JP3517528B2 - 差動−シングルエンデッド型オーディオ・バス中継装置 - Google Patents
差動−シングルエンデッド型オーディオ・バス中継装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
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- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、一般的に言えば
オーディオ／ビデオ相互接続システムに関し、特に、そ
の様なシステムで使用するのに適したオーディオ差動型
バスの中継器（ｒｅｃｅｉｖｅｒ）に関するものであ
る。
オーディオ／ビデオ相互接続システムに関し、特に、そ
の様なシステムで使用するのに適したオーディオ差動型
バスの中継器（ｒｅｃｅｉｖｅｒ）に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】バスで方向付けされる両方向オーディオ
／ビデオ相互接続システムは良く知られており、例え
ば、ビデオテープレコーダ、ビデオディスクプレーヤ、
テレビジョンチューナ、ビデオカメラ、ビデオモニタそ
の他類似機器のようなコンポーネント・オーディオ／ビ
デオ装置の相互接続に使用されている。典型的なシステ
ムにおいては、制御信号、オーディオ信号およびビデオ
信号を含んでいる共通バスが、種々の装置間に鎖状（デ
ィジー・チエーン状）に接続され、かつそれに接続され
ているすべてのオーディオ／ビデオユニットによって、
いわば共用（ｓｈａｒｅ）されるように３状態駆動器に
よって駆動されるようになっている。その様なシステム
は、例えば、１９８６年４月８日付でベイヤーズ・ジュ
ニア（Ｂｅｙｅｒｓ，Ｊｒ）氏に付与された米国特許第
４，５８１，６４５号「切換式分散配置型コンポーネン
ト・オーディオ／ビデオ・システム」に開示されてい
る。
／ビデオ相互接続システムは良く知られており、例え
ば、ビデオテープレコーダ、ビデオディスクプレーヤ、
テレビジョンチューナ、ビデオカメラ、ビデオモニタそ
の他類似機器のようなコンポーネント・オーディオ／ビ
デオ装置の相互接続に使用されている。典型的なシステ
ムにおいては、制御信号、オーディオ信号およびビデオ
信号を含んでいる共通バスが、種々の装置間に鎖状（デ
ィジー・チエーン状）に接続され、かつそれに接続され
ているすべてのオーディオ／ビデオユニットによって、
いわば共用（ｓｈａｒｅ）されるように３状態駆動器に
よって駆動されるようになっている。その様なシステム
は、例えば、１９８６年４月８日付でベイヤーズ・ジュ
ニア（Ｂｅｙｅｒｓ，Ｊｒ）氏に付与された米国特許第
４，５８１，６４５号「切換式分散配置型コンポーネン
ト・オーディオ／ビデオ・システム」に開示されてい
る。
【０００３】最近、米国電気工業会（Ｕ．Ｓ．Ｅｌｅｃ
ｔｒｉｃａｌ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ Ａｓｓｏｃｉａ
ｔｉｏｎ（ＥＩＡ））によって、テレビジョン装置用の
オーディオ、ビデオおよび制御各部の相互接続に関する
標準化が検討されている。その検討中の標準の一つとし
て、オーディオおよびビデオの相互接続に、３状態平衡
線駆動器によって駆動される撚り線対ケーブルを使用す
ることが提案されている。各装置はこのバスに鎖状に接
続されており、そのバスは、最初の装置と最後の装置と
において１２０オームの負荷によって、およびブリッジ
（ｂｒｉｄｇｉｎｇ）動作用に接続された入力を有する
比較的高い高インピーダンスの中間装置によって、終端
されている。その様なシステムの一例は、ホワイト（Ｗ
ｈｉｔｅ）氏他により１９９４年８月８日付出願の米国
特許出願第０８／２９４，１４６号「３状態ビデオ差動
駆動器」に開示されている。
ｔｒｉｃａｌ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ Ａｓｓｏｃｉａ
ｔｉｏｎ（ＥＩＡ））によって、テレビジョン装置用の
オーディオ、ビデオおよび制御各部の相互接続に関する
標準化が検討されている。その検討中の標準の一つとし
て、オーディオおよびビデオの相互接続に、３状態平衡
線駆動器によって駆動される撚り線対ケーブルを使用す
ることが提案されている。各装置はこのバスに鎖状に接
続されており、そのバスは、最初の装置と最後の装置と
において１２０オームの負荷によって、およびブリッジ
（ｂｒｉｄｇｉｎｇ）動作用に接続された入力を有する
比較的高い高インピーダンスの中間装置によって、終端
されている。その様なシステムの一例は、ホワイト（Ｗ
ｈｉｔｅ）氏他により１９９４年８月８日付出願の米国
特許出願第０８／２９４，１４６号「３状態ビデオ差動
駆動器」に開示されている。
【０００４】上記の提案におけるオーディオ・バス中継
器部の重要なパラメータには、（ｉ）バスのオーディオ
差動信号レベルが２．０ボルトＲＭＳ（±２０％）、
（ii）バス中継器の共通モード範囲が５．０ボルト（±
ＤＣ２．０ボルト）、(iii) （中継器の装置がオンまた
はオフ時の）最小入力インピーダンスが、差動、ＤＣ−
２０ＫＨｚで３Ｋオーム、または共通モードに対し１．
５Ｋオーム、および（iv）共通モード排除比が６０ｄＢ
であることがある。
器部の重要なパラメータには、（ｉ）バスのオーディオ
差動信号レベルが２．０ボルトＲＭＳ（±２０％）、
（ii）バス中継器の共通モード範囲が５．０ボルト（±
ＤＣ２．０ボルト）、(iii) （中継器の装置がオンまた
はオフ時の）最小入力インピーダンスが、差動、ＤＣ−
２０ＫＨｚで３Ｋオーム、または共通モードに対し１．
５Ｋオーム、および（iv）共通モード排除比が６０ｄＢ
であることがある。
【０００５】これらの要求を満たすには、待機電源（ｓ
ｔａｎｄｂｙ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ）または精密
減衰回路を設けて（電源オフ（ｐｏｗｅｒ ｄｏｗｎ）
