度な探知にも、後述する如く効力を発揮するものでもある。
【０１５２】
次に、第６の処理プログラムについて説明する。第６の処理プログラムは、前述のように、探知目標物が計測点近傍にある場合の波形と、ない場合の波形との差をとるものである。この差をとることにより、直接波及び表面波をある程度時系列波形から排除することを可能とする。
【０１５３】
図５０は実測に使用される鉄筋が埋め込まれたコンクリート塊を示す断面図である。実測に使用されるコンクリート塊８１の中には、表面から５０ｍｍ離れた位置に、直径が１９ｍｍの鉄筋（丸鋼）８２が埋め込まれている。そして、直径が２０ｍｍの発信子８３ａと受信子８３ｂとが鉄筋８２上に３０ｍｍの間隔で配置されている。このようなコンクリート塊８１においては、有意の反射波等として鉄筋８２の上端からの反射波８４、その下端からの反射波８５、直接波８６及び表面波８７が受信子８３ｂに受信される。
【０１５４】
図５１（ａ）はコンクリート塊中の鉄筋が計測点近傍に埋め込まれている場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）は計測点近傍に鉄筋が埋め込まれていない場合の時系列波形を示すグラフ図である。そして、図５２は図５１（ａ）の時系列波と図５１（ｂ）の時系列波との差を示すグラフ図である。なお、超音波の発信時刻は８６．８μ秒である。また、図５３はこのときのフーリエスペクトルを示すグラフ図である。上述の時系列波では比較的低い周波数が卓越したものとなっている。
【０１５５】
コンクリート塊中の鉄筋が計測点近傍に埋め込まれている場合の時系列波と埋め込まれていない場合の時系列波との差を示す図５２の波において、カーソルで示す時刻１１６．７μ秒（ＣＡＬ値を考慮していない）を鉄筋からの反射波の概略起生時刻とし、α＝１０として時系列フィルタＥ_１・Ｅ_２を乗じた後、第２の処理プログラムの第２例によるフィルタＣ_１ ^ｎ（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）を適用すると、ｎの値を大きくするに連れて鉄筋表面からの反射波が浮かび上がってくる。図５４はフィルタＣ_１ ^ｎを示すグラフ図である。また、図５５（ａ）はｎが１２のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）はｎが１８のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）はｎが３２のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｄ）はｎが５２のときの時系列波形を示すグラフ図である。
【０１５６】
ｎが１２又は１８のときには、直接波８６を示すピークＣ６及び鉄筋下端からの反射波８５を示すピークＢ６が卓越している。一方、ｎが大きくなり高周波領域側に掃引されると、鉄筋上端からの反射波８４を示すピークＡ６が卓越してくる。
【０１５７】
この現象は前述の超音波は散乱現象で扇状に拡散するときに多孔質材内にたて波及びよこ波を生じさせその強度は超音波の周波数によって大きく変化するという性質及び超音波強度の変化は伝達距離ｄと周波数ｆにより大きく異なりその減衰率αは伝達距離ｄ及び周波数ｆに依存する関数α（ｄ、ｆ）となるという性質のみならず、鉄筋が円断面を持つということにより生じたものであるが、理論的理由は未解明である。
【０１５８】
なお、図５５（ｄ）に示すｎ＝５２のときの起生波は図５４を参照すると従来の超音波探傷器による周波数２．５ＭＨｚの広帯域入力波による受信波に、本装置で具備する第３、第５の処理プログラムによる処理を行ったものに相当する。従って、従来法による高周波数広帯域入力超音波を使用した鉄筋の探知では、もし鉄筋の表面からの反射波がそこそこ得られても、裏面からの反射波を取得することが難しいことになる。
【０１５９】
図５５で得られた反射波のピークＡ６及びＢ６の起生時刻を超音波の発信時刻８６．８μ秒を用いて補正すると、鉄筋上端からの反射波の起生時刻は１１０．５−８６．８＝２３．７μ秒、下端からの起生時刻は１１７．１−８６．８＝３０．３μ秒と算出される。
【０１６０】
そして、別途の計測により得られたコンクリート塊の超音波（たて波）の速度は４．３ｍｍ／μ秒であった。従って、スネルの定理で作図される探触子から鉄筋上端までの径路長は４．３×２３．７／２＝５１．０ｍｍ、鉄筋表側から裏側までの径路長は６×（３０．３−２３．７）／２＝１９．８となる。これより、コンクリートのかぶり厚及び鉄筋径は、下記数式２０及び２１として求められる。
【０１６１】
【数２０】
（５１．０^２−（３０／２）^２）^１／２＝４９．０
【０１６２】
【数２１】
（１９．８^２−（１５−９．５）^２）^１／２＝１９．０
【０１６３】
なお、数式２１において、１５は探触子間距離の半分の値であり、９．５は発信子から、鉄筋に入射した波の入射点までの水平距離である。
【０１６４】
実際のかぶり厚は５０ｍｍであり、鉄筋径は１９ｍｍであるので、極めて高精度で測定されているといえる。
【０１６５】
なお、一般に２探触方法においては、探触子間距離を適正な値とする必要がある。探触子間距離が大きすぎると、鉄筋の上端又は下端からの反射波（たて波）の強度が小さくなり、探知が困難になる場合があるからである。多くの計測実験での経験値として、鉄筋のかぶり厚が３乃至１０ｃｍ程度の場合、探触子間距離はかぶり厚の０．５乃至０．８倍程度であることが望ましい。
【０１６６】
次に、第７の処理プログラムについて説明する。第７の処理プログラムは、前述のように、多点計測により得られた受信波から合成波を求めるものである。つまり、多点計測により得られたｋ個の受信波をｙ_ｉ（ｔ） （ｉ＝１、２、・・・、ｋ）とするとき、下記数式２２で表される合成波ｙ（ｔ）を求めるものである。
【０１６７】
【数２２】
ｙ（ｔ）＝（１／ｋ）×Σ_ｉ＝１ ^ｋ ｙ_ｉ（ｔ）
【０１６８】
このように、合成波として受信波の加算平均を取ることにより、コンクリート塊中の細石等からの反射波及び散乱波等が時系列波形から消滅する。
【０１６９】
図５６は大きな細石を含むコンクリート塊を示す断面図である。探知対象であるコンクリート塊９１中に大きな細石９２等が運悪く図５６に示すように存在する場合、この細石を経由する直接波（細石表面で反射するたて波及びよこ波）は受信子まで伝達される。このため、その伝達径路が短くその勢力が探知目標である鉄筋９３からの反射波よりはるかに大きい場合がある。このような場合には探知目標を探知することが極めて困難である。
【０１７０】
なお、従来探傷器を用いた各種探傷においても複数点の計測により得られた複数個の受信波の加算平均を求めるという事例が存在する。例えば、成功しているとはとても見なせないが、コンクリートの厚さ計測で複数の受信波を加算することでコンクリート底面からの反射波を増幅させ、コンクリート厚を計測しようというこころみである。
【０１７１】
しかしながら、本装置での、この加算平均は、その機能が異なる。多孔質弾性体の内部探知で邪魔となる直接波の削除を目的としている。特に、図５６に示す細石等からの反射波を除去するためのものである。
【０１７２】
実際の解析においては、本処理プログラムにより得られた合成波に第１の処理プログラムの、例えば、第４例を施す。そして、これを第２の処理プログラムによるフィルタＣ_１ ^ｎ１Ｃ_２ ^ｎ２（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６）にかける。図５７はｎ１が２、ｎ２が２０（中心周波数；４８０ｋＨｚ）、３０（中心周波数；４００ｋＨｚ）又は５０（中心周波数；３１５ｋＨｚ）であるときのスペクトルを示すグラフ図である。ｎ２の値が高くなるにつれてスペクトルは低周波側へと掃引される。更に、これにｍの値を４として第３の処理プログラムによる処理を行う。図５８（ａ）はｎ２が２０であるときの時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）はｎ２が３０であるときの時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）はｎ２が５０であるときの時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。図中の点線カーソルは直下の鉄筋の表側、裏側からの反射波の重畳波の起生時刻を示しており、早時刻側がたて波（超音波発信後３１．６μ秒）を示し、遅時刻側がよこ波を示している。速度比は、後者が前者の６３％程度である。なお、図５８（ｃ）に示すように、ｎが５０である場合には、探触子直下の鉄筋だけでなく、直下からずれた位置に埋め込まれた鉄筋からのたて波での反射波を示すピークＡ７が明敏に示される。その他、探触子直下の鉄筋からのたて波を示すピークＢ７、よこ波を示すピークＣ７、表面波を示すＤ７及び直接波を示すＥ７が現れている。なお、この計算は中心周波数５００ｋＨｚ以下での反射波の取り出しといえる。低周波の取り出しであるため、鉄筋の上端及び下端からの反射波が重畳したものとなっている。多くの探知計測での経験として、図５８の点線カーソルが示す起生時刻は鉄筋の下端からの反射波の起生時刻により近いものとなっている。
【０１７３】
次に、直下の鉄筋の計測を高精度に行う方法について説明する。先ず、鉄筋表側からの反射波の起生時刻の概略値を、入力波発信時刻８６．８μ秒を用い、且つ鉄筋径の仮定値を２０ｍｍ、音速を６ｍｍ／μ秒として８６．８＋３１．６−２×２０／６より１１０．０μ秒と求める。次に、前述の第５の処理プログラムによりαを２０として数式２２の合成波ｙ（ｔ）より時系列波を切り出す。ここでは、Ｅ_１・Ｅ_２を使用する。更に、これに第２の処理プログラムの第２例によりＣ_１ ^ｎ（但し、ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）フィルタをかけ、ｍ＝４として第３の処理プログラムによる処理を行う。図５９（ａ）はｎが６のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）はｎが１０のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）はｎが１４のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｄ）はｎが２０のときの時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０１７４】
図５５と比較すると、直接波のピークＣ８の起生がほとんど生じていない。また、ｎが６又は１０の比較的低周波領域の取り出しであるときには、鉄筋下端からの反射波を示すピークＡ８が、ｎが１４又は２０の高周波領域の取り出しであるときには、鉄筋上端からの反射波を示すピークＢ８が卓越している。
【０１７５】
このような多点計測による受信波の収録方法は過去にも見うけられるが、これ等の合成波を作ることで、探知に悪影響を及ぼす図５６に示す大きい細石からの強度が大きい反射波、直接波、表面波及び散乱波を除去する方法としての事例は見当たらない。更に、第１、第２及び第３の処理プログラムによる処理を併用することで、低周波での広帯域振動数帯で鉄筋等からの反射波を取得できる。この反射波の起生時刻は、多くの同様の計測例より鉄筋裏側からの起生時刻に概略等しい。低周波での反射波であるため精度的な問題が若干残り、鉄筋径等の探知はできないが、この反射波の起生時刻を利用して第５の処理プログラムによる処理後に再度第２の処理プログラムにより時系列の取り出し周波数を高周波方向へ掃引すれば、極めて高精度に鉄筋等の上端及び下端からの反射波を取得することができる。
【０１７６】
また、この計測分析法は厚さが一定なコンクリート厚の計測にも極めて有効なものである。
【０１７７】
次に、第８の処理プログラムについて説明する。第８の処理プログラムは、前述のように、同一点で多数回連続して受信波を収集し、これを加算平均するものである。
【０１７８】
なお、従来の超音波探傷器においても受信波の加算平均を求める機能を持ったものがある。しかしながら、これらは鋼の内部の微細な傷の探知等を目的とするため、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの振動数の超音波を用いるものであった。このため、この振動数付近の電気的雑音を除去することが、加算平均の目的とするところである。
【０１７９】
一方、本発明による超音波探知装置は巨視的探知を目指すものであり、０．１乃至２ＭＨｚ程度の低周波の超音波も用いる。このため、従来装置では用いる超音波が高周波故に考慮せずとも良かった交通雑音等を無視できなくなる。即ち、本装置で計測される受信波には、求めようとする反射波等の振幅と同程度の振幅を持った外乱が混在することになる。このような外乱を除去するのが第８の処理プログラムの目的とするところである。
