JP3540665B2

JP3540665B2 - AC electric vehicle drive

Info

Publication number: JP3540665B2
Application number: JP11369799A
Authority: JP
Inventors: 孝一松岡; 圭一郎近藤; 和明結城; 敦彦西尾
Original assignee: Toshiba Corp; Railway Technical Research Institute
Current assignee: Toshiba Corp; Railway Technical Research Institute
Priority date: 1999-04-21
Filing date: 1999-04-21
Publication date: 2004-07-07
Anticipated expiration: 2019-04-21
Also published as: JP2000308205A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石同期電動機を駆動制御する交流電気車駆動装置に係り、特に単相の電力脈動に起因して直流リンク電圧に脈動が存在する場合、制御系に各種の遅れが存在する場合にも、ビート現象といった電動機出力への影響を低減できるようにした交流電気車駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、例えば“特公昭６１−４８３５６号公報”に開示されている、従来の交流電気車駆動装置の構成例を示すブロック図である。
【０００３】
図９において、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段であるパンタグラフ４１および車輪４２と、このパンタグラフ４１および車輪４２により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段である変圧器１６と、この変圧器１６の２次側に接続され、変圧器１６により低圧化された単相交流を直流に変換する整流器３０と、この整流器３０の直流側に直列に接続されたリアクトル３１および直流フィルタコンデンサ１と、この直流フィルタコンデンサ１の両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧、すなわち可変電圧可変周波数出力（ＶＶＶＦ）に変換するＶＶＶＦインバータ２と、このＶＶＶＦインバータ２の交流側に接続されて駆動制御される誘導電動機２４とから、主回路が構成されている。
【０００４】
一方、電圧検出器３と、ゲート制御部８と、除算器２５と、乗算器２６と、比較部２７と、三相正弦波発生部２８と、三角波発生部２９とから、制御装置が構成されている。
【０００５】
電圧指令Ｖ^*は、除算器２５により、電圧検出器３により検出された直流フィルコンデンサ１の電圧、すなわち直流リンク電圧Ｖｄｃで除算される。
【０００６】
また、電圧指令Ｖ^*は、三相正弦波発生部２８に入力され、電圧指令Ｖ^*に比例した周波数の単位正弦波が出力される。
【０００７】
三相正弦波発生部２８からの出力の一つであるＵ相の単位正弦波は、除算器２５からの出力と乗算器２６により乗算される。
【０００８】
比較部２７では、三角波発生部２９からの出力である三角波と乗算器２６からの出力とを比較し、ゲート信号が出力される。
【０００９】
ゲート制御部８では、比較部２７からのゲート信号に応じて、ＶＶＶＦインバータ２が制御される。
【００１０】
さて、このような従来の交流電気車駆動装置においては、ＶＶＶＦインバータ２の出力電圧を指令制御する電圧指令Ｖ^*が、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて変化するように制御が行なわれる。
【００１１】
すなわち、整流器３０の直流側には、整流に伴なう電流リプルが含まれるが、リアクトル３１および直流フィルタコンデンサ１からなるＬＣ回路により、直流リンク電圧Ｖｄｃが安定化される。
【００１２】
しかしながら、ＬＣ回路のフィルタ作用により除去しきれない電流リプルは、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動となって現われる。そして、この直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動に起因して、相電流がビートを起こしたり、誘導電動機２４が発生するトルクにリプルが重畳するという問題が発生する。
【００１３】
このため、従来では、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて電圧指令Ｖ^*を補正することにより、上述のビート現象を抑制するようにしている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、制御系には各種の遅れが存在しているため、直流リンク電圧Ｖｄｃを瞬時に電圧指令Ｖ^*に反映することは困難である。特に、近年のディジタル制御化により、その傾向はますます顕著となってきている。
【００１５】
ここで、問題となるビート現象は、負荷の共振周波数と直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数が一致する時に顕在化するものである。共振とは、インピーダンスが非常に小さくなることと等価であるため、上述の制御系の遅れによる影響は大きく、従来の構成では、ビート現象の十分な抑制効果を期待することができない。
【００１６】
本発明の目的は、単相の電力脈動に起因して直流リンク電圧に脈動が存在する場合、制御系に各種の遅れが存在する場合にも、ビート現象といった電動機出力への影響を低減することが可能な交流電気車駆動装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１の発明の交流電気車駆動装置は、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段と、当該集電手段により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段と、当該低圧化手段により低圧化された単相交流を直流に変換する単相コンバータと、当該単相コンバータの直流側に接続された直流フィルタコンデンサと、当該直流フィルタコンデンサの両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するインバータと、当該インバータの交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機とから主回路を構成し、直流フィルタコンデンサにかかる電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段により検出された直流リンク電圧を入力とし、当該直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように単相コンバータを制御する電圧制御手段と、インバータの変調率基準を演算する変調率基準演算手段、電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分を抽出する脈動量検出手段、当該脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて変調率基準演算手段からの変調率基準を補償しインバータの変調率を出力する変調率補償手段からなる変調率演算手段と、脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に対し、その位相を別途入力される位相補償量に応じて補償し変調率補償手段への入力量として出力する位相補償手段と、インバータが変調率演算手段からの出力である変調率に応じた電圧を出力するようにインバータを制御するゲート制御手段と、前記交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて前記位相補償量を演算し出力する位相補償量演算手段と、を備えて成り、前記位相補償手段に入力される位相補償量としては、前記直流リンク電圧の脈動成分の位相を進めるように設定しており、前記位相補償量演算手段としては、前記インバータの制御周期に応じて前記位相補償量を演算し出力する第２の位相補償量演算手段から構成している。
【００１８】
従って、請求項１の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動の位相を補償した値に基づいて変調率を補償することで、検出機構や制御系に存在する位相のずれを補償することにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００１９】
また、請求項１の発明では、上記交流電気車駆動装置において、位相補償手段に入力される位相補償量は、直流リンク電圧の脈動成分の位相を進めるように設定している。
【００２０】
従って、請求項１の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動の位相を進み補償した値に基づいて変調率を補償することで、検出機構や制御系に存在する位相は遅れであり、位相を進める方向に補償することにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２１】
また、請求項１の発明では、上記交流電気車駆動装置において、交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて位相補償量を演算し出力する位相補償量演算手段を備えている。
【００２２】
従って、請求項１の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対し、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、位相の補償量を動作状況に応じて可変して、動作状況に応じた設定を行なうことにより、交流電気車駆動装置の動作状況に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２３】
また、請求項１の発明では、上記交流電気車駆動装置において、位相補償量演算手段は、インバータの制御周期に応じて位相補償量を演算し出力する第２の位相補償量演算手段から構成している。
また、請求項２の発明では、上記請求項１に記載の交流電気車駆動装置において、第２の位相補償量演算手段は、下記式に示すように、インバータの制御周期ΔＴ _ＣＴ［ｓｅｃ］及び脈動成分の脈動周波数Ｆ［Ｈｚ］に応じて位相補償量Ｐ _ｃｍｐを演算し出力する構成である。
Ｐ _ｃｍｐ＝３／２×ΔＴ _ＣＴ ×Ｆ×３６０［ｄｅｇ］
【００２４】
従って、請求項１，２の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対して、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、位相補償量をインバータの制御周期に応じて設定し、また制御遅れの要因の一つが制御周期であり、制御周期が可変となるアプリケーションにおいて、制御周期に応じて位相補償量を可変とすることにより、インバータの制御周期に応じた適切な位相補償量を設定することができる。このため、制御周期に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２５】
さらに、請求項３の発明では、上記請求項１の発明の交流電気車駆動装置において、位相補償量演算手段は、上記第２の位相補償量演算手段に代えて、単相交流の周波数に応じて位相補償量を演算し出力する第３の位相補償量演算手段から成り、第３の位相補償量演算手段としては、単相交流の周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの２倍となる脈動周波数［Ｈｚ］に制御遅れ［ｓｅｃ］と３６０［ｄｅｇ］とを乗算して位相補償量を得る構成である。
【００２６】
従って、請求項３の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対し、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、位相補償量を直流リンク電圧の脈動周波数に応じて設定することにより、交流電気車等のように直流リンク電圧の脈動電源が可変となる交流電気車駆動装置において有効であり、直流リンク電圧の脈動周波数に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００２７】
一方、請求項４の発明では、上記請求項１の発明の交流電気車駆動装置において、上記脈動検出手段および位相補償手段の代わりに、電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分をその位相を補償して抽出し変調率補償手段への入力量として出力する第２の脈動量検出手段を備えている。
すなわち、請求項４の発明の交流電気車駆動装置は、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段と、当該集電手段により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段と、当該低圧化手段により低圧化された単相交流を直流に変換する単相コンバータと、当該単相コンバータの直流側に接続された直流フィルタコンデンサと、当該直流フィルタコンデンサの両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するインバータと、当該インバータの交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機とから主回路を構成し、前記直流フィルタコンデンサにかかる電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧を入力とし、当該直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように前記単相コンバータを制御する電圧制御手段と、前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動する成分をその位相を進み補償して抽出して出力する第２の脈動量検出手段と、前記インバータの変調率基準を演算する変調率基準演算手段、前記第２の脈動量検出手段からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて前記変調率基準演算手段からの変調率基準を補償し前記インバータの変調率を出力する変調率補償手段からなる変調率演算手段と、前記インバータが前記変調率演算手段からの出力である変調率に応じた電圧を出力するように前記インバータを制御するゲート制御手段と、を備えている。
【００２８】
従って、請求項４の発明の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧の脈動に対し、位相補償した値に基づいて変調率を補償することで、検出機構や制御系に存在する遅れを進み位相補償することにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
さらに、脈動量検出手段と位相補償手段とを兼ね備えることにより、前記請求項１乃至請求項３の発明に比べて、制御系の遅れをより一層小さくすると共に、制御系の簡略化を図ることができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３０】
（第１の実施の形態：請求項１に対応）
図１は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図９と同一部分には同一符号を付して示している。
【００３１】
図１において、架線とレール間にかかる単相の交流を集電する集電手段であるパンタグラフ４１および車輪４２と、このパンタグラフ４１および車輪４２により集電された単相交流を低圧化する低圧化手段である変圧器１６と、この変圧器１６により低圧化された単相交流を直流に変換する単相ＰＷＭコンバータ１７と、この単相ＰＷＭコンバータ１７の直流側に接続された直流フィルタコンデンサ１と、この直流フィルタコンデンサ１の両端に接続され、直流を任意の周波数で任意の大きさの交流電圧に変換するＶＶＶＦインバータ２と、このＶＶＶＦインバータ２の交流側に接続されて駆動制御される永久磁石同期電動機４とから、主回路を構成している。
【００３２】
一方、電圧検出器３と、位置検出器５と、変調率基準演算手段である出力電圧演算部６と、ゲート制御部８と、脈動量検出部９と、位相補償演算部１０と、乗算器１２、平均値演算部１３、加算器１４、除算器１５からなる変調率補償部１１と、電圧制御部１８とから、制御装置を構成している。
【００３３】
なお、出力電圧演算部６と、脈動量検出部９と、変調率補償部１１とから、変調率演算手段を構成している。
【００３４】
電圧検出器３は、直流フィルタコンデンサ１にかかる電圧である直流リンク電圧を検出する。
【００３５】
位置検出器５は、永久磁石同期電動機４に備えられ、この永久磁石同期電動機４の磁極の位相を検出する。
【００３６】
電圧制御部１８は、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧を入力とし、この直流リンク電圧が直流リンク電圧指令に一致するように単相ＰＷＭコンバータ１７を制御する。
【００３７】
出力電圧演算部６は、ＶＶＶＦインバータ２の変調率基準を演算する。
【００３８】
脈動量検出部９は、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧から脈動する成分を抽出する。
【００３９】
変調率補償部１１は、脈動量検出部９からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に応じて出力電圧演算部６からの変調率基準を補償し、ＶＶＶＦインバータ２の変調率を出力する。
【００４０】
位相補償演算部１０は、脈動量検出部９からの出力である直流リンク電圧の脈動成分に対し、その位相を別途入力される位相補償量に応じて補償し、上記変調率補償部１１への入力量として出力する。
【００４１】
ゲート制御部８は、ＶＶＶＦインバータ２が変調率補償部１１からの出力である変調率に応じた電圧を出力するようにＶＶＶＦインバータ２を制御する。
【００４２】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について、図２乃至図４を用いて説明する。
【００４３】
図１において、直流フィルタコンデンサ１にかかる電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃは、電圧検出器３により検出される。この直流リンク電圧Ｖｄｃは、電圧制御部１８に入力される。
【００４４】
電圧制御部１８では、直流リンク電圧Ｖｄｃが直流リンク電圧指令値Ｖｄｃｃｍｄと一致するように、単相ＰＷＭコンバータ１７が制御される。
【００４５】
出力電圧演算部６では、例えば、永久磁石電動機４の発生するトルク出力Ｔｍがトルク指令Ｔｍ^*に追従するように、出力電圧指令が演算される。
【００４６】
この出力電圧演算部６からの出力である出力電圧指令は、変調率基準ＡＬ^*と制御座標系上での出力電圧の位相角θｖとして表わされるものとする。
【００４７】
なお、上記において、出力電圧演算部６への指令は、トルク指令Ｔｍ^*ではなく、速度指令、あるいは位置指令である場合もある。
【００４８】
この出力電圧演算部６の具体的な演算方法について、以下に詳細に述べる。
【００４９】
なお、ここでは、ｄｑ軸回転座標系上で制御を行なう方式とする。
【００５０】
通常、ｄ軸は永久磁石電動機４の磁束軸に一致させる。出力電圧演算部６に入力されるトルク指令Ｔｍ^*に基づいて、以下のようにして、磁束軸（ｄ軸）電流指令Ｉｄ^*とトルク軸（ｑ軸）電流指令Ｉｑ^*とが演算される。
【００５１】
【数１】