状態でバスの所要の分離を行い）、また利得および共通
モードに関する要求を満足させかつシングル・エンデッ
ト型−差動型の変換を行うために帰還制御型演算増幅器
を選択するという様な、従来の技術を使用することを考
えるであろう。しかし、その様な従来技術を組合せる方
法を採用すると、ＶＣＲ（ビデオ・テープ・レコーダ）
やテレビジョン受像機のような大量生産型の大衆製品用
に使用するには、その中継器の構造が全体として非常に
高価になると共に複雑化することになる。
ｔａｎｄｂｙ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ）または精密
減衰回路を設けて（電源オフ（ｐｏｗｅｒ ｄｏｗｎ）
状態でバスの所要の分離を行い）、また利得および共通
モードに関する要求を満足させかつシングル・エンデッ
ト型−差動型の変換を行うために帰還制御型演算増幅器
を選択するという様な、従来の技術を使用することを考
えるであろう。しかし、その様な従来技術を組合せる方
法を採用すると、ＶＣＲ（ビデオ・テープ・レコーダ）
やテレビジョン受像機のような大量生産型の大衆製品用
に使用するには、その中継器の構造が全体として非常に
高価になると共に複雑化することになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】待機電源、精密回路ま
たは帰還制御型演算増幅器の使用を必要としない、簡単
化されたバス中継器（ｂｕｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）の必
要性が生じた。この発明は、このような必要性に応える
ものである。
たは帰還制御型演算増幅器の使用を必要としない、簡単
化されたバス中継器（ｂｕｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）の必
要性が生じた。この発明は、このような必要性に応える
ものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明を具体化した差
動−シングルエンデッド型オーディオ・バス中継装置
（ｂｕｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ａｐｐａｒａｔｕｓ）
は、一対のバイポーラ・トランジスタを有し、それら各
トランジスタの、ベースはそれぞれ抵抗を介してバス中
継器の各入力端子に結合され、エミッタは各電流源にダ
イオード結合され、またコレクタはそれぞれ負荷抵抗を
介して基準電位源に結合されている。この両エミッタ
は、利得制御抵抗を介して互いに結合されており、両コ
レクタは差動増幅器を介して出力端子に結合されてい
る。
動−シングルエンデッド型オーディオ・バス中継装置
（ｂｕｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ａｐｐａｒａｔｕｓ）
は、一対のバイポーラ・トランジスタを有し、それら各
トランジスタの、ベースはそれぞれ抵抗を介してバス中
継器の各入力端子に結合され、エミッタは各電流源にダ
イオード結合され、またコレクタはそれぞれ負荷抵抗を
介して基準電位源に結合されている。この両エミッタ
は、利得制御抵抗を介して互いに結合されており、両コ
レクタは差動増幅器を介して出力端子に結合されてい
る。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照してこの発明の
上記およびその他の諸特徴を説明する。なお各図を通じ
同等の素子には同様な参照符号を付けて示してある。図
１に示すバス中継器（ｂｕｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）は、
第１と第２のＰＮＰトランジスタＱ１とＱ２を持ってい
る。第１の入力抵抗Ｒ１と第２の入力抵抗Ｒ２があっ
て、第１の入力抵抗Ｒ１は第１の信号入力端子１と第１
のＰＮＰトランジスタＱ１のベース電極との間に、また
第２の入力抵抗Ｒ２は第２の信号入力端子２と第２のＰ
ＮＰトランジスタＱ２のベース電極との間に、それぞれ
接続されている。
上記およびその他の諸特徴を説明する。なお各図を通じ
同等の素子には同様な参照符号を付けて示してある。図
１に示すバス中継器（ｂｕｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）は、
第１と第２のＰＮＰトランジスタＱ１とＱ２を持ってい
る。第１の入力抵抗Ｒ１と第２の入力抵抗Ｒ２があっ
て、第１の入力抵抗Ｒ１は第１の信号入力端子１と第１
のＰＮＰトランジスタＱ１のベース電極との間に、また
第２の入力抵抗Ｒ２は第２の信号入力端子２と第２のＰ
ＮＰトランジスタＱ２のベース電極との間に、それぞれ
接続されている。
【０００９】第１と第２の定電流源１６と２０（それぞ
れ破線枠で示す）が設けられていて、第１の定電流源１
６の出力１８は第１のＰＮダイオードＣＲ１を介して、
第１のＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ電極に、また
第２の定電流源２０の出力２２は第２のＰＮダイオード
ＣＲ２を介して第２のＰＮＰトランジスタＱ２のエミッ
タ電極に結合されている。第１と第２のＰＮＰトランジ
スタＱ１とＱ２の各コレクタ電極と、図に接地点として
示した基準電位源１４との間には、それぞれ第１のコレ
クタ負荷抵抗Ｒ７と第２のコレクタ負荷抵抗Ｒ８とが結
合されている。また、第１と第２のトランジスタＱ１と
Ｑ２のエミッタ電極相互間にはエミッタ負荷抵抗Ｒ５が
結合されている。
れ破線枠で示す）が設けられていて、第１の定電流源１
６の出力１８は第１のＰＮダイオードＣＲ１を介して、
第１のＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ電極に、また
第２の定電流源２０の出力２２は第２のＰＮダイオード
ＣＲ２を介して第２のＰＮＰトランジスタＱ２のエミッ
