JP3539165B2

JP3539165B2 - Code information processing method and apparatus, code information recording method on recording medium

Info

Publication number: JP3539165B2
Application number: JP31083897A
Authority: JP
Inventors: 俊治桑岡
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1997-11-12
Filing date: 1997-11-12
Publication date: 2004-07-07
Anticipated expiration: 2017-11-12
Also published as: JPH11144382A

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To convert the voice information of a narrow frequency band to that of a wide frequency band with a small, simple and inexpensive circuit structure. SOLUTION: In a trapezoidal waveform generating circuit 41, voice data is compared for each sample, the top peak and the under peak are detected based on the comparison output, a sample point having one sample period before and after each peak is detected, and the level of these sample points is set. In addition, among the adjacent peaks, the trailing one sample point in the timewise pre-peak is connected, with a line segment, to the preceding one sample point in the timewise post-peak, and nearly trapezoidal waveform data is formed from that segment. Then, a higher harmonic component is extracted with a high pass filter 42 from this trapezoidal waveform data, and is added to the original voice data with an adder 13. Thus, the voice data of a wide frequency band can be formed, in which the higher harmonic component is added to the original voice data, by the small, simple and inexpensive circuit structure.

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばいわゆるコンパクトディスク（ＣＤ）に記録された音声データを、さらに高音質が要求される映像用ディスク（デジタルビデオディスク又はデジタルバーサタイルディスク：ＤＶＤ）用の音声データに変換して再記録（リマスタ）するリマスタ装置等に設けて好適な符号情報処理装置、符号情報処理方法及び符号情報の記録媒体への記録方法に関し、詳しくは、例えば符号化された音声情報に基づいて倍音を生成し、これを所定帯域成分として元の音声情報に付加することで元の音声情報の帯域の拡張等を図るものである。
【０００２】
【従来の技術】
今日において、アナログ入力された音声信号を、所定のサンプリング周波数でサンプリング処理し量子化処理することにより、いわば帯域を制限して符号化した音声データを形成し、これを光ディスク等の記録媒体に記録することが一般的に行われている。この音声データが記録された記録媒体の代表的なものとして、いわゆるコンパクトディスク（ＣＤ）が知られている。このコンパクトディスクには、４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリング処理され形成された１６ビットの音声データが記録されるようになっている。
【０００３】
また、今日においては、いわゆるＭＰＥＧ装置（MPEG:Moving Picture image coding Experts Group）等の動画像圧縮処理装置により、音声情報及び情報量の多い動画像情報を高能率圧縮符号化し、これをコンパクトディスクと同じサイズ（１２ｃｍ径）の光ディスクに記録した、いわゆるデジタルビデオディスク（ＤＶＤ）が知られており、これが普及しつつある。このデジタルビデオディスクの場合は、アナログの音声信号を９６ｋＨｚ（又は新たに規格として追加される見込みの８８．２ｋＨｚ）のサンプリング周波数でサンプリング処理することで形成された２４ビット（又は２０ビット）の音声データが記録されるようになっている。
【０００４】
例えば、アナログの音声信号が、図１５中の点線で示すように４８ｋＨｚまでの周波数帯域を有しているものとした場合、このアナログの音声信号を、コンパクトディスク用として４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリング処理し１６ビットの音声データに変換すると、この音声データは、図１５中一点鎖線で示すように２２．０５ｋＨｚ以上の周波数帯域が除去されたかたちの周波数特性を有するようになる。これに対して、アナログの音声信号を、デジタルビデオディスク用として９６ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリング処理し２４ビットの音声データに変換すると、図１５中実線で示すようにアナログの音声信号と同様に４８ｋＨｚまでの周波数帯域を有する音声データを形成することができる。
【０００５】
ここで、アナログの音声信号をデジタルの音声データに変換する場合、その分解能は量子化ビット数で決まり、周波数帯域はサンプリング周波数で決まる。このため、コンパクトディスク用として４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリング処理され形成された１６ビットの音声データを、例えば８８．２ｋＨｚのサンプリング周波数でオーバーサンプリング処理したとしても、１６ビットの元の音声データ中には、前記２２．０５ｋＨｚ以上の周波数帯域の音声が含まれていないため、このオーバーサンプリング後の音声データそのものの周波数帯域は変わることはない。
【０００６】
理論上、人間の聴覚の限界は約２０ｋＨｚ程度なのであるが、聞き取り不可能であっても、コンパクトディスクの周波数帯域とデジタルビデオディスクの周波数帯域との差として図１５中斜線で示すように、２０ｋＨｚ以上の周波数帯域の音声の存在は、聴感上、より豊かな感覚をもたらすことが知られている。
【０００７】
このようなことから、元の音声情報の波形を整形して高調波を強調或いは付加し、より豊かな音声の記録再生を図る技術の研究が盛んに行われており、特開平５−１２７６７２号の特許公開公報には、変換テーブルを用いて非線形な波形を得る技術が、特開平７−１７５４７８号の特許公開公報には、さらに微分演算を加えて複雑な非線形波形を形成する技術が、特開平７−６６６８７号の特許公開公報には、オーバーサンプリング後に非線形処理を施して高調波形成する技術が、また、特開平７−２３６１９３号の特許公開公報には、オーバーサンプリング後に非線形処理を施して広帯域成分を抽出し、これを元の音声情報に加算処理して広帯域の音声情報を形成する技術が、それぞれ開示されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、高調波を強調或いは付加する従来の技術は、非線形処理用の変換テーブル、微分回路、或いは３乗回路を用いるようになっているため、コスト高となるうえ、回路規模及びチップサイズが大きくなり生産性が乏しくなる問題があった。価格破壊及びダウンサイジングが求められる今日においては、小型かつ高性能のものをいかに安価に提供できるかが重要な課題となっている。
【０００９】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、非線型処理用の格別な変換テーブルを用いることなく、また、３乗回路等の構成も不要で、小型、簡単かつ安価な回路構成にて、狭周波数帯域の符号情報を広周波数帯域の符号情報に変換することを可能とする符号情報処理方法、符号情報処理装置及び符号情報の記録媒体への記録方法の提供を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る符号情報処理方法は、上述の課題を解決するために、波形信号をサンプリングして生成された符号情報を所定サンプル毎に比較するステップと、前記符号情報の極大サンプル点及び極小サンプル点を検出するステップと、前記ステップで検出された極大サンプル点及び極小サンプル点からそれぞれ所定時間離れた前サンプル点及び後サンプル点を検出するステップと、前記前サンプル点及び後サンプル点のレベルを設定するステップと、それぞれ時間軸上で隣り合う極大サンプル点と極小サンプル点のうち、時間的に前の極大サンプル点又は極小サンプル点における前記後サンプル点と時間的に後の極小サンプル点又は極大サンプル点における前記前サンプル点とを線分で結ぶステップと、前記ステップにより得られた線分から所定形状の波形情報を生成するステップと、前記所定形状の波形情報の所定周波数帯域成分を抽出するステップと、前記ステップにより抽出された所定周波数帯域成分を前記符号情報に付加するステップとを有する。
【００１１】
また、本発明に係る符号情報処理装置は、上述の課題を解決するために、波形信号をサンプリングして生成された符号情報を所定サンプル毎に比較する比較手段と、前記符号情報の極大サンプル点及び極小サンプル点を検出する極大極小サンプル点検出手段と、前記検出された極大サンプル点及び極小サンプル点からそれぞれ所定時間離れた前サンプル点及び後サンプル点を検出する前後サンプル点検出手段と、前記前サンプル点及び後サンプル点のレベルを設定するレベル設定手段と、それぞれ時間軸上で隣り合う極大サンプル点と極小サンプル点のうち、時間的に前の極大サンプル点又は極小サンプル点における前記後サンプル点と時間的に後の極小サンプル点又は極大サンプル点における前記前サンプル点とを、線分で結ぶ線分演算手段と、前記線分から所定形状の波形情報を生成する台形波形情報生成手段と、前記所定形状の波形情報の所定周波数帯域成分を抽出する周波数成分抽出手段と、前記抽出された所定周波数帯域成分を前記符号情報に付加する付加手段とを有する。
【００１２】
このような、本発明の符号情報処理方法及び符号情報処理装置においては、符号情報から所定形状の波形情報を生成し、この所定形状の波形情報から所定周波数帯域成分を生成する。そして、この所定周波数帯域成分を符号情報に付加することで、符号情報の周波数帯域の拡張化を図る。これにより、加減算のみの簡単な処理で周波数帯域の拡張化を図ることができ、小型、簡単かつ安価な回路構成で実現可能とすることができる。
【００１３】
次に、本発明に係る符号情報の記録媒体への記録方法は、上述の課題を解決するために、本発明に係る符号情報処理方法で生成された符号情報を所定の記録媒体に記録する。
【００１４】
このような本発明の符号情報の記録媒体への記録方法は、符号情報から所定形状の波形情報を生成し、この所定形状の波形情報から所定周波数帯域成分を生成する。そして、この所定周波数帯域成分を符号情報に付加することで、符号情報の周波数帯域の拡張化を図ると共に、この周波数帯域が拡張化された符号情報を所定の記録媒体に記録する。これにより、加減算のみの簡単な処理で周波数帯域の拡張化を図ることができると共に、その周波数帯域が拡張化された符号情報の記録された所定の記録媒体を生成することができ、小型、簡単かつ安価な回路構成で実現可能とすることができる。
【００１５】
すなわち、本発明の符号情報処理方法、符号情報処理装置及び符号情報の記録媒体への記録方法においては、符号上述の波形の変化に着目して、極大サンプル点と極小サンプル点とから台形処理を行うことにより、非線型な信号を生成すること、言い換えれば本発明は、符号情報から生成した台形波形から、所定周波数帯域として例えば高調波成分を取り出し、この高調波成分を元の符号情報に加算することによって、高調波成分を元の符号情報の周波数帯域外として帯域を拡張するようにしている。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る符号情報処理方法、符号情報処理装置及び符号情報の記録媒体への記録方法の好ましい実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１７】
本発明に係る符号情報処理方法、符号情報処理装置及び符号情報の記録媒体への記録方法は、例えばコンパクトディスクから再生された音声データの周波数帯域を拡張してデジタルビデオディスクに再記録するリマスタ装置に適用することができる。
【００１８】
この本発明の第１の実施の形態となるリマスタ装置は、図１に示すように４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリング処理され形成された１６ビットの音声データが供給される入力端子１と、この１６ビットの音声データを２４ビットの音声データにビット変換するビット変換回路２と、この２４ビットの音声データに基づいて、９６ｋＨｚにサンプリング周波数を変換するサンプリングレート変換回路４０と、このサンプリングレート変換された音声データに基づいて高調波データを形成し、これを元の２４ビットの音声データに加算処理することで周波数帯域の拡張を図る波形整形部３と、この周波数帯域が拡張された２４ビットの音声データをデジタルビデオディスク等の記録媒体６に記録する記録系５とを有している。
【００１９】
なお、サンプリングレート変換回路４０としては、４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数以上のサンプリング周波数であれば、例えば８８．２ｋＨｚのサンプリング周波数等のようにどのようなサンプリング周波数に変換するものでもよいのであるが、一例としてこのサンプリングレート変換回路４０は、オーバーサンプリングを含む９６ｋＨｚへのサンプリング周波数変換を行うようになっている。また、入力端子１に例えば４８ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリング処理され形成された２０ビットの音声データが供給されるような場合には、ビット変換回路２にてこの２０ビットの音声データを２４ビットの音声データにビット変換し、サンプリングレート変換回路４０ではこの２０ビットの音声データに基づいて、９６ｋＨｚにサンプリング周波数を変換する。
【００２０】
波形整形部３は、サンプリングレート変換回路４０からの２４ビットの音声データの取り込みを行うＩ／Ｏポート１０と、この２４ビットの波形データである音声データから後述するようにして略台形状の波形データ（以下、台形波形データと呼ぶ）を生成する台形波形生成回路４１と、この台形波形データから高調波成分を抽出するためのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）４２と、上記台形波形生成回路４１での台形波形データ生成処理及びハイパスフィルタ４２での高調波成分抽出処理に要する時間分の遅延をＩ／Ｏポート１０を介して供給される音声データに施す遅延回路１２と、遅延回路１２からの音声データに上記ハイパスフィルタ４２からの高調波成分データを加算処理して周波数帯域を拡張した音声データを形成する加算器１３と、この加算器１３からの音声データを出力するＩ／Ｏポート１４とを有している。
【００２１】
上記台形波形生成回路４１は、図２に示す構成を有しており、それぞれの詳細は後述するが、前記Ｉ／Ｏポート１０を介して取り込まれた２４ビットの音声データが供給される入力端子２１と、この音声データに対して１サンプル分の遅延を施す遅延回路２２と、当該遅延回路２２により１サンプル分の遅延が施された音声データのレベルと入力端子２１を介して供給される現在の音声データのレベルとを比較する比較回路２３と、比較回路２３からの比較出力に基づいて、音声データの波形の各トップピークからアンダーピークまでの間の１サンプル周期毎の比較出力及びアンダーピークからトップピークまでの間の１サンプル周期毎の比較出力を出力するピーク間比較出力形成回路２４とを有している。
【００２２】
上記台形波形生成回路４１はまた、上記比較回路２３からの比較出力に基づいて、後段の台形演算回路２７での後述する台形演算時の切換選択制御を行うためのタイミングコントローラ３０と、上記ピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力が、予め記憶された後述する「１ｆｓパターン」か又はそれ以外のパターンであるかを検出するパターン検出回路２５と、当該パターン検出回路２５からの検出出力に基づいて、後段の台形演算回路２７での台形演算を行うか否か（或いは台形演算により生成されたデータを使用するか否か）を制御する演算実行制御回路２６と、上記ピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力に基づいて、アンダーピーク及びトップピークを検出すると共に音声データからそれらのピーク値（レベル）を検出するピーク値検出回路２８と、同じくピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力に基づいて、波形間隔すなわちピーク間の間隔を計測するための波形間隔カウン２９とを有し、さらに、上記演算実行制御回路２６、ピーク値検出回路２８、波形間隔カウンタ２９、タイミングコントローラ３０からの各信号に基づいて、上記入力端子２１から供給された音声データに対して後述する台形波形データを生成するための演算を行う台形演算回路２７を有する。なお、上記ｆｓはサンプル周期を表す。
【００２３】
以下に詳しく説明するが、当該リマスタ装置は、この図２に示す台形波形生成回路４１にて生成した台形波形データを、図１に示すハイパスフィルタ４２に供給して高調波成分を抽出し、その高調波成分データを図１の加算器１３に供給して遅延回路１２からの２４ビットの音声データに加減算処理することにより、当該２４ビットの音声データに高調波成分を付加（周波数帯域を拡張）して記録するようになっている。
【００２４】
このような構成を有する第１の実施の形態のリマスタ装置における、高調波成分を付加した音声データの形成から記録媒体に記録するまでの一連の動作を説明する。
【００２５】
当該リマスタ装置においては、先ず、入力端子１に供給された上記４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングされた１６ビットの音声データを、ビット変換回路２により２４ビットのビットレートに変換し、次にサンプリングレート変換回路４０により９６ｋＨｚのサンプリング周波数に変換して波形整形部３に供給する。なお、上記音声データは、実際には波形信号をサンプリングして形成されたサンプルデータからなるものであるが、以下の説明では、概念としてわかりやすくするため、上記音声データを例えば図３に示すような波形に対応するデータとして表すこととする。
【００２６】
波形整形部３に供給された音声データは、前記Ｉ／Ｏポート１０を介して、図２に示す台形波形生成回路の端子２１に供給される。当該図２の入力端子２１を介した音声データは、後述する台形演算回路２７に供給されると共に、比較回路２３及び遅延回路２２に供給される。
【００２７】
遅延回路２２に供給された音声データは１サンプル分遅延されて比較回路２３に供給される。比較回路２３では、端子２１から直接供給された現在の音声データと、上記遅延回路２２にて１サンプル分遅延された音声データとを比較し、その比較結果を出力する。
【００２８】
すなわち、この比較回路２３では、供給される音声データを１サンプル毎に、前サンプルの音声データと比較し、現在の音声データが前サンプルの音声データよりもサンプル値が大きい場合は「０」を、小さい場合は「１」を比較結果として出力する。具体的にいうと、当該比較回路２３における比較により、図３に示した波形に対応する音声データからは、例えば図４（ｂ）に示すように１サンプル周期に相当する間隔で並んだ「０」或いは「１」の比較出力が得られることとなる。図４（ａ）の波形は図３の波形と同じものである。
【００２９】
なお、この比較において、現在の音声データと前サンプルの音声データとが同じサンプル値となる場合がある。この場合、比較回路２３は、現在の音声データと前々サンプルの音声データとを比較し、さらに同じサンプル値である場合は、さらに前々々サンプルの音声データと比較する等のように過去のサンプル値を順に遡って比較を行う。ただし、同一のサンプル値の音声データが９サンプル以上続く場合は、これはブランクであることを示す。このときの比較回路２３は、この比較を継続して行い、変化があった時点で、現在の音声データよりもその変化時点のサンプルの音声データが大きい場合は「０」を、小さい場合は「１」を前記比較出力として出力するようになっている。
【００３０】
上記比較回路２３からの比較出力は、ピーク間比較出力形成回路２４とタイミングコントローラ３０に送られる。
【００３１】
上記ピーク間比較出力形成回路２４では、上記比較回路２３からの比較出力に基づいて、音声データのトップピークからアンダーピークまでの間、及び、アンダーピークからトップピークまでの間の比較出力を検出し、それらピーク間の比較出力をピーク間比較出力として後段の構成に供給する。
【００３２】
ここで、前記図４（ａ）及び（ｂ）からわかるように、上記比較回路２３からの比較出力が「０」から「１」に変化した時点における、その「１」の比較出力の１つ前の「０」の比較出力に対応する音声データは「トップピーク」を示す。同様に、上記比較回路２３からの比較出力が「１」から「０」に変化した時点における、その「０」の比較出力の１つ前の「１」の比較出力に対応する音声データは「アンダーピーク」を示す。図４の例では、図４（ａ）中のＡ，Ｃ，Ｅ，Ｇがアンダーピークを示し、図中Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈがトップピークを示す。
【００３３】
このようなことから、ピーク間比較出力形成回路２４は、この比較回路２３からの比較出力の変わり目から次の変わり目（「０」から「１」に変化する点、或いは「１」から「０」に変化する点）までの比較出力を、隣接するトップピークとアンダーピークとの間のピーク間比較出力とする。図４を用いて具体的に説明すると、当該ピーク間比較出力形成回路２４では、例えばアンダーピークＡと隣接するトップピークＢとの間の上記比較出力である「０、０、０、０」を、当該アンダーピークＡとトップピークＢとの間のピーク間比較出力とし、また、トップピークＢと隣接するアンダーピークＣとの間の比較出力である「１、１、１」を当該トップピークＢとアンダーピークＣとの間のピーク間比較出力とし、以下同様にして、アンダーピークＣとトップピークＤとの間では比較出力の「０、０、０、０、０」をピーク間比較出力とし、トップピークＤとアンダーピークＥとの間では比較出力の「１、１、１、１、１、１」をピーク間比較出力とし、アンダーピークＥとトップピークＦとの間では比較出力の「０、０、０、０」をピーク間比較出力とし、トップピークＦとアンダーピークＧとの間では比較出力の「１、１、１」をピーク間比較出力とし、アンダーピークＧとトップピークＨとの間では比較出力の「０」をピーク間比較出力とする。
【００３４】
上記ピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力は、パターン検出回路２５とピーク値検出回路２８と波形間隔カウンタ２９に供給される。
【００３５】
上記パターン検出回路２５では、予め記憶しているデータパターンと上記供給されたピーク間比較出力との比較を行い、このピーク間比較出力が予め記憶されているデータパターンに相当するかを判別する。
【００３６】
具体的に説明すると、パターン検出回路２５は、トップピーク及びアンダーピークの間におけるピーク間比較出力が「１」或いは「０」の１サンプル分のみであることを示す「１ｆｓパターン」のデータを少なくとも記憶しており、上記ピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力が当該「１ｆｓパターン」に対応するか或いはそれ以外であるかを検出する。図４の例では、アンダーピークＧとトップピークＨとの間が上記「１ｆｓパターン」に相当する。このように、パターン検出回路２５において上記ピーク間比較出力が「１ｆｓパターン」かそれ以外のデータパターンかを弁別するのは、詳細は後述するが上記「１ｆｓパターン」以外のデータパターンのときのみ後段での台形波形データ演算を行い、上記「１ｆｓパターン」のときには台形波形データ演算を行わない（或いは台形波形データを使用しない）ようにするためである。
【００３７】
上記パターン検出回路２５にて上記「１ｆｓパターン」を検出した時、或いは「１ｆｓパターン」以外のパターンであることを検出した時、当該パターン検出回路２５からはその検出結果を演算実行制御回路２６に供給する。
【００３８】
当該演算実行制御回路２６は、上記パターン検出回路２５からの検出結果に基づいて、後段の台形演算回路２７における後述する台形波形データ演算を実行するか否か（或いは台形波形データを使用するか否か）を指示する為の演算実行制御信号（ＯＮ／ＯＦＦ信号）を生成する。すなわち、演算実行制御回路２６では、上記パターン検出回路２５にて上記「１ｆｓパターン」が検出されたときには上記台形演算回路２７における後述する台形波形データ演算を実行しない（或いは台形波形データを使用しない）旨を指示し、逆に、上記「１ｆｓパターン」以外であることが検出されたときには上記台形演算回路２７における後述する台形波形データ演算を実行する（或いは台形波形データを使用する）旨を指示するための演算実行制御信号（ＯＮ／ＯＦＦ信号）を生成する。
【００３９】
一方、ピーク値検出回路２８では、上記ピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力に基づいて、アンダーピーク及びトップピークを検出すると共に、その検出したピークに対応するピーク値（レベル）を例えば音声データから求める。すなわち、当該ピーク値検出回路２８では、前記ピーク間比較出力の値が「０」から「１」に変化する変化点の直前の「０」の比較出力、又は、「１」から「０」に変化する変化点の直前の「１」の比較出力から、トップピーク及びアンダーピークを検出し、そのトップピーク及びアンダーピークに対応する音声データのレベル（ピーク値）を、上記端子２１からの音声データより求めて出力する。なお、図２の例のピーク値検出回路２８では、上記ピーク間比較出力を用いてアンダーピーク及びトップピークを検出する例を挙げているが、他の例として前記比較回路２３の比較出力の変わり目に基づいて、前述の図４に示したアンダーピークＡ，Ｃ，Ｅ，Ｇ，・・・を検出すると共に、トップピークＢ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，・・・を検出することも可能である。当該ピーク値検出回路２８にて求めたアンダーピーク及びトップピークのピーク値（レベル）は、台形演算回路２７に供給される。
【００４０】
また、波形間隔カウンタ２９では、上記ピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力に基づいて波形間隔を計測する。すなわち、当該波形間隔カウンタ２９では、前記ピーク間比較出力形成回路２４のピーク間比較出力の値が、「０」から「１」に変化する変化点までの比較出力の数、又は、「１」から「０」に変化する変化点までの比較出力の数、言い換えれば、トップピークから次のアンダーピークまでの間隔と、アンダーピークから次のトップピークまでの間隔を計測する。前記図４の例では、図中（ｃ）に示すように、アンダーピークＡからトップピークＢまでの間隔が４サンプル周期（４ｆｓ）に相当し、トップピークＢからアンダーピークＣまでの間隔が３サンプル周期（３ｆｓ）に、アンダーピークＣからトップピークＤまでの間隔が５サンプル周期（５ｆｓ）に、トップピークＤからアンダーピークＥまでの間隔が６サンプル周期（６ｆｓ）に、アンダーピークＥからトップピークＦまでの間隔が４サンプル周期（４ｆｓ）に、トップピークＦからアンダーピークＧまでの間隔が３サンプル周期（３ｆｓ）に、アンダーピークＧからトップピークＨまでの間隔が１サンプル周期（１ｆｓ）に相当する。なお、図２の例の波形間隔カウンタ２９では、上記ピーク間比較出力形成回路２４のピーク間比較出力からアンダーピークとトップピーク間の波形間隔を計測する例を挙げているが、他の例として、比較回路２３の比較出力の変わり目に基づいてアンダーピークとトップピーク間の間隔を計測することも可能である。この波形間隔カウンタ２９からの波形間隔信号は、台形演算回路２７に供給される。
【００４１】
次に、タイミングコントローラ３０は、上記比較回路２３からの比較出力に基づいて、後述する台形演算回路２７での台形波形データ演算の際に使用する切換選択制御用のタイミングコントロール信号を生成する。すなわち、このタイミングコントローラ３０では、後段の台形演算回路２７における台形演算データ演算の為に、図４（ｃ）に示すように、比較回路２３の比較出力の変わり目に基づくアンダーピークとトップピークのタイミングＴａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄ、Ｔｅ、・・・に対応するタイミングコントロール信号を生成して台形演算回路２７に供給する。
【００４２】
上記台形演算回路２７では、上記演算実行制御回路２６からの演算実行制御信号（ＯＮ／ＯＦＦ信号）及びピーク値検出回路２８からのトップピーク又はアンダーピークのピーク値、波形間隔カウンタ２９からの波形間隔信号、タイミングコントローラ３０からのタイミングコントロール信号に基づいて、後述する台形波形データを生成する演算を行う。なお詳細は後述するが、上記入力端子２１から当該台形演算回路２７に供給される音声データは、前記パターン検出回路２５にて「１ｆｓパターン」が検出されたときに使用される。
【００４３】
以下、この台形演算回路２７の詳細な構成及び動作を説明する。
【００４４】
上記台形演算回路２７は、図５に示す構成を有しており、それぞれの詳細は後述するが、上記波形間隔カウンタ２８からの波形間隔信号が供給される端子１００と、上記ピーク値検出回路２８からのトップピークとアンダーピークのピーク値が供給される端子１０１と、同じく上記ピーク値検出回路２８からのアンダーピークのピーク値が供給される端子１０５とトップピークのピーク値が供給される端子１０７と、図２の入力端子２１からの音声データが供給される端子１０９と、上記演算実行制御回路２６からの演算実行制御信号（ＯＮ／ＯＦＦ信号）が供給される端子１０４と、前記タイミングコントローラ２０からのタイミングコントロール信号が供給される端子１１４とを有する。
【００４５】
また、この台形演算回路２７は、トップピーク又はアンダーピークのピーク値に対して加減算を行うことによって後述する台形波形データを生成するための加減算値を、上記端子１０１からのトップピーク又はアンダーピークのピーク値と端子１００からの波形間隔信号とを用いて演算する加減算値演算回路１０２と、上記端子１０４からの演算実行制御信号によりＯＮ／ＯＦＦ制御される切換スイッチ１０３と、上記加減算値演算回路１０２が生成した加減算値（アンダーピークに対しては加算値）を上記端子１０５からのアンダーピークのピーク値に加算する加算器１０６と、上記加減算値演算回路１０２が生成した加減算値を上記端子１０７からのトップピークのピーク値に加算する（トップピークに対しては減算値を加算、すなわち減算を行う）加算器１０８とを有する。
【００４６】
さらに、当該台形演算回路２７は、切換スイッチ１０３を介した上記端子１０１からのトップピーク又はアンダーピークのピーク値、或いは上記端子１０９からの音声データと、上記加算器１０６の加算出力と、上記加算器１０７の加算出力とを、端子１１４より供給されるタイミングコントロール信号に基づいて選択的に切り換える切換選択スイッチ１１０も備えている。
【００４７】
これらの構成を有する台形演算回路２７において、上記加減算値演算回路１０２では、先ず、図６に示すように、上記波形間隔信号とトップピーク又はアンダーピークのピーク値とに基づいて、トップピーク又はアンダーピークのサンプル点の前後１サンプル周期（±１ｆｓ）に相当する点を求め、次いで、それら±１ｆｓ点のレベルをトップピーク又はアンダーピークのピーク値（レベル）に設定し、さらにそれぞれ時間軸上で前後に隣り合うピークのうち前のピークにおける後１サンプル周期（＋１ｆｓ）の点と、後のピークにおける前１サンプル周期（−１ｆｓ）の点との間を直線で結び、その直線の傾きに対応する加減算値を演算により求める。
【００４８】
この加減算値演算回路１０２の動作を図６を用いてより具体的に説明すると、アンダーピークＡに対しては、当該アンダーピークＡの前１サンプル周期（−１ｆｓ）に相当する点をＡ−、後１サンプル周期（＋１ｆｓ）に相当する点をＡ＋とし、上記点Ａ−のレベルをａ−、点Ａ＋のレベルをａ＋とする。上記レベルａ−及びａ＋は、アンダーピークＡのピーク値レベルと同じとする。また、トップピークＢに対しては、当該トップピークＢの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）に相当する点をＢ−、Ｂ＋とし、それら点Ｂ−、Ｂ＋のレベルをｂ−、ｂ＋（レベルｂ−及びｂ＋はトップピークＢのピーク値レベルと同じ）とする。アンダーピークＣに対しては、当該アンダーピークＣの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）に相当する点をＣ−、Ｃ＋とし、それら点Ｃ−、Ｃ＋のレベルをｃ−、ｃ＋（レベルｃ−及びｃ＋はアンダーピークＣのピーク値レベルと同じ）とする。トップピークＤに対しては、当該トップピークＤの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）に相当する点をＤ−、Ｄ＋とし、それら点Ｄ−、Ｄ＋のレベルをｄ−、ｄ＋（レベルｄ−及びｄ＋はトップピークＤのピーク値レベルと同じ）とする。以下、アンダーピークＥ、トップピークＦ以降の各ピークについても同様の処理を行う。
【００４９】
次いで、加減算値演算回路１０２では、上述のようにして求めた各点Ａ−（レベルａ−）、点Ａ＋（レベルａ＋）、点Ｂ−（レベルｂ−）、点Ｂ＋（レベルｂ＋）、点Ｃ−（レベルｃ−）、点Ｃ＋（レベルｃ＋）・・・・を用い、上述のようにそれぞれ時間軸上で隣り合うピークのうち、前のピークにおける後１サンプル周期（＋１ｆｓ）の点と後のピークにおける前１サンプル周期（−１ｆｓ）の点との間を結んだ直線の傾きに対応する加減算値を、演算により求める。
【００５０】
