JP3531377B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- voltage
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
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- Photovoltaic Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、太陽電池等の直
流電源を交流電力系統へ連系するための電力変換装置に
関するものである。
流電源を交流電力系統へ連系するための電力変換装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】太陽電池で発電した直流電力を交流電力
系統に連系する電力変換装置では、太陽電池の特性が図
２に示すような電圧−電流特性を有し、その出力電力最
大点、すなわち、電圧ｅsと電流ｉsの積ｐs＝（ｅs×ｉ
s）が最大になる点が唯一点定まっており、さらにこの
電圧−電流特性は環境温度などによって変化する。この
ため、従来より、この種の電力変換装置では、太陽電池
の電圧や電流あるいは電力を監視しながら、系統への出
力電流をインバータにより調節し、常に太陽電池の出力
電力最大点で動作させるような制御が行われてきた。
系統に連系する電力変換装置では、太陽電池の特性が図
２に示すような電圧−電流特性を有し、その出力電力最
大点、すなわち、電圧ｅsと電流ｉsの積ｐs＝（ｅs×ｉ
s）が最大になる点が唯一点定まっており、さらにこの
電圧−電流特性は環境温度などによって変化する。この
ため、従来より、この種の電力変換装置では、太陽電池
の電圧や電流あるいは電力を監視しながら、系統への出
力電流をインバータにより調節し、常に太陽電池の出力
電力最大点で動作させるような制御が行われてきた。
【０００３】一方、家庭用の電力変換装置では、感電等
の事故より危険を回避するため太陽電池の電圧を２００
Ｖ程度に制限する事が必要で、また、電力変換時の損失
を減らすために交流２００Ｖの商用電力系統に連系する
のが一般的であるため、太陽電池の電圧を例えば３５０
Ｖ程度に昇圧するコンバータを具備する必要がある。こ
のような技術については特開昭５８−６９４６９号公報
および特開昭６３−５９６１１６号公報および特開平４
−２１３６２号公報が知られている。
の事故より危険を回避するため太陽電池の電圧を２００
Ｖ程度に制限する事が必要で、また、電力変換時の損失
を減らすために交流２００Ｖの商用電力系統に連系する
のが一般的であるため、太陽電池の電圧を例えば３５０
Ｖ程度に昇圧するコンバータを具備する必要がある。こ
のような技術については特開昭５８−６９４６９号公報
および特開昭６３−５９６１１６号公報および特開平４
−２１３６２号公報が知られている。
【０００４】このため、特に太陽電池と交流側の絶縁を
省略したトランスレスタイプの電力変換装置では、昇圧
チョッパによるコンバータと単相電圧型ＰＷＭインバー
タで構成するのが一般的である。このような構成の電力
変換装置では、従来より昇圧チョッパによるコンバータ
により昇圧する電圧を制御し、インバータで商用電力系
統へ流す電流の制御および太陽電池の出力電力最大点で
動作させる制御を行っていた。
省略したトランスレスタイプの電力変換装置では、昇圧
チョッパによるコンバータと単相電圧型ＰＷＭインバー
タで構成するのが一般的である。このような構成の電力
変換装置では、従来より昇圧チョッパによるコンバータ
により昇圧する電圧を制御し、インバータで商用電力系
統へ流す電流の制御および太陽電池の出力電力最大点で
動作させる制御を行っていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の電
力変換装置では、コンバータにて昇圧する電圧を制御し
ようとしていたため、コンバータを制御するトランジス
タのオン比率Ｄを単純に増加させると太陽電池の入力電
流ｉsは単純に増加し、出力電圧および出力電力を上昇
させるが、一方、太陽電池の特性により太陽電池の入力
電流ｉsを増加させると太陽電池の出力電圧ｅsが下がっ
てしまい所定の出力電力が得られなくなってしまう。つ
まり、太陽電池の特性より電圧ｅs−電力ｐsの関係は変
曲点を持っているのでトランジスタのオン比率Ｄで出力
電圧、電力を制御しようとすると制御を行うための補償
器を可変構造としなければならず、コンバータにて昇圧
する電圧の制御が複雑になる問題点があった。
力変換装置では、コンバータにて昇圧する電圧を制御し
ようとしていたため、コンバータを制御するトランジス
タのオン比率Ｄを単純に増加させると太陽電池の入力電
流ｉsは単純に増加し、出力電圧および出力電力を上昇
させるが、一方、太陽電池の特性により太陽電池の入力
電流ｉsを増加させると太陽電池の出力電圧ｅsが下がっ
てしまい所定の出力電力が得られなくなってしまう。つ
まり、太陽電池の特性より電圧ｅs−電力ｐsの関係は変
曲点を持っているのでトランジスタのオン比率Ｄで出力
電圧、電力を制御しようとすると制御を行うための補償
器を可変構造としなければならず、コンバータにて昇圧
する電圧の制御が複雑になる問題点があった。
【０００６】本発明は、上記した従来の問題点を解消す
るためになされたもので、その課題とするところは、コ
ンバータの出力電圧の制御や太陽電池の出力電力最大点
で動作させる制御を簡単にしかも安定に行える装置を得
ることである。
るためになされたもので、その課題とするところは、コ
ンバータの出力電圧の制御や太陽電池の出力電力最大点
で動作させる制御を簡単にしかも安定に行える装置を得
ることである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】コンバータより出力する
電流を直流電源の出力電力最大点にて動作するように制
御するコンバータ出力電流制御手段と、前記インバータ
にてコンバータの出力である直流電圧と系統に出力する
交流電流を制御するインバータ出力電流制御手段を備え
たものである。
電流を直流電源の出力電力最大点にて動作するように制