【０１８０】
図６０（ａ）は外乱の影響がある受信波の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）は外乱の影響がある受信波の１０００回の加算平均をとった結果の時系列波形を示すグラフ図である。また、図６１はこのときのフーリエスペクトルを示すグラフ図である。ここで使用される受信波は、図６１に示すように、０乃至７００ｋＨｚの範囲で略一様に励起されている。また、図６０（ａ）及び（ｂ）に示すように、１０００回の加算平均をとることにより、ほぼ外乱の影響が除去されている。
【０１８１】
他の例として、入力超音波を被探知体に入力せずに外乱のみを受信しこれに第１の処理プログラムの第２例及び第２の処理プログラムの第２例による処理が施された中心周波数が８４３ｋＨｚの広帯域周波数帯における測定について説明する。図６２（ａ）は中心周波数が８４３ｋＨｚの受信波（外乱）のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を第３の処理プログラムを用いｍ＝２で示したグラフ図である。大きな振幅を有する外乱が起生している。図６３は図６２の外乱を１０００回加算平均した時系列波形を示すグラフ図である。１０００回の加算平均により、大きな振幅を有する外乱も時系列波形から完全に除去されている。従って、土木又は建築構造物等の極めて大きな外乱が生じている現場での計測においても、その内部検知は高精度で行われる。
【０１８２】
但し、従来の電気的雑音等の除去のための加算平均と異なり、大量の加算平均を超高速で計算する必要があるので、本実施例においては、ゲートアレイ４ｄ又は内蔵ＣＰＵ４ｅによりこの加算平均の処理を極めて高速に行っている。
【０１８３】
なお、従来、コンクリート等の多孔質材内部では、超音波が散乱し、大きな勢力の散乱波が生じ、その内部探知が不能になるというのが定説であった。この現象は事実である。しかしながら、図６２（ｂ）に示す外乱を散乱波の起生と誤認識していたことも事実である。このような誤認識がコンクリート等の内部探知を不能としていた理由の１つでもあった。
【０１８４】
更に、巨視的探知では１００ｋＨｚ程度の低周波超音波が利用されることもある。このような低周波の波は減衰しにくく，比較的長時間継続する。このため、超音波発信間隔を著しく長く設定する必要がある。これは、平均化処理を行うときに、直前の超音波発信で被探知体内部に起生する波が完全に消滅した段階で次の入力超音波を発信する必要があるからである。経験によれば発信間隔は５乃至１０ｍ秒程度であることが望ましい。しかし、超高深度の探知を行う場合には、さらに発信間隔を大きくする必要がある。そこで、本実施例においては、コンピュータの制御によりパルス発生回路をこのような緩長な時間間隔で電圧積荷が可能なように制御している。
【０１８５】
次に、第９の処理プログラムについて説明する。第９の処理プログラムは、前述のように、不適当な入力超音波に対応する受信超音波を排除するものである。
【０１８６】
本実施例に使用される探触子１１を使用する場合、その入力波は基本振動数をｆ_１とすると、２ｆ_１、３ｆ_１、・・・の高次の共振振動数を有する。図６４は高次の共振振動数を有する波のフーリエスペクトルを示すグラフ図である。図６４には１乃至３次の共振振動数を有する波が描かれている。図６５（ａ）乃至（ｃ）は各共振スペクトルによる時系列波形を示すグラフ図である。図６５（ａ）乃至（ｃ）に示すように、１乃至３次の共振振動数を有する波の起生時刻は同一であるとみなすことができる。図６６は図６５（ａ）乃至（ｃ）に示す時系列波を重畳させた合成波を示すグラフ図である。複数種の共振振動数を有する波が重畳された場合、夫々の起生時刻は一致しているにも拘わらず、図６６に示すように、起生時刻が異なる波が存在しているように見受けられてしまう。
【０１８７】
図６７（ａ）は入力超音波の原波Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）が第１の処理プログラムの第２例によるフィルタをかけられた結果のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。ここでは、第１の処理プログラムの第２例によるフィルタとして、Ｃ_１ ^５（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）が採用されている。図６７（ｂ）に示すように、時系列波に２個の波の起生が確認される。従って、このような波を入力波とした場合、１箇所の反射境界から２個の反射波が生ずるため、このような波は入力超音波として不適であり排除する必要がある。
【０１８８】
そこで、第９の処理プログラムでは、受信原波から広帯域周波数帯での反射波を抽出する場合に、入力超音波の適／不適を検定する。この検定では、時系列波に離散的に２以上のピークが生じているときを不適とし、これ以外を適とする。
【０１８９】
図６７（ａ）及び（ｂ）に示す入力波にＣ_１ ^２・Ｃ_２ ^６（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）のフィルタをかけた場合には、使用可能な入力波を得ることができる。図６８（ａ）はＣ_１ ^２・Ｃ_２ ^６のフィルタ及びこのフィルタをかけられた入力超音波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。なお、図６７（ｂ）及び図６８（ｂ）には、第３の処理プログラム（ｍ＝６）が適用されている。
【０１９０】
図６８（ｂ）に示すような波形である場合には、離散的に２以上のピークが発現していないので、その入力超音波は使用可能であり、適と検定される。
【０１９１】
なお、第２の処理プログラムにより、中心周波数帯を高周波側又は低周波側に掃引する場合にも、この検定は必要である。
【０１９２】
また、検定方法としては、例えば、反射波を抽出する度に対応する入力波を計算して求めこの適／不適を検定する方法が挙げられる。また、計測に使用される超音波発信子の入力波特性から各中心周波数及び周波数帯毎に適／不適を検定しておき、入力波が不適である場合にそれに対応する反射波の抽出を解析対象から除外してもよい。
【０１９３】
次に、上述のように構成され処理プログラムが組み込まれた本実施例に係る探知装置を使用したコンクリート塊中の反射物の探知方法について説明する。
【０１９４】
図６９は被探知材を示す断面図である。多孔質弾性体材４１中に反射物４２が埋め込まれている。
【０１９５】
このような被探知材の表面から直下にたて波を入力すると、前述のように、散乱現象により超音波の指向性が大きく崩れる。つまり、図６９に示すように、扇状に入力波の指向方向が拡大し、直下方向から傾斜した方向にも大きな勢力を持ったたて波及びよこ波が起生する。即ち、細石等との境界で散乱される反射波にはモ−ド変換を生じるものもあり、よこ波又はたて波に変換される。そして、無数の細石等で複雑に反射、屈折及びモ−ド変換を繰り返した波は浅い径路から深い径路の直接波として円弧状に発信点から受信点に伝達される。また、多孔質弾性体材４１の表面には表面波が起生する。
【０１９６】
図７０（ａ）は計測点近傍に反射物がない場合に発信点と受信点との間隔を３５ｍｍとしたときの受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。また、図７１（ａ）は計測点近傍に反射物がない場合に発信点と受信点との間隔を１００ｍｍとしたときの受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。但し、被探知材中に反射物４２は存在していないが、反射源として大きさが１乃至２ｃｍ程度の多数の細石が存在している。図７０（ｂ）と図７１（ｂ）とを比較することにより、発信点と受信点との間を伝達される表面波と直接波とが重畳された波を比較することが可能となる。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０１９７】
発信点と受信点との間隔が３５ｍｍである場合、最も早い波の起生は超音波入力より１５μ秒後に生じている。これにより、直接波の第１波での等価音速として３５／１５＝２．３（ｍｍ／μ秒）が得られる。なお，この計測における被探知材のたて波の音速は４．３（ｍｍ／μ秒）である。また、表面波はその音速がたて波の６０％程度の値であるから、この直接波の第１波より後方に起生している。
【０１９８】
一方、発信点と受信点との間隔が１００ｍｍである場合、最も早い波の起生は超音波入力より５１．３μ秒後に生じている。従って、等価音速は、１００／５１．３＝１．９５（ｍｍ／μ秒）となる。このとき、勢力の大きい直接波はさらに後の時刻に生ずることとなる。
【０１９９】
従って、発信点と受信点との間隔を調節しながら受信波に第１、第２及び第３の処理プログラムによる処理を施すことにより、計測点に近い位置の探知目標からの反射波、表面波及び直接波の起生を相互に重畳しない状態で計測することができる。図７２は表面波、探知目標からのたて波反射波及び直接波が重畳しないで現れた時系列波形を示すグラフ図である。
【０２００】
更に、限度はあるが発信点と受信点との間隔を長くすると、反射波の勢力に対して直接波の勢力がより小さくなってくる性質を持つことが多くの計測例で確認されている。この性質は，反射波を取り出すうえで、極めて好都合な現象であるといえる。なお、このような計測は、図６９において、超音波を入力する直下方向から若干傾斜する方向に起生するたて波又は斜め方向に入力されるたて波を利用することで可能となる。
【０２０１】
そして、発信点から直下又は若干傾斜する方向にたて波超音波を入力し、受信点で受信波を得る計測において、これらの間隔を徐々に長く変化させながら受信波の推移を即時に表示させることにより、発信点又は受信点から近い位置に鉄筋等の反射境界があれば、直接波の起生の前にこの反射境界からの反射波が必ず浮び上ってくる。また、発信点と受信点との間隔及びコンクリートの音速によって表面波及び直接波の起生時刻は予め予測することが可能であるので、浮び上った波が鉄筋等の反射境界からの反射波であるのか表面波又は直接波であるのかの識別は極めて容易である。
【０２０２】
更に、コンクリ−ト内の鉄筋の探知においては、コンクリ−ト構造物における設計思想を利用すると、その効果は大きい。つまり、コンクリ−ト構造物の配筋方向は、多くの場合、予測可能である。従って、この予測を利用して反射波の往路と復路との長さがたて波反射で同一となるように発信点及び受信点を配筋方向と平行に配置する。
【０２０３】
次に、具体的な解析方法について説明する。図７３（ａ）及び（ｂ）は被探知材を示す断面図である。ここで探知される被探知材であるコンクリート塊５１は、一辺の長さが３００ｍｍ、高さが３５０ｍｍの正方形角柱形状を有する。そして、表面から１００ｍｍの位置に幅が３０ｍｍ、高さが２０ｍｍの角柱状の鉄棒５２が埋め込まれている。丸鋼ではなく角柱状の鉄棒としたのは、分析結果と実測値とを詳細に比較するためである。
【０２０４】
図７４は超音波の主な径路を示す断面図である。図７４において実線はたて波を示し、破線は横波を示す。１００ｍｍの間隔で配置された発信センサ及び受信センサを有する探知装置による計測で、上述のように構成されたコンクリート塊５１中を伝達する超音波の主な径路は以下の６径路である。
【０２０５】
散乱現象により発信センサ５３ａから斜方向に起生したたて波が鉄棒５２の上端で反射され受信センサ５３ｂまでたて波で伝達する径路５４。散乱現象により発信センサ５３ａから斜方向に起生したたて波が鉄棒５２の上端で屈折し、たて波で鉄棒５２の下端に達し、ここでたて波反射し、鉄棒５２の上端で更に屈折し、コンクリート塊５１内をたて波で受信センサ５３ｂまで伝達する径路５５。径路５５と同一の反射径路において、鉄棒５２内をよこ波で伝達する径路５６。散乱現象により発信センサ５３ａから斜方向に起生したたて波及びよこ波が鉄棒５２の上端で反射及びモ−ド変換し、コンクリ−ト塊５１内を夫々よこ波、たて波で受信センサ５３ｂまで伝達する２つ径路５７。発信センサ５３ａから発信されたたて波によりコンクリ−ト塊５１の表面で発生した表面波が受信センサ５３ｂまで伝達する径路５８。浅い径路又は深い径路で発信センサ５３ａから受信センサ５３ｂまで伝達される直接波の径路５９。なお、直接波の音速は振幅は小さいが浅い径路のたて波に近い等価音速を持つものから深い径路で勢力が大きくたて波の１／４乃至１／２程度の等価音速を持つものまで種々雑多である。
【０２０６】
下記表２に以降に説明する解析例を示す。
【０２０７】
【表２】

【０２０８】
解析例１では、先ず、受信センサ５３ｂにより得られた受信原波に１００ｋＨｚのハイパスフィルタをかける。これをｙ_１（ｔ）＝Ｙ_１・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）とする。