このときの加減算値演算回路１０２の動作を図６を用いてより具体的に説明すると、アンダーピークＡとそれに隣接するトップピークＢとの間では、上記アンダーピークＡの点Ａ＋（レベルａ＋）とトップピークＢの点Ｂ−（レベルｂ−）との間を図中点線で示すように結んだときの直線の傾きに対応する加減算値を求める。このアンダーピークＡとトップピークＢとの間で求めた加減算値は、アンダーピークＡに対する加算値として当該加減算値演算回路１０２から前記加算器１０６へ出力される。また、トップピークＢとそれに隣接するアンダーピークＣとの間では、上記トップピークの点Ｂ＋（レベルｂ＋）とアンダーピークＣの点Ｃ−（レベルｃ−）との間を図中点線で示すように結んだ直線の傾きに対応する加減算値を求める。このトップピークＢとアンダーピークＣとの間で求めた加減算値は、トップピークＢに対する減算値として当該加減算値演算回路１０２から前記加算器１０８へ出力される。さらに、アンダーピークＣとそれに隣接するトップピークＤとの間では、上記アンダーピークの点Ｃ＋（レベルｃ＋）とトップピークＤの点Ｄ−（レベルｄ−）との間を図中点線で示すように結んだ直線の傾きに対応する加減算値を求める。このアンダーピークＣとトップピークＤとの間で求めた加減算値は、アンダーピークＣに対する加算値として当該加減算値演算回路１０２から前記加算器１０６へ出力される。以下、アンダーピークＥ、トップピークＦ以降の各ピークについても同様の処理を行う。
【００５１】
上述した処理により得られた加減算値は、当該加減算値演算回路１０２から出力され、前記加算器１０６及び１０７に送られる。この時の加算器１０６には、前記端子１０５を介してアンダーピークのピーク値が供給され、一方で加算器１０７には、前記端子１０７を介してトップピークのピーク値が供給されるようになっている。したがって、上記加算器１０６では、上記端子１０５から供給されたアンダーピークのピーク値に対して、上記加減算値演算回路１０２からの上記アンダーピークに対する加算値が１サンプル周期毎に加算され、一方で、上記加算値１０８では、上記端子１０７から供給されたトップピークのピーク値に対して、上記加減算値演算回路１０２からの上記トップピークに対する減算値が１サンプル周期毎に加算（すなわち減算）される。これら加算器１０６、１０７の加算出力は、それぞれ切換選択スイッチ１１０に送られる。
【００５２】
また、上記端子１０１を介して供給されたトップピーク又はアンダーピークのピーク値は、切換スイッチ１０３にも送られる。この切換スイッチ１０３は、端子１０９から供給される音声データと、上記トップピーク又はアンダーピークのピーク値とを、前記演算実行制御信号（ＯＮ／ＯＦＦ信号）により切り換え出力するものである。すなわち、当該切換スイッチ１０３は、上記演算実行制御信号が前記「１ｆｓパターン」の検出に対応するＯＦＦ信号であるときに、当該「１ｆｓパターン」検出時点のピークの例えば前後１サンプル周期分だけ上記端子１０９からの音声データ側に切り換えられ、「１ｆｓパターン」以外の検出に対応するＯＮ信号であるときに、上記端子１０１からのトップピーク又はアンダーピーク側に切り換えられるものである。この切換スイッチ１０３の出力は、上記切換選択スイッチ１１０に送られる。
【００５３】
上記切換選択スイッチ１１０は、切換スイッチ１０３の出力と、上記加算器１０６の加算出力と、上記加算器１０７の加算出力とを、前記端子１１４より供給される前記タイミングコントロール信号に基づいて選択的に切り換えるものである。
【００５４】
以下に、前記演算実行制御信号がＯＮ信号であるとき、すなわち切換スイッチ１０３が上記端子１０１のトップピーク又はアンダーピークのピーク値側に切り換えられているときの、上記タイミングコントロール信号に基づく切換選択スイッチ１１０の切換選択動作を、前記図４及び図６を用いて具体的に説明する。上記タイミングコントロール信号がアンダーピークＡのタイミングＴａを示すとき、切換選択スイッチ１１０は、当該アンダーピークＡに対応する１サンプル周期分の間だけ、上記切換スイッチ１０３の出力を選択し、その後、当該アンダーピークＡの後１サンプル周期（−１ｆｓ）の点−Ａから次のトップピークＢの前１サンプル周期（−１ｆｓ）の点＋Ｂまでの間は上記加算器１０６の加算出力を選択する。次いで、上記タイミングコントロール信号がトップピークＢのタイミングＴｂを示すとき、切換選択スイッチ１１０は、当該トップピークＢに対応する１サンプル周期分の間だけ、上記切換スイッチ１０３の出力を選択し、その後、当該トップピークＢの後１サンプル周期（−１ｆｓ）の点−Ｂから次のアンダーピークＣの前１サンプル周期（−１ｆｓ）の点＋Ｃまでの間は上記加算器１０８の加算出力を選択する。以下同様であり、タイミングコントロール信号がアンダーピークのタイミングに対応するときには、当該アンダーピークに対応する１サンプル周期分の間だけ、上記切換スイッチ１０３の出力を選択し、その後、当該アンダーピークの後１サンプル周期（−１ｆｓ）の点から次のトップピークの前１サンプル周期（−１ｆｓ）の点までの間は上記加算器１０６の加算出力を選択するようにし、一方で、タイミングコントロール信号がトップピークのタイミングに対応するときには、当該トップピークに対応する１サンプル周期分の間だけ、上記切換スイッチ１０３の出力を選択し、その後、当該トップピークの後１サンプル周期（−１ｆｓ）の点から次のアンダーピークの前１サンプル周期（−１ｆｓ）の点までの間は上記加算器１０８の加算出力を選択する。
【００５５】
なお、前記演算実行制御信号がＯＦＦ信号であるとき、すなわち切換スイッチ１０３が上記端子１０９の音声データ側に切り換えられているときの、上記タイミングコントロール信号に基づく切換選択スイッチ１１０の切換選択動作は、上記タイミングコントロール信号によるアンダーピーク又はトップピークのタイミングの前後１サンプル周期分の間だけ、上記切換スイッチ１０３を介して供給された音声データを選択するものとなる。すなわち、前記パターン検出回路２５にて「１ｆｓパターン」が検出されたとき、この切換選択スイッチ１１０からは、当該「１ｆｓパターン」検出時点におけるピーク値とその前後１サンプル周期分の音声データがそのまま出力されることになる。図６の例では、アンダーピークＧとトップピークＨとの間が「１ｆｓパターン」に相当し、この場合の切換選択スイッチ１１０からは、「１ｆｓパターン」検出時点のピーク値であるトップピークＨとその前後１サンプル周期分の音声データがそのまま出力される。このように、「１ｆｓパターン」検出時点のピーク値とその前後１サンプル周期分の音声データをそのまま用いるのは、前記ピーク間比較出力のパターンが「１ｆｓパターン」である場合の当該ピーク値とその前後１サンプル周期分の音声データが十分に高い高調波成分を含んでいるためである。
【００５６】
上述したような構成及び動作により、当該台形演算回路２７では、前記図３に示した音声データから、図７に示すように、トップピーク及びアンダーピークとそれらの前後１サンプル周期の点のレベルが一定となる略台形状の波形データが生成されることになる。この台形波形データは、図５の出力端子１１５から出力され、さらに図２の出力端子３１を介して、図１のハイパスフィルタ４２に送られる。
【００５７】
上記ハイパスフィルタ４２は、上記台形波形データから高調波成分を抽出するものである。本実施の形態のように、サンプリングレート変換回路４０にて９６ｋＨｚのサンプリング周波数に変換した場合には、当該ハイパスフィルタ４２によって、上記台形波形データから４８ｋＨｚ以上の高調波成分を抽出する。また、サンプリングレート変換回路４０にて例えば８８．２ｋＨｚのサンプリング周波数に変換するようにした場合には、当該ハイパスフィルタ４２によって、上記台形波形データから４４．１ｋＨｚ以上の高調波成分を抽出する。なお、当該ハイパスフィルタ４２を例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response：非巡回型）フィルタとした場合には、そのフィルタのタップ数を３０タップ以上にすることが望ましく、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response：巡回型）フィルタとした場合は、そのフィルタのタップ数を８タップ以上で構成することが望ましい。これにより、良好なフィルタ特性を得ることができる。なお、ハイパスフィルタの代わりに、上記同様の高調波成分を抽出（或いは高調波成分以外を除去）できるバンドパスフィルタを用いてもよい。
【００５８】
上記ハイパスフィルタ４２にて上記台形波形データから抽出された高調波成分は、２４ビットの高調波データとして図１の加算器１３に供給される。
【００５９】
この加算器１３には、前記遅延回路１２から供給された元の２４ビットの音声データが供給されており、したがって当該加算器１３では、上記ハイパスフィルタ４２から供給された２４ビットの高調波データと上記元の２４ビットの音声データとの加算がサンプル毎に行われる。これにより、元の２４ビットの音声データには高調波が付加されたことになる。すなわち、元の２４ビットの音声データの周波数帯域が拡張されたことになる。
【００６０】
上述のようにして周波数帯域の拡張（高調波付加）の波形整形処理が施された２４ビットの音声データは、Ｉ／Ｏポート１４を介して記録系５に供給される。なお、この出力する音声データに対して、丸め込み処理を施し、例えば２０ビットの音声データとして出力するようにしてもよい。
【００６１】
上記波形整形処理が施された２４ビットの音声データが供給された記録系５では、当該波形整形処理が施された２４ビットの音声データを、例えばデジタルビデオディスク等の記録媒体６に記録する。
【００６２】
これにより、本実施の形態のリマスタ装置では、コンパクトディスクから再生された１６ビットの音声データに不足している図１５中斜線で示した高調波成分を付加したうえでデジタルビデオディスクに再記録（リマスタ）することができる。
【００６３】
以上の説明から明らかなように、本発明の第１の実施の形態のリマスタ装置は、コンパクトディスク用の音声データを、デジタルビデオディスク用の音声データに変換して該デジタルビデオディスクに記録し直すことができる。このため、新たにアナログの音声信号からデジタルビデオディスク用の音声データを形成する手間を省略することができ、既存のコンパクトディスク用の音声データを再利用することを可能とすることができる。
【００６４】
また、波形整形部３においては、元の音声データの波形整形（高調波成分の形成及びこの高調波成分と元の音声データとの合成）を、加減算処理による台形波形データの生成とハイパスフィルタによるフィルタリングのみを用いて行うことができる。このため、従来、このような波形整形に必要としていた非線形処理用の変換テーブル、微分回路、或いは３乗回路等を用いることなく該波形整形を行うことができる。したがって、波形整形部３の回路規模を縮小化してチップサイズの小型化を図ることができ、ローコスト化及び生産性の向上及び高性能化を図ることができる。そして、小型かつ高性能のものを安価に提供できることから、今日における価格破壊及びダウンサイジングに十分対応可能とすることができる。
【００６５】
次に、本発明の第２の実施の形態のリマスタ装置の説明をする。この第２の実施の形態では、前記第１の実施の形態と基本的に同じように動作するものであり、台形波形生成回路４１内の図５に示した加減算値演算回路１０２での演算が異なる程度であるため、当該第２の実施の形態のリマスタ装置の構成の図示は省略する。上述の第１の実施の形態のリマスタ装置の図２及び図５の台形演算回路２７においては、前記図６及び図７のように、トップピーク及びアンダーピークとそれらの前後１サンプル周期が一定レベル（ピークレベルと同じレベル）となる台形波形データを生成したが、この第２の実施の形態では、例えば図８のように、トップピーク及びアンダーピークとそれらの前後１サンプル周期分を結ぶ直線が斜めになるような略台形状の波形データを生成する。なお、この第２の実施の形態における略台形状の波形データも、簡略化して前記第１の実施の形態同様に台形波形データと呼ぶことにする。
【００６６】
この図８のような略台形状の波形データを生成する台形演算回路２７は、以下のように動作する。すなわち、台形演算回路２７の加減算値演算回路１０２では、前記波形間隔信号とトップピーク又はアンダーピークのピーク値に基づいて、先ず、前記図６に示したように、トップピーク又はアンダーピークの各ピークの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）に相当する各点を求め、次いで、それら±１ｆｓ点の各レベルをそれぞれ対応するトップピーク又はアンダーピークのピーク値と同じにする。ここまでは、前記第１の実施の形態の場合と同じであり、したがって、アンダーピークＡについては、当該アンダーピークＡの前１サンプル周期（−１ｆｓ）に相当する点Ａ−と、後１サンプル周期（＋１ｆｓ）に相当する点Ａ２＋と、上記点Ａ−のレベルａ−と、点Ａ＋のレベルａ＋とが求められる。また、トップピークＢについては、当該トップピークＢの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）に相当する点Ｂ−、Ｂ＋と、それら点Ｂ−、Ｂ＋のレベルｂ−、ｂ＋とが求められ、アンダーピークＣについては、当該アンダーピークＣの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）に相当する点Ｃ−、Ｃ＋と、それら点Ｃ−、Ｃ＋のレベルｃ−、ｃ＋とが求められる。以下、トップピークＤ、アンダーピークＥ、トップピークＦ以降の各ピークについても同様である。
【００６７】
ここで、当該第２の実施の形態の加減算値演算回路１０２では、上記求めたアンダーピークＡの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）の点Ａ−のレベルａ−から所定のレベルを減算し、点Ａ＋のレベルａ＋に所定のレベルを加算することにより、図９に示すように、レベルａ２−及びレベルａ２＋を求める。上記点Ａ＋のレベルａ−から所定レベルを減算することによってレベルａ２−を求める処理の具体例としては、例えばレベルａ−を表すサンプルデータのＬＳＢ（最下位ビット）から１を減算してレベルａ２−とするような処理を、また上記レベルａ＋に所定レベルを加算することによってレベルａ２＋を求める処理の具体例としては、例えばレベルａ＋を表すサンプルデータのＬＳＢに１を加算してレベルａ２＋とするような処理を挙げることができる。もちろん、レベルａ−やレベルａ＋を表すサンプルデータへの加減算値は１に限らず、それ以上の値であってもよい。同様に、トップピークＢの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）の点Ｂ−のレベルｂ−から所定レベルを減算（例えばサンプルデータのＬＳＢから１を減算）してレベルｂ２−を求め、点Ｂ＋のレベルｂ＋に所定レベルを加算（例えばサンプルデータのＬＳＢに１を加算）してレベルｂ２＋を求める。以下、アンダーピークＣ、トップピークＤ、アンダーピークＥ、トップピークＦ以降の各ピークについても同様に、各ピークの前１サンプル周期（−１ｆｓ）の点のレベルについては所定レベルを減算（サンプルデータのＬＳＢから１を減算）し、各ピークの後１サンプル周期（＋１ｆｓ）の点のレベルについては所定レベルを加算（サンプルデータのＬＳＢに１を加算）して、新たなレベルを求める。
【００６８】
上述のように各ピークの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）の点及びそのレベルを求め、さらに各±１ｆｓ点のレベルに所定レベルを加算又は減算して新たなレベルを求めた後は、前述した第１の実施の形態と同様に、それぞれ隣り合うピークの後１サンプル周期（＋１ｆｓ）の点と前１サンプル周期（−１ｆｓ）の点との間を結んだ直線の傾きに対応する加減算値を求め、これら加減算値を前記加算器１０６又は１０８にてアンダーピーク又はトップピークのピーク値に１サンプル周期毎に加減算することで、前記図８のような略台形波形データを生成することができる。なお、前記演算実行制御信号による切換スイッチ１０３の動作と、タイミングコントロール信号による切換選択スイッチ１１０の動作は、前記第１の実施の形態と同様であり、その説明は省略する。
【００６９】
この第２の実施の形態のように、図８のような台形波形データを用いることで、クリップ処理に相当する前記台形波形生成処理においてオーバーシュートの発生等の問題を抑えることができ、不必要な高調波が生成される不都合を防止することができる。このため、例えば台形波形生成回路４１の後段のハイパスフィルタ４２のフィルタ特性の一部の高調波カット特性を落としたとしても、良好な高調波成分を抽出することができる。
【００７０】
以上の説明から明らかなように、本発明の第２の実施の形態のリマスタ装置においても、第１の実施の形態と同様に出力或いは記録する音声データの周波数帯域内の高音部の高調波を強調することができると共に、上述の第１の実施の形態のリマスタ装置と同じ効果を得ることができる。
【００７１】
また、第２の実施の形態のリマスタ装置の波形整形部３によれば、不必要な高調波の発生を防止でき、ハイパスフィルタ４２をフィルタ特性が高くない安価なものにできるため、装置全体のコスト削減が可能となる。
【００７２】
次に、本発明の第３の実施の形態のリマスタ装置の説明をする。上述した第１及び第２の実施の形態では、前記加減算値演算回路１０２において、トップピーク又はアンダーピークの前後１サンプル周期（±１ｆｓ）に相当する点と、それら±１ｆｓ点のレベルとを求め、それぞれ時間軸で隣り合うピークのうちの前ピークの後１サンプル周期（＋１ｆｓ）の点と後ピークの前１サンプル周期（−１ｆｓ）の点との間を結んだ直線の傾きに対応する加減算値を求めるようにしたが、この第３の実施の形態では、加減算値演算回路１０２において、トップピーク又はアンダーピークの前後ｎサンプル周期（±ｎｆｓ、ｎは２以上）に相当する点を求め、さらにそれら±ｎｆｓ点のレベルを前記第１又は第２の実施の形態のように求め、それぞれ時間軸で隣り合うピークのうちの前ピークの後ｎサンプル周期（＋ｎｆｓ）の点と後ピークの前ｎサンプル周期（−ｎｆｓ）の点との間を結んだ直線の傾きに対応する加減算値と共に、各々のピークに対応する前後ｎサンプル周期（±ｎｆｓ）に相当する点の間を結んだ直線の傾きに対応する加減算値とを求めるようにする。なお、この第３の実施の形態は、前記第１の実施の形態と基本的に同じように動作するものであり、台形波形生成回路４１内の動作が異なる程度であるため、当該第３の実施の形態のリマスタ装置の構成の図示は省略する。
【００７３】
この第３の実施の形態の場合、前記パターン検出回路２５は、トップピーク及びアンダーピークの間におけるピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」がｎサンプル分以内であることを検出するための複数のパターンデータを少なくとも記憶しており、上記ピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力がこれら予め記憶しているパターンデータの何れかに対応するか、或いはそれ以外であるかを検出することになる。すなわち、上記ｎが例えば２である場合には、上記パターン検出回路２５は、トップピーク及びアンダーピークの間におけるピーク間比較出力が「１」或いは「０」の１サンプル分であることを示す「１ｆｓパターン」と、「１、１」或いは「０、０」の２サンプル分であることを示す「２ｆｓパターン」とを予め記憶しており、上記ピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力がこれら記憶しているパターンの何れかに対応するか否かを検出することになる。また、上記ｎが例えば３である場合には、上記パターン検出回路２５は、トップピーク及びアンダーピークの間におけるピーク間比較出力が「１」或いは「０」の１サンプル分であることを示す「１ｆｓパターン」と、「１、１」或いは「０、０」の２サンプル分であることを示す「２ｆｓパターン」と、「１、１、１」或いは「０、０、０」の３サンプル分であることを示す「３ｆｓパターン」とを予め記憶しており、上記ピーク間比較出力形成回路２４からのピーク間比較出力がこれら記憶しているパターンの何れかに対応するか否かを検出することになる。上記ｎが４以上である場合も上述同様にパターン検出を行う。
【００７４】
また、この第３の実施の形態の場合、演算実行制御回路２６は、上記パターン検出回路２８にてピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」がｎサンプル分以内であることを検出したときにはＯＦＦ信号となり、それ以外のときにはＯＮ信号となる演算実行制御信号を生成する。
【００７５】
したがって、当該演算実行制御信号が供給される第３の実施の形態での台形演算回路２７では、上記パターン検出回路２５においてピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」がｎサンプル分以内であることを検出したとき、台形波形データ演算は行われない（或いは台形波形データを使用しない）ことになる。
【００７６】
次に、本発明の第４の実施の形態のリマスタ装置の説明をする。上述した第１乃至第３に実施の形態では、前記パターン検出回路２８にてピーク間比較出力が「１」或いは「０」の１サンプル分であることを示す「１ｆｓパターン」であることを検出した場合や、ピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」がｎサンプル分以内であることを検出したときに、前記台形波形データの演算を行わないようにしたが、この第４の実施の形態のように、ピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」が所定サンプル数分以上であるときにも、前記台形波形データの演算を行わないようにすることもできる。すなわち例えば、前記図２の入力端子２１に供給された音声データにブランクが存在するような場合に、このブランクデータに対して台形波形データの演算を行うことは好ましくないためである。なお、この第４の実施の形態は、前記第１の実施の形態と基本的に同じように動作するものであり、台形波形生成回路４１内の動作が異なる程度であるため、当該第４の実施の形態のリマスタ装置の構成の図示は省略する。
【００７７】
この第４の実施の形態では、例えばピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」が９サンプル分以上であるときに、上記ブランクデータとして検出し、このブランクデータを検出したときには台形波形データの演算を行わないようにする。すなわち、この第４の実施の形態の場合、前記パターン検出回路２５では、前記第１乃至第３の実施の形態同様に「１ｆｓパターン」を検出したとき、或いは、ピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」がｎサンプル分以内であることを検出したときと共に、ピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」が９サンプル分以上であることをも検出する。
【００７８】
具体的にいうと、前記パターン検出回路２５では、前記第１乃至第３の実施の形態同様に、「１ｆｓパターン」、或いはピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」がｎサンプル分以内であることを検出するためのパターンと共に、トップピーク及びアンダーピークの間におけるピーク間比較出力の連続する「１」或いは「０」が９サンプル分以上であることを検出するためのパターンとして、トップピーク及びアンダーピークの間における同じピーク間比較出力の連続が「１、１、１、１、１、１、１、１、１」或いは「０、０、０、０、０、０、０、０、０」の９サンプル分であることを示す「９ｆｓパターン」、該連続が「１、１、１、１、１、１、１、１、１、１」或いは「０、０、０、０、０、０、０、０、０、０」の１０サンプル分であることを示す「１０ｆｓパターン」、及び１１サンプル分以上の「０」或いは「１」の連続を示す「特殊パターン」等をそれぞれ記憶しており、上記ピーク間比較出力がこれらのパターンの何れかに該当するときには、その検出信号を演算実行制御回路２６に供給する。
【００７９】
このときの演算実行制御回路２６は、上記パターン検出回路２８にて上記ピーク間比較出力が前記予め記憶しているパターンの何れかに該当することを検出したときにはＯＦＦ信号となり、それ以外のときにはＯＮ信号となる演算実行制御信号を生成する。
【００８０】
したがって、当該演算実行制御信号が供給される第４の実施の形態での台形演算回路２７では、上記パターン検出回路２５において前記予め記憶しているパターンの何れかを検出したとき、台形波形データ演算は行われない（或いは台形波形データを使用しない）ことになる。
【００８１】
次に、本発明の第５の実施の形態のリマスタ装置の説明をする。上述の第１乃至第４の実施の形態のリマスタ装置は、４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数で１６ビットの音声データを、例えば９６ｋＨｚのサンプリング周波数で２４ビットの音声データにサンプリングレート及びビットレートを変換してデータ処理を行うものであったが、この第５の実施の形態のリマスタ装置は、最初から例えば９６ｋＨｚのサンプリング周波数の１６ビットの音声データが供給され、サンプリング周波数はそのままでビットレートのみ１６ビットから２４ビットに変換してデータ処理を行うようにしたものである。
【００８２】
なお、この第５の実施の形態のリマスタ装置は、この点のみが上述の第１乃至第４の実施の形態のリマスタ装置と異なる。このため、以下の説明では、この差異の説明のみ行うこととし、第１乃至第４の実施の形態のリマスタ装置と同じ動作を示す箇所には、図１０中同じ符号を付して説明を省略し、重複説明を避けることとする。
【００８３】
すなわち、この第５の実施の形態のリマスタ装置は、図１０に示すように前記ビット変換回路２と波形整形部３との間に接続されていたサンプリングレート変換回路４０が省略されたかたちの構成となっている。
【００８４】
このようなリマスタ装置は、入力端子１を介して供給されるサンプリング周波数が９６ｋＨｚでビットレートが１６ビットの音声データを、ビット変換回路２により２４ビットの音声データとし、これを波形整形部３に供給する。
【００８５】
これにより、出力或いは記録する音声データの周波数帯域内の高音部の高調波を強調することができる他、上述の第１乃至第４の実施の形態のリマスタ装置と同じ効果を得ることができる。
【００８６】
次に、本発明の第６の実施の形態のリマスタ装置の説明をする。この第６の実施の形態のリマスタ装置は、図１１に示すように上述の第５の実施の形態のリマスタ装置の波形整形部３と記録系５との間にローパスフィルタ４４を設けたものである。なお、この第６の実施の形態のリマスタ装置は、この点のみが上述の第１乃至第４の実施の形態のリマスタ装置と異なるため、以下の説明では、この差異の説明のみ行うこととする。
【００８７】
上述の第１乃至第４の実施の形態のリマスタ装置は、ローパスフィルタを省略可能なことをその効果の一つとするものであったが、万が一、エリアシングノイズ等が発生した場合には、前記ローパスフィルタ４４によりエリアシングノイズ等を除去することができ、形成する音声データの高音質性を確保することができる。
【００８８】
なお、当該リマスタ装置は、ローパスフィルタを必ず必要とするものではなく、これを設けることで万が一のエリアシングノイズ等にも対応可能とすることができる程度に理解されたい。
【００８９】
次に、本発明の第７の実施の形態の説明をする。この第７の実施の形態は、本発明に係る符号情報処理方法及び符号情報処理装置を、ＣＤプレーヤ用の音声処理装置に適用したものである。なお、この第７の実施の形態のＣＤプレーヤ用の音声処理装置の説明において、上述の第１乃至第４の実施の形態と同じ動作を示す箇所には、図１２中同じ符号を付し、その詳細な説明を省略することとする。
【００９０】
すなわち、この第７実施の形態のＣＤプレーヤ用の音声処理装置は、図１２に示すように波形整形部３の後段にデジタルデータとして出力される音声データをアナログの音声信号とするＤ／Ａ変換器５０を有する構成となっており、このＤ／Ａ変換器５０により、高調波の付加された２４ビットの音声データをアナログ化し、これを出力端子６０を介して例えばスピーカ装置や光ディスク記録装置等に記録装置に供給する。上述のように、波形整形部３で形成される音声データは、周波数帯域が拡張されたものであるため、この音声データをアナログ化して前記スピーカ装置に供給した場合には、豊かな音響効果を得ることができる他、上述の各実施の形態と同じ効果を得ることができる。
【００９１】
次に、本発明の第８の実施の形態の説明をする。この第８の実施の形態は、本発明に係る符号情報処理方法及び符号情報処理装置を、ＤＶＤプレーヤ用の音声処理装置に適用したものである。なお、この第８の実施の形態のＣＤプレーヤ用の音声処理装置の説明において、上述の第１乃至第４の実施の形態と同じ動作を示す箇所には、図１３中同じ符号を付し、その詳細な説明を省略することとする。
【００９２】
すなわち、この第８の実施の形態のＤＶＤプレーヤ用の音声処理装置は、図１３に示すようにサンプリング周波数が９６ｋＨｚでビットレートが２４ビットの音声データを、ビットレートはそのままでサンプリング周波数を１９２ｋＨｚとするオーバーサンプリング回路４０と、このオーバーサンプリング回路４０からのサンプリング周波数が１９２ｋＨｚの音声データ及び入力端子１を介して供給されるサンプリング周波数が９６ｋＨｚの音声データを切り換えて出力する切換スイッチ６５と、波形整形部３から出力されるサンプリング周波数が９６ｋＨｚの音声データ及びサンプリング周波数が１９２ｋＨｚの音声データをアナログ化するＤ／Ａ変換回路５０とを有している。
【００９３】
コントローラ７０は、当該音声処理装置でデータ処理する音声データのサンプリング周波数に応じて前記切換スイッチ６５を切り換え制御すると共に、Ｄ／Ａ変換回路５０の駆動周波数を切り換え制御するようになっている。
【００９４】
次に、このような構成を有する当該第８の実施の形態のＤＶＤプレーヤ用の音声処理装置の動作説明をする。
【００９５】
まず、サンプリング周波数が９６ｋＨｚの音声データのデータ処理を行う場合、コントローラ７０は、選択端子６５ｃにより被選択端子６５ａを選択するように切換スイッチ６５を切り換え制御すると共に、９６ｋＨｚのサンプリング周波数に対応するＤ／Ａ変換処理を行うようにＤ／Ａ変換回路５０を制御する。
【００９６】
これにより、入力端子１からの９６ｋＨｚの音声データが切換スイッチ６５を介して波形整形部３に供給され、９６ｋＨｚのサンプリング周波数に応じた高調波成分が付加されＤ／Ａ変換回路５０によりアナログ化されて、例えばスピーカ装置や光ディスク記録装置等に出力されることとなる。
【００９７】
また、サンプリング周波数が１９２ｋＨｚの音声データのデータ処理を行う場合、コントローラ７０は、選択端子６５ｃにより被選択端子６５ｂを選択するように切換スイッチ６５を切り換え制御すると共に、１９２ｋＨｚのサンプリング周波数に対応するＤ／Ａ変換処理を行うようにＤ／Ａ変換回路５０を制御する。
【００９８】
これにより、入力端子１からの９６ｋＨｚの音声データがオーバーサンプリング回路４０により１９２ｋＨｚのサンプリング周波数に変換され、切換スイッチ６５を介して波形整形部３に供給される。そして、１９２ｋＨｚのサンプリング周波数に応じた高調波成分が付加されＤ／Ａ変換回路５０によりアナログ化されて、例えばスピーカ装置や光ディスク記録装置等に出力されることとなる。
【００９９】
このように、当該第８の実施の形態のＤＶＤプレーヤ用の音声処理装置は、９６ｋＨｚの音声データに高調波成分を付加して出力し、或いは９６ｋＨｚの音声データを１９２ｋＨｚのサンプリング周波数に変換したうえで高調波成分を付加して出力することができる。このため、図１４に示すように同図中一点鎖線で示すＤＶＤの音声データに対して、９６ｋＨｚの音声データに高調波成分を付加するデータ処理を行った場合には、同図中例えば２４ｋＨｚ〜４８ｋＨｚまでの高帯域の強調を図ることができ、また、９６ｋＨｚの音声データを１９２ｋＨｚのサンプリング周波数に変換したうえで高調波成分を付加するデータ処理を行った場合には、同図中点線で示すように１９２ｋＨｚまでのさらなる高帯域の強調を図ることができる。従って、このデータ処理を行った音声信号をスピーカ装置に供給した場合には、より豊かな感覚で音楽等を楽しむことができる他、上述の各実施の形態と同じ効果を得ることができる。
【０１００】
ここで、図１４中実線で示す広帯域ＤＶＤの音声信号のデータ処理を行う場合、コントローラ７０は、選択端子６５ｃにより被選択端子６５ａを選択するように切換スイッチ６５を切り換え制御すると共に、１９２ｋＨｚのサンプリング周波数に対応するＤ／Ａ変換処理を行うようにＤ／Ａ変換回路５０を制御する。
【０１０１】
これにより、入力端子１からの１９２ｋＨｚの音声信号が切換スイッチ６５を介して波形整形部３に供給され、１９２ｋＨｚのサンプリング周波数に応じた高調波成分が付加され、Ｄ／Ａ変換回路５０によりアナログ化されて、例えばスピーカ装置や光ディスク記録装置等に供給されることとなる。
【０１０２】
なお、この第８の実施の形態の説明では、オーバーサンプリング回路４０及び切換スイッチ６５を設け、９６ｋＨｚのサンプリング周波数の音声データのデータ処理と、１９２ｋＨｚのサンプリング周波数の音声データのデータ処理とを選択可能としたが、上記オーバーサンプリング回路４０及び切換スイッチ６５を省略した構成としてもよい。これにより、Ｄ／Ａ変換回路５０における駆動周波数を９６ｋＨｚに対応する駆動周波数のみとすることができ、構成の簡略化を図ったうえで前述の高帯域の強調を図ることができる。
【０１０３】
最後に、上述の各実施の形態の説明では、本発明に係る符号情報処理装置、符号情報処理方法、符号情報の記録媒体への記録方法を、コンパクトディスク用の音声データをデジタルビデオディスク用の音声データに変換して記録し直すリマスタ装置やＣＤプレーヤ用の音声処理装置或いはＤＶＤプレーヤ用の音声処理装置に適用することとしたが、本発明は、これ以外に、コンパクトディスク用の音声データをサンプリング周波数が４８ｋＨｚのデジタルオーディオテープ（ＤＡＴ）用の音声データに変換して記録し直すリマスタ装置に適用する等、狭周波数帯域の音声データを広周波数帯域の音声データに変換する装置であれば何にでも適用可能である。
【０１０４】
また、上述の第１乃至第４及び第７の各実施の形態のサンプリングレート変換回路４０や第８の実施の形態のオーバーサンプリング回路４０は、波形整形部３の前段に設けられているが、これら各実施の形態において例えばＩ／Ｏポート１０の次段に設けるようにし、このＩ／Ｏポート１０の次段に設けたサンプリングレート変換回路４０やオーバーサンプリング回路４０からの出力を、前記遅延回路１２と台形波形生成回路４１に供給する構成とすることも可能である。
【０１０５】
さらに、上述の各実施の形態の説明では、サンプリング周波数が４４．１ｋＨｚ、４８ｋＨｚ、９６ｋＨｚ、１９２ｋＨｚであり、音声データのビットレートが１６ビット、２４ビット等のように具体的数値を掲げて説明したが、これは、本発明の実施の形態をより解り易く説明するためのほんの一例である。このため、本発明はこのような具体的数値或いは一例としての実施の形態に限定されることはなく、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
【０１０６】
【発明の効果】
請求項１乃至請求項１４記載の本発明に係る符号情報処理方法、及び請求項１５乃至請求項２８記載の本発明に係る符号情報処理装置は、符号情報から所定形状の波形情報を生成し、この所定形状の波形情報から所定周波数帯域成分を生成し、この所定周波数帯域成分を符号情報に付加することで、小型、簡単かつ安価な回路構成で符号情報の周波数帯域の拡張化が実現可能である。特に、符号情報として狭周波数帯域の音声情報を使用し、この狭帯域の音声情報を小型、簡単かつ安価な回路構成で、広周波数帯域の音声情報に変換することが可能となっている。
