JP3466608B2 - Ｎｍｒのための共鳴キャビティ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、NMRのための空洞共振器（resonant cavit
y）に関し、より詳細には高周波数において用いられる
受信器及び送信器プローブのための共振アレイ（resona
nt array）に関する。

共振器アレイ〔ヘイズ，シー.,エーデルスタイン，ダ
ブリュー.,シェンク，アイ.,ミュラー，オー.,及びイー
シュ，エム.,J.Mag Res.63,622−628（1985号）〕は核
磁気共鳴イメージング及び分光学において受信器及び送
信器コイルプローブに対して段々一般的になりつつあ
る。更に高い磁場及び従って周波数が用いられているた
めにより一般的になりつつある。標準的多重巻サドルコ
イル及びショートソレノイドを同調せしめることの困難
さによって代替の低速波構造及び共振器アレイをより魅
力的なものにしている。我々は共振器アレイ原理、例え
ばペタル共振器〔マンスフィールド，ピー.,J.Phys.D.,
21,1643−４（1988）〕を用いる幾つかの構造を検討し
た。これらのデバイスを検討する上で、総括的なパラメ
ータ回路の一般的理論をこれらのシステムに適用される
ように展開することが必要である。我々は一般的なマト
リクス技術（フィッシャー，イー．エム.1955エレクト
ロニックエンジニアリング27,198−204、サンダ ケ
ー．エフ．及びリード ジー．エー．エル.1978トラン
スミッション アンド プロパゲイション オブ エレ
クトロマグネティックウエーブス.C.V.P.ケンブリッ
ジ）からこの理論を検討した。非対称「鳥籠」共振器の
分析のための摂動技術が最近発刊された〔トロップ，ジ
ェー.,J.Mag.Res.82,52−66（1989）〕。

本発明は、高周波数において用いられるNMRのための
共振アレイであって、上記アレイが２つの同等の端部構
造及びこれらの同等の端部構造を接合する複数連続ロッ
ドを含んでおり、これにより複数のπ又は丁電気回路セ
クションを構成し、上記連続ロッドが導電材料からなっ
ており、これにより上記連続ロッドは上記端部構造を所
定の距離離間して支持しており、上記端部構造が上記ア
レイの全体としての電気的特徴に実質的に寄与し且つ上
記構造体が立ち上がり波を支持できるように形作られ且
つ寸法取りされていることを特徴とする共振アレイを提
供するものである。

本発明はまた、第１及び第２ロッドが平坦矩形シート
において組み合わさっており且つ第３及び第４ロッドが
上記シートを包囲する導電ワイヤにおいて組み合わさっ
ている修正された共振アレイを提供するものである。

図面の簡単な説明 本発明の諸実施例を添付図面に言及した例として以下
に述べるが、これらの図面において、 第１図（ａ）はπセクション及び（ｂ）Ｔセクション
としての集中パラメータ伝送ラインのセクションを示し
ており、 第２図は、単純な低域フィルタセクションに対する許
容された周波数特性を示すグラフを示しており、 第３図は、本発明に係る、有効キャビティ長さ１を有
するスロット付ループ共振器のクラスタを含む可調NMR
キャビティを示しており、 第4a図は第２図の可調NMRキャビティの一方の端部プ
レートを示しており、 第4b図はより大きな軸方向のアクセスでもって代替端
部プレートの設計図を示しており、 第4c図は、直角位相及び平衡構成を示す駆動回路を示
しており、 第4d図は、第4b図の代替端部プレート設計に用いられ
る束誘導スリーブ又は端部リングはめ輪を示しており、 第５図は、個別スロット付ループ共振器のためのイン
ダクタンスの直径に対するプロットを示しており、 第6a図は、接合されている空洞共振器構造、点Ａ及び
Ｂの等価回路を示しており、 第6b図は、第6a図の空洞共振器の１つのセクションの
ための周波数特性のプロットを示しており、 第７図は、ω_０の漸近値を与える1/1に対するf²の直
線回帰プロットを示しており、 第８図は、空洞共振器の直角位相及び平衡駆動モード
のための長さに対する周波数ｆのプロットを示してお
り、 第９図は、より大きな中心アクセスを残すより低い周
波数共振器設計に対する端部プレートの断面図を示して
おり、 第10a図は、ループインダクタンスを増大するための
２層を有するスロット付ループ共振器の略平面図を示し
ており、 第10b図は、側断面図を示しており、 第11図は、２巻空洞共振器（２ turn cavity reso
nator）に対する略図を示しており、 第12図は、２巻空洞共振器に対する端部プレートの構
成の略断面図を示しており、 第13図は、ループがプレートから90゜だけずれて回転
している代替構成を示しており、 第14図は、高域空洞共振器コイルの一方の端部プレー
トの略図を示しており、 第15a図は、第14図の空洞共振器の修正を示してお
り、 第15bは、第15a図の共振器に対する等価回路を示して
おり、 第16図は、本発明に係る反射伝導スクリーンを有する
分割又は半共振構成を示しており、 第17a図は、サドルコイルのためのワイヤ構成、即ち
対称性のために付加されてはいるが電流を通さない、即
ち立ち上がり波ノードにおける付加のワイヤの略端面図
を示しており、 第17b図は、反射スクリーンを有する等価分割又は半
サドル構成を示しており、 第18a図は、スクリーンを有する分割又は半サドル構
成の略図を示しており、 第18b図は、スクリーンを有するストリップコイルを
示しており、 第18c図は、駆動を有する分割サドル又はストリップ
コイルの等価回路を示している。