【０２０９】
次に、図７１（ｂ）より直接波の起生は５１．３＋ＣＡＬ値≒１３３μ秒（ＣＡＬ値＝８１）以降であるから、第５の処理プログラムにより１３３μ秒以降の波、即ち直接波等を削除低減する。具体的には、関数Ｅ_２ ^２（ａ１＝１３３、ａ２＝３００）をｙ_１（ｔ）に乗じることにより、関数ｙ_２（ｔ）を得た。
【０２１０】
次いで、第２の処理プログラムの第２例によりＣ_１ ^２・Ｃ_２ ^４（ｆ_ＨＬ＝２．５ＭＨｚ）のフィルタを周波数軸上で乗じ、これをｙ_３（ｔ）とする。これにより、中心周波数３４０ｋＨｚ、周波数帯域が０乃至６２５ｋＨｚの広帯域受信波が得られる。図７５は上記処理により得られたフーリエスペクトルを示すグラフ図である。
【０２１１】
更に、第３の処理プログラムにより関数ｙ_３（ｔ）よりｙ_３ ^ｍ（ｔ）（ｍ＝４）を得る。図７６は第３の処理プログラムにより得られる時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。ｔ＝５４．４μ秒に大きな振幅の起生波が確認される。これが鉄筋からの反射波である。しかし、この取り出しは中心周波数３４０ｋＨｚの低周波で行われているので、精度が高いとはいえない。即ち、径路５４、５５及び５６等の反射波が重畳したものであり分析精度が悪い。また、以降に起生している波は他の径路の反射波及び直接波の残存が重畳したものである。
【０２１２】
そこで、解析例２においては、ｙ_３（ｔ）から第５の処理プログラムにより時系列波ｙ_４（ｔ）を切り出す。図７６より５４．４＋８１＋１０≒１４５μ秒の近傍に鉄棒５２の下端からの反射波が存在していると推定し、この部分の波をａ_１＝１４５−α＝９５、ａ_２＝１４５＋α（α＝５０）として切り出したものがｙ_４（ｔ）である。図７７はｙ_４ ^ｍ（ｔ）（ｍ＝４）を示す時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。ｙ_４（ｔ）は中心周波数３４０ｋＨｚで取り出した波であるので、分析精度に問題がある。このため、第２の処理プログラムの第２例を再度適用し中心周波数を高周波方向へ掃引し１．５ＭＨｚとする。図７８は第５の処理プログラムが適用されたフーリエスペクトルＹ_４に第２の処理プログラムの第２例を用い、Ｃ_２ ^６（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）なるフィルタをかけたフーリエスペクトルＹ_５を示すグラフ図である。図７９はｙ_５ ^ｍ（ｔ）（ｍ＝４）の時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０２１３】
解析例２によれば、図７９に示すように、分析精度が向上し、解析例１では埋もれていた鉄棒５２の下端からの反射波が浮き上っている。そして、径路５４における鉄棒５２の上端からの反射波の起生時刻は５０．２μ秒、径路５５における鉄棒５２の下端からの反射波の起生時刻は５７．６μ秒と測定される。なお、７４．７μ秒での起生波も有意の反射波であるが、これについては後述する。
【０２１４】
次に、解析例３について説明する。解析例３では、解析例１と同様に受信原波に１００ｋＨｚのハイパスフィルタをかけた波で第５の処理プログラムによる切り出しを行った後、第１の処理プログラムの第４例によりＸ／Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）に対する略受信波ｙ_２（ｔ）＝Ｙ_２／Ｙ_２・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を求める。
【０２１５】
そして、第２の処理プログラムによりＣ_１ ^２・Ｃ_２ ^４フィルタ及びＣ_１ ^２・Ｃ_２ ^４４フィルタ（ｆ_ＨＬ＝２．５ＭＨｚ）をＹ_２／Ｙ_２に乗じることにより、ｙ_３（ｔ）＝Ｃ_１ ^２・Ｃ_２ ^４４・Ｙ_２／Ｙ_２・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）及びｙ_４（ｔ）＝Ｃ_１ ^２・Ｃ_２ ^４・Ｙ_２／Ｙ_２・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を求める。図８０はｙ_３（ｔ）及びｙ_４（ｔ）のフーリエスペクトルＹ_３及びＹ_４を示すグラフ図である。
【０２１６】
次いで、第３の処理プログラムを用いて、ｙ_３（ｔ）及びｙ_４（ｔ）よりｙ_３ ^ｍ（ｔ）及びｙ_４ ^ｍ（ｔ）（ｍ＝４）を得る。図８１（ａ）はｙ_３ ^４（ｔ）の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）はｙ_４ ^４（ｔ）の時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０２１７】
ｙ_３ ^４（ｔ）の中心周波数は３４０ｋＨｚであり、解析例１と大きな相違は見られない。一方、ｙ_４ ^４（ｔ）の中心周波数は９４０ｋＨｚであり、ｙ_３ ^４（ｔ）には現れていない起生波が確認される。図８１（ｂ）において、大きな起生波で１番目に早期なものは入力超音波、２番目に早期な起生波は発信センサと受信センサとの間を伝達する径路５８の表面波、３番目に早期な起生波は径路５４における鉄棒５２の上端からの反射波、小さな起生波で４番目に早期な起生波は径路５５における鉄棒５２の下端からの反射波、５番目に早期な起生波は径路５９における直接波の残存を夫々示している。
【０２１８】
解析例４では、解析例３における中心周波数が９４０ｋＨｚの取り出し波Ｙ_４に第５の処理プログラムを適用する。これにより、ｙ_４（ｔ）から入力超音波及び径路５８の表面波を取り除くと共に、径路５５における鉄筋５２の下端からの反射波の近傍を増幅させる。即ち、表２に示す解析例２の２番目の第５の処理と同一の処理を行う。図８２（ａ）は解析例４におけるフーリエスペクトルＹ_５を示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形Ｙ_５・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を示すグラフ図である。径路５４又は５５における鉄棒５２の上端からの反射波を示すピークＡ９及び下端からの反射波を示すピークＢ９が明敏に読み取れる。
【０２１９】
しかしながら、これらの反射波には、第１の処理プログラムの第４例の処理により、発信超音波にほとんど含まれていない振動数の波が多量に含まれている。これより、解析例５では、第１の処理プログラムの第５例を用いて、この不必要に増幅された波を除去するためのフィルタＦ_ＥをＹ_５にかけ、Ｙ_６を求める。
【０２２０】
図８３（ａ）は解析例５におけるフーリエスペクトルＹ_６を示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形Ｙ_６・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を示すグラフ図である。解析例５では、上述の不要な波を除去することにより、微細ではあるが、鉄棒５２の下端からの反射波で鉄棒５２内をよこ波で伝達される径路５６をとる波を示すピークＡ１０も確認される。
【０２２１】
また、解析例６では、解析例５のＹ_６スペクトルに、更に第２の処理プログラムを適用する。例えば、Ｃ_１ ^６（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）フィルタを使用する。これにより、中心周波数が１５００ｋＨｚ付近の高周波側へと推移する。
【０２２２】
図８４（ａ）はこの処理で得られたフーリエスペクトルＹ_７を示すグラフ図、（ｂ）は時系列波形Ｙ_７・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を示すグラフ図である。ここでは、ｍ＝４として第３の処理プログラムが適用されている。解析例６では、径路５５における鉄筋５２の下端からの反射波を示すピークＢ１１が卓越し、鉄筋５２の上端からの径路５４の反射波を示すピークＡ１１が相対的に減少している。これは、たて波発信方向に対する傾きは径路５４の方が大きいためである。つまり、散乱現象下における指向性の低い超音波の伝達でも高周波になればなるほど指向性が高くなるのは従来の超音波理論と同様である。従って、傾きが大きい径路５４の反射波の振幅が小さくなっている。また、径路５６をとる波を示すピークＣ１１も確認される。
【０２２３】
解析例７では、解析例６で得られたスペクトルＹ_７に、第１の処理プログラムの第４例を適用し、更に第２の処理プログラムの第２例によるＣ_１ ^１０・Ｃ_２ ^４（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）フィルタを使用する。これにより、解析例６では共振振動数成分が卓越している反射波Ｙ_７を非共振振動数成分が卓越する反射波Ｙ_８に変換する。図８５（ａ）は解析例７における反射波Ｙ_８のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形Ｙ_８・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を示すグラフ図である。また、図８６は図８５（ｂ）を拡大したグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０２２４】
図８６においては、鉄筋上端からのたて波反射波を示すピークＡ１２（径路５４）、下端からのたて波反射波（径路５５）を示すピークＢ１２、鉄筋内のみよこ波で伝達する下端からの反射波（径路５６）を示すピークＣ１２、鉄筋上端でたて波からよこ波又はよこ波からたて波へモード変換し上端から反射された反射波（径路５７）を示すピークＤ１２並びにピークＥ１２、Ｆ１２及びＧ１２の総計７個の起生波を示すピークが確認される。これらの７個の起生波は全て鉄棒５２からの反射波である。鉄棒５２からの反射波には、図７４に示す主な径路５４乃至５７以外に、発信センサ５３ａから鉄棒５２に到るまでたて波で伝達し鉄棒５２の上端で屈折し、そして下端で反射し、鉄棒５２から受信センサ５３ｂまでの間をよこ波で伝達する４個の径路６０ａ乃至６０ｄがある。図８７は反射波の径路を示す断面図である。なお、実線でたて波を、点線でよこ波を表記している。また、コンクリ−トが有する超音波の散乱特性により発信センサ５３ａから鉄棒５２までをよこ波で鉄棒５２から受信センサ５３ｂまでをたて波で伝達する波も存在する。この径路の波は図８７の紙面を返転させたものとなる。これらの２種類の反射波の受信センサに到達する時間は同一となる。従って、図７４における５個の径路、図８７における４×２個の径路の計１３個の反射波の径路が発信センサ５３ａから受信センサ５３ｂまでに鉄棒５２を経由して存在することとなる。
【０２２５】
そして、これらの１３個の反射波の径路のうち、受信センサ５３ｂへ同一時刻に到達する波があることを考慮すると、起生する反射波の数は７個存在することになる。即ち、径路６０ａの反射波がピークＥ１２を、径路６０ｃ、６０ｄの反射波がピークＦ１２を、径路６０ｂの反射波がピークＧ１２である。下記表３に各径路における起生時刻の計測値及び実測値を比較して示す。
【０２２６】
【表３】

【０２２７】
ここでは、コンクリート塊５１中のたて波の音速Ｖ_１は４．３ｍｍ／μ秒、よこ波の音速は０．６３Ｖ_１、表面波の音速は０．６０Ｖ_１であり、鉄棒５２中のたて波の音速Ｖ_２は６．０ｍｍ／μ秒、よこ波の音速は０．５５Ｖ_２とした。上記表３中の計算式はスネルの定理を使用して作図した図７４及び図８７内の伝達径路長を夫々コンクリートの超音波速度又は鉄の超音波速度で除して得られる伝達時間を加算したものである。なお、表３の径路５８の計算式中１０、１３の値は、夫々発信子、受信子の径である。
【０２２８】
表３に示すように、１乃至２％以内の誤差で各反射波の起生時刻が特定されており、極めて高精度な計測結果といえる。
【０２２９】
なお、図示した反射径路以外にもコンクリ−ト塊５１内の往路及び復路をともによこ波で伝達する計５個の反射波も存在する。しかし、この５個の反射波は受信センサに達する時刻が他の反射波に比して著しく遅くなるため、直接波の中に埋もれる。従って、計測対象から除外した。
【０２３０】
次に、ひび割れ深さの探知方法について説明する。図８８（ａ）及び（ｂ）は計測されるひび割れを模擬したコンクリートモデルを示す断面図である。計測されるコンクリート塊６１には、コンクリート塊６１の表面及び裏面から５０ｍｍの深さに夫々３本、合計で６本の鉄筋６２が１５０ｍｍの間隔で埋め込まれており、深さが１００、１５０又は２００ｍｍのひび割れが１本ずつ形成されている。１００ｍｍのひび割れと１５０ｍｍのひび割れとの間隔は１２１ｍｍであり、１５０ｍｍのひび割れと２００ｍｍのひび割れとの間隔は１３５ｍｍである。また、１００ｍｍのひび割れはコンクリート塊６１の端部から１０４ｍｍの位置に形成されており、２００ｍｍのひび割れは他方の端部から１４０ｍｍの位置に形成されている。