【０１０７】
また、請求項２９記載の本発明に係る符号情報の記録媒体への記録方法は、符号情報から所定形状の波形情報を生成し、この所定形状の波形情報から所定周波数帯域成分を生成し、この所定周波数帯域成分を符号情報に付加して、所定の記録媒体に記録することで、小型、簡単かつ安価な回路構成で符号情報の周波数帯域の拡張化し、その符号情報を所定の記録媒体に記録することを可能とすることができる。特に、符号情報として狭周波数帯域の音声情報を使用し、この狭帯域の音声情報を小型、簡単かつ安価な回路構成で、広周波数帯域の音声情報に変換して記録媒体に記録することを可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る符号情報処理方法、符号情報処理装置、符号情報の記録媒体への記録方法を適用した第１乃至第４の実施の形態のリマスタ装置のブロック図である。
【図２】前記第１乃至第４の実施の形態のリマスタ装置に設けられている台形波形生成回路のブロック図である。
【図３】リマスタ装置に入力される一例の音声データを波形信号として表した波形図である。
【図４】音声データから生成される比較出力の説明に用いる図である。
【図５】台形波形生成回路の具体的構成を示すブロック図である。
【図６】音声データから台形波形データを生成する動作説明に用いる図である。
【図７】音声データから生成された台形波形データの一例を示す図である。
【図８】トップピーク及びアンダーピークとそれらの前後１サンプル周期分を結ぶ直線が斜めになるような略台形状の波形データの一例を示す図である。
【図９】前記台形波形データを生成する動作を説明するための図である。
【図１０】本発明に係る符号情報処理方法、符号情報処理装置、符号情報の記録媒体への記録方法を適用した第５の実施の形態のリマスタ装置のブロック図である。
【図１１】本発明に係る符号情報処理方法、符号情報処理装置、符号情報の記録媒体への記録方法を適用した第６の実施の形態のリマスタ装置のブロック図である。
【図１２】本発明に係る符号情報処理方法、符号情報処理装置を適用した第７の実施の形態のＣＤプレーヤ用の音声処理装置のブロック図である。
【図１３】本発明に係る符号情報処理方法、符号情報処理装置を適用した第８の実施の形態のＤＶＤプレーヤ用の音声処理装置のブロック図である。
【図１４】前記第８の実施の形態のＤＶＤプレーヤ用の音声処理装置により高調波が付加された音声データの周波数帯域を示す図である。
【図１５】アナログの音声信号、コンパクトディスクの音声データ及びデジタルビデオディスクの音声データの各周波数帯域を説明するための図である。
【符号の説明】
２…ビット変換回路、３…波形整形部、５…記録系、６…記録媒体
１０、１４…Ｉ／Ｏポート、１２…遅延回路、１３…加算器、２２…遅延回路
２３…比較回路、２６…セレクタ、２４…ピーク間比較出力形成回路
２５…パターン検出回路、２７…シフト量制御テーブル、２８…差分検出回路
２９…ビットシフタ、３０…加減算タイミング制御回路
４０…サンプリングレート変換回路、４１…台形波形生成回路
４２…ハイパスフィルタ、４４…ローパスフィルタ、５０…Ｄ／Ａ変換回路
６５…切換スイッチ、７０…コントローラ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention converts, for example, audio data recorded on a so-called compact disc (CD) into audio data for a video disc (digital video disc or digital versatile disc: DVD) that requires higher sound quality, and re-records it. More specifically, the present invention relates to a code information processing apparatus, a code information processing method, and a method of recording code information on a recording medium, which are preferably provided in a remastering device or the like. This is added to the original audio information as a predetermined band component to extend the band of the original audio information.
[0002]
[Prior art]
Today, analog input audio signals are sampled at a predetermined sampling frequency and quantized to form coded audio data with a limited band, which is recorded on a recording medium such as an optical disk. It is generally done. A so-called compact disc (CD) is known as a typical recording medium on which the audio data is recorded. This compact disk is adapted to record 16-bit audio data formed by sampling at a sampling frequency of 44.1 kHz.
[0003]
Further, today, a moving image compression processing device such as a so-called MPEG device (MPEG: Moving Picture image coding Experts Group) has been used to efficiently compress and encode audio information and moving image information having a large amount of information. A so-called digital video disc (DVD) recorded on an optical disc of the same size (12 cm diameter) is known, and this is becoming popular. In the case of this digital video disc, 24-bit (or 20-bit) audio formed by sampling an analog audio signal at a sampling frequency of 96 kHz (or 88.2 kHz expected to be newly added as a standard). The data is recorded.
[0004]
For example, assuming that an analog audio signal has a frequency band of up to 48 kHz as shown by a dotted line in FIG. 15, this analog audio signal is converted to a compact disk at a sampling frequency of 44.1 kHz. When the audio data is sampled and converted into 16-bit audio data, the audio data has a frequency characteristic in which a frequency band of 22.05 kHz or more has been removed as shown by a dashed line in FIG. On the other hand, when an analog audio signal is sampled at a sampling frequency of 96 kHz for a digital video disc and converted into 24-bit audio data, as shown by a solid line in FIG. Audio data having the following frequency band can be formed.
[0005]
Here, when converting an analog audio signal into digital audio data, the resolution is determined by the number of quantization bits, and the frequency band is determined by the sampling frequency. For this reason, even if 16-bit audio data sampled and formed at a sampling frequency of 44.1 kHz for a compact disc is oversampled at a sampling frequency of 88.2 kHz, for example, even if the 16-bit audio data is oversampled at a sampling frequency of 88.2 kHz, Does not include the voice in the frequency band of 22.05 kHz or more, so that the frequency band of the voice data itself after oversampling does not change.
[0006]
Theoretically, the limit of human hearing is about 20 kHz, but even if it is impossible to hear, the difference between the frequency band of the compact disk and the frequency band of the digital video disk is 20 kHz as shown by the hatched lines in FIG. It is known that the presence of voices in the above frequency bands provides a richer sense of hearing.
[0007]
For this reason, a technique of shaping the waveform of the original audio information to emphasize or add harmonics to record and reproduce richer audio has been actively studied. Japanese Patent Application Laid-Open Publication No. 7-175478 discloses a technique for obtaining a nonlinear waveform using a conversion table, and Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-175478 discloses a technique for forming a complex nonlinear waveform by further performing differential operation. Japanese Unexamined Patent Publication No. Hei 7-66687 discloses a technique for forming a harmonic by performing nonlinear processing after oversampling, and Japanese Unexamined Patent Publication No. 7-236193 discloses a technique for performing nonlinear processing after oversampling. Techniques for extracting a wideband component and adding it to original speech information to form wideband speech information have been disclosed.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional technique of emphasizing or adding harmonics uses a conversion table for nonlinear processing, a differentiating circuit, or a cubic circuit, which increases the cost and increases the circuit scale and chip size. There was a problem that productivity became poor. In today's world where price destruction and downsizing are required, it is an important issue how to provide small and high-performance products at low cost.
[0009]
The present invention has been made in view of the above-mentioned problem, and does not use a special conversion table for non-linear processing, does not require a configuration such as a cubic circuit, and has a small, simple, and inexpensive circuit configuration. Accordingly, an object of the present invention is to provide a code information processing method, a code information processing apparatus, and a method of recording code information on a recording medium, which enable conversion of code information in a narrow frequency band into code information in a wide frequency band.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
A code information processing method according to the present invention includes a step of comparing code information generated by sampling a waveform signal for each predetermined sample, and a maximum sample point and a minimum sample of the code information. Detecting a point, detecting a pre-sample point and a post-sample point separated by a predetermined time from the maximum sample point and the minimum sample point detected in the step, respectively, and determining a level of the pre-sample point and the post-sample point. Setting step, of the maximum sample point and the minimum sample point adjacent to each other on the time axis, the later sample point at the maximum sample point or the minimum sample point before the time and the minimum sample point or the maximum at the time later. Connecting the previous sample point at the sample point with a line segment, and the line segment obtained by the step It has a step of generating a fixed form like waveform information extracting a predetermined frequency band component of the waveform information of the predetermined shape and a step of adding a predetermined frequency band component extracted by said step to said code information.
[0011]
Further, in order to solve the above-described problem, the code information processing apparatus according to the present invention includes a comparing unit that compares code information generated by sampling a waveform signal for each predetermined sample, and a maximum sample point of the code information. And maximum and minimum sample point detection means for detecting the minimum sample point, and before and after sample point detection means for detecting a pre-sample point and a post-sample point separated by a predetermined time from the detected maximum sample point and the minimum sample point, respectively, Level setting means for setting the level of the previous sample point and the subsequent sample point, and the next sample at the temporally previous maximum sample point or the minimum sample point among the maximum sample points and the minimum sample points adjacent on the time axis. A line segment operator that connects the point and the preceding sample point at the minimum or maximum sample point in time with a line segment Trapezoidal waveform information generating means for generating waveform information of a predetermined shape from the line segment, frequency component extraction means for extracting a predetermined frequency band component of the waveform information of the predetermined shape, and the extracted predetermined frequency band component Adding means for adding to the code information.
[0012]
In the code information processing method and the code information processing apparatus of the present invention, a predetermined shape of waveform information is generated from the code information, and a predetermined frequency band component is generated from the predetermined shape waveform information. Then, the frequency band of the code information is extended by adding the predetermined frequency band component to the code information. As a result, the frequency band can be extended by simple processing of only addition and subtraction, and can be realized with a small, simple, and inexpensive circuit configuration.
[0013]
Next, in a method for recording code information on a recording medium according to the present invention, the code information generated by the code information processing method according to the present invention is recorded on a predetermined recording medium in order to solve the above-mentioned problem.
[0014]
Such a method of recording code information on a recording medium according to the present invention generates waveform information of a predetermined shape from the code information, and generates a predetermined frequency band component from the waveform information of the predetermined shape. Then, by adding the predetermined frequency band component to the code information, the frequency band of the code information is expanded, and the code information with the expanded frequency band is recorded on a predetermined recording medium. Thereby, the frequency band can be extended by simple processing of only addition and subtraction, and a predetermined recording medium on which the code information with the extended frequency band is recorded can be generated. Further, it can be realized with an inexpensive circuit configuration.
[0015]
That is, in the code information processing method, the code information processing apparatus, and the code information recording method of the present invention, the trapezoidal processing is performed from the maximum sample point and the minimum sample point by focusing on the change in the waveform described above. By doing so, a nonlinear signal is generated, in other words, the present invention extracts a harmonic component as a predetermined frequency band from a trapezoidal waveform generated from code information, and adds the harmonic component to the original code information. By doing so, the harmonic component is extended outside the frequency band of the original code information to extend the band.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of a code information processing method, a code information processing apparatus, and a method of recording code information on a recording medium according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0017]
A code information processing method, a code information processing apparatus, and a method for recording code information on a recording medium according to the present invention are, for example, a remaster device for extending a frequency band of audio data reproduced from a compact disc and re-recording the digital data on a digital video disc. Can be applied to
[0018]
The remaster device according to the first embodiment of the present invention has an input terminal 1 to which 16-bit audio data sampled and processed at a sampling frequency of 44.1 kHz is supplied as shown in FIG. A bit conversion circuit 2 for converting the 16-bit audio data into 24-bit audio data, a sampling rate conversion circuit 40 for converting the sampling frequency to 96 kHz based on the 24-bit audio data, A waveform shaping unit 3 for forming harmonic data based on the obtained audio data and adding the harmonic data to the original 24-bit audio data to extend the frequency band; A recording system 5 for recording audio data on a recording medium 6 such as a digital video disk.
[0019]
As the sampling rate conversion circuit 40, any sampling frequency such as a sampling frequency of 88.2 kHz may be used as long as the sampling frequency is a sampling frequency of 44.1 kHz or more. As an example, the sampling rate conversion circuit 40 converts the sampling frequency to 96 kHz including oversampling. When the input terminal 1 is supplied with, for example, 20-bit audio data sampled at a sampling frequency of 48 kHz, the bit conversion circuit 2 converts the 20-bit audio data into a 24-bit audio data. Data is converted into bits, and the sampling rate conversion circuit 40 converts the sampling frequency to 96 kHz based on the 20-bit audio data.
[0020]
The waveform shaping unit 3 includes an I / O port 10 for taking in 24-bit audio data from the sampling rate conversion circuit 40, and a substantially trapezoidal waveform from the 24-bit audio data as described later. A trapezoidal waveform generation circuit 41 for generating data (hereinafter referred to as trapezoidal waveform data), a high-pass filter (HPF) 42 for extracting harmonic components from the trapezoidal waveform data, and a trapezoidal waveform in the trapezoidal waveform generation circuit 41 A delay circuit 12 that delays the time required for the waveform data generation processing and the harmonic component extraction processing by the high-pass filter 42 to the audio data supplied via the I / O port 10, and to the audio data from the delay circuit 12. An adder 13 for adding the harmonic component data from the high-pass filter 42 to form audio data with an extended frequency band; And an I / O port 14 for outputting sound data from the adder 13.
[0021]
The trapezoidal waveform generation circuit 41 has a configuration shown in FIG. 2 and an input terminal to which 24-bit audio data captured via the I / O port 10 is supplied, as will be described in detail later. 21, a delay circuit 22 for delaying the audio data by one sample, a level of the audio data delayed by one sample by the delay circuit 22, and a current level supplied via the input terminal 21. A comparison circuit 23 for comparing the level of the audio data with the level of the audio data, and a comparison output and an under peak for each sample period from the top peak to the under peak of the waveform of the audio data based on the comparison output from the comparison circuit 23. And a peak-to-peak comparison output forming circuit 24 that outputs a comparison output every one sample period from to the top peak.