【００５２】
ただし、ΔＬ：Ｌｄ−Ｌｑ、φ^*：磁束指令、φｆ：永久磁石磁束、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンスである。
【００５３】
次に、この磁束軸（ｄ軸）電流指令Ｉｄ^*とトルク軸（ｑ軸）電流指令Ｉｑ^*とを入力として、次式のような演算により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*とｑ軸電圧指令Ｖｑ^*とが演算される。
【００５４】
【数２】

【００５５】
ただし、Ｒ：抵抗、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、ωｉ：インバータ出力周波数、φｆ：永久磁石磁束である。
【００５６】
次に、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*とｑ軸電圧指令Ｖｑ^*とに基づいて、次式のような演算により、ｄｑ軸座標系上での電圧指令の大きさ｜Ｖ｜とｄ軸からの位相角 θｖとが演算される。
【００５７】
【数３】

【００５８】
また、変調率基準ＡＬ^*は、次のような式により演算される。ここでの変調率の定義は、ＶＶＶＦインバータ２が出力し得る最大電圧で正規化するものとしている。このＶＶＶＦインバータ２が最大電圧を出力し得るのは、周知のように１パルスモードである。
【００５９】
【数４】

【００６０】
ただし、Ｖｄｃ：直流リンク電圧である。
【００６１】
以上により、出力電圧演算部６では、ｄｑ軸座標系上での変調率基準ＡＬ^*と出力電圧のｄ軸からの位相θｖとが演算して出力される。
【００６２】
一方、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃは、脈動量検出部９にも入力される。
【００６３】
脈動量検出部９では、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動分ΔＶｄｃが抽出されて出力される。この直流リンク電圧の脈動分ΔＶｄｃは、位相補償部１０に入力される。
【００６４】
位相補償部１０では、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動分ΔＶｄｃに対して、その位相を位相補償量Ｐｃｍｐ［ｄｅｇ］分補償した値ΔＶｄｃ’が出力される。
【００６５】
図２は、位相補償部１０の入出力の関係を示す図である。
【００６６】
すなわち、図２に示すように、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃに対して、その大きさを変えず、位相のみをＰｃｍｐ［ｄｅｇ］補償した値ΔＶｄｃ’が出力される。
【００６７】
位相補償部１０からの出力である補償値ΔＶｄｃ’は、変調補償部１１に入力される。
【００６８】
変調率補償部１１は、平均値演算部１３、加算器１４、除算器１５、乗算器１２から構成されており、平均値演算部１３には、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃが入力されて、その平均値Ｖｄｃ^*が演算されて出力される。
【００６９】
加算器１４では、位相補償部１０からの出力である補償値Ｖｄｃ’と、平均値演算部１３からの出力である平均値Ｖｄｃ^*とが加算された値Ｖｄｃ’が出力される。
【００７０】
除算器１５では、直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ^*が、加算器１４からの出力である加算値Ｖｄｃ’で除算され、変調率補償量Ｋが演算される。
【００７１】
乗算器１２では、出力電圧演算部６からの出力である変調率基準ＡＬ^*と、除算器１５からの出力である変調率補償量Ｋとが乗算されて、ＶＶＶＦインバータ２の変調率ＡＬが出力される。
【００７２】
ゲート制御部８では、出力電圧演算部６からの出力である位相角θｖと、乗算器１２からの出力である変調率ＡＬと、永久磁石同期電動機４に備えられた位置検出器５からの出力である磁極の位相θａｂとに基づいて、電圧指令と一致した出力電圧が得られるようにＶＶＶＦインバータ２にゲート指令が出力される。
【００７３】
ここで、実際に出力する電圧位相θ^*は、次のような式により演算される。
【００７４】
【数５】

【００７５】
以上により、本実施の形態の交流電気車駆動装置では、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃの位相を補償した値に基づいて、変調率が補償され、ビート現象が抑制される。
【００７６】
次に、このビート現象を抑制できることについて、具体的に説明する。
【００７７】
直流リンク電圧Ｖｄｃと変調率ＡＬとの関係は、次式により表わされる。
【００７８】
出力電圧｜Ｖ｜は、実際の出力電圧をｄｑ軸回転座標系上へ変換した値とする。
【００７９】
【数６】

【００８０】
上記（７）式において、変調率ＡＬを一定とした場合、直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動すると、出力電圧｜Ｖ｜も同様に脈動することがわかる。
【００８１】
ここで、変調率ＡＬを、直流リンク電圧Ｖｄｃに応じて、以下のような式により補償する。
【００８２】
【数７】