御するコンバータ出力電流制御手段と、前記インバータ
にてコンバータの出力である直流電圧と系統に出力する
交流電流を制御するインバータ出力電流制御手段を備え
たものである。
【０００８】コンバータにて直流電源の出力電圧ｅsお
よび出力電流ｉsを検出して、その電圧ｅs、電流ｉsよ
り直流電源の出力電力ｐsを演算し、その出力電力ｐsを
出力電流ｉsで微分した値（ｄｐs／ｄｅs）を演算する
微分演算手段、および（ｄｐs／ｄｅs）の目標値を０と
してコンバータの出力電流を制御するコンバータ出力電
流制御手段を備えたものである。
よび出力電流ｉsを検出して、その電圧ｅs、電流ｉsよ
り直流電源の出力電力ｐsを演算し、その出力電力ｐsを
出力電流ｉsで微分した値（ｄｐs／ｄｅs）を演算する
微分演算手段、および（ｄｐs／ｄｅs）の目標値を０と
してコンバータの出力電流を制御するコンバータ出力電
流制御手段を備えたものである。
【０００９】微分演算手段を（ｄｐs／ｄｅs）をラプラ
ス変換した（ｓｐs／ｓｅs）を、太陽電池出力に含まれ
る商用電源周波数成分の微少な変動より （ただし、（１／Ｔs）は商用電源の角周波数）により
求めるようにしたものである。
ス変換した（ｓｐs／ｓｅs）を、太陽電池出力に含まれ
る商用電源周波数成分の微少な変動より （ただし、（１／Ｔs）は商用電源の角周波数）により
求めるようにしたものである。
【００１０】インバータをコンバータの出力である直流
電圧ｅdとその目標値ｅd＊を所定値として出力電流制御
器にて求めたインバータの出力電流指令Ｉa＊’を、商
用電源の所定位相にてサンプルホールドして出力電流の
目標値Ｉa＊を求める目標電流演算手段とインバータ出
力電圧ｅaを ｅa＝ｅa’＋ωaＬaＩa＊・cosθ＋Ｖa ｅa’＝Ｋai（Ｉa＊・sinθ−ｉs） ただし、ωs ：電源周波数 Ｌa ：連係リアクタ Ｖa ：商用電源電圧 Ｋai ：制御ゲイン ｉa ：出力電流 により制御するインバータ出力電流制御手段を備えたも
のである。
電圧ｅdとその目標値ｅd＊を所定値として出力電流制御
器にて求めたインバータの出力電流指令Ｉa＊’を、商
用電源の所定位相にてサンプルホールドして出力電流の
目標値Ｉa＊を求める目標電流演算手段とインバータ出
力電圧ｅaを ｅa＝ｅa’＋ωaＬaＩa＊・cosθ＋Ｖa ｅa’＝Ｋai（Ｉa＊・sinθ−ｉs） ただし、ωs ：電源周波数 Ｌa ：連係リアクタ Ｖa ：商用電源電圧 Ｋai ：制御ゲイン ｉa ：出力電流 により制御するインバータ出力電流制御手段を備えたも
のである。
【００１１】
【発明の実施の形態】次に本発明の実施の形態を図面に
基づいて説明する。ただし、本文中の記号の表現は書類
作成上の制約により下記のように表現しており、図およ
び数式中の表現とは差があるが同様として扱うものとす
る。 (1)記号の添え字は半角英数字で表す。 (2)＊は、記号の右肩に付したものとみなし、目標値で
あることを示す。 (3)ｓはラプラスの演算子を示す。
基づいて説明する。ただし、本文中の記号の表現は書類
作成上の制約により下記のように表現しており、図およ
び数式中の表現とは差があるが同様として扱うものとす
る。 (1)記号の添え字は半角英数字で表す。 (2)＊は、記号の右肩に付したものとみなし、目標値で
あることを示す。 (3)ｓはラプラスの演算子を示す。
【００１２】図１は、この発明の一実施例を示す電力変
換装置の主回路構成図で、１は直流電源である太陽電池
で、その太陽電池１の特性を等価的に表すため光電流源
Ｉphとダイオード電流源ｉdsが並列接続されたものとし
ている。また、太陽電池に並列に接続された入力コンデ
ンサＣfは、太陽電池に流れる高周波電流の通路を確保
し高周波電流を低減するために設けたである。
換装置の主回路構成図で、１は直流電源である太陽電池
で、その太陽電池１の特性を等価的に表すため光電流源
Ｉphとダイオード電流源ｉdsが並列接続されたものとし
ている。また、太陽電池に並列に接続された入力コンデ
ンサＣfは、太陽電池に流れる高周波電流の通路を確保
し高周波電流を低減するために設けたである。
【００１３】２は、リアクタＬc、トランジスタＴc、ダ
イオードＤc、コンデンサＣdより構成されるコンバータ
でトランジスタＴcをオン／オフさせることにより出力
を制御する。
イオードＤc、コンデンサＣdより構成されるコンバータ
でトランジスタＴcをオン／オフさせることにより出力
を制御する。
【００１４】３は、トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ
４、およびそのトランジスタに逆接続されたダイオード
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をフルブリッジ接続したインバ
ータで、リアクタＬa、コンデンサＣaよりなる出力フィ
ルタ４を介して商用電力系統５に接続される。
４、およびそのトランジスタに逆接続されたダイオード
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をフルブリッジ接続したインバ
ータで、リアクタＬa、コンデンサＣaよりなる出力フィ
ルタ４を介して商用電力系統５に接続される。
【００１５】上記のように構成された電力変換装置にお
いて、コンバータ２に付与することが出来ると考えられ
る制御機能は、 (1)太陽電池１の最大出力制御機能、(2)コンバータ２の
出力側電圧制御機能 の２つである。電力変換装置として２つの制御機能は同
時に実現する必要があるが、コンバータ２の制御入力
は、トランジスタＴcのオンオフ信号（オン比率をＤと
する）１つだけであるから、２つの制御機能を同時に持
たせることは出来ない。そこで、(1)、(2)のどちらの機
能を持たせるのが良いかについて考察する。
いて、コンバータ２に付与することが出来ると考えられ
る制御機能は、 (1)太陽電池１の最大出力制御機能、(2)コンバータ２の
出力側電圧制御機能 の２つである。電力変換装置として２つの制御機能は同
時に実現する必要があるが、コンバータ２の制御入力
は、トランジスタＴcのオンオフ信号（オン比率をＤと
する）１つだけであるから、２つの制御機能を同時に持