理論 以下において、我々は我々の共鳴構造の１つのセクシ
ョンを第１図に示されているようなπセクション又はＴ
セクションのどちらかの形をとる集中パラメータ回路
（lumped parameter circuit）によって表わす。我々
はセクション間で相互作用がないものと仮定する（これ
以後参照）。

より長い伝送ラインの一部として考慮されるセクショ
ンに対する伝達行列Ａ（transfer matrix）は伝搬式 Ψ_ｎ＝ＡΨ_n+1 （２） ここで式１のE_n,E_n+1等はそれぞれ出力及び入力電圧及
び電流であり、そしてΨ_ｎ等は列を表わす。

Ｎ個の同等なセクションに対しては、式２から Ψ_０＝A^NΨ_Ｎ （３） が得られる。

波動が伝送ラインに沿って支持される場合、我々は Ψ_ｎ＝μΨ_n+1 （４） と書くこともでき、ここで行列μはセクション当りの共
通の損失及び位相変化を表わす。式２と式３を合成する
と次の特性式が得られる。

ＡΨ＝μΨ （５） 式５の固有値は回路の支持可能な周波数及び位相特性
を表わしている。これらはＡを対角化することにより得
ることができる。これらの対角値は以下の行列式から得
られる。

det（Ａ−μ）＝０ （６） 我々は受動回路網について処理しているため、detA＝
１である。式５の固有値は一般的に複雑であり、μ１μ
２＝１であるため、以下のように書くことができる。

μ１＝1/2A_o＋［（Ａ_o/2）^２−１］^1/2＝ｅγ （7a） μ２＝1/2A_o＋［（Ａ_o/2）^２−１］^1/2＝ｅ−γ （7b） ここで A_o＝TrA （８） ここでTrは跡又は対角和を表わす。我々はγが伝送ライ
ンの伝搬定数であることが判る。これは一般的に複雑で
あり、以下の式によって与えられる。

γ＝tanh^-1［（A₀/2）^２−１］^1/2／（A₀/2） （９） ＝α＋ｉβ αが損失の無いラインに対応するゼロである時、我々
は式（７−９）から基礎関数Ψ_ｎへの跡の不変性を通し
て、 TrA＝2cosβ （10） となることが判る。

Ａを対角化する共直線性変換行列をＳとする。すると
我々は以下のように書くことができる。

S^-1AS＝μ （11） これは反転すると以下のようになる。

Ａ＝ＳμS^-1 （12） 回路の詳細 先に進む前に、特定の回路セクションに対する伝達行
列を考慮する必要がある。πセクションの場合、第1a図
に対比しては 一方Ｔセクションに対しては、以下のように第1b図とな
る。

A₁₁＝A₂₂、即ち対称的セクションを有することを条件
とした場合、セクションZ₀の固有インピーダンスが以下
の式によって与えられることを示した方が簡単である。

Z₀ ²＝A₁₂/A₂₁ （15） 式7a,7b及び８と共にTrAの不変性を用いると、伝達行
列、式13及び14は一般的に次のように書かれ得ることが
判る。

この式はまた以下のように行列Ｓから派生し得る。

ここで行列S,S^-1は以下によって与えられる。

Ｓを用いると、以下のことが判る。

そしてこれを反転すると 波長Ｐ（Ｐ整数）に対応するＮセクションを有する損
失の無い伝送ラインに対して、式20は、ラインに沿った
位相関係は以下の関係式を満足することを示している。

Ｎβ＝２πMP （21） ここでβはセクション当りの位相シフトであり、Ｍ（整
数）は共振モードである。

この公式を用いて、ペタル共振器の基礎を形成する単
巻（ｐ＝１）環状伝送ラインが設計されてきた〔マンス
フィールド，ピー,J.Phys.D.,21,1643−４（1988）〕。
他の関連構造は、我々が人体組織の限定された部分、例
えば首を研究するのに有用な鎖メールコイル及び鎖又は
ネックレス共振器と呼んできたものである。