【００８３】
この場合、出力電圧｜Ｖ｜は次のような式となり、直流リンク電圧Ｖｄｃに依存せず一定となる。
【００８４】
【数８】

【００８５】
しかしながら、制御系には、各種の遅れが存在する。
【００８６】
図３は、ディジタル制御を行なう場合の制御タイミングを示すタイミングチャートの一例である。
【００８７】
図３において、ＣＴ（ｋ）は、ｋ番目の制御演算の開始を表わすタイミングである。制御周期は、ΔＴｃｔである。ｋ番目に演算された変調率ＡＬは、ｋ＋１番目の制御演算の開始時ＣＴ（ｋ＋１）に、実際の変調率として反映されるものと仮定する。
【００８８】
また、本実施の形態においては、実波形の検出に遅れが全くないものと仮定し、ｋ番目の制御演算時に使用する値は、ｋ番目の制御開始時での値とする。
【００８９】
図３は、仮に実波形をそのまま、変調率に反映しようとする場合であるが、遅れが確認できる。ここで、遅れ量は、検出時点から変調率に反映するまでの遅れと制御期間は変調率が一定となることに起因する遅れから成ると近似できる。
【００９０】
本実施の形態の場合、前者の遅れはΔＴｃｔに相当し、後者の遅れはΔＴｃｔ／２．に相当する。この時間的遅れを脈動成分の位相に換算すると、例えば１００Ｈｚの直流リンク電圧の脈動があり、制御周期ΔＴｃｔを２５０ｕｓとする場合には、脈動周波数に対する制御遅れの位相角は、
２５０ｅ−６［ｓ］×１００［Ｈｚ］×３６０［ｄｅｇ］＝９［ｄｅｇ］となる。
【００９１】
なお、制御の遅れには、上記の要因以外にも、検出系の遅れ等があり、実際には、さらに遅れることとなる。
【００９２】
位相補償部１０では、これら制御の遅れを補償するため、脈動量検出部９により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃに対して、その位相を補償する。
【００９３】
図４は、直流リンク電圧が脈動する条件での永久磁石同期電動機４の発生するトルクリプル率を表わす図である。
【００９４】
なお、トルクリプル率は、トルクの平均値に対するトルクリプル波高値の割合で定義している。
【００９５】
図４において、ａ）変調率の補償を行わない場合、直流リンク電圧Ｖｄｃの検出から変調率への反映までの遅れが制御周期をΔＴｃｔとして、それぞれｃ）１ΔＴｃｔ、ｂ）２ΔＴｃｔである場合、ｄ）直流リンク電圧の検出から変調率への反映までの遅れが１ΔＴｃｔであり、この系の遅れを補償すべく１．５ΔＴｃｔ分進み位相補償を施す場合、ｅ）変調率への反映までに遅れがない場合の５ケースをそれぞれ示している。
【００９６】
変調率の補償を行なう効果は確認できるものの、制御遅れが増加するに従い、トルクリプル抑制の効果が低減している。これに対し、遅れを打ち消すべく、位相を進めて補償した方式では、トルクリプルを効果的に抑制していることがわかる。
【００９７】
上述したように、本実施の形態の交流電気車駆動装置では、検出機構や制御系に存在する位相のずれを補償するようにしているので、相電流のビートや電動機のトルク振動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【００９８】
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【００９９】
（第２の実施の形態：請求項１に対応）
本実施の形態では、前述した第１の実施の形態において、位相補償部１０に入力される位相補償量Ｐｃｍｐを、前記直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分ΔＶｄｃの位相を進めるように（位相補償が進みの方向となるように）設定している。
【０１００】
すなわち、図２に示すようにＰｃｍｐを定義すれば、Ｐｃｍｐ＞０となるように設定することと等価である。
【０１０１】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃの位相を進み補償した値に基づいて、変調率が補償される。
【０１０２】
検出機構や制御系に存在する位相は遅れであり、位相を進める方向に補償するようにしていることにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１０３】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１０４】
（第３の実施の形態：請求項１に対応）
図５は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０５】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図５に示すように、図１に位相補償量演算部１９を付加した構成としている。
【０１０６】
位相補償量演算部１９は、交流電気車駆動装置本体の動作状況に応じて、前記位相補償部１０への入力である位相補償量Ｐｃｍｐを演算し出力する。
【０１０７】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１０８】
なお、図１と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１０９】
図２において、位相補償量演算部１９では、交流電気車駆動装置本体の動作状況、すなわち系の動作条件に応じた位相補償量Ｐｃｍｐが演算され、位相補償部１０に入力される。
【０１１０】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、位相の補償量は系の動作状況に応じて可変であり、系の動作状況に応じた設定ができる。
【０１１１】
このため、系の動作状況に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１１２】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１１３】
（第４の実施の形態：請求項２に対応）
図６は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図５と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１１４】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図６に示すように、図５における位相補償量演算部１９を、第２の位相補償量演算部２０から構成するようにしている。
【０１１５】
第２の位相補償量演算部２０は、前記ＶＶＶＦインバータ２の制御周期に応じて、前記位相補償部１０への入力である位相補償量Ｐｃｍｐを演算し出力する。
【０１１６】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１１７】
なお、図５と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１１８】
図６において、第２の位相補償量演算部２０には、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔが入力され、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔに応じた位相補償量Ｐｃｍｐが演算され、位相補償部１０に入力される。
【０１１９】
ここで、位相補償部１０における演算方式の例として、例えば図３に示すような制御タイミングである場合には、次のような式により、位相補償量Ｐｃｍｐを演算することができる。
【０１２０】
【数９】

【０１２１】
ただし、ΔＴｃｔ：ＶＶＶＦインバータ２の制御周期［ｓｅｃ］、Ｆ：脈動周波数［Ｈｚ］であり、位相補償量Ｐｃｍｐは正で進み補償を表わすものとする。
【０１２２】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、位相補償量Ｐｃｍｐは、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔに応じて設定される。
【０１２３】
前記第３の実施の形態で説明したように、制御遅れの要因の一つがＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔである。
【０１２４】
そして、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔが可変となるアプリケーションにおいて、この制御周期ΔＴｃｔに応じて位相補償量Ｐｃｍｐを可変とすることで、制御周期ΔＴｃｔに応じた適切な位相補償量を設定することができる。
【０１２５】
このため、ＶＶＶＦインバータ２の制御周期ΔＴｃｔに依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１２６】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１２７】
（第５の実施の形態：請求項３に対応）
図７は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図５と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１２８】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図７に示すように、図５における位相補償量演算部１９を、第３の位相補償量演算部２１から構成するようにしている。
【０１２９】
第３の位相補償量演算部２１は、前記単相交流の周波数に応じて、前記位相補償部１０への入力である位相補償量Ｐｃｍｐを演算し出力する。
【０１３０】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１３１】
なお、図５と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１３２】
図７において、第３の位相補償量演算部２１には、単相交流の周波数を表わすフラグＦ５０＿６０が入力され、単相交流の周波数に応じた位相補償量Ｐｃｍｐ［ｄｅｇ］が演算され、位相補償部１０に入力される。
【０１３３】
ここで、本実施の形態におけるフラグＦ５０＿６０は、単相交流の周波数を表わすものである。単相交流の周波数が５０Ｈｚの場合には、Ｆ５０＿６０＝０であり、単相交流の周波数が６０Ｈｚの場合には、Ｆ５０＿６０＝１である。
【０１３４】
単相交流を整流する場合、単相交流の周波数の２倍の電力脈動が、直流リンク電圧の脈動となって現われる。そして、この直流リンク電圧の脈動のうち、支配的な周波数は、単相交流の周波数の２倍成分である。従って、単相交流の周波数を表わすフラグＦ５０＿６０は、直流リンク電圧の脈動の周波数を表わすと考えられる。
【０１３５】
すなわち、第３の位相補償量演算部２１では、単相交流の周波数を表わすフラグＦ５０＿６０に応じて、位相補償量Ｐｃｍｐが演算され出力される。
【０１３６】
例えば、第３の位相補償量演算部２１は、切替器３２から構成される。
【０１３７】
この切替器３２では、単相交流の周波数が６０Ｈｚ、すなわち直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数が１２０Ｈｚであることを示すＦ５０＿６０＝１の場合に、単相交流の周波数６０Ｈｚ用の位相補償量Ｐｃｍｐ６０が選択され、位相補償量Ｐｃｍｐとして出力される。
【０１３８】
また、切替器３２では、単相交流の周波数が５０Ｈｚ、すなわち直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数が１００Ｈｚであることを示すＦ５０＿６０＝０場合に、単相交流の周波数５０Ｈｚ用の位相補償量Ｐｃｍｐ５０が選択され、位相補償量Ｐｃｍｐとして出力される。
【０１３９】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、位相補償量Ｐｃｍｐは、単相交流の周波数に応じて設定されため、交流電気車が５０Ｈｚ、６０Ｈｚのどちらの周波数の電源にも対応する場合に有効である。
【０１４０】
前述したように、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数は、単相交流の周波数の２倍となる。
【０１４１】
例えば、制御遅れが２００［ｕｓ］とすると、脈動周波数における遅れ位相［ｄｅｇ］は、単相交流の周波数が５０Ｈｚの場合、
Ｐｃｍｐ＝２００ｅ−６［ｓ］×２×５０［Ｈｚ］×３６０［ｄｅｇ］
＝７．２［ｄｅｇ］
であり、単相交流の周波数が６０Ｈｚの場合、
Ｐｃｍｐ＝２００ｅ−６［ｓ］×２×６０［Ｈｚ］×３６０［ｄｅｇ］
＝８．６４［ｄｅｇ］
となる。
【０１４２】
すなわち、同一の制御遅れに対する位相補償量Ｐｃｍｐ［ｄｅｇ］は、補償すべき周波数に応じて異なることが分かる。
【０１４３】
このため、単相交流の周波数の脈動周波数に応じて、位相補償量を可変とするようにしていることにより、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数に依存せずに、検出機構や制御系に存在する遅れを補償することができ、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１４４】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１４５】
（第６の実施の形態：請求項４に対応）
図８は、本実施の形態による交流電気車駆動装置の全体構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１４６】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置は、図８に示すように、図１における脈動量検出部９、および位相補償部１０を省略し、これに代えて新たに、第２の脈動量検出部１３を備えた構成としている。
【０１４７】
第２の脈動量検出部１３は、前記電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃから脈動する成分をその位相を補償して抽出し、前記変調率補償部１１への入力量として出力する。
【０１４８】
次に、以上のように構成した本実施の形態の交流電気車駆動装置の動作について説明する。
【０１４９】
なお、図１と同一部分の動作についてはその説明を省略し、ここでは異なる部分の動作についてのみ述べる。
【０１５０】
図８において、電圧検出器３により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃは、第２の脈動量検出部２３に入力される。
【０１５１】
第２の脈動量検出部２３では、検出された直流リンク電圧Ｖｄｃからその脈動分に関し、位相を補償した値ΔＶｄｃ’が直接出力される。すなわち、前述した第１の実施の形態の交流電気車駆動装置における、脈動量検出部９および位相補償部１０の作用が同時に行なわれる。
【０１５２】
例えば、第２の脈動量検出部２３は、以下のような伝達特性を有するバンドパスフィルタから構成される。
【０１５３】
【数１０】