タ電極に結合されている。第１と第２のＰＮＰトランジ
スタＱ１とＱ２の各コレクタ電極と、図に接地点として
示した基準電位源１４との間には、それぞれ第１のコレ
クタ負荷抵抗Ｒ７と第２のコレクタ負荷抵抗Ｒ８とが結
合されている。また、第１と第２のトランジスタＱ１と
Ｑ２のエミッタ電極相互間にはエミッタ負荷抵抗Ｒ５が
結合されている。
【００１０】第１のトランジスタＱ１のコレクタ電極と
第２のトランジスタＱ２のコレクタ電極とにそれぞれ接
続された第１の入力端子２４と第２の入力端子２６とを
有する差動増幅器３０（破線枠で示す）が設けられてい
て、その出力端子２８にシングルエンデッド出力信号を
生成する。
第２のトランジスタＱ２のコレクタ電極とにそれぞれ接
続された第１の入力端子２４と第２の入力端子２６とを
有する差動増幅器３０（破線枠で示す）が設けられてい
て、その出力端子２８にシングルエンデッド出力信号を
生成する。
【００１１】比較的低い入力オフセット電圧を有する形
式の差動増幅器の場合には、入力トランジスタＱ１とＱ
２のコレクタ負荷抵抗Ｒ７とＲ８の値は実質的に等しく
選び、入力トランジスタＱ１とＱ２のコレクタ負荷電路
にオフセット電圧を導入する必要はない。
式の差動増幅器の場合には、入力トランジスタＱ１とＱ
２のコレクタ負荷抵抗Ｒ７とＲ８の値は実質的に等しく
選び、入力トランジスタＱ１とＱ２のコレクタ負荷電路
にオフセット電圧を導入する必要はない。
【００１２】増幅器３０として使用する図示の差動増幅
器は１個のバイポーラ・トランジスタＱ７を有し、或る
入力電圧オフセットを必要とするものである。このＤＣ
オフセットは、入力トランジスタＱ１の負荷抵抗Ｒ７と
直列に接続された２個のダイオードＣＲ３とＣＲ４の接
続体によって与えられる。抵抗Ｒ７としては、コレクタ
負荷抵抗Ｒ８よりも僅かに小さな抵抗値を有するものが
選ばれている。これらの調整によって、差動−シングル
エンデッド型（すなわち、非差動型）変換を行うため
の、１個のＮＰＮトランジスタを使用した差動増幅器３
０の入力オフセットが補償される。
器は１個のバイポーラ・トランジスタＱ７を有し、或る
入力電圧オフセットを必要とするものである。このＤＣ
オフセットは、入力トランジスタＱ１の負荷抵抗Ｒ７と
直列に接続された２個のダイオードＣＲ３とＣＲ４の接
続体によって与えられる。抵抗Ｒ７としては、コレクタ
負荷抵抗Ｒ８よりも僅かに小さな抵抗値を有するものが
選ばれている。これらの調整によって、差動−シングル
エンデッド型（すなわち、非差動型）変換を行うため
の、１個のＮＰＮトランジスタを使用した差動増幅器３
０の入力オフセットが補償される。
【００１３】より詳しく言えば、差動増幅器３０は、例
えば無条件に安定性を確保するような全体的な帰還回路
を持っていない。上記のように、差動−シングルエンデ
ッド型変換器として１個のトランジスタ（例えば、Ｑ
７）を使用するためには、入力段のコレクタ負荷に或る
ＤＣオフセットを加える。図示の実施例では、このＤＣ
オフセットはトランジスタＱ１のコレクタ負荷中の直列
接続されたダイオードＣＲ３とＣＲ４によって与えられ
る。従って、増幅器３０の入力トランジスタＱ７は、そ
のベースをトランジスタＱ１のコレクタ（より正性の、
無入力時負荷電圧を有す）に接続され、またエミッタを
入力トランジスタＱ２のコレクタ（低い、無入力時負荷
電圧を有す）に接続されている。
えば無条件に安定性を確保するような全体的な帰還回路
を持っていない。上記のように、差動−シングルエンデ
ッド型変換器として１個のトランジスタ（例えば、Ｑ
７）を使用するためには、入力段のコレクタ負荷に或る
ＤＣオフセットを加える。図示の実施例では、このＤＣ
オフセットはトランジスタＱ１のコレクタ負荷中の直列
接続されたダイオードＣＲ３とＣＲ４によって与えられ
る。従って、増幅器３０の入力トランジスタＱ７は、そ
のベースをトランジスタＱ１のコレクタ（より正性の、
無入力時負荷電圧を有す）に接続され、またエミッタを
入力トランジスタＱ２のコレクタ（低い、無入力時負荷
電圧を有す）に接続されている。
【００１４】差動増幅器３０の上記以外の素子は、エミ
ッタホロワ出力段（ＰＮＰトランジスタＱ９）と、この
差動増幅器の入力トランジスタＱ７のコレクタ電極を上
記エミッタホロワ出力段の入力に結合するためのベース
共通（ベース接地）増幅段（ＰＮＰトランジスタＱ８）
である。
ッタホロワ出力段（ＰＮＰトランジスタＱ９）と、この
差動増幅器の入力トランジスタＱ７のコレクタ電極を上
記エミッタホロワ出力段の入力に結合するためのベース
共通（ベース接地）増幅段（ＰＮＰトランジスタＱ８）
である。
【００１５】上記のベース共通（ベース接地）段は、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ８より成り、そのベース電極は電源
端子１２と大地との間に接続された抵抗Ｒ１２とＲ１３
から成る分圧器によって生成される正の基準電圧源に接
続されている。この２個の抵抗Ｒ１２とＲ１３の共通接
続点における基準電圧は、この共通接続点と電源端子と
の間に結合されたキャパシタＣ１によって濾波すなわち
平滑化されて、トランジスタＱ８のベースに印加され
る。ベース共通型に接続されたトランジスタＱ８のエミ
ッタは、差動増幅器入力トランジスタＱ７のコレクタに
接続されていて、抵抗Ｒ１０（ベース共通段の入力と電
源端子１２の間に接続されている）によってこれら両ト
ランジスタに供給される動作電流に対し、入力トランジ
スタのコレクタ電圧を一定値に調整する。すなわち、ベ
ース共通段（Ｑ８）によって調整されるトランジスタＱ
７のコレクタ電圧は、上記分圧器の出力からベース共通
段Ｑ８のベース・エミッタ間電圧降下分を差引いた値に
等しい。
ＮＰトランジスタＱ８より成り、そのベース電極は電源
端子１２と大地との間に接続された抵抗Ｒ１２とＲ１３
から成る分圧器によって生成される正の基準電圧源に接
続されている。この２個の抵抗Ｒ１２とＲ１３の共通接
続点における基準電圧は、この共通接続点と電源端子と