これらの設計において、円筒表面の回りの連続伝送ラ
インエレメントにおける電流分布は円筒方位角θの関数
としての余弦又は正弦的変化に従う。円筒軸に平行な円
筒の表面に存在する直線のワイヤの場合、余弦的電流分
布によって円筒軸に対して横断する均一な磁場が生成さ
れる。これは、これらの直線ワイヤが第1a図のインピー
ダンスエレメントZ₁を形成し且つこのラインの回りの電
圧が駆動点を中心とする余弦的変化に従う場合に当ては
まる。この場合、ｎ番目のワイヤを流れる電流I_wnは次
のように表わされる。

I_wn＝E_n/Z₁ （22） この電流はE_nに従い、一方I_n、式1,3及び16は損失の
無いラインの場合sinNβとして変化する。

NMRイメージング応用において、均一横断磁場を生成
するコイル構造は送信器コイルとして且つ受信器コイル
として有用である。我々はまた、多数巻共振器構造がＰ
＞１について可能であることにも注意する。

入力インピーダンス デバイスの入力インピーダンスのための式を有するこ
とは空洞共振器を設計する上で有用である。これは、式
１及び３と共にＮエレメント伝送ライン式20のための式
を先ず考慮することにより得られる。入力及び出力電圧
及び電流がそれぞれV₁,I₁及びV₂,I₂であるとする。する
と我々は次の式を得る。

V₁＝V₂coshNγ＋I₂Z₀sinhNγ （23a） 及び I₁＝（V₂/Z₀）sinhNγ＋I₂coshNγ （23b） 従って入力インピーダンスはZ₁＝V₁/I₁となる。この
ラインをZ₂＝V₂/I₂によって終端せしめよ。上式に代入
すると、我々は連続的に分布されたラインのための周知
の結果に類似した個別ラインのためのZ₁の式を得る。即
ち、 波長Ｐの開回路ラインに対しては、Z₂＝∞となる。この
場合、 Z₁＝Z₀/tanhNγ （25a） これは小引き数Ｎγの場合 Z₁Z₀/Nγ （25b） となる。

開回路Ｐλのインピーダンスは、その出力がその入力
に接続されている場合は変化しないことを指摘するのは
価値がある。これは、本明細書の全ての共振器設計が実
際に頭から尾に接合されている物理的に環状かあるいは
高インピーダンス点においてカットされていることを意
味する。環状境界条件は両方の場合同等である。我々は
また、式Z₁が第１図に示されているようにπ又はＴセク
ションに対して展開されることを指摘する。構成された
実際の回路は、この後の高周波数プローブに言及して論
じられるようにアース点を中心として対称的である。

空洞共振器のＱ キャビティのＱはγ＝α＋ｉβを代入し且つＰλライ
ンの場合、共振時にはＮβ＝２πMPであるため、小シフ
トδは tanhNＮα＋２πδω／ω （26） となることに注意することにより式25から見い出され得
る。

式25aのこの近似を用いることにより、我々は、 2Nα＝４πδω／ω＝２π/Q （27） の時に与えられる半高におけるライン幅を有するδωに
対するZ₁のローレンツ変化を生じることに注意する。

共振時において入力抵抗は Ｒ＝Z₀/Nα （28） となる。

式27及び28を合成すると、我々はＱに対して以下の式を
得る。

Ｑ＝πR/Z₀ （29） 単純な共振器設計 低域 Z₁＝2/jωＣ及びZ₂＝（ｊωＬ＋ｒ）の場合、このπ
セクションに対する伝達行列は以下によって与えられ
る。

式10及び30から、我々はｒ＝０の場合 TrA＝２−（ω／ω_０）^２＝2cosβ （31） であることが判り、 ここで ω₀ ²＝1/LC. （32） この超越式をプロットすると、この低域フィルタセク
ションに対して、第２図に斜線で示される許容周波数特
性が与えられる。

式21及び31を合成すると、我々は、開回路ラインにお
けるあるいは入力及び出力端子が接合されるようにそれ
自身にループされて戻っている固定長さを有するライン
を含む共振環状構造における維持された定常波に対する
条件は以下の式で与えられることが判る。

（ω／ω_０）^２＝4sin²（πMP/N） （33） ただし１MPN/2の場合である。式33の解は、モード
周波数が最低モードＭ＝１からカットオフモードＭ＝N/
2Pまで増大することを示している。

我々はまた予想したように α＝ｒ（C/L）^1/2/2＝r/2Z₀及びβ＝ω／ω_０ （34） であることが判る。

この場合、我々は以下の関係式を得る。

Ｒ＝2Z₀ ²/Nr. （35） 式27及び35から、我々はまたＱ値を得る。

Ｑ＝２πZ₀/Nr （36） 即ち、このＱは単一セクション抵抗の特性によって得ら
れる。

高域ライン この構成において、Z₁＝２（jL＋ｒ）であり且つZ₂＝
1/jωＣである。これらのパラメータによって、我々は
ｒ＝０に対して以下であることが判る。

（ω₀/ω^２）＝4sin²（πMP/N） （37） 低域セクションの場合と同じように、高周波において
はZ₀＝（L/C）^1/2である。損失が含まれる時も、 α＝４〔r/2Z₀〕sin²（πMP/N）及びβ＝−ω₀/ω （38a） 小さいβの場合、これは Ｑ＝NZ₀/2πｒ （38b） のＱとなる。

