JP3541890B2

JP3541890B2 - Demodulator

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Publication number: JP3541890B2
Application number: JP2001282693A
Authority: JP
Inventors: 雄三黒上
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2001-09-18
Filing date: 2001-09-18
Publication date: 2004-07-14
Anticipated expiration: 2021-09-18
Also published as: JP2003092610A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてディジタル無線通信システムの受信装置側で使用されると共に、ラジオ周波数（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ／以下、ＲＦとする）帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償機能を備えた復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の非線形歪み補償機能を備えた復調装置としては、例えば図１２に示されるような構成のものが挙げられる。
【０００３】
この復調装置の場合、ディジタル無線通信システムの送信装置側で使用されるもので、入力される変調信号は多値直交変調（ＱＡＭ）を対象とし、且つデジタル形復調方式として一般なベースバンド準同期方式が適用されるものとし、且つ同相とその直交相との各成分であるチャンネルに関する一般的な表記Ｉｃｈ，Ｑｃｈを用いるものとする。
【０００４】
図１２を参照すれば、この復調装置は、多値直交変調（ＱＡＭ）の変調信号として別個に入力されるＩｃｈ用，Ｑｃｈ用のベースバンド信号をそれぞれ歪み補償して歪み補償信号を出力する歪み補償器５１と、Ｉｃｈ用，Ｑｃｈ用のベースバンド信号とそれらの歪み補償信号とをそれぞれ加算して加算信号を出力するＩｃｈ用加算器５２，Ｑｃｈ用加算器５３と、加算信号を直交変調して直交変調信号を出力する直交変調器５４と、直交変調信号を増幅して変調信号として出力する増幅器５５と、増幅器５５で非線形歪みの影響を受けた変調信号を非線形歪み補正用に直交復調して生成した直交復調信号Ｉｃｈ′，Ｑｃｈ′を歪み補償器５１へ送出する直交復調器５６とを備えて構成されている。ここでの直交復調器５６は、簡略して説明すれば、上述したようにベースバンド形準同期方式の復調動作に従って非線形歪みを含んで入力される変調信号から復調信号を復調する機能を有している。
【０００５】
即ち、この復調装置では、増幅器５５から出力される非線形歪みの影響を受けた変調波に基づいて直交復調器５６が非線形歪み補正用に直交復調した直交復調信号Ｉｃｈ′，Ｑｃｈ′を歪み補償器５１へ引き渡し、歪み補償器５１が増幅器５５に入力される前のＩｃｈ用，Ｑｃｈ用のベースバンド信号と増幅器５５に入力されて直交復調器５６で非線形歪み補正された後の直交復調信号Ｉｃｈ′，Ｑｃｈ′とを比較して非線形歪み成分を検出してからこれを補償するための歪み補償信号Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１を出力して加算器５２，５３でＩｃｈ用，Ｑｃｈ用のベースバンド信号に対してそれぞれ歪み補償信号Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１を加算させることにより、増幅器５５から出力される変調波の非線形歪みを補償するようになっている。
【０００６】
因みに、その他のディジタル無線通信システムに適用可能な非線形歪み補償機能、並びにそれを備えた復調装置に関連する周知技術としては、例えば特開平４−２１６２１７号公報に開示された非線形歪補償器、特開平４−２９１８２９号公報に開示された歪み補償回路、特開平８−１６３１９８号公報に開示された非線形歪補償装置、特開平９−２００２８４号公報に開示された位相比較方法及び直交振幅変調信号復調装置、特開平１０−１７３７２０号公報に開示された位相比較方法および直交振幅変調信号復調装置、特開２０００−２２４０８４号公報に開示された非線形歪補償装置等が挙げられる。尚、これらに開示された技術は、非線形歪みの影響を受信装置側で検出し、非線形歪みの影響を受けた信号点に対して最も信号点間の距離がとれるように受信装置側で識別領域を可変することが共通しており、更に、特開平８−１６３１９８号公報の非線形歪補償装置には、非線形歪みの影響を受信装置側で検出し、非線形歪みの影響を受けた信号点が最も適切な配置となるように送信装置側で信号点配置を予め前置歪みを与える技術も開示されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した図１２に示した非線形歪み補償機能を備えた復調装置の場合、送信装置側に非線形歪みを補正するための目的だけで新たに直交復調器を配備する必要があると共に、受信装置側と送信装置側とに通信手段が必要となるため、全体の回路規模が大規模となってコスト高になってしまうという問題があるだけでなく、増幅器から直交復調器に至る高周波のアナログ回路が追加されることにより回路設計が複雑になってしまうという問題がある。
【０００８】
これに対し、その他の関連する周知技術においても、例えば非線形歪みの影響を受信装置側で検出し、非線形歪みの影響を受けた信号点に対して最も信号点間の距離がとれるように受信装置側で識別領域を可変する技術の場合には、非線形歪みの補償を識別回路直前で実施しているため、送信増幅器で発生する非線形歪みに対してそれに続くロールオフフィルタ通過時に発生する符号間干渉の影響が重畳されることにより識別領域の変更だけでは充分な補償効果が得られないという問題があり、非線形歪みの影響を受信装置側で検出し、非線形歪みの影響を受けた信号点が最も適切な配置となるように送信装置側で信号点配置を予め前置歪みを与える場合には、歪み補償を送信装置側で行うものであるため、受信装置側と送信装置側とに通信手段が必要となって全体の回路規模が大きくなってしまうという問題がある。
【０００９】
本発明は、このような問題点を解決すべくなされたもので、その技術的課題は、簡素な構成で受信装置側のみで充分な補償効果が得られる非線形歪み補償機能を備えた復調装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、ディジタル無線通信システムの受信装置側で使用されると共に、ベースバンド形準同期方式の復調動作に従ってＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みを含んで入力される変調信号から復調信号を復調する直交復調器と、非線形歪みを補償するための歪み補償手段とを備えた復調装置において、歪み補償手段として、復調信号の歪み量に応じて適応動作により直交復調器において入力される変調信号のアナログ信号からデジタル信号への変換処理後であって、且つ該デジタル信号へのロールオフ整形用の低帯域濾波前の段階で歪み補償を行う歪み補償回路を備えた復調装置が得られる。
【００１１】
又、本発明によれば、上記復調装置において、直交復調器は、復調動作に伴うチャンネルの系統数に対応してそれぞれ設けられると共に、変調信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換するためのＡ／Ｄ変換器と、チャンネルの系統数に対応してそれぞれ設けられると共に、デジタル信号をロールオフ整形用に低帯域濾波するロールオフ低帯域濾波回路とを備え、歪み補償回路は、チャンネルの系統数に対応してそれぞれＡ／Ｄ変換器及びロールオフ低帯域濾波回路の間に介挿されると共に、デジタル信号に予め得られた振幅補償率を乗じた結果を出力するデジタル乗算器から成る振幅補償器を含む復調装置が得られる。
【００１２】
更に、本発明によれば、上記復調装置において、直交復調器は、ロールオフ低帯域濾波回路で低帯域濾波されたデジタル信号をそれぞれ準同期検波してチャンネルの系統数に対応するベースバンド信号をそれぞれ復調するキャリア再生回路と、ベースバンド信号に基づいてチャンネルの系統数に対応する復調信号としてデータ信号及び誤差信号をそれぞれ生成出力する判定回路とを備え、歪み補償回路は、チャンネルの系統数に対応する復調信号における誤差信号のベクトルがデータ信号のベクトルと直角となる境界線で規定される補償極性判定領域に基づいて振幅歪み補償の適正度を判定した結果に応じて該振幅歪み補償における補償量を調整するための制御信号を生成出力する補償極性検出回路と、制御信号に応じて振幅補償率を演算した結果を振幅補償器へ送出する補償率演算回路とを含む復調装置が得られる。
【００１３】
加えて、本発明によれば、上記復調装置において、補償率演算回路は、制御信号に応じて装置回路内パラメータとして適応調整した上で生成した平均動作点推測値とチャンネルの系統数に対応するデジタル信号における信号振幅との関係に基づいて振幅補償率を演算する復調装置が得られる。
【００１４】
一方、本発明によれば、上記復調装置において、補償率演算回路は、制御信号に応じて平均動作点推測値を適応変化させた上で生成する平均動作点推定回路と、チャンネルの系統数に対応するデジタル信号のそれぞれの振幅における累乗和根を計算した結果を入力振幅として出力する累乗和根計算回路と、平均動作点推測値と入力振幅とを代入することにより振幅補償率を変換導出可能な振幅補償率演算表テーブルを保有する振幅補償率演算表処理回路とを備えて成る復調装置が得られる。
【００１５】
他方、本発明によれば、上記何れか一つに復調装置において、歪み補償回路は、チャンネルの系統数に対応する復調信号としてデータ信号及び誤差信号から予め設定した基準値に従って必要な信号点情報のみを選択した選択情報信号をそれぞれ補償極性検出回路へ送出する信号点選択回路を含み、補償極性検出回路は、選択情報信号に応じて制御信号を生成する復調装置が得られる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に実施例を挙げ、本発明の復調装置について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１７】
図１は、本発明の一実施例に係る非線形歪み補償機能を備えた復調装置の基本構成を示した回路ブロック図である。
【００１８】
この復調装置の場合、ディジタル無線通信システムの受信装置側で使用されるもので、ここでも入力される変調信号は多値直交変調（ＱＡＭ）を対象とし、且つデジタル形復調方式として一般なベースバンド準同期方式が適用されるものとし、且つ同相とその直交相との各成分であるチャンネルに関する一般的な表記Ｉｃｈ，Ｑｃｈを用いるものとする。
