JP3471269B2 - Control device for permanent magnet type synchronous motor - Google Patents
Control device for permanent magnet type synchronous motorInfo
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Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ロータの磁極位置
を磁極位置センサにより検出することなく運転される永
久磁石形同期電動機の制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a controller for a permanent magnet type synchronous motor which is operated without detecting the magnetic pole position of a rotor by a magnetic pole position sensor.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来より、ロータの磁極位置を磁極位置
センサにより検出することなく運転される永久磁石形同
期電動機として、V/F一定制御方式で駆動されるもの
がある。このV/F一定制御方式では、永久磁石形同期
電動機を駆動するための運転電圧(V)と運転周波数
(F)の比を一定に制御することにより、駆動及び変速
可能な同期運転が可能となる。例えば、中央処理装置か
ら出力される周波数指令に基づいて電圧・周波数演算回
路において永久磁石形同期電動機の運転電圧(V)及び
運転周波数(F)が演算され、その運転電圧及び運転周
波数に基づいてインバータ回路のPWM制御及びスイッ
チング制御が行われ、インバータ回路に接続された永久
磁石形同期電動機が駆動され、V/F一定制御による同
期運転が行われる。2. Description of the Related Art Conventionally, as a permanent magnet type synchronous motor which is operated without detecting the magnetic pole position of a rotor by a magnetic pole position sensor, there is one which is driven by a constant V / F control system. In this V / F constant control method, by controlling the ratio of the operating voltage (V) and the operating frequency (F) for driving the permanent magnet type synchronous motor to a constant value, it is possible to perform a synchronous operation capable of driving and shifting. Become. For example, the operating voltage (V) and operating frequency (F) of the permanent magnet type synchronous motor are calculated in the voltage / frequency operating circuit based on the frequency command output from the central processing unit, and based on the operating voltage and operating frequency. PWM control and switching control of the inverter circuit are performed, the permanent magnet type synchronous motor connected to the inverter circuit is driven, and synchronous operation is performed by V / F constant control.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成では、運転中に、例えば、瞬時停電(瞬停)などの断
電が生じて駆動装置への給電が一旦停止すると、インバ
ータ回路のゲートがオフされるため、永久磁石形同期電
動機には電圧が印加されなくなり同期制御がはずれる。
復電後、ロータがイナーシャにより回転を継続している
と、ロータの磁極位置を検出するセンサが無いために、
ロータの磁極位置及び回転速度に合わせた運転電圧及び
運転周波数の演算ができず、V/F一定制御による再駆
動が行えないこととなる。そのため、ロータが回転を停
止するまで永久磁石形同期電動機の再駆動を待たなけれ
ばならなかった。However, in the above configuration, when the power supply to the drive device is temporarily stopped during operation, for example, due to a power failure such as a momentary power failure (a momentary power failure), the gate of the inverter circuit is turned off. Therefore, no voltage is applied to the permanent magnet type synchronous motor, and the synchronous control is lost.
After the power is restored, if the rotor continues to rotate due to inertia, there is no sensor to detect the magnetic pole position of the rotor.
The operation voltage and the operation frequency that match the rotor magnetic pole position and the rotation speed cannot be calculated, and the re-driving cannot be performed by the V / F constant control. Therefore, it has been necessary to wait for the permanent magnet type synchronous motor to be re-driven until the rotor stops rotating.
【0004】本発明は上述の事情に鑑みてなされたもの
であり、その目的は、ロータの磁極位置を磁極位置セン
サにより検出することなく運転される永久磁石形同期電
動機において、給電が一旦停止された復電後、イナーシ
ャによりロータが回転している場合に、ロータの磁極位
置及び回転速度に合わせて再駆動させることができる永
久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to temporarily stop power supply in a permanent magnet type synchronous motor which is operated without detecting a magnetic pole position of a rotor by a magnetic pole position sensor. Another object of the present invention is to provide a control device for a permanent magnet type synchronous motor which can be re-driven according to the magnetic pole position and the rotation speed of the rotor when the rotor is rotating due to inertia after power recovery.
【0005】[0005]
【課題を解決するための手段】請求項1記載の永久磁石
形同期電動機の制御装置は、ロータの磁極位置を磁極位
置センサにより検出することなく運転される永久磁石形
同期電動機において、前記永久磁石形同期電動機のステ
ータ巻線を短絡する短絡手段を設け、この短絡手段によ
り短絡されたときに前記ステータ巻線に流れる電流を検
出する電流検出手段を設け、この電流検出手段により検
出された電流検出信号から前記ステータ巻線に生ずる誘
起電圧の位相を推定する位相推定手段を設け、前記電流
検出手段により検出された電流検出信号から前記永久磁
石形同期電動機の速度を推定する速度推定手段を設け、
前記推定された位相及び前記推定された速度に基づいて
永久磁石形同期電動機を駆動する制御手段を設けたこと
を特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided a control device for a permanent magnet type synchronous motor, wherein the permanent magnet type synchronous motor is operated without detecting a magnetic pole position of a rotor by a magnetic pole position sensor. Type synchronous motor is provided with short-circuiting means for short-circuiting the stator winding, and current detecting means for detecting the current flowing through the stator winding when short-circuited by the short-circuiting means is provided. Current detection detected by this current detecting means Phase estimation means for estimating the phase of the induced voltage generated in the stator winding from the signal, and speed estimation means for estimating the speed of the permanent magnet type synchronous motor from the current detection signal detected by the current detection means,
Control means is provided for driving the permanent magnet type synchronous motor based on the estimated phase and the estimated speed.
【0006】このような構成によれば、ロータの磁極位
置センサを持たない永久磁石形同期電動機の同期運転中
に、瞬停等の断電により同期制御がはずれて、ロータが
イナーシャにより回転を継続していても、ステータ巻線
を短絡して誘起電圧により流れる電流を検出することに
よって、ロータの磁極位置及び回転速度が推定できる。
そして、この推定されたロータの磁極位置及び回転速度
に基づいて永久磁石形同期電動機の運転電圧及び運転周
波数を演算して求めることにより、ロータの回転中に永
久磁石形同期電動機を再駆動させて再び同期運転させる
ことが可能となる。これにより、同期運転中に瞬停等に
より断電しても、復電後、短時間で駆動復帰させること
ができる。With such a configuration, during the synchronous operation of the permanent magnet type synchronous motor having no rotor magnetic pole position sensor, the synchronous control is lost due to power failure such as momentary power failure, and the rotor continues to rotate due to inertia. However, the magnetic pole position and rotation speed of the rotor can be estimated by short-circuiting the stator windings and detecting the current flowing by the induced voltage.
Then, the operating voltage and the operating frequency of the permanent magnet type synchronous motor are calculated based on the estimated magnetic pole position and rotation speed of the rotor to re-drive the permanent magnet type synchronous motor while the rotor is rotating. It becomes possible to perform the synchronous operation again. As a result, even if the power is cut off due to a momentary power failure during the synchronous operation, the drive can be restored in a short time after the power is restored.
【0007】請求項2記載の永久磁石形同期電動機の制
御装置は、位相推定手段により位相を推定する演算時間
に基づいて、前記位相推定手段により推定された位相に
補正を加える位相補正手段を設けたことを特徴とする。
このような構成によれば、位相補正手段において、位相
推定手段により推定された位相に対し、その推定する際
の演算処理時間等に起因する時間遅れ分の位相を補正す
ることができるので、位相の推定精度を上げることがで
きる。According to a second aspect of the present invention, there is provided a controller for a permanent magnet type synchronous motor, comprising phase correction means for correcting the phase estimated by the phase estimation means on the basis of a calculation time for estimating the phase by the phase estimation means. It is characterized by that.
According to such a configuration, the phase correction means can correct the phase estimated by the phase estimation means by the phase of the time delay due to the calculation processing time at the time of the estimation. The estimation accuracy of can be improved.
【0008】請求項3記載の永久磁石形同期電動機の制
御装置は、位相推定手段により位相を推定する演算時間
と、速度推定手段により推定された速度とに基づいて、
前記位相推定手段により推定された位相に補正を加える
位相補正手段を設けたことを特徴とする。このような構
成によれば、位相補正手段において、位相推定手段によ
り推定された位相に対し、その推定する際の演算処理時
間等に起因する時間遅れ分の位相と、速度推定手段によ
り推定された速度とに基づいて補正することができるの
で、位相の推定精度をさらに上げることができる。According to a third aspect of the present invention, there is provided a control device for a permanent magnet type synchronous motor according to the calculation time for estimating the phase by the phase estimating means and the speed estimated by the speed estimating means.