の間に結合されたキャパシタＣ１によって濾波すなわち
平滑化されて、トランジスタＱ８のベースに印加され
る。ベース共通型に接続されたトランジスタＱ８のエミ
ッタは、差動増幅器入力トランジスタＱ７のコレクタに
接続されていて、抵抗Ｒ１０（ベース共通段の入力と電
源端子１２の間に接続されている）によってこれら両ト
ランジスタに供給される動作電流に対し、入力トランジ
スタのコレクタ電圧を一定値に調整する。すなわち、ベ
ース共通段（Ｑ８）によって調整されるトランジスタＱ
７のコレクタ電圧は、上記分圧器の出力からベース共通
段Ｑ８のベース・エミッタ間電圧降下分を差引いた値に
等しい。
【００１６】ベース共通段の出力電圧は、トランジスタ
Ｑ８のコレクタと大地との間に結合されている負荷抵抗
１４の両端間に生じる。ベース共通段の負荷抵抗Ｒ１４
と並列接続されたキャパシタＣ２は、低域通過フィルタ
として働くもので、図中に付記した容量値を有する場合
は約１マイクロ秒の時定数を呈し、高周波数応答を約１
６０ＫＨｚに制限する。この周波数は、オーディオ帯域
よりは十分上であるが、一方オーディオ・チャンネルに
入り込む高周波数のビデオ・クロストークやノイズを低
減するように十分低い。
Ｑ８のコレクタと大地との間に結合されている負荷抵抗
１４の両端間に生じる。ベース共通段の負荷抵抗Ｒ１４
と並列接続されたキャパシタＣ２は、低域通過フィルタ
として働くもので、図中に付記した容量値を有する場合
は約１マイクロ秒の時定数を呈し、高周波数応答を約１
６０ＫＨｚに制限する。この周波数は、オーディオ帯域
よりは十分上であるが、一方オーディオ・チャンネルに
入り込む高周波数のビデオ・クロストークやノイズを低
減するように十分低い。
【００１７】差動入力段（Ｑ１、Ｑ２）と差動増幅器３
０の総合利得は、差動入力段のエミッタ負荷抵抗Ｒ５の
値と差動出力段のコレクタ負荷抵抗Ｒ１４の値とによっ
て決定される。正味の利得は、ほぼＲ１４／Ｒ１５に等
しい。
０の総合利得は、差動入力段のエミッタ負荷抵抗Ｒ５の
値と差動出力段のコレクタ負荷抵抗Ｒ１４の値とによっ
て決定される。正味の利得は、ほぼＲ１４／Ｒ１５に等
しい。
【００１８】この発明で使用されたベース共通段（Ｑ
８、Ｒ１０およびベース・バイアス回路Ｒ１１−Ｒ１３
とＣ１）は、正の電源線路から流れるトランジスタＱ７
のコレクタ電流と同大の電流を生成する（ｍｉｒｒｏｒ
ｓ）すなわちコレクタ電流を反映させる、一般に言う電
流ミラー増幅器の作用を行うものと考えることができ
る。別の言い方をすれば、この応用例においては、電流
ミラー増幅器は図示されているベース共通増幅器段の適
切な代替手段である。もし必要があれば、図２に示すよ
うに、トランジスタＱ８とその付属ベース・バイアス回
路を取除くことによりベース共通段（Ｑ８）を電流ミラ
ー増幅器（２００）で置換し、そのミラー入力をトラン
ジスタＱ７のコレクタに接続しまたミラー出力を負荷抵
抗Ｒ１４に接続することもできる。
８、Ｒ１０およびベース・バイアス回路Ｒ１１−Ｒ１３
とＣ１）は、正の電源線路から流れるトランジスタＱ７
のコレクタ電流と同大の電流を生成する（ｍｉｒｒｏｒ
ｓ）すなわちコレクタ電流を反映させる、一般に言う電
流ミラー増幅器の作用を行うものと考えることができ
る。別の言い方をすれば、この応用例においては、電流
ミラー増幅器は図示されているベース共通増幅器段の適
切な代替手段である。もし必要があれば、図２に示すよ
うに、トランジスタＱ８とその付属ベース・バイアス回
路を取除くことによりベース共通段（Ｑ８）を電流ミラ
ー増幅器（２００）で置換し、そのミラー入力をトラン
ジスタＱ７のコレクタに接続しまたミラー出力を負荷抵
抗Ｒ１４に接続することもできる。
【００１９】図２において、電流ミラー増幅器２００
（輪郭を破線で示す）は、ダイオードＣＲ５とＰＮＰト
ランジスタＱ１０で構成されている。このダイオードＣ
Ｒ５は、アノードを電源端子１２に、カソードをトラン
ジスタＱ７のコレクタとトランジスタＱ１０のベースに
接続されている。トランジスタＱ１０のエミッタ電極と
コレクタ電極は、電源端子１２と負荷抵抗Ｒ１４に、そ
れぞれ接続されている。動作時に、このダイオードＣＲ
５は、トランジスタＱ１０をバイアスして、トランジス
タＱ７から電流ミラー入力に供給されるコレクタ電流
（Ｑ７の）に比例したコレクタ電流をトランジスタＱ１
０が負荷抵抗Ｒ１４に供給するようにする。上記の変更
の外の、その全体的な動作はベース共通段の例について
前述した動作と同様である。
（輪郭を破線で示す）は、ダイオードＣＲ５とＰＮＰト
ランジスタＱ１０で構成されている。このダイオードＣ
Ｒ５は、アノードを電源端子１２に、カソードをトラン
ジスタＱ７のコレクタとトランジスタＱ１０のベースに
接続されている。トランジスタＱ１０のエミッタ電極と
コレクタ電極は、電源端子１２と負荷抵抗Ｒ１４に、そ
れぞれ接続されている。動作時に、このダイオードＣＲ
５は、トランジスタＱ１０をバイアスして、トランジス
タＱ７から電流ミラー入力に供給されるコレクタ電流
（Ｑ７の）に比例したコレクタ電流をトランジスタＱ１
０が負荷抵抗Ｒ１４に供給するようにする。上記の変更
の外の、その全体的な動作はベース共通段の例について
前述した動作と同様である。
【００２０】次に、差動増幅器３０のエミッタホロワ出
力段について説明する。この出力段は、ＰＮＰトランジ
スタＱ９より成り、そのベースはベース共通段の出力
（トランジスタＱ８のコレクタ）に結合され、コレクタ
は基準電位源１４（すなわち、大地）に結合され、また
そのエミッタはエミッタ負荷抵抗Ｒ１５を介して電源端
子１２に結合され、また差動増幅器の出力端子２８に結
合されている。
力段について説明する。この出力段は、ＰＮＰトランジ
スタＱ９より成り、そのベースはベース共通段の出力
（トランジスタＱ８のコレクタ）に結合され、コレクタ
は基準電位源１４（すなわち、大地）に結合され、また
そのエミッタはエミッタ負荷抵抗Ｒ１５を介して電源端
子１２に結合され、また差動増幅器の出力端子２８に結