【０２３１】
先ず、３種類の測定タイプにより１５０ｍｍの深さのひび割れの深さの計測を行った場合を示す。第１タイプでは、探触子の間隔を７０ｍｍとして２つの探触子の中間にひび割れが位置するように配置した。第２タイプでは、探触子の間隔を１１５ｍｍとして２つの探触子の中間にひび割れが位置するように配置した。また、第３タイプでは、探触子の間隔を１１５ｍｍとし、受信子をひび割れの近傍に配置し、発信子をひび割れから離れた位置に配置した。図８９（ａ）は第１タイプにより測定された受信原波の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）は第２タイプにより測定された受信原波の時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）は第３タイプにより測定された受信原波の時系列波形を示すグラフ図である。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０２３２】
図９０は第１及び第２タイプにおけるコンクリート底面からのたて波反射の伝達径路を示す断面図である。これらのタイプでは、コンクリート底部からの反射波は受信探触子へ直接伝達している。このため、第１及び第２タイプにおける受信波にはコンクリート底部及びその近傍の鉄筋等からの反射波が多量に含まれている。特に、第１タイプではセンサ間距離が他のタイプに比して短いので、コンクリート底面からの反射波のたて波強度が大きくなる。
【０２３３】
図９１及び９２は第３タイプにおけるコンクリート底面からのたて波反射の伝達径路を示す断面図である。図９２では、入力波は一度近接するひび割れ面で反射し、次にコンクリート底部で２度目の反射を行っている。しかしながら、受信探触子が計測対象のひび割れ面の影に隠れ、コンクリート底部からの反射波が受信子に直接伝達していない。但し、強度は小さいが、コンクリートの散乱現象により、破線で示す径路のたて波が存在する。
【０２３４】
図９３は第３タイプにおいて貫通鉄筋を介して伝達する直接波及び反射波等を示す断面図である。第３タイプではひび割れの存在により受信子まで達する直接波の強度は微小となる。そして、鉄筋からの反射波もひび割れ部で遮断される。しかし、第１及び第２タイプでは、この直接波の強度が第３タイプと比して大きくなる。
【０２３５】
このように、第１タイプ乃至第３タイプにおいて受信波形状に相違が生じている。以上より、図８９の第１、第２、第３タイプの受信波のカーソルで示した位置付近にひび割れ底部を迂回するたて波の起生があると予想できる。
【０２３６】
また、図９４及び図９５は第３タイプにおいてひび割れ底部を回折及び迂回するたて波の径路を示す断面図である。図９５では、入力波は一度近接する計測対象外のひび割れ面で反射し、この反射波が当該ひび割れ底部で回折及び迂回している。一方、回折波はひび割れ底部に入射した波に対して９０゜その進行方向が変化した波であるが、コンクリートが有する散乱現象により扇状に拡散する。そして、径路１１１乃至１１３へとその指向方向が変化した波が受信子により受信される。図９４での対応する径路は径路１０１乃至１０３となる。
【０２３７】
図８９（ｃ）の第３タイプの受信波を用い、ひび割れ底部を回折及び迂回する径路１１１、１１２の波の起生時刻の概略値を１６７μ秒（８０＋（ＣＡＬ値８６））とし、第５の処理プログラムにおけるｔ_ｈをこの概略値＋１０の１７７μ秒とし、且つαの値を５０とし、Ｅ_１ ^２・Ｅ_２ ^２の処理を行う。次いで、第１の処理プログラムの第４例によりＣ_１ ^２・Ｃ_２ ^１０（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）のフィルタをかける。更に、第２の処理プログラムの第２例によりＣ_２ ^ｎ（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）のフィルタをかける。図９６は以上の処理で得られたフーリエスペクトルを示すグラフ図である。
【０２３８】
次に、ｍの値を４として第３の処理プログラムによる処理を行う。図９７（ａ）乃至（ｆ）は時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）はｎが０のとき、（ｂ）はｎが４のとき、（ｃ）はｎが８のとき、（ｄ）はｎが１６のとき、（ｅ）はｎが３２のとき、（ｆ）はｎが６０のときをそれぞれ示している。なお、図中に表示する数値は超音波の発信時刻で補正されたものである。
【０２３９】
図９７（ａ）に示すｎが０のとき（中心周波数；９８０ｋＨｚ）には、分析精度が極めて高く、１５０ｍｍのひび割れ底部で迂回する径路１０１の迂回波はピークＡ１３であり、その起生時刻は７８．４μ秒、径路１０２の迂回波はピークＢ１３であり、その起生時刻は８１．６μ秒、更に、２００ｍｍのひび割れで一度反射した後、１５０ｍｍのひび割れ底部で迂回する径路１１１の波はピークＣ１３であり、その起生時刻は９０．１μ秒、径路１１２の波はピークＤ１３であり、その起生時刻は９３．３μ秒と測定される。
【０２４０】
また、低周波側に掃引された図９７（ｄ）に示すｎが１６のとき（中心周波数；４９０ｋＨｚ）には、径路１０２の迂回波（ピークＢ１３）及び径路１０３の迂回波（ピークＥ１３）が出現している。夫々の起生時刻は８１．６μ秒、１０３μ秒と測定される。
【０２４１】
更に低周波側に掃引すると、計測の目的とする１５０ｍｍの深さのひび割れ底部からの径路波１０２は徐々に消滅し、計測対象のひび割れに隣接する他のひび割れで反射して伝達する長い径路の回折及び迂回波が浮かび上がってくる。即ち、１５０ｍｍの深さのひび割れ底部で迂回し、且つ１００ｍｍの深さのひび割れ底部で反射する径路１０３の反射波（ピークＥ１３）、そして、一度２００ｍｍの深さのひび割れで反射し１５０ｍｍの深さのひび割れ底部で迂回し、且つ１００ｍｍの深さのひび割れで反射する径路１１３の反射波（ピークＦ１３）が浮かび上がってくる。その起生時刻は、夫々１０３μ秒、１２２．１μ秒と測定される。
【０２４２】
以上の現象は以下の理由で生ずる。本探知例で取り出した略受信波は、第１の処理プログラムの第４例を使用したことより非共振波が多量に含まれたものとなっている。これにより、高周波になればなるほど、伝達径路の長い回折及び迂回波が加速度的に減衰する。その一方で、低周波の波は高周波の波に比較しその減衰率が極端に小さい。このため、低周波領域の波では伝達径路が長くても、もともと勢力の強い波が減衰することなく浮かび上がっているのである。下記表４に測定結果と、図９４、図９５で作図された伝達径路長を理論値として比較して示す。
【０２４３】
【表４】

【０２４４】
なお、前述の解析では第１の処理プログラムの第４例を使用したが、第２例を使用することも可能である。図９８（ａ）は第１の処理プログラムの第２例により受信原波にＣ_１ ^６・Ｃ_２ ^６をかけ、第２の処理プログラムの第２例により、Ｃ_２ ^１４を乗じたフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【０２４５】
この場合、１５０ｍｍの深さのひび割れ底部で迂回する径路の反射波（ピークＢ１３）及び一度２００ｍｍの深さのひび割れで反射し１５０ｍｍの深さのひび割れ底部で回折及び迂回する径路の反射波（ピークＤ１３）が出現している。夫々の起生時刻は、８１．０μ秒、９３．０μ秒と測定される。なお、ピークＤ１３が明敏に浮かび上がっているのは、共振波を使用しているためである。
【０２４６】
なお、このような解析を行うためには、第９の処理プログラムにより入力波が適正なものであるか否かが検定されている必要がある。図９９（ａ）は図９８の受信波に対応する入力超音波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。これらは、入力波の適／不適の検定のために発信探触子の発信超音波より得られたものである。入力超音波としては最適な形状であるといえる。従って、上述の計測結果は適正なものであると確認できる。
【０２４７】
また、説明してはいないが、第４及び８の処理プログラムが適宜使用されている。
【０２４８】
図９７の解析結果は、図９４、図９５に示すひび割れ底部で回折及び迂回する多数の径路の波を分析周波数帯を変化させることで特定するものであった。即ち、高周波の波の取り出しで、より短い径路の回折波及び迂回波を、低周波の波の取り出しで、より長い径路の回折波及び迂回波の特定を行っている。これより、得られた迂回波等がどの径路のものであるかの特定には、ある程度の工学的判断を必要とする。しかしながら、工学的判断を分析用ソフトウェアに組み込むのは至難である。これより、ひび割れ深さ計測の自動化ソフトウェアでは、以下の巧妙な分析法を用いて、上記の工学的判断を不用のものとしている。
【０２４９】
このような分析法について説明する。
【０２５０】
図１１４は、図８８の第３タイプ計測で、Ａ点で直下に超音波を発信したとき、鉄筋径路とひび割れ底部を迂回する超音波のＢ点に至る伝達径路を示す模式図である。図１１４（ａ）で、鉄筋を径路する浅い径路２０１及び深い径路２０２並びにひび割れ底部を迂回する最短経路１０１を示している。従来の超音波探知装置では用いられていない図１乃至３の新たなる超音波伝達特性によれば、径路２０１及び２０２と径路１０１の伝達径路の超音波強度は、超音波の周波数により大きく変化する。
【０２５１】
図１１４（ｂ）は高周波超音波の強度の変化を各径路毎にベクトルで表現したものであり、長い径路１０１の波は減衰し、短い径路２０１及び２０２の波の強度が卓越したものとなる。
【０２５２】
図１１４（ｃ）は低周波超音波の強度の変化を各径路毎にベクトルで表現したものであり、長い径路１０１の波が減衰することなくＢ点に達している。
【０２５３】
以上、図１１４（ｂ）、（ｃ）でＡ点での入力超音波の強度（ベクトル）は、図１（ａ）によって定性的に作図している。
【０２５４】
以上より、図１１４の鉄筋径路２０１及び２０２並びにひび割れ底部迂回径路１０１の波を含む時系列波を、受信原波の微小な振幅の立ち上がり部の時刻をｔ_ｓとし、急激に振幅が大きくなる時刻をｔ_ｃとし、ｔ_ｈ＝（ｔ_ｓ＋ｔ_ｃ）／２を求め、この時刻ｔ_ｈを第５の処理プログラムに適用して、分析用時系列波を切り出し、これに第１の処理プログラムを適用し広帯域超音波を求め、更に、第２の処理プログラムを用いて、低周波側に掃引又は高周波側に掃引して得られた時系列波を第３の処理プログラムでｍ乗表示すれば、径路２０１及び２０２並びに径路１０１の波を何らの工学的判断を要することなく確定できる。図１１５はｔ_ｓ、ｔ_ｃ及びｔ_ｈの関係を示す図である。
【０２５５】
図１１６は図８８の第３タイプの場合で探触子間距離を１３５ｍｍとしたときの解析結果である。
【０２５６】
ｔ_ｓ及びｔ_ｃを図１１５に示す如く読み取り、第５の処理プログラムを用いａ_１＝ｔ_ｈ−５０、ａ_２＝ｔ_ｈ＋５０とし、ｙ_１（ｔ）＝Ｙ_１・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）＝Ｅ_１・Ｅ_２・ｙ（ｔ）を求めた。
【０２５７】
次に、第１の処理プログラムの第４例を用いて非共振波が支配的な波としてｙ_１，１（ｔ）＝Ｙ_１，１・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）、Ｙ_１，１＝Ｃ_１ ^ｎ１・Ｃ_２ ^ｎ１・Ｙ_１／Ｙ_１を作成する。但し、ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚである。
【０２５８】
次に、第２の処理プログラムを用い、低周波側へ掃引したＣ_２ ^ｎ３・Ｙ_１，１、高周波側へ掃引したＣ_１ ^ｎ２・Ｙ_１，１のスペクトルを取り出す。但し、ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚである。
【０２５９】
次に、第３の処理プログラムを用い、ｙ_１，２ ^ｍ＝（Ｃ_１ ^ｎ２・Ｙ_１，１）^ｍ・ｅｘｐ（ｉｍω_ｙｔ）、ｙ_２，２ ^ｍ＝（Ｃ_２ ^ｎ３・Ｙ_１，１）^ｍ・ｅｘｐ（ｉｍω_ｙｔ）を計算した。
【０２６０】
図１１６（ａ）はＹ_１，１、Ｃ_１ ^ｎ２・Ｙ_１，１及びＣ_２ ^ｎ３・Ｙ_１，１のスペクトル、（ｂ）はｙ_１，２ ^ｍ（高周波取り出し波）、（ｃ）はｙ_２，２ ^ｍ（低周波取り出し波）である。なお、本図はｎ１＝１、ｎ２＝１５、ｎ３＝２０、ｍ＝４として作成した。図中の数値は超音波発信時刻で補正している。以上、図１１６（ｂ）の高周波取り出し波で鉄筋径路２０１及び２０２の波の起生を、（ｃ）の低周波取り出し波でひび割れ底部迂回波の最短経路１０１の波の起生を何らかの工学的判断を加えることなく求め得ることを示した。
【０２６１】