It is characterized in that phase correction means for correcting the phase estimated by the phase estimation means is provided. According to such a configuration, in the phase correcting means, the phase estimated by the phase estimating means is estimated by the speed estimating means and the phase of the time delay due to the calculation processing time etc. Since the correction can be made based on the speed, the phase estimation accuracy can be further improved.
【0009】請求項4記載の永久磁石形同期電動機の制
御装置は、位相推定手段により位相を推定する演算時間
と、速度推定手段から推定された複数回の速度から任意
の時間後の速度を推定した推定速度とに基づいて、前記
位相推定手段により推定された位相に補正を加える位相
補正手段を設けたことを特徴とする。このような構成に
よれば、位相補正手段において、位相推定手段により推
定された位相に対し、その推定する際の演算処理時間等
に起因する時間遅れ分の位相と、速度推定手段により推
定された複数回の速度から任意の時間後の速度を推定し
た推定速度とに基づいて補正することができるので、回
転速度が変化しても位相を精度よく推定することができ
る。A permanent magnet type synchronous motor controller according to a fourth aspect of the present invention estimates a speed after an arbitrary time from a calculation time for estimating the phase by the phase estimating means and a plurality of speeds estimated by the speed estimating means. Phase correction means for correcting the phase estimated by the phase estimation means based on the estimated speed. According to such a configuration, in the phase correcting means, the phase estimated by the phase estimating means is estimated by the speed estimating means and the phase of the time delay due to the calculation processing time etc. Since the correction can be performed based on the estimated speed obtained by estimating the speed after an arbitrary time from a plurality of speeds, the phase can be accurately estimated even if the rotation speed changes.
【0010】請求項5記載の永久磁石形同期電動機の制
御装置は、位相推定手段が、短絡手段によるステータ巻
線の短絡後、任意の待機時間の経過を待って誘起電圧の
位相の推定演算を開始するように構成されていることを
特徴とする。このような構成によれば、位相推定手段
は、ステータ巻線の短絡時における電流の過渡的振動の
取り込みを回避することができるので位相及び速度の推
定精度を上げることができる。In the controller for a permanent magnet type synchronous motor according to claim 5, the phase estimating means waits for an arbitrary waiting time after the stator winding is short-circuited by the short-circuiting means, and then estimates the phase of the induced voltage. It is characterized in that it is configured to start. According to such a configuration, the phase estimating means can avoid capturing the transient vibration of the current when the stator winding is short-circuited, so that the phase and speed estimation accuracy can be improved.
【0011】請求項6記載の永久磁石形同期電動機の制
御装置は、位相推定手段が、短絡手段によるステータ巻
線の短絡後、電流検出手段により検出された電流検出信
号の任意の周期の経過を待って誘起電圧の位相の推定演
算を開始するように構成されていることを特徴とする。
このような構成によれば、位相推定手段は、ステータ巻
線の短絡時における電流の過渡的振動の取り込みを電流
検出信号の任意の周期回数に合わせて回避することがで
きるので、過渡的振動の取り込みの回避を効率的に行う
ことができる。In the controller for a permanent magnet type synchronous motor according to a sixth aspect of the present invention, the phase estimating means, after the short-circuiting of the stator winding by the short-circuiting means, shows the progress of an arbitrary cycle of the current detection signal detected by the current detecting means. It is characterized in that it is configured to wait and start the estimation calculation of the phase of the induced voltage.
According to such a configuration, the phase estimating means can avoid capturing the transient vibration of the current when the stator winding is short-circuited in accordance with the arbitrary number of cycles of the current detection signal. Evasion can be avoided efficiently.
【0012】請求項7記載の永久磁石形同期電動機の制
御装置は、速度推定手段が、複数回の電流検出の結果に
基づいて永久磁石形同期電動機の速度の推定を行うよう
に構成されていることを特徴とする。このような構成に
よれば、速度推定手段において、電流検出信号の検出回
数を多くすることにより、速度の推定精度を上げること
ができる。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a controller for a permanent magnet type synchronous motor, wherein the speed estimating means estimates the speed of the permanent magnet type synchronous motor based on the results of a plurality of current detections. It is characterized by With such a configuration, the speed estimation means can increase the accuracy of speed estimation by increasing the number of detections of the current detection signal.
【0013】請求項8記載の永久磁石形同期電動機の制
御装置は、制御手段が、ステータ巻線の短絡時に前記ス
テータ巻線を流れる電流を任意の電流量に調整するよう
に構成されていることを特徴とする。このような構成に
よれば、ステータ巻線の短絡中に、インバータ回路のス
イッチング素子に過大な電流が流れることを防止するこ
とができる。According to another aspect of the present invention, there is provided a control device for a permanent magnet type synchronous motor, wherein the control means is configured to adjust a current flowing through the stator winding to an arbitrary amount of current when the stator winding is short-circuited. Is characterized by. With such a configuration, it is possible to prevent an excessive current from flowing through the switching element of the inverter circuit while the stator winding is short-circuited.
【0014】[0014]
【発明の実施の形態】(第1の実施例)以下、本発明の
第1の実施例につき、図1乃至図4を参照して説明す
る。まず、図1には永久磁石形同期電動機(以下、単に
モータと称す)1の駆動装置2が示されている。三相交
流電源3は、U,V及びW相の三本の電源電圧線4u,
4v及び4wを介して、6個のダイオード5a,5b,
5c,5d,5e及び5fが三相ブリッジ接続されて構
成された全波整流回路5の交流入力端子に接続されてい
る。全波整流回路5の直流出力端子は、母線A,Bに接
続され、母線A,B間には平滑化コンデンサ6が接続さ
れている。尚、母線Aには、過電流保護用の電流センサ
7が配設されている。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION (First Embodiment) A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. First, FIG. 1 shows a drive device 2 of a permanent magnet type synchronous motor (hereinafter, simply referred to as a motor) 1. The three-phase AC power supply 3 includes three power supply voltage lines 4u of U, V and W phases,
6 diodes 5a, 5b, via 4v and 4w
5c, 5d, 5e and 5f are connected to an AC input terminal of a full-wave rectifier circuit 5 configured by three-phase bridge connection. The DC output terminal of the full-wave rectifier circuit 5 is connected to buses A and B, and a smoothing capacitor 6 is connected between the buses A and B. The bus bar A is provided with a current sensor 7 for overcurrent protection.
【0015】インバータ回路8は、6個のスイッチング
素子としてのIGBT9a,9b,9c,9d,9e及
び9fが三相ブリッジ接続されて構成されており、各I
GBT9a,9b,9c,9d,9e及び9fにはフラ
イホイールダイオード10a,10b,10c,10
d,10e及び10fが並列接続されている。そして、
インバータ回路8において、その直流入力端子は母線A
及びBに接続され、交流出力端子は,U,V及びW相の
三本の負荷線11u,11v及び11wを介して、モー
タ1の三相の入力端子に接続されている。モータ1は、
図示は省略するが、永久磁石形のロータと、スター結線
された三相のステータ巻線を有するステータとを備えて
いる。The inverter circuit 8 is constituted by IGBTs 9a, 9b, 9c, 9d, 9e and 9f as six switching elements connected in a three-phase bridge, and each I.
Flywheel diodes 10a, 10b, 10c, 10 are provided for the GBTs 9a, 9b, 9c, 9d, 9e and 9f.
d, 10e and 10f are connected in parallel. And
In the inverter circuit 8, its DC input terminal is a bus A
And B, and the AC output terminals are connected to the three-phase input terminals of the motor 1 via the three load lines 11u, 11v, and 11w of the U, V, and W phases. The motor 1 is
Although not shown, a permanent magnet type rotor and a stator having a three-phase stator winding in a star connection are provided.
【0016】負荷線11u,11v及び11wには、電
流センサ12u,12v及び12wが配設されており、
これらの電流検出信号は、これらとともに電流検出手段
を構成する電流検出回路13に入力されるようになって
いる。電流検出回路13は、電流センサ12u,12v
及び12wからの電流検出信号をこれらに比例した電圧
信号に変換するもので、これらの電圧信号は、位相推定
手段たる位相推定回路14に入力されるようになってい
る。The load lines 11u, 11v and 11w are provided with current sensors 12u, 12v and 12w,
These current detection signals are input to the current detection circuit 13 which constitutes the current detection means together with these signals. The current detection circuit 13 includes current sensors 12u and 12v.