「鳥籠」共振器設計（ヘイズ他、1985）において、一
連のπセクションZ₂として見なされているのは誘導性で
あり、一方Z₁は直列になっているインダクタ及びコンデ
ンサを含んでいる。これは多くのエレメントを有する回
路が個別の同調に対して多くのかさばる高電圧コンデン
サを必要とする限り構造的な不都合を有する。

高周波数プローブ 高周波数オペレーションのためのRFプローブを小形化
することは、寸法が集中エレメント成分の使用によって
しばしば限定されるための問題となることがある。

この事業において、500MHz以上を中心としたRF周波数
における応用を有しているが、より低い周波数に対して
規模を有し且つ適応し得る新しい可調RFキャビティ設計
が導入されている。

このRFキャビティ設計はマイクロ波マグネトロン空洞
共振器によって発展した。これは鳥籠共振器（ヘイズ
他、1985）に類似しているが、機械加工された固体銅及
び棒から正確に製作し得るという利点を有している。我
々の技術の理論的基礎は前記に与えられた通りである。

この共振器は、第３図のように各々が幾つかのロッド
インダクタ30によって接合されたスロット付ループ共振
器20の対称的クラスタを有する２つの端部プレート10か
ら成っている。一方の端部プレートの平面図が第4a図に
示されている。特定の実施例において、各スロット付ル
ープ共振器20は直径が10mmであり11nHのインダクタンス
及び12pFのキャパシタンスに相当するギャップ40を有
し、これにより438MHzの共振周波数を与える。リード無
しチップコンデンサを用いてもギャップキャパシタンス
を増大することができる。代替端部リング構成10′が第
4b図に示されている。これによりより大きな軸方向アク
セスが提供される。

第4b図の構成において、端部リングは環10′を含んで
おり、これはスロット又はギャップ40′を有するループ
共振器20′を有している。この環は内面41及び外面42を
有しており、その間に円形アパーチュア20′が形成され
ている。ロット30′が共振器20′の中間の位置の一方の
端部表面43に接合されている。第２端部表面44には第２
の一連のスロット45が第１の端部表面に向って形成され
ており、これにより第４（ｄ）図に示されているように
磁束ガイド即ちスリーブを提供している。

これらのスロット付ループ共振器の誘導カップリング
を防ぐために、磁束ガイドスリーブ即ち端部リングはめ
輪50を各端部リング10の上に取り付けることができる。
斯かるスリーブ構成が第4d図に示されている。これは２
つの短い同軸導通シリンダ11,12を含んでおり、内部シ
リンダ12が一連の伝導金属スペーサ即ちフィン13によっ
て外部シリンダ内の中心に保持されている。フィン13の
配置は第4b図のスロット付ループ共振器間のスロット14
の中に係合するように構成されている。これらのスロッ
ト14はフィン13も磁束ガイドリング11,12も第4b図の共
振器10に接触しないように絶縁しなければならない。適
当な絶縁材は絶縁テープ又はラッカであり得る。この構
成又は同様の構成によって、一方のスロット付ループ共
振器20′からの磁束が他方のスロット付ループ共振器と
結合しないように防止される。はめ輪50の端部リング1
1,12の間の環状スペースは十分大きいと仮定すると、各
スロット付ループ共振器20には磁束リターン経路が与え
られ、これによりその自己インダクタンスを未遮蔽値
（unscreened value））に近くなるように維持せしめ
る。

個別のスロット付ループ共振器の特徴は銅ブロックに
穴を穿孔することにより形成された単一ループのインダ
クタンスを測定することにより実験的に評価された。穴
の直径に対するインダクタンスが第５図にプロットされ
ている。組み立てられると完全なコイルは500MHzを中心
とする周波数の範囲にわたって共振する。この設計にお
ける同調はロッドインダクタに沿っても一方の端部プレ
ートを摺動することにより手動で行うことができる。こ
の共振器コイルに対する等価回路が第6a図にＡとＢを接
合した状態で示されている。

この回路の１つのセクションに対する許容された周波
数特性（r1＝r2＝０）が第6b図に斜線で示されている。
停止帯域幅周波数は並列共振エレメントによって設定さ
れ、以下を参照せよ。

第6a図の回路パラメータ及び上記のr1＝r2＝０につい
ての分析から、空洞共振角周波数ω（正しく駆動された
時）は ω^２＝ω₂ ²｛１＋L₂/4L₁sin²（πM/N）｝ （39） によって与えられることが判る。