【０１５４】
ここで、Ｆは特性周波数、ＱはいわゆるバンドパスフィルタのＱ値、Ｇはゲインである。
【０１５５】
このバンドパスフィルタは、特性周波数Ｆ［ｒａｄ／ｓ］の角周波数近傍の成分のみを通過させるものであり、Ｆ［ｒａｄ／ｓ］の角周波数成分の入出力間の位相差は零、Ｇ＝１として入出力間ゲインは１である。
【０１５６】
また、Ｆ［ｒａｄ／ｓ］よりも低い角周波数成分に対して、その入出力間の位相差は進みとなり、Ｆ［ｒａｄ／ｓ］よりも高い角周波数成分に対して、その入出力間の位相差は遅れとなる。
【０１５７】
例えば、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃの角周波数よりも若干高い角周波数を特性周波数Ｆとして設定することにより、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃに関しては、位相が進んだ値を検出することができる。
【０１５８】
ただし、この場合、Ｇ＞１として入出力間ゲインを１とするような調整が必要である。
【０１５９】
すなわち、本実施の形態の交流電気車駆動装置においては、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに対し、位相補償した値に基づいて、変調率が補償される。この場合、検出機構や制御系に存在する遅れを進み位相補償するようにしていることにより、相電流のビートや電動機のトルク脈動を効果的に抑制することが可能となる。これにより、過電流によるトリップの抑制や、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
【０１６０】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃを許容できるため、直流フィルタコンデンサ１の容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【０１６１】
さらに、前述した脈動量検出部９と位相補償部１０とを、第２の脈動量検出部２３で兼ね備えていることにより、前述した第１乃至第５の各実施の形態に比べて、制御系の遅れをより一層小さくすると共に、制御系の簡略化、あるいは制御機器の簡略化を図ることが可能となる。
【０１６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の交流電気車駆動装置によれば、単相の電力脈動に起因して直流リンク電圧に脈動が存在する場合、制御系に各種の遅れが存在する場合にも、相電流のビートや永久磁石同期電動機のトルク脈動を低減することが可能となる。これにより、過電流によるトリップを抑制したり、騒音や振動を低減する効果を期待することができる。
また、直流リンク電圧の脈動を許容できるため、直流フィルタコンデンサの容量をある程度小さい値に設計することが可能となる。これにより、機器の小型化・軽量化・コストダウンの効果を期待することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による交流電気車駆動装置の第１および第２の実施の形態を示すブロック図。
【図２】同第１および第２の実施の形態の交流電気車駆動装置における位相補償部の入出力の関係を示す波形図。
【図３】同第１および第２の実施の形態の交流電気車駆動装置における制御動作を説明するためのタイミングチャート。
【図４】同第１および第２の実施の形態の交流電気車駆動装置における変調率補償方式とトルクリプル率との関係を示す図。
【図５】本発明による交流電気車駆動装置の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図６】本発明による交流電気車駆動装置の第４の実施の形態を示すブロック図。
【図７】本発明による交流電気車駆動装置の第５の実施の形態を示すブロック図。
【図８】本発明による交流電気車駆動装置の第６の実施の形態を示すブロック図。
【図９】従来の交流電気車駆動装置の構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
１…直流フィルタコンデンサ、
２…ＶＶＶＦインバータ、
３…電圧検出器、
４…永久磁石同期電動機、
５…位置検出器、
６…出力電圧演算部、
８…ゲート制御部、
９…脈動量検出部、
１０…位相補償部、
１１…変調率補償部、
１２…乗算器、
１３…平均値演算部、
１４…加算器、
１５…除算器、
１６…変圧器、
１７…単相ＰＷＭコンバータ、
１８…電圧制御部、
１９…位相補償量演算部、
２０…第２の位相補償量演算部、
２１…第３の位相補償量演算部、
２３…第２の脈動量検出部、
３２…切替器、
４１…パンタグラフ、
４２…車輪。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an AC electric vehicle drive device that drives and controls a permanent magnet synchronous motor, particularly when there is a pulsation in the DC link voltage due to single-phase power pulsation, and when there are various delays in the control system. In particular, the present invention relates to an AC electric vehicle drive device capable of reducing the influence on the motor output such as the beat phenomenon.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a conventional AC electric vehicle driving device disclosed in, for example, Japanese Patent Publication No. 61-48356.
[0003]
In FIG. 9, a pantograph 41 and a wheel 42 are current collecting means for collecting a single-phase alternating current applied between the overhead wire and the rail, and a low-pressure operation for lowering the single-phase alternating current collected by the pantograph 41 and the wheel 42. A transformer 16 as a means, a rectifier 30 connected to the secondary side of the transformer 16 for converting a single-phase alternating current reduced in voltage by the transformer 16 to a direct current, and connected in series to the direct current side of the rectifier 30 Reactor 31 and DC filter capacitor 1, and a VVVF inverter connected to both ends of the DC filter capacitor 1 for converting DC to an AC voltage of an arbitrary magnitude at an arbitrary frequency, that is, a variable voltage variable frequency output (VVVF) 2 and an induction motor 24, which is connected to the AC side of the VVVF inverter 2 and is driven and controlled, forms a main circuit.
[0004]
On the other hand, a control device includes the voltage detector 3, the gate control unit 8, the divider 25, the multiplier 26, the comparison unit 27, the three-phase sine wave generation unit 28, and the triangular wave generation unit 29. ing.
[0005]
Voltage command V^*Is divided by the divider 25 by the voltage of the DC fill capacitor 1 detected by the voltage detector 3, that is, the DC link voltage Vdc.
[0006]
Also, the voltage command V^*Is input to the three-phase sine wave generator 28 and the voltage command V^*A unit sine wave having a frequency proportional to is output.
[0007]
The U-phase unit sine wave which is one of the outputs from the three-phase sine wave generator 28 is multiplied by the multiplier 26 with the output from the divider 25.
[0008]
The comparing section 27 compares the triangular wave output from the triangular wave generating section 29 with the output from the multiplier 26, and outputs a gate signal.
[0009]
The gate control unit 8 controls the VVVF inverter 2 according to the gate signal from the comparison unit 27.
[0010]
Now, in such a conventional AC electric vehicle drive device, the voltage command V for command-controlling the output voltage of the VVVF inverter 2 is given.^*Is controlled in accordance with the DC link voltage Vdc.
[0011]
That is, the DC side of the rectifier 30 includes a current ripple accompanying the rectification, but the DC link voltage Vdc is stabilized by the LC circuit including the reactor 31 and the DC filter capacitor 1.
[0012]
However, the current ripple that cannot be completely removed by the filtering operation of the LC circuit appears as a pulsation of the DC link voltage Vdc. Then, due to the pulsation of the DC link voltage Vdc, there occurs a problem that a phase current beats and a ripple is superimposed on the torque generated by the induction motor 24.
[0013]
For this reason, conventionally, the voltage command V is determined according to the DC link voltage Vdc.^*Is corrected to suppress the above-mentioned beat phenomenon.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
However, since there are various delays in the control system, the DC link voltage Vdc is instantaneously changed to the voltage command Vdc.^*Difficult to reflect on. In particular, due to the recent digital control, the tendency has become more remarkable.
[0015]
Here, the problematic beat phenomenon becomes apparent when the resonance frequency of the load matches the pulsation frequency of the DC link voltage Vdc. Resonance is equivalent to a very small impedance, so the effect of the delay of the control system described above is large, and the conventional configuration cannot expect a sufficient effect of suppressing the beat phenomenon.
[0016]
An object of the present invention is to reduce the influence on the motor output such as the beat phenomenon even when there is a pulsation in the DC link voltage due to a single-phase power pulsation and when there are various delays in the control system. To provide an AC electric vehicle drive device capable of performing the following.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an AC electric vehicle driving device according to the first aspect of the present invention includes a power collection unit that collects a single-phase alternating current between an overhead wire and a rail, and a power collection unit that collects power. A low-pressure means for lowering the single-phase AC, a single-phase converter for converting the single-phase AC reduced in voltage by the low-pressure means to DC, a DC filter capacitor connected to the DC side of the single-phase converter, A main circuit includes an inverter connected to both ends of the DC filter capacitor, which converts DC into an AC voltage of an arbitrary magnitude at an arbitrary frequency, and a permanent magnet synchronous motor connected to the AC side of the inverter and driven and controlled. Make up,DC fillTaA voltage detecting means for detecting a DC link voltage which is a voltage applied to a capacitor, and a DC link voltage detected by the voltage detecting means as inputs, and controlling the single-phase converter so that the DC link voltage matches a DC link voltage command. Voltage control means, a modulation rate reference calculation means for calculating a modulation rate reference of the inverter, a pulsation detection means for extracting a pulsating component from the DC link voltage detected by the voltage detection means, and an output from the pulsation detection means A modulation rate calculating means comprising a modulation rate compensating means for compensating a modulation rate reference from the modulation rate reference calculating means in accordance with the pulsating component of the DC link voltage and outputting a modulation rate of the inverter; and an output from the pulsation amount detecting means. The pulsating component of the DC link voltage is compensated for the phase according to the separately input phase compensation amount, and is used as the input amount to the modulation rate compensation means. A phase compensation means for outputting a gate control means for controlling the inverter so the inverter to output a voltage corresponding to the modulation factor that is output from the modulation factor computation unit,Phase compensation amount calculating means for calculating and outputting the phase compensation amount according to the operation state of the AC electric vehicle drive device main body,WithTherefore, the phase compensation amount input to the phase compensation means is set so as to advance the phase of the pulsating component of the DC link voltage, and the phase compensation amount calculation means depends on the control cycle of the inverter. And a second phase compensation amount calculating means for calculating and outputting the phase compensation amount.
[0018]
Therefore, in the AC electric vehicle drive device according to the first aspect of the present invention, by compensating the modulation rate based on the value obtained by compensating the phase of the pulsation of the DC link voltage, the phase shift existing in the detection mechanism and the control system can be corrected. The compensation makes it possible to suppress the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor. As a result, an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration can be expected.
In addition, since the pulsation of the DC link voltage can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor can be designed to a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0019]
Claims1In the invention ofIn the AC electric vehicle drive device,The amount of phase compensation input to the phase compensation means is set so as to advance the phase of the pulsating component of the DC link voltage.
[0020]
Therefore, the claims1In the AC electric vehicle drive device of the invention of the invention, by compensating the modulation rate based on the value obtained by advancing the phase of the pulsation of the DC link voltage, the phase existing in the detection mechanism and the control system is delayed, and By compensating in the forward direction, it is possible to suppress the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor. As a result, an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration can be expected.
In addition, since the pulsation of the DC link voltage can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor can be designed to a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0021]
Also,Claim1In the invention ofIn the AC electric vehicle drive device,There is provided a phase compensation amount calculating means for calculating and outputting a phase compensation amount according to the operation state of the AC electric vehicle drive device main body.
[0022]
Therefore, the claims1In the AC electric vehicle drive device according to the invention of the present invention, the pulsation of the DC link voltage is compensated for the modulation rate based on the phase-compensated value, so that the amount of phase compensation can be varied according to the operating condition. Can compensate for the delay existing in the detection mechanism and control system without depending on the operation state of the AC electric vehicle drive device, and can be used to reduce the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor. It is possible to suppress it. As a result, it is possible to expect an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration.