And 12w are used to convert the current detection signals from them into voltage signals proportional to them, and these voltage signals are input to the phase estimation circuit 14 which is the phase estimation means.
【0017】位相推定回路14は、後述するように、入
力された電圧信号(電流検出信号)からこの電圧信号の
1周期を60度に分割した6種類の位相モードを推定す
るもので、その推定された位相モード信号は、速度推定
手段たる速度推定回路15及び制御手段たる制御回路1
6に入力されるようになっている。速度推定回路15
は、後述するように、入力された位相モード信号からモ
ータ1の速度を推定するもので、その速度信号は、制御
回路16に入力されるようになっている。As will be described later, the phase estimation circuit 14 estimates six types of phase modes obtained by dividing one cycle of the voltage signal (current detection signal) into 60 degrees from the input voltage signal (current detection signal). The phase mode signal thus generated is used as a speed estimation circuit 15 as a speed estimation means and a control circuit 1 as a control means.
6 is input. Speed estimation circuit 15
As will be described later, is for estimating the speed of the motor 1 from the input phase mode signal, and the speed signal is input to the control circuit 16.
【0018】制御回路16は、前記位相推定回路14及
び速度推定回路15とともに制御装置17を構成するも
ので、制御装置17は、図1では構成別のブロック線図
で示されているが、実際には、マイクロコンピュータを
主体としたソフトウェアで構成されるものである。そし
て、制御回路16から出力される制御信号は、ゲート駆
動回路18に入力されるようになっており、ゲート駆動
回路18から出力されるゲート駆動信号は、インバータ
回路8の6個のIGBT9a乃至9fのゲートに入力さ
れるようになっている。尚、制御回路16には、図示は
しないが中央処理装置から周波数指令信号F*が与えら
れるようになっている。The control circuit 16 constitutes a control device 17 together with the phase estimation circuit 14 and the speed estimation circuit 15, and the control device 17 is shown in a block diagram of each configuration in FIG. The software is mainly composed of a microcomputer. The control signal output from the control circuit 16 is input to the gate drive circuit 18, and the gate drive signal output from the gate drive circuit 18 is the six IGBTs 9a to 9f of the inverter circuit 8. It is designed to be input to the gate of. The control circuit 16 is supplied with a frequency command signal F * from a central processing unit (not shown).
【0019】また、制御回路16は、電流センサ12
u,12v及び12wからの電流検出信号が与えられる
ようになっていて、過電流を検出するようになってい
る。即ち、制御回路16は、過電流を検出したときに
は、周知のように、インバータ回路8の運転を停止させ
るようになっている。尚、制御電源回路19は、母線
A、B間の直流電源から制御直流電源を生成して制御装
置17及びゲート駆動回路18に供給するようになって
いる。The control circuit 16 also includes a current sensor 12
Current detection signals from u, 12v, and 12w are provided to detect overcurrent. That is, the control circuit 16 stops the operation of the inverter circuit 8 when it detects an overcurrent, as is well known. The control power supply circuit 19 generates a control DC power supply from the DC power supply between the buses A and B and supplies it to the control device 17 and the gate drive circuit 18.
【0020】次に、本第1の実施例の作用について、図
2乃至図4をも参照して説明するに、ここでは、モータ
1のV/F一定制御による同期運転中に、瞬停等による
断電が生じた場合における復電時のモータ1の動作復帰
を例にする。モータ1の駆動スイッチ(図示省略)がオ
ンされると、中央処理装置より周波数指令F*が出力さ
れ、制御回路16にて運転電圧(V)及び運転周波数
(F)が演算されてV/F一定の制御信号が生成され
る。このV/F一定の制御信号はゲート駆動回路18を
介してインバータ回路8内のIGBT9a乃至9fのゲ
ートへ出力され、PWM制御及びスイッチング制御が行
われる。これにより、負荷線11u乃至11wからモー
タ1のステータ巻線へ電圧が印加され、モータ1が駆動
を開始する。モータ1の駆動後も、V/F一定制御する
ことにより、変速可能な同期運転が行われる。Next, the operation of the first embodiment will be described with reference to FIGS. 2 to 4 as well. Here, during the synchronous operation by the V / F constant control of the motor 1, a momentary interruption or the like occurs. An example is the recovery of the operation of the motor 1 at the time of power recovery in the event of power failure due to. When a drive switch (not shown) of the motor 1 is turned on, a frequency command F * is output from the central processing unit, and a control circuit 16 calculates an operating voltage (V) and an operating frequency (F) to obtain V / F. A constant control signal is generated. This constant V / F control signal is output to the gates of the IGBTs 9a to 9f in the inverter circuit 8 via the gate drive circuit 18, and PWM control and switching control are performed. As a result, a voltage is applied from the load lines 11u to 11w to the stator winding of the motor 1, and the motor 1 starts driving. Even after the motor 1 is driven, the V / F constant control is performed, so that the shiftable synchronous operation is performed.
【0021】この同期運転中に瞬停等の断電が起こる
と、三相交流電源3からの給電が停止し、駆動装置2は
動作を停止する。このとき、インバータ回路8内のIG
BT9a乃至9fのゲートがオフされるため、モータ1
には電圧が印加されなくなり、同期制御がはずれる。ま
た、ロータはイナーシャにより、減速しながらも回転を
継続しているので、ステータ巻線には誘起電圧が発生す
るが、IGBT9a乃至9fのゲートがオフされている
ために電流は流れない状態となる。When a power failure such as a momentary power failure occurs during the synchronous operation, the power supply from the three-phase AC power supply 3 is stopped and the drive unit 2 is stopped. At this time, the IG in the inverter circuit 8
Since the gates of BTs 9a to 9f are turned off, the motor 1
The voltage is no longer applied to and the synchronous control is released. Further, since the rotor continues to rotate due to the inertia while being decelerated, an induced voltage is generated in the stator winding, but no current flows because the gates of the IGBTs 9a to 9f are turned off. .
【0022】その後、復電し、駆動装置2への給電が再
開されると、制御回路16は復電を検出してインバータ
回路8における短絡手段たる下相側のIGBT9d乃至
9fを同時にオンさせるように制御信号を出力し、モー
タ1のステータ巻線の各相間が短絡される。ステータ巻
線間が短絡されると、図2の等価回路に示すように、ス
テータ巻線の各相は負荷線11u乃至11wを介してイ
ンバータ回路8の下相側(母線B側)を主体とする閉回
路21となり、ステータ巻線の内部抵抗22及びインダ
クタンス成分23によりこの閉回路21内には電流が流
れる。電流の向きは、インバータ回路8からモータ1の
ステータ巻線へ向かう方向を正とする。また、負荷線1
1u乃至11wに流れる三相電流の位相は、図3に示す
ように、電流の流れる方向を基準にして1周期を60度
に分割した6種類の位相モードに分割され、これらの位
相モードをモード「0」乃至モード「5」と呼ぶことと
する。After that, when the power is restored and the power supply to the drive device 2 is restarted, the control circuit 16 detects the power restoration and simultaneously turns on the lower-phase IGBTs 9d to 9f, which are short-circuiting means in the inverter circuit 8. A control signal is output to the motor 1 and the phases of the stator winding of the motor 1 are short-circuited. When the stator windings are short-circuited, as shown in the equivalent circuit of FIG. 2, each phase of the stator winding is mainly connected to the lower phase side (bus line B side) of the inverter circuit 8 via the load lines 11u to 11w. The closed circuit 21 becomes a closed circuit 21, and a current flows in the closed circuit 21 due to the internal resistance 22 and the inductance component 23 of the stator winding. The direction of current is positive in the direction from the inverter circuit 8 to the stator winding of the motor 1. Also, load line 1
As shown in FIG. 3, the phases of the three-phase currents flowing in 1 u to 11 w are divided into 6 types of phase modes in which one cycle is divided into 60 degrees with reference to the direction of current flow, and these phase modes are It is called "0" to mode "5".