次に、他のひび割れ深さの探知方法について説明する。ここでは、２種類の測定タイプにより図８８（ａ）及び（ｂ）のコンクリート塊６１中のひび割れの深さ計測を表面のひび割れにそって、多点計測する。第４タイプでは、探触子の間隔を１１５ｍｍとし、受信子をひび割れ近傍に配置し、発信子をひび割れから受信子より離れた位置に配置した。また、第５タイプでは、探触子の間隔を３５ｍｍとして２つの探触子の中間にひび割れが位置するように配置した。そして、ひび割れに沿って順次２つの探触子を移動させて受信原波を個々に計測し、これら受信波に第２の処理プログラムの第４例を適用し時系列波を求め、この時系列波の最初の起生時刻を計測した。図１００は第５タイプの計測で得られた各時系列波での前記起生時刻をプロットした図（以下、起生時刻図という。）である。
【０２６２】
なお、本解析では、第２の処理プログラムの第４例のフィルタを以下のようにして求めた。全周波数帯にわたって１．０なるスペクトル値を持った関数にＣ_２ ^ｎ１・Ｃ_１ ^ｎ２・Ｃ_２ ^ｎ３（ここで、ｎ１＝４０８、ｎ２＝４、ｎ３＝４、ｆ_ＨＬ＝１．２５×１０^６Ｈｚ）をかけるという第１、第２の処理プログラムを用いて作成した。第２の処理プログラム第４例は、このフィルタを周波数帯で自由に移動させることができるわけだが、図１００を求めたときのこのフィルタの中心周波数は３００ｋＨｚであった。
【０２６３】
図１００には、貫通鉄筋の直上受信波で極大値を貫通鉄筋の中間点で極小値を持つ曲線が描かれている。各計測点でのこれら起生時刻は各々貫通鉄筋を径路とする波の起生時刻を示すものであり、ひび割れ深さは上記極小値より深いところに存在することとなる。従って、ひび割れ深さが浅いか深いかにより３種の起生時刻図のいずれかが得られる。図１０１（ａ）はひび割れが深い場合の起生時刻図、（ｂ）はひび割れの深さが中程度でる場合の起生時刻図、（ｃ）はひび割れが浅い場合の起生時刻図である。図１０１（ｂ）、（ｃ）の起生時刻図が得られれば、容易にひび割れ深さは特定できる。
【０２６４】
しかしながら、ひび割れが深い場合又は貫通鉄筋の間隔が狭い場合には、図１０１（ａ）に示す起生時刻図が得られるので、ひび割れ深さは解らない。これより、従来、市場にあるコンクリートのひび割れ深さ計測装置なるものは全て、無筋コンクリート、貫通鉄筋があってもその配筋間隔が３０又は４０ｃｍ以上というように極端に広い場合か又は極めて浅いひび割れ深さの計測にしか利用できない。
【０２６５】
そこで、図１６及び２０に示すような貫通鉄筋直上受信波を用いたひび割れ深さ計測値又は図９７に示した貫通鉄筋中間点受信波で求めたひび割れ深さ、場合によっては図８９（ｃ）のひび割れ深さの概略値を初期値として、表面のひび割れにそって多点計測された全ての計測点位置でのひび割れ深さの計測を考える。もちろん、前述の自動化計測ソフトウェアにより受信波形の分析を行っても良いが、ここでは、他の分析法を適用した解析例を示す。
【０２６６】
ひび割れ底部を迂回する径路波の概略起生時刻を、例えば、図８９（ｃ）よりｔ_ｈ＝８０μ秒とし、第５の処理プログラムによりＥ_１ ^ｍ・Ｅ_２ ^ｍ（ｍ＝２、α＝５０）として時系列波を切り出す。更に、第１の処理プログラムの第４例によりフィルタＣ_１ ^ｎ１・Ｃ_２ ^ｎ２（ｎ１＝１、ｎ２＝１、ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）をかける。そして、第２の処理プログラムの第２例によりフィルタＣ_１ ^ｎ３（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ、ｎ３＝５）をかけ、第３の処理プログラム（ｍ＝４）を施す。
【０２６７】
図１０２は上記の処理により得られた計測結果を示す図である。計測点にそって完全にひび割れの深さが測定されている。なお、ｎ１、ｎ２及びｎ３の値は上記の値に限定されるものではない。図１０２の各計測点のひび割れ深さの変化がよりなめらかになるようにこの係数の値を変化させてもよい。
【０２６８】
なお、以上の計測は任意の計測点に隣接する他の計測点でのひび割れ深さがほとんど同一であるとの仮定条件下でなされたものである。即ち、任意計測点位置での受信波の解析時に採用する概略起生時刻ｔ_ｈを、隣りの位置のすでに解として得られている時刻ｔ_ｈとする方法である。また、第４タイプの場合、ひび割れ底部を回折する波の指向が受信子へ向いてくるので、迂回波の勢力が大きくなってくる。従って、第５タイプの場合より計測が容易になる。
【０２６９】
なお、図１０２にはひび割れ底部からの迂回波の起生のみしか示していないが、ひび割れ底部を迂回する径路波の概略起生時刻ｔ_ｈ＝８０μ秒の替わりに、例えば、図１１６の鉄筋径路波の概略起生時刻ｔ_ｓを用いて同様の処理を行えば、説明するまでもなく各計測点における鉄筋径路波の起生時刻及び伝達距離も高精度に得ることができる。
【０２７０】
次に、コンクリート表面で、幅が０．０１乃至０．１ｍｍ程度と極めて狭いひび割れの深さの探知方法について説明する。図１０３（ａ）乃至（ｃ）は極めて狭いひび割れを有するコンクリート板を示す模式図であり、発信及び受信探触子をひび割れを挟んで、極近傍に配置した計測である。
【０２７１】
本探知方法により探知される被探知材１２１は、以下のようにして作製されたものである。幅が１００ｃｍ、厚さが２３ｃｍ、長さが４２０ｃｍのコンクリート板に異形鉄筋Ｄ２０を長手方向及び幅方向に１５ｃｍ間隔で上面及び下面からのかぶり厚を３ｃｍとして２段配筋した。
【０２７２】
次に、コンクリート板の長手方向の２箇所を支持した状態で中央部分に荷重を繰り返し印加し人為的に微細な幅を有し深いひび割れを生じさせる。板表面でのひび割れ幅は約０．０５ｍｍ以下である。
【０２７３】
このように形成されたひび割れの探知は以下のようにして行われる。
【０２７４】
先ず、受信波ｙ（ｔ）＝Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）に第１の処理プログラムの第４例を適用し、ｙ_１（ｔ）＝Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を求める。
【０２７５】
次に、Ｃ_１及びＣ_２を使用して作製された中心周波数が７３０ｋＨｚのフィルタＦをｙ_１（ｔ）に乗じることにより、ｙ_２（ｔ）＝Ｆ・Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を求める。そして、第３の処理プログラム（ｍ＝４）を適用する。図１０４（ａ）はＦ・Ｙ／Ｙのフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【０２７６】
図１０４（ｂ）において、１番目に早い起生波が入力超音波、２番目に早い起生波が鉄筋表面からのたて波反射波、３番目に早い起生波が鉄筋裏面からのたて波反射波、４又は５番目に早い起生波が鉄筋を介して伝達される直接波及びひび割れ面に生ずる表面波である。なお、点線カーソルが２本表示されているが、早い時刻のカーソルがたて波、遅い時刻のカーソルが表面波の起生時刻を示す。ここでは、表面波の速度をたて波の０．６倍としている。
【０２７７】
そして、コンクリート及び鉄筋中のたて波の音速は夫々４．１５（ｍｍ／μ秒）、６．０（ｍｍ／μ秒）であるので、１又は２番目に早い起生波から、鉄筋のかぶり厚及び鉄筋径は次の値となる。かぶり厚は、４．１５×（２８．８−１３．２）／２より３２．３ｍｍ、鉄筋径は、６．０×（３４．１−２８．８）／２より１６ｍｍである。図１０５は異形鉄筋Ｄ２０の形状を示す模式図である。異形鉄筋Ｄ２０の表面には、輪状の凸部が長手方向に複数形成されており、凸部の尖端における径が２０ｍｍ、凹部における径が１６ｍｍである。従って、上記の計測精度は極めて高いといえる。また、かぶり厚の実測値は３２ｍｍであるので、この精度も高い。
【０２７８】
しかし、ひび割れ底部からの迂回波並びに下側鉄筋及びコンクリート底面からの反射波の起生は散乱波等の林立の中に混在して図１０４（ｂ）からは読み取れない。
【０２７９】
そこで、第２の処理プログラムの第２例により、周波数掃引用のフィルタＦ_ｉを使用する。図１０６はフィルタＦ_ｉを示すグラフ図である。なお、フィルタＦ_ｉは全周波数領域で１．０のスペクトル値を有する関数にフィルタＣ_１・Ｃ_２ ^ｎ（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）を乗じて作成したものである。また、図１０７（ａ）乃至（ｆ）はこれらフィルタをＹ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）にかけて得た時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）はｎが４のとき、（ｂ）はｎが６のとき、（ｃ）はｎが１０のとき、（ｄ）はｎが１６のとき、（ｅ）はｎが２４のとき、（ｆ）はｎが３６のときを夫々示している。
【０２８０】
図１０７（ａ）乃至（ｆ）での起生波の意味するところは、最左のカーソル位置の起生波がひび割れ迂回波（たて波）、２番号のカーソル位置の起生波がひび割れ迂回波（表面波）、×印が下側にある鉄筋の表側からの反射波（たて波）、○印が下側にある鉄筋の裏側からの反射波（たて波）、△印がコンクリート底面からの反射波（たて波）である。これらの起生波の振幅は図１０７（ａ）乃至（ｆ）で変化している。また、低周波の取り出しに移行することで散乱波が消滅し、最左のカーソルでその位置を示すひび割れ迂回波（たて波）、下側にある鉄筋の裏側からのたて波反射（○印）、コンクリート底面からのたて波反射（△印）が卓越してくる様子を見ることができる。
【０２８１】
なお、図１０７（ａ）、（ｂ）で卓越していた下側にある鉄筋の表側からのたて波反射（×印）は低周波の取り出しで消滅し、裏側からの反射波（○印）が増幅している。コンクリート内の鉄筋の探知において、多くの同種の計測例によれば、高周波領域（１．２乃至２．５ＭＨｚ）の波の取り出しでは、鉄筋表側からの反射波が、低周波領域（２００乃至６００ｋＨｚ）の波の取り出しでは、鉄筋裏面からの反射波が卓越している。この現象は、第６の処理プログラムの説明で用いた図５５の解析例でも示したが、鉄筋が円断面を持つことに起因していることが種々の計測実験で明らかとなっている。しかしながら、その理論的、物理的根拠は未解明である。今後の研究テーマの１つである。
【０２８２】
なお、△印で示すコンクリート底部からの反射波が小さい理由は、本計測が鉄筋直上で行われたことより、超音波が鉄筋により遮断され、且つひび割れによりその伝達が妨げられているからである。
【０２８３】
以上より、ひび割れ深さは、最左のカーソルが示す時刻（９９．２μ秒）、超音波発信時刻（１３．２μ秒）及びこのモデルのコンクリート音速（４．１５ｍｍ／μ秒）を用いて、４．１５×（９９．２−１３．２）／２＝１７８ｍｍと求められる。なお、実測値は１７５ｍｍであった。
【０２８４】
更に、略受信波ｙ_１（ｔ）＝Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）に開始周波数が１８５ｋＨｚのハイパスフィルター及び開始周波数が３４０ｋＨｚの比較的緩やかなローパスフィルタを乗ずるという第１の処理プログラムの第３例を適用すれば、図１０８（ａ）の如く図１０６のピークＦ６と類似したスペクトルが得られる。これより、第３の処理プログラム（ｍ＝４）を適用すると、図１０８（ｂ）の如く図１０７（ｆ）と類似した結果が得られる。図１０８（ａ）は第１の処理プログラムの第３例により得られた波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）はこれに対応する時系列波形を第３の処理プログラムを適用して表示するグラフ図である。若干波の数が増加しているが、図１０７（ｆ）とほぼ同一であるといえる。
【０２８５】
なお、図１０７（ｆ）においては、下側鉄筋の上端からの反射波が消滅している。そこで、この反射波を明敏に確認する方法について説明する。
【０２８６】
先ず、図１０７（ｆ）の時系列波に第５の処理プログラムを適用する。図１０９は第５の処理プログラムによる時系列フィルタを示すグラフ図である。また、図１１０は第５の処理プログラムにより得られた波のフーリエスペクトルを示すグラフ図である。ここでは、ａ_１を６６μ秒、ａ_２を１６６μ秒とした。
【０２８７】
次いで、第２の処理プログラムの第２例によりフィルタＣ_１ ^４（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）をかけることにより、高周波側に掃引する。図１１１（ａ）は第２の処理プログラムにより掃引された波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【０２８８】
これにより、下側鉄筋の上端からの反射波を示すピークＡ１４が明敏に確認できる。また、下側鉄筋の下端からの反射波を示すピークＢ１４及びひび割れ深さを示すピークＣ１４も確認される。