[0022]
The trapezoidal waveform generation circuit 41 further includes a timing controller 30 for performing switching selection control at the time of trapezoidal computation, which will be described later, in the trapezoidal computation circuit 27 in the subsequent stage based on the comparison output from the comparison circuit 23, A pattern detection circuit 25 for detecting whether the peak-to-peak comparison output from the comparison output formation circuit 24 is a previously stored “1 fs pattern” or another pattern, and a detection output from the pattern detection circuit 25 A calculation execution control circuit 26 for controlling whether or not to perform a trapezoidal calculation in a subsequent trapezoidal calculation circuit 27 (or whether or not to use data generated by the trapezoidal calculation), Based on the peak-to-peak comparison output from the forming circuit 24, under-peaks and top-peaks are detected, and their peak values are detected from audio data. And a waveform interval counter 29 for measuring a waveform interval, that is, an interval between peaks, based on a peak-to-peak comparison output from the peak-to-peak comparison output forming circuit 24. Further, based on the signals from the arithmetic execution control circuit 26, the peak value detection circuit 28, the waveform interval counter 29, and the timing controller 30, the trapezoidal waveform data to be described later is applied to the audio data supplied from the input terminal 21. And a trapezoidal operation circuit 27 for performing an operation for generating Note that fs represents a sample period.
[0023]
As will be described in detail below, the remaster device supplies trapezoidal waveform data generated by the trapezoidal waveform generation circuit 41 shown in FIG. 2 to a high-pass filter 42 shown in FIG. 1 to extract a harmonic component. The harmonic component data is supplied to the adder 13 in FIG. 1 and added to or subtracted from the 24-bit audio data from the delay circuit 12, thereby adding a harmonic component to the 24-bit audio data (extending the frequency band). And record it.
[0024]
A series of operations from the formation of audio data to which a harmonic component has been added to the recording of the data on a recording medium in the remastering apparatus of the first embodiment having such a configuration will be described.
[0025]
In the remaster device, first, the 16-bit audio data supplied to the input terminal 1 and sampled at the sampling frequency of 44.1 kHz is converted into a 24-bit bit rate by the bit conversion circuit 2, and then the sampling is performed. The data is converted into a sampling frequency of 96 kHz by the rate conversion circuit 40 and supplied to the waveform shaping unit 3. Note that the audio data actually consists of sample data formed by sampling a waveform signal. However, in the following description, the audio data is shown in FIG. It is represented as data corresponding to a simple waveform.
[0026]
The audio data supplied to the waveform shaping unit 3 is supplied to the terminal 21 of the trapezoidal waveform generation circuit shown in FIG. The audio data via the input terminal 21 shown in FIG. 2 is supplied to a trapezoidal operation circuit 27 which will be described later, and is also supplied to a comparison circuit 23 and a delay circuit 22.
[0027]
The audio data supplied to the delay circuit 22 is delayed by one sample and supplied to the comparison circuit 23. The comparison circuit 23 compares the current audio data directly supplied from the terminal 21 with the audio data delayed by one sample in the delay circuit 22 and outputs the comparison result.
[0028]
That is, the comparison circuit 23 compares the supplied audio data with the audio data of the previous sample for each sample, and sets “0” when the current audio data has a larger sample value than the audio data of the previous sample. If it is smaller, "1" is output as the comparison result. Specifically, as a result of the comparison by the comparison circuit 23, from the audio data corresponding to the waveform shown in FIG. 3, for example, as shown in FIG. Or "1". The waveform in FIG. 4A is the same as the waveform in FIG.
[0029]
In this comparison, the current audio data and the audio data of the previous sample may have the same sample value. In this case, the comparison circuit 23 compares the current audio data with the audio data of the sample before and after, and when the audio data has the same sample value, compares the audio data with the audio data of the sample before and after. The comparison is performed by going back to the sample values in order. However, if audio data of the same sample value continues for nine or more samples, this indicates that it is blank. At this time, the comparison circuit 23 continuously performs this comparison, and when there is a change, “0” is set when the audio data of the sample at the time of the change is larger than the current audio data, and “0” is set when the sample audio data is smaller than the current audio data. "1" is output as the comparison output.
[0030]
The comparison output from the comparison circuit 23 is sent to the peak-to-peak comparison output forming circuit 24 and the timing controller 30.
[0031]
The inter-peak comparison output forming circuit 24 detects the comparison output between the top peak and the under peak of the audio data and between the under peak and the top peak based on the comparison output from the comparison circuit 23. The comparison output between the peaks is supplied to a subsequent stage as a peak-to-peak comparison output.
[0032]
Here, as can be seen from FIGS. 4A and 4B, one of the comparison outputs of “1” when the comparison output from the comparison circuit 23 changes from “0” to “1”. The audio data corresponding to the previous comparison output of “0” indicates “top peak”. Similarly, when the comparison output from the comparison circuit 23 changes from “1” to “0”, the audio data corresponding to the comparison output of “1” immediately before the comparison output of “0” is “ "Under peak". In the example of FIG. 4, A, C, E, and G in FIG. 4A indicate under peaks, and B, D, F, and H in the figure indicate top peaks.
[0033]
For this reason, the peak-to-peak comparison output forming circuit 24 changes the comparison output from the comparison circuit 23 from the next change (the point where the comparison output changes from “0” to “1” or the “1” to “0”). ) Is taken as a peak-to-peak comparison output between adjacent top peaks and underpeaks. Explaining in detail with reference to FIG. 4, the peak-to-peak comparison output forming circuit 24 outputs the comparison output “0, 0, 0, 0” between the under peak A and the adjacent top peak B, for example. , A peak-to-peak comparison output between the underpeak A and the top peak B, and “1, 1, 1” that is a comparison output between the top peak B and the adjacent underpeak C, And a peak-to-peak comparison output between the peak C and the under-peak C. Similarly, between the peak C and the peak D, the comparison output “0, 0, 0, 0, 0” is defined as the peak-to-peak comparison output. , The comparison output “1, 1, 1, 1, 1, 1” is used as the inter-peak comparison output between the top peak D and the under peak E, and the comparison output “1” is used between the under peak E and the top peak F. 0,0,0,0 " The peak-to-peak comparison output, the comparison output “1, 1, 1” between the top peak F and the under-peak G is the peak-to-peak comparison output, and the comparison output “0” between the under-peak G and the top peak H. Is the peak-to-peak comparison output.
[0034]
The peak-to-peak comparison output from the peak-to-peak comparison output forming circuit 24 is supplied to a pattern detection circuit 25, a peak value detection circuit 28, and a waveform interval counter 29.
[0035]
The pattern detection circuit 25 compares the previously stored data pattern with the supplied peak-to-peak comparison output, and determines whether the peak-to-peak comparison output corresponds to the previously stored data pattern.
[0036]
More specifically, the pattern detection circuit 25 outputs at least “1fs pattern” data indicating that the peak-to-peak comparison output between the top peak and the underpeak is only one sample of “1” or “0”. It detects whether the peak-to-peak comparison output from the peak-to-peak comparison output forming circuit 24 corresponds to the “1 fs pattern” or other. In the example of FIG. 4, a portion between the under peak G and the top peak H corresponds to the above-mentioned “1fs pattern”. The reason why the pattern detection circuit 25 discriminates whether the above-mentioned peak-to-peak comparison output is the “1fs pattern” or another data pattern will be described in detail later, but only when the data pattern is other than the above “1fs pattern”. This is to prevent the trapezoidal waveform data calculation from being performed (or not to use the trapezoidal waveform data) in the case of the above “1fs pattern”.
[0037]
When the pattern detection circuit 25 detects the “1fs pattern” or detects a pattern other than the “1fs pattern”, the pattern detection circuit 25 sends the detection result to the arithmetic execution control circuit 26. Supply.
[0038]
The calculation execution control circuit 26 determines whether or not to execute a trapezoidal waveform data calculation, which will be described later, in the trapezoidal calculation circuit 27 in the subsequent stage based on the detection result from the pattern detection circuit 25 (or whether to use the trapezoidal waveform data). ) To generate an operation execution control signal (ON / OFF signal). That is, when the “1fs pattern” is detected by the pattern detection circuit 25, the calculation execution control circuit 26 does not execute trapezoidal waveform data calculation described later in the trapezoidal calculation circuit 27 (or does not use trapezoidal waveform data). Conversely, when it is detected that the pattern is other than the "1fs pattern", the trapezoid calculation circuit 27 executes a trapezoidal waveform data calculation described later (or uses the trapezoidal waveform data). To generate an operation execution control signal (ON / OFF signal).
[0039]
On the other hand, the peak value detection circuit 28 detects an under-peak and a top peak based on the peak-to-peak comparison output from the peak-to-peak comparison output forming circuit 24, and determines a peak value (level) corresponding to the detected peak. For example, it is obtained from audio data. That is, in the peak value detection circuit 28, the comparison output of “0” immediately before the change point at which the value of the inter-peak comparison output changes from “0” to “1” or the comparison output of “1” to “0” From the comparison output of “1” immediately before the changing point, a top peak and an under peak are detected, and the level (peak value) of the audio data corresponding to the top peak and the under peak is determined by the audio data from the terminal 21. And output. In the peak value detection circuit 28 in the example of FIG. 2, an example is described in which the under-peak and the top peak are detected using the above-described peak-to-peak comparison output. , The under peaks A, C, E, G,... Shown in FIG. 4 and the top peaks B, D, F, H,. . The peak values (levels) of the under peak and the top peak obtained by the peak value detection circuit 28 are supplied to the trapezoid calculation circuit 27.
[0040]
The waveform interval counter 29 measures the waveform interval based on the peak-to-peak comparison output from the peak-to-peak comparison output forming circuit 24. In other words, in the waveform interval counter 29, the value of the peak-to-peak comparison output of the peak-to-peak comparison output forming circuit 24 is the number of comparison outputs up to the change point where the value changes from “0” to “1”, or “1”. The number of comparison outputs from the point of change to “0”, in other words, the interval from the top peak to the next under peak and the interval from the under peak to the next top peak are measured. In the example of FIG. 4, as shown in FIG. 4C, the interval from the under peak A to the top peak B corresponds to four sample periods (4 fs), and the interval from the top peak B to the under peak C is three. In the sample period (3fs), the interval from under peak C to top peak D is 5 sample periods (5fs), the interval from top peak D to under peak E is 6 sample periods (6fs), and the interval from under peak E to top The interval from the peak F is 4 sample periods (4 fs), the interval from the top peak F to the under peak G is 3 sample periods (3 fs), and the interval from the under peak G to the top peak H is 1 sample period (1 fs). Is equivalent to Although the waveform interval counter 29 of the example of FIG. 2 measures the waveform interval between the under peak and the top peak from the peak-to-peak comparison output of the peak-to-peak comparison output forming circuit 24, another example is given. It is also possible to measure the interval between the under peak and the top peak based on the transition of the comparison output of the comparison circuit 23. The waveform interval signal from the waveform interval counter 29 is supplied to the trapezoidal operation circuit 27.
[0041]
Next, based on the comparison output from the comparison circuit 23, the timing controller 30 generates a timing control signal for switching selection control used in trapezoidal waveform data computation in the trapezoidal computation circuit 27 described later. That is, in the timing controller 30, as shown in FIG. 4 (c), the timing of the under-peak and the top-peak based on the transition of the comparison output of the comparison circuit 23 for the trapezoidal operation data calculation in the trapezoidal operation circuit 27 at the subsequent stage. The timing control signals corresponding to Ta, Tb, Tc, Td, Te,... Are generated and supplied to the trapezoidal operation circuit 27.
[0042]
In the trapezoidal operation circuit 27, the operation execution control signal (ON / OFF signal) from the operation execution control circuit 26, the peak value of the top peak or under peak from the peak value detection circuit 28, and the waveform interval from the waveform interval counter 29 Based on the signal and the timing control signal from the timing controller 30, an operation for generating trapezoidal waveform data described later is performed. Although details will be described later, audio data supplied from the input terminal 21 to the trapezoidal operation circuit 27 is used when the “1fs pattern” is detected by the pattern detection circuit 25.
[0043]
Hereinafter, the detailed configuration and operation of the trapezoidal operation circuit 27 will be described.
[0044]
The trapezoidal operation circuit 27 has the configuration shown in FIG. 5, and will be described in detail later. The terminal 100 to which the waveform interval signal from the waveform interval counter 28 is supplied, and the peak value detection circuit 28 The terminal 101 to which the peak values of the top peak and the under peak are supplied, the terminal 105 to which the peak value of the under peak is supplied from the peak value detection circuit 28, and the terminal 107 to which the peak value of the top peak is supplied. 2, a terminal 109 to which audio data is supplied from the input terminal 21 in FIG. 2, a terminal 104 to which an operation execution control signal (ON / OFF signal) from the operation execution control circuit 26 is supplied, And a terminal 114 to which a timing control signal is supplied.