【0023】短絡時に流れる電流は、電流センサ12u
乃至12wにおいて電流検出信号として検出され、電流
検出回路13において電圧信号に変換され、電圧信号は
位相推定回路14に出力される。The current flowing at the time of short circuit is the current sensor 12u.
12 to 12w, the current detection signal is detected, the current detection circuit 13 converts the voltage signal, and the voltage signal is output to the phase estimation circuit 14.
【0024】位相推定回路14では、各U,V及びW相
の正弦波状の電圧信号を受けて、それぞれ2値化するこ
とにより図4に示すような3ビットの位相モード信号が
生成され、速度推定回路15及び制御回路16に出力さ
れる。The phase estimation circuit 14 receives the sinusoidal voltage signals of the U, V and W phases and binarizes them to generate a 3-bit phase mode signal as shown in FIG. It is output to the estimation circuit 15 and the control circuit 16.
【0025】速度推定回路15では、3ビットの位相モ
ード信号を受け、モード変化点を検出してその変化点間
の時間を計測することによって速度の推定が行われ、制
御回路16に出力される。尚、この推定された速度信号
は、短絡時にステータ巻線に流れる電流の速度信号であ
り、すなわち、モータ1の速度信号を表している。The speed estimation circuit 15 receives the 3-bit phase mode signal, detects the mode change point, and measures the time between the change points to estimate the speed and output it to the control circuit 16. . The estimated speed signal is the speed signal of the current flowing through the stator winding at the time of short circuit, that is, the speed signal of the motor 1.
【0026】制御回路16では、位相推定回路14にお
いて推定された位相モード信号と速度推定回路15にお
いて推定された速度信号を受けて、まず最初に、位相信
号の推定演算が行われる。これは、位相推定回路14に
おいて推定された位相モード信号のモード変化点を検出
し、速度推定回路15において推定された速度信号に基
づいて、このモード変化点から次のモード変化点までの
位相を正確に推定演算する方法を繰り返すことにより行
われている。(以下、この演算処理を、演算処理Aと呼
ぶこととする。)The control circuit 16 receives the phase mode signal estimated by the phase estimation circuit 14 and the speed signal estimated by the speed estimation circuit 15, and first performs an estimation calculation of the phase signal. This detects the mode change point of the phase mode signal estimated by the phase estimation circuit 14, and based on the speed signal estimated by the speed estimation circuit 15, determines the phase from this mode change point to the next mode change point. This is performed by repeating the method of accurately estimating and calculating. (Hereinafter, this calculation process will be referred to as calculation process A.)
【0027】次に、この推定演算された位相信号は、ス
テータ巻線の短絡時に流れる電流の位相であり、図2に
示すようにステータ巻線内のインダクタンス成分23の
ために誘起電圧よりも遅れた状態にあるので、この遅れ
分の位相シフト演算が行われる。ステータ巻線の内部抵
抗22とインダクタンス成分23は、各相でほぼ同等に
なるように設定された固有値であり、この各相における
内部抵抗成分をR[Ω]、インダクタンス成分をL
[H]とすると、誘起電圧に対する短絡時の電流の位相
遅れ量θは、(1)式で求まる。The estimated phase signal is the phase of the current flowing when the stator winding is short-circuited, and is delayed from the induced voltage due to the inductance component 23 in the stator winding as shown in FIG. In this state, the phase shift calculation for this delay is performed. The internal resistance 22 and the inductance component 23 of the stator winding are eigenvalues set so as to be substantially equal in each phase. The internal resistance component in each phase is R [Ω] and the inductance component is L.
If [H] is set, the phase delay amount θ of the current at the time of short circuit with respect to the induced voltage can be obtained by the equation (1).
【0028】[0028]
【数1】
ここで、ωは、位相モード信号が入力された速度推定回
路15において推定された速度信号から算出された角周
波数である。これにより、位相遅れ量θが算出され、演
算処理Aにおいて推定された位相信号を位相遅れ量θだ
け進める方向に移相シフトすることで、ステータ巻線に
生ずる誘起電圧の位相の推定(即ち、ロータの磁極位置
の推定)が行われる。(以下、この演算処理を、演算処
理Bと呼ぶこととする。)[Equation 1] Here, ω is an angular frequency calculated from the velocity signal estimated by the velocity estimation circuit 15 to which the phase mode signal is input. As a result, the phase delay amount θ is calculated, and the phase signal estimated in the arithmetic processing A is phase-shifted in the direction of advancing by the phase delay amount θ to estimate the phase of the induced voltage generated in the stator winding (ie, The estimation of the magnetic pole position of the rotor is performed. (Hereinafter, this calculation process will be referred to as calculation process B.)
【0029】次に、この推定された誘起電圧の位相信号
及び速度信号に基づいて、モータ1を再駆動させるため
の運転電圧(V)及び運転周波数(F)が演算され、V
/F一定の制御信号が生成される。(以下、この演算処
理を、演算処理Cと呼ぶこととする。)Next, the operating voltage (V) and the operating frequency (F) for re-driving the motor 1 are calculated based on the estimated phase signal and speed signal of the induced voltage, and V is calculated.
A / F constant control signal is generated. (Hereinafter, this arithmetic processing will be referred to as arithmetic processing C.)
【0030】そして、一旦、インバータ回路8の下相の
IGBT9d乃至9fをオフにすることによってステー
タ巻線の短絡が解除され、一定時間経過後に、このV/
F一定制御信号をゲート駆動回路18を介してIGBT
9a乃至9fのゲートへ出力することによりモータ1の
再駆動が行われる。このようにしてモータ1の駆動が再
開されると、再びV/F一定制御方式による同期運転が
行われる。Then, once the lower-phase IGBTs 9d to 9f of the inverter circuit 8 are turned off, the short-circuiting of the stator winding is released, and after a certain period of time, this V /
An F constant control signal is sent to the IGBT via the gate drive circuit 18.
The motor 1 is re-driven by outputting to the gates 9a to 9f. When the driving of the motor 1 is restarted in this way, the synchronous operation by the V / F constant control method is performed again.
【0031】このように本実施例によれば、瞬停後の復
電時にモータ1のステータ巻線をIGBT9d乃至9f
で短絡し、そのときにステータ巻線に流れる電流を電流
センサ12u乃至12w及び電流検出回路13で検出
し、その検出電流に基づいて位相推定回路14で位相を
推定するとともに、速度推定回路15で速度を推定し、
これらに基づいて制御回路16によりモータ1を駆動さ
せるようにしたので、瞬停等の断電によりモータ1の同
期制御がはずれロータがイナーシャにより回転を継続し
ていても、短時間でモータ1を駆動復帰させることがで
きる。また、過電流検出用の電流検出センサ12u乃至
12wを電流検出用としても共用できるので、製造コス
トを抑えて実施をすることができる。As described above, according to this embodiment, the stator windings of the motor 1 are connected to the IGBTs 9d to 9f at the time of power recovery after an instantaneous power failure.
, The currents flowing in the stator windings at that time are detected by the current sensors 12u to 12w and the current detection circuit 13, and the phase estimation circuit 14 estimates the phase based on the detected currents. Estimate the speed,
Since the control circuit 16 drives the motor 1 based on these, even if the synchronous control of the motor 1 is lost due to power failure such as momentary power failure and the rotor continues to rotate due to inertia, the motor 1 can be driven in a short time. The drive can be restored. Further, since the current detection sensors 12u to 12w for detecting the overcurrent can be used also for the current detection, the manufacturing cost can be suppressed and the operation can be performed.
【0032】(第2の実施例)次に、本発明の第2の実
施例を説明するに、説明の便宜上、図1を参照する。こ
の第2の実施例では、第1の実施例と同様、制御回路1
6内に演算処理A,B及びCが組み込まれるとともに、
この演算処理Bと演算処理Cとの間に位相補正手段たる
演算処理D(後述)が組み込まれている。駆動装置2に
は、電圧検出回路13から電圧信号が出力された後、制
御回路16において運転電圧及び運転周波数を算出する
までの演算処理による遅れ時間や、実際にインバータ回
路8からモータ1に対して駆動電圧が印加されるまでの
遅れ時間が存在する。そこで、あらかじめこの遅れ時間
を予測して制御回路16に設定しておき、演算処理Dに
て、設定時間分の位相遅延シフト補正が行われるように
構成されている。(Second Embodiment) In order to explain the second embodiment of the present invention, reference will be made to FIG. 1 for convenience of explanation. In the second embodiment, as in the first embodiment, the control circuit 1
In addition to incorporating arithmetic processing A, B and C in 6,
A calculation process D (described later) as a phase correction means is incorporated between the calculation process B and the calculation process C. In the drive device 2, after the voltage signal is output from the voltage detection circuit 13, the delay time due to the arithmetic processing until the control circuit 16 calculates the operating voltage and the operating frequency, and actually from the inverter circuit 8 to the motor 1 There is a delay time until the drive voltage is applied. Therefore, the delay time is predicted and set in the control circuit 16 in advance, and the phase delay shift correction for the set time is performed in the calculation process D.