たせることは出来ない。そこで、(1)、(2)のどちらの機
能を持たせるのが良いかについて考察する。
【００１６】準備として太陽電池１の特性（図２参照）
について述べる。太陽電池１の電圧ｅs−電流ｉs特性、
電圧ｅs−出力ｐs特性、および電圧ｅs−出力ｐsの電圧
微分ｄｐs／ｄｅs特性は、 で表される。ただし、Ｉph ：光電流 Ｉo ：逆方向飽和電流 ｑ ：電子電荷 ｋ ：ボルツマン定数 Ｔ ：太陽電池の絶対温度 図２は上記の関係を示したものである。図からわかるよ
うに太陽電池１は、 の点で最大出力を発生する。
について述べる。太陽電池１の電圧ｅs−電流ｉs特性、
電圧ｅs−出力ｐs特性、および電圧ｅs−出力ｐsの電圧
微分ｄｐs／ｄｅs特性は、 で表される。ただし、Ｉph ：光電流 Ｉo ：逆方向飽和電流 ｑ ：電子電荷 ｋ ：ボルツマン定数 Ｔ ：太陽電池の絶対温度 図２は上記の関係を示したものである。図からわかるよ
うに太陽電池１は、 の点で最大出力を発生する。
【００１７】この準備のもとで、まず(1)の機能を持た
せることが出来るかどうかについて考察する。トランジ
スタＴcのオン比率Ｄを大きくすると、電流ｉsは単純に
増加し、電圧ｅsは単純に降下する。このとき、出力の
電圧微分ｄｐs／ｄｅsは単純に増加する。従って、ｄｐ
s／ｄｅsの目標値を０としてｄｐs／ｄｅsをフィードバ
ックし、それらの偏差を増幅してｅs、さらに、ｉsの制
御を通して、トランジスタＴcのオン比率Ｄを制御すれ
ば(1)の制御が出来ると考えられる。
せることが出来るかどうかについて考察する。トランジ
スタＴcのオン比率Ｄを大きくすると、電流ｉsは単純に
増加し、電圧ｅsは単純に降下する。このとき、出力の
電圧微分ｄｐs／ｄｅsは単純に増加する。従って、ｄｐ
s／ｄｅsの目標値を０としてｄｐs／ｄｅsをフィードバ
ックし、それらの偏差を増幅してｅs、さらに、ｉsの制
御を通して、トランジスタＴcのオン比率Ｄを制御すれ
ば(1)の制御が出来ると考えられる。
【００１８】次に(2)の機能を持たせることが出来るか
どうかについて考察する。コンバータ２の出力である直
流電圧ｅdを上昇させようとするならば出力ｐsを増加さ
せ、逆に降下させようとするならば出力ｐsを減少させ
なければならない。前述のようにトランジスタＴcのオ
ン比率Ｄを大きくすると電圧ｅsは単純に降下する。と
ころが電圧ｅs−出力ｐsの関係は変曲点をもっているの
で、トランジスタＴcのオン比率Ｄで単純に出力ｐsは制
御出来ない。従って(2)の制御を行うには補償器を可変
構造としなければならず、(2)の制御は難しいと考えら
れる。以上よりコンバータ２では、従来の(2)の機能を
持たせるよりも(1)の機能を持たせるほうが容易に実現
できる。なお、(1)の機能を持たせる場合、コンバータ
２では、直流電圧ｅdを上げる機能は持っているが、そ
れを制御する機能は持っていない。
どうかについて考察する。コンバータ２の出力である直
流電圧ｅdを上昇させようとするならば出力ｐsを増加さ
せ、逆に降下させようとするならば出力ｐsを減少させ
なければならない。前述のようにトランジスタＴcのオ
ン比率Ｄを大きくすると電圧ｅsは単純に降下する。と
ころが電圧ｅs−出力ｐsの関係は変曲点をもっているの
で、トランジスタＴcのオン比率Ｄで単純に出力ｐsは制
御出来ない。従って(2)の制御を行うには補償器を可変
構造としなければならず、(2)の制御は難しいと考えら
れる。以上よりコンバータ２では、従来の(2)の機能を
持たせるよりも(1)の機能を持たせるほうが容易に実現
できる。なお、(1)の機能を持たせる場合、コンバータ
２では、直流電圧ｅdを上げる機能は持っているが、そ
れを制御する機能は持っていない。
【００１９】つぎにこの発明のインバータの機能につい
て説明する。上記のように構成されたインバータ３はそ
の交流側の電圧ｅaの振幅と位相を制御する機能をもっ
ている。この機能により直流電圧ｅdが所定値以上のと
きインバータ３の交流側電流ｉaの振幅と位相の制御が
出来、力率が１の正弦波電流を出力する機能を持たせる
ことができる。また、インバータ３の損失を無視する
と、その交流側と直流側の電力は等しいことと、単相商
用交流電源電圧が所定の許容範囲に入っていることを考
慮すると、インバータ３の交流側電流ｉaを制御するこ
とによってこれらの電力を制御することが出来、これに
より直流電圧ｅdを所定値に制御する機能を持たせるこ
とが出来る。なお、交流電源側の出力フィルタ４のコン
デンサＣaは、インバータ３が動作することによって発
生する高調波電流の通路を確保するためのもので、イン
バータ３の交流側電流ｉaと交流電源電流ｉoは、力率制
御の観点からは、 とみなせる。
て説明する。上記のように構成されたインバータ３はそ
の交流側の電圧ｅaの振幅と位相を制御する機能をもっ
ている。この機能により直流電圧ｅdが所定値以上のと
きインバータ３の交流側電流ｉaの振幅と位相の制御が
出来、力率が１の正弦波電流を出力する機能を持たせる
ことができる。また、インバータ３の損失を無視する
と、その交流側と直流側の電力は等しいことと、単相商
用交流電源電圧が所定の許容範囲に入っていることを考
慮すると、インバータ３の交流側電流ｉaを制御するこ
とによってこれらの電力を制御することが出来、これに
より直流電圧ｅdを所定値に制御する機能を持たせるこ
とが出来る。なお、交流電源側の出力フィルタ４のコン
デンサＣaは、インバータ３が動作することによって発
生する高調波電流の通路を確保するためのもので、イン
バータ３の交流側電流ｉaと交流電源電流ｉoは、力率制
御の観点からは、 とみなせる。
【００２０】結局、直流電圧ｅdを所定値に制御しイン
バータ３の交流側電流ｉaを力率１の正弦波にする制御
は、交流電流制御ループをマイナー制御ループに、直流
電圧制御ループをメイン制御ループとする単相フルブリ
ッジＰＷＭインバータの制御によって実現できる。
バータ３の交流側電流ｉaを力率１の正弦波にする制御
は、交流電流制御ループをマイナー制御ループに、直流
電圧制御ループをメイン制御ループとする単相フルブリ
ッジＰＷＭインバータの制御によって実現できる。
【００２１】つぎに、この発明のコンバータ２による最