In addition, since the pulsation of the DC link voltage can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor can be designed to a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0023]
Also,Claim1In the invention ofIn the AC electric vehicle drive device,The phase compensation amount calculating means comprises a second phase compensation amount calculating means for calculating and outputting the phase compensation amount according to the control cycle of the inverter.
According to a second aspect of the present invention, in the AC electric vehicle drive device according to the first aspect, the second phase compensation amount calculation means calculates the inverter control cycle ΔT _CT [Sec] and the phase compensation amount P according to the pulsation frequency F [Hz] of the pulsation component. _cmp Is calculated and output.
P _cmp = 3/2 × ΔT _CT × F × 360 [deg]
[0024]
Therefore, the claims1,2In the AC electric vehicle drive device according to the invention, the phase compensation amount is set in accordance with the control cycle of the inverter by compensating the modulation rate based on the phase-compensated value for the pulsation of the DC link voltage, and One of the causes of the control delay is the control cycle, and in applications where the control cycle is variable, the appropriate phase compensation amount is set according to the inverter control cycle by making the phase compensation amount variable according to the control cycle. can do. For this reason, the delay existing in the detection mechanism and the control system can be compensated without depending on the control cycle, and the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor can be effectively suppressed. As a result, it is possible to expect an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration.
In addition, since the pulsation of the DC link voltage can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor can be designed to a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0025]
Claims3According to the invention, in the AC electric vehicle drive device according to the first aspect of the present invention, the phase compensation amount calculating means includes:Instead of the second phase compensation amount calculating means,A third phase compensation amount calculating means for calculating and outputting a phase compensation amount according to the frequency of the single-phase AC.The third phase compensation amount calculation means multiplies the pulsation frequency [Hz], which is twice the frequency of the single-phase alternating current 50 Hz or 60 Hz, by the control delay [sec] and 360 [deg] to obtain the phase compensation amount. Is obtained.
[0026]
Therefore, the claims3In the AC electric vehicle drive device according to the invention, the phase compensation amount is set in accordance with the pulsation frequency of the DC link voltage by compensating the modulation rate based on the phase-compensated value for the pulsation of the DC link voltage. This is effective in an AC electric vehicle drive device in which the pulsating power of the DC link voltage is variable, such as an AC electric vehicle, and the delay existing in the detection mechanism and the control system is independent of the pulsating frequency of the DC link voltage. , And the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor can be effectively suppressed. As a result, it is possible to expect an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration.
In addition, since the pulsation of the DC link voltage can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor can be designed to a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0027]
Meanwhile, claims4According to the present invention, in the AC electric vehicle driving apparatus according to the first aspect of the present invention, instead of the pulsation detecting means and the phase compensating means, the phase of a component pulsating from the DC link voltage detected by the voltage detecting means is compensated. And a second pulsation amount detecting means for extracting and extracting as an input amount to the modulation rate compensating means.
That is, the AC electric vehicle drive device according to the invention of claim 4 collects the single-phase alternating current between the overhead wire and the rail, and reduces the voltage of the single-phase alternating current collected by the current collecting unit. A low-pressure means, a single-phase converter for converting a single-phase alternating current reduced in voltage by the low-pressure means to direct current, a DC filter capacitor connected to the DC side of the single-phase converter, and both ends of the DC filter capacitor. An inverter that is connected and converts a direct current into an alternating voltage of an arbitrary magnitude at an arbitrary frequency; and a permanent magnet synchronous motor that is connected to the AC side of the inverter and is driven and controlled, and constitutes a main circuit, the DC filter A voltage detecting means for detecting a DC link voltage which is a voltage applied to the capacitor; and a DC link voltage detected by the voltage detecting means as an input. A voltage control means for controlling the single-phase converter so as to coincide with the link voltage command; and a second means for extracting and outputting a pulsating component from the DC link voltage detected by the voltage detecting means by advancing its phase, compensating and extracting the pulsating component. Pulsation amount detection means, modulation rate reference calculation means for calculating a modulation rate reference of the inverter, and the modulation rate reference calculation means according to a pulsation component of the DC link voltage output from the second pulsation amount detection means. A modulation rate compensating means comprising a modulation rate compensating means for compensating a modulation rate reference from the inverter and outputting a modulation rate of the inverter; and the inverter outputs a voltage corresponding to the modulation rate output from the modulation rate computing means. Gate control means for controlling the inverter as described above.
[0028]
Therefore, the claims4In the AC electric vehicle drive device of the invention of the present invention, the pulsation of the DC link voltage is compensated for the modulation rate based on the phase compensated value, so that the delay existing in the detection mechanism and the control system is advanced and the phase is compensated. In addition, it is possible to effectively suppress the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor. As a result, it is possible to expect an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration.
In addition, since the pulsation of the DC link voltage can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor can be designed to a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
Furthermore, by providing a pulsation amount detecting means and a phase compensating means, said claim 1 to claim3As compared with the invention of the third aspect, the delay of the control system can be further reduced, and the control system can be simplified.
[0029]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0030]
(First Embodiment: Corresponding to Claim 1)
FIG. 1 is a block diagram showing an example of the overall configuration of an AC electric vehicle drive device according to the present embodiment, and the same parts as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals.
[0031]
In FIG. 1, a pantograph 41 and a wheel 42 are current collecting means for collecting a single-phase alternating current applied between an overhead line and a rail, and a low-pressure operation is performed to reduce the single-phase alternating current collected by the pantograph 41 and the wheel 42 A transformer 16 as a means, a single-phase PWM converter 17 for converting single-phase AC reduced in voltage by the transformer 16 to DC, and a DC filter capacitor 1 connected to the DC side of the single-phase PWM converter 17. A VVVF inverter 2 connected to both ends of the DC filter capacitor 1 for converting a DC into an AC voltage of an arbitrary magnitude at an arbitrary frequency, and a permanent magnet connected to the AC side of the VVVF inverter 2 and driven and controlled. The synchronous motor 4 forms a main circuit.
[0032]
On the other hand, a voltage detector 3, a position detector 5, an output voltage calculator 6, which is a modulation rate reference calculator, a gate controller 8, a pulsation detector 9, a phase compensation calculator 10, a multiplier A control device includes a modulation rate compensator 11 including an average value calculator 12, an adder 14, and a divider 15, and a voltage controller 18.
[0033]
Note that the output voltage calculation unit 6, the pulsation amount detection unit 9, and the modulation ratio compensation unit 11 constitute a modulation ratio calculation unit.
[0034]
The voltage detector 3 detects a DC link voltage which is a voltage applied to the DC filter capacitor 1.
[0035]
The position detector 5 is provided in the permanent magnet synchronous motor 4, and detects the phase of the magnetic pole of the permanent magnet synchronous motor 4.
[0036]
The voltage control unit 18 receives the DC link voltage detected by the voltage detector 3 as an input, and controls the single-phase PWM converter 17 so that the DC link voltage matches the DC link voltage command.
[0037]
The output voltage calculator 6 calculates a modulation rate reference of the VVVF inverter 2.
[0038]
The pulsation amount detector 9 extracts a pulsating component from the DC link voltage detected by the voltage detector 3.
[0039]
The modulation rate compensator 11 compensates for the modulation rate reference from the output voltage calculator 6 according to the pulsation component of the DC link voltage output from the pulsation detector 9 and outputs the modulation rate of the VVVF inverter 2.
[0040]
The phase compensation calculation unit 10 compensates the phase of the pulsation component of the DC link voltage output from the pulsation amount detection unit 9 in accordance with the separately input phase compensation amount. Output as input amount.
[0041]
The gate control unit 8 controls the VVVF inverter 2 so that the VVVF inverter 2 outputs a voltage corresponding to the modulation rate output from the modulation rate compensation unit 11.
[0042]
Next, the operation of the AC electric vehicle drive device according to the present embodiment configured as described above will be described with reference to FIGS.
[0043]
In FIG. 1, a DC link voltage Vdc, which is a voltage applied to the DC filter capacitor 1, is detected by a voltage detector 3. This DC link voltage Vdc is input to the voltage control unit 18.
[0044]
The voltage controller 18 controls the single-phase PWM converter 17 so that the DC link voltage Vdc matches the DC link voltage command value Vdccmd.
[0045]
In the output voltage calculation unit 6, for example, the torque output Tm generated by the permanent magnet motor 4 is changed to the torque command Tm.^*An output voltage command is calculated so as to follow.
[0046]
An output voltage command which is an output from the output voltage calculation unit 6 is based on a modulation rate reference AL.^*And the phase angle θv of the output voltage on the control coordinate system.
[0047]
In the above, the command to the output voltage calculation unit 6 is the torque command Tm^*Instead, it may be a speed command or a position command.
[0048]
A specific calculation method of the output voltage calculation unit 6 will be described in detail below.
[0049]
Here, it is assumed that the control is performed on the dq axis rotation coordinate system.
[0050]
Usually, the d axis is made to coincide with the magnetic flux axis of the permanent magnet motor 4. Torque command Tm input to output voltage calculator 6^*Based on the magnetic flux axis (d-axis) current command Id as follows:^*And torque axis (q-axis) current command Iq^*Is calculated.
[0051]
(Equation 1)