【0033】まず、演算処理Dでは、演算処理Bにおい
て推定された誘起電圧の位相信号を受け、この推定され
た位相信号とあらかじめ設定された遅れ時間に基づい
て、実際のステータ巻線に発生している誘起電圧の位相
信号に合わせるために、どの程度遅延させるかの演算が
行われ、位相シフト量が算出される。そして、推定され
た位相信号に対し、この算出された位相シフト量だけ遅
延させた補正が加えられ、この補正された位相信号が演
算処理Cに出力されるようになっている。いわば、演算
処理Dは位相信号の遅延回路のようなものである。そし
て、演算処理CにおいてV/F一定の制御信号が生成さ
れ、モータ1の再駆動が行われる。First, in the arithmetic processing D, the phase signal of the induced voltage estimated in the arithmetic processing B is received, and it is generated in the actual stator winding based on the estimated phase signal and the preset delay time. In order to match the phase signal of the induced voltage that is being generated, the amount of delay is calculated, and the phase shift amount is calculated. Then, the estimated phase signal is corrected by delaying it by the calculated phase shift amount, and the corrected phase signal is output to the arithmetic processing C. In a sense, the arithmetic processing D is like a delay circuit for a phase signal. Then, in the arithmetic processing C, a control signal having a constant V / F is generated, and the motor 1 is re-driven.
【0034】このように第2の実施例によれば、演算処
理Dでは、位相推定回路14において推定された位相に
対し、モータ1を再駆動させるまでの演算処理時間等に
起因する遅れ時間を予測して設定された時間に合わせて
誘起電圧の位相の補正をすることができる。また、この
演算処理Dは構成が簡単なため、処理時間が短くて済
み、従って、処理速度を高速にすることができる。As described above, according to the second embodiment, in the arithmetic processing D, the delay time due to the arithmetic processing time until the motor 1 is re-driven with respect to the phase estimated by the phase estimating circuit 14 is added. The phase of the induced voltage can be corrected in accordance with the predicted and set time. Further, since the arithmetic processing D has a simple structure, the processing time is short and therefore the processing speed can be increased.
【0035】(第3の実施例)次に、本発明の第3の実
施例を説明するに、説明の便宜上、図1を参照する。こ
の第3の実施例では、第1の実施例と同様、制御回路1
6内に演算処理A,B及びCが組み込まれるとともに、
この演算処理Bと演算処理Cとの間に位相補正手段たる
演算処理E(後述)が組み込まれている。また、この第
3の実施例では、駆動装置2の演算処理時間等に起因す
る遅れ時間の補正を、第2の実施例とは別の方法で行っ
ている。この遅れ時間はあらかじめ制御回路16に設定
されている。(Third Embodiment) In order to explain the third embodiment of the present invention, reference will be made to FIG. 1 for convenience of explanation. In the third embodiment, as in the first embodiment, the control circuit 1
In addition to incorporating arithmetic processing A, B and C in 6,
A calculation process E (described later) as a phase correction means is incorporated between the calculation process B and the calculation process C. Further, in the third embodiment, the correction of the delay time due to the calculation processing time of the drive device 2 and the like is performed by a method different from that of the second embodiment. This delay time is preset in the control circuit 16.
【0036】まず、演算処理Eでは、演算処理Bにおい
て推定された誘起電圧の位相信号及び速度信号を受け
る。次に、この推定された位相信号及び速度信号とあら
かじめ設定された遅れ時間に基づいて、実際にステータ
巻線に発生している誘起電圧の位相信号に合わせるため
にどの程度位相をシフトさせるかの演算が行われ、位相
シフト量が算出される。そして、推定された位相信号に
対し、この算出された位相シフト量だけシフトさせた補
正が行われ、この補正された位相信号が演算処理Cに出
力されるようになっている。この際、速度信号も与えら
れているのでリアルタイムに位相を早めたり遅らせたり
することができる。そして、演算処理CにおいてV/F
一定の制御信号が生成され、モータ1の再駆動が行われ
る。First, in the arithmetic processing E, the phase signal and velocity signal of the induced voltage estimated in the arithmetic processing B are received. Next, based on the estimated phase signal and speed signal and the preset delay time, how much the phase is shifted to match the phase signal of the induced voltage actually generated in the stator winding. The calculation is performed to calculate the phase shift amount. Then, the estimated phase signal is corrected by shifting the calculated phase shift amount, and the corrected phase signal is output to the arithmetic processing C. At this time, since the speed signal is also given, the phase can be advanced or delayed in real time. Then, in the calculation process C, V / F
A constant control signal is generated and the motor 1 is re-driven.
【0037】このように第3の実施例によれば、推定さ
れた速度信号に基づいて位相シフト量を決定できるの
で、推定された位相信号に対して、リアルタイムに位相
をシフトさせた補正を加えることができる。従って、演
算処理Eでは、位相推定回路14において推定された位
相信号に対し、モータ1を再駆動させるまでの演算処理
時間等に起因する遅れ時間を予測して設定された時間に
合わせて、速度推定回路15において推定された速度信
号に基づいて、リアルタイムに誘起電圧の位相の補正を
することができる。これにより、速度の推定に追随した
位相の推定が行えることとなり、位相の推定精度が上が
る。As described above, according to the third embodiment, the amount of phase shift can be determined based on the estimated speed signal, so that the estimated phase signal is corrected by shifting the phase in real time. be able to. Therefore, in the arithmetic processing E, the delay time due to the arithmetic processing time until the motor 1 is re-driven is predicted with respect to the phase signal estimated by the phase estimation circuit 14, and the speed is adjusted in accordance with the set time. The phase of the induced voltage can be corrected in real time based on the speed signal estimated by the estimation circuit 15. As a result, the phase can be estimated following the speed estimation, and the phase estimation accuracy can be improved.
【0038】(第4の実施例)次に、本発明の第4の実
施例を説明するに、説明の便宜上、図1を参照する。こ
の第4の実施例では、第1の実施例と同様、制御回路1
6内に演算処理A,B及びCが組み込まれるとともに、
この演算処理Bと演算処理Cとの間に位相補正手段たる
演算処理F(後述)が組み込まれている。また、速度推
定回路15において推定された速度信号の時間変化率を
算出し、一定時間後の速度を推定するための演算処理G
(後述)が組み込まれている。第4の実施例では、駆動
装置2の演算処理時間等に起因する遅れ時間の補正を、
第2及び第3の実施例とは別の方法で行っており、遅れ
時間の設定時間を長くとることができるように構成され
ている。この遅れ時間はあらかじめ制御回路16に設定
されている。(Fourth Embodiment) In order to explain a fourth embodiment of the present invention, reference will be made to FIG. 1 for the sake of convenience. In the fourth embodiment, as in the first embodiment, the control circuit 1
In addition to incorporating arithmetic processing A, B and C in 6,
A calculation process F (described later) as a phase correction means is incorporated between the calculation process B and the calculation process C. Further, a calculation process G for calculating the time change rate of the speed signal estimated in the speed estimation circuit 15 and estimating the speed after a fixed time
(Described below) is incorporated. In the fourth embodiment, the correction of the delay time due to the calculation processing time of the driving device 2 and the like is performed.
The method is different from those of the second and third embodiments, and is configured so that the delay time can be set longer. This delay time is preset in the control circuit 16.