大出力制御方法について説明する。コンバータ２による
最大出力制御方法を説明するに当たり、まずコンバータ
２を数式で表現する。
大出力制御方法について説明する。コンバータ２による
最大出力制御方法を説明するに当たり、まずコンバータ
２を数式で表現する。
【００２２】コンバータ２の制御入力は前述したように
トランジスタＴcのオンオフ信号（オン比率Ｄ）１つだ
けである。コンバータ２で出力電圧ｅdは制御しない
が、搬送波である三角波をｅd×ｆ（ｔ） （ｆ（ｔ）
は１−０で振る三角波）として状態平均化すると、トラ
ンジスタＴcのオンオフ制御によって、トランジスタＴc
部の電圧ｅTを に制御できる。この電圧がコンバータ２の制御入力にな
る。なお、コンバータ出力電流ｉT＝（１−Ｄ）・ｉcが
コンデンサＣdに流入するのでｅdはｉTの影響を受け
る。また、ｅdはインバータ３の直流側電流ｉdの影響も
受ける。
トランジスタＴcのオンオフ信号（オン比率Ｄ）１つだ
けである。コンバータ２で出力電圧ｅdは制御しない
が、搬送波である三角波をｅd×ｆ（ｔ） （ｆ（ｔ）
は１−０で振る三角波）として状態平均化すると、トラ
ンジスタＴcのオンオフ制御によって、トランジスタＴc
部の電圧ｅTを に制御できる。この電圧がコンバータ２の制御入力にな
る。なお、コンバータ出力電流ｉT＝（１−Ｄ）・ｉcが
コンデンサＣdに流入するのでｅdはｉTの影響を受け
る。また、ｅdはインバータ３の直流側電流ｉdの影響も
受ける。
【００２３】図１中のコンバータ２の部分についてはト
ランジスタＴcがオンの場合以下の関係式が成立する。
ランジスタＴcがオンの場合以下の関係式が成立する。
【数１】
【数２】
【００２４】また、トランジスタＴcがオフの場合以下
の関係式が成立する。
の関係式が成立する。
【数３】
【数４】
【００２５】オン比率をＤとして、オン、オフの状態を
状態平均化法で結びつけると、
状態平均化法で結びつけると、
【数５】
【数６】
となる。これを状態平均化状態方程式で表現すると
【数７】
となる。
【００２６】この式は、ｉs中にｅsを含んでいるから非
線形である。そこで線形化する。最大出力制御法を導出
することを目的としているから、ｄｐs／ｄｅs＝０の点
を平衡点とすると
線形である。そこで線形化する。最大出力制御法を導出
することを目的としているから、ｄｐs／ｄｅs＝０の点
を平衡点とすると
【数８】
ここで、
【数９】
である。
【００２７】線形化にあたって光量や温度の影響を受け
るＩph、Ｉoの変化や太陽電池１の絶対温度Ｔの変化は
制御系の変化に比べて遅く無視出来るものとしている。
るＩph、Ｉoの変化や太陽電池１の絶対温度Ｔの変化は
制御系の変化に比べて遅く無視出来るものとしている。
【００２８】つぎに（１３）、（１４）式において制御
入力であるｅTをどのように制御すれば最大出力制御出
来るかについて述べる。
入力であるｅTをどのように制御すれば最大出力制御出
来るかについて述べる。
【００２９】太陽電池１の出力を制御するには図２から
わかるようにｅsあるいはｉsを制御すればよい。ｅsは
状態変数であるがｉsはそうではないので、ｅsを制御す
ることによって太陽電池１の出力を制御することにす
る。太陽電池１の出力が最大になるのはｄｐs／ｄｅs＝
０のときであるので、目標値として０を採用し、それと
ｄｐs／ｄｅsの差を出力補償器を通し、電圧目標値ｅs
＊を（ｄｐs／ｄｅs−０）＞０のとき大きくなるように
生成する。そこで、ｅs＊と（１３）、（１４）式を関
連づける制御法について考える。
わかるようにｅsあるいはｉsを制御すればよい。ｅsは
状態変数であるがｉsはそうではないので、ｅsを制御す
ることによって太陽電池１の出力を制御することにす
る。太陽電池１の出力が最大になるのはｄｐs／ｄｅs＝
０のときであるので、目標値として０を採用し、それと
ｄｐs／ｄｅsの差を出力補償器を通し、電圧目標値ｅs
＊を（ｄｐs／ｄｅs−０）＞０のとき大きくなるように
生成する。そこで、ｅs＊と（１３）、（１４）式を関
連づける制御法について考える。
【００３０】(1)制御系を簡単にするため非干渉化補償
器を設ける。
器を設ける。
【００３１】(2)過電流によるトランジスタＴcの破損を
防ぐために電流目標値制限付きｉc補償器を設ける。
防ぐために電流目標値制限付きｉc補償器を設ける。
【００３２】(3)ｅsを制御するにはコンデンサＣfに流
れ込む電流（ｉs−ｉc）を制御すればよい。従って、ｅ
s補償器の出力は（ｉs−ｉc）＊であり とすればよい。ところがｉsはｅsと関数関係にあり制御
出来ないから、それをフィードフォワード補償して とし、ｉcを制御してｅsを制御する。
れ込む電流（ｉs−ｉc）を制御すればよい。従って、ｅ
s補償器の出力は（ｉs−ｉc）＊であり とすればよい。ところがｉsはｅsと関数関係にあり制御
出来ないから、それをフィードフォワード補償して とし、ｉcを制御してｅsを制御する。
【００３３】以上の制御を行うと
となる。（２０）式を（１３）式に代入すると
【数１０】
を得る。
【００３４】この式もｉsを含んでいるから非線形であ
る。そこでｄｐs／ｄｅs＝０の点を平衡点として線形化
すると
る。そこでｄｐs／ｄｅs＝０の点を平衡点として線形化
すると
【数１１】
を得る。ここでＡは（１５）式で表される。
【００３５】さて、（２２）式においてΔｅs＊を入力
としΔｅsを出力とする伝達関数は
としΔｅsを出力とする伝達関数は
【数１２】
で表される。これらの伝達関数の極はＫciとＫceによっ
て自由に変えられる。極はＡの変動の影響を受けて変動
するが、ＫciとＫceを適切に選べばそれは大きくはな
い。
て自由に変えられる。極はＡの変動の影響を受けて変動
するが、ＫciとＫceを適切に選べばそれは大きくはな
い。
【００３６】伝達関数が（２３）式で表される制御対象
に対して最大出力制御を行う。最大出力制御に用いるｄ
ｐs／ｄｅsは最大出力点を平衡点とする近傍で
に対して最大出力制御を行う。最大出力制御に用いるｄ
ｐs／ｄｅsは最大出力点を平衡点とする近傍で
【数１３】
で表される。ｄｐs／ｄｅsは
と変形出来る。この式をラプラス変換するとｓｐs／ｓ
ｅsとなるので（２３）、（２４）式から
ｅsとなるので（２３）、（２４）式から