主要モードの場合、Ｍ＝１であり、Ｎ＝６セクション
の場合この式は ω^２＝ω₂ ²｛１＋L₂/L₂｝ （40a） に縮小し、ここでω₂ ²＝1/L₂C＝４π²f₂ ²であり且つロ
ッドインダクタンスL1＝k1であり、ここでｋは定数であ
り１はロットの長さである。これらの代入により、式
（40a）は f²＝f₂ ²｛１＋（L₂/k1）｝ （40b） となり、ここでｆは空洞周波数である。一般的にこれら
のロット間には相互インダクタンスが生じるが、これは
小さく従ってこの応用では無視される。

式14及び15から、我々はω／ω２＞１の場合、Z₀
（L1/C）^1/2であることが判る。空洞における抵抗損が
基本的にロッドにおいて生じると仮定した場合、これは
端部プレートが固体銅から機械加工されているため隨当
な仮定であるが、r2＝０となり、この場合、ω／ω_２＞
１の場合、 α＝〔r₁/2Z₀〕（ω₂/ω）^２ （41a） となる。

しかしながら、r1＝０であり損失がスロット付ループ
共振器において生じる場合、我々は、 α＝［r₂/2Z₀］（L₁/L₂）｛１＋（L₁/L₂）｝（ω₂/ω）^２ （41b） であることが判る。

両方の場合においてβ＝ω₁/ωである。

結果 主要モード（Ｍ＝１）に対する共振周波数の測定は異
なった空洞長さに対してとられ、コイルの共振動作は正
しく駆動された時に理論に従うことが判り、これにより
セクション間の相互誘導効果がこの場合において無視さ
れ得るという我々の初期の仮定を支持している。コイル
は以下に概説するように平衡モードにおいて一端から駆
動される。Ｎ個のスロット付ループ共振器及びＮ個のロ
ッドインダクタンスの場合、N/2共振モードが観察され
る。

回路駆動 キャビティは第4c図の分割コンデンサ構成を通してAB
又はＡ′Ｂ′を横断して第4a図の一方の端部プレートか
ら最も簡単に駆動され得る。中心点はアースされ、同軸
駆動はＡ又はＣに接続されている（代替駆動及び接続点
がダッシュで示されている）。適当な平衡を保証するた
めに、1/2Cdの１つのコンデンサをキャビティの他方の
端部の対応する点にまたがって配置すべきである。キャ
ビティ周波数ｆの二乗が式40bの直線的回帰に従って第
７図に1/1に対してプロットされている。原点における
切片は基礎周波数f₂＝424MHzに対する実験値を与える。

これらのデータはまた第８図において１に対するｆと
してプロットされている。

これらの測定パラメータを用いることにより理論曲線
（実線）を書くことができる。

入力駆動が第4a図のように点Ａに接続されると、反ノ
ード（腹:anti−node）即ち高電圧点が形成されること
も銘記される。RF搬送波位相シフトから離れて、ロッド
電流は端部プレート電圧に従い、これは式22を参照せ
よ。従って駆動点はロッド電流反ノードに相当する。点
Ｂは反対のRF位相を有している。付加的なキャパシタン
スCd/2が全てのスロット付ルーフ共振器の回りに分布さ
れており、これによりCd/2Nの付加的なスロット付ルー
プキャパシタンスを生成する。これにより式40b及び第
７図における基本周波数f₂が影響を受ける。この挙動は
実験的に確認される。従ってこれはキャビティの同調の
微調節として用いられ得る。あるいは、キャビティ長さ
１を減少して所望作動周波数を回復することもできる。

500MHzにおいて、コイルのＱは約160でありキャビテ
ィ長さは4.0cmであった。式40bから、我々はL₁＝7.48nH
であり、これにより固有インピーダンスZ₀＝22.3Ωを生
じることを推論する。式29からは、入力抵抗Ｒ＝1135Ω
である。キャビティはCd＝3pFである第4c図の6.8pF可変
整合コンデンサCmを有する50Ωに整合された。Cdを考慮
に入れると、理論的なスロット付きループ共振周波数
は、第７図からの測定値と一致して429MHzとなる。

我々は、入力インピーダンスZ₁が点ＡとＣの間の端部
プレート駆動構成に対しては正しいがＡとＢを横切る平
衡駆動においては４倍大きくなることを強調する。スロ
ット付ループキャビティ共振器の場合、第4c図の駆動回
路は各スロット付ループ共振器に導入された付加的な分
布キャパシタンスCd/2Nによって予期された状態でf₂に
影響する。駆動キャパシタンスは式15のZ₀への影響によ
り予想可能な状態でZ₁をこの程度変化せしめる。