[0045]
The trapezoidal operation circuit 27 also performs addition and subtraction on the peak value of the top peak or underpeak to generate an addition / subtraction value for generating trapezoidal waveform data to be described later. An addition / subtraction value operation circuit 102 that performs an operation using the peak value and the waveform interval signal from the terminal 100; a changeover switch 103 that is turned on / off by an operation execution control signal from the terminal 104; The adder 106 adds the addition / subtraction value (added value for the under peak) generated by the above to the peak value of the under peak from the terminal 105, and the addition / subtraction value generated by the addition / subtraction value calculation circuit 102 from the terminal 107. Is added to the peak value of the top peak of (the subtraction value is added to the top peak, ie, Performing calculation) and an adder 108.
[0046]
Further, the trapezoidal operation circuit 27 outputs the peak value of the top peak or under peak from the terminal 101 via the changeover switch 103, or the audio data from the terminal 109, the addition output of the adder 106, and the addition Also provided is a changeover selection switch 110 for selectively switching the addition output of the device 107 based on a timing control signal supplied from a terminal 114.
[0047]
In the trapezoidal operation circuit 27 having these configurations, the addition / subtraction value operation circuit 102 first generates the top peak or under peak based on the waveform interval signal and the peak value of the top peak or under peak as shown in FIG. A point corresponding to one sampling period (± 1 fs) before and after the peak sampling point is obtained, and then the levels at the ± 1 fs points are set to the peak value (level) of the top peak or the under peak, and further, on the time axis. A straight line connects the point of the preceding one peak (+1 fs) of the previous peak and the point of the preceding one sample period (−1 fs) of the subsequent peak, and corresponds to the slope of the straight line. Is obtained by calculation.
[0048]
The operation of the addition / subtraction value calculation circuit 102 will be described more specifically with reference to FIG. 6. For the underpeak A, points corresponding to one sample period (−1 fs) before the underpeak A are denoted by A−, A point corresponding to the subsequent one sample period (+1 fs) is A +, the level of the point A- is a-, and the level of the point A + is a +. The levels a− and a + are the same as the peak value level of the under peak A. For the top peak B, points corresponding to one sample period (± 1 fs) before and after the top peak B are B− and B +, and the levels of these points B− and B + are b− and b + (level b). − And b + are the same as the peak value level of the top peak B). Regarding the underpeak C, points corresponding to one sample period (± 1 fs) before and after the underpeak C are defined as C− and C +, and the levels of the points C− and C + are c− and c + (levels c− and c +). c + is the same as the peak value level of the under peak C). For the top peak D, points corresponding to one sample period (± 1 fs) before and after the top peak D are D− and D +, and the levels of these points D− and D + are d− and d + (levels d− and d−). d + is the same as the peak value level of the top peak D). Hereinafter, the same processing is performed for each peak after the under peak E and the top peak F.
[0049]
Next, in the addition / subtraction value calculation circuit 102, the points A− (level a−), point A + (level a +), point B− (level b−), point B + (level b +), Using C− (level c−), point C + (level c +),..., As described above, of the peaks adjacent to each other on the time axis, the point of the preceding peak and the point of the next sample period (+1 fs) An addition / subtraction value corresponding to the slope of a straight line connecting between a point of the preceding peak and the point of the preceding one sample period (−1 fs) is calculated.
[0050]
The operation of the addition / subtraction value calculation circuit 102 at this time will be described more specifically with reference to FIG. 6. Between the underpeak A and the top peak B adjacent thereto, the point A + (level a +) of the underpeak A An addition / subtraction value corresponding to the slope of a straight line when the point B- (level b-) of the top peak B is connected as shown by a dotted line in the figure is obtained. The addition / subtraction value obtained between the underpeak A and the top peak B is output from the addition / subtraction value calculation circuit 102 to the adder 106 as an addition value to the underpeak A. In addition, between the top peak B and the under peak C adjacent thereto, a portion between the top peak point B + (level b +) and the point C− (level c−) of the under peak C is indicated by a dotted line in the figure. An addition / subtraction value corresponding to the slope of the straight line connected to is calculated. The addition / subtraction value obtained between the top peak B and the under peak C is output from the addition / subtraction value calculation circuit 102 to the adder 108 as a subtraction value for the top peak B. Further, between the underpeak C and the top peak D adjacent thereto, a point between the underpeak point C + (level c +) and the point D− (level d−) of the top peak D is indicated by a dotted line in the figure. An addition / subtraction value corresponding to the slope of the straight line connected to is calculated. The addition / subtraction value obtained between the underpeak C and the top peak D is output from the addition / subtraction value calculation circuit 102 to the adder 106 as an addition value to the underpeak C. Hereinafter, the same processing is performed for each peak after the under peak E and the top peak F.
[0051]
The addition / subtraction value obtained by the above-described processing is output from the addition / subtraction value calculation circuit 102 and sent to the adders 106 and 107. At this time, the peak value of the under peak is supplied to the adder 106 via the terminal 105, while the peak value of the top peak is supplied to the adder 107 via the terminal 107. ing. Accordingly, in the adder 106, the addition value for the under peak from the addition / subtraction value calculation circuit 102 is added to the peak value of the under peak supplied from the terminal 105 every sample period. In the addition value 108, a subtraction value of the top peak from the addition / subtraction value calculation circuit 102 is added (i.e., subtracted) to the peak value of the top peak supplied from the terminal 107 every sample period. The addition outputs of the adders 106 and 107 are sent to the changeover selection switch 110, respectively.
[0052]
The peak value of the top peak or under peak supplied via the terminal 101 is also sent to the changeover switch 103. The changeover switch 103 is for switching and outputting the audio data supplied from the terminal 109 and the peak value of the top peak or the underpeak according to the operation execution control signal (ON / OFF signal). That is, when the calculation execution control signal is an OFF signal corresponding to the detection of the “1fs pattern”, the changeover switch 103 sets the terminal for the one-sample period before and after the peak at the time of the detection of the “1fs pattern”, for example. When the signal is switched to the audio data side from the terminal 109 and is an ON signal corresponding to detection other than the “1 fs pattern”, the signal is switched to the top peak or under peak side from the terminal 101. The output of the changeover switch 103 is sent to the changeover selection switch 110.
[0053]
The changeover selection switch 110 selectively outputs the output of the changeover switch 103, the addition output of the adder 106, and the addition output of the adder 107 based on the timing control signal supplied from the terminal 114. Switching.
[0054]
A selection switch based on the timing control signal when the operation execution control signal is an ON signal, that is, when the changeover switch 103 is switched to the peak value of the top or under peak of the terminal 101, The switching selection operation of 110 will be specifically described with reference to FIGS. When the timing control signal indicates the timing Ta of the underpeak A, the changeover selection switch 110 selects the output of the changeover switch 103 for one sample period corresponding to the underpeak A, and then selects the output of the changeover switch 103. From the point -A of one sample period (-1 fs) after the peak A to the point + B of one sample period (-1 fs) before the next top peak B, the addition output of the adder 106 is selected. Next, when the timing control signal indicates the timing Tb of the top peak B, the changeover selection switch 110 selects the output of the changeover switch 103 only for one sample period corresponding to the top peak B, and thereafter, From the point -B of one sample period (-1fs) after the top peak B to the point + C of one sample period (-1fs) before the next underpeak C, the addition output of the adder 108 is selected. Similarly, when the timing control signal corresponds to the timing of the underpeak, the output of the changeover switch 103 is selected only for one sample period corresponding to the underpeak, and thereafter, the output of the changeover switch 103 is selected after the underpeak. From the point of the sample period (-1fs) to the point of one sample period (-1fs) before the next top peak, the addition output of the adder 106 is selected. , The output of the changeover switch 103 is selected only for one sample period corresponding to the top peak, and thereafter, from the point of one sample period (−1 fs) after the top peak, Until the point of one sample period (-1 fs) before the underpeak, the adder 108 adds To select the output.
[0055]
When the operation execution control signal is an OFF signal, that is, when the changeover switch 103 is switched to the audio data side of the terminal 109, the changeover operation of the changeover selection switch 110 based on the timing control signal is The audio data supplied via the changeover switch 103 is selected only for one sample period before and after the timing of the under peak or the top peak by the timing control signal. That is, when the "1 fs pattern" is detected by the pattern detection circuit 25, the peak value at the time of detection of the "1 fs pattern" and the audio data for one sample period before and after the "1 fs pattern" are directly output from the changeover selection switch 110. Will be done. In the example of FIG. 6, the interval between the under peak G and the top peak H corresponds to the “1 fs pattern”. In this case, the changeover selection switch 110 outputs the top peak H and the peak value at the time of the “1 fs pattern” detection. The audio data for one sample period before and after that is output as it is. As described above, the peak value at the time of detecting the “1fs pattern” and the audio data for one sample period before and after the detection are used as they are, when the pattern of the comparison output between peaks is the “1fs pattern” and the peak value and the This is because the audio data for one sample cycle before and after includes a sufficiently high harmonic component.
[0056]
With the above-described configuration and operation, the trapezoidal operation circuit 27 determines, from the audio data shown in FIG. 3, the levels of the top peak and the under peak and points of one sample period before and after them, as shown in FIG. As a result, constant trapezoidal waveform data is generated. The trapezoidal waveform data is output from the output terminal 115 in FIG. 5 and further sent to the high-pass filter 42 in FIG. 1 via the output terminal 31 in FIG.
[0057]
The high-pass filter 42 extracts a harmonic component from the trapezoidal waveform data. When the sampling rate is converted to a sampling frequency of 96 kHz by the sampling rate conversion circuit 40 as in the present embodiment, the high-pass filter 42 extracts a harmonic component of 48 kHz or more from the trapezoidal waveform data. When the sampling rate is converted to a sampling frequency of, for example, 88.2 kHz by the sampling rate conversion circuit 40, the high-pass filter 42 extracts a harmonic component of 44.1 kHz or more from the trapezoidal waveform data. When the high-pass filter 42 is, for example, an FIR (Finite Impulse Response: non-recursive type) filter, the number of taps of the filter is desirably 30 taps or more, and an IIR (Infinite Impulse Response: recursive type) filter is used. In this case, it is desirable that the number of taps of the filter is configured to be 8 taps or more. Thereby, good filter characteristics can be obtained. Instead of the high-pass filter, a band-pass filter that can extract a harmonic component (or remove components other than the harmonic component) as described above may be used.
[0058]
The harmonic component extracted from the trapezoidal waveform data by the high-pass filter 42 is supplied to the adder 13 in FIG. 1 as 24-bit harmonic data.
[0059]
The original 24-bit audio data supplied from the delay circuit 12 is supplied to the adder 13. Therefore, the adder 13 adds the 24-bit harmonic data supplied from the high-pass filter 42 to the original data. The addition with the original 24-bit audio data is performed for each sample. As a result, harmonics are added to the original 24-bit audio data. That is, the frequency band of the original 24-bit audio data is expanded.
[0060]
The 24-bit audio data that has been subjected to the waveform shaping process for expanding the frequency band (adding harmonics) as described above is supplied to the recording system 5 via the I / O port 14. Note that the output audio data may be subjected to a rounding process and output as, for example, 20-bit audio data.
[0061]
In the recording system 5 to which the 24-bit audio data subjected to the waveform shaping processing is supplied, the 24-bit audio data subjected to the waveform shaping processing is recorded on a recording medium 6 such as a digital video disk.
[0062]
As a result, in the remastering apparatus of the present embodiment, the 16-bit audio data reproduced from the compact disc is added with the insufficient harmonic component indicated by the oblique lines in FIG. 15 and then re-recorded on the digital video disc ( Remaster).
[0063]
As is apparent from the above description, the remaster device according to the first embodiment of the present invention converts audio data for a compact disc into audio data for a digital video disc and re-records the data on the digital video disc. be able to. For this reason, it is possible to omit the trouble of newly forming audio data for a digital video disc from an analog audio signal, and it is possible to reuse existing compact disc audio data.
[0064]