【数１４】
が得られる。
【００３７】一方、前述したことから
とし、（ｄｐs／ｄｅs−０）の定常偏差が０になるよう
に と、Ｃe（ｓ）を比例積分要素にすると
に と、Ｃe（ｓ）を比例積分要素にすると
【数１５】
を得る。（２９）式から定常偏差が０で、かつ極を自由
に決定するのにＫpp＝０でよく、このときは、
に決定するのにＫpp＝０でよく、このときは、
【数１６】
が得られる。
【００３８】ここで、ｄｐs／ｄｅsの求め方について述
べる。インバータが単相であるので、インバータの直流
電力は商用周波数の２倍の周波数で脈動する。コンデン
サＣd、Ｃf、リアクトルＬcが有限であるので太陽電池
の出力もある程度脈動する。従って実際の制御系を構成
するとき、ｄｐs／ｄｅsを検出するために特別の信号を
注入する必要はない。ｄｐs／ｄｅsは前述したようにｓ
ｐs／ｓｅsに変形できる。連続系でこの値を求めるのは
簡単でないのでωaを電源角周波数とするとき、１／Ｔs
≒２０ωa程度に選び、 で代用することにする。
べる。インバータが単相であるので、インバータの直流
電力は商用周波数の２倍の周波数で脈動する。コンデン
サＣd、Ｃf、リアクトルＬcが有限であるので太陽電池
の出力もある程度脈動する。従って実際の制御系を構成
するとき、ｄｐs／ｄｅsを検出するために特別の信号を
注入する必要はない。ｄｐs／ｄｅsは前述したようにｓ
ｐs／ｓｅsに変形できる。連続系でこの値を求めるのは
簡単でないのでωaを電源角周波数とするとき、１／Ｔs
≒２０ωa程度に選び、 で代用することにする。
【００３９】（３０）式の一巡伝達関数は、
【数１７】
で表されるが、（３２）式の交差角周波数をωcとする
とき となるようにωcを選べば、（３０）式の一巡伝達関数
はほぼそのまま成り立つものと考えられる。
とき となるようにωcを選べば、（３０）式の一巡伝達関数
はほぼそのまま成り立つものと考えられる。
【００４０】図３は以上説明した内容のｄｐs／ｄｅs＝
０を平衡点とする平衡点近傍のブロック線図である。
０を平衡点とする平衡点近傍のブロック線図である。
【００４１】次に単相電圧型ＰＷＭインバータにて直流
電圧制御と交流電流の力率１制御を行う方法について説
明する。まず、インバータ３の制御法を説明するに当た
り、インバータ３を数式で表現する。
電圧制御と交流電流の力率１制御を行う方法について説
明する。まず、インバータ３の制御法を説明するに当た
り、インバータ３を数式で表現する。
【００４２】単相電圧型ＰＷＭインバータの出力電圧の
基本波は、直流電圧をｅd、搬送波である三角波をｅd／
２×ｆ1（ｔ）（ｆ1（ｔ）は±１で振る三角波）、トラ
ンジスタブリッジの一方の交流電圧目標値をｅa＊／
２、他方の交流電圧目標値を−ｅa＊／２とするとき、
ｅd≧ｅa＊、三角波の周波数≫ｅa＊の周波数であれ
ば、ｅa＊である。
基本波は、直流電圧をｅd、搬送波である三角波をｅd／
２×ｆ1（ｔ）（ｆ1（ｔ）は±１で振る三角波）、トラ
ンジスタブリッジの一方の交流電圧目標値をｅa＊／
２、他方の交流電圧目標値を−ｅa＊／２とするとき、
ｅd≧ｅa＊、三角波の周波数≫ｅa＊の周波数であれ
ば、ｅa＊である。
【００４３】インバータ３の出力電圧ｅaの中にはパル
ス幅変調に伴う高調波電圧が当然含まれているが、その
高調波電圧はリアクトルＬaにかかり、交流電流中の高
調波は抑制されるので、制御系の設計においては考慮し
ないものとする。即ち、制御系の設計においてはｅa＝
ｅa＊とする。（交流電源に並列に接続されているコン
デンサＣaは交流電源のインピーダンスが無視出来ない
程度にあるとき、インバータの出力電流中の高調波電流
を流す役目を果たすが、制御系の設計においてはこれも
考慮しないこととする。）
ス幅変調に伴う高調波電圧が当然含まれているが、その
高調波電圧はリアクトルＬaにかかり、交流電流中の高
調波は抑制されるので、制御系の設計においては考慮し
ないものとする。即ち、制御系の設計においてはｅa＝
ｅa＊とする。（交流電源に並列に接続されているコン
デンサＣaは交流電源のインピーダンスが無視出来ない
程度にあるとき、インバータの出力電流中の高調波電流
を流す役目を果たすが、制御系の設計においてはこれも
考慮しないこととする。）
【００４４】インバータ３の交流側においては出力電圧
をｅa、出力電流をｉa、商用電力系統の電源電圧をｖa
とすると が成立する。また、直流側においてはコンバータ出力電
流を（１−Ｄ）ｉc＝ｉT、インバータ直流電流をｉd、
コンデンサＣdの直流電圧をｅdとすると が成立する。
をｅa、出力電流をｉa、商用電力系統の電源電圧をｖa
とすると が成立する。また、直流側においてはコンバータ出力電
流を（１−Ｄ）ｉc＝ｉT、インバータ直流電流をｉd、
コンデンサＣdの直流電圧をｅdとすると が成立する。
【００４５】さらに、交流側と直流側の間には、単相フ
ルブリッジＰＷＭインバータ中での損失を無視すると が成立する。（３６）式があるので非線形系である。
ルブリッジＰＷＭインバータ中での損失を無視すると が成立する。（３６）式があるので非線形系である。
【００４６】次に制御法について説明する。（３４）〜
（３６）式でｉaの力率１の制御法とｅdの大きさの制御
法を導出する。
（３６）式でｉaの力率１の制御法とｅdの大きさの制御
法を導出する。
【００４７】まず、ｉaの力率１の制御法を導出する。
ｖaは商用電力系統の電源電圧で である。ここで、θ＝ωa・ｔでωaは交流電源の角周波
数である。力率１にするため，ｉaの指令ｉa＊は とする。ただし、Ｉa＊は時間関数である。
ｖaは商用電力系統の電源電圧で である。ここで、θ＝ωa・ｔでωaは交流電源の角周波
数である。力率１にするため，ｉaの指令ｉa＊は とする。ただし、Ｉa＊は時間関数である。
【００４８】これに対してフィードフォワード制御して
とすれば（３８）式の電流が流れることになるが、ｖa
に検出誤差があること、Ｌaにモデル誤差が生じるこ
と、実用的には微分が出来ないことを考慮して、フィー
ドバック制御と併用することにし、 とする。（３４）、（４０）および（４１）式より となる。
に検出誤差があること、Ｌaにモデル誤差が生じるこ