【０２８９】
なお、前述の実施例においては、解析装置４内に設けられた記憶装置に各処理プログラムが記憶されているが、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体に前記各処理プログラムをルーチンとして構成されたプログラムが記憶されていてもよい。
【０２９０】
また、複数個の受信探触子及び発信探触子を直列に並べてもよい。これにより、多点計測を一括して行うことができる。図１１２（ａ）乃至（ｃ）は多点計測用探触子による探知例を示す断面図である。図１１２（ａ）では、１個の発信受信探触子１３１から発信された超音波は隣接する発信受信探触子１３１に受信される。また、図１１２（ｂ）では、１個の発信受信探触子１３２から発信された超音波は２個目に位置する発信受信探触子１３２に受信される。図１１２（ｃ）では、１個の発信受信探触子１３３から発信された超音波は３個目に位置する発信受信探触子１３３に受信される。
【０２９１】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、被探知材の深い位置での探知及び探傷を行うことができる。また、複数個の反射波が得られた場合であっても、その個々の意味するところを容易に特定することができる。更に、探知可能な被探知材は、鉄、鋼及びプラステック等の均質的な弾性体だけでなく、コンクリ−ト構造物に複雑に配設されている鉄筋又は鉄骨の位置及びサイズの計測、ひび割れ状況及びその深さ、内部空隙の有無並びにコンクリ−ト厚の探知も超高精度に行うことができる。更にまた、鋳物、土又は地盤の内部探査等にも利用可能である。つまり、被探知材が多孔質若しくは複数種の材質の異なる複合体又は材質粒子の結晶が１方向であるインゴットであっても、その内部探知を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】多孔質弾性体における周波数の変化による扇状拡散超音波の強度を示す図であって、（ａ）は低周波における模式図、（ｂ）は高周波における模式図である。
【図２】均質弾性体における周波数の変化による扇状拡散超音波の強度を示す図であって、（ａ）は低周波における模式図、（ｂ）は高周波における模式図である。
【図３】横軸に伝達距離をとり、多孔質弾性体材内の超音波の減衰率を模式的に示すグラフ図である。
【図４】本発明の実施例に係る超音波探知装置を示すブロック図である。
【図５】（ａ）は本発明の実施例に使用されるセラミックス製探触子を示す断面図、（ｂ）は同じく探触子を示す平面図、（ｃ）は市販されている従来のセラミックス製探触子を示す断面図、（ｄ）は同じく探触子を示す平面図、（ｅ）は市販されている他の従来のセラミックス製探触子を示す断面図、（ｆ）は同じく探触子を示す平面図である。
【図６】（ａ）乃至（ｃ）は種々の振動形態における本発明の実施例に使用されるセラミックス製探触子の動作を示す断面図、（ｄ）乃至（ｇ）は種々の振動形態における従来のセラミックス製探触子の動作を示す断面図である。
【図７】（ａ）は探触子１１により得られるスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図８】（ａ）は探触子２１ａにより得られるスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図９】（ａ）は探触子２１ｂにより得られるスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図１０】１探触子法が採用された例を示す模式図である。
【図１１】（ａ）及び（ｂ）は実測に使用される鉄筋が埋め込まれた且つひび割れを模擬したコンクリート塊を示す断面図である。
【図１２】（ａ）はＡＥセンサにより測定した入力超音波原波形のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図１３】（ａ）は図１１のコンクリートモデルを用いた鉄筋の直上計測でＡＥセンサにより測定した受信超音波原波形のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図１４】（ａ）はハイパスフィルタを示すグラフ図、（ｂ）はローパスフィルタを示すグラフ図である。
【図１５】（ａ）はフィルタＦ_Ｈ及びＦ_Ｌを入力超音波にかけた後、更にＦ_Ｈ１なるハイパスフィルタをかけて得られた入力超音波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図１６】（ａ）は図１５を得たと同様のフィルタリング処理で得られた受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図１７】特殊関数フィルタ（第３のフィルタ）の一例を示すグラフ図である。
【図１８】特殊関数フィルタ（第３のフィルタ）の他の例（ｎ＝８）を示すグラフ図である。
【図１９】（ａ）は鉄筋直上における入力超音波Ｘ及び受信原波Ｙを示すグラフ図、（ｂ）は鉄筋直上における入力超音波Ｘ及び伝達関数Ｙ／Ｘを示すグラフ図である。
【図２０】（ａ）はＡＥ（アコースティックエミッション）センサによる受信波のスペクトルＹに、第１の処理プログラムの第４例を適用して得たＦ・Ｙ／Ｙを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図２１】（ａ）はＡＥセンサにより収録された入力波Ｘに第２例のフィルタＣ_１を乗じて高周波成分を増幅した超音波のスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図２２】（ａ）はＸ／Ｘのスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図２３】（ａ）は後述の第５の処理プログラムによる時系列波の切り出しにより不要な起生波を人為的に取り除いて得たスペクトル（第４のフィルタ）を示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図２４】ハイパスフィルタ及びローパスフィルタを示すグラフ図である。
【図２５】数式３に示す関数（第５のフィルタ）によるフィルタを示すグラフ図である。
【図２６】ｎが２であるときの種々のｆ_ＨＬにおけるフィルタ関数を示すグラフ図である。
【図２７】フィルタ関数（第５のフィルタ）の掃引を示すグラフ図である。
【図２８】（ａ）は関数ｙ（ｔ）を示すグラフ図、（ｂ）は関数ｙ（ｔ−Δｔ）を示すグラフ図、（ｃ）は関数ｙ（ｔ）と関数ｙ（ｔ−Δｔ）との和を示すグラフ図である。
【図２９】（ａ）は関数ｇ（ｔ）を示すグラフ図、（ｂ）は関数ｇ（ｔ＋Δｔ）を示すグラフ図、（ｃ）は関数ｇ（ｔ）と関数ｇ（ｔ＋Δｔ）との和を示すグラフ図である。
【図３０】（ａ）は中心周波数が１．２５ＭＨｚの広帯域の周波数を有する反射波のスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図３１】演算が行われた反射波の時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）は０回、（ｂ）は５回、（ｃ）は２０回、（ｄ）は１００回の演算を行ったものである。
【図３２】図３１に示す時系列波形が示す反射波のスペクトルを示すグラフ図である。
【図３３】（ａ）は図３０に示す反射波に６２５ｋＨｚのローパスフィルタをかけた結果のスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図３４】（ａ）は図３０に示す反射波に６２５ｋＨｚのカッティングをかけた結果のスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図３５】ローパスフィルタを使用した場合の時系列波形ｙ^ｍ（ｔ）を示すグラフ図であって、（ａ）はｍ＝１、（ｂ）はｍ＝２、（ｃ）はｍ＝４である。
【図３６】カッティングを使用した場合の時系列波形ｙ^ｍ（ｔ）を示すグラフ図であって、（ａ）はｍ＝１、（ｂ）はｍ＝２、（ｃ）はｍ＝４である。
【図３７】第２の処理プログラムの第３例における略受信波スペクトルを示すグラフ図である。
【図３８】図３７に対応する時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）はｆ_ＨＬが１．２５×１０^６Ｈｚ、（ｂ）はｆ_ＨＬが０．６２５×１０^６Ｈｚ、（ｃ）はｆ_ＨＬが０．３１２５×１０^６Ｈｚである。
【図３９】（ａ）は第１の処理プログラムの第２例及び第２の処理プログラムの第２例によるフィルタをかけられた３００ｋＨｚ近傍を中心周波数とする広帯域受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）はその時系列波形を示すグラフ図である。
【図４０】（ａ）乃至（ｃ）は第３の処理プログラムにより処理した結果の時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）はｍが２であるとき、（ｂ）はｍが４であるとき、（ｃ）はｍが６であるときを夫々示している。
【図４１】（ａ）は第１の処理プログラムの第４例及び第２の処理プログラムの第２例によるフィルタをかけられた３００ｋＨｚ近傍を中心周波数とする広帯域受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）はその時系列波形を示すグラフ図である。
【図４２】（ａ）乃至（ｃ）は図４１（ｂ）に示す時系列波を第３の処理プログラムにより処理した結果の時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）はｍが２であるとき、（ｂ）はｍが４であるとき、（ｃ）はｍが６であるときを夫々示している。
【図４３】広帯域入力超音波のスペクトルを示すグラフ図である。
【図４４】（ａ）及び（ｂ）は実測に使用される鉄筋が埋め込まれたコンクリート塊を示す断面図である。
【図４５】（ａ）は低周波領域での受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図４６】ｍを２として第３の処理プログラムにより処理した時系列波形を示すグラフ図である。
【図４７】切り出された時系列波形を示すグラフ図である。
【図４８】（ａ）はｍが１の場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）はｍが４の場合の時系列波形を示すグラフ図である。
【図４９】（ａ）は中心周波数が１２５０ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）は中心周波数が１０９０ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）は中心周波数が９８０ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｄ）は中心周波数が９００ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｅ）は中心周波数が８３３ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｆ）は中心周波数が７４０ｋＨｚである場合の時系列波形を示すグラフ図である。
【図５０】実測に使用される鉄筋が埋め込まれたコンクリート塊を示す断面図である。
【図５１】（ａ）はコンクリート塊中の鉄筋が計測点近傍に埋め込まれている場合の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）は計測点近傍に鉄筋が埋め込まれていない場合の時系列波形を示すグラフ図である。
【図５２】図５１（ａ）の時系列波と図５１（ｂ）の時系列波との差を示すグラフ図である。
【図５３】図５２に対応するフーリエスペクトルを示すグラフ図である。
【図５４】フィルタＣ_１ ^ｎを示すグラフ図である。
【図５５】（ａ）はｎが１２のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）はｎが１８のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）はｎが３２のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｄ）はｎが５２のときの時系列波形を示すグラフ図である。
【図５６】大きな細石を含むコンクリート塊を示す断面図である。
【図５７】ｎ１が２、ｎ２が２０（中心周波数；４８０ｋＨｚ）、３０（中心周波数；４００ｋＨｚ）又は５０（中心周波数；３１５ｋＨｚ）であるときのスペクトルを示すグラフ図である。
【図５８】（ａ）はｎ２が２０であるときの時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）はｎ２が３０であるときの時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）はｎ２が５０であるときの時系列波形を示すグラフ図である。
【図５９】（ａ）はｎが６のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）はｎが１０のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）はｎが１４のときの時系列波形を示すグラフ図、（ｄ）はｎが２０のときの時系列波形を示すグラフ図である。
【図６０】（ａ）は外乱の影響がある受信波の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）は外乱の影響がある受信波の１０００回の加算平均をとった結果の時系列波形を示すグラフ図である。
【図６１】図６０に対応するフーリエスペクトルを示すグラフ図である。
【図６２】（ａ）は中心周波数が８４３ｋＨｚの受信波（外乱）のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を第３の処理プログラムを用いｍ＝２で示したグラフ図である。
【図６３】１０００回の加算平均が行われた時系列波形を示すグラフ図である。
【図６４】高次の共振振動数を有する波のフーリエスペクトルを示すグラフ図である。
【図６５】（ａ）乃至（ｃ）は各共振スペクトルによる時系列波形を示すグラフ図である。
【図６６】図６５（ａ）乃至（ｃ）に示す時系列波を重畳させた合成波を示すグラフ図である。
【図６７】（ａ）は入力超音波の原波Ｘ・ｅｘｐ（ｉω_ｘｔ）が第１の処理プログラムの第２例によるフィルタをかけられた結果のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図６８】（ａ）はＣ_１ ^２・Ｃ_２ ^６のフィルタ及びこのフィルタをかけられた入力超音波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図６９】被探知材を示す断面図である。
【図７０】（ａ）は計測点近傍に反射物がない場合に発信点と受信点との間隔を３５ｍｍとしたときの受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図７１】（ａ）は計測点近傍に反射物がない場合に発信点と受信点との間隔を１００ｍｍとしたときの受信波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図７２】表面波、探知目標からのたて波反射波及び直接波が重畳しないで現れた時系列波形を示すグラフ図である。
【図７３】（ａ）及び（ｂ）は被探知材を示す断面図である。
【図７４】超音波の主な径路を示す断面図である。
【図７５】表２の解析例１のフーリエスペクトルを示すグラフ図である。
【図７６】票２の解析例１の時系列波形を示すグラフ図である。
【図７７】ｙ_４ ^ｍ（ｔ）（ｍ＝４）を示す時系列波形を示すグラフ図である。
【図７８】第５の処理プログラムが適用されたフーリエスペクトルＹ_４に第２の処理プログラムの第２例を用い、Ｃ_２ ^６（ｆ_ＨＬ＝２．５×１０^６Ｈｚ）なるフィルタをかけたフーリエスペクトルＹ_５（表２の解析例２）を示すグラフ図である。
【図７９】ｙ_５ ^ｍ（ｔ）（ｍ＝４）の時系列波形（表２の解析例２）を示すグラフ図である。
【図８０】ｙ_３（ｔ）及びｙ_４（ｔ）のフーリエスペクトルＹ_３及びＹ_４（表２の解析例３）を示すグラフ図である。
【図８１】（ａ）はｙ_３ ^４（ｔ）、（ｂ）はｙ_４ ^４（ｔ）（表２の解析例３）の時系列波形を示すグラフ図である。
【図８２】（ａ）は表２の解析例４におけるフーリエスペクトルＹ_５を示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図８３】（ａ）は表２の解析例５におけるフーリエスペクトルＹ_６を示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形Ｙ_６・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を示すグラフ図である。
【図８４】（ａ）は表２の解析例６の適用前のフーリエスペクトルＹ_６及び適用後のフーリエスペクトルＹ_７を示すグラフ図、（ｂ）は時系列波形Ｙ_７・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を示すグラフ図である。
【図８５】（ａ）は表２の解析例７における反射波Ｙ_８のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形Ｙ_８・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）を示すグラフ図である。
【図８６】図８５（ｂ）を拡大したグラフ図である。
【図８７】他の径路の反射波の径路を示す断面図である。
【図８８】（ａ）及び（ｂ）は計測されるひび割れを模擬したコンクリートモデルを示す断面図である。
【図８９】（ａ）は第１タイプにより測定された受信原波の時系列波形を示すグラフ図、（ｂ）は第２タイプにより測定された受信原波の時系列波形を示すグラフ図、（ｃ）は第３タイプにより測定された受信原波の時系列波形を示すグラフ図である。
【図９０】第１及び第２タイプにおけるコンクリート底面からのたて波反射の伝達径路を示す断面図である。
【図９１】第３タイプにおけるコンクリート底面からのたて波反射の伝達径路を示す断面図である。
【図９２】同じく第３タイプにおけるコンクリート底面からのたて波反射の伝達径路を示す断面図である。
【図９３】第３タイプにおいて貫通鉄筋を介して伝達する直接波及び反射波等を示す断面図である。
【図９４】第３タイプにおいてひび割れ底部を回折及び迂回するたて波の径路を示す断面図である。
【図９５】同じく第３タイプにおいてひび割れ底部を回折及び迂回するたて波の径路を示す断面図である。
【図９６】第３タイプの受信波に第５の処理プログラム、第１の処理プログラムの第４例及び第２の処理プログラムの第２例を順に適用して得たフーリエスペクトルを示すグラフ図である。
【図９７】（ａ）乃至（ｆ）は図９６のフーリエスペクトルに対応する時系列波形を第３の処理プログラムでｍ＝４として示すグラフ図であって、（ａ）はｎが０のとき、（ｂ）はｎが４のとき、（ｃ）はｎが８のとき、（ｄ）はｎが１６のとき、（ｅ）はｎが３２のとき、（ｆ）はｎが６０のときをそれぞれ示している。
【図９８】（ａ）は第１の処理プログラムの第４例を受信原波に適用し、次に第２の処理プログラムの第２例により得られたフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図９９】（ａ）は受信波に対応する入力超音波のフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図１００】ひび割れにそって第５タイプで計測された受信波毎に第２の処理プログラムの第４例を適用し、得られた時系列波の最初の起生時刻をプロットした図である。
【図１０１】（ａ）はひび割れが深い場合の起生時刻図、（ｂ）はひび割れの深さが中程度でる場合の起生時刻図、（ｃ）はひび割れが浅い場合の起生時刻図である。
【図１０２】ひび割れにそって計測点毎に、ひび割れ底部からのたて波迂回波を求めた計測結果を示す図である。
【図１０３】（ａ）乃至（ｃ）は極めて狭いひび割れを有するコンクリート板を示す模式図である。
【図１０４】（ａ）はＦ・Ｙ／Ｙのフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図１０５】異形鉄筋Ｄ２０の形状を示す模式図である。
【図１０６】フィルタＦ_ｉを示すグラフ図である。
【図１０７】（ａ）乃至（ｆ）はフィルタＦ_ｉをＹ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）にかけて得られた時系列波形を示すグラフ図であって、（ａ）はｎが４のとき、（ｂ）はｎが６のとき、（ｃ）はｎが１０のとき、（ｄ）はｎが１６のとき、（ｅ）はｎが２４のとき、（ｆ）はｎが３６のときを夫々示している。
【図１０８】（ａ）はｙ_１（ｔ）＝Ｙ／Ｙ・ｅｘｐ（ｉω_ｙｔ）に第１の処理プログラムの第３例を適用して得たフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）はこれに対応する時系列波形を第３の処理プログラムを適用して表示するグラフ図である。
【図１０９】第５の処理プログラムによる時系列フィルタを示すグラフ図である。
【図１１０】第５の処理プログラムにより得られた波のフーリエスペクトルを示すグラフ図である。
【図１１１】（ａ）は図１０７（ｆ）の時系列波に図１０９に示す第５の処理プログラムを適用し、且つ第２の処理プログラムの第２例により高周波方向へ掃引して得たフーリエスペクトルを示すグラフ図、（ｂ）は同じく時系列波形を示すグラフ図である。
【図１１２】（ａ）乃至（ｃ）は多点計測用探触子による探知例を示す断面図である。
【図１１３】（ａ）は均質弾性体における超音波の直進性及び指向性を示す断面図、（ｂ）は多孔質弾性体における超音波の直進性、指向性及び散乱を示す断面図である。
【図１１４】図８８の第３タイプ計測で、Ａ点で直下に超音波を発信したとき、鉄筋径路とひび割れ底部を迂回する超音波のＢ点に至る伝達径路を示す模式図である。
【図１１５】ｔ_ｓ、ｔ_ｃ及びｔ_ｈの関係を示す模式図である。
【図１１６】図８８の第３タイプの場合で探触子間距離を１３５ｍｍとしたときの解析結果である。
【符号の説明】
１；パルス発生器
１ａ；パルス発生回路
１ｂ；パルス間隔変更回路
１ｃ；パルス駆動回路
２ａ；発信探触子
２ｂ；受信探触子
３；外付アンプ
４；解析装置
４ａ；アンプ回路
４ｂ；フィルタ回路
４ｃ；アナログ／デジタルコンバータ
４ｄ；ゲートアレイ
４ｅ；ＣＰＵ又はＤＳＰ
５；表示装置
１１、２１ａ、２１ｂ、７３ａ、７３ｂ、８３ａ、８３ｂ；探触子
１２；縁部
１３、２３；電極
３１、５１、６１、７１、８１、９１；コンクリート塊
３２、６２、７２、８２、９３；鉄筋
３３．３４、３５ａ、３５ｂ、３６、３７；波
４１；多孔質弾性体材
４２；反射物
５２；鉄棒
５３ａ；発信センサ
５３ｂ；受信センサ
５４、５５、５６、５７、５８、５９、６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｄ、１１１、１１２、１１３；径路
９２；細石
１２１；被探知材
１３１、１３２、１３３；発信受信探触子

Claims (23)

1. 超音波を発信し受信した超音波の解析を行う超音波探知装置において、発信された発信超音波及び受信された受信超音波に第１のフィルタをかけることにより前記超音波の強度を所定の周波数帯域以上で所定値以上のものとする第１の処理と、この第１の処理を受けた超音波に第２のフィルタをかけ、この第２のフィルタにより抽出される周波数を決定するパラメータを所定の範囲内で任意に変化させる掃引処理を行うことにより任意の周波数帯域において前記超音波の時系列波を得る第２の処理と、この第２の処理を受けた超音波の時系列波を２以上の自然数乗する第３の処理と、を含む処理を実行する演算装置を有することを特徴とする超音波探知装置。
2. 超音波を発信し受信した超音波の解析を行う超音波探知装置において、発信された発信超音波をこの発信超音波に正弦関数及び余弦関数により構成されるフィルタをかけたもので除したもの並びに受信された受信超音波をこの受信超音波に正弦関数及び余弦関数により構成されるフィルタをかけたもので除したものに第１のフィルタをかけることにより前記超音波の強度を所定の周波数帯域以上で所定値以上のものとする第１の処理と、この第１の処理を受けた超音波に第２のフィルタをかけ、この第２のフィルタにより抽出される周波数を決定するパラメータを所定の範囲内で任意に変化させる掃引処理を行うことにより任意の周波数帯域において前記超音波の時系列波を得る第２の処理と、この第２の処理を受けた超音波の時系列波を２以上の自然数乗する第３の処理と、を含む処理を実行する演算装置を有することを特徴とする超音波探知装置。
3. 前記演算装置は、前記第２の処理により変動した前記発信超音波の発信時刻に関連付けて前記受信超音波の起生時刻の補正を行う第４の処理と、被探知材中の目標探知物からの起生時刻の概略値が解っている場合に前記概略値に関連付けて前記受信超音波の時系列波の所定の領域を選択する第５の処理と、前記被探知材中の目標探知物による影響を受ける場合に受信される超音波と前記目標探知物による影響を受けない場合に受信される超音波との差を求める第６の処理と、複数点の計測により得られた複数個の受信波の加算平均を求める第７の処理と、同一点での複数回の計測により得られた複数個の受信波の加算平均を求める第８の処理と、発信される超音波が適当であるか不適当であるかを判別する第９の処理と、を含む処理を実行することを特徴とする請求項１又は２に記載の超音波探知装置。
4. 前記演算装置に接続され被探知材に超音波を発信する発信子と、前記演算装置に接続され前記被探知材からの超音波を受信する受信子と、を有し、前記発信子は、板状の基材と、この基材の両表面の中央部に形成された電極と、を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の超音波探知装置。
5. 前記受信子は、板状の基材と、この基材の両表面の中央部に形成された電極と、を有することを特徴とする請求項４に記載の超音波探知装置。
6. 前記演算装置に接続され被探知材に超音波を発信し前記被探知材からの超音波を受信する発信受信探触子を有し、この発信受信探触子は、板状の基材と、この基材の両表面の中央部に形成された電極と、を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の超音波探知装置。
7. 前記第１のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表される第３のフィルタを有することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の超音波探知装置。
8. 前記第３のフィルタは、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_３（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _３１ （ｔ）＝ｙ _３ （ｔ）＋ｙ _３ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _３１ （ｔ）＝ｇ _３１ （ｔ）＋ｇ _３１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _３２ （ｔ）＝ｙ _３ （ｔ）−ｙ _３ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _３２ （ｔ）＝ｇ _３２ （ｔ）−ｇ _３２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタであることを特徴とする請求項７に記載の超音波探知装置。
9. 前記第１のフィルタは、前記発信超音波に含まれていない振動数の波を前記受信超音波より除去する第４のフィルタを有することを特徴とする請求項２乃至８のいずれか１項に記載の超音波探知装置。
10. 前記第２のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表される第５のフィルタを有することを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の超音波探知装置。
11. 前記第５のフィルタは、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_５（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _５１ （ｔ）＝ｙ _５ （ｔ）＋ｙ _５ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _５１ （ｔ）＝ｇ _５１ （ｔ）＋ｇ _５１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _５２ （ｔ）＝ｙ _５ （ｔ）−ｙ _５ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _５２ （ｔ）＝ｇ _５２ （ｔ）−ｇ _５２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタであることを特徴とする請求項１０に記載の超音波探知装置。
12. 前記第２のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表され極大値を与える周波数が所望の周波数にある第６のフィルタを有することを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の超音波探知装置。
13. 前記第６のフィルタは、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_６（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _６１ （ｔ）＝ｙ _６ （ｔ）＋ｙ _６ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _６１ （ｔ）＝ｇ _６１ （ｔ）＋ｇ _６１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _６２ （ｔ）＝ｙ _６ （ｔ）−ｙ _６ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _６２ （ｔ）＝ｇ _６２ （ｔ）−ｇ _６２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタであることを特徴とする請求項１２に記載の超音波探知装置。
14. 超音波探知装置から発信された発信超音波及び前記超音波探知装置に受信された受信超音波に第１のフィルタをかけることにより前記超音波の強度を所定の周波数帯域以上で所定値以上のものとする第１の処理と、この第１の処理を受けた超音波に第２のフィルタをかけ、この第２のフィルタにより抽出される周波数を決定するパラメータを所定の範囲内で任意に変化させる掃引処理を行うことにより任意の周波数帯域において前記超音波の時系列波を得る第２の処理と、この第２の処理を受けた超音波の時系列波を２以上の自然数乗する第３の処理と、を含む処理をコンピュータに実行させることを特徴とする超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
15. 超音波探知装置から発信された発信超音波をこの発信超音波に正弦関数及び余弦関数により構成されるフィルタをかけたもので除したもの並びに前記超音波探知装置に受信された受信超音波をこの受信超音波に正弦関数及び余弦関数により構成されるフィルタをかけたもので除したものに第１のフィルタをかけることにより前記超音波の強度を所定の周波数帯域以上で所定値以上のものとする第１の処理と、この第１の処理を受けた超音波に第２のフィルタをかけ、この第２のフィルタにより抽出される周波数を決定するパラメータを所定の範囲内で任意に変化させる掃引処理を行うことにより任意の周波数帯域において前記超音波の時系列波を得る第２の処理と、この第２の処理を受けた超音波の時系列波を２以上の自然数乗する第３の処理と、を含む処理をコンピュータに実行させることを特徴とする超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
16. 前記超音波探知用プログラムは、前記第２の処理により変動した前記発信超音波の発信時刻に関連付けて前記受信超音波の起生時刻の補正を行う第４の処理と、被探知材中の目標探知物からの起生時刻の概略値が解っている場合に前記概略値に関連付けて前記受信超音波の時系列波の所定の領域を選択する第５の処理と、前記被探知材中の目標探知物による影響を受ける場合に受信される超音波と前記目標探知物による影響を受けない場合に受信される超音波との差を求める第６の処理と、複数点の計測により得られた複数個の受信波の加算平均を求める第７の処理と、同一点での複数回の計測により得られた複数個の受信波の加算平均を求める第８の処理と、発信される超音波が適当であるか不適当であるかを判別する第９の処理と、を含む処理をコンピュータに実行させることを特徴とする請求項１４又は１５に記載の超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
17. 前記第１のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表される第３のフィルタを有することを特徴とする請求項１４乃至１６のいずれか１項に記載の超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
18. 前記第３のフィルタは、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_３（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _３１ （ｔ）＝ｙ _３ （ｔ）＋ｙ _３ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _３１ （ｔ）＝ｇ _３１ （ｔ）＋ｇ _３１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _３２ （ｔ）＝ｙ _３ （ｔ）−ｙ _３ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _３２ （ｔ）＝ｇ _３２ （ｔ）−ｇ _３２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタであることを特徴とする請求項１７に記載の超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
19. 前記第１のフィルタは、前記発信超音波に含まれていない振動数の波を前記受信超音波より除去する第４のフィルタを有することを特徴とする請求項１５乃至１８のいずれか１項に記載の超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
20. 前記第２のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表される第５のフィルタを有することを特徴とする請求項１４乃至１９のいずれか１項に記載の超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
21. 前記第５のフィルタは、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_５（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _５１ （ｔ）＝ｙ _５ （ｔ）＋ｙ _５ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _５１ （ｔ）＝ｇ _５１ （ｔ）＋ｇ _５１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _５２ （ｔ）＝ｙ _５ （ｔ）−ｙ _５ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _５２ （ｔ）＝ｇ _５２ （ｔ）−ｇ _５２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタであることを特徴とする請求項２０に記載の超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
22. 前記第２のフィルタは、ｍ及びｎを０以上の整数としたとき、ｍ次の正弦関数とｎ次の余弦関数との積で表され極大値を与える周波数が所望の周波数にある第６のフィルタを有することを特徴とする請求項１４乃至２１のいずれか１項に記載の超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
23. 前記第６のフィルタは、フィルタリングされる波を時間ｔの関数としてｙ_６（ｔ）で表し、特定の時間をΔｔとしたとき、数式ｇ _６１ （ｔ）＝ｙ _６ （ｔ）＋ｙ _６ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _６１ （ｔ）＝ｇ _６１ （ｔ）＋ｇ _６１ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うか、又は、数式ｇ _６２ （ｔ）＝ｙ _６ （ｔ）−ｙ _６ （ｔ−Δｔ）及び数式ｈ _６２ （ｔ）＝ｇ _６２ （ｔ）−ｇ _６２ （ｔ＋Δｔ）で表される計算を１若しくは複数回行うフィルタであることを特徴とする請求項２２に記載の超音波探知用プログラムを記憶したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

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