代替キャビティ設計 その端部プレートの断面図が第９図に示されている代
替低周波数キャビティ設計において、スロット付ループ
キャパシタンスは分割ガードリング21を付加することに
より増大する。あるいは、ループスロットの間に実際の
小型コンデンサ22を挿入してもよい。

別の構成において、ループインダクタンスは、機械加
工された端部プレート10,10′を第10図の略図に示すよ
うに僅かにずらして重ね合わせることにより増大する。
この構成において、インダクタンスの連続層を指示され
るように直列に効果的に結合しなければならない。連続
ループ変位が穴をふさがないようにするために、ループ
の第２の10′及び連続層を適切に延伸しなければならな
い。

これまで論じてきた全ての構成は、伝送ライン構造の
回りの定常波が、βがセクション当りの位相シフトであ
り、Ｎがセクションの数であり、そしてＭ及びＰが整数
である所のＮβ＝２πMPの位相相関関係に従う「単巻」
キャビティである。λラインの場合、作動周波数Ｐ＝１
である。主要モードＭ＝１は、ちょうど２πラジアンの
位相シフトが存在することを意味する。しかしながら、
同一周波数においてＰ＝２の場合、これは、第11図に略
示されているように２巻構造を意味する。斯かる構成に
よって、コイル中心に単位電流当りRF場が２倍生成さ
れ、斯くして誘導エレメントの相互カップリングを通し
て共振器インピーダンスを効果的に増大せしめる手段を
提供する。２巻キャビティ共振器のための端部プレート
構成の一部の略図が第12図に示されている。

これまでの誘導ループは全て平坦であり端部プレート
の平面上にあるかあるいは端部リング構成内にある。し
かしながら、代替構成のループではこれらは第13図のよ
うにプレート平面から90゜回転し得る。この構成におい
て、ループ磁束はドーナッ形状を形成しており、これは
多数のエレメントのための円環体内に効果的に含まれ
る。これらのループは事実上相互インダクタンスを与え
ないように十分離間していなければならない。あるい
は、磁束ガードプレート（flux guard plate）を導入
してこれらのループを磁気的に分離することもできる。

空洞共振器の別の修正において、第1a図のセクション
当りの等価π回路はZ₂に対するインダクタとZ₁に対する
インダクタに直列のコンデンサを含んでいる。これによ
り高域伝送ラインセクションが与えられ、この場合、キ
ャビティ端部プレートはロッドインダクタによって接合
された分割リングとして製作することができる。１つの
端部プレートが第14図に示されている。各セグメント60
は固体ブロックから機械加工されており、スペース70は
直列コンデンサのリングを形成している。これらのセグ
メントは誘導材によって適当に離間し得る。

上記の構成は更に第15a図において示されるように修
正され得る。ここで、ブロックインダクタンスはスロッ
ト付ループを形成することにより増大し得る。この構成
に対する等価回路が第15b図に示されている。Ｃが小さ
い時、広いスロットを有することにより（即ちＣ＝
０）、この等価回路は第14図の場合の等価回路に縮小す
る。

RFスクリーニング 特定の状況においては、空洞共振器をRF遮蔽カンで包
囲して、これにより共振器の特徴を周囲の金属構造から
独立せしめることが望ましいことがある。このカンの効
果はロッドインダクタンスを低下せしめまた各ロッドに
分路を作る漂遊キャパシタンスC_sを導入することであ
る。この並列キャパシタンスは容易に理論に組み込むこ
とができる。この正味の効果は与えられたキャビティ長
さに対する作動周波数ｆを増大せしめることである。こ
の効果の大きさはスクリーンの近似に依存する。スクリ
ーン／キャビティ直径比が1.25の場合、周波数変化は15
％当りである。これは、共振器長さを増大せしめるかあ
るいは回路駆動の説明の所で概説したようにf₂を低下せ
しめるCdを増大せしめることにより補償し得る。

分割共振器設計 これまで述べてきた共振器コイル設計は全て、円筒軸
の回りの試験片を完全に包囲するカゴ状の構成である。
しかしながら、試験片に対して容易にアクセスを提供す
る分割コイルシステムを有するのはより都合がよい幾つ
かの場合が存在する。斯かる構成は、非常に小さな試験
片の場合且つ手足、胴、頭部等への容易なアクセスのた
めの臨床イメージングにも望ましい。