【0039】まず最初に、演算処理Gの作用について説
明する。演算処理Gは、速度推定回路15において推定
された速度信号を複数回受け、その時間変化率を算出
し、設定された遅れ時間後の速度を推定し、その推定さ
れた速度信号を演算処理Fに出力するようになってい
る。図5は、同期制御がはずれてロータがイナーシャに
より回転を継続しているときの短絡時に流れる電流の速
度の時間変化率を表したものである。ある時間T0、T
1において、速度推定回路15により推定された速度信
号をそれぞれα、βとする。次に、時間T1に対し、あ
らかじめ制御回路16に設定された遅れ時間後の時間を
T2として、そのときの推定速度をγとすると、時間T
2における推定速度γは、時間T0、T1における推定
された速度信号の時間変化率に基づいて、(2)式のよ
うに推定することができる。First, the operation of the calculation process G will be described. The calculation process G receives the speed signal estimated by the speed estimation circuit 15 a plurality of times, calculates the rate of change over time, estimates the speed after the set delay time, and calculates the estimated speed signal by calculation process F. It is designed to output to. FIG. 5 shows the rate of change over time in the speed of the current that flows when a short circuit occurs when the synchronous control is disengaged and the rotor continues to rotate due to inertia. Some time T0, T
1, the speed signals estimated by the speed estimating circuit 15 are α and β, respectively. Next, assuming that the time after the delay time preset in the control circuit 16 with respect to the time T1 is T2 and the estimated speed at that time is γ, the time T
The estimated speed γ in 2 can be estimated as in Expression (2) based on the time change rate of the estimated speed signal at times T0 and T1.
【0040】[0040]
【数2】 この推定された速度信号γが演算処理Fに出力される。[Equation 2] The estimated speed signal γ is output to the calculation process F.
【0041】次に、演算処理Fの作用について説明す
る。まず、演算処理Fでは、演算処理Bにおいて推定さ
れた時間T1における誘起電圧の位相信号及び速度信号
を受け、また、演算処理Gにおいて推定された時間T2
における速度信号を受ける。そして、時間T1における
位相信号に対し、この時間T1及びT2における速度信
号に基づいて、時間T2における位相の推定演算が行わ
れ位相シフト量が算出される。更に、時間T1の位相信
号に対し、算出された位相シフト量だけの補正が加えら
れることによって、時間T2における位相信号の推定が
行われる。そして、この時間T2における推定された位
相信号及び速度信号が演算処理Cに出力され、そして、
演算処理CにおいてV/F一定の制御信号が生成され、
モータ1の再駆動が行われる。Next, the operation of the calculation process F will be described. First, in the arithmetic processing F, the phase signal and the speed signal of the induced voltage at the time T1 estimated in the arithmetic processing B are received, and the time T2 estimated in the arithmetic processing G is received.
Receive the speed signal at. Then, with respect to the phase signal at the time T1, an estimation calculation of the phase at the time T2 is performed based on the speed signals at the times T1 and T2 to calculate the phase shift amount. Furthermore, the phase signal at the time T2 is estimated by correcting the phase signal at the time T1 by the calculated phase shift amount. Then, the estimated phase signal and velocity signal at the time T2 are output to the arithmetic processing C, and
In the arithmetic processing C, a control signal of constant V / F is generated,
The motor 1 is re-driven.
【0042】このように第4の実施例によれば、演算処
理Gでは、速度推定回路15において推定された複数の
速度信号から速度の時間変化率を算出し、その時間変化
率に基づいて設定された遅れ時間後の速度信号が推定さ
れる。そして、演算処理Fにて、演算処理Bにおいて推
定された位相信号及び速度信号と、演算処理Gにおいて
推定された設定された遅れ時間後の速度信号に基づい
て、設定された遅れ時間後の位相信号が推定補正され
る。これにより、演算処理Cにて運転電圧及び運転周波
数が演算され、モータ1の再駆動が行われる。As described above, according to the fourth embodiment, in the arithmetic processing G, the time change rate of the speed is calculated from the plurality of speed signals estimated by the speed estimation circuit 15, and the speed change rate is set based on the time change rate. The speed signal after the delay time is estimated. Then, in the arithmetic processing F, the phase after the set delay time is calculated based on the phase signal and the speed signal estimated in the arithmetic processing B and the speed signal after the set delay time estimated in the arithmetic processing G. The signal is estimated and corrected. As a result, the operation voltage and the operation frequency are calculated in the calculation process C, and the motor 1 is re-driven.
【0043】このような構成によれば、推定された速度
信号の時間変化率に基づいて誘起電圧の位相補正ができ
るので、遅れ時間の設定を長くとることができる。ま
た、推定された遅れ時間後の速度信号に基づいて位相シ
フト量を決定できるので、演算処理Bにおいて推定され
た位相信号に対して、リアルタイムに位相をシフトさせ
た補正を加えることができる。これにより、速度の推定
の時間変化に追随した位相の推定が行えることとなり、
位相の推定精度が上がるので、遅れ時間の設定を長くし
てもモータ1の駆動復帰をすることができる。With such a configuration, the phase of the induced voltage can be corrected based on the estimated time change rate of the speed signal, so that the delay time can be set longer. Moreover, since the phase shift amount can be determined based on the estimated speed signal after the delay time, the phase signal estimated in the arithmetic processing B can be corrected by shifting the phase in real time. As a result, it is possible to estimate the phase that follows the time change of the speed estimation.
Since the estimation accuracy of the phase is increased, the drive of the motor 1 can be restored even if the delay time is set longer.
【0044】(第5の実施例)次に、本発明の第5の実
施例を説明するに、説明の便宜上、図1を参照する。位
相推定回路14は、ステータ巻線の短絡後、電圧信号が
入力された後、2値化等の位相推定演算が開始されるま
で任意の待機時間が設けられる構成となっている。これ
は、図示はしないが、位相推定回路14の入力部に、電
圧信号の検出回路と、その検出信号を受けてから位相推
定演算が開始されるまでの待機時間を調整するタイマ回
路とが設けられて構成されている。これにより、ステー
タ巻線の短絡時、図6に示すような閉回路21(図2参
照)を流れる電流の過渡的振動の取り込みを回避して、
位相推定回路14及び速度推定回路15による推定演算
ができるので、推定精度を上げることができる。(Fifth Embodiment) In order to explain the fifth embodiment of the present invention, reference will be made to FIG. 1 for the sake of convenience. The phase estimation circuit 14 is configured such that an arbitrary waiting time is provided after the short circuit of the stator winding, after the voltage signal is input, and before the phase estimation calculation such as binarization is started. Although not shown, the input portion of the phase estimation circuit 14 is provided with a voltage signal detection circuit and a timer circuit for adjusting the waiting time from the reception of the detection signal to the start of the phase estimation calculation. It has been configured. As a result, when the stator winding is short-circuited, the transient oscillation of the current flowing through the closed circuit 21 (see FIG. 2) as shown in FIG. 6 is avoided,
Since the estimation calculation can be performed by the phase estimation circuit 14 and the speed estimation circuit 15, the estimation accuracy can be improved.
【0045】(第6の実施例)次に、本発明の第6の実
施例を説明するに、説明の便宜上、図1を参照する。位
相推定回路14は、ステータ巻線の短絡後、電圧信号が
入力された後、この電圧信号の周期をカウントし、任意
の周期経過後に位相推定演算が開始される構成となって
いる。これは、図示はしないが、位相推定回路14の入
力部に、電圧信号を検出して2値化する比較回路と、そ
の2値化信号をカウントする計数回路とが設けられて構
成されている。これにより、第5の実施例と同様の効果
が得られる。(Sixth Embodiment) In order to explain the sixth embodiment of the present invention, reference will be made to FIG. 1 for convenience of description. The phase estimation circuit 14 is configured to count the period of the voltage signal after the voltage signal is input after the stator winding is short-circuited and to start the phase estimation calculation after an arbitrary period has elapsed. Although not shown in the figure, the phase estimation circuit 14 has an input section provided with a comparison circuit for detecting a voltage signal and binarizing it, and a counting circuit for counting the binarized signal. . As a result, the same effect as that of the fifth embodiment can be obtained.
【0046】(第7の実施例)次に、本発明の第7の実
施例を説明するに、説明の便宜上、図1を参照する。速
度推定回路15は、位相推定回路14より3ビットの位
相モード信号を受けて、この位相モード信号を複数回検
出することに基づいて、誘起電圧の速度の推定が行われ
る構成となっている。この速度推定方法を、図7のフロ
ーチャートを参照しながら説明する。(Seventh Embodiment) In order to explain the seventh embodiment of the present invention, reference will be made to FIG. 1 for convenience of description. The speed estimation circuit 15 receives the 3-bit phase mode signal from the phase estimation circuit 14, and estimates the speed of the induced voltage based on detecting the phase mode signal a plurality of times. This speed estimation method will be described with reference to the flowchart of FIG.