合されている。
【００２１】電流源１６は、２個のＰＮＰトランジスタ
Ｑ３とＱ５を使用した定電流源であって、調整器出力端
子１８における電圧変動には本質的に無関係に精密な調
整を行う。詳しく説明すると、電流源１６においては、
電源端子１２が、トランジスタＱ５のエミッタに直接
に、および抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ５のベース
とトランジスタＱ３のエミッタに、結合されている。ト
ランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ５のコレクタ
は、共に抵抗Ｒ９を介して大地（１４）に結合されてい
て、このＱ３のコレクタに生じる出力電流が出力端子１
８に供給される。
Ｑ３とＱ５を使用した定電流源であって、調整器出力端
子１８における電圧変動には本質的に無関係に精密な調
整を行う。詳しく説明すると、電流源１６においては、
電源端子１２が、トランジスタＱ５のエミッタに直接
に、および抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ５のベース
とトランジスタＱ３のエミッタに、結合されている。ト
ランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ５のコレクタ
は、共に抵抗Ｒ９を介して大地（１４）に結合されてい
て、このＱ３のコレクタに生じる出力電流が出力端子１
８に供給される。
【００２２】この出力電流は、トランジスタＱ５のＶ
ｂｅを抵抗Ｒ３の値で除した値にほぼ等しく、図示の素
子値の場合は約１ミリアンペアである。抵抗Ｒ９はトラ
ンジスタＱ５のコレクタ電流をサンプリングして、もし
抵抗Ｒ３を流れる電流が上記１ミリアンペアの規定値に
対して増加するとトランジスタＱ３をターンオフするよ
うな、トランジスタＱ３に対する帰還電圧を発生する。
これとは逆に、抵抗Ｒ３を流れる電流が上記規定値以下
に減少すると、抵抗Ｒ９両端間の低下した電圧はトラン
ジスタＱ３をより多量の電流を流すように駆動し、こう
して、端子１８に供給される出力電流の変動傾向をすべ
て抑止するように働く。電流源２０は、電流源１６と同
一構成である（すなわち抵抗Ｒ４とＲ６およびトランジ
スタＱ６とＱ４は電流源１６の対応素子Ｒ３、Ｒ９、Ｑ
５、Ｑ３と同様に接続されている）から、説明を省略す
る。
ｂｅを抵抗Ｒ３の値で除した値にほぼ等しく、図示の素
子値の場合は約１ミリアンペアである。抵抗Ｒ９はトラ
ンジスタＱ５のコレクタ電流をサンプリングして、もし
抵抗Ｒ３を流れる電流が上記１ミリアンペアの規定値に
対して増加するとトランジスタＱ３をターンオフするよ
うな、トランジスタＱ３に対する帰還電圧を発生する。
これとは逆に、抵抗Ｒ３を流れる電流が上記規定値以下
に減少すると、抵抗Ｒ９両端間の低下した電圧はトラン
ジスタＱ３をより多量の電流を流すように駆動し、こう
して、端子１８に供給される出力電流の変動傾向をすべ
て抑止するように働く。電流源２０は、電流源１６と同
一構成である（すなわち抵抗Ｒ４とＲ６およびトランジ
スタＱ６とＱ４は電流源１６の対応素子Ｒ３、Ｒ９、Ｑ
５、Ｑ３と同様に接続されている）から、説明を省略す
る。
【００２３】動作を説明すると、電源電圧がターンオフ
されると（すなわち、端子１２の電圧がゼロに低下する
と）、トランジスタＱ１とＱ２のコレクタ／ベース接合
の特性およびダイオードＣＲ１とＣＲ２の作用によっ
て、図１および図２に示された差動バス中継器は、入力
１および入力２に接続されたバスから「オフ状態」に分
離される。大地電位または或る低電位の＋Ｖと入力端子
１、２における或る正の共通モード電圧によって、ダイ
オードＣＲ１とＣＲ２は逆バイアスされて導通せず、バ
スを大地から分離する。トランジスタＱ１とＱ２にエミ
ッタ電流が流れず共通モード電圧が負でない限り、トラ
ンジスタＱ１とＱ２の両ベースおよび両コレクタは導通
しない。従って、電力（電源電圧）遮断状態では入力信
号は入力（ｌｏａｄｉｎｇ）しない。
されると（すなわち、端子１２の電圧がゼロに低下する
と）、トランジスタＱ１とＱ２のコレクタ／ベース接合
の特性およびダイオードＣＲ１とＣＲ２の作用によっ
て、図１および図２に示された差動バス中継器は、入力
１および入力２に接続されたバスから「オフ状態」に分
離される。大地電位または或る低電位の＋Ｖと入力端子
１、２における或る正の共通モード電圧によって、ダイ
オードＣＲ１とＣＲ２は逆バイアスされて導通せず、バ
スを大地から分離する。トランジスタＱ１とＱ２にエミ
ッタ電流が流れず共通モード電圧が負でない限り、トラ
ンジスタＱ１とＱ２の両ベースおよび両コレクタは導通
しない。従って、電力（電源電圧）遮断状態では入力信
号は入力（ｌｏａｄｉｎｇ）しない。
【００２４】電力（電源電圧）を供給すると、入力イン
ピーダンスはトランジスタＱ１とＱ２のベータのほぼＲ
５倍となり、この値は非常に高い。入力抵抗Ｒ１とＲ２
は、Ｒ５とベータの積よりも遙に小さいから実際の入力
インピーダンスには殆ど寄与しないが、増幅器入力に対
する保護の手段にはなる。
ピーダンスはトランジスタＱ１とＱ２のベータのほぼＲ
５倍となり、この値は非常に高い。入力抵抗Ｒ１とＲ２
は、Ｒ５とベータの積よりも遙に小さいから実際の入力
インピーダンスには殆ど寄与しないが、増幅器入力に対
する保護の手段にはなる。
【００２５】もし共通モード電圧の最大振幅値がトラン
ジスタＱ１とＱ２のベース・エミッタ間降伏電圧よりも
小さいと、ダイオードＣＲ１とＣＲ２は設ける必要が無
く省略することができる。それは両ダイオードの作用が
トランジスタＱ１とＱ２のベース・エミッタ間接合の作
用と重複するからである。また、入力端子１と２間の最
大差動電圧が、トランジスタＱ１とＱ２のベース・エミ
ッタ間降伏電圧よりも大きいと、抵抗Ｒ５の位置はダイ
オードＣＲ１とＣＲ２の図示された両カソードから両ア
ノード側へ移すべきである。しかし、回路の直線性を最