斯かる新しい分割共振器コイル構成が第16図に略示さ
れている。ここでは、一例として、我々は大きなアース
された導通金属シート102に単に近接して配置されてい
るが、必ずしも接触していない半キャビティアレイ100
のみをとる。半カゴの４つの隅がアースされていると駆
動点を中心として２つのλ/4立ち上がり波が発生する。
共振器ワイヤの特定の対称性の故に、導線の表面に平衡
な磁場が倍になり、シートを流れる誘起されたイメージ
電流の故に均一になる。磁気的に且つ電気的に、この構
成は前に説明したように単円筒共振器であるかのように
挙動するが、これは開回路/2ラインに対する境界条件が
開回路又は環状ラインの場合と同じであるためである。
しかしながら実際には、コイルをケーキ又はチーズ皿カ
バーのように上げて、直接的な試験片のアクセスが可能
である。導通プレートなしの半鳥かご型コイルの設計が
バロン，ディー.,グラハム，エム.,デビット，ビー，エ
ル.,カウチャ，ジェエー．（Proc.,Soc.,Mag.Res.アム
ステルダム2951における第８回年次医学総会（1989））
によって述べられているが、RF均質性が悪いのと信号応
答特性が低い故に価値が低い。

第16図に略示されている構成は、断面が半円である。
しかしながら一般的に、楕円軸が2a及び2bである半楕円
構造において均一な横断磁場を発生することが可能であ
る。斯かる構成はヘッドコイルとしてあるいは足部又は
ひざコイルとして極端に便利であり得る。隅A,Bは内部
回帰ワイヤ104によって接合することができ、これによ
り端部プレートの回りに電流径路連続帯を提供すること
ができる。隅Ｐ及びＱはワイヤ106によって同様に接合
されるべきである。

円形かご型のにおけるワイヤの数が６に減少した場
合、コイル構造は、ワイヤＷ、W¹が電流を通さず、即ち
波ノードに対応する位置にある第17a図のサドルコイル
構成に事実上なる。第17b図のように反射遮蔽が導入さ
れた場合、ワイヤ１及び４はアースを形成し、一方ワイ
ヤ２及び３は接続され得るが、これはそれらの電流が同
位相にある故である。この構成は第18a図に略示されて
いる。ワイヤ１及び４をノード平面に押し入れるために
は、回路は指示されたように駆動されなければならな
い。デバイスが実際に遮蔽プレートに接触していない場
合、電流回帰径路を点Ａ及びＢと点Ｐ及びＱの間に略示
されたように内部回帰ワイヤ104′,106′の形として配
設することができる。別の修正において、この一対のワ
イヤは第18b図の唯１つの銅線のストリップに置き換え
られ、ロッド２及び３は平坦な伝導シート112において
合成される。どの場合も、この構成は顕微鏡検査方又は
全人体イメージングのどちらかにおける平坦サンプルに
有用な取り外し可能コイルシステムを提供する。

導通プレートの存在はこの構成を対称にする働きをな
し、これにより場を増大し同時にそれをより均一にす
る。この等価回路及び駆動構成は第18c図に示されてい
る。

第4b図の代替端部プレート設計は、その半径を横切る
ように半分になり、これにより第16図に示されている２
半端部プレートに置き換わる分割又は半共振設計を作
る。ループ間の相互インダクタンスを除去するために、
第4d図の端部リングはめ輪も半分になりこれにより半共
振器端部リングに適合することができる。

第16図及び18図の実施例において、導電シート102は
連続シートでないことが好ましいが、第16図の破線10
2′によって示されるように複数のストリップを含み得
る。これは、RF電流のための境界条件を満足するためで
ありしかも、NMRに用いられている切り換えられた勾配
によって引き起こされたであろうより低い周波数におけ
る他の誘導された電流を阻止するためである。

これらのストリップは連続シートから始めてこれを適
当な距離でスリットすることにより形成され得る。代替
構成はシートを他の状態で連続的な導電シートにおける
誘導RF電流輪郭に追従する適当な形状を有する平坦ルー
プに切断することを含んでいる。

別の実施例において、受動導電シートは平坦受動導電
シートにおける誘導遮蔽電流をシミュレートするための
電流が供給される能動的に駆動される平坦ワイヤアレイ
によって置き換えられる。

行列法を用いて我々は500MHzにおいて作動するキャビ
ティ共振器型NMRコイルを設計した。発展した分析は、
伝送ラインセクション間の相互誘導効果を無視する。共
振器コイルについて得られた実験的結果は基本モードに
対する理論的予想を確認する。より高い共振モードの一
般的な周波数特性はまた理論によって合理的によく説明
されるが、観察された相対的周波数と理論によって予想
された周波数との間には差が存在する。これらは無視さ
れた相互誘導効果によく帰せられる。しかしながら、NM
R応用において、我々は一般的に、基本的モードにのみ
興味がないが、これはこれらの共振構造におけるより高
い次元のモードは空間的に不均質のRF場を生じるからで
ある。対称的な平衡駆動構成は空洞共振器の一端から適
用された時に回路の最上の性能を与えることが見い出さ
れている。

共振器アレイの半分が平坦導通プレートに近接して配
置されているが、接触していない分割共振器設計の概念
が導入されている。この分割コイルの断面は半円又は半
楕円であり且つプレートに固定されていないため、全ア
センブリは取り外し可能であり、これにより手足頭部あ
るいは全人体のイメージングに対する簡単なアクセスが
可能になる。