【0047】速度推定回路15は、一定のタイミングを
刻む基準クロックで動作する同期回路で構成されてい
る。駆動装置2への断電後、復電されると、中央処理装
置にて復電が検出されるとともに速度推定処理が開始さ
れ(ステップS1)、チェックカウンタ、モードカウン
タ、周期カウンタの計数値の初期化(ゼロリセット)が
行われる(ステップS2)。ここで、チェックカウンタ
とは、基準クロックに同期して一定の時間間隔(以下、
チェック時間間隔と称す)で位相モード信号のモード検
出を行ったときのモード検出回数を計数するカウンタで
あり、モードカウンタとは、このモード検出時に位相モ
ード信号のモードが変化した回数を計数するカウンタで
あり、周期カウンタとは、モードカウンタが6回計数さ
れる毎に1回が計数されるカウンタであり、短絡時の電
流の周期の繰り返し回数を表したものである。The speed estimating circuit 15 is composed of a synchronizing circuit which operates with a reference clock which keeps constant timing. When the power is restored to the drive unit 2 after the power is cut off, the central processing unit detects the power restoration and starts the speed estimation process (step S1) to check the count values of the check counter, the mode counter, and the cycle counter. Initialization (zero reset) is performed (step S2). Here, the check counter is a fixed time interval (hereinafter,
It is a counter that counts the number of mode detections when the mode of the phase mode signal is detected at a check time interval). The mode counter is a counter that counts the number of times the mode of the phase mode signal changes during this mode detection. The cycle counter is a counter that counts once every six times the mode counter counts, and represents the number of repetitions of the current cycle at the time of a short circuit.
【0048】初期化が終了するとチェック時間間隔で位
相モード信号のモード検出が開始され、ステップS3に
て1回目のモード変化の判定が行われる。1回目のモー
ド変化が検出されるとステップS4に移行し、モード検
出回数のチェックカウンタへの加算が開始される。ステ
ップS4では、該モード変化の検出をしたモード検出以
降のモード検出回数がチェックカウンタに加算されてい
くこととなる。次にステップS5にて位相モードのモー
ド変化の検出が行われる。モード変化がない場合はステ
ップS4に戻り、モード変化があるまで同様の動作が繰
り返される。モード変化がある場合はステップS6に移
行して、モードカウンタへの+1の加算が行われる。When the initialization is completed, the mode detection of the phase mode signal is started at the check time interval, and the first mode change is judged in step S3. When the first mode change is detected, the process proceeds to step S4, and the addition of the mode detection number to the check counter is started. In step S4, the number of times of mode detection after the mode detection in which the mode change is detected is added to the check counter. Next, in step S5, the mode change of the phase mode is detected. If there is no mode change, the process returns to step S4, and the same operation is repeated until the mode is changed. If there is a mode change, the process proceeds to step S6, and +1 is added to the mode counter.
【0049】次に、ステップS7にてモードカウンタの
計数値が6回に達したかの判定、即ち、短絡時の電流の
周期が1周期に達したかの判定が行われる。モードカウ
ンタの計数値が6回に達しない場合はステップS4に戻
り、この計数値が6回に達するまで同様の動作が繰り返
される。モードカウンタの計数値が6回に達した場合
は、ステップS8にてモードカウンタの計数値がゼロに
リセットされ、ステップS9にて周期カウンタへの+1
の加算が行われる。Next, in step S7, it is determined whether the count value of the mode counter has reached six times, that is, whether the current cycle at the time of short circuit has reached one cycle. If the count value of the mode counter does not reach 6 times, the process returns to step S4, and the same operation is repeated until the count value reaches 6 times. If the count value of the mode counter reaches 6 times, the count value of the mode counter is reset to zero in step S8, and the cycle counter is incremented by 1 in step S9.
Is added.
【0050】次に、ステップS10にて、周期カウンタ
の計数値があらかじめ設定された周期回数Nに達したか
の判定が行われる。周期カウンタの計数値がN回に達し
ない場合はステップS4に戻り、N回に達するまで同様
の動作が繰り返される。周期カウンタの計数値がN回に
達した場合はステップS11にて、チェック時間間隔、
チェックカウンタの計数値、周期カウンタの計数値に基
づいて位相モード信号の速度(周波数)の推定が行われ
る。周期回数Nの値は、適切に設定することにより、速
度(周波数)の推定演算処理時間と推定精度を調整する
ことができる。次に、ステップS12にてメインルーチ
ン(図示省略)へ移行し、この推定された速度信号は、
制御回路16へ出力される。このような構成によれば、
速度推定回路15において、電流検出信号の検出回数を
多くすることにより、速度の推定精度を上げることがで
きる。Next, in step S10, it is determined whether the count value of the cycle counter has reached a preset cycle number N. When the count value of the cycle counter does not reach N times, the process returns to step S4, and the same operation is repeated until it reaches N times. When the count value of the cycle counter reaches N times, in step S11, the check time interval,
The speed (frequency) of the phase mode signal is estimated based on the count value of the check counter and the count value of the cycle counter. By properly setting the value of the number of cycles N, the speed (frequency) estimation calculation processing time and the estimation accuracy can be adjusted. Next, in step S12, the process proceeds to a main routine (not shown), and the estimated speed signal is
It is output to the control circuit 16. According to such a configuration,
By increasing the number of times the current detection signal is detected in the speed estimation circuit 15, the speed estimation accuracy can be improved.
【0051】(第8の実施例)次に、本発明の第8の実
施例を説明するに、説明の便宜上、図1を参照する。制
御回路16は、ステータ巻線の短絡時に、IGBT9d
乃至9fのゲート信号をパルス制御することにより、閉
回路21(図2参照)に流れる電流量を任意に調整でき
るように構成されている。ステータ巻線の短絡時の電流
は、電流センサ12u乃至12wにおいて検出され、制
御回路16に入力されている。そして、この検出信号を
制御回路16にて監視し、閉回路21内に過大な電流が
流れないようにIGBT9d乃至9fのゲート信号のパ
ルス制御が行われる。これにより、閉回路21内のIG
BT9d乃至9fに過大な電流が流れることを防止する
ことができる。(Eighth Embodiment) Next, in order to explain an eighth embodiment of the present invention, FIG. 1 will be referred to for convenience of description. The control circuit 16 controls the IGBT 9d when the stator winding is short-circuited.
By pulse-controlling the gate signals 9 to 9f, the amount of current flowing through the closed circuit 21 (see FIG. 2) can be arbitrarily adjusted. The current when the stator winding is short-circuited is detected by the current sensors 12u to 12w and input to the control circuit 16. Then, this detection signal is monitored by the control circuit 16, and pulse control of the gate signals of the IGBTs 9d to 9f is performed so that an excessive current does not flow in the closed circuit 21. As a result, the IG in the closed circuit 21
It is possible to prevent an excessive current from flowing through the BTs 9d to 9f.
【0052】尚、本発明は、上記し、且つ図面に示す実
施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形、
拡張が可能である。第4の実施例では、時間T2におけ
る誘起電圧の速度を推定するのに、速度推定回路15に
おいて異なる時間に推定された2つの周期から時間変化
率を求めるようにしたが、これに限定されるものではな
く、異なる時間に推定されたnの周期から時間変化率を
求めるようにしてもよい。また、時間変化率の算出方法
は、(2)式に限定されるものではなく、2乗平均処理
などの方法を用いてもよい。The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, but the following modifications are possible.
It can be expanded. In the fourth embodiment, in order to estimate the speed of the induced voltage at time T2, the time change rate is obtained from the two cycles estimated at different times in the speed estimation circuit 15, but the present invention is not limited to this. Instead of this, the time change rate may be obtained from n cycles estimated at different times. The method of calculating the time change rate is not limited to the equation (2), and a method such as root mean square processing may be used.
【0053】本発明の実施例では、永久磁石形同期電動
機の制御装置17は、断電後の復電を検出することによ
り同期制御のはずれたモータの再駆動を行う構成とした
が、断電時の駆動復帰に限定されるものではなく、モー
タの同期運転中に同期制御がはずれた場合にもその同期
制御はずれを検出することによりモータの再駆動を行う
構成としてもよい。In the embodiment of the present invention, the controller 17 of the permanent magnet type synchronous motor is configured to re-drive the motor out of the synchronous control by detecting the power recovery after the power failure. The present invention is not limited to the drive recovery at the time, and the motor may be re-driven by detecting the deviation of the synchronous control even if the synchronous control is lost during the synchronous operation of the motor.