The waveform shaping unit 3 performs waveform shaping of the original audio data (formation of a harmonic component and synthesis of the harmonic component with the original audio data) by generating trapezoidal waveform data by addition and subtraction processing and by using a high-pass filter. This can be done using only filtering. For this reason, the waveform shaping can be performed without using a conversion table for nonlinear processing, a differentiating circuit, a cubic circuit, or the like, which is conventionally required for such a waveform shaping. Therefore, the circuit size of the waveform shaping unit 3 can be reduced, and the chip size can be reduced, so that cost reduction, productivity improvement, and high performance can be achieved. In addition, since a small-sized and high-performance device can be provided at low cost, it is possible to sufficiently cope with today's price breakage and downsizing.
[0065]
Next, a remaster device according to a second embodiment of the present invention will be described. In the second embodiment, the operation is basically the same as that of the first embodiment, and the operation of the addition / subtraction value operation circuit 102 in the trapezoidal waveform generation circuit 41 shown in FIG. Since the degree is different, the illustration of the configuration of the remaster device of the second embodiment is omitted. In the trapezoidal operation circuit 27 shown in FIGS. 2 and 5 of the remaster device according to the first embodiment, as shown in FIGS. 6 and 7, the top peak and the under peak and one sample period before and after them are constant levels. Although the trapezoidal waveform data having the same level as the peak level is generated, in the second embodiment, for example, as shown in FIG. 8, a straight line connecting the top peak and the under peak and one sample period before and after them is formed. Generate substantially trapezoidal waveform data that is oblique. It should be noted that the substantially trapezoidal waveform data in the second embodiment is also simply referred to as trapezoidal waveform data as in the first embodiment.
[0066]
The trapezoidal operation circuit 27 that generates the substantially trapezoidal waveform data as shown in FIG. 8 operates as follows. That is, in the addition / subtraction value calculation circuit 102 of the trapezoid calculation circuit 27, based on the waveform interval signal and the peak value of the top peak or under peak, first, as shown in FIG. Then, each point corresponding to one sample period before and after (± 1 fs) is obtained, and then each level at these ± 1 fs points is made the same as the peak value of the corresponding top peak or under peak. Up to this point, the operation is the same as in the first embodiment. Therefore, the underpeak A is represented by a point A− corresponding to one sample period (−1 fs) before the underpeak A and one sample after the underpeak A. A point A2 + corresponding to the cycle (+ 1fs), a level a- of the point A-, and a level a + of the point A + are obtained. As for the top peak B, the points B− and B + corresponding to one sample period (± 1 fs) before and after the top peak B and the levels b− and b + of the points B− and B + are obtained. As for C, points C− and C + corresponding to one sample period (± 1 fs) before and after the underpeak C and levels c− and c + of the points C− and C + are obtained. Hereinafter, the same applies to the peaks after the top peak D, under peak E, and top peak F.
[0067]
Here, in the addition / subtraction value calculation circuit 102 of the second embodiment, a predetermined level is subtracted from the level a− of the point A− in one sample period (± 1 fs) before and after the underpeak A thus obtained, and By adding a predetermined level to the level a + of A +, a level a2- and a level a2 + are obtained as shown in FIG. As a specific example of the processing for obtaining the level a2- by subtracting the predetermined level from the level a- of the point A +, for example, 1 is subtracted from the LSB (least significant bit) of the sample data representing the level a- to obtain the level a2. As a specific example of the processing for obtaining the level a2 + by adding a predetermined level to the level a +, for example, adding 1 to the LSB of the sample data representing the level a + to obtain the level a2 + Such processing can be mentioned. Of course, the value of addition / subtraction to the sample data representing the level a− or the level a + is not limited to 1, and may be a value larger than 1. Similarly, a predetermined level is subtracted (for example, 1 is subtracted from the LSB of the sample data) from the level b− of the point B− at one sample period (± 1 fs) before and after the top peak B to obtain the level b−. A predetermined level is added to the level b + (for example, 1 is added to the LSB of the sample data) to obtain a level b2 +. Hereinafter, similarly, the predetermined level is subtracted from the level of the point of one sample period (-1 fs) before each peak for each of the peaks after the under peak C, the top peak D, the under peak E, and the top peak F (sample data). Is subtracted from the LSB of each sample data), and a predetermined level is added to the level at one sample period (+1 fs) after each peak (1 is added to the LSB of the sample data) to obtain a new level.
[0068]
As described above, the point and its level of one sample period (± 1 fs) before and after each peak are obtained, and a predetermined level is added to or subtracted from the level of each ± 1 fs point to obtain a new level. Similarly to the first embodiment, the addition / subtraction value corresponding to the slope of a straight line connecting the point of one sample period (+1 fs) after the adjacent peak and the point of one sample period (−1 fs) before is calculated. Then, these add / sub values are added to or subtracted from the peak value of the under peak or the top peak by the adder 106 or 108 for each sample period, so that substantially trapezoidal waveform data as shown in FIG. 8 can be generated. The operation of the changeover switch 103 according to the operation execution control signal and the operation of the changeover selection switch 110 according to the timing control signal are the same as in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
[0069]
By using the trapezoidal waveform data as shown in FIG. 8 as in the second embodiment, it is possible to suppress problems such as occurrence of overshoot in the trapezoidal waveform generation processing corresponding to the clipping processing. It is possible to prevent the inconvenience of generating high harmonics. For this reason, for example, even if some of the filter characteristics of the high-pass filter 42 of the subsequent stage of the trapezoidal waveform generation circuit 41 are reduced, a good harmonic component can be extracted.
[0070]
As is apparent from the above description, in the remastering device according to the second embodiment of the present invention, the harmonics of the high-pitched sound portion in the frequency band of the audio data to be output or recorded are also similar to the first embodiment. This can be emphasized, and the same effects as those of the remaster device of the first embodiment can be obtained.
[0071]
Further, according to the waveform shaping unit 3 of the remaster device of the second embodiment, unnecessary harmonics can be prevented from being generated, and the high-pass filter 42 can be made inexpensive without high filter characteristics. Cost reduction becomes possible.
[0072]
Next, a remaster device according to a third embodiment of the present invention will be described. In the first and second embodiments described above, the addition / subtraction value calculation circuit 102 obtains points corresponding to one sample period (± 1 fs) before and after the top peak or under peak, and the levels at the ± 1 fs points. , Addition and subtraction corresponding to the slope of a straight line connecting a point of one sample period (+1 fs) after the previous peak and a point of one sample period (−1 fs) before the rear peak among peaks adjacent on the time axis. In the third embodiment, a point corresponding to n sample periods (± nfs, n is 2 or more) before and after the top peak or under peak is obtained in the third embodiment. Further, the levels at these ± nfs points are obtained as in the first or second embodiment, and n sample periods (+ fs) and an addition / subtraction value corresponding to the slope of a straight line connecting the point of the preceding n-sample period (-nfs) of the rear peak, and corresponding to the preceding and succeeding n-sample periods (± nfs) corresponding to each peak. An addition / subtraction value corresponding to the slope of a straight line connecting the points to be calculated is obtained. The operation of the third embodiment is basically the same as that of the first embodiment. The operation of the trapezoidal waveform generation circuit 41 is different from that of the third embodiment. The illustration of the configuration of the remaster device of the embodiment is omitted.
[0073]
In the case of the third embodiment, the pattern detection circuit 25 detects that the continuous “1” or “0” of the peak-to-peak comparison output between the top peak and the under peak is within n samples. And whether the peak-to-peak comparison output from the peak-to-peak comparison output forming circuit 24 corresponds to any of the pre-stored pattern data, or other than the above. Will be detected. That is, when n is 2, for example, the pattern detection circuit 25 indicates that the peak-to-peak comparison output between the top peak and the underpeak is one sample of “1” or “0”. The “1fs pattern” and “2fs pattern” indicating two samples of “1, 1” or “0, 0” are stored in advance, and the peak-to-peak comparison output from the peak-to-peak comparison output forming circuit 24 is stored. It is determined whether the output corresponds to any of the stored patterns. Further, when n is 3, for example, the pattern detection circuit 25 indicates that the peak-to-peak comparison output between the top peak and the underpeak is one sample of “1” or “0”. 1 fs pattern "," 2 fs pattern "indicating two samples of" 1, 1 "or" 0, 0 ", and three samples of" 1, 1, 1 "or" 0, 0, 0 " Is stored in advance, and it is detected whether or not the peak-to-peak comparison output from the peak-to-peak comparison output forming circuit 24 corresponds to any of the stored patterns. Will be. When n is 4 or more, pattern detection is performed in the same manner as described above.
[0074]
Further, in the case of the third embodiment, the operation execution control circuit 26 detects that the continuous “1” or “0” of the peak-to-peak comparison output is within n samples by the pattern detection circuit 28. An execution execution control signal is generated which becomes an OFF signal when it is performed, and becomes an ON signal otherwise.
[0075]
Therefore, in the trapezoidal operation circuit 27 according to the third embodiment to which the operation execution control signal is supplied, in the pattern detection circuit 25, continuous “1” or “0” of the peak-to-peak comparison output is within n samples. , Trapezoidal waveform data calculation is not performed (or trapezoidal waveform data is not used).
[0076]
Next, a remaster device according to a fourth embodiment of the present invention will be described. In the above-described first to third embodiments, the pattern detection circuit 28 detects that the peak-to-peak comparison output is the “1fs pattern” indicating that it is one sample of “1” or “0”. In this case, or when it is detected that the consecutive "1" or "0" of the peak-to-peak comparison output is within n samples, the calculation of the trapezoidal waveform data is not performed. As in the embodiment, even when the consecutive “1” or “0” of the peak-to-peak comparison output is equal to or more than a predetermined number of samples, the calculation of the trapezoidal waveform data may not be performed. That is, for example, when there is a blank in the audio data supplied to the input terminal 21 of FIG. 2, it is not preferable to calculate trapezoidal waveform data on the blank data. The operation of the fourth embodiment is basically the same as that of the first embodiment, and the operation of the trapezoidal waveform generation circuit 41 is different from that of the first embodiment. The illustration of the configuration of the remaster device of the embodiment is omitted.
[0077]
In the fourth embodiment, for example, when the consecutive "1" or "0" of the peak-to-peak comparison output is equal to or more than 9 samples, it is detected as the blank data. Do not perform data operations. That is, in the case of the fourth embodiment, the pattern detection circuit 25 detects a “1 fs pattern” as in the first to third embodiments, or “continuous peak-to-peak comparison output”. Along with detecting that “1” or “0” is within n samples, it also detects that consecutive “1” or “0” of the peak-to-peak comparison output is greater than or equal to nine samples.
[0078]
More specifically, in the pattern detection circuit 25, as in the first to third embodiments, the “1fs pattern” or “1” or “0” in which the peak-to-peak comparison output continues for n samples. Along with the pattern for detecting that it is within, as a pattern for detecting that the consecutive “1” or “0” of the peak-to-peak comparison output between the top peak and the under peak is more than 9 samples, The continuation of the same peak-to-peak comparison output between the top peak and the under peak is “1,1,1,1,1,1,1,1,1” or “0,0,0,0,0,0,0”. , 0, 0 ”, which indicates“ 9 fs pattern ”, and the continuation is“ 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1 ”or“ 0, 0, 0 ”. , 0,0,0,0,0,0,0 " A “10 fs pattern” indicating a pull portion and a “special pattern” indicating a continuation of “0” or “1” for 11 samples or more are stored, respectively. Is supplied to the arithmetic execution control circuit 26.
[0079]
At this time, the arithmetic execution control circuit 26 outputs an OFF signal when the pattern detection circuit 28 detects that the peak-to-peak comparison output corresponds to any of the patterns stored in advance, and outputs an OFF signal otherwise. An operation execution control signal to be a signal is generated.
[0080]
Therefore, in the trapezoidal operation circuit 27 according to the fourth embodiment to which the operation execution control signal is supplied, when the pattern detection circuit 25 detects any of the previously stored patterns, the trapezoidal waveform data operation is performed. Is not performed (or trapezoidal waveform data is not used).
[0081]
Next, a remaster device according to a fifth embodiment of the present invention will be described. The remastering apparatus according to the first to fourth embodiments converts the sampling rate and the bit rate from 16-bit audio data at a sampling frequency of 44.1 kHz to 24-bit audio data at a sampling frequency of 96 kHz, for example. In the remastering apparatus according to the fifth embodiment, for example, 16-bit audio data having a sampling frequency of 96 kHz is supplied from the beginning, and only the bit rate is changed to 16 bits while the sampling frequency remains unchanged. To 24 bits for data processing.
[0082]
The remaster device of the fifth embodiment differs from the remaster devices of the first to fourth embodiments only in this point. For this reason, in the following description, only this difference will be described, and portions showing the same operations as those of the remaster devices of the first to fourth embodiments will be denoted by the same reference numerals in FIG. And avoid redundant explanations.
[0083]
That is, the remaster device according to the fifth embodiment has a configuration in which the sampling rate conversion circuit 40 connected between the bit conversion circuit 2 and the waveform shaping section 3 is omitted as shown in FIG. It has become.
[0084]