半サドル構成に相当する分割コイルの設計の変形も説
明される。これは、隔離された導通プレートに近似して
いるストリップコイルを作るために更に修正し得る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−742（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−44239（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−95234（ＪＰ，Ａ)

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】高周波において使用されるNMR用の共振ア
   レイにおいて、 ２つの類似の端部構造と、 該２つの端部構造の間に結合された複数の連続した電気
   的導電ロッドであって該端部構造を所定の距離離間して
   支持する該複数の連続した電気的導電ロッドと、 を備え、 該端部構造の各々が実質的に円形のディスク又はリング
   を備え、 該円形のディスク又はリングは、その表面上に等距離離
   間された円形アパーチュア及び該アパーチュアから延び
   ている延長されたギャップまたはスロットとを有し、該
   アパーチュアとスロットまたはギャップが共にインダク
   タンスとキャパシタンスを供給して高周波数でスロット
   付ループ共振器として動作し、 該ロッドが該ディスクまたはリングと該共振器の中間位
   置で結合されたことを特徴とするNMR用共振アレイ。
2. 【請求項２】各端部構造が機械加工されたプレートから
   なることを特徴とする請求項１に記載のNMR用共振アレ
   イ。
3. 【請求項３】前記端部構造の各々が、実質的に円形のデ
   ィスクからなり、前記延びたギャップまたはスロットが
   中心アパーチュアで終端することを特徴とする請求項１
   または２に記載のNMR用共振アレイ。
4. 【請求項４】上記ロッドが上記端部プレートにおける複
   数の貫通穴によって１つの端部プレートに接合されてお
   り、各ロッドが上記端部プレートにおけるそのそれぞれ
   の穴の中で摺動可能であり、これにより上記端部プレー
   トの離間距離の調節を可能にすることを特徴とする請求
   項２に記載のNMR用共振アレイ。
5. 【請求項５】各端部プレートがリングであって主環から
   なり、該主環は主環の厚さによって画成された内部及び
   外部円筒表面と該主環の幅によって画成された第１及び
   第２端部表面を有し、上記主環には上記内部表面から外
   部表面に上記主環を通る円形穴を提供するその表面の回
   りに等距離離間された複数の円形アパーチュアが配設さ
   れており、上記主環にはまた、各円形アパーチュアを上
   記第１端部表面に接合している複数の第１スロット及び
   上記円形アパーチュアを部分的に分離するべく上記第２
   端部表面から上記第１端部表面に向かって主環において
   形成されている複数の第２スロットが配設されており且
   つ上記複数のロッドのそれぞれのロッドが上記第１スロ
   ット間のそれぞれの位置における第１端部表面において
   上記主環と接合されており、上記ロッドが上記主環の回
   りに等距離離間されていることを特徴する請求項２に記
   載のNMR用共振アレイ。
6. 【請求項６】磁束ガイドスリーブを含み、上記磁束ガイ
   ドスリーブが内部環及び外部環からなり、上記内部環が
   上記主環より小さな直径を有しており、上記外部環は上
   記主環より大きな直径を有しており、上記内部および外
   部環は一連のフィンによって共に接続されており、上記
   フィン及び上記内部及び外部環は導電性であり、上記フ
   ィンは第２スロットに挿入されるように上記環の回りに
   インタバルでもって離間されていることを特徴とする請
   求項５に記載のNMR用共振アレイ。
7. 【請求項７】各端部プレートがリングであって環からな
   り、該環が複数の導電セグメントから構成されており、
   各セグメントが電気絶縁体によってその隣接のセグメン
   トから分離されており、これにより各セグメントを電気
   絶縁的に隔離し、それぞれのロッドが各セグメントに接
   合されており、これにより上記ロッドを該環の回りに等
   距離で離間することを特徴とする請求項２に記載のNMR
   用共振アレイ。
8. 【請求項８】各端部プレートがリングであって半環から
   なり、各半環には、そこを通る複数の円形アパーチュア
   及び各円形アパーチュアを上記半環の外側表面に接続し
   ている複数の延伸溝が配設されており、各それぞれのロ
   ッドは隣接円形アパーチュアの間の位置において上記半
   環に接合されており、上記ロッドはこれにより上記２つ
   の半環を接合して、各半環及び各ロッドが導電プレート
   上に該導電プレートと接触しないように配設されている
   ことを特徴とする請求項２に記載のNMR用共振アレイ。
9. 【請求項９】各端部構造がリングであって半環からな
   り、上記ロッドがこれにより各半環を接合して、各半環
   及び各ロッドが導通プレートの上に該導電プレートに接
   触しないように配置されたことを特徴とする請求項２に
   記載のNMR用共振アレイ。