[0052]
Where ΔL: Ld−Lq, φ^*: Magnetic flux command, φf: permanent magnet magnetic flux, Ld: d-axis inductance.
[0053]
Next, the magnetic flux axis (d-axis) current command Id^*And torque axis (q-axis) current command Iq^*, And the d-axis voltage command Vd^*And q-axis voltage command Vq^*Is calculated.
[0054]
(Equation 2)

[0055]
Here, R: resistance, Ld: d-axis inductance, Lq: q-axis inductance, ωi: inverter output frequency, and φf: permanent magnet magnetic flux.
[0056]
Next, the d-axis voltage command Vd^*And q-axis voltage command Vq^*Based on the above, the magnitude | V | of the voltage command on the dq-axis coordinate system and the phase angle θv from the d-axis are calculated by the following equation.
[0057]
(Equation 3)

[0058]
Also, the modulation rate reference AL^*Is calculated by the following equation. Here, the definition of the modulation factor is normalized by the maximum voltage that the VVVF inverter 2 can output. As is well known, the VVVF inverter 2 can output the maximum voltage in the one-pulse mode.
[0059]
(Equation 4)

[0060]
Here, Vdc is a DC link voltage.
[0061]
As described above, the output voltage calculation unit 6 sets the modulation rate reference AL on the dq axis coordinate system.^*And the phase θv of the output voltage from the d-axis are calculated and output.
[0062]
On the other hand, the DC link voltage Vdc detected by the voltage detector 3 is also input to the pulsation amount detector 9.
[0063]
The pulsation amount detector 9 extracts and outputs a pulsation component ΔVdc of the DC link voltage Vdc. The pulsation ΔVdc of the DC link voltage is input to the phase compensator 10.
[0064]
The phase compensator 10 outputs a value ΔVdc ′ obtained by compensating the phase of the pulsation ΔVdc of the DC link voltage Vdc by the phase compensation amount Pcmp [deg].
[0065]
FIG. 2 is a diagram showing an input / output relationship of the phase compensator 10.
[0066]
That is, as shown in FIG. 2, a value ΔVdc ′ obtained by compensating only the phase by Pcmp [deg] without changing the magnitude of the pulsation amount ΔVdc of the DC link voltage Vdc is output.
[0067]
The compensation value ΔVdc ′ output from the phase compensating unit 10 is input to the modulation compensating unit 11.
[0068]
The modulation factor compensating unit 11 includes an average value calculating unit 13, an adder 14, a divider 15, and a multiplier 12. The average value calculating unit 13 includes a DC link voltage Vdc detected by the voltage detector 3. Is input and its average value Vdc^*Is calculated and output.
[0069]
In the adder 14, the compensation value Vdc ′ output from the phase compensator 10 and the average value Vdc output from the average calculator 13 are calculated.^*Is output as a value Vdc '.
[0070]
In the divider 15, the average value Vdc of the DC link voltage Vdc^*Is divided by the added value Vdc 'output from the adder 14, and the modulation factor compensation amount K is calculated.
[0071]
In the multiplier 12, the modulation rate reference AL which is the output from the output voltage calculation unit 6^*Is multiplied by the modulation rate compensation amount K output from the divider 15, and the modulation rate AL of the VVVF inverter 2 is output.
[0072]
In the gate control unit 8, the phase angle θv output from the output voltage calculation unit 6, the modulation factor AL output from the multiplier 12, and the output from the position detector 5 provided in the permanent magnet synchronous motor 4 Based on the magnetic pole phase θab, a gate command is output to the VVVF inverter 2 so as to obtain an output voltage that matches the voltage command.
[0073]
Here, the actually output voltage phase θ^*Is calculated by the following equation.
[0074]
(Equation 5)

[0075]
As described above, in the AC electric vehicle driving device according to the present embodiment, the modulation rate is compensated based on the value obtained by compensating the phase of the pulsation amount ΔVdc of DC link voltage Vdc, and the beat phenomenon is suppressed.
[0076]
Next, the fact that the beat phenomenon can be suppressed will be specifically described.
[0077]
The relationship between the DC link voltage Vdc and the modulation factor AL is represented by the following equation.
[0078]
The output voltage | V | is a value obtained by converting the actual output voltage onto a dq-axis rotating coordinate system.
[0079]
(Equation 6)

[0080]
In the above equation (7), when the modulation rate AL is constant, when the DC link voltage Vdc pulsates, the output voltage | V | also pulsates.
[0081]
Here, the modulation rate AL is compensated by the following equation according to the DC link voltage Vdc.
[0082]
(Equation 7)

[0083]
In this case, the output voltage | V | is given by the following equation, and is constant without depending on the DC link voltage Vdc.
[0084]
(Equation 8)