大とするためには、この抵抗Ｒ５を両カソード（すなわ
ち、トランジスタＱ１とＱ２のエミッタ）に接続するこ
とが好ましい。
ジスタＱ１とＱ２のベース・エミッタ間降伏電圧よりも
小さいと、ダイオードＣＲ１とＣＲ２は設ける必要が無
く省略することができる。それは両ダイオードの作用が
トランジスタＱ１とＱ２のベース・エミッタ間接合の作
用と重複するからである。また、入力端子１と２間の最
大差動電圧が、トランジスタＱ１とＱ２のベース・エミ
ッタ間降伏電圧よりも大きいと、抵抗Ｒ５の位置はダイ
オードＣＲ１とＣＲ２の図示された両カソードから両ア
ノード側へ移すべきである。しかし、回路の直線性を最
大とするためには、この抵抗Ｒ５を両カソード（すなわ
ち、トランジスタＱ１とＱ２のエミッタ）に接続するこ
とが好ましい。
【００２６】トランジスタＱ１およびＱ２の両コレクタ
負荷インピーダンス（Ｒ７、ＣＲ３、ＣＲ４およびＲ
８）の値および増幅器３０の特性については、回路の共
通モード範囲を保持するために、大地に対し抵抗Ｒ７お
よびＲ８の両端間に或る最小電圧が生成されるように、
特別の考慮を払う必要がある。或いは別の形として、も
し負の電源を使用すれば、コレクタ負荷はその負の電源
へ戻すように接続できるしまた差動増幅器３０として普
通の演算増幅器を使用することができるので、上記の考
慮は不要となる。しかし、前述したように、テレビジョ
ン受像機やＶＣＲのような大量生産による大衆製品にお
いては、分割電源（分割給電）動作よりも単一電源（単
一給電）動作の方が好ましい。
負荷インピーダンス（Ｒ７、ＣＲ３、ＣＲ４およびＲ
８）の値および増幅器３０の特性については、回路の共
通モード範囲を保持するために、大地に対し抵抗Ｒ７お
よびＲ８の両端間に或る最小電圧が生成されるように、
特別の考慮を払う必要がある。或いは別の形として、も
し負の電源を使用すれば、コレクタ負荷はその負の電源
へ戻すように接続できるしまた差動増幅器３０として普
通の演算増幅器を使用することができるので、上記の考
慮は不要となる。しかし、前述したように、テレビジョ
ン受像機やＶＣＲのような大量生産による大衆製品にお
いては、分割電源（分割給電）動作よりも単一電源（単
一給電）動作の方が好ましい。
【００２７】次に、ＤＣオフセット用ダイオードＣＲ３
とＣＲ４の作用を検討する。トランジスタＱ１とＱ２の
コレクタ負荷の差動電流利得は、Ｑ１負荷（すなわち、
ＣＲ３、ＣＲ４とＲ７の和）の正味抵抗性インピーダン
スの値をＱ２負荷（すなわち、抵抗Ｒ８）の値と実質的
に等しく選ぶことによって、実質的に等しくすることが
できる。ダイオードＣＲ３とＣＲ４は差動増幅器トラン
ジスタＱ７を適切にＤＣバイアス（オフセット）するた
めに、設けられている。一方のダイオードはトランジス
タＱ７のＶｂｅをほぼ打消すように働き、他方のダイオ
ードはＤＣバッテリとして働いて、その電位と抵抗Ｒ７
の端子間ＤＣ電圧がトランジスタＱ７エミッタ電圧を設
定し従ってトランジスタＱ７のバイアス条件を決めるよ
うに働く。
とＣＲ４の作用を検討する。トランジスタＱ１とＱ２の
コレクタ負荷の差動電流利得は、Ｑ１負荷（すなわち、
ＣＲ３、ＣＲ４とＲ７の和）の正味抵抗性インピーダン
スの値をＱ２負荷（すなわち、抵抗Ｒ８）の値と実質的
に等しく選ぶことによって、実質的に等しくすることが
できる。ダイオードＣＲ３とＣＲ４は差動増幅器トラン
ジスタＱ７を適切にＤＣバイアス（オフセット）するた
めに、設けられている。一方のダイオードはトランジス
タＱ７のＶｂｅをほぼ打消すように働き、他方のダイオ
ードはＤＣバッテリとして働いて、その電位と抵抗Ｒ７
の端子間ＤＣ電圧がトランジスタＱ７エミッタ電圧を設
定し従ってトランジスタＱ７のバイアス条件を決めるよ
うに働く。
【００２８】ＤＣバッテリとして働くダイオードを使用
することは、正電源１２からトランジスタＱ７のベース
へバイアス抵抗を用いる方法よりも好ましい。その理由
は、バス中継器の総合的な電源排除比を低減させる、電
源に関連する依存性を出力に与えることが無いからであ
る。ダイオードに打消し得ないＶｂｅがあるために、動
作温度範囲全体を通じてＤＣ出力に或る程度のシフトが
生じるが、オーディオ・バス中継器では上記出力はＡＣ
結合されるのでこのシフトは問題にならない。
することは、正電源１２からトランジスタＱ７のベース
へバイアス抵抗を用いる方法よりも好ましい。その理由
は、バス中継器の総合的な電源排除比を低減させる、電
源に関連する依存性を出力に与えることが無いからであ
る。ダイオードに打消し得ないＶｂｅがあるために、動
作温度範囲全体を通じてＤＣ出力に或る程度のシフトが
生じるが、オーディオ・バス中継器では上記出力はＡＣ
結合されるのでこのシフトは問題にならない。
【００２９】既に説明したように、ベース共通増幅器ト
ランジスタＱ８は、電流ミラー増幅器として働いて、信
号電流を入力トランジスタＱ７のコレクタから負荷抵抗
Ｒ１４を通して大地へと流すようにする。前述のよう
に、この代替形として電流ミラー増幅器を使用すること
ができる。何れの形であっても、この差動増幅器の第２
段は大地に対して負荷抵抗Ｒ１４（およびキャパシタＣ
２）の両端間に或る電圧を発生させることである。
ランジスタＱ８は、電流ミラー増幅器として働いて、信
号電流を入力トランジスタＱ７のコレクタから負荷抵抗
Ｒ１４を通して大地へと流すようにする。前述のよう
に、この代替形として電流ミラー増幅器を使用すること
ができる。何れの形であっても、この差動増幅器の第２
段は大地に対して負荷抵抗Ｒ１４（およびキャパシタＣ
２）の両端間に或る電圧を発生させることである。
【００３０】このことは、出力に電源電圧依存性を導入
する作用を除いて、良好な電源（電圧）排除性を維持す
るために望ましい。トランジスタＱ８のコレクタにおけ
るＡＣ電圧利得は、抵抗Ｒ１４／Ｒ１５の比にほぼ等し
い。キャパシタＣ２は、或る程度の低域通過特性を意図
的に導入して、バスでピックアップされる可能性のある
少量のＲＦおよびビデオ成分に対する後続回路の感応性
を低減するために、設けられるものである。