と、実用的には微分が出来ないことを考慮して、フィー
ドバック制御と併用することにし、 とする。（３４）、（４０）および（４１）式より となる。
【００４９】Ｉa＊が時間関数であるので、（４２）は
非線形であり、ｉaについて解くことは困難である。し
かし、Ｉa＊の変化のタイミングをθ＝０，２π，４
π，・・・（sinθ＝０）の点に限れば、その他の時刻
ではＩa＊が一定であるから（これはＩa＊を離散的に扱
っていることを意味する。交流電流に直流分が含まれな
いようにするためにこの制御は有効である。）所定の期
間毎にラプラス変換が可能で
非線形であり、ｉaについて解くことは困難である。し
かし、Ｉa＊の変化のタイミングをθ＝０，２π，４
π，・・・（sinθ＝０）の点に限れば、その他の時刻
ではＩa＊が一定であるから（これはＩa＊を離散的に扱
っていることを意味する。交流電流に直流分が含まれな
いようにするためにこの制御は有効である。）所定の期
間毎にラプラス変換が可能で
【数１８】
となり
が成立し、力率１の制御ができる。（後述するようにｅ
dを制御する場合もＩa＊を離散的に扱った方が好都合で
ある。）
dを制御する場合もＩa＊を離散的に扱った方が好都合で
ある。）
【００５０】次に、ｅdの制御法について述べる。（３
５）式より ここで、ｉTはコンバータから流入する電流で、ｅd制御
においては外乱であり、ｅdはｉdで制御する。ところで
ｉdは（３６）式より であるから、定常状態でも脈動する。
５）式より ここで、ｉTはコンバータから流入する電流で、ｅd制御
においては外乱であり、ｅdはｉdで制御する。ところで
ｉdは（３６）式より であるから、定常状態でも脈動する。
【００５１】ｉTは外乱といってもコンバータで制御出
来ないわけではないが、ｅdを一定にするために、ｉdに
合わせて脈動させていては太陽電池１に流れる電流も大
きく脈動することになり、最大出力制御の点で好ましく
ない。そこで、ｅdは定常状態で脈動してもよいことと
する。制御したいものはｅdの直流分である。
来ないわけではないが、ｅdを一定にするために、ｉdに
合わせて脈動させていては太陽電池１に流れる電流も大
きく脈動することになり、最大出力制御の点で好ましく
ない。そこで、ｅdは定常状態で脈動してもよいことと
する。制御したいものはｅdの直流分である。
【００５２】つぎに脈動について述べる。ｉaが（４
４）式で表されるので（３４）式からｅaは で表される。従って、ｅa・ｉaは
４）式で表されるので（３４）式からｅaは で表される。従って、ｅa・ｉaは
【数１９】
で表される。
【００５３】この式から分かるようにコンデンサＣdか
ら流出する電力は、直流分 ＶaＩa／２と交流分
ら流出する電力は、直流分 ＶaＩa／２と交流分
【数２０】
とに分けて考えることができる。この交流分によって生
じるｅdおよびｉdの脈動はπ／ωaの周期で元に戻る
（ｅdの脈動がどの程度になるかはＣdの値による）。
じるｅdおよびｉdの脈動はπ／ωaの周期で元に戻る
（ｅdの脈動がどの程度になるかはＣdの値による）。
【００５４】従って、ｅdの直流分はＶaＩa／２で制御
できる。Ｖaは大体所定の範囲に入っていること、およ
び電源電圧であって操作できるものではなく制御対象の
パラメータとして扱うべきものであることを考えると、
結局、ｅdの直流分を制御するためにはＩaを制御すれば
良いことになる。ｅdの直流分を制御する観点からいえ
ば、Ｉa＊はπ／ωaの周期毎に変えてよいが、前述した
ようにｉaに直流分が含まれないようにするために、θ
＝０のとき、即ち、２π／ωa毎に変えるものとする。
できる。Ｖaは大体所定の範囲に入っていること、およ
び電源電圧であって操作できるものではなく制御対象の
パラメータとして扱うべきものであることを考えると、
結局、ｅdの直流分を制御するためにはＩaを制御すれば
良いことになる。ｅdの直流分を制御する観点からいえ
ば、Ｉa＊はπ／ωaの周期毎に変えてよいが、前述した
ようにｉaに直流分が含まれないようにするために、θ
＝０のとき、即ち、２π／ωa毎に変えるものとする。
【００５５】ｅdの直流分を制御する観点から制御法を
整理すると (1)Ｉa＊’はｅdの補償器の出力で
整理すると (1)Ｉa＊’はｅdの補償器の出力で
【数２１】
である。Ｔvはｅdのπ／ωaの周期の脈動を遮断するよ
うに、Ｔv≫π／ωaになるように選ぶ。
うに、Ｔv≫π／ωaになるように選ぶ。
【００５６】(2)Ｉa＊’はθ＝０毎にサンプリングさ
れ、零次ホールドされ、Ｉa＊になる。以上(1)、(2)に
より目標電流制御手段を構成する。
れ、零次ホールドされ、Ｉa＊になる。以上(1)、(2)に
より目標電流制御手段を構成する。
【００５７】(3)Ｉa＊はｉa制御系の目標値にも使う。
ＩaはＩa＊に等しくなる。
ＩaはＩa＊に等しくなる。
【００５８】(4)このときのｅd制御系のブロック線図を
図４に示す。図中に１／ｅdが含まれるのでこの図は非
線形である。Ｖa／２はゲインと考えればよい。非線形
系は線形系に近似して制御系を考えるのが一般的であ
る。ｅdの平衡点ｅd0はｅd補償器に積分要素が含まれて
いるのでｅd＊と等しいと考えられ、１／ｅdは と近似できる。ここでΔｅdは交流的変動分を表してい
るのではなく、ｅdの直流的変動分を表している。Ｉa＊
の平衡点Ｉa0＊は、太陽電池１からコンバータ２を通し
てコンデンサＣdに流入する電流の平衡点をＩT0（最大
出力制御をしているのでｅd＊・ＩT0が最大出力に相当
する。）とすると であり となる。以上のことを考慮すると平衡点近傍のブロック
線図として図５が得られる。
図４に示す。図中に１／ｅdが含まれるのでこの図は非
線形である。Ｖa／２はゲインと考えればよい。非線形
系は線形系に近似して制御系を考えるのが一般的であ
る。ｅdの平衡点ｅd0はｅd補償器に積分要素が含まれて
いるのでｅd＊と等しいと考えられ、１／ｅdは と近似できる。ここでΔｅdは交流的変動分を表してい
るのではなく、ｅdの直流的変動分を表している。Ｉa＊
の平衡点Ｉa0＊は、太陽電池１からコンバータ２を通し
てコンデンサＣdに流入する電流の平衡点をＩT0（最大
出力制御をしているのでｅd＊・ＩT0が最大出力に相当
する。）とすると であり となる。以上のことを考慮すると平衡点近傍のブロック
線図として図５が得られる。
【００５９】(5)制御系設計を簡単化するために、図５
においてサンプリングおよび零次ホールドを除いた一巡
伝達関数Ｇovを
においてサンプリングおよび零次ホールドを除いた一巡
伝達関数Ｇovを
【数２２】
この交差角周波数ωovを
とする。この条件下ではｅd制御系の閉ループ伝達関数
Δｅd／Δｅd＊は
Δｅd／Δｅd＊は
【数２３】
となり、Ｔv、ＫpvおよびＫivで自由に極を配置出来
る。
る。
【００６０】次に以上述べた制御方法を用いた電力変換
装置の一実施例とその特性を説明する。図６は、この発
明の一実施例を示す電力変換装置で、１〜５は図１に示
した主回路と全く同じである。６は太陽電池１の出力電
流ｉsと出力電圧ｅsよりｄｐs／ｄｅsを求める微分演算
手段である。７は最大出力制御を行うための補償器であ
るコンバータ出力電流制御手段で、その構成および動作
は前述した通りである。
装置の一実施例とその特性を説明する。図６は、この発
明の一実施例を示す電力変換装置で、１〜５は図１に示
した主回路と全く同じである。６は太陽電池１の出力電
流ｉsと出力電圧ｅsよりｄｐs／ｄｅsを求める微分演算
手段である。７は最大出力制御を行うための補償器であ
るコンバータ出力電流制御手段で、その構成および動作
は前述した通りである。
【００６１】また、１２は、コンバータ２の出力電圧ｅ
dとその目標値ｅd＊とｅdの補償器である出力電流制御
器より得られたＩa＊’をサンプルホールドしてＩa＊を
得る目標電流演算手段で、１３はインバータ３の出力電
流とインバータ３の入力電圧ｅdを制御するためのイン
バータ出力電流制御手段である補償器でその構成および
動作は前述した通りである。１４は三角関数発生器で商
用交流電源５に同期したsin（θ）とcos（θ）を発生す
る。
dとその目標値ｅd＊とｅdの補償器である出力電流制御
器より得られたＩa＊’をサンプルホールドしてＩa＊を
得る目標電流演算手段で、１３はインバータ３の出力電
流とインバータ３の入力電圧ｅdを制御するためのイン
バータ出力電流制御手段である補償器でその構成および
動作は前述した通りである。１４は三角関数発生器で商
用交流電源５に同期したsin（θ）とcos（θ）を発生す
る。
【００６２】以上の電力変換装置にて、主回路部品の定
数を Ｃf＝４７０μＦ Ｌc＝１ｍＨ Ｃd＝６×４７０μＦ Ｌa＝２×６８０μＨ ｖa＝２８２sin（ωｔ） ｆ＝６０Ｈｚ ｆc＝１２ｋＨｚ とし、制御パラメータを Ｋpi＝６４２．５ Ｋce＝０．５７７４ Ｋci＝１．７５０ Ｔv＝０．０１０４ Ｋpv＝０．４５３０ Ｋiv＝９．１０９ Ｋai＝１．３６０ とする。
数を Ｃf＝４７０μＦ Ｌc＝１ｍＨ Ｃd＝６×４７０μＦ Ｌa＝２×６８０μＨ ｖa＝２８２sin（ωｔ） ｆ＝６０Ｈｚ ｆc＝１２ｋＨｚ とし、制御パラメータを Ｋpi＝６４２．５ Ｋce＝０．５７７４ Ｋci＝１．７５０ Ｔv＝０．０１０４ Ｋpv＝０．４５３０ Ｋiv＝９．１０９ Ｋai＝１．３６０ とする。
【００６３】図７および図８は上記電力変換装置にて制
御した場合の各出力電圧、電流等の波形を示す。図より
非常に良好な結果が得られたことがわかる。
御した場合の各出力電圧、電流等の波形を示す。図より
非常に良好な結果が得られたことがわかる。
【００６４】
【発明の効果】コンバータより出力する電流を直流電源
の出力電力最大点にて動作するように制御し、前記イン
バータにてコンバータの出力である直流電圧と系統に出
力する交流電流を制御するようにしたものであるので、
コンバータの出力電圧の制御や直流電源の出力電力最大
点で動作させる制御を簡単にしかも安定に行える装置を
得ることができる。
の出力電力最大点にて動作するように制御し、前記イン
バータにてコンバータの出力である直流電圧と系統に出
力する交流電流を制御するようにしたものであるので、
コンバータの出力電圧の制御や直流電源の出力電力最大
点で動作させる制御を簡単にしかも安定に行える装置を
得ることができる。
【００６５】コンバータにて直流電源の出力電圧ｅsお
よび出力電流ｉsを検出して、その電圧ｅs、電流ｉsよ
り太陽電池の出力電力ｐsを演算し、その出力電力ｐsを
出力電流ｉsで微分した値（ｄｐs／ｄｅs）を演算する
微分演算手段、および（ｄｐs／ｄｅs）の目標値を０と
してコンバータの出力電流を制御するコンバータ出力電
流制御手段を備えたものであるので、太陽電池の出力電
力最大点で動作させる制御を簡単にしかも安定に行うこ
とができる。
よび出力電流ｉsを検出して、その電圧ｅs、電流ｉsよ
り太陽電池の出力電力ｐsを演算し、その出力電力ｐsを
出力電流ｉsで微分した値（ｄｐs／ｄｅs）を演算する
微分演算手段、および（ｄｐs／ｄｅs）の目標値を０と
してコンバータの出力電流を制御するコンバータ出力電
流制御手段を備えたものであるので、太陽電池の出力電
力最大点で動作させる制御を簡単にしかも安定に行うこ
とができる。
【００６６】微分演算手段を（ｄｐs／ｄｅs）をラプラ
ス変換した （ｓｐs／ｓｅs）を、太陽電池出力に含ま
れる商用電源周波数成分の微少な変動より （ただし、（１／Ｔs）は商用電源の角周波数）により
求めるようにしたものであるので、微分演算結果が簡単
に得られることができる。
ス変換した （ｓｐs／ｓｅs）を、太陽電池出力に含ま
れる商用電源周波数成分の微少な変動より （ただし、（１／Ｔs）は商用電源の角周波数）により
求めるようにしたものであるので、微分演算結果が簡単
に得られることができる。
【００６７】コンバータの出力である直流電圧ｅdとそ
の目標値ｅd＊を所定値として出力電流制御器にて求め
たインバータの出力電流指令を、商用電源の所定位相に
てサンプルホールドして出力電流の目標値Ｉa＊を求め
る目標電流演算手段とインバータ出力電圧ｅaを ｅa＝ｅa’＋ωaＬaＩa＊・cosθ＋Ｖa ｅa’＝Ｋai（Ｉa＊・sinθ−ｉs） ただし、ωs ：電源周波数 Ｌa ：連係リアクタ Ｖa ：商用電源電圧 Ｋai：制御ゲイン ｉa ：出力電流 により制御するインバータ出力電流制御手段を備えたも
のであるで、交流電流に直流分が含まれないようにイン
バータ出力電流を安定に制御できるとともにコンバータ
の出力である直流電圧ｅdを安定に所定範囲内に制御で
きる。
の目標値ｅd＊を所定値として出力電流制御器にて求め
たインバータの出力電流指令を、商用電源の所定位相に
てサンプルホールドして出力電流の目標値Ｉa＊を求め
る目標電流演算手段とインバータ出力電圧ｅaを ｅa＝ｅa’＋ωaＬaＩa＊・cosθ＋Ｖa ｅa’＝Ｋai（Ｉa＊・sinθ−ｉs） ただし、ωs ：電源周波数 Ｌa ：連係リアクタ Ｖa ：商用電源電圧 Ｋai：制御ゲイン ｉa ：出力電流 により制御するインバータ出力電流制御手段を備えたも
のであるで、交流電流に直流分が含まれないようにイン
バータ出力電流を安定に制御できるとともにコンバータ
の出力である直流電圧ｅdを安定に所定範囲内に制御で
きる。
【図１】 この発明の電力変換装置の一実施例を示す電
力変換装置の主回路構成図である。
力変換装置の主回路構成図である。
【図２】 太陽電池の特性を示したものである。
【図３】 この発明の電力変換装置の一実施例を示す電
力変換装置のコンバータの最大電力制御系のｄｐs／ｄ
ｅs＝０を平衡点とする平衡点近傍のブロック線図であ
る。
力変換装置のコンバータの最大電力制御系のｄｐs／ｄ
ｅs＝０を平衡点とする平衡点近傍のブロック線図であ
る。
【図４】 この発明の電力変換装置の一実施例を示す電
力変換装置のインバータの直流電圧制御系のブロック線
図である。
力変換装置のインバータの直流電圧制御系のブロック線
図である。
【図５】 この発明の電力変換装置の一実施例を示す電
力変換装置のインバータの平衡点近傍の直流電圧制御系
のブロック線図である。
力変換装置のインバータの平衡点近傍の直流電圧制御系
のブロック線図である。
【図６】 この発明の電力変換装置の一実施例を示す電
力変換装置の回路図および制御ブロック図である。
力変換装置の回路図および制御ブロック図である。
【図７】 この発明の電力変換装置の一実施例の電力変
換装置にて制御を行ったときの波形図である。
換装置にて制御を行ったときの波形図である。
【図８】 この発明の電力変換装置の一実施例の電力変
換装置にて制御を行ったときの波形図である。
換装置にて制御を行ったときの波形図である。
１ 太陽電池
２ コンバータ
３ インバータ
５ 商用電力系統
６ 微分演算手段
７ コンバータ出力電流制御手段
１２ 目標電流演算手段
１３ インバータ出力電流制御手段
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０２Ｎ 6/00 Ｈ０２Ｎ 6/00
(56)参考文献 特開 昭62−154121（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−253451（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−336910（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−36556（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−33976（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−69469（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−21362（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−59611（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G05F 1/67
H02J 3/38
H02M 3/155
H02M 7/48
H02N 6/00
Claims (4)
- 【請求項１】電圧と電流の積が最大になる点が唯一決ま
るような特性を有する直流電源の直流電力を昇圧するコ
ンバータと、 前記直流電源が最大出力を出力する 出力電力最大点で前
記コンバータから電流を出力するように制御するコンバ
ータ出力電流制御手段と、前記コンバータの出力である直流電力を 交流に変換して
交流電力系統と連系するインバータと、 前記交流電力系統 に出力する交流電流により、前記コン
バータの直流電圧を所定値になるように制御するインバ
ータ出力電流制御手段とを備える電力変換装置。 - 【請求項２】コンバータは、直流電源の出力電圧ｅsお
よび出力電流ｉsを検出して、その電圧ｅs、電流ｉsよ
り直流電源の出力電力ｐsを演算し、その出力電力ｐsを
出力電流ｉsで微分した値（ｄｐs／ｄｅs）を演算する
微分演算手段、および（ｄｐs／ｄｅs）の目標値を０と
してコンバータの出力電流を制御するコンバータ出力電
流制御手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の
電力変換装置。 - 【請求項３】微分演算手段は、（ｄｐs／ｄｅs）をラプ
ラス変換した（ｓｐs／ｓｅs）を、直流電源出力に含ま
れる商用電源周波数成分の微少な変動より （ただし、（１／Ｔs）は商用電源の角周波数）により
求めることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装
置。 - 【請求項４】インバータは、コンバータの出力である直
流電圧ｅdとその目標値ｅd＊を所定値として出力電流制
御器にて求めたインバータの出力電流指令Ｉa＊’を、
商用電源の所定位相にてサンプルホールドして出力電流
の目標値Ｉa＊を求める目標電流演算手段と、インバー
タ出力電圧ｅaを ｅa＝ｅa’＋ωaＬaＩa＊・cosθ＋Ｖa ｅa’＝Ｋai（Ｉa＊・sinθ−ｉs） ただし、ωs ：電源周波数 Ｌa ：連係リアクタ Ｖa ：商用電源電圧 Ｋai ：制御ゲイン ｉa ：出力電流 により制御するインバータ出力電流制御手段を備えたこ
とを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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