【００１９】
図１を参照すれば、この復調装置は、ベースバンド形準同期方式の復調動作に従ってＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みを含んで入力される多値直交変調（ＱＡＭ）の変調信号から復調信号を復調する直交復調器１１と、非線形歪みを補償するための歪み補償手段として、復調信号の歪み量に応じて適応動作により直交復調器１１において入力される変調信号のアナログ信号からデジタル信号への変換処理後であって、且つデジタル信号へのロールオフ整形用の低帯域濾波前の段階で歪み補償を行う歪み補償回路とを備えて構成される。
【００２０】
このうち、直交復調器１１は、キャリア信号を発生するローカル発振器２１と、ローカル発振器２１で発生したキャリア信号がＩｃｈ用とＱｃｈ用とに２分岐されたものにおけるＱｃｈ用のものをπ／２位相シフトするπ／２移相器２２と、入力端子１から入力された変調信号がＩｃｈ用とＱｃｈ用とに２分岐されたもののにおけるＩｃｈ用のものとローカル発振器２１で発生したキャリア信号がＩｃｈ用とＱｃｈ用とに２分岐されたものにおけるＩｃｈ用のものとを乗算することで周波数変換を行って周波数変換変調信号を出力するＩｃｈ用乗算器３１ａと、入力端子１から入力された変調信号がＩｃｈ用とＱｃｈ用とに２分岐されたもののにおけるＱｃｈ用のものとローカル発振器２１で発生したキャリア信号がＩｃｈ用とＱｃｈ用とに２分岐されたものにおけるＱｃｈ用のものをπ／２移相器２２でπ／２位相シフトしたものとを乗算することで周波数変換を行って周波数変換変調信号を出力するＱｃｈ用乗算器３１ｂと、Ｉｃｈ用乗算器３１ａからの周波数変換変調信号を低域濾波するＩｃｈ用低域濾波器（以下、Ｉｃｈ用ＬＰＦとする）３２ａと、Ｑｃｈ用乗算器３１ｂからの周波数変換変調信号を低域濾波するＱｃｈ用低域濾波器（以下、Ｑｃｈ用ＬＰＦとする）３２ｂと、Ｉｃｈ用ＬＰＦ３２ａで低域濾波されたアナログ信号の周波数変換変調信号をデジタル信号に変換するためのＩｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ａと、Ｑｃｈ用ＬＰＦ３２ｂで低域濾波されたアナログ信号の周波数変換変調信号をデジタル信号に変換するためのＱｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ｂと、後述するＩｃｈ用振幅補償器１２ａでＩｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ａからのデジタル信号に予め得られた振幅補償率を乗じた結果が出力されたものをロールオフ整形用に低域濾波するためのＩｃｈ用ロールオフ低域濾波器（以下、Ｉｃｈ用ロールオフＬＰＦとする）３４ａと、後述するＱｃｈ用振幅補償器１２ｂでＱｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ｂからのデジタル信号に予め得られた振幅補償率を乗じた結果が出力されたものをロールオフ整形用に低域濾波するためのＱｃｈ用ロールオフ低域濾波器（以下、Ｑｃｈ用ロールオフＬＰＦとする）３４ｂと、Ｉｃｈ用ロールオフＬＰＦ３４ａ，Ｑｃｈ用ロールオフＬＰＦ３４ｂで低帯域濾波されたデジタル信号をそれぞれ準同期検波してＩｃｈ用，Ｑｃｈ用に対応するベースバンド信号をそれぞれ復調するキャリア再生回路２３と、Ｉｃｈ用，Ｑｃｈ用に対応するベースバンド信号に基づいてＩｃｈ用，Ｑｃｈ用に対応する復調信号としてデータ信号及び誤差信号をそれぞれ生成出力する判定回路２４とを備えて構成されている。
【００２１】
これに対し、歪み補償回路は、Ｉｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ａ及びＩｃｈ用ロールオフＬＰＦ３４ａの間に介挿されると共に、Ｉｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ａからのデジタル信号に予め得られた振幅補償率を乗じた結果を出力するデジタル乗算器から成る振幅補償器１２ａと、Ｑｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ｂ及びＱｃｈ用ロールオフＬＰＦ２４ｂの間に介挿されると共に、Ｑｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ｂからのデジタル信号に予め得られた振幅補償率を乗じた結果を出力するデジタル乗算器から成る振幅補償器１２ｂと、判定回路２４から得られるＩｃｈ用，Ｑｃｈ用に対応する復調信号における誤差信号のベクトルがデータ信号のベクトルと直角となる境界線で規定される補償極性判定領域に基づいて振幅歪み補償の適正度を判定した結果に応じて振幅歪み補償における補償量を調整するための制御信号を生成出力する補償極性検出回路１３と、補償極性検出回路１３からの制御信号に応じて振幅補償率を演算した結果を振幅補償器１２ａ，１２ｂへ送出する補償率演算回路１４とを備えて構成されている。尚、補償率演算回路１４は、制御信号に応じて装置回路内パラメータとして適応調整した上で生成した平均動作点推測値とＩｃｈ用，Ｑｃｈ用のチャンネルの系統数に対応するデジタル信号における信号振幅との関係に基づいて振幅補償率を演算するようになっている。
【００２２】
この復調装置において、入力端子１から入力された変調信号は直交復調器１１内で２分岐されてＩｃｈ用とＱｃｈ用とに供されるが、これと同時に直交復調器１１内に配備されたローカル発振器２１で発生した受信キャリア信号も２分岐されて一方のものがＩｃｈ用に供され、他方のものがπ／２移相器２２でπ／２位相シフトされた後にＱｃｈ用に供される。
【００２３】
そこで、直交復調器１１内のＩｃｈ側では、２分岐された変調信号の一方のものであるＩｃｈ用のものと２分岐された受信キャリア信号の一方のものであるＩｃｈ用のものとをＩｃｈ用乗算器３１ａで乗算することで周波数変換を行って周波数変換変調信号として出力し、この周波数変換変調信号をＩｃｈ用ＬＰＦ３２ａで低域濾波することで高調波成分を除去した後、この高調波成分が除去されたアナログ信号の周波数変換変調信号をＩｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ａでデジタル信号に変換してＩｃｈ用振幅補償器１２ａへ送出する。
【００２４】
デジタル乗算器から成るＩｃｈ用振幅補償器１２ａは，入力されるデジタル信号に補償率演算回路１４から出力される振幅補償率を乗算した結果を出力し、この振幅補償率が乗算されたデジタル信号をＩｃｈ用ロールオフＬＰＦ３４ａでロールオフ整形した後にキャリア再生回路２３へ引き渡す。
【００２５】
これに対し、直交復調器１１内のＱｃｈ側では、同様に２分岐された変調信号の他方のものであるＱｃｈ用のものと２分岐された受信キャリア信号のπ／２位相シフトされた他方のものであるＱｃｈ用のものとをＱｃｈ用乗算器３１ｂで乗算することで周波数変換を行って周波数変換変調信号として出力し、この周波数変換変調信号をＱｃｈ用ＬＰＦ３２ｂで低域濾波することで高調波成分を除去した後、この高調波成分が除去されたアナログ信号の周波数変換変調信号をＱｃｈ用Ａ／Ｄ変換器３３ｂでデジタル信号に変換してＱｃｈ用振幅補償器１２ｂへ送出する。
【００２６】
同様に、デジタル乗算器から成るＱｃｈ用振幅補償器１２ｂは，入力されるデジタル信号に補償率演算回路１４から出力される振幅補償率を乗算した結果を出力し、この振幅補償率が乗算されたデジタル信号をＱｃｈ用ロールオフＬＰＦ３４ｂでロールオフ整形した後にキャリア再生回路２３へ引き渡す。
【００２７】
このようにして、ロールオフＬＰＦ３４ａ，３４ｂでロールオフ整形されたデジタル信号は、キャリア再生回路２３で準同期検波されてＩｃｈ用，Ｑｃｈ用のベースバンド信号として復調されて判定回路２４に引き渡され、判定回路２４ではＩｃｈ用，Ｑｃｈ用に対応するベースバンド信号に基づいてＩｃｈ用，Ｑｃｈ用に対応する復調信号としてデータ信号及び誤差信号をそれぞれ生成出力してデータ信号をＩｃｈ用出力端子２，Ｑｃｈ用出力端子３へ伝送する。
【００２８】
因みに、ここでの直交復調器１１内での機能、即ち、変調信号からデータ信号を復調するまでの動作は、デジタル乗算器から成るＩｃｈ用振幅補償器１２ａ及びＱｃｈ用振幅補償器１２ｂの乗算処理機能が加えられている点を除けば、一般に用いられるベースバンド形準同期方式の復調動作の場合と同様とみなすことができるものとなっている。
【００２９】
ところで、Ｉｃｈ用振幅補償器１２ａ，Ｑｃｈ用振幅補償器１２ｂに与えられる振幅補償率は、補償極性検出回路１３が判定回路２４で判定されたＩｃｈ用，Ｑｃｈ用に対応する復調信号におけるデータ信号と誤差信号とに基づいて、誤差信号のベクトルがデータ信号のベクトルと直角となる境界線で規定される補償極性判定領域に基づいて振幅歪み補償の適正度を判定した結果に応じて振幅歪み補償における補償量を調整するための制御信号を補償率演算回路１４へ送出し、補償率演算回路１４が制御信号に応じて装置回路内パラメータとして適応調整した上で生成した平均動作点推測値とＩｃｈ用，Ｑｃｈ用のチャンネルの系統数に対応するデジタル信号における信号振幅との関係に基づいて演算することにより得られるものである。
【００３０】
一般に、直交復調器１１に入力される変調信号がＲＦ帯の増幅器による非線形歪みの影響を受けている場合、復調されたベースバンド信号にも非線形歪みが含まれており、雑音や伝送路歪みが全くない状態にあっても、本来の信号点上には再生されない。この増幅器に起因する非線形歪み量は、増幅器固有の振幅圧縮係数をパラメータとして、入力信号振幅に応じた増幅器の動作点が決まれば歪み量も一意に決まる。
【００３１】
一方、復調後のベースバンド信号の誤差情報は、本来の信号点からのずれを表わしており、誤差情報を平均化することにより非線形歪み量の総量を推定することができる。又、一実施例の復調装置のように歪み補償回路で歪み補償を行っている場合には、誤差情報より歪み補償量の適正度を検出することができる。
【００３２】
そこで、予め増幅器に固有の入力振幅と振幅補償率との関係を記録した変換表（振幅補償率演算表）を有する補償率演算回路１４を用いて、復調信号の誤差情報より歪み補償量の適正度を検出しながら平均動作点推測値を適応動作させることにより、入力される変調信号に含まれる歪み量に応じた振幅補償動作を行えば、非線形歪みの影響を軽減することができる。
【００３３】
ここで、ＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪み及び非線形歪みが変調信号に与える影響を簡単に説明する。増幅器に関する特性をデシベル（ｄＢ）で表わすものとし、入力レベルをＰ_i，出力レベルをＰ_o，増幅利得をＧ，飽和出力レベルをＰ_satで定義した場合、理想的な増幅器では出力レベルＰ_oが飽和点を超えない限りは入力レベルＰ_iに増幅利得Ｇを足した値（Ｐ_i＋Ｇ）を出力するため、増幅器の入出力特性は以下の数１式で表わすことができる。
【００３４】
【数１】

ところが、実在の電気回路で増幅器を構成した場合、増幅器では出力レベルＰ_oが飽和出力レベルＰ_satに近付くに従って徐々に圧縮され、理想の増幅器との特性差が大きくなる。文献［ＢｅｈａｖｉｏｒａｌＭｏｄｅｌｉｎｇｏｆＮｏｎｌｉｎｅａｒＲＦａｎｄＭｉｃｒｏｗａｖｅＤｅｖｉｃｅｓ（ＴｈｏｍａｓＲ．Ｔｕｒｌｉｎｇｔｏｎ），ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ］によれば、この圧縮効果を踏まえた増幅器の入出力特性は以下の数２式で近似することができる。
【００３５】
【数２】

ここで、正の数であるＫは、増幅器の特性を示す振幅圧縮係数であり、Ｋが大きい程、増幅器の特性が悪く、逆にＫが０に近づく程、先の理想増幅器の特性に近付く。
【００３６】
更に、この数２式に対して飽和出力レベルＰ_satを基準点（０ｄＢ）とし、（Ｐ_i＋Ｇ）を増幅器の動作点Ｐ_opと定義した場合、増幅器の動作点Ｐ_opと出力レベルＰ_oとの関係は以下の数３式で表わされる。
【００３７】
【数３】

そこで、横軸を増幅器の動作点レベル［ｄＢ］、縦軸を増幅器の出力レベル［ｄＢ］とし、数３式でＫ＝０，３，５，７とした場合を計算したところ、それぞれの動作点レベルに対する出力レベル特性は図２に示されるような結果となった。
【００３８】
図２からは、理想的な増幅器（Ｋ＝０）の場合には動作点Ｐ_opが飽和出力レベルＰ_satになるまでは線形に動作し、飽和出力出力レベルＰ_satに達すると直ちに出力が飽和点にクリップされる特性となっているのに対し、他の増幅器（Ｋ＝３，５，７）の場合には振幅圧縮係数が大きくなるに従って理想増幅器との特性差が大きくなり、動作点が飽和点（０ｄＢ）を越える以前に線形動作を行わなくなることが判る。
【００３９】
一実施例の復調装置が対象とする変調信号は、多値直交変調（ＱＡＭ）であり、信号点が複数の振幅を持っているため、上記した非線形動作が発生した場合には、各信号点では信号振幅に応じて異なる圧縮率の非線形歪みの影響が表われる。
【００４０】
図３は、一実施例の復調装置が対象とする多値直変調信号における信号点配置を例示したもので、同図（ａ）は１６値直交変調信号の正規信号点配置に関するもの，同図（ｂ）はその第１象限のみを取り出した信号点配置に関するものである。但し、ここでは黒丸が信号点を示し、＋印が信号点の正規位置を示すものとする。
【００４１】
図３（ａ）からは、１６値直交変調信号の正規信号点配置は、横軸Ｉｃｈ及び縦軸Ｑｃｈで規定される第１〜第４象限上において、同様に４点ずつ同じ振幅で存在していることが判る。
【００４２】
そこで、以降の信号点配置の説明に関しては、第１象限のみで行う。これは第２〜第４象限の信号点配置においても振幅が同じであり、同様な動作であるためである。又、第１象限の信号点配置における４点を、図３（ｂ）に示されるように便宜上、Ａ点，Ｂ点，，Ｃ点，Ｄ点と名付ける。
【００４３】
図４は、１６値直交変調信号の非線形歪みの影響を受けた場合の第１象限上における信号点配置を示したものである。但し、ここでも黒丸が信号点を示し、＋印が信号点の正規位置を示すものとする。
【００４４】
図４からは、黒丸で示されるように信号点が非線形歪みの影響を受けると、Ｃ点のように振幅が小さい内側の信号点と比べて他のＡ点，Ｂ点，Ｄ点のように振幅の大きい外側の信号点では、＋印で示される正規位置からのずれ量が大きくなっていること（特にＢ点のように振幅の大きい最も外側の信号点では顕著）が判る。このような信号を復調した場合には、復調信号点と破線で示される区切り境線による判定領域とのマージンが小さくなるため、外側の信号程、雑音の影響が大きくなって誤り率が劣化してしまう。
【００４５】
そこで、一実施例の復調装置では、上述した補償極性検出回路１３，補償率演算回路１４，並びにＩｃｈ用振幅補償器１２ａ，Ｑｃｈ用振幅補償器１２ｂから成る歪み補償回路を配備して復調信号の歪み量に応じて適応動作により歪み補償を行う。
【００４６】
図５は、復調装置に備えられる補償極性検出回路１３が復調信号から非線形歪みの影響を検出するための補償極性判定領域を例示したものである。
【００４７】
ここでは補償極性検出回路１３が判定回路２４から出力されるＩｃｈ用，Ｑｃｈ用に対応する復調信号におけるデータ信号よりデータが存在する領域を推定し、データ信号が存在する領域に合わせて変化する判定基準と誤差信号との関係で歪みの影響を検出するが、具体的には誤差信号のベクトルがデータ信号のベクトルと直角となる境界線で規定される補償極性判定領域を生成し、この補償極性判定領域に基づいて振幅歪み補償の適正度を判定する。
【００４８】
具体的に言えば、この補償極性判定領域は信号点配置の原点Ｏと正規信号点位置とを結んだ直線（データ信号のベクトル）と直角に交わる直線（誤差信号のベクトル）を境界線とし、境界線の内側の白色領域を正の非線形歪みの影響を受けた領域、境界線の外側の有色領域を負の非線形歪みの影響を受けた領域と判定し、この結果を制御信号として補償率演算回路１４へ出力する。
【００４９】
そこで、補償率演算回路１４では、補償極性検出回路１３からの制御信号に応じて信号振幅に応じた振幅補償率を演算するが、以下はこの場合の動作を説明する。上述した数３式について、入力を動作点電力とし、出力を出力電力を用いた一般関数Ｆ（ｘ）で表現すると、以下の数４式のようになる。
【００５０】
【数４】

この数４式に対して逆関数を用い、逆に入力を出力電力とし、出力を動作点電力の関係で表わすと、数５式のようになる。
【００５１】
【数５】

この数５式で用いた逆関数を数式表現することは困難であるが、数３式、数４式の動作点Ｐ_opと出力レベルＰ_oとの関係は１対１であるので、パラメータＫを代入すれば数値計算により数５式の関係を図６に示されるように出力レベル［ｄＢ］に対する動作点レベル［ｄＢ］の関係で表現することができる。
【００５２】
ここでは、ＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みを出力レベル［ｄＢ］に対する動作点レベル［ｄＢ］特性の関係で示しているが、横軸である出力レベル（出力電力）［ｄＢ］は振幅歪みを受けた直交復調器１１の入力電力を表わし、縦軸である動作点レベル（動作点電力）は振幅歪みを受ける前の直交復調器１１における真の信号点電力を表わしている。
【００５３】
更に、ここでの出力電力と動作点電力との振幅比を振幅補償率として定義し、出力電力の振幅を直交復調器１１の入力振幅とした場合、直交復調器１１の入力振幅に対する振幅補償率特性を図７に示されるような関係で表現することができる。
【００５４】
ここでは、横軸の直交復調器１１の入力振幅は飽和電力の振幅との比をデジベル表示しているので、直交復調器１１の入力である平均信号電力の動作点が確定すれば、直交復調器１１の入力振幅をデシベル表現に変換することにより振幅補償率を求めることができる。
【００５５】
以後、平均信号電力の動作点を平均動作点として定義するが、補償率演算回路１４では補償極性検出回路１３からの制御信号に応じて装置回路内パラメータとして適応動作により平均動作点を追随推測し、適応調整した上で生成した平均動作点推測値と直交復調器１１の入力振幅との関係により振幅補償率を導出し、Ｉｃｈ用振幅補償器１２ａ，Ｑｃｈ用振幅補償器１２ｂによりそれぞれ入力されるデジタル信号に振幅補償率を乗じることにより振幅歪みの影響を補償することができる。
【００５６】
図８は、補償率演算回路１４の細部構成を示した回路ブロック図である。補償率演算回路１４は、補償極性検出回路１３からの制御信号に応じて平均動作点推測値を適応変化させた上で生成する平均動作点推定回路４３と、Ｉｃｈ用，Ｑｃｈ用に対応するデジタル信号のそれぞれの振幅における２乗和根を計算した結果を入力振幅として出力する２乗和根計算回路４１と、平均動作点推測値と入力振幅とを代入することにより振幅補償率を導出可能な振幅補償率演算表テーブルを保有する振幅補償率演算表処理回路４２とを備えて成る。
【００５７】
即ち、この補償率演算回路１４では、振幅補償率演算表処理回路４２が平均動作点推定回路４３で得られた平均動作点推測値と２乗和根計算回路４１で得られた入力振幅とを振幅補償率演算表テーブルに代入することによりそれぞれＩｃｈ用，Ｑｃｈ用の振幅補償率を求めた上でＩｃｈ用振幅補償器１２ａ，Ｑｃｈ用振幅補償器１２ｂへ出力する。
【００５８】
例えば図７上において、平均動作点推測値がＸ点と推定されている場合には、瞬時振幅と平均振幅との比の分だけＸ点からシフトした値が瞬時振幅補償率として求まり、更に瞬時振幅がＢ点である場合にはＢ点と平均振幅との比が約２．５ｄＢであるので、Ｘ点から２．５ｄＢシフトしたＸｂ点が瞬時振幅補償率として求まる。
【００５９】
以下は、歪み補償回路による歪み補償の動作を図９に示す非線形歪みの影響に係る信号点配置の変遷を模式的に示した図と図７に示す振幅補償率特性図とを参照して具体的に説明する。但し、図９（ａ）は非線形歪み影響大の場合に関するもの，同図（ｂ）は非線形歪み影響小の場合に関するもの，同図（ｃ）は非線形歪み影響無しの場合に関するもの，同図（ｄ）は非線形歪み過補償の場合に関するものである。
【００６０】
ここでは、便宜上、振幅圧縮係数Ｋを７とし、増幅器の平均動作点を図７上におけるＸ点で運用されているものとする。このとき、直交変調信号は非線形歪みの影響を強く受けるので、信号点配置は図９（ａ）に示されるように非線形歪み影響大の場合となる。
【００６１】
システム初期時において、歪み補償回路では、補償率演算回路１４の内部パラメータである平均動作点推測値が最小レベルＸ０点に設定されるため、その結果として振幅補償率が殆ど１となり、振幅補償動作を行わない。これにより、図９（ａ）の信号点配置をそのまま受けた補償極性検出回路１３は振幅補償率を大きくするよう制御信号を生成する。
【００６２】
そこで、この制御信号を受けた補償率演算回路１４では平均動作点推測値のレベルを大きくして例えばＸ−点とし、その結果として振幅補償率が大きくなり、図９（ｂ）に示されるように少しばかり非線形歪みが補償された非線形歪み影響小の場合の信号点配置となる。
【００６３】
引き続き、補償極性検出回路１３から同様の制御信号を入力し続けた場合、補償率演算回路１４では平均動作点推測値のレベルを大きくするので、やがて平均動作点推測値がＸ点に近付くことにより図９（ｃ）に示されるように非線形歪み影響無しの場合の正規信号点配置に近付くことになる。
【００６４】
更に、補償率演算回路１４で平均動作点推測値のレベルを大きくして過制御すれば、平均動作点推測値がＸ点を通り越してＸ＋点となり、振幅補償率が過大となって図９（ｄ）に示されるように非線形歪み過補償の場合の信号点配置となるが、この場合は補償極性検出回路１３により過制御を検出して逆極性の制御信号を生成する。
【００６５】
この逆極性の制御信号を受けた補償率演算回路１４は平均動作点推測値を飽和点から遠ざけ、その結果として振幅補償率が小さくなって再び図９（ｃ）に示されるように非線形歪み影響無しの場合の正規信号点配置に戻される。このような帰還制御を繰り返すことにより、平均動作点推測値を適切な値に収束させることができる。
【００６６】
ところで、以上の歪み補償回路による歪み補償の動作では、補償極性検出を全ての信号点を対象にして行った場合を説明したが、例えば非線形歪みの影響を最も強く受ける最外郭の信号のみを選択的に用いて制御すれば、制御ループの帰還利得を大きくすることができる。
【００６７】
図１０は、本発明の他の実施例に係る非線形歪み補償機能を備えた復調装置の基本構成を示した回路ブロック図である。
【００６８】
この復調装置では、先の一実施例のものと比べ、歪み補償回路の別途な構成部分として、補償極性検出回路１３と判定回路２４との間に復調信号としてデータ信号及び誤差信号から予め設定した基準値に従って必要な信号点情報のみを選択した選択情報信号をそれぞれ補償極性検出回路へ送出する信号点選択回路１５を設け、補償極性検出回路１３が信号点選択回路１５からの選択情報信号に応じて制御信号を生成するようにした点のみが相違している。
【００６９】
図１１は、信号点選択回路１５が選択した１６値直交変調信号の信号点配置を例示したものである。ここでは、信号点選択回路１５が１６値直交変調信号のの最外郭の信号点配置部分である黒塗り部分領域のみを選択することを示している。これにより、補償極性検出回路１３，補償率演算回路１４，Ｉｃｈ用振幅補償器１２ａ，Ｑｃｈ用振幅補償器１２ｂによる歪み補償回路は、信号点選択回路１５により選択された信号点の選択情報信号だけから歪み極性を検出して補償量を調整（復調信号の歪み量に応じて適応動作により歪み補償）する。
【００７０】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明の復調装置によれば、デジタル無線通信システムの受信装置側で使用されると共に、一般に用いられるＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みを含む変調信号からベースバンド形準同期方式の復調動作を行う直交復調器に対し、非線形歪み補償を行うための歪み補償手段として、復調信号の歪み量に応じて適応動作により直交復調器において入力される変調信号のアナログ信号からデジタル信号への変換処理後であって、且つロールオフ低域濾波前の段階でチャンネルの系統数に対応して歪み補償を行う歪み補償回路を設けることにより、出力レベルの変更や外乱等で非線形歪みの発生源である増幅器の動作点が変化する場合においても、適応制御により自動的に適切な補償量となるよう収束動作を行って非線形歪みの影響を補償する動作が安定して得られるようにしているため、従来装置よりも簡素な構成で受信装置側のみで充分な補償効果が得られる非線形歪み補償機能が構築されるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例に係る非線形歪み補償機能を備えた復調装置の基本構成を示した回路ブロック図である。
【図２】ＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みを説明するために示した動作点レベルに対する出力レベル特性を示したものである。
【図３】図１に示す復調装置が対象とする多値直変調信号における信号点配置を例示したもので、（ａ）は１６値直交変調信号の正規信号点配置に関するもの，（ｂ）はその第１象限のみを取り出した信号点配置に関するものである。
【図４】図３で説明した１６値直交変調信号の非線形歪みの影響を受けた場合の第１象限上における信号点配置を示したものである。
【図５】図１に示す復調装置に備えられる補償極性検出回路が復調信号から非線形歪みの影響を検出するための補償極性判定領域を例示したものである。
【図６】ＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みを説明するために示した出力レベルに対する動作点レベル特性を示したものである。
【図７】図１に示す復調装置に備えられる直交復調器の入力振幅に対する振幅補償率特性を示したものである。
【図８】図１に示す復調装置に備えられる補償率演算回路の細部構成を示した回路ブロック図である。
【図９】非線形歪みの影響に係る信号点配置の変遷を模式的に示したもので、（ａ）は非線形歪み影響大の場合に関するもの，（ｂ）は非線形歪み影響小の場合に関するもの，（ｃ）は非線形歪み影響無しの場合に関するもの，（ｄ）は非線形歪み過補償の場合に関するものである。
【図１０】本発明の他の実施例に係る非線形歪み補償機能を備えた復調装置の基本構成を示した回路ブロック図である。
【図１１】図１０に示す復調装置に備えられる信号点選択回路が選択した１６値直交変調信号の信号点配置を例示したものである。
【図１２】従来の非線形歪み補償機能を備えた復調装置の基本構成を示した回路ブロック図である。
【符号の説明】
１入力端子
２Ｉｃｈ用出力端子
３Ｑｃｈ用出力端子
１１，１１′，５６直交復調器
１２ａＩｃｈ用振幅補償器
１２ｂＱｃｈ用振幅補償器
１３補償極性検出回路
１４補償率演算回路
１５信号点選択回路
２１ローカル発振器
２２ π／２移相器
２３キャリア再生回路
２４判定回路
３１ａＩｃｈ用乗算器
３１ｂＱｃｈ用乗算器
３２ａＩｃｈ用ＬＰＦ
３２ｂＱｃｈ用ＬＰＦ
３３ａＩｃｈ用Ａ／Ｄ変換器
３３ｂＱｃｈ用Ａ／Ｄ変換器
３４ａＩｃｈ用ロールオフＬＰＦ
３４ｂＱｃｈ用ロールオフＬＰＦ
４１２乗和根計算回路
４２振幅補償率演算表処理回路
４３平均動作点推定回路
５１歪み補償器
５２Ｉｃｈ用加算器
５３Ｑｃｈ用加算器
５４直交変調器
５５増幅器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention is mainly used on the receiving side of a digital wireless communication system, and has a nonlinear distortion compensating function for compensating for nonlinear distortion occurring in an amplifier in a radio frequency (Radio Frequency / RF) band. About.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a demodulation device having this kind of nonlinear distortion compensation function, for example, a demodulation device having a configuration as shown in FIG.
[0003]
In the case of this demodulation device, which is used on the transmission device side of a digital radio communication system, the input modulation signal is intended for multi-level quadrature modulation (QAM), and is a common baseband quasi-synchronous system as a digital demodulation system. It is assumed that the system is applied, and general notations Ich and Qch regarding channels which are components of the in-phase and the quadrature phase are used.
[0004]
Referring to FIG. 12, this demodulation apparatus performs distortion compensation on Ich and Qch baseband signals separately input as multi-level quadrature modulation (QAM) modulation signals to output distortion compensation signals. A compensator 51, an Ich adder 52 and a Qch adder 53 for adding the Ich and Qch baseband signals and their distortion compensation signals to output an addition signal, respectively, and orthogonally modulate the addition signal. A quadrature modulator 54 that outputs a quadrature modulated signal by amplification, an amplifier 55 that amplifies the quadrature modulated signal and outputs it as a modulation signal, and quadrature demodulates the modulated signal affected by nonlinear distortion by the amplifier 55 for nonlinear distortion correction. And a quadrature demodulator 56 for transmitting the quadrature demodulated signals Ich 'and Qch' generated to the distortion compensator 51. In brief, the quadrature demodulator 56 has a function of demodulating a demodulated signal from a modulated signal including nonlinear distortion according to the demodulation operation of the baseband quasi-synchronous system as described above. ing.
[0005]
That is, in this demodulator, the quadrature demodulator 56 quadrature-demodulates the Ich 'and Qch' quadrature-demodulated for nonlinear distortion correction based on the modulated wave output from the amplifier 55 and affected by the nonlinear distortion. The baseband signal for Ich and Qch before the distortion compensator 51 is input to the amplifier 55 and the quadrature demodulation signal Ich ′ after being input to the amplifier 55 and subjected to nonlinear distortion correction by the quadrature demodulator 56. , Qch ′ to detect a non-linear distortion component, and then output distortion compensation signals Ich1 and Qch1 for compensating the non-linear distortion component. By adding the distortion compensation signals Ich1 and Qch1, respectively, the nonlinear distortion of the modulated wave output from the amplifier 55 is compensated.
[0006]
Incidentally, as a non-linear distortion compensating function applicable to other digital wireless communication systems, and well-known techniques related to a demodulation device having the same, for example, a non-linear distortion compensator disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 4-216217 is disclosed. A distortion compensating circuit disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. Hei 4-291829, a nonlinear distortion compensating apparatus disclosed in Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 8-163198, a phase comparison method disclosed in Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 9-200284, and a quadrature amplitude modulation signal demodulation Devices, a phase comparison method and a quadrature amplitude modulation signal demodulation device disclosed in JP-A-10-173720, and a nonlinear distortion compensator disclosed in JP-A-2000-224084. It should be noted that the techniques disclosed in these documents detect the influence of nonlinear distortion on the receiving device side, and identify the identification area on the receiving device side so that the distance between the signal points affected by the nonlinear distortion is maximized. In addition, the nonlinear distortion compensating device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-163198 detects the effect of nonlinear distortion on the receiving device side, and the signal point affected by the nonlinear distortion is most likely. There is also disclosed a technique in which a signal point arrangement is pre-distorted on the transmitting apparatus side so as to obtain an appropriate arrangement.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In the case of the demodulation device having the nonlinear distortion compensation function shown in FIG. 12 described above, it is necessary to newly provide a quadrature demodulator only for the purpose of correcting the nonlinear distortion on the transmission device side, and to provide the demodulation device with the reception device side. The need for communication means with the transmission device side not only has the problem of increasing the overall circuit size and increasing costs, but also adding a high-frequency analog circuit from the amplifier to the quadrature demodulator. However, there is a problem that the circuit design becomes complicated.
[0008]
On the other hand, in other related well-known techniques, for example, the influence of non-linear distortion is detected on the receiving apparatus side, and the receiving apparatus is set so that the distance between the signal points affected by the non-linear distortion is maximized. In the case of the technique in which the discrimination area is changed on the side, compensation for nonlinear distortion is performed immediately before the discrimination circuit. There is a problem that a sufficient compensation effect cannot be obtained only by changing the identification area due to the superimposition of the influence of the signal.The effect of the non-linear distortion is detected on the receiving apparatus side, and the signal point affected by the non-linear distortion is most often detected. When pre-distorting the signal point constellation on the transmitting device side in advance to obtain an appropriate arrangement, distortion compensation is performed on the transmitting device side, so that communication between the receiving device side and the transmitting device side is performed. Stage there is a problem that the circuit scale of the whole is required becomes large.
[0009]
The present invention has been made to solve such a problem, and a technical problem of the present invention is to provide a demodulator having a non-linear distortion compensation function capable of obtaining a sufficient compensation effect only on the receiving device side with a simple configuration. To provide.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, a demodulated signal is used from a modulation signal that is used on the receiving side of a digital radio communication system and includes nonlinear distortion generated in an RF band amplifier in accordance with a demodulation operation of a baseband quasi-synchronous system. In a demodulation device including a quadrature demodulator for demodulating and a distortion compensating means for compensating for nonlinear distortion, a modulation signal input to the quadrature demodulator by adaptive operation according to a distortion amount of a demodulated signal as a distortion compensating means. Is obtained after the conversion process from the analog signal to the digital signal, and before the low-band filtering for roll-off shaping into the digital signal, a demodulation device having a distortion compensation circuit for performing distortion compensation is obtained.
[0011]
Further, according to the present invention, in the demodulation device, the quadrature demodulators are provided corresponding to the number of channels of the demodulation operation, respectively, and are used for converting a modulated signal from an analog signal to a digital signal. / D converter and a roll-off low-band filtering circuit that is provided corresponding to the number of channels and that performs low-band filtering of the digital signal for roll-off shaping. And a digital multiplier interposed between the A / D converter and the roll-off low-band filtering circuit, respectively, and configured to output a result obtained by multiplying a digital signal by a previously obtained amplitude compensation rate. Is obtained.
[0012]
Furthermore, according to the present invention, in the demodulation device, the quadrature demodulator performs quasi-synchronous detection on each of the digital signals that have been subjected to low-band filtering by the roll-off low-band filtering circuit to generate baseband signals corresponding to the number of channels. A carrier recovery circuit for demodulating each of the signals; and a decision circuit for generating and outputting a data signal and an error signal as demodulated signals corresponding to the number of channels based on the baseband signal, respectively. Compensation in the amplitude distortion compensation according to the result of judging the appropriateness of the amplitude distortion compensation based on the compensation polarity judgment area defined by the boundary where the vector of the error signal in the corresponding demodulated signal is perpendicular to the vector of the data signal. A compensation polarity detection circuit that generates and outputs a control signal for adjusting the amount, and calculates an amplitude compensation rate according to the control signal. Results demodulator comprising a compensation rate calculation circuit to be sent to the amplitude compensator is obtained.
[0013]
In addition, according to the present invention, in the demodulation device, the compensation ratio calculation circuit corresponds to the average operating point estimated value and the number of channels of the channel generated after adaptively adjusting as a parameter in the device circuit according to the control signal. A demodulation device that calculates the amplitude compensation rate based on the relationship between the digital signal and the signal amplitude is obtained.
[0014]
On the other hand, according to the present invention, in the demodulation device, the compensation rate calculating circuit includes an average operating point estimating circuit that is generated after adaptively changing the average operating point estimated value according to the control signal, and A power-sum root calculation circuit that outputs the result of calculating the power-sum root at each amplitude of the corresponding digital signal as the input amplitude, and the amplitude compensation rate can be converted and derived by substituting the average operating point estimated value and the input amplitude. A demodulation device comprising an amplitude compensation ratio calculation table processing circuit having a suitable amplitude compensation ratio calculation table table is obtained.
[0015]
On the other hand, according to the present invention, in any one of the above-described demodulators, the distortion compensation circuit includes signal point information necessary according to a preset reference value from a data signal and an error signal as demodulated signals corresponding to the number of channels. It includes a signal point selection circuit that sends a selection information signal of which only one has been selected to the compensation polarity detection circuit, and a demodulation device that generates a control signal according to the selection information signal can be obtained for the compensation polarity detection circuit.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The demodulator according to the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
[0017]
FIG. 1 is a circuit block diagram showing a basic configuration of a demodulation device having a nonlinear distortion compensation function according to one embodiment of the present invention.
[0018]
This demodulation device is used on the receiving side of a digital radio communication system, and the input modulation signal is also intended for multi-level quadrature modulation (QAM), and is a common baseband digital demodulation system. It is assumed that the quasi-synchronous method is applied, and general notations Ich and Qch regarding channels which are components of the in-phase and the quadrature phase are used.
[0019]
Referring to FIG. 1, the demodulation apparatus converts a demodulated signal from a multi-level quadrature modulation (QAM) modulated signal including nonlinear distortion generated in an RF band amplifier according to a demodulation operation of a baseband quasi-synchronous method. A quadrature demodulator 11 for demodulation, and a conversion from an analog signal to a digital signal of a modulation signal input to the quadrature demodulator 11 by adaptive operation according to the amount of distortion of the demodulated signal as a distortion compensation means for compensating for nonlinear distortion. And a distortion compensation circuit that performs distortion compensation at a stage after the processing and before a low-band filtering for roll-off shaping into a digital signal.
[0020]
Among them, the quadrature demodulator 11 has a π / 2 phase for a local oscillator 21 for generating a carrier signal and for a Qch of a carrier signal generated by the local oscillator 21 which is branched into two for Ich and Qch. The π / 2 phase shifter 22 that shifts, the Ich signal obtained by dividing the modulation signal input from the input terminal 1 into Ich signal and the Qch signal, and the carrier signal generated by the local oscillator 21 for the Ich signal. The Ich multiplier 31a that performs frequency conversion by multiplying the Ich one divided by two for the Qch and outputs the frequency conversion modulated signal, and the modulation signal input from the input terminal 1 The carrier signal generated by the local oscillator 21 and the carrier signal generated by the local oscillator 21 in the two branches for Ich and Qch are divided into two for Ich and Qch. A multiplier 31b for Qch that performs frequency conversion by multiplying the branched one for Qch by the π / 2 phase shifter 22 and performing a π / 2 phase shift, and outputs a frequency-converted modulated signal; A low-pass filter 32a for Ich (hereinafter, referred to as an LPF for Ich) 32a for low-pass filtering the frequency-converted modulated signal from the multiplier 31a for Ich and a low-pass filter for the frequency-converted modulated signal from the multiplier 31b for Qch. A low-pass filter for Qch (hereinafter referred to as an LPF for Qch) 32b and an A / D converter for Ich 33a for converting a frequency-converted modulated signal of an analog signal that has been low-pass filtered by the LPF for Ich 32a into a digital signal. A Qch A / D converter 33b for converting a frequency-converted modulated signal of an analog signal that has been low-pass filtered by the Qch LPF 32b into a digital signal; An output of a result obtained by multiplying the digital signal from the Ich A / D converter 33a by the amplitude compensation rate obtained in advance by the amplitude compensator 12a for h is used for Ich for low-pass filtering for roll-off shaping. A roll-off low-pass filter (hereinafter referred to as an Ich roll-off LPF) 34a and a Qch amplitude compensator 12b, which will be described later, use the amplitude compensation ratio previously obtained for the digital signal from the Qch A / D converter 33b. A Qch roll-off low-pass filter (hereinafter referred to as a Qch roll-off LPF) 34b for low-pass filtering the output of the multiplication result for roll-off shaping, and an Ich roll-off LPF 34a for the Qch Carriers that perform quasi-synchronous detection on digital signals that have been low-pass filtered by the roll-off LPF 34b and demodulate baseband signals corresponding to Ich and Qch, respectively. A raw circuit 23 and a determination circuit 24 that generates and outputs a data signal and an error signal as demodulated signals corresponding to Ich and Qch based on baseband signals corresponding to Ich and Qch, respectively. I have.
[0021]
On the other hand, the distortion compensating circuit is interposed between the A / D converter for Ich 33a and the roll-off LPF for Ich 34a, and the amplitude compensation circuit obtained in advance from the digital signal from the A / D converter for Ich 33a. The amplitude compensator 12a, which is a digital multiplier that outputs the result of multiplication by the ratio, is interposed between the Qch A / D converter 33b and the Qch roll-off LPF 24b, and is output from the Qch A / D converter 33b. And a vector of an error signal in a demodulated signal corresponding to Ich and Qch obtained from the decision circuit 24, and an amplitude compensator 12b that outputs a result obtained by multiplying the digital signal of FIG. According to the result of determining the appropriateness of the amplitude distortion compensation based on the compensation polarity determination area defined by the boundary line that is perpendicular to the vector of the data signal. A compensation polarity detection circuit 13 for generating and outputting a control signal for adjusting a compensation amount in the width distortion compensation, and a result of calculating an amplitude compensation rate in accordance with a control signal from the compensation polarity detection circuit 13 is used as