する作用を除いて、良好な電源（電圧）排除性を維持す
るために望ましい。トランジスタＱ８のコレクタにおけ
るＡＣ電圧利得は、抵抗Ｒ１４／Ｒ１５の比にほぼ等し
い。キャパシタＣ２は、或る程度の低域通過特性を意図
的に導入して、バスでピックアップされる可能性のある
少量のＲＦおよびビデオ成分に対する後続回路の感応性
を低減するために、設けられるものである。
【００３１】トランジスタＱ９は、ただ比較的低い出力
インピーダンスを得るためのみに必要なものである。も
し、負荷インピーダンスが比較的高くて、抵抗Ｒ１４と
キャパシタＣ２によって設定される利得または応答性に
影響を与えない場合には、トランジスタＱ９と抵抗Ｒ１
５を除いて、抵抗Ｒ１４の両端間から出力を取出すこと
もできる。また、トランジスタＱ８（図１）またはＱ１
０（図２）の出力を信号電流として取出し、或る特定応
用形における内部大地電位の問題低減の目的で抵抗Ｒ１
４とキャパシタＣ２を遠隔配置することによりこの抵抗
Ｒ１４とキャパシタＣ２の両端間の出力を遠隔検知する
ことが望ましいような、幾つかの応用例もある。
インピーダンスを得るためのみに必要なものである。も
し、負荷インピーダンスが比較的高くて、抵抗Ｒ１４と
キャパシタＣ２によって設定される利得または応答性に
影響を与えない場合には、トランジスタＱ９と抵抗Ｒ１
５を除いて、抵抗Ｒ１４の両端間から出力を取出すこと
もできる。また、トランジスタＱ８（図１）またはＱ１
０（図２）の出力を信号電流として取出し、或る特定応
用形における内部大地電位の問題低減の目的で抵抗Ｒ１
４とキャパシタＣ２を遠隔配置することによりこの抵抗
Ｒ１４とキャパシタＣ２の両端間の出力を遠隔検知する
ことが望ましいような、幾つかの応用例もある。
【００３２】
【発明の効果】電源オフ状態で、待機電源を使用する要
なく、バスのローディングを除くことができ、また、使
用素子間の精密なマッチングを要せずに共通モード排除
特性が得られ、しかも動作電圧は単極性でよい。
なく、バスのローディングを除くことができ、また、使
用素子間の精密なマッチングを要せずに共通モード排除
特性が得られ、しかも動作電圧は単極性でよい。
【図１】この発明を実施した差動オーディオ・バス中継
器の詳細な構成図である。
器の詳細な構成図である。
【図２】図１に示した中継器の変形例を示す図である。
１ 入力端子
２ 入力端子
Ｒ１ 入力抵抗
Ｒ２ 入力抵抗
Ｑ１ １対のバイポーラ・トランジスタの一方
Ｑ１ １対のバイポーラ・トランジスタの他方
１６ 電流源
２０ 電流源
ＣＲ１ 結合用のダイオード
ＣＲ２ 結合用のダイオード
ＣＲ３、ＣＲ４ ＤＣオフセット手段（半導体ダイオー
ド） Ｒ５ 利得制御抵抗 Ｒ７ コレクタ負荷抵抗 Ｒ８ コレクタ負荷抵抗 Ｒ５ 利得制御抵抗 Ｒ１４ 負荷抵抗 ３０ 差動増幅器 Ｑ７ 第３のバイポーラ・トランジスタ Ｑ８ ベース共通増幅器 Ｑ７ エミッタホロワ出力段 ２００ 電流ミラー増幅器 ２８ 出力端子
ド） Ｒ５ 利得制御抵抗 Ｒ７ コレクタ負荷抵抗 Ｒ８ コレクタ負荷抵抗 Ｒ５ 利得制御抵抗 Ｒ１４ 負荷抵抗 ３０ 差動増幅器 Ｑ７ 第３のバイポーラ・トランジスタ Ｑ８ ベース共通増幅器 Ｑ７ エミッタホロワ出力段 ２００ 電流ミラー増幅器 ２８ 出力端子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 チヤールズ マイケル ホワイト
アメリカ合衆国 インデイアナ州 ノー
ブルズビル フエアフイールド・ブール
バード 18948
(72)発明者 トーマス デイビツド ガーレイ
アメリカ合衆国 インデイアナ州 イン
デイアナポリスグリーン・スプリング
ス・ロード ウエスト 7043
(56)参考文献 特開 平７−111480（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−48350（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−260855（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−225910（ＪＰ，Ａ)
特開 昭56−34207（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−60312（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−160651（ＪＰ，Ａ)
実開 平３−90118（ＪＰ，Ｕ)
特表 昭62−500276（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 3/45
Claims (3)
- 【請求項１】 １対のバイポーラ・トランジスタを具え
て成る差動−シングルエンデッド型オーディオ・バス中
継装置であって、 上記両バイポーラ・トランジスタは、それぞれ、ベース
電極が各別の入力抵抗を介して上記バス中継装置の各別
の入力端子に結合され、エミッタ電極が各別の電流源に
ダイオード結合され、コレクタ電極が各別のコレクタ負
荷抵抗を介して基準電位源に結合されており、 上記の両バイポーラ・トランジスタのエミッタ電極は利
得制御抵抗を介して相互に結合され、上記両バイポーラ
・トランジスタのコレクタ電極はシングルエンデッド出
力段を有する差動増幅器を介して出力端子に結合され、
上記のコレクタ負荷抵抗のうちの１個に少なくとも１個
のＤＣオフセット手段が結合されており、 さらに上記差動増幅器が第３のバイポーラ・トランジス
タを有し、この第３のバイポーラ・トランジスタは、上
記１対のトランジスタの両コレクタ電極の各別のものに
それぞれ接続されたエミッタ電極およびベース電極と、
シングルエンデッド型出力信号を生成するコレクタ電極
とを有する、差動−シングルエンデッド型オーディオ・
バス中継装置。 - 【請求項２】 上記差動増幅器が、更に、上記シングル
エンデッド型出力信号を上記出力端子に結合する電流ミ