【0054】本発明の実施例では、永久磁石形同期電動
機の制御装置17は、V/F一定制御による制御装置へ
の適用としたが、これに限定されるものではなく、運転
中にステータ巻線に流れる電流を検出してロータの磁極
位置及び回転速度を推定し、その値を周波数指令にフィ
ードバック制御させる電流検出方式の制御装置へ適用し
てもよい。In the embodiment of the present invention, the control device 17 of the permanent magnet type synchronous motor is applied to the control device by the constant V / F control, but the present invention is not limited to this, and the stator winding may be performed during operation. It may be applied to a current detection type control device that detects a current flowing in a line to estimate a magnetic pole position and a rotation speed of a rotor and feedback-controls the values to a frequency command.
【0055】[0055]
【発明の効果】以上の記述で明らかなように、本発明の
永久磁石形同期電動機の制御装置は、ロータの磁極位置
を磁極位置センサにより検出することなく運転される永
久磁石形同期電動機において、瞬停等の断電により同期
制御のはずれたモータのロータの磁極位置及び回転速度
を推定できるようにしたので、ロータの回転中にモータ
を再駆動せることができるという優れた効果を奏するも
のである。As is apparent from the above description, the controller of the permanent magnet type synchronous motor of the present invention is a permanent magnet type synchronous motor which is operated without detecting the magnetic pole position of the rotor by the magnetic pole position sensor. Since it is possible to estimate the magnetic pole position and rotation speed of the rotor of the motor out of synchronization control due to power failure such as momentary power failure, it is possible to re-drive the motor while the rotor is rotating. is there.
【図1】本発明の第1の実施例を示すブロック線図FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図2】短絡時の等価回路図[Fig. 2] Equivalent circuit diagram at short circuit
【図3】短絡時の電流波形図[Figure 3] Current waveform diagram at the time of short circuit
【図4】位相モード図[Figure 4] Phase mode diagram
【図5】本発明の第4の実施例の推定速度信号の時間変
化率FIG. 5 is a time change rate of an estimated speed signal according to a fourth embodiment of the present invention.
【図6】本発明の第5の実施例の短絡時の電流の過渡状
態をあらわす波形図FIG. 6 is a waveform chart showing a transient state of current at the time of short circuit according to a fifth embodiment of the present invention.
【図7】本発明の第7の実施例の速度の推定方法を示す
フローチャート図FIG. 7 is a flowchart showing a speed estimating method according to a seventh embodiment of the present invention.
図面中、1は永久磁石形同期電動機、2はセンサレス駆
動装置(駆動装置)、3は三相交流電源、8はインバー
タ回路、9a乃至9cはIGBT(スイッチング素
子)、9d乃至9fはIGBT(スイッチング素子、短
絡手段)、12u乃至12wは電流センサ(電流検出手
段)、13は電流検出回路(電流検出手段)、14は位
相推定回路(位相推定手段)、15は速度推定回路(速
度推定手段)、16は制御回路(制御手段、位相補正手
段)、17は制御装置、18はゲート駆動回路を示す。In the drawings, 1 is a permanent magnet type synchronous motor, 2 is a sensorless driving device (driving device), 3 is a three-phase AC power supply, 8 is an inverter circuit, 9a to 9c are IGBTs (switching elements), and 9d to 9f are IGBTs (switching devices). Elements, short-circuit means), 12u to 12w are current sensors (current detection means), 13 is a current detection circuit (current detection means), 14 is a phase estimation circuit (phase estimation means), and 15 is a speed estimation circuit (speed estimation means). , 16 is a control circuit (control means, phase correction means), 17 is a control device, and 18 is a gate drive circuit.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H02P 6/18 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (58) Fields surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) H02P 6/18
Claims (8)
り検出することなく運転される永久磁石形同期電動機に
おいて、 前記永久磁石形同期電動機のステータ巻線を短絡する短
絡手段と、 この短絡手段により短絡されたときに前記ステータ巻線
に流れる電流を検出する電流検出手段と、 この電流検出手段により検出された電流検出信号から前
記ステータ巻線に生ずる誘起電圧の位相を推定する位相
推定手段と、 前記電流検出手段により検出された電流検出信号から前
記永久磁石形同期電動機の速度を推定する速度推定手段
と、 前記推定された位相及び前記推定された速度に基づいて
永久磁石形同期電動機を駆動する制御手段とを具備する
ことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。1. A permanent magnet type synchronous motor which is operated without detecting a magnetic pole position of a rotor by a magnetic pole position sensor, and short-circuiting means for short-circuiting a stator winding of the permanent magnet type synchronous motor; Current detecting means for detecting a current flowing through the stator winding when the current is detected, phase estimating means for estimating a phase of an induced voltage generated in the stator winding from a current detection signal detected by the current detecting means, Speed estimating means for estimating the speed of the permanent magnet type synchronous motor from the current detection signal detected by the current detecting means, and control for driving the permanent magnet type synchronous motor based on the estimated phase and the estimated speed. And a control unit for a permanent magnet type synchronous motor.
時間に基づいて、前記位相推定手段により推定された位
相に補正を加える位相補正手段を設けたことを特徴とす
る請求項1記載の永久磁石形同期電動機の制御装置。2. The permanent magnet according to claim 1, further comprising phase correction means for correcting the phase estimated by the phase estimation means based on a calculation time for estimating the phase by the phase estimation means. Type synchronous motor control device.
時間と、速度推定手段により推定された速度とに基づい
て、前記位相推定手段により推定された位相に補正を加
える位相補正手段を設けたことを特徴とする請求項1記
載の永久磁石形同期電動機の制御装置。3. A phase correcting means for correcting the phase estimated by the phase estimating means based on the calculation time for estimating the phase by the phase estimating means and the speed estimated by the speed estimating means. The control device for a permanent magnet type synchronous motor according to claim 1.
時間と、速度推定手段から推定された複数回の速度から
任意の時間後の速度を推定した推定速度とに基づいて、
前記位相推定手段により推定された位相に補正を加える
位相補正手段を設けたことを特徴とする請求項1記載の
永久磁石形同期電動機の制御装置。4. Based on a calculation time for estimating a phase by the phase estimating means and an estimated speed obtained by estimating a speed after an arbitrary time from a plurality of speeds estimated by the speed estimating means,
2. The control device for a permanent magnet type synchronous motor according to claim 1, further comprising phase correction means for correcting the phase estimated by the phase estimation means.
タ巻線の短絡後、任意の待機時間の経過を待って誘起電
圧の位相の推定演算を開始するように構成されているこ
とを特徴とする請求項1記載の永久磁石形同期電動機の
制御装置。5. The phase estimating means is configured to start the estimation calculation of the phase of the induced voltage after waiting for an arbitrary waiting time after the stator winding is short-circuited by the short-circuiting means. The control device for the permanent magnet type synchronous motor according to claim 1.
タ巻線の短絡後、電流検出手段により検出された電流検
出信号の任意の周期の経過を待って誘起電圧の位相の推
定演算を開始するように構成されていることを特徴とす
る請求項1記載の永久磁石形同期電動機の制御装置。6. The phase estimating means waits for an arbitrary period of the current detection signal detected by the current detecting means after the short-circuiting of the stator winding by the short-circuiting means to start the estimation calculation of the phase of the induced voltage. The control device for a permanent magnet type synchronous motor according to claim 1, wherein
果に基づいて永久磁石形同期電動機の速度の推定を行う
ように構成されていることを特徴とする請求項1記載の
永久磁石形同期電動機の制御装置。7. The permanent magnet type according to claim 1, wherein the speed estimating means is configured to estimate the speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a result of a plurality of current detections. Control device for synchronous motor.
記ステータ巻線を流れる電流を任意の電流量に調整する
ように構成されていることを特徴とする請求項1記載の
永久磁石形同期電動機の制御装置。8. The permanent magnet type synchronization according to claim 1, wherein the control means is configured to adjust the current flowing through the stator winding to an arbitrary amount of current when the stator winding is short-circuited. Electric motor controller.
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