Such a remaster device converts audio data having a sampling frequency of 96 kHz and a bit rate of 16 bits supplied via an input terminal 1 into 24-bit audio data by a bit conversion circuit 2, and sends the data to a waveform shaping unit 3. Supply.
[0085]
This makes it possible to emphasize the higher harmonics in the treble portion in the frequency band of the audio data to be output or recorded, and to obtain the same effects as those of the remastering devices of the above-described first to fourth embodiments.
[0086]
Next, a remaster device according to a sixth embodiment of the present invention will be described. The remaster device according to the sixth embodiment has a low-pass filter 44 provided between the waveform shaping unit 3 and the recording system 5 of the above-described remaster device according to the fifth embodiment, as shown in FIG. is there. The remaster device of the sixth embodiment differs from the remaster devices of the first to fourth embodiments only in this point. Therefore, in the following description, only this difference will be described. .
[0087]
The remaster device according to the first to fourth embodiments described above has one of the effects that the low-pass filter can be omitted. However, if aliasing noise or the like occurs, Aliasing noise and the like can be removed by the low-pass filter 44, and high sound quality of the audio data to be formed can be secured.
[0088]
It is to be understood that the remaster device does not necessarily require a low-pass filter, and that the remaster device can cope with an aliasing noise or the like by providing such a filter.
[0089]
Next, a seventh embodiment of the present invention will be described. In the seventh embodiment, the code information processing method and the code information processing apparatus according to the present invention are applied to an audio processing apparatus for a CD player. In the description of the audio processing apparatus for a CD player according to the seventh embodiment, the same reference numerals in FIG. 12 denote parts showing the same operations as those in the above-described first to fourth embodiments. The detailed description is omitted.
[0090]
That is, in the audio processing device for a CD player according to the seventh embodiment, as shown in FIG. 12, the D / A conversion that converts the audio data output as digital data to the subsequent stage of the waveform shaping unit 3 into an analog audio signal. The D / A converter 50 converts the 24-bit audio data to which the harmonics are added into an analog signal, and converts the analog data into an output terminal 60 such as a speaker device or an optical disk recording device. To the recording device. As described above, since the audio data formed by the waveform shaping unit 3 has an expanded frequency band, when this audio data is converted into an analog signal and supplied to the speaker device, a rich acoustic effect is obtained. Besides the above, the same effects as those of the above-described embodiments can be obtained.
[0091]
Next, an eighth embodiment of the present invention will be described. In the eighth embodiment, the code information processing method and the code information processing apparatus according to the present invention are applied to an audio processing apparatus for a DVD player. In the description of the audio processing device for a CD player according to the eighth embodiment, the same reference numerals in FIG. 13 denote parts indicating the same operations as those in the above-described first to fourth embodiments. The detailed description is omitted.
[0092]
That is, as shown in FIG. 13, the audio processing device for a DVD player according to the eighth embodiment has a sampling frequency of 96 kHz and a bit rate of 24 bits, and a sampling frequency of 192 kHz without changing the bit rate. An oversampling circuit 40, a switch 65 for switching and outputting audio data having a sampling frequency of 192 kHz from the oversampling circuit 40 and audio data having a sampling frequency of 96 kHz supplied through the input terminal 1; The D / A conversion circuit 50 converts the audio data having a sampling frequency of 96 kHz output from the unit 3 and the audio data having a sampling frequency of 192 kHz into an analog signal.
[0093]
The controller 70 controls the switching of the switch 65 in accordance with the sampling frequency of the audio data to be processed by the audio processing device, and also controls the driving frequency of the D / A conversion circuit 50.
[0094]
Next, an operation of the audio processing apparatus for a DVD player according to the eighth embodiment having such a configuration will be described.
[0095]
First, when performing data processing of audio data having a sampling frequency of 96 kHz, the controller 70 controls switching of the changeover switch 65 so that the selected terminal 65 a is selected by the selection terminal 65 c, and the D corresponding to the sampling frequency of 96 kHz. The D / A conversion circuit 50 is controlled to perform the / A conversion process.
[0096]
As a result, the 96 kHz audio data from the input terminal 1 is supplied to the waveform shaping unit 3 via the changeover switch 65, a harmonic component corresponding to the sampling frequency of 96 kHz is added, and the D / A conversion circuit 50 converts the audio data into an analog signal. Thus, the data is output to, for example, a speaker device or an optical disk recording device.
[0097]
Further, when performing data processing of audio data having a sampling frequency of 192 kHz, the controller 70 controls switching of the changeover switch 65 so that the selected terminal 65 b is selected by the selection terminal 65 c, and the D corresponding to the sampling frequency of 192 kHz. The D / A conversion circuit 50 is controlled to perform the / A conversion process.
[0098]
As a result, the audio data of 96 kHz from the input terminal 1 is converted into a sampling frequency of 192 kHz by the oversampling circuit 40 and supplied to the waveform shaping unit 3 via the switch 65. Then, a harmonic component corresponding to the sampling frequency of 192 kHz is added, converted into an analog signal by the D / A conversion circuit 50, and output to, for example, a speaker device or an optical disk recording device.
[0099]
As described above, the audio processing apparatus for a DVD player according to the eighth embodiment outputs a 96 kHz audio data with a harmonic component added thereto, or converts the 96 kHz audio data to a 192 kHz sampling frequency. , And can output a harmonic component. For this reason, as shown in FIG. 14, when data processing for adding a harmonic component to audio data of 96 kHz is performed on audio data of a DVD indicated by a dashed line in FIG. In the case where the high frequency band up to 48 kHz can be emphasized and the data processing of adding the harmonic component after converting the 96 kHz audio data to the 192 kHz sampling frequency is shown by the dotted line in FIG. As described above, it is possible to emphasize a higher band up to 192 kHz. Therefore, when the audio signal that has been subjected to the data processing is supplied to the speaker device, music and the like can be enjoyed with a richer sense, and the same effects as those of the above-described embodiments can be obtained.
[0100]
Here, when performing the data processing of the audio signal of the broadband DVD indicated by the solid line in FIG. 14, the controller 70 controls the changeover switch 65 so that the selected terminal 65a is selected by the selection terminal 65c, and performs sampling at 192 kHz. The D / A conversion circuit 50 is controlled to perform a D / A conversion process corresponding to the frequency.
[0101]
As a result, the 192 kHz audio signal from the input terminal 1 is supplied to the waveform shaping section 3 via the changeover switch 65, a harmonic component corresponding to the 192 kHz sampling frequency is added, and the D / A conversion circuit 50 converts the audio signal into an analog signal. Then, it is supplied to, for example, a speaker device or an optical disk recording device.
[0102]
In the description of the eighth embodiment, the oversampling circuit 40 and the changeover switch 65 are provided, and the data processing of the audio data having the sampling frequency of 96 kHz and the data processing of the audio data having the sampling frequency of 192 kHz can be selected. However, the configuration may be such that the oversampling circuit 40 and the changeover switch 65 are omitted. As a result, the driving frequency in the D / A conversion circuit 50 can be limited to only the driving frequency corresponding to 96 kHz, and the above-mentioned high band can be emphasized while simplifying the configuration.
[0103]
Finally, in the description of the above embodiments, the code information processing apparatus, the code information processing method, and the method of recording the code information on the recording medium according to the present invention are described as follows. The present invention is applied to a remaster device, an audio processing device for a CD player, or an audio processing device for a DVD player, which converts and re-records audio data. Any device that converts audio data in a narrow frequency band to audio data in a wide frequency band, such as application to a remaster device that converts audio data for digital audio tape (DAT) with a sampling frequency of 48 kHz and re-records the audio data. It is also applicable to
[0104]
Also, the sampling rate conversion circuit 40 of each of the first to fourth and seventh embodiments and the oversampling circuit 40 of the eighth embodiment are provided before the waveform shaping unit 3. In each of these embodiments, for example, an output from a sampling rate conversion circuit 40 or an oversampling circuit 40 provided next to the I / O port 10 is provided to the delay circuit 12 and the trapezoidal waveform generation circuit 41 may be supplied.
[0105]
Further, in the description of each of the above-described embodiments, the sampling frequency is 44.1 kHz, 48 kHz, 96 kHz, 192 kHz, and the bit rate of the audio data is described with specific numerical values such as 16 bits and 24 bits. However, this is only an example for explaining the embodiment of the present invention more easily. For this reason, the present invention is not limited to such specific numerical values or exemplary embodiments, and various modifications may be made according to the design and the like within a range not departing from the technical idea according to the present invention. Is of course possible.
[0106]
【The invention's effect】
A code information processing method according to the present invention according to claims 1 to 14, and a code information processing apparatus according to the present invention according to claims 15 to 28, generate waveform information of a predetermined shape from code information, By generating a predetermined frequency band component from the waveform information having the predetermined shape and adding the predetermined frequency band component to the code information, it is possible to extend the frequency band of the code information with a small, simple, and inexpensive circuit configuration. is there. In particular, it is possible to use audio information in a narrow frequency band as code information and convert the audio information in the narrow band into audio information in a wide frequency band with a small, simple, and inexpensive circuit configuration.
[0107]
A method for recording code information on a recording medium according to the present invention according to claim 29, generates waveform information of a predetermined shape from the code information, generates a predetermined frequency band component from the waveform information of the predetermined shape, By adding a predetermined frequency band component to the code information and recording it on a predetermined recording medium, the frequency band of the code information can be expanded with a small, simple and inexpensive circuit configuration, and the code information is recorded on a predetermined recording medium. Can be made possible. In particular, it is possible to use narrow-band audio information as code information and convert this narrow-band audio information into wide-frequency band audio information with a small, simple and inexpensive circuit configuration and record it on a recording medium. It can be.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a remaster device according to first to fourth embodiments to which a code information processing method, a code information processing device, and a method of recording code information on a recording medium according to the present invention are applied.
FIG. 2 is a block diagram of a trapezoidal waveform generation circuit provided in the remaster devices of the first to fourth embodiments.
FIG. 3 is a waveform diagram illustrating an example of audio data input to a remaster device as a waveform signal.
FIG. 4 is a diagram used to explain a comparison output generated from audio data.
FIG. 5 is a block diagram showing a specific configuration of a trapezoidal waveform generation circuit.
FIG. 6 is a diagram used to explain the operation of generating trapezoidal waveform data from audio data.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of trapezoidal waveform data generated from audio data.
FIG. 8 is a diagram showing an example of substantially trapezoidal waveform data in which a straight line connecting a top peak and an under peak and one sample period before and after them is oblique.
FIG. 9 is a diagram for explaining an operation of generating the trapezoidal waveform data.
FIG. 10 is a block diagram of a remaster device according to a fifth embodiment to which a code information processing method, a code information processing device, and a method of recording code information on a recording medium according to the present invention are applied.
FIG. 11 is a block diagram of a remastering apparatus according to a sixth embodiment to which a code information processing method, a code information processing apparatus, and a method of recording code information on a recording medium according to the present invention are applied.
FIG. 12 is a block diagram of a sound processing apparatus for a CD player according to a seventh embodiment to which a code information processing method and a code information processing apparatus according to the present invention are applied.
FIG. 13 is a block diagram of an audio processing device for a DVD player according to an eighth embodiment to which the code information processing method and the code information processing device according to the present invention are applied.
FIG. 14 is a diagram showing a frequency band of audio data to which harmonics are added by the audio processing device for a DVD player according to the eighth embodiment.
FIG. 15 is a diagram for explaining each frequency band of an analog audio signal, audio data of a compact disc, and audio data of a digital video disc.
[Explanation of symbols]
2 bit conversion circuit 3 waveform shaping unit 5 recording system 6 recording medium
10, 14 I / O port, 12 delay circuit, 13 adder, 22 delay circuit
23 comparison circuit, 26 selector, 24 peak-to-peak comparison output forming circuit
25: pattern detection circuit, 27: shift amount control table, 28: difference detection circuit
29: bit shifter, 30: addition / subtraction timing control circuit
40: sampling rate conversion circuit, 41: trapezoidal waveform generation circuit
42 high-pass filter, 44 low-pass filter, 50 D / A conversion circuit
65: changeover switch, 70: controller

Claims

Comparing code information generated by sampling the waveform signal for each predetermined sample;
Detecting a maximum sample point and a minimum sample point of the code information;
Detecting a pre-sample point and a post-sample point separated by a predetermined time from the maximum sample point and the minimum sample point detected in the step,
Setting the levels of the pre-sample point and post-sample point;
Of the maximum sample point and the minimum sample point adjacent to each other on the time axis, the post-sample point at the maximum sample point or the minimum sample point in time, and the minimum sample point or the maximum sample point in time. Connecting the previous sample point with a line segment,
Generating waveform information of a predetermined shape from the line segment obtained in the step,
Extracting a predetermined frequency band component from the waveform information of the predetermined shape,
Adding a predetermined frequency band component extracted in the step to the code information.

2. The code according to claim 1, wherein, in the step of detecting the preceding sample point and the subsequent sample point, a preceding sample point and a subsequent sample point which are respectively separated by one sample interval from the local maximum sample point and the local minimum sample point are detected. Information processing method.

In the step of setting the level of the preceding sample point and the subsequent sample point, the level of the preceding sample point and the subsequent sample point is set to the level of the maximum sample point or the minimum sample point, or the maximum sample point or the minimum sample point 3. The code information processing method according to claim 1, wherein after setting the level, a level obtained by adding or subtracting a predetermined level is set.

In the step of generating waveform information of a predetermined shape from the line segment, by adding or subtracting an addition / subtraction value corresponding to the slope of the line segment to the sample value of the maximum sample point or the sample value of the minimum sample point, The code information processing method according to any one of claims 1 to 3, wherein waveform information is generated.

In the step of generating the waveform information of the predetermined shape, based on at least the timing of the maximum sample point and the timing of the minimum sample point, the subsequent sample point in the temporally previous maximum sample point and the temporally later minimum Switching between a line segment connecting the previous sample point at the sample point and a line segment connecting the subsequent sample point at the temporally previous minimum sample point and the previous sample point at the temporally later maximum sample point The code information processing method according to any one of claims 1 to 4, wherein the waveform information having the predetermined shape is generated by performing the following.

6. The method according to claim 1, wherein in the step of comparing the code information for each predetermined sample, the code information is compared for each sample at a sampling frequency of the code information. The code information processing method described in the paragraph.

The step of detecting the maximum sample point and the minimum sample point of the code information includes detecting the maximum sample point and the minimum sample point based on each comparison output obtained by comparing the code information for each predetermined sample. The code information processing method according to claim 1, wherein the code information processing is performed.

The step of detecting the maximum sample point and the minimum sample point of the code information includes, among the comparison outputs obtained by the step of comparing the code information for each predetermined sample, detecting a continuation of the same comparison output, and The code according to any one of claims 1 to 7, wherein a sample point corresponding to a comparison output immediately before a change of the same comparison output is detected as a maximum sample point or a minimum sample point. Information processing method.

9. The code information processing method according to claim 1, further comprising a step of detecting an interval between the maximum sample point and the minimum sample point.

In the step of detecting the interval between the maximum sample point and the minimum sample point, the same comparison output obtained by the step of comparing the code information for each predetermined sample between the maximum sample point and the minimum sample point 10. The code information processing method according to claim 9, wherein an interval between the local maximum sample point and the local minimum sample point is detected by detecting a continuous interval of.

In the step of generating the waveform information of the predetermined shape, when the interval between the maximum sample point and the minimum sample point is equal to or less than a predetermined interval, or is equal to or more than a predetermined interval, does not generate the waveform information of the predetermined shape, The code information processing method according to claim 9 or 10, wherein the code information is output as it is.

As a step before the step of comparing the code information for each predetermined sample, a step of increasing a sampling frequency for increasing the number of samples of the code information, or a step before the step of comparing the code information for each predetermined sample The code information processing method according to any one of claims 1 to 11, further comprising a step of performing oversampling for making the code information twice as many as the number of samples.

13. The method according to claim 1, further comprising a step of removing a predetermined unnecessary band component as a step subsequent to the step of adding the extracted predetermined frequency band component to the code information. 2. The code information processing method according to claim 1.

The code information is audio information supplied from the outside, the predetermined waveform information is substantially trapezoidal waveform information, and the predetermined frequency band component is a harmonic component. The code information processing method according to claim 13.

Comparing means for comparing code information generated by sampling the waveform signal for each predetermined sample;
A maximum and minimum sample point detecting means for detecting a maximum sample point and a minimum sample point of the code information,
Pre- and post-sample point detection means for detecting a pre-sample point and a post-sample point separated by a predetermined time from the detected maximum sample point and minimum sample point, respectively,
Level setting means for setting the levels of the preceding sample point and the subsequent sample point,
Of the maximum sample point and the minimum sample point adjacent to each other on the time axis, the post-sample point at the maximum sample point or the minimum sample point in time, and the minimum sample point or the maximum sample point in time. Line segment calculating means for connecting the previous sample point with a line segment;
Trapezoidal waveform information generating means for generating waveform information of a predetermined shape from the line segment,
Frequency component extraction means for extracting a predetermined frequency band component of the waveform information of the predetermined shape,
A code information processing apparatus having an adding unit for adding the extracted predetermined frequency band component to the code information.

16. The code information processing apparatus according to claim 15, wherein said preceding and succeeding sample point detecting means detects a preceding sample point and a succeeding sample point separated by one sample interval from the maximum sample point and the minimum sample point, respectively.

The level setting means sets the level of the preceding sample point and the subsequent sample point to the level of the maximum sample point or the minimum sample point, or sets the level of the maximum sample point or the minimum sample point to a level of a predetermined level. 17. The code information processing apparatus according to claim 15, wherein the code information is set to a level obtained by adding / subtracting only.

The trapezoidal waveform information generating means generates the waveform information of the predetermined shape by adding or subtracting an addition / subtraction value corresponding to the slope of the line segment to a sample value of the maximum sample point or a sample value of the minimum sample point. The code information processing apparatus according to any one of claims 15 to 17, wherein:

In the trapezoidal waveform information generating means, based on at least the timing of the local maximum sample point and the timing of the local minimum sample point, the subsequent sample point at the temporally previous local maximum sample point and the previous sample point at the temporally subsequent local minimum sample point A line connecting the sample point and a line connecting the post-sample point at the temporally previous minimum sample point and the pre-sample point at the temporally post-maximal sample point are switched to the predetermined shape. The code information processing apparatus according to any one of claims 15 to 18, wherein the waveform information is generated.

20. The code information processing apparatus according to claim 15, wherein the comparing unit compares the code information for each sample at a sampling frequency of the code information. .

21. The method according to claim 15, wherein the maximum and minimum sample point detection unit detects the maximum sample point and the minimum sample point based on each comparison output obtained by the comparison unit. The code information processing device according to claim 1.

The maximum / minimum sample point detection means detects a continuation of the same comparison output among the respective comparison outputs obtained by the comparison means, and detects a sample corresponding to a comparison output immediately before a change of the continuous same comparison output. 22. The code information processing apparatus according to claim 15, wherein the point is detected as a maximum sample point or a minimum sample point.

23. The code information processing apparatus according to claim 15, further comprising a maximum / minimum sample point interval detecting means for detecting an interval between the maximum sample point and the minimum sample point. .

The maximum-minimum sample point interval detection means detects an interval between the maximum sample point and the minimum sample point at which the same comparison output obtained by the step of comparing the code information for each predetermined sample continues. The code information processing apparatus according to claim 23, wherein an interval between the maximum sample point and the minimum sample point is detected.

In the trapezoidal waveform information generating means, when the interval between the previous maximum sample point and the minimum sample point is equal to or less than a predetermined interval or equal to or more than a predetermined interval, the waveform information of the predetermined shape is not generated, and the code information is left as it is. 25. The code information processing apparatus according to claim 23, wherein the code information is output.

A sampling frequency converting means for increasing a sampling frequency for increasing the number of samples of the code information or an oversampling means for performing oversampling for making the code information twice as many samples are provided at a stage preceding the comparing means. The code information processing apparatus according to any one of claims 15 to 25, wherein:

The code information processing apparatus according to any one of claims 15 to 26, further comprising a band removing unit that removes a predetermined unnecessary band component after the adding unit.

The code information is audio information supplied from the outside, the waveform information of the predetermined shape is substantially trapezoidal waveform information, and the predetermined frequency band component is a harmonic component. 28. The code information processing device according to claim 27.

15. A method for recording code information on a recording medium, comprising recording the code information generated by the code information processing method according to any one of claims 1 to 14 on a predetermined recording medium.