ラー増幅器を具えて成る、請求項１に記載の装置。 - 【請求項３】 上記差動増幅器が、更に、上記シングル
エンデッド型出力信号を上記出力端子に結合するベース
共通増幅器を具えて成る、請求項１に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US517174 | 1995-08-21 | ||
| US08/517,174 US5585755A (en) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | Audio differential bus receiver for audio/video interconnection |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964660A JPH0964660A (ja) | 1997-03-07 |
| JP3517528B2 true JP3517528B2 (ja) | 2004-04-12 |
Family
ID=24058684
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23576796A Expired - Fee Related JP3517528B2 (ja) | 1995-08-21 | 1996-08-20 | 差動−シングルエンデッド型オーディオ・バス中継装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5585755A (ja) |
| JP (1) | JP3517528B2 (ja) |
| CN (1) | CN1074611C (ja) |
| GB (1) | GB2304481B (ja) |
| MY (1) | MY115039A (ja) |
| SG (1) | SG80554A1 (ja) |
| TW (1) | TW437139B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4295109B2 (ja) * | 2001-10-23 | 2009-07-15 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 電力増幅器モジュール |
| CN100576722C (zh) * | 2006-05-22 | 2009-12-30 | 普诚科技股份有限公司 | 单端输入双端输出放大器电路及信号处理电路 |
| US7902923B2 (en) * | 2009-03-19 | 2011-03-08 | Qualcomm, Incorporated | Common-gate common-source amplifier |
| ITTO20110715A1 (it) * | 2011-08-01 | 2013-02-02 | Indesit Co Spa | Dispositivo di interfacciamento con una linea bus bidirezionale di tipo i2c |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1538995A (en) * | 1976-03-10 | 1979-01-24 | Chestel Inc | Time division multiplexed pabx communication switching system |
| US4647973A (en) * | 1983-06-28 | 1987-03-03 | Rca Corporation | Switch apparatus for a video interconnection system |
| US4581645A (en) * | 1983-06-28 | 1986-04-08 | Rca Corporation | Distributed switched component audio/video system |
| US4575759A (en) * | 1983-06-28 | 1986-03-11 | Rca Corporation | Component video interconnection apparatus |
| FR2689705B1 (fr) * | 1992-04-01 | 1994-06-10 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit amplificateur video a commande de gain et d'alignement. |
| GB9303138D0 (en) * | 1993-02-17 | 1993-03-31 | Plessey Semiconductors Ltd | Integrated circuit amplifiers |
| US5327099A (en) * | 1993-08-02 | 1994-07-05 | Motorola, Inc. | Differential stage that provides minimal offset between inputs |
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1995
- 1995-08-21 US US08/517,174 patent/US5585755A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-12-21 TW TW084113722A patent/TW437139B/zh not_active IP Right Cessation
-
1996
- 1996-08-15 SG SG9610453A patent/SG80554A1/en unknown
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