[0085]
However, various delays exist in the control system.
[0086]
FIG. 3 is an example of a timing chart showing control timing when performing digital control.
[0087]
In FIG. 3, CT (k) is a timing indicating the start of the k-th control calculation. The control cycle is ΔTct. It is assumed that the modulation rate AL calculated at the k-th time is reflected as the actual modulation rate at the start CT (k + 1) of the control calculation at the (k + 1) -th time.
[0088]
In the present embodiment, it is assumed that there is no delay in the detection of the actual waveform, and the value used at the time of the k-th control calculation is the value at the start of the k-th control.
[0089]
FIG. 3 shows a case where an attempt is made to reflect the actual waveform as it is on the modulation rate, but a delay can be confirmed. Here, the amount of delay can be approximated as a delay from the time of detection to reflection on the modulation rate and a control period composed of a delay caused by the constant modulation rate.
[0090]
In the case of the present embodiment, the former delay corresponds to ΔTct, and the latter delay is ΔTct / 2. Is equivalent to When this time delay is converted into the phase of a pulsation component, for example, there is a pulsation of a DC link voltage of 100 Hz, and when the control cycle ΔTct is 250 μs, the phase angle of the control delay with respect to the pulsation frequency is:
250e-6 [s] x 100 [Hz] x 360 [deg] = 9 [deg].
[0091]
In addition, the control delay includes a delay in the detection system and the like in addition to the above-described factors, and in fact, it is further delayed.
[0092]
The phase compensator 10 compensates the phase of the pulsation ΔVdc of the DC link voltage Vdc detected by the pulsation detector 9 in order to compensate for these control delays.
[0093]
FIG. 4 is a diagram illustrating a torque ripple rate generated by the permanent magnet synchronous motor 4 under the condition that the DC link voltage pulsates.
[0094]
The torque ripple rate is defined as the ratio of the peak value of the torque ripple to the average value of the torque.
[0095]
In FIG. 4, a) when the modulation rate is not compensated, the delay from the detection of the DC link voltage Vdc to its reflection on the modulation rate is c) 1ΔTct and b) 2ΔTct when the control cycle is ΔTct and d), respectively. ) The delay from the detection of the DC link voltage to the reflection on the modulation rate is 1ΔTct, and when phase compensation is performed by 1.5ΔTct to compensate for the delay of this system, e) the delay before the reflection on the modulation rate The five cases without the case are shown.
[0096]
Although the effect of compensating the modulation factor can be confirmed, the effect of suppressing torque ripple decreases as the control delay increases. On the other hand, it can be seen that in the method in which the phase is advanced to compensate for the delay, the torque ripple is effectively suppressed.
[0097]
As described above, in the AC electric vehicle drive device according to the present embodiment, the phase shift existing in the detection mechanism and the control system is compensated, so that the beat of the phase current and the torque vibration of the electric motor are suppressed. Becomes possible. As a result, an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration can be expected.
[0098]
In addition, since the pulsation of the DC link voltage can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor 1 can be designed to a small value. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0099]
(Second Embodiment: Claims)1Corresponding to)
In the present embodiment, in the above-described first embodiment, the phase compensation amount Pcmp input to the phase compensating unit 10 is set so that the phase of the pulsating component ΔVdc of the DC link voltage Vdc is advanced (the phase compensation is advanced). Direction).
[0100]
That is, defining Pcmp as shown in FIG. 2 is equivalent to setting Pcmp> 0.
[0101]
Next, in the AC electric vehicle drive device of the present embodiment configured as described above, the modulation rate is compensated based on the value obtained by advancing the phase of the pulsation ΔVdc of the DC link voltage Vdc.
[0102]
The phase existing in the detection mechanism and the control system is delayed, and by compensating for the phase advance direction, the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor can be suppressed. As a result, an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration can be expected.
[0103]
Further, since the pulsation ΔVdc of the DC link voltage Vdc can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor 1 can be designed to be a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0104]
(Third Embodiment: Claims)1Corresponding to)
FIG. 5 is a block diagram showing an example of the overall configuration of the AC electric vehicle drive device according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. State.
[0105]
That is, as shown in FIG. 5, the AC electric vehicle drive device of the present embodiment has a configuration in which the phase compensation amount calculation unit 19 is added to FIG.
[0106]
The phase compensation amount calculation unit 19 calculates and outputs a phase compensation amount Pcmp, which is an input to the phase compensation unit 10, according to the operation state of the AC electric vehicle drive device main body.
[0107]
Next, the operation of the AC electric vehicle drive device of the present embodiment configured as described above will be described.
[0108]
The description of the operation of the same part as in FIG. 1 is omitted, and only the operation of the different part will be described here.
[0109]
In FIG. 2, a phase compensation amount calculation unit 19 calculates an operation state of the AC electric vehicle drive device main body, that is, a phase compensation amount Pcmp according to an operation condition of the system, and inputs the calculated amount to the phase compensation unit 10.
[0110]
That is, in the AC electric vehicle drive device of the present embodiment, the modulation rate is compensated for the pulsation ΔVdc of DC link voltage Vdc based on the phase compensated value. In this case, the amount of phase compensation is variable according to the operation status of the system, and can be set according to the operation status of the system.
[0111]
Therefore, the delay existing in the detection mechanism and the control system can be compensated without depending on the operation state of the system, and the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor can be effectively suppressed. As a result, it is possible to expect an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration.
[0112]
Further, since the pulsation ΔVdc of the DC link voltage Vdc can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor 1 can be designed to be a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0113]
(Fourth Embodiment: Claims)2Corresponding to)
FIG. 6 is a block diagram showing an example of the overall configuration of the AC electric vehicle drive device according to the present embodiment. The same components as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. State.
[0114]
That is, in the AC electric vehicle drive device of the present embodiment, as shown in FIG. 6, the phase compensation amount calculation unit 19 in FIG. 5 is configured by the second phase compensation amount calculation unit 20.
[0115]
The second phase compensation amount calculation unit 20 calculates and outputs a phase compensation amount Pcmp, which is an input to the phase compensation unit 10, according to the control cycle of the VVVF inverter 2.
[0116]
Next, the operation of the AC electric vehicle drive device of the present embodiment configured as described above will be described.
[0117]
The description of the operation of the same part as in FIG. 5 is omitted, and only the operation of the different part will be described here.
[0118]
In FIG. 6, the control period ΔTct of the VVVF inverter 2 is input to the second phase compensation amount calculation unit 20, and the phase compensation amount Pcmp according to the control period ΔTct of the VVVF inverter 2 is calculated. Is entered.
[0119]
Here, as an example of the calculation method in the phase compensation unit 10, when the control timing is as shown in FIG. 3, for example, the phase compensation amount Pcmp can be calculated by the following expression.
[0120]
(Equation 9)

[0121]
Here, ΔTct: control cycle [sec] of the VVVF inverter 2 and F: pulsation frequency [Hz], and the phase compensation amount Pcmp is positive and represents advance compensation.
[0122]
That is, in the AC electric vehicle drive device of the present embodiment, the modulation rate is compensated for the pulsation ΔVdc of DC link voltage Vdc based on the phase compensated value. In this case, the phase compensation amount Pcmp is set according to the control cycle ΔTct of the VVVF inverter 2.
[0123]
As described in the third embodiment, one of the causes of the control delay is the control cycle ΔTct of the VVVF inverter 2.
[0124]
In an application in which the control cycle ΔTct of the VVVF inverter 2 is variable, it is possible to set an appropriate phase compensation quantity according to the control cycle ΔTct by making the phase compensation quantity Pcmp variable according to the control cycle ΔTct. it can.
[0125]
Therefore, the delay existing in the detection mechanism and the control system can be compensated without depending on the control cycle ΔTct of the VVVF inverter 2, and the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor can be effectively suppressed. It becomes. As a result, it is possible to expect an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration.
[0126]
Further, since the pulsation ΔVdc of the DC link voltage Vdc can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor 1 can be designed to be a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0127]
(Fifth Embodiment: Claims)3Corresponding to)
FIG. 7 is a block diagram showing an example of the overall configuration of the AC electric vehicle drive device according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. State.
[0128]
That is, in the AC electric vehicle drive device of the present embodiment, as shown in FIG. 7, the phase compensation amount calculation unit 19 in FIG. 5 is configured by the third phase compensation amount calculation unit 21.
[0129]
The third phase compensation amount calculation unit 21 calculates and outputs a phase compensation amount Pcmp, which is an input to the phase compensation unit 10, according to the frequency of the single-phase AC.
[0130]
Next, the operation of the AC electric vehicle drive device of the present embodiment configured as described above will be described.
[0131]
The description of the operation of the same part as in FIG. 5 is omitted, and only the operation of the different part will be described here.
[0132]
In FIG. 7, a flag F50_60 representing the frequency of the single-phase AC is input to the third phase compensation amount calculation unit 21, and the phase compensation amount Pcmp [deg] corresponding to the frequency of the single-phase AC is calculated. Input to the unit 10.
[0133]
Here, flag F50_60 in the present embodiment represents the frequency of single-phase alternating current. When the frequency of the single-phase alternating current is 50 Hz, F50_60 = 0, and when the frequency of the single-phase alternating current is 60 Hz, F50_60 = 1.
[0134]
When rectifying a single-phase alternating current, a power pulsation of twice the frequency of the single-phase alternating current appears as a pulsation of the DC link voltage. The dominant frequency of the pulsation of the DC link voltage is a double component of the frequency of the single-phase AC. Therefore, the flag F50_60 representing the frequency of the single-phase AC is considered to represent the frequency of the pulsation of the DC link voltage.
[0135]
That is, the third phase compensation amount calculation unit 21 calculates and outputs the phase compensation amount Pcmp according to the flag F50_60 representing the frequency of the single-phase AC.
[0136]
For example, the third phase compensation amount calculation unit 21 includes a switch 32.
[0137]
In the switch 32, when the frequency of the single-phase AC is 60 Hz, that is, when F50_60 = 1 indicating that the pulsation frequency of the DC link voltage Vdc is 120 Hz, the phase compensation amount Pcmp60 for the single-phase AC frequency of 60 Hz is selected. And output as the phase compensation amount Pcmp.
[0138]
Further, in the switch 32, when F50_60 = 0 indicating that the frequency of the single-phase AC is 50 Hz, that is, the pulsation frequency of the DC link voltage Vdc is 100 Hz, the phase compensation amount Pcmp50 for the frequency of the single-phase AC 50 Hz is selected. And output as the phase compensation amount Pcmp.
[0139]
That is, in the AC electric vehicle drive device of the present embodiment, the modulation rate is compensated for the pulsation ΔVdc of DC link voltage Vdc based on the phase compensated value. In this case, since the phase compensation amount Pcmp is set according to the frequency of the single-phase AC, it is effective when the AC electric vehicle is compatible with a power supply of either 50 Hz or 60 Hz.
[0140]
As described above, the pulsating frequency of the DC link voltage Vdc is twice the frequency of the single-phase AC.
[0141]
For example, if the control delay is 200 [us], the delay phase [deg] at the pulsation frequency is as follows when the frequency of the single-phase alternating current is 50 Hz.
Pcmp = 200e-6 [s] × 2 × 50 [Hz] × 360 [deg]
= 7.2 [deg]
And when the frequency of the single-phase alternating current is 60 Hz,
Pcmp = 200e-6 [s] × 2 × 60 [Hz] × 360 [deg]
= 8.64 [deg]
It becomes.
[0142]
That is, it can be seen that the phase compensation amount Pcmp [deg] for the same control delay differs depending on the frequency to be compensated.
[0143]
Therefore, by making the amount of phase compensation variable according to the pulsation frequency of the single-phase AC frequency, the phase compensation amount exists in the detection mechanism and the control system without depending on the pulsation frequency of the DC link voltage Vdc. The delay can be compensated, and the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor can be effectively suppressed. As a result, it is possible to expect an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration.
[0144]
Further, since the pulsation ΔVdc of the DC link voltage Vdc can be tolerated, it is possible to design the capacity of the DC filter capacitor 1 to a somewhat small value. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0145]
(Sixth Embodiment: Claims)4Corresponding to)
FIG. 8 is a block diagram showing an example of the overall configuration of the AC electric vehicle drive device according to the present embodiment. The same components as those in FIG. State.
[0146]
That is, as shown in FIG. 8, the AC electric vehicle drive device according to the present embodiment omits the pulsation amount detection unit 9 and the phase compensation unit 10 in FIG. 1, and newly replaces the second pulsation The configuration includes the amount detection unit 13.
[0147]
The second pulsation amount detection unit 13 compensates for and extracts a pulsating component from the DC link voltage Vdc detected by the voltage detector 3, and outputs the pulsating component as an input amount to the modulation rate compensation unit 11. .
[0148]
Next, the operation of the AC electric vehicle drive device of the present embodiment configured as described above will be described.
[0149]
The description of the operation of the same part as in FIG. 1 is omitted, and only the operation of the different part will be described here.
[0150]
8, the DC link voltage Vdc detected by the voltage detector 3 is input to the second pulsation amount detection unit 23.
[0151]
The second pulsation amount detector 23 directly outputs a phase compensated value ΔVdc ′ for the pulsation component from the detected DC link voltage Vdc. That is, the operations of the pulsation amount detection unit 9 and the phase compensation unit 10 in the AC electric vehicle drive device of the first embodiment described above are performed simultaneously.
[0152]
For example, the second pulsation amount detection unit 23 includes a band-pass filter having the following transfer characteristics.
[0153]
(Equation 10)