amplitude compensators

12a and 12b. And a compensation rate calculation circuit 14 for sending the data to the compensation rate calculating circuit 14. The compensation ratio calculation circuit 14 adjusts the average operating point estimated value generated after adaptive adjustment as a parameter in the device circuit according to the control signal and the signal amplitude in the digital signal corresponding to the number of channels of the Ich and Qch channels. And the amplitude compensation rate is calculated based on the relationship.
[0022]
In this demodulation device, the modulation signal input from the input terminal 1 is branched into two in the quadrature demodulator 11 and provided for Ich and Qch, and at the same time, a local signal provided in the quadrature demodulator 11 is provided. The received carrier signal generated by the oscillator 21 is also branched into two, one of which is used for Ich, and the other is used for Qch after the π / 2 phase shifter 22 shifts the phase by π / 2.
[0023]
Therefore, on the Ich side in the quadrature demodulator 11, the one for the Ich, which is one of the two-divided modulated signals, and the one for the Ich, which is one of the two received carrier signals, are used for the Ich. After performing frequency conversion by multiplying by the multiplier 31a and outputting it as a frequency conversion modulation signal, the low frequency filtering of the frequency conversion modulation signal by the Ich LPF 32a removes a harmonic component, and then the harmonic component becomes The frequency-converted modulated signal of the removed analog signal is converted into a digital signal by the Ich A / D converter 33a and sent to the Ich amplitude compensator 12a.
[0024]
The Ich amplitude compensator 12a composed of a digital multiplier outputs the result of multiplying the input digital signal by the amplitude compensation rate output from the compensation rate calculation circuit 14, and outputs the digital signal multiplied by the amplitude compensation rate. After being roll-off shaped by the Ich roll-off LPF 34a, it is delivered to the carrier reproducing circuit 23.
[0025]
On the other hand, on the Qch side in the quadrature demodulator 11, similarly, the other of the two-divided modulated signals for the Qch and the other of the two-divided received carrier signals that have been phase-shifted by π / 2 are used. The frequency conversion modulation signal is output by multiplying the frequency conversion modulation signal by the Qch multiplier 31b by the Qch multiplier 31b, and the frequency conversion modulation signal is low-pass filtered by the Qch LPF 32b to obtain a harmonic. After removing the component, the frequency-converted modulated signal of the analog signal from which the higher harmonic component has been removed is converted into a digital signal by the Q-channel A / D converter 33b and transmitted to the Q-channel amplitude compensator 12b.
[0026]
Similarly, the Qch amplitude compensator 12b composed of a digital multiplier outputs a result obtained by multiplying the input digital signal by the amplitude compensation rate output from the compensation rate operation circuit 14, and multiplies this amplitude compensation rate. The digital signal is roll-off shaped by the Qch roll-off LPF 34b and then delivered to the carrier reproducing circuit 23.
[0027]
In this way, the digital signals roll-off shaped by the roll-

off LPFs

34a and 34b are quasi-synchronously detected by the carrier reproduction circuit 23, demodulated as Ich and Qch baseband signals, and delivered to the determination circuit 24. The determination circuit 24 generates and outputs a data signal and an error signal as demodulated signals corresponding to Ich and Qch based on baseband signals corresponding to Ich and Qch, and outputs the data signal to the Ich output terminal 2 and Qch. To the output terminal 3.
[0028]
Incidentally, the function in the quadrature demodulator 11 here, that is, the operation from the modulation signal to the demodulation of the data signal is performed by the multiplication processing of the Ich amplitude compensator 12a and the Qch amplitude compensator 12b composed of digital multipliers. Except for the addition of the function, it can be regarded as the same as the demodulation operation of the generally used baseband quasi-synchronous system.
[0029]
By the way, the amplitude compensation rates given to the Ich amplitude compensator 12a and the Qch amplitude compensator 12b are different from the data signals in the demodulated signals corresponding to the Ich and the Qch determined by the determination circuit 24 by the compensation polarity detection circuit 13. Based on the error signal, the error signal vector determines the appropriateness of the amplitude distortion compensation based on a compensation polarity determination area defined by a compensation polarity determination area defined by a boundary line that is perpendicular to the data signal vector. A control signal for adjusting the compensation amount is sent to the compensation rate calculation circuit 14, and the compensation rate calculation circuit 14 adaptively adjusts as a parameter in the device circuit in accordance with the control signal and generates an average operating point estimated value and Ich ,.., Qch, based on the relationship with the signal amplitude in the digital signal corresponding to the number of channels of the channel for Qch.
[0030]
Generally, when the modulated signal input to the quadrature demodulator 11 is affected by nonlinear distortion due to an RF band amplifier, the demodulated baseband signal also includes nonlinear distortion, and noise and transmission line distortion are reduced. Even if there is no signal, no signal is reproduced on the original signal point. The amount of nonlinear distortion caused by this amplifier is uniquely determined if the operating point of the amplifier according to the input signal amplitude is determined using the amplitude compression coefficient specific to the amplifier as a parameter.
[0031]
On the other hand, the error information of the demodulated baseband signal represents a deviation from the original signal point, and the total amount of nonlinear distortion can be estimated by averaging the error information. When the distortion compensation is performed by the distortion compensation circuit as in the demodulation device of one embodiment, the appropriateness of the distortion compensation amount can be detected from the error information.
[0032]
Therefore, using a compensation ratio calculation circuit 14 having a conversion table (amplitude compensation ratio calculation table) in which the relationship between the input amplitude unique to the amplifier and the amplitude compensation ratio is recorded in advance, the appropriate amount of distortion compensation is determined from the demodulated signal error information. By adaptively operating the estimated average operating point value while detecting the degree, by performing an amplitude compensation operation in accordance with the amount of distortion included in the input modulated signal, it is possible to reduce the influence of nonlinear distortion.
[0033]
Here, a brief description will be given of the nonlinear distortion generated in the RF band amplifier and the influence of the nonlinear distortion on the modulation signal. Let the characteristics of the amplifier be expressed in decibels (dB) and the input level be P _i , Output level P _o , Amplification gain is G, saturation output level is P _sat In an ideal amplifier, the output level P _o Input level P as long as does not exceed the saturation point _i To the gain G (P _i + G), the input / output characteristics of the amplifier can be expressed by the following equation (1).
[0034]
(Equation 1)

However, when an amplifier is formed by a real electric circuit, the output level P _o Is the saturation output level P _sat , The compression is gradually performed, and the characteristic difference from an ideal amplifier increases. According to the literature [Behavioral Modeling of Nonlinear RF and Microwave Devices (Thomas R. Turlington), Arthouse], the input / output characteristics of the amplifier based on this compression effect can be approximated by the following equation (2).
[0035]
(Equation 2)

Here, K, which is a positive number, is an amplitude compression coefficient indicating the characteristic of the amplifier. The larger the K, the worse the characteristic of the amplifier, and conversely, the closer to K, the closer to the characteristic of the ideal amplifier. .
[0036]
Further, the saturation output level P _sat Is the reference point (0 dB), and (P _i + G) is the operating point P of the amplifier. _op , The operating point P of the amplifier _op And output level P _o Is expressed by the following equation (3).
[0037]
[Equation 3]

Therefore, when the horizontal axis is the operating point level [dB] of the amplifier and the vertical axis is the output level [dB] of the amplifier, the case where K = 0, 3, 5, and 7 is calculated by Expression 3, and the respective operations are shown. The output level characteristic with respect to the point level resulted as shown in FIG.
[0038]
From FIG. 2, it can be seen that in the case of an ideal amplifier (K = 0), the operating point P _op Is the saturation output level P _sat Until the saturation output level P _sat As soon as the amplitude reaches the saturation point, the output is clipped to the saturation point. On the other hand, in the case of other amplifiers (K = 3, 5, 7), the characteristic difference from the ideal amplifier increases as the amplitude compression coefficient increases. It becomes clear that the linear operation is not performed before the operating point exceeds the saturation point (0 dB).
[0039]
The modulation signal targeted by the demodulation device of one embodiment is multi-level quadrature modulation (QAM), and the signal points have a plurality of amplitudes. In this case, the influence of nonlinear distortion having a different compression ratio appears depending on the signal amplitude.
[0040]
FIG. 3 illustrates the signal point arrangement in a multilevel direct modulation signal targeted by the demodulation device of one embodiment. FIG. 3 (a) relates to the normal signal point arrangement of a 16-level orthogonal modulation signal. (B) relates to a signal point arrangement from which only the first quadrant is extracted. Here, it is assumed that a black circle indicates a signal point and a + mark indicates a normal position of the signal point.
[0041]
From FIG. 3A, the normal signal point constellation of the 16-level quadrature modulated signal exists at the same amplitude for each of the four points in the first to fourth quadrants defined by the horizontal axis Ich and the vertical axis Qch. It turns out that it is.
[0042]
Therefore, the following description of the signal point arrangement will be made only in the first quadrant. This is because the amplitudes are the same in the signal point arrangements in the second to fourth quadrants, and the operation is similar. Also, the four points in the signal point arrangement in the first quadrant are named points A, B, C, and D for convenience as shown in FIG. 3B.
[0043]
FIG. 4 shows a signal point arrangement in the first quadrant when the signal is affected by nonlinear distortion of the 16-level quadrature modulation signal. However, also in this case, black circles indicate signal points, and + marks indicate the normal positions of the signal points.
[0044]
From FIG. 4, when the signal point is affected by non-linear distortion as indicated by a black circle, the signal point is different from the other signal points at points A, B, and D as compared with the signal point on the inside having a small amplitude such as point C. It can be seen that the deviation amount from the normal position indicated by the + mark is large at the outer signal point having a large amplitude (particularly remarkable at the outermost signal point having a large amplitude such as point B). When such a signal is demodulated, the margin between the demodulated signal point and the determination area defined by the demarcation line indicated by the dashed line becomes smaller. I will.
[0045]
Therefore, in the demodulation device of one embodiment, the above-described compensation polarity detection circuit 13, compensation ratio calculation circuit 14, and distortion compensation circuit composed of the Ich amplitude compensator 12a and the Qch amplitude compensator 12b are provided. The distortion compensation is performed by the adaptive operation according to the distortion amount.
[0046]
FIG. 5 exemplifies a compensation polarity determination area for the compensation polarity detection circuit 13 provided in the demodulation device to detect the influence of nonlinear distortion from the demodulated signal.
[0047]
Here, the compensation polarity detection circuit 13 estimates an area where data exists from the data signals in the demodulated signals corresponding to Ich and Qch output from the determination circuit 24, and determines that the area changes in accordance with the area where the data signal exists. The effect of distortion is detected based on the relationship between the reference and the error signal. Specifically, a compensation polarity determination area defined by a boundary line where the vector of the error signal is perpendicular to the vector of the data signal is generated, and the compensation polarity is determined. The appropriateness of the amplitude distortion compensation is determined based on the determination area.
[0048]
More specifically, this compensation polarity determination area is defined by a straight line (vector of the error signal) orthogonal to a straight line (vector of the data signal) connecting the origin O of the signal point arrangement and the normal signal point position as a boundary line, The white area inside the boundary is determined as the area affected by the positive nonlinear distortion, and the colored area outside the boundary is determined as the area affected by the negative nonlinear distortion, and the result is used as a control signal to calculate the compensation rate. Output to the circuit 14.
[0049]
Therefore, the compensation ratio calculation circuit 14 calculates an amplitude compensation ratio according to the signal amplitude in accordance with the control signal from the compensation polarity detection circuit 13, and the operation in this case will be described below. When the input is the operating point power and the output is expressed by the general function F (x) using the output power, the following equation (4) is obtained.
[0050]
(Equation 4)

When an inverse function is used for the equation (4), the input is set to the output power, and the output is represented by the relation of the operating point power, the equation (5) is obtained.
[0051]
(Equation 5)

Although it is difficult to mathematically express the inverse function used in equation (5), the operating point P in equations (3) and (4) is used. _op And output level P _o Is one-to-one, and if the parameter K is substituted, the relationship of Expression 5 is expressed by a numerical calculation as a relationship between the output level [dB] and the operating point level [dB] as shown in FIG. be able to.
[0052]
Here, the nonlinear distortion generated in the amplifier in the RF band is shown by the relationship of the operating point level [dB] characteristic with respect to the output level [dB], but the output level (output power) [dB] on the horizontal axis represents the amplitude distortion. The input power of the received quadrature demodulator 11 is represented, and the operating point level (operating point power) on the vertical axis represents the true signal point power in the quadrature demodulator 11 before receiving the amplitude distortion.
[0053]
Further, when the amplitude ratio between the output power and the operating point power is defined as an amplitude compensation rate, and the amplitude of the output power is the input amplitude of the quadrature demodulator 11, the amplitude compensation rate with respect to the input amplitude of the quadrature demodulator 11 is obtained. The characteristics can be represented by a relationship as shown in FIG.
[0054]
Here, the input amplitude of the quadrature demodulator 11 on the horizontal axis represents the ratio of the amplitude of the saturation power to the amplitude of the saturation power, so if the operating point of the average signal power input to the quadrature demodulator 11 is determined, the quadrature demodulation is performed. By converting the input amplitude of the detector 11 into a decibel expression, an amplitude compensation rate can be obtained.
[0055]
Hereinafter, the operating point of the average signal power is defined as the average operating point. In the compensation rate calculating circuit 14, the average operating point is estimated by following the adaptive operation as a parameter in the device circuit according to the control signal from the compensation polarity detecting circuit 13. , An amplitude compensation rate is derived from the relationship between the estimated average operating point value generated after the adaptive adjustment and the input amplitude of the quadrature demodulator 11, and is input by the Ich amplitude compensator 12a and the Qch amplitude compensator 12b, respectively. By multiplying the digital signal by the amplitude compensation rate, the influence of the amplitude distortion can be compensated.
[0056]
FIG. 8 is a circuit block diagram showing a detailed configuration of the compensation rate calculation circuit 14. The compensation rate calculation circuit 14 is configured to adaptively change the estimated value of the average operating point in accordance with the control signal from the compensation polarity detection circuit 13 and to generate the average operating point estimating circuit 43, and to generate digital signals corresponding to Ich and Qch. A root-sum-square calculation circuit 41 that outputs a result of calculating a root-sum-square at each amplitude of a signal as an input amplitude, and an amplitude compensation rate can be derived by substituting an average operating point estimated value and an input amplitude. And an amplitude compensation rate calculation table processing circuit 42 having an amplitude compensation rate calculation table.
[0057]
That is, in the compensation ratio calculation circuit 14, the amplitude compensation ratio calculation table processing circuit 42 calculates the average operating point estimated value obtained by the average operating point estimation circuit 43 and the input amplitude obtained by the square root calculation circuit 41. By substituting into the amplitude compensation ratio calculation table, the amplitude compensation ratios for Ich and Qch are obtained, and output to the Ich amplitude compensator 12a and the Qch amplitude compensator 12b.
[0058]
For example, in FIG. 7, when the estimated average operating point is estimated to be the point X, a value shifted from the point X by the ratio of the instantaneous amplitude to the average amplitude is obtained as the instantaneous amplitude compensation rate, and When the amplitude is at the point B, the ratio between the point B and the average amplitude is about 2.5 dB. Therefore, the point Xb shifted by 2.5 dB from the point X is obtained as the instantaneous amplitude compensation rate.
[0059]
Hereinafter, the operation of the distortion compensation by the distortion compensation circuit will be specifically described with reference to a diagram schematically showing a transition of a signal point arrangement related to the influence of nonlinear distortion shown in FIG. 9 and an amplitude compensation ratio characteristic diagram shown in FIG. Will be explained. 9 (a) relates to the case where the influence of the nonlinear distortion is large, FIG. 9 (b) relates to the case where the effect of the nonlinear distortion is small, and FIG. 9 (c) relates to the case where there is no influence of the nonlinear distortion. d) relates to the case of nonlinear distortion overcompensation.
[0060]
Here, for convenience, it is assumed that the amplitude compression coefficient K is 7, and the average operating point of the amplifier is operated at the point X in FIG. At this time, since the quadrature modulated signal is strongly affected by the nonlinear distortion, the signal point arrangement is a case where the nonlinear distortion is greatly affected as shown in FIG.
[0061]
At the initial stage of the system, in the distortion compensation circuit, the average operating point estimated value, which is an internal parameter of the compensation ratio calculation circuit 14, is set to the minimum level X0 point. As a result, the amplitude compensation ratio becomes almost 1, and the amplitude compensation operation is performed. Do not do. Accordingly, the compensation polarity detection circuit 13 which has received the signal point arrangement of FIG. 9A as it is generates a control signal so as to increase the amplitude compensation rate.
[0062]
Therefore, in the compensation rate calculation circuit 14 receiving this control signal, the level of the estimated value of the average operating point is increased to, for example, the X-point, and as a result, the amplitude compensation rate increases, as shown in FIG. 9B. In this case, the signal points are arranged when the influence of the nonlinear distortion is small and the nonlinear distortion is slightly compensated.
[0063]
Subsequently, when the same control signal is continuously input from the compensation polarity detection circuit 13, the level of the average operating point estimated value is increased in the compensation rate calculating circuit 14, so that the average operating point estimated value approaches the X point soon. As shown in FIG. 9C, the normal signal point arrangement approaches the case where there is no influence of nonlinear distortion.
[0064]
Furthermore, if the compensation ratio calculation circuit 14 increases the level of the estimated value of the average operating point and over-controls it, the estimated value of the average operating point passes through the point X and becomes the X + point, and the amplitude compensation ratio becomes excessively large. As shown in d), the signal points are arranged in the case of the nonlinear distortion overcompensation. In this case, the compensation polarity detection circuit 13 detects overcontrol and generates a control signal of the opposite polarity.
[0065]
Upon receiving the control signal of the opposite polarity, the compensation ratio calculation circuit 14 moves the estimated value of the average operating point away from the saturation point, and as a result, the amplitude compensation ratio decreases, and the influence of the nonlinear distortion again increases as shown in FIG. It returns to the normal signal point arrangement in the case of no. By repeating such feedback control, the average operating point estimated value can be made to converge to an appropriate value.
[0066]
By the way, in the above-described operation of distortion compensation by the distortion compensation circuit, the case where the compensation polarity detection is performed for all signal points has been described.For example, only the outermost signal that is most strongly affected by nonlinear distortion is selected. If control is performed using the feedback control, the feedback gain of the control loop can be increased.
[0067]
FIG. 10 is a circuit block diagram showing a basic configuration of a demodulator having a nonlinear distortion compensation function according to another embodiment of the present invention.
[0068]
In this demodulation device, as compared with that of the first embodiment, as a separate component of the distortion compensation circuit, a demodulation signal is preset between the compensation polarity detection circuit 13 and the determination circuit 24 from the data signal and the error signal. A signal point selection circuit 15 is provided for transmitting a selection information signal, in which only necessary signal point information is selected according to a reference value, to a compensation polarity detection circuit, and the compensation polarity detection circuit 13 responds to the selection information signal from the signal point selection circuit 15. The only difference is that the control signal is generated by the control.
[0069]
FIG. 11 illustrates a signal point arrangement of the 16-level quadrature modulation signal selected by the signal point selection circuit 15. Here, it is shown that the signal point selection circuit 15 selects only the black-out portion area which is the outermost signal point arrangement portion of the 16-level orthogonal modulation signal. Accordingly, the distortion compensating circuit including the compensation polarity detecting circuit 13, the compensation ratio calculating circuit 14, the Ich amplitude compensator 12a, and the Qch amplitude compensator 12b only has the selection information signal of the signal point selected by the signal point selection circuit 15. And adjusts the amount of compensation by detecting the polarity of the distortion (distortion compensation by adaptive operation according to the amount of distortion of the demodulated signal).
[0070]
【The invention's effect】
As described above, according to the demodulation apparatus of the present invention, a baseband signal is used from a modulation signal that is used on the receiving apparatus side of a digital wireless communication system and includes nonlinear distortion generated by a generally used RF band amplifier. For a quadrature demodulator that performs a synchronous demodulation operation, as a distortion compensating means for performing nonlinear distortion compensation, an analog signal of a modulation signal input to the quadrature demodulator by an adaptive operation according to the amount of distortion of the demodulated signal is digitalized. By providing a distortion compensating circuit that performs distortion compensation in accordance with the number of channels in the stage after the signal conversion processing and before the roll-off low-pass filtering, nonlinear distortion due to output level change, disturbance, etc. Even when the operating point of the amplifier, which is the source of the noise, changes, the adaptive control automatically performs the convergence operation so that the appropriate amount of compensation is obtained. Since the operation to compensate for the effect is to stably obtained, the nonlinear distortion compensation function sufficient compensation effect only at the receiver side with a simple configuration than the conventional device can be obtained is to be constructed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit block diagram showing a basic configuration of a demodulator having a nonlinear distortion compensation function according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a graph showing output level characteristics with respect to an operating point level shown for explaining non-linear distortion generated in an amplifier in an RF band.
FIGS. 3A and 3B illustrate signal point constellations in a multilevel direct modulation signal targeted by the demodulation device shown in FIG. 1, wherein FIG. 3A relates to a normal signal point constellation of a 16-level orthogonal modulation signal, and FIG. This relates to a signal point arrangement in which only the first quadrant is extracted.
FIG. 4 shows a signal point arrangement in a first quadrant in a case where the signal is affected by nonlinear distortion of the 16-level quadrature modulation signal described in FIG. 3;
FIG. 5 illustrates a compensation polarity determination area for a compensation polarity detection circuit provided in the demodulation device shown in FIG. 1 to detect the influence of nonlinear distortion from a demodulated signal.
FIG. 6 is a graph showing an operating point level characteristic with respect to an output level shown for explaining non-linear distortion generated in an RF band amplifier.
FIG. 7 shows an amplitude compensation ratio characteristic with respect to an input amplitude of a quadrature demodulator provided in the demodulation device shown in FIG.
FIG. 8 is a circuit block diagram showing a detailed configuration of a compensation rate calculation circuit provided in the demodulation device shown in FIG.
FIGS. 9A and 9B schematically show changes in signal point constellations related to the influence of nonlinear distortion, where FIG. 9A shows the case where the effect of nonlinear distortion is large, FIG. 9B shows the case where the effect of nonlinear distortion is small, (C) relates to the case where there is no nonlinear distortion effect, and (d) relates to the case where nonlinear distortion is overcompensated.
FIG. 10 is a circuit block diagram showing a basic configuration of a demodulator having a nonlinear distortion compensation function according to another embodiment of the present invention.
11 illustrates a signal point arrangement of a 16-level quadrature modulation signal selected by a signal point selection circuit provided in the demodulation device illustrated in FIG.
FIG. 12 is a circuit block diagram showing a basic configuration of a demodulation device having a conventional nonlinear distortion compensation function.
[Explanation of symbols]
1 input terminal
2 Output terminal for Ich
3 Output terminal for Qch
11,11 ', 56 Quadrature demodulator
12a Ich amplitude compensator
12b Amplitude compensator for Qch
13 Compensation polarity detection circuit
14 Compensation ratio calculation circuit
15 Signal point selection circuit
21 Local oscillator
22 π / 2 phase shifter
23 Carrier regeneration circuit
24 Judgment circuit
31a Multiplier for Ich
31b Qch multiplier
32a LPF for Ich
32b LPF for Qch
A / D converter for 33a Ich
33b A / D converter for Qch
34a Roll-off LPF for Ich
34b Roll-off LPF for Qch
41 Sum-of-squares calculation circuit
42 Amplitude compensation rate calculation table processing circuit
43 Average operating point estimation circuit
51 Distortion compensator
52 Ich adder
53 Adder for Qch
54 quadrature modulator
55 amplifier

Claims

A quadrature demodulator which is used on a receiving side of a digital radio communication system and demodulates a demodulated signal from a modulated signal inputted including non-linear distortion generated in an amplifier in a radio frequency band in accordance with a demodulation operation of a baseband quasi-synchronous system And a distortion compensating means for compensating the non-linear distortion, wherein the modulation signal input to the quadrature demodulator by the adaptive operation according to a distortion amount of the demodulated signal as the distortion compensating means. A demodulation device comprising a distortion compensating circuit for compensating distortion at a stage after the conversion processing from the analog signal to the digital signal to the digital signal and before the low-band filtering for roll-off shaping into the digital signal. .

2. The demodulation device according to claim 1, wherein the quadrature demodulators are provided in correspondence with the number of channels of the channel involved in the demodulation operation, and convert the modulated signal from the analog signal to the digital signal. An A / D converter, and a roll-off low-band filtering circuit provided in correspondence with the number of channels of the channel and for low-band filtering the digital signal for the roll-off shaping. The compensation circuit is interposed between the A / D converter and the roll-off low-band filtering circuit corresponding to the number of channels of the channel, and multiplies the digital signal by a previously obtained amplitude compensation rate. A demodulator comprising an amplitude compensator comprising a digital multiplier for outputting a result.

3. The demodulator according to claim 2, wherein the quadrature demodulator performs quasi-synchronous detection on each of the digital signals that have been low-pass filtered by the roll-off low-pass filtering circuit, and generates a baseband signal corresponding to the number of channels in the channel. A carrier reproduction circuit that demodulates the data, and a determination circuit that generates and outputs a data signal and an error signal as the demodulated signals corresponding to the number of channels of the channel based on the baseband signal, respectively, and the distortion compensation circuit includes: In the result of judging the appropriateness of the amplitude distortion compensation based on the compensation polarity judgment area defined by the boundary line where the vector of the error signal in the demodulated signal corresponding to the number of channels of the channel is perpendicular to the vector of the data signal. A compensation polarity detection circuit that generates and outputs a control signal for adjusting a compensation amount in the amplitude distortion compensation in accordance with the Demodulating apparatus characterized by comprising a compensation rate calculation circuit for transmitting the result of computing the amplitude compensation rate according to the control signal to the amplitude compensator.

4. The demodulator according to claim 3, wherein the compensation rate calculation circuit adaptively adjusts as a parameter in the device circuit according to the control signal and generates an average operating point estimated value and the digital number corresponding to the number of channels of the channel. A demodulation apparatus for calculating the amplitude compensation ratio based on a relationship between a signal and a signal amplitude.

5. The demodulation device according to claim 4, wherein the compensation rate calculation circuit generates an average operating point estimating circuit after adaptively changing the average operating point estimated value according to the control signal, and the number of channels of the channel. A power-sum root calculating circuit that outputs a result of calculating a power-sum root at each amplitude of the corresponding digital signal as an input amplitude; and the amplitude compensation ratio by substituting the average operating point estimated value and the input amplitude. A demodulation device comprising: an amplitude compensation ratio calculation table processing circuit having an amplitude compensation ratio calculation table table capable of deriving the conversion.

6. The demodulator according to claim 3, wherein the distortion compensating circuit is required as the demodulated signal corresponding to the number of channels of the channel according to a reference value set in advance from the data signal and the error signal. A signal point selection circuit that sends a selection information signal that selects only the minimum signal point information to the compensation polarity detection circuit, wherein the compensation polarity detection circuit generates the control signal in accordance with the selection information signal. Characteristic demodulator.