[0154]
Here, F is a characteristic frequency, Q is a Q value of a so-called bandpass filter, and G is a gain.
[0155]
This bandpass filter passes only components near the angular frequency of the characteristic frequency F [rad / s], the phase difference between the input and output of the angular frequency component of F [rad / s] is zero, and G = The gain between input and output is 1 as 1.
[0156]
The phase difference between the input and output of the angular frequency component lower than F [rad / s] is advanced, and the difference between the input and output is higher for the angular frequency component higher than F [rad / s]. The phase difference is delayed.
[0157]
For example, by setting an angular frequency slightly higher than the angular frequency of the pulsation ΔVdc of the DC link voltage Vdc as the characteristic frequency F, it is possible to detect an advanced phase value for the pulsation amount ΔVdc of the DC link voltage Vdc. .
[0158]
However, in this case, it is necessary to make an adjustment such that G> 1 and the gain between input and output is 1.
[0159]
That is, in the AC electric vehicle drive device of the present embodiment, the modulation rate is compensated for the pulsation ΔVdc of DC link voltage Vdc based on the phase compensated value. In this case, since the delay existing in the detection mechanism and the control system is advanced and the phase is compensated, the beat of the phase current and the torque pulsation of the electric motor can be effectively suppressed. As a result, it is possible to expect an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration.
[0160]
Further, since the pulsation ΔVdc of the DC link voltage Vdc can be tolerated, it is possible to design the capacity of the DC filter capacitor 1 to a somewhat small value. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[0161]
Further, by providing the above-mentioned pulsation amount detection unit 9 and the phase compensation unit 10 in the second pulsation amount detection unit 23, the control system is compared with the above-described first to fifth embodiments. Can be further reduced, and the control system or the control device can be simplified.
[0162]
【The invention's effect】
As described above, according to the AC electric vehicle drive device of the present invention, when pulsation exists in the DC link voltage due to single-phase power pulsation, even when various delays exist in the control system, It is possible to reduce the beat of the phase current and the torque pulsation of the permanent magnet synchronous motor. As a result, an effect of suppressing a trip due to an overcurrent and reducing noise and vibration can be expected.
In addition, since the pulsation of the DC link voltage can be tolerated, the capacity of the DC filter capacitor can be designed to a small value to some extent. As a result, the effects of reducing the size, weight, and cost of the device can be expected.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing first and second embodiments of an AC electric vehicle drive device according to the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing an input / output relationship of a phase compensator in the AC electric vehicle drive device according to the first and second embodiments.
FIG. 3 is a timing chart for explaining a control operation in the AC electric vehicle drive device according to the first and second embodiments.
FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a modulation rate compensation method and a torque ripple rate in the AC electric vehicle drive device according to the first and second embodiments.
FIG. 5 is a block diagram showing a third embodiment of the AC electric vehicle drive device according to the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a fourth embodiment of the AC electric vehicle drive device according to the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a fifth embodiment of the AC electric vehicle drive device according to the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a sixth embodiment of the AC electric vehicle drive device according to the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a conventional AC electric vehicle drive device.
[Explanation of symbols]
1: DC filter capacitor,
2 ... VVVF inverter,
3. Voltage detector,
4 ... permanent magnet synchronous motor,
5 Position detector,
6 ... Output voltage calculator
8. Gate control unit
9: pulsation amount detector,
10 ... phase compensation unit
11: Modulation rate compensator,
12 Multiplier,
13 ... average value calculation unit,
14 ... adder,
15 ... divider,
16 ... Transformer,
17 ... single-phase PWM converter,
18 ... voltage control unit,
19: phase compensation amount calculation unit
20... Second phase compensation amount calculation unit
21... Third phase compensation amount calculation unit
23 second pulsation amount detection unit
32 ... Switch,
41 ... Pantograph,
42 ... wheels.

Claims

Current collecting means for collecting a single-phase alternating current applied between the overhead wire and the rail, a low-pressure means for reducing the voltage of the single-phase alternating current collected by the current collecting means, and a unit for reducing the voltage by the low-pressure means A single-phase converter that converts phase alternating current to direct current, a DC filter capacitor connected to the DC side of the single-phase converter, and a DC filter capacitor that is connected to both ends of the DC filter capacitor and that converts DC at an arbitrary frequency and of an arbitrary magnitude. A main circuit is configured from an inverter that converts the voltage into a voltage, and a permanent magnet synchronous motor that is connected to the AC side of the inverter and driven and controlled,
A voltage detecting means for detecting a DC link voltage which is the voltage across the DC filter capacitor,
A voltage control unit that receives the DC link voltage detected by the voltage detection unit as input, and controls the single-phase converter so that the DC link voltage matches a DC link voltage command.
Modulation rate reference calculation means for calculating a modulation rate reference of the inverter, pulsation amount detection means for extracting a pulsating component from the DC link voltage detected by the voltage detection means, and a DC link which is an output from the pulsation amount detection means Modulation rate calculation means comprising modulation rate compensation means for compensating the modulation rate reference from the modulation rate reference calculation means in accordance with the pulsating component of the voltage and outputting the modulation rate of the inverter,
Phase compensation means for compensating the phase of the pulsation component of the DC link voltage output from the pulsation amount detection means in accordance with the separately input phase compensation amount and outputting the compensated phase as an input amount to the modulation rate compensation means; ,
Gate control means for controlling the inverter so that the inverter outputs a voltage corresponding to a modulation rate which is an output from the modulation rate calculation means,
Phase compensation amount calculating means for calculating and outputting the phase compensation amount according to the operation state of the AC electric vehicle drive device main body,
Ri formed with a,
The phase compensation amount input to the phase compensation means is set to advance the phase of the pulsating component of the DC link voltage,
The AC electric vehicle drive device according to claim 1, wherein the phase compensation amount calculation means includes second phase compensation amount calculation means for calculating and outputting the phase compensation amount according to a control cycle of the inverter .

The AC electric vehicle drive device according to claim 1 ,
The second phase compensation amount calculation means calculates the phase compensation amount P _cmp according to the control cycle ΔT _CT [sec] of the inverter and the pulsation frequency F [Hz] of the pulsation component as shown in the following equation. An AC electric vehicle drive device characterized by output.
P _cmp = _3/2 × ΔT _CT × F × 360 [deg]

The AC electric vehicle drive device according to claim 1 ,
The phase compensation amount calculating means, instead of the second phase compensation amount calculating means, Ri consists third phase compensation amount calculating means for outputting calculates the phase compensation amount in accordance with the frequency of the single-phase AC ,
The third phase compensation amount calculating means multiplies the pulsation frequency [Hz], which is twice the frequency of the single-phase AC, 50 Hz or 60 Hz, by a control delay [sec] and 360 [deg] to obtain the phase compensation amount. AC electric vehicle driving device characterized by obtaining .

Current collecting means for collecting a single-phase alternating current applied between the overhead wire and the rail, a low-pressure means for reducing the voltage of the single-phase alternating current collected by the current collecting means, and a unit for reducing the voltage by the low-pressure means A single-phase converter that converts phase alternating current to direct current, a DC filter capacitor connected to the DC side of the single-phase converter, and a DC filter capacitor that is connected to both ends of the DC filter capacitor and that converts DC at an arbitrary frequency and of an arbitrary magnitude. A main circuit is configured from an inverter that converts the voltage into a voltage, and a permanent magnet synchronous motor that is connected to the AC side of the inverter and driven and controlled,
A voltage detecting means for detecting a DC link voltage which is the voltage across the DC filter capacitor,
A voltage control unit that receives the DC link voltage detected by the voltage detection unit as input, and controls the single-phase converter so that the DC link voltage matches a DC link voltage command.
A second pulsation amount detection means for extracting and outputting a pulsating component from the DC link voltage detected by the voltage detection means by advancing its phase, compensating, and outputting;
Modulation rate reference calculating means for calculating the modulation rate reference of the inverter, and compensating the modulation rate reference from the modulation rate reference calculating means in accordance with the pulsating component of the DC link voltage output from the second pulsation amount detecting means. And a modulation rate calculating means comprising a modulation rate compensating means for outputting a modulation rate of the inverter ,
Gate control means for controlling the inverter so that the inverter outputs a voltage corresponding to a modulation rate which is an output from the modulation rate calculation means,
An AC electric vehicle drive device comprising: