JP3464744B2 - Automatic equalization system - Google Patents
Automatic equalization systemInfo
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- JP3464744B2 JP3464744B2 JP14041996A JP14041996A JP3464744B2 JP 3464744 B2 JP3464744 B2 JP 3464744B2 JP 14041996 A JP14041996 A JP 14041996A JP 14041996 A JP14041996 A JP 14041996A JP 3464744 B2 JP3464744 B2 JP 3464744B2
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Description
【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、超高速・大容量光
通信システムの多重化端局または再生中継器において、
伝送劣化の要因となるパラメータを自動的に等化する自
動等化システムに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a multiplexing terminal station or regenerative repeater of an ultra high speed and large capacity optical communication system.
The present invention relates to an automatic equalization system that automatically equalizes parameters that cause transmission deterioration.
【0002】[0002]
【従来の技術】現在、10Gbit/s クラスの超高速光通信
システムが実用化レベルに達している(Y.Kobayashi,et
al.,"SDH Based 10 Gbit/s Optical Transmission Sys
tems",In Proc. IEEE GLOBECOM'94, p.1166, 1994) 。
また、実験室レベルでは、単一波長で 400Gbit/s (S.
Kawanishi, et al., "400 Gbit/s TDM Transmission of
0.98ps Pulses Over 40 km Employing Dispersion Slop
e Compensation" , InProc. Optical Fiber Communicat
ion (OFC) '96, PD-24, 1996) 、波長多重を用いれば
1.1Tbit/s (H. Onaka, et al., "1.1 Tbit/s WDM Tra
nsmission Overa 150 km 1.3μm Zero-Dispersion Sing
le-Mode Fiber", In Proc. OFC'96, PD-19, 1996) の伝
送容量の通信の可能性が確認されている。近い将来、高
速広帯域のサービスが導入されれば、高速化・大容量化
への需要はさらに加速度的に増加することが予想され
る。2. Description of the Related Art At present, a 10 Gbit / s class ultra high-speed optical communication system has reached a practical level (Y. Kobayashi, et.
al., "SDH Based 10 Gbit / s Optical Transmission Sys
tems ", In Proc. IEEE GLOBECOM'94, p. 1166, 1994).
At the laboratory level, 400 Gbit / s (S.
Kawanishi, et al., "400 Gbit / s TDM Transmission of
0.98ps Pulses Over 40 km Employing Dispersion Slop
e Compensation ", InProc. Optical Fiber Communicat
ion (OFC) '96, PD-24, 1996), using wavelength multiplexing
1.1 Tbit / s (H. Onaka, et al., "1.1 Tbit / s WDM Tra
nsmission Overa 150 km 1.3 μm Zero-Dispersion Sing
le-Mode Fiber ", In Proc. OFC'96, PD-19, 1996) has been confirmed to have the communication capacity of the transmission capacity. If a high-speed broadband service is introduced in the near future, it will become faster and larger. The demand for capacity is expected to increase at an even faster rate.
【0003】一方、エルビウム添加光ファイバ等を用い
た光増幅器の進歩により、光を光のままで増幅する線形
中継器が実用化されている。この線形中継器は、低ビッ
トレートのシステムから超高速システムまで幅広く適用
可能になっている。ところで、光増幅器を用いた光通信
システムにおいて、超高速化・大容量化に際して障害と
なる問題が大きく分けて3つある。それは、波長分
散、光増幅器の自然放出雑音光(ASE)によるS/
N劣化、非線形光学効果による伝送距離の制限であ
る。以下順に説明する。On the other hand, with the progress of optical amplifiers using erbium-doped optical fibers and the like, linear repeaters for amplifying light as it is have been put to practical use. This linear repeater is widely applicable from low bit rate systems to ultra high speed systems. By the way, in an optical communication system using an optical amplifier, there are roughly three problems which become obstacles to ultra-high speed and large capacity. It is S / due to wavelength dispersion and spontaneous emission noise (ASE) of optical amplifier.
This is a limitation on the transmission distance due to N deterioration and the nonlinear optical effect. The following will be described in order.
【0004】波長分散は、光ファイバを伝送する速度が
波長によって異なるという現象である。これにより、光
通信システムの伝送容量(ビットレート)B0(Gbit/s)
と、再生中継距離Lr (km)との間に、
Lr・B0 2=105 …(1)
と示されるトレードオフ関係を生じさせる(K. Hagimot
o and k. Aida, " Multigigabit-per-second Optical B
aseband Transmission System" , J. LightwaveTechno
l., vol.LT-6, No.11, p.1678, 1988)。ここでは、単一
波長システムを仮定し、分散値として分散シフトファイ
バ(DSF)における最悪値2ps/nm/kmを想定してい
る。式(1) からわかることは、超高速光通信システムで
は、波長分散の影響がビットレートの2乗のオーダで存
在するということである。たとえば、10Gbit/s のシス
テムで1000ps/nm の分散が上限だとすれば、100Gbit/s
のシステムで10ps/nm となる。Chromatic dispersion is a phenomenon in which the speed of transmission through an optical fiber varies depending on the wavelength. As a result, the transmission capacity (bit rate) of the optical communication system B 0 (Gbit / s)
And the regenerative repeater distance L r (km), a trade-off relationship represented by L r · B 0 2 = 10 5 (1) is generated (K. Hagimot
o and k. Aida, "Multigigabit-per-second Optical B
aseband Transmission System ", J. LightwaveTechno
l., vol.LT-6, No.11, p.1678, 1988). Here, a single wavelength system is assumed, and a worst value of 2 ps / nm / km in a dispersion shifted fiber (DSF) is assumed as a dispersion value. What can be seen from equation (1) is that the influence of chromatic dispersion exists in the order of the square of the bit rate in the ultrahigh-speed optical communication system. For example, if the dispersion of 1000 ps / nm is the upper limit in a 10 Gbit / s system, 100 Gbit / s
System of 10ps / nm.
【0005】そこで、従来は受信側(送信側)に補償器
を配置し、エンドトゥエンドで総分散値を抑える分散補
償技術が研究されてきた。例えば、光ファイバ製造技術
の発展により実現した負の高分散ファイバ(特開平7−
202798号公報)、多数の干渉デバイスを光基板上
に配置したPLC (Planar Lightwave Circuit) 回路
(K. Takiguchi, et al., Electron. Lett., vol.31, N
o.15, p.1240, 1995) 、ファイバ中のグレーティングパ
ターンを変調させて得られるファイバグレーティング型
補償器(B. Malo, et al., ECOC'94, PD, p.23) などを
用いて分散補償を行っていた。Therefore, conventionally, a dispersion compensation technique has been studied in which a compensator is arranged on the reception side (transmission side) to suppress the total dispersion value end-to-end. For example, a negative high dispersion fiber realized by the development of optical fiber manufacturing technology (Japanese Patent Laid-Open No. 7-
202798), a PLC (Planar Lightwave Circuit) circuit (K. Takiguchi, et al., Electron. Lett., Vol.31, N) in which a large number of interference devices are arranged on an optical substrate.
o.15, p.1240, 1995), and a fiber grating compensator (B. Malo, et al., ECOC'94, PD, p.23) obtained by modulating the grating pattern in the fiber. I was doing dispersion compensation.
【0006】しかし、現在のところ、伝送路ごとに個別
の最適化を手動でやらなければならない。その理由は、
伝送路がそれぞれ異なる波長分散特性をもっているから
である。例えば、実際に導入されている分散シフトファ
イバの零分散波長は1525nm〜1575nmの間に分布して
いる。実験室における確認段階では個別の最適化は可能
であっても、実際に敷設されている現場では多くの専門
家が必要となり、コスト高になっていた。なお、補償量
可変の分散等化回路の構成方法は、分散補償ファイバを
光スイッチで切り替えて分散補償量を変える方法(特開
平7−143060号公報)、内部にチャープドグレー
ティングを切った光半導体の屈折率を注入電流により変
化させて分散補償量を変える方法(特開平6−2164
67号公報)などが提案されている。However, at present, individual optimization must be manually performed for each transmission path. The reason is,
This is because the transmission lines have different chromatic dispersion characteristics. For example, the zero-dispersion wavelength of the dispersion-shifted fiber actually introduced is distributed between 1525 nm and 1575 nm. Although individual optimization is possible at the confirmation stage in the laboratory, many experts are required at the actual installation site, resulting in high costs. Note that the configuration method of the dispersion equalization circuit of the compensation quantity variable, a method of changing the amount of dispersion compensation by switching the dispersion compensating fiber in the optical switch (JP
Japanese Patent Laid-Open No. Hei 7-143060), a method of changing the amount of dispersion compensation by changing the refractive index of an optical semiconductor having a chirped grating cut therein by an injection current (Japanese Patent Laid-Open No. 6-2164).
No. 67) is proposed.
【0007】また、ASEによるS/N劣化も伝送距離
(線形中継距離と線形中継器数)に制限を与える。要求
されるS/Nをrとし、線形中継器への入力光パワーを
Sin、雑音指数をF、プランク定数をh、光速度をc、
波長をλ(1550nm)、ビットレートをB、相対強度雑音
をRIN とすると、The S / N deterioration due to ASE also limits the transmission distance (the linear relay distance and the number of linear relays). The required S / N is r, the input optical power to the linear repeater is Sin, the noise figure is F, the Planck constant is h, the optical speed is c,
If the wavelength is λ (1550nm), the bit rate is B, and the relative intensity noise is RIN,
【0008】[0008]
【数1】 [Equation 1]
【0009】に示す関係式が得られる(A.Takada, et a
l., "1.8 Gbit/s Transmission over210 km using an E
rbium-Doped Fiber Laser Amplifier with 20 dB Repea
terGain in a Direct Detection Systems", Trans. IEI
CE, Vol.E72, No.1, pp.21-26, 1990) 。ここで、B=1
0Gbit/s 、r=22.5dB、Sin=−20dBm、F=7dB、R
IN =−140dBc/Hz とすれば、線形中継器数は7とな
る。The relational expression shown in (A. Takada, et a
l., "1.8 Gbit / s Transmission over210 km using an E
rbium-Doped Fiber Laser Amplifier with 20 dB Repea
terGain in a Direct Detection Systems ", Trans. IEI
CE, Vol.E72, No.1, pp.21-26, 1990). Where B = 1
0 Gbit / s, r = 22.5 dB, Sin = −20 dBm, F = 7 dB, R
If IN = –140 dBc / Hz, the number of linear repeaters will be 7.
【0010】現在のところ、出力パワー一定制御方式が
用いられているが、中継区間の規格はシステムの中で特
に長かったり、損失が大きい中継区間のS/Nで制限さ
れてしまう。すなわち、最も長い区間または大きい損失
に対応する最悪条件設計が行われている。実際は、短い
区間もあり損失も異なるのであるが、それらのS/Nは
マージンになっている。At present, the constant output power control method is used, but the standard of the relay section is limited by the S / N of the relay section which is particularly long in the system or has a large loss. That is, the worst condition design corresponding to the longest section or the large loss is performed. Actually, there is a short section and the loss is different, but the S / N ratio of them is a margin.
【0011】このように、通常は最悪条件にも耐えられ
るシステム設計になっているために、この条件が厳しい
場合にはしばしばオーバースペックとなり、結果として
高コストを招いていた。この最悪設計によるオーバース
ペック回避策として無線通信の分野では、従来から自動
等化または最適等化という技術が用いられている(R.W.
Lucky and H.R.Rudin, "An Automatic Equalizer for G
eneral-Purpose Communication Channels", Bell Syst.
Tech. J., Vol.46, pp.2179-2208, 1967)。これは、伝
送後のパルス波形を時間領域で分割して透過させるトラ
ンスバーサルフィルタの伝達関数を自動的に調整するも
のである。したがって、このフィルタは超高速の光伝送
路への適用は不可能であった。As described above, since the system is usually designed to withstand the worst conditions, when the conditions are severe, the specifications are often overspecified, resulting in high cost. In the field of wireless communication, a technique called automatic equalization or optimal equalization has been conventionally used as a measure for avoiding over-spec due to this worst design (RW
Lucky and HRRudin, "An Automatic Equalizer for G
eneral-Purpose Communication Channels ", Bell Syst.
Tech. J., Vol.46, pp.2179-2208, 1967). This is to automatically adjust the transfer function of a transversal filter in which the pulse waveform after transmission is divided in the time domain and transmitted. Therefore, this filter cannot be applied to an ultrahigh-speed optical transmission line.
【0012】[0012]
【発明が解決しようとする課題】自動等化という技術
は、光通信システムの設計においても有用である。すな
わち、伝送路の重要なパラメータである波長分散、S/
N劣化を自動的に等化する装置,アルゴリズムが確立さ
れれば、伝送路等化に必要であった設計コスト,人員コ
ストを削減することができる。さらに、最悪条件設計に
おけるオーバースペックの可能性も回避することができ
る。また、同時に光受信器の識別点、チャープ係数、波
長といった各種のパラメータについても、対象とする伝
送路に自動的に最適化されれば、さらにコスト削減が期
待できる。The technique of automatic equalization is also useful in the design of optical communication systems. That is, chromatic dispersion, S /
If a device and an algorithm for automatically equalizing N deterioration are established, it is possible to reduce the design cost and personnel cost required for transmission line equalization. Further, the possibility of over-spec in the worst condition design can be avoided. At the same time, if various parameters such as the identification point of the optical receiver, the chirp coefficient, and the wavelength are automatically optimized for the target transmission path, further cost reduction can be expected.
【0013】本発明は、多重化端局または再生中継器に
おいて、伝送劣化の要因となる各種のパラメータを自動
的に等化することができる自動等化システムを提供する
ことを目的とする。It is an object of the present invention to provide an automatic equalization system capable of automatically equalizing various parameters that cause transmission deterioration in a multiplexing terminal station or regenerative repeater.
【0014】[0014]
【課題を解決するための手段】請求項1〜7の自動等化
システムは、送信器と受信器の間でやりとりされる制御
信号を用い、受信器の測定値に基づいて送信器の波長制
御またはチャープ係数制御を行い、パラメータを自動的
に等化する。また、請求項5〜7の自動等化システム
は、伝送路パラメータ測定モードとデータ伝送モードを
切り替え、伝送路パラメータ測定モードで測定される伝
送路パラメータに対する補償量を同定して等化する。An automatic equalization system according to claims 1 to 7 uses a control signal exchanged between a transmitter and a receiver, and controls the wavelength of the transmitter based on a measured value of the receiver. Alternatively, the chirp coefficient is controlled to automatically equalize the parameters. The automatic equalization system according to claims 5 to 7 switches between the transmission line parameter measurement mode and the data transmission mode, and identifies and equalizes the compensation amount for the transmission line parameter measured in the transmission line parameter measurement mode.
【0015】[0015]
【0016】[0016]
【発明の実施の形態】第1〜第4の実施形態は、片方向
の光信号(主信号)を用いて受信側だけで伝送距離を制
限するパラメータの最適点を探索する方法(Blind Equa
lization:A.Benvennist and M. Goursat, "Blind Equa
lizers", IEEE Trans. Commun., Vol.COM-32, No.8, p.
8771, 1984) についてのものである。すなわち、伝送路
の分散補償量を自動的に等化し、受信器の識別点・チャ
ープ係数・波長等の各種のパラメータを自動的に伝送路
に最適化する構成を示す。ここでは、伝送路の分散によ
る波形劣化をモニタするものとして、主信号の誤り率
(第1の実施形態)、波形モニタによるアイ開口度(第
2の実施形態)、Q値(第3の実施形態)、クロック信
号レベル(第4の実施形態)が用いられる。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION In the first to fourth embodiments, a method (Blind Equa) for searching an optimum point of a parameter that limits a transmission distance only on the receiving side by using a one-way optical signal (main signal) is used.
lization: A. Benvennist and M. Goursat, "Blind Equa
lizers ", IEEE Trans. Commun., Vol.COM-32, No.8, p.
8771, 1984). That is, a configuration is shown in which the dispersion compensation amount of the transmission line is automatically equalized, and various parameters such as the identification point of the receiver, the chirp coefficient, and the wavelength are automatically optimized for the transmission line. Here, in order to monitor the waveform deterioration due to the dispersion of the transmission path, the error rate of the main signal (first embodiment), the eye opening degree by the waveform monitor (second embodiment), the Q value (third embodiment). Form) and clock signal level (fourth embodiment).
【0017】(第1の実施形態)図1は、本発明の自動
等化システムの第1の実施形態を示す。本実施形態の特
徴は、パラメータの最適化に用いる評価関数として主信
号の誤り率を用いるところにある。図において、受信器
10aは、光増幅器11、光カプラ12、可変分散等化
回路13、光電気変換器14、増幅器15、クロック抽
出回路16、識別回路17、識別電圧発生回路18によ
り構成される。パラメータを制御する自動等化制御部2
0aは、誤り検出回路21、分散等化制御部22、識別
電圧制御部23、雑音光発生器24により構成される。
なお、自動等化制御部20aは、他の複数の受信器で共
有することができる。(First Embodiment) FIG. 1 shows a first embodiment of the automatic equalization system of the present invention. The feature of this embodiment is that the error rate of the main signal is used as an evaluation function used for parameter optimization. In the figure, a receiver 10a includes an optical amplifier 11, an optical coupler 12, a variable dispersion equalization circuit 13, an opto-electric converter 14, an amplifier 15, a clock extraction circuit 16, an identification circuit 17, and an identification voltage generation circuit 18. . Automatic equalization control unit 2 for controlling parameters
0a is composed of an error detection circuit 21, a dispersion equalization control unit 22, an identification voltage control unit 23, and a noise light generator 24.
The automatic equalization control unit 20a can be shared by a plurality of other receivers.
【0018】光増幅器11には、例えばエルビウム添加
光ファイバ増幅器が用いられる。光電気変換器14に
は、例えばPINフォトダイオードが用いられる。増幅
器15には、例えばGaAsMESFETトランスインピ
ーダンスアンプが用いられる。クロック抽出回路16に
は、例えば微分回路と全波整流回路と誘電体共振器フィ
ルタの組み合わせが用いられる。識別回路17には、マ
スタ−スレーブD型フリップフロップが用いられる。As the optical amplifier 11, for example, an erbium-doped optical fiber amplifier is used. For the photoelectric converter 14, for example, a PIN photodiode is used. For the amplifier 15, for example, a GaAs MESFET transimpedance amplifier is used. For the clock extraction circuit 16, for example, a combination of a differentiation circuit, a full-wave rectification circuit, and a dielectric resonator filter is used. A master-slave D-type flip-flop is used for the identification circuit 17.
【0019】可変分散等化回路13は、例えば図2に示
すように、分散値の異なる分散媒質91−1〜91−N
を光スイッチ92−1,92−2を用いて切り替える構
成により実現される。分散値の異なる分散媒質として
は、例えば長さの異なる分散補償ファイバを用いる。光
スイッチとしては、複数の分散媒質の1つを機械的に選
択するメカニカル光スイッチを用いる。光スイッチ92
−1,92−2を制御する光スイッチ制御部93は、分
散等化制御部22により制御される。その他の可変分散
等化回路13の構成としては、PLCの温度を変化させ
て分散値の極性を変えてもよいし、チャープドグレーテ
ィング周波数の異なる複数のファイバグレーティングを
用いてもよい。The variable dispersion equalization circuit 13 has, for example, as shown in FIG. 2, dispersion media 91-1 to 91-N having different dispersion values.
Is realized by a configuration in which the optical switches 92-1 and 92-2 are switched. As the dispersion medium having different dispersion values, for example, dispersion compensating fibers having different lengths are used. As the optical switch, a mechanical optical switch that mechanically selects one of a plurality of dispersion media is used. Optical switch 92
The optical switch control unit 93 for controlling -1, 92-2 is controlled by the dispersion equalization control unit 22. As another configuration of the variable dispersion equalization circuit 13, the temperature of the PLC may be changed to change the polarity of the dispersion value, or a plurality of fiber gratings having different chirped grating frequencies may be used.
【0020】光ファイバを伝搬してきた光信号は、光増
幅器11で増幅された後に光カプラ12に入力され、雑
音光発生器24から出力されるASE雑音と干渉光雑音
が付加されて可変分散等化回路13に入力される。可変
分散等化回路13から出力された光信号は、光電気変換
器14で電気信号に変換される。この電気信号は増幅器
15で増幅された後に2分岐され、一方はクロック抽出
回路16に入力され、他方は識別回路17に入力され
る。クロック抽出回路16で抽出されたクロック成分
は、識別回路17の識別処理に供される。識別回路17
で識別された主信号は2分岐され、その一方が誤り検出
回路21に入力される。分散等化制御部22および識別
電圧制御部23は、誤り検出回路21で検出される主信
号の符号誤り率に応じて各パラメータを調整する。すな
わち、分散等化制御部22は可変分散等化回路13の分
散補償量を制御し、識別電圧制御部23は識別電圧発生
回路18の出力電圧(識別回路17の識別電圧)を制御
する。The optical signal propagating through the optical fiber is amplified by the optical amplifier 11 and then input to the optical coupler 12, and the ASE noise and the interference optical noise output from the noise light generator 24 are added to the variable optical signal. It is input to the digitization circuit 13. The optical signal output from the variable dispersion equalization circuit 13 is converted into an electric signal by the photoelectric converter 14. This electric signal is amplified by the amplifier 15 and then branched into two, one of which is input to the clock extraction circuit 16 and the other of which is input to the identification circuit 17. The clock component extracted by the clock extraction circuit 16 is supplied to the identification processing of the identification circuit 17. Identification circuit 17
The main signal identified by is branched into two, and one of them is input to the error detection circuit 21. The dispersion equalization control unit 22 and the discrimination voltage control unit 23 adjust each parameter according to the code error rate of the main signal detected by the error detection circuit 21. That is, the dispersion equalization control unit 22 controls the dispersion compensation amount of the variable dispersion equalization circuit 13, and the discrimination voltage control unit 23 controls the output voltage of the discrimination voltage generation circuit 18 (discrimination voltage of the discrimination circuit 17).
【0021】SDH伝送路におけるSTMフォーマット
には、B1またはB2のように伝送路中で生じた誤りを
監視するバイトが設けられている。これらの監視バイト
を用いて各パラメータを調整してもよい。各パラメータ
はそれぞれ誤り率と密接に関係しており、各パラメータ
を最適化する自動等化アルゴリズムが必要とされる。以
下、2つのパラメータをそれぞれ独立に最適化する2次
元法と、簡単に両者を最適化する簡便法について説明す
る。また、♯1または♯2は分散補償または識別点調整
のいずれかとして説明する。The STM format on the SDH transmission line is provided with a byte for monitoring an error occurring in the transmission line, such as B1 or B2. These parameters may be adjusted using these monitoring bytes. Each parameter is closely related to the error rate, and an automatic equalization algorithm that optimizes each parameter is required. A two-dimensional method that optimizes two parameters independently and a simple method that optimizes both parameters will be described below. Also, # 1 or # 2 will be described as either dispersion compensation or discrimination point adjustment.
【0022】図3は、2次元法による自動等化アルゴリ
ズムのフローチャートを示す。アルゴリズムがスタート
すると、フィードバック回数nを定義するが、最初はn
=1とする。ここで、nは♯1のとりうる値Nまで定義
されるとする。まず、♯1をとりうる最小地点x1 に設
定する。この位置で♯2の値を振って誤り率が最小とな
る地点yx1を求める。♯2の値の振り方とyx1の求め方
(調整アルゴリズム)については後述する(図5〜
7)。このyx1と誤り率の値をメモリに蓄積する。次
に、nがN未満であればフィードバックし、nをn+1
として次の地点x2 に移動させる。再びこの位置におい
て♯2の誤り率最小値を与える地点yx2を求め、メモリ
に蓄積する。以下同様に、フィードバックが最大のN階
に等しくなると、フィードバックを止めて♯1を
{yxn}の中で最小 minxn{yxn}を与えるxn に固定
する。この位置で再度♯2の値を振って誤り率が最小と
なる値に固定する。これによって両者が最適点に固定さ
れることになる。この方法は、2つのパラメータが完全
に独立ではなく、互いに依存している場合に特に有効で
ある。精度が得られる代わりに等化する時間とメモリ量
の点で難点がある。FIG. 3 shows a flowchart of the automatic equalization algorithm based on the two-dimensional method. When the algorithm starts, it defines the number of feedbacks n, but initially n
= 1. Here, n is defined up to the value N that # 1 can take. First, the minimum point x 1 that can take # 1 is set. At this position, the value of # 2 is shaken to find the point y x1 at which the error rate is minimized. The method of allocating the value of # 2 and the method of obtaining y x1 (adjustment algorithm) will be described later (FIG.
7). The value of y x1 and the error rate are stored in the memory. Next, if n is less than N, feedback is performed and n is n + 1.
And move to the next point x 2 . Again, at this position, the point y x2 that gives the minimum error rate of # 2 is determined and stored in the memory. Similarly, feedback becomes equal to the maximum of N floor to secure the ♯1 stop feedback to x n giving the minimum min xn {y xn} in {y xn}. At this position, the value of # 2 is shaken again to fix the value at which the error rate is minimized. As a result, both are fixed at the optimum points. This method is particularly effective when the two parameters are not completely independent but are dependent on each other. There is a problem in terms of time and memory amount for equalization instead of obtaining accuracy.
【0023】図4は、簡便法による自動等化アルゴリズ
ムのフローチャートを示す。なお、本アルゴリズムは2
つのパラメータが互いに完全に独立である場合にのみ有
効である。アルゴリズムがスタートすると、♯1の調整
アルゴリズムを実行して最小地点に調整する。ここで、
♯2は初期値を用いる。次に、♯1について最小誤り率
を与えるxm に固定し、その状態で♯2の調整アルゴリ
ズムを実行し、最小誤り率を与えるyxmに固定して終了
する。このアルゴリズムは、調整時間が2次元法に比べ
て少なくメモリも必要ないが、精度が得られないこと
と、各パラメータが互いに独立である前提が必要であ
る。FIG. 4 shows a flow chart of an automatic equalization algorithm by a simple method. The algorithm is 2
Only valid if the two parameters are completely independent of each other. When the algorithm starts, the adjustment algorithm of # 1 is executed to adjust to the minimum point. here,
The initial value is used for # 2. Then, fixed to x m giving the minimum error rate for # 1, perform the adjustment algorithm of ♯2 in that state, it was fixed to the y xm ends giving the minimum error rate. This algorithm requires less adjustment time than a two-dimensional method and requires no memory, but it requires that accuracy is not obtained and that each parameter is independent of each other.
【0024】図5〜図7は、図3および図4の自動等化
アルゴリズムにおいて、♯1または♯2の最適点を求め
る調整アルゴリズムの例を示す。図5は、S/X増加法
アルゴリズムを示す。これは、図1に示す雑音光発生器
24からS/X雑音を付加しながら唯一解を得るアルゴ
リズムである。アルゴリズムがスタートすると、誤り検
出回路21は誤り率の測定を開始する。♯1または♯2
を変化させ、誤り率の値をメモリに記憶させておく。こ
こで、誤り率の最小値が1つの場合と2つ以上の場合に
分かれる。2つ以上の場合は、最適点近傍では雑音が足
りないために、所定時間内では唯一の最適誤り率が得ら
れないことを意味する。したがって、メモリをクリアし
てさらにS/X雑音を付加する。この状態でさらに♯1
または♯2を変化させ、誤り率の値をメモリに記憶させ
る。ここで、同様に誤り率の最小値が1つまたは2つ以
上であるかが判断される。最小値が1つに決定したとこ
ろで、そこに♯1または♯2を固定してS/X雑音を除
去し、アルゴリズムを終了する。この方法では最適点が
一意に求められるが、付加雑音量が大きいときで最適点
がずれていく場合に、誤った最適点に導くおそれがあ
る。FIGS. 5 to 7 show examples of adjustment algorithms for obtaining the optimum point of # 1 or # 2 in the automatic equalization algorithms of FIGS. FIG. 5 shows the S / X increment algorithm. This is an algorithm for obtaining a unique solution while adding S / X noise from the noise light generator 24 shown in FIG. When the algorithm starts, the error detection circuit 21 starts measuring the error rate. # 1 or # 2
And the error rate value is stored in the memory. Here, there are two cases in which the minimum error rate is one and two or more. In the case of two or more, it means that the noise is not sufficient in the vicinity of the optimum point, so that the only optimum error rate cannot be obtained within the predetermined time. Therefore, the memory is cleared and S / X noise is added. In this state, # 1
Alternatively, # 2 is changed to store the error rate value in the memory. Here, similarly, it is determined whether the minimum value of the error rate is one or two or more. When the minimum value is determined to be one, # 1 or # 2 is fixed there to remove S / X noise, and the algorithm ends. With this method, the optimum point is uniquely obtained, but if the optimum point shifts when the amount of added noise is large, it may lead to an incorrect optimum point.
【0025】図6は、中点法アルゴリズムを示す。アル
ゴリズムがスタートすると、S/X雑音を付加して誤り
率の測定を開始する。♯1または♯2を変化させ、それ
ぞれの点について誤り率を測定する。誤り率の最小値が
1つでも2つ以上あっても、最小値を満たす集合
{xn }のうち、その平均値(min{xn}+max{xn})
/2に固定する。この点が最適点であるとしてS/X雑
音を除去し、アルゴリズムを終了する。ここで、中点法
はxn に関して、誤り率が最適値について対称であるこ
とが前提条件となる。しかし、この条件は必ずしも満た
されない。特に、分散補償を行う場合に、正常分散と異
常分散ではチャープ係数および光パワーによってその誤
り率特性に大きな違いがある。しかし、中点法は最も簡
単なアルゴリズムであり、精度を犠牲にしても迅速性が
要求される場合に有効である。FIG. 6 shows the midpoint algorithm. When the algorithm starts, S / X noise is added and error rate measurement is started. The error rate is measured at each point by changing # 1 or # 2. Even if there is one or more minimum error rates, the average value (min { xn } + max { xn }) of the set { xn } that satisfies the minimum value
Fixed to / 2. Assuming that this point is the optimum point, S / X noise is removed, and the algorithm ends. Here, the middle point method is based on the assumption that the error rate is symmetric with respect to the optimum value with respect to x n . However, this condition is not always met. In particular, when performing dispersion compensation, there is a large difference in error rate characteristics between normal dispersion and abnormal dispersion depending on the chirp coefficient and optical power. However, the midpoint method is the simplest algorithm and is effective when quickness is required at the expense of accuracy.
【0026】図7は、S/X増加法と中点法を組み合わ
せたアルゴリズムを示す。これは、S/X増加法の最適
点シフトという欠点と、中点法の非対称性に起因する欠
点を補うものである。アルゴリズムがスタートすると、
S/X雑音を付加して誤り率の測定を開始する。♯1を
変化させると最小値が1つ以上得られる。この最小値が
所定の誤り率p(例えば10-9)より大きい場合はS/X
雑音を増加させ、pより小さくなった場合に得られた最
小値の中点に固定する。このアルゴリズムの精度は、所
定の誤り率pに依存する。このpの値は測定時間が10秒
程度を与えるものであればよく、例えば10Gbit/s の信
号伝送の場合で10-10 程度である。FIG. 7 shows an algorithm combining the S / X increasing method and the midpoint method. This compensates for the drawback of the optimum point shift of the S / X increasing method and the drawback due to the asymmetry of the midpoint method. When the algorithm starts,
S / X noise is added and error rate measurement is started. By changing # 1, one or more minimum values can be obtained. If this minimum value is larger than a predetermined error rate p (for example, 10 -9 ), S / X
The noise is increased and fixed at the midpoint of the minimum value obtained when it becomes smaller than p. The accuracy of this algorithm depends on the predetermined error rate p. The value of p may be any value as long as it gives a measurement time of about 10 seconds, and is about 10 −10 in the case of signal transmission of 10 Gbit / s, for example.
【0027】図8は、図5〜図7の調整アルゴリズム中
における♯1または♯2の変化アルゴリズムの例を示
す。ただし、♯1または♯2の変化といっても識別点は
識別電圧というアナログ電気量であり、連続的に変化す
るのでこのアルゴリズムは無用である。また、連続的に
分散値が可変であれば、このアルゴリズムは必要ない。
ここでは、離散的でかつ限られた値しかとることができ
ないパラメータの変化アルゴリズムとして、分散補償フ
ァイバの変化アルゴリズムについて説明する。FIG. 8 shows an example of the change algorithm of # 1 or # 2 in the adjustment algorithm of FIGS. However, even if the change of # 1 or # 2 is made, the identification point is an analog electric quantity called the identification voltage, and since it continuously changes, this algorithm is useless. If the variance value is continuously variable, this algorithm is not necessary.
Here, a dispersion compensation fiber change algorithm will be described as a parameter change algorithm that is discrete and can take only limited values.
【0028】分散補償ファイバは縦続接続できるものと
する。本アルゴリズムは、与えられた離散的な値をもつ
ものの組み合わせ(和)で所定の値を実現する。アルゴ
リズムがスタートすると、ファイバ{xn }の数X=|
{xn }|、分散値pxnを入力する。次に、各ファイバ
数1<x<Xにおける可能な分散値をリストアップす
る。これらの分散値でソーティングし、縮退しているも
のを削除して終了する。It is assumed that the dispersion compensating fiber can be cascaded. This algorithm realizes a predetermined value by combining (summing) those having given discrete values. When the algorithm starts, the number of fibers {x n } X = |
Input {x n } | and variance value p xn . Next, possible dispersion values for each fiber number 1 <x <X are listed. Sort with these variance values, delete the degenerate ones, and end.
【0029】(第2の実施形態)図9は、本発明の自動
等化システムの第2の実施形態を示す。本実施形態の特
徴は、パラメータの最適化に用いる評価関数としてアイ
開口度を用いるところにある。図において、受信器10
bは、光増幅器11、可変分散等化回路13、光電気変
換器14、増幅器15、クロック抽出回路16、識別回
路17、識別電圧発生回路18により構成される。パラ
メータを制御する自動等化制御部20bは、識別回路1
7に入力されるデータ信号をモニタする波形モニタ回路
25、波形モニタ回路25の出力からアイ開口度を読み
取り、可変分散等化回路13に設定する分散補償量を制
御する分散等化制御部26により構成される。なお、自
動等化制御部20bは、他の複数の受信器で共有するこ
とができる。(Second Embodiment) FIG. 9 shows a second embodiment of the automatic equalization system of the present invention. The feature of this embodiment is that the eye opening is used as an evaluation function used for parameter optimization. In the figure, the receiver 10
b is composed of an optical amplifier 11, a variable dispersion equalization circuit 13, an opto-electric converter 14, an amplifier 15, a clock extraction circuit 16, an identification circuit 17, and an identification voltage generation circuit 18. The automatic equalization control unit 20b for controlling the parameters includes the identification circuit 1
7 is a waveform monitor circuit 25 for monitoring the data signal input to the output signal 7, and the dispersion equalization control unit 26 for reading the eye opening from the output of the waveform monitor circuit 25 and controlling the dispersion compensation amount set in the variable dispersion equalization circuit 13. Composed. The automatic equalization control unit 20b can be shared by a plurality of other receivers.
【0030】光ファイバを伝搬してきた光信号は、伝送
ファイバの分散によりパルス幅が広がっているので、増
幅器15で増幅後のアイ開口度に劣化が現れる。ここ
で、可変分散等化回路13の分散補償量を変化させる
と、分散補償量に対応してアイ開口度が変化するので、
分散等化制御部26が分散補償量を変化させながらアイ
開口度を測定し、分散値とアイ開口度の測定結果を蓄積
する。最後に、アイ開口度が最大になる分散補償量に設
定することにより、識別回路17に入力される波形を最
適に設定することができる。Since the pulse width of the optical signal propagated through the optical fiber is widened due to the dispersion of the transmission fiber, the eye opening degree after amplification by the amplifier 15 is deteriorated. Here, when the dispersion compensation amount of the variable dispersion equalization circuit 13 is changed, the eye opening degree changes in accordance with the dispersion compensation amount.
The dispersion equalization control unit 26 measures the eye opening degree while changing the dispersion compensation amount, and accumulates the dispersion value and the measurement result of the eye opening degree. Finally, by setting the dispersion compensation amount that maximizes the eye opening degree, the waveform input to the identification circuit 17 can be optimally set.
【0031】このような構成により、伝送ファイバの分
散値が未知であっても自動的に最適な分散補償量を選択
し、伝送路の分散による伝送距離制限を回避することが
できる。また、信号がRZフォーマットである場合に
は、すべてのパルスのパルス幅が一定であるので、波形
モニタ回路25としてオートコリレータを用い、測定さ
れるパルス幅が最小になる分散量を設定する方法を採用
してもよい。With such a configuration, even if the dispersion value of the transmission fiber is unknown, the optimum dispersion compensation amount can be automatically selected, and the transmission distance limitation due to the dispersion of the transmission line can be avoided. Further, when the signal is in the RZ format, the pulse widths of all the pulses are constant, so an autocorrelator is used as the waveform monitor circuit 25 and a method of setting the dispersion amount that minimizes the measured pulse width is used. May be adopted.
【0032】(第3の実施形態)第3の実施形態の構成
は、図1に示す第1の実施形態の構成から雑音光発生器
24を取り除いたものとなる。本実施形態の特徴は、分
散等化制御部22および識別電圧制御部23が、誤り検
出回路21で検出される符号誤り率から伝送路のQ値を
計算し、可変分散等化回路13の分散補償量および識別
電圧発生回路18の出力電圧を制御するところにある。(Third Embodiment) The configuration of the third embodiment is obtained by removing the noise light generator 24 from the configuration of the first embodiment shown in FIG. The feature of this embodiment is that the dispersion equalization control unit 22 and the identification voltage control unit 23 calculate the Q value of the transmission line from the code error rate detected by the error detection circuit 21, and the dispersion of the variable dispersion equalization circuit 13 is calculated. This is to control the amount of compensation and the output voltage of the discrimination voltage generation circuit 18.
【0033】ここで、Q値とは、マークレベルをs(1)
、スペースレベルをs(0) 、マークの標準偏差をσ1
、スペースの標準偏差をσ0 としたときに、
Q=(s(1)−s(0))/(σ1−σ0 ) …(3)
で定義されるS/Nを表す量である。このQ値を用いて
誤り率Pは
P=(1/2) erfc(Q/√2 ) …(4)
と表される。なお、 erfc(x)はHere, the Q value is the mark level s (1)
, Space level is s (0), mark standard deviation is σ1
, Where S is the standard deviation of the space, Q = (s (1) -s (0)) / ([sigma] 1- [sigma] 0) (3) This is an amount representing the S / N defined by. Using this Q value, the error rate P is expressed as P = (1/2) erfc (Q / √2) (4). Erfc (x) is
【0034】[0034]
【数2】 [Equation 2]
【0035】である。また、誤り率10-6はQ=6に対応
している。誤り率モニタとしては、例えばSTMフォー
マットにおけるB1,B2バイトを用いた誤り率監視方
式を適用してもよい。Q値の測定は、文献(N.S.Bergan
o,et al.,"Margin Measurement in OpticalAmplifier S
ystems", IEEE Photon.Technol.Lett., Vol.5, pp.304-
306, 1993)にあるように、識別電圧をスイープしながら
誤り率を測定し、フィッティングによりQ値を求める方
法をとってもよい。可変分散等化回路13の分散補償量
を変化させると、分散補償量に対応してQ値が変化する
ので、Q値が最大になる分散補償量に設定することによ
り、識別回路17に入力される波形を最適にすることが
できる。次に、分散補償量を最適値に固定し、等しい誤
り率(例えば10-9)を与える識別電圧2点を測定し、そ
の2点の中点を採用することにより、S/X耐力の観点
から最適な識別電圧を得ることができる。It is The error rate 10 −6 corresponds to Q = 6. As the error rate monitor, for example, an error rate monitoring method using B1 and B2 bytes in the STM format may be applied. The Q value is measured in the literature (NSBergan
o, et al., "Margin Measurement in OpticalAmplifier S
ystems ", IEEE Photon.Technol. Lett., Vol.5, pp.304-
306, 1993), the error rate may be measured while sweeping the discrimination voltage, and the Q value may be determined by fitting. When the dispersion compensation amount of the variable dispersion equalization circuit 13 is changed, the Q value changes corresponding to the dispersion compensation amount. Therefore, by setting the dispersion compensation amount that maximizes the Q value, the Q value is input to the identification circuit 17. Waveform can be optimized. Next, by fixing the dispersion compensation amount to an optimum value, measuring two identification voltages that give equal error rates (for example, 10 −9 ), and adopting the midpoint of the two points, the viewpoint of S / X proof strength is obtained. The optimum discrimination voltage can be obtained from
【0036】(第4の実施形態)図10は、本発明の自
動等化システムの第4の実施形態を示す。本実施形態の
特徴は、伝送路の分散による波形劣化をモニタする方法
として、第3の実施形態におけるアイ開口度の測定に代
えて、クロック信号レベルを用いるところにある。(Fourth Embodiment) FIG. 10 shows a fourth embodiment of the automatic equalization system of the present invention. A feature of this embodiment is that a clock signal level is used instead of the measurement of the eye opening degree in the third embodiment as a method of monitoring the waveform deterioration due to the dispersion of the transmission path.
【0037】図において、受信器10bは、光増幅器1
1、可変分散等化回路13、光電気変換器14、増幅器
15、クロック抽出回路16、識別回路17、識別電圧
発生回路18により構成される。自動等化制御部20c
は、識別回路17に入力されるクロック信号レベルをモ
ニタするクロック信号レベルモニタ回路27、そのクロ
ック信号レベルを読み取って可変分散等化回路13に設
定する分散補償量を制御する分散等化制御部28により
構成される。クロック信号レベルモニタ回路27には、
例えばRFパワーメータを用いる。なお、自動等化制御
部20cは、他の複数の受信器で共有することができ
る。In the figure, a receiver 10b is an optical amplifier 1
1, a variable dispersion equalization circuit 13, an opto-electric converter 14, an amplifier 15, a clock extraction circuit 16, an identification circuit 17, and an identification voltage generation circuit 18. Automatic equalization control unit 20c
Is a clock signal level monitor circuit 27 that monitors the clock signal level input to the identification circuit 17, and a dispersion equalization control unit 28 that reads the clock signal level and controls the dispersion compensation amount set in the variable dispersion equalization circuit 13. It is composed of The clock signal level monitor circuit 27 includes
For example, an RF power meter is used. The automatic equalization control unit 20c can be shared by a plurality of other receivers.
【0038】可変分散等化回路13の分散補償量を変化
させると、分散補償量に対応してクロック信号レベルが
変化する。ここで、全分散値(伝送路分散+分散補償
量)に対するクロック信号レベルの測定例を図11に示
す。測定は、10Gbit/s 、PRBS23段の信号を時分割多重
により4多重して生成した40Gbit/s データに対して行
った。この測定例からわかるように、クロック信号レベ
ルを最大にする全分散値が、ほぼ0psec/nm に対応して
いる。この測定結果から明らかなように、分散補償量を
変化させながらクロック信号レベルを測定し、それが最
大になる分散補償量に設定することにより、伝送路分散
との総和が零になる最適な分散補償量を設定することが
できる。When the dispersion compensation amount of the variable dispersion equalization circuit 13 is changed, the clock signal level changes corresponding to the dispersion compensation amount. Here, FIG. 11 shows a measurement example of the clock signal level with respect to the total dispersion value (transmission path dispersion + dispersion compensation amount). The measurement was performed on 40 Gbit / s data generated by time-division multiplexing 4 signals of 10 Gbit / s PRBS23 stages. As can be seen from this measurement example, the total dispersion value that maximizes the clock signal level corresponds to approximately 0 psec / nm. As is clear from this measurement result, by measuring the clock signal level while changing the dispersion compensation amount and setting it to the dispersion compensation amount that maximizes it, the optimum dispersion with which the sum with the transmission line dispersion becomes zero. The amount of compensation can be set.
【0039】以上示した第1〜第4の実施形態は、片方
向の光信号(主信号)を用いて受信側だけでパラメータ
の最適点を探索する方法(Blind Equalization) であ
る。それに対して、送信器と受信器の間でやりとりされ
る制御信号を用いて伝送距離を制限するパラメータを自
動的に等化することができる。以下、制御信号を用いて
伝送路の分散補償量を自動的に等化する第5〜第9の実
施形態を示すが、まず図12を参照して自動等化に必要
な制御情報の転送手段について説明する。The first to fourth embodiments shown above are methods (Blind Equalization) for searching the optimum point of the parameter only on the receiving side using the one-way optical signal (main signal). On the other hand, a control signal exchanged between the transmitter and the receiver can be used to automatically equalize the parameter limiting the transmission distance. Hereinafter, the fifth to ninth embodiments for automatically equalizing the dispersion compensation amount of the transmission line by using the control signal will be described. First, referring to FIG. 12, a transfer means of control information necessary for automatic equalization is shown. Will be described.
【0040】図12に示す光中継伝送システムでは、片
方向または両方向の制御用チャネルLSVを用い、隣接
する多重化端局41と再生中継器42との間で分散補償
手順に関する制御情報を転送する。多重化端局41およ
び再生中継器42には、それぞれ制御情報通信用回路4
3および制御回路44が備えられる。制御用チャネルL
SVとして、SDH伝送システムにおける上り回線と下
り回線のSTMフレームに含まれるRSOH内のD1,
D2,D3バイトを使用する。制御情報のフォーマット
は、通信プロトコルのレイヤ2としてLAPDプロトコ
ルを用い、LAPDデータリンク確立を隣接装置間の上
り回線と下り回線を用いて行ってもよい。また、直接D
1,D2,D3バイトへビットバイビットで定義・アサ
インしてもよい。In the optical repeater transmission system shown in FIG. 12, one-way or two-way control channel LSV is used to transfer the control information on the dispersion compensation procedure between the adjacent multiplexing terminal 41 and the regenerative repeater 42. . The multiplexing terminal station 41 and the regenerator 42 respectively include a control information communication circuit 4
3 and a control circuit 44. Control channel L
As SV, D1 in RSOH included in STM frame of uplink and downlink in SDH transmission system
Use D2 and D3 bytes. As the format of the control information, the LAPD protocol may be used as the layer 2 of the communication protocol, and the LAPD data link may be established by using the uplink and downlink between the adjacent devices. Also, directly D
Bit-by-bit may be defined and assigned to the 1, D2, D3 bytes.
【0041】また、制御用チャネルとして、キャリアが
主信号とは別波長の光信号により実現した制御用回線を
使用してもよい。このチャネルは光増幅器を用いて線形
中継器の監視信号として用いられている(K.Matsumura,
et al.,"Supervisory SystemConfiguration for High-S
peed Optical Transmission Networks ApplyingOpti
cal Line Amplifiers", in Proc. Asia-Pacific Confer
ence on Communica-tions(APCC) '95, p.370, 1995) 。
制御情報のフォーマットは、通信プロトコルのレイヤ2
としてLAPDプロトコルを用い、LAPDデータリン
ク確立を隣接装置間の上り回線と下り回線を用いて行っ
てもよい。また、直接主信号とは別波長の光信号へビッ
トバイビットで定義・アサインしてもよい。As a control channel, a control line realized by an optical signal whose carrier has a wavelength different from that of the main signal may be used. This channel is used as a supervisory signal for a linear repeater using an optical amplifier (K. Matsumura,
et al., "Supervisory System Configuration for High-S
peed Optical Transmission Networks ApplyingOpti
cal Line Amplifiers ", in Proc. Asia-Pacific Confer
ence on Communica-tions (APCC) '95, p.370, 1995).
The format of the control information is the layer 2 of the communication protocol.
Alternatively, the LAPD protocol may be used to establish the LAPD data link using the uplink and downlink between the adjacent devices. Further, it may be directly defined and assigned bit-by-bit to an optical signal having a wavelength different from that of the main signal.
【0042】(第5の実施形態)図13は、本発明の自
動等化システムの第5の実施形態を示す。本実施形態の
特徴は、送信器の光源波長を受信側から制御して伝送路
の分散を変化させ、各波長における誤り率を測定するこ
とにより、最適な分散値を与える波長にチューニングす
るところにある。(Fifth Embodiment) FIG. 13 shows a fifth embodiment of the automatic equalization system of the present invention. The feature of this embodiment is that the light source wavelength of the transmitter is controlled from the receiving side to change the dispersion of the transmission path, and the error rate at each wavelength is measured to tune to a wavelength that gives an optimum dispersion value. is there.
【0043】図において、送信器50aには、発振波長
を可変できる波長可変光源51、波長可変光源51から
のCW光を強度変調する強度変調器52、中心波長を可
変できる光バンドパスフィルタを含む光増幅器53が備
えられる。線形中継器60は、中心波長を可変できる光
バンドパスフィルタを含む。受信器10cには、中心波
長を可変できる光バンドパスフィルタを含む光増幅器1
1、光電気変換器14、増幅器15、クロック抽出回路
16、識別回路17、識別電圧発生回路18が備えられ
る。自動等化制御部20dには、誤り検出回路21、誤
り検出回路21で検出された誤り率を読み取り、識別電
圧発生回路18の出力電圧、波長可変光源51の波長、
光増幅器53,線形中継器60,光増幅器11の各光バ
ンドパスフィルタの中心波長を制御する制御回路29が
備えられる。制御回路29と各線形中継器60および波
長可変光源51との間は通信手段61を介して接続され
る。In the figure, the transmitter 50a includes a wavelength variable light source 51 capable of varying the oscillation wavelength, an intensity modulator 52 intensity-modulating the CW light from the wavelength variable light source 51, and an optical bandpass filter capable of varying the central wavelength. An optical amplifier 53 is provided. The linear repeater 60 includes an optical bandpass filter whose center wavelength can be changed. The receiver 10c includes an optical amplifier 1 including an optical bandpass filter whose center wavelength can be changed.
1, a photoelectric converter 14, an amplifier 15, a clock extraction circuit 16, a discrimination circuit 17, and a discrimination voltage generation circuit 18 are provided. The automatic equalization controller 20d reads the error detection circuit 21, the error rate detected by the error detection circuit 21, the output voltage of the identification voltage generation circuit 18, the wavelength of the wavelength tunable light source 51,
The optical amplifier 53, the linear repeater 60, and the control circuit 29 for controlling the central wavelength of each optical bandpass filter of the optical amplifier 11 are provided. The control circuit 29, each linear repeater 60, and the wavelength tunable light source 51 are connected via a communication means 61.
【0044】波長可変光源51には、例えばDBRレー
ザを用いる。強度変調器52には、例えばLiNbO3 マ
ッハツェンダ干渉計型強度変調器を用いる。光増幅器5
3,線形中継器60,光増幅器11には、例えばエルビ
ウム添加光ファイバ増幅器を用いる。伝送路の分散値は
送信器の波長可変光源51の波長により変化する。した
がって、波長可変光源51の波長をスイープしながら誤
り検出回路21で誤り率を測定することにより、第3の
実施形態と同様に識別回路17に入力される波形を最適
にすることができる。ここで、送信波長が変化した際
に、光バンドパスフィルタの離調による波形歪みおよび
S/N劣化を抑圧するために、各光増幅器および線形中
継器の光バンドパスフィルタの中心波長を光源波長に追
随して変化させることが必要である。As the variable wavelength light source 51, for example, a DBR laser is used. As the intensity modulator 52, for example, a LiNbO 3 Mach-Zehnder interferometer type intensity modulator is used. Optical amplifier 5
3, for the linear repeater 60 and the optical amplifier 11, for example, an erbium-doped optical fiber amplifier is used. The dispersion value of the transmission line changes depending on the wavelength of the variable wavelength light source 51 of the transmitter. Therefore, by measuring the error rate by the error detection circuit 21 while sweeping the wavelength of the variable wavelength light source 51, the waveform input to the identification circuit 17 can be optimized as in the third embodiment. Here, in order to suppress waveform distortion and S / N deterioration due to detuning of the optical bandpass filter when the transmission wavelength changes, the center wavelength of the optical bandpass filter of each optical amplifier and the linear repeater is set to the light source wavelength. It is necessary to change it following the above.
【0045】なお、波形劣化をモニタする方法として、
誤り率を測定する他に、第2の実施形態で示したアイ開
口度をモニタする方法、第3の実施形態で示したQ値を
測定する方法、第4の実施形態で示したクロック信号レ
ベルをモニタする方法でもよい。
(第6の実施形態)図14は、本発明の自動等化システ
ムの第6の実施形態を示す。As a method of monitoring the waveform deterioration,
In addition to measuring the error rate, the method for monitoring the eye opening degree shown in the second embodiment, the method for measuring the Q value shown in the third embodiment, and the clock signal level shown in the fourth embodiment May be monitored. (Sixth Embodiment) FIG. 14 shows a sixth embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
【0046】本実施形態の特徴は、送信器の強度変調器
のバイアス電圧を受信側から制御し、強度変調器のαパ
ラメータの符号を切り替えることにより波形劣化を自動
的に等化するところにある。図において、送信器50b
には、波長安定化光源54、強度変調器52、光増幅器
53が備えられる。受信器10cには、光増幅器11、
光電気変換器14、増幅器15、クロック抽出回路1
6、識別回路17、識別電圧発生回路18が備えられ
る。自動等化制御部20eには、誤り検出回路21、誤
り検出回路21で検出された誤り率からQ値を計算し、
識別電圧発生回路18の出力電圧および強度変調器52
のバイアス電圧を制御する制御回路30が備えられる。
制御回路30と強度変調器52との間は通信手段61を
介して接続される。The feature of this embodiment lies in that the bias voltage of the intensity modulator of the transmitter is controlled from the receiving side and the sign of the α parameter of the intensity modulator is switched to automatically equalize the waveform deterioration. . In the figure, a transmitter 50b
Is provided with a wavelength stabilizing light source 54, an intensity modulator 52, and an optical amplifier 53. The receiver 10c includes an optical amplifier 11,
Photoelectric converter 14, amplifier 15, clock extraction circuit 1
6, a discrimination circuit 17, and a discrimination voltage generation circuit 18 are provided. The automatic equalization control unit 20e calculates the Q value from the error detection circuit 21 and the error rate detected by the error detection circuit 21,
Output voltage of the identification voltage generation circuit 18 and intensity modulator 52
A control circuit 30 for controlling the bias voltage of is provided.
The control circuit 30 and the intensity modulator 52 are connected via a communication means 61.
【0047】伝送後の光パルス幅は、強度変調器52の
チャーピングの符号によって広がり方が異なる。例え
ば、伝送路の分散が正常分散である場合は、αパラメー
タが負の場合の方が正の場合よりも広がり方が大きい。
したがって、αパラメータの符号を切り替えることによ
り、分散による波形劣化を抑圧することができる。本実
施形態では、制御回路30が識別電圧をスイープしてQ
値を計算することにより波形劣化をモニタし、強度変調
器52のαパラメータの符号を制御する。なお、波形劣
化をモニタする方法として、第2の実施形態で示したア
イ開口度をモニタする方法でもよい。The optical pulse width after transmission varies depending on the sign of the chirping of the intensity modulator 52. For example, when the dispersion of the transmission path is normal, the spread of the α parameter is larger when it is negative than when it is positive.
Therefore, the waveform deterioration due to dispersion can be suppressed by switching the sign of the α parameter. In the present embodiment, the control circuit 30 sweeps the identification voltage to Q
The waveform deterioration is monitored by calculating the value, and the sign of the α parameter of the intensity modulator 52 is controlled. The method of monitoring the waveform deterioration may be the method of monitoring the eye opening degree described in the second embodiment.
【0048】(第7の実施形態)図15は、本発明の自
動等化システムの第7の実施形態を示す。本実施形態の
特徴は、送信器の強度変調器のチャーピング切り替えに
よる波形等化に加えて、受信器で可変分散等化回路によ
る分散補償を行うところにある。図において、送信器5
0bには、波長安定化光源54、強度変調器52、光増
幅器53が備えられる。受信器10bには、光増幅器1
1、可変分散等化回路13、光電気変換器14、増幅器
15、クロック抽出回路16、識別回路17、識別電圧
発生回路18が備えられる。自動等化制御部20fに
は、誤り検出回路21、誤り検出回路21で検出された
誤り率を読み取り、識別電圧発生回路18の出力電圧、
可変分散等化回路13の分散補償量、強度変調器52の
バイアス電圧を制御する制御回路31が備えられる。制
御回路31と強度変調器52との間は通信手段61を介
して接続される。第6の実施形態では、強度変調器52
のαパラメータの符号を切り替えることにより、分散に
よる波形劣化の小さい方を選択したが、さらに分散補償
を組み合わせることにより精度の高い最適化が可能であ
る。ただし、強度変調器52のαパラメータは正か負か
の符号を切り替えるのみである。したがって、強度変調
器52のαパラメータおよび可変分散等化回路13の分
散補償量の最適化のアルゴリズムは、両方のαパラメー
タについて誤り率の最適値を求め、両者の最適値の大き
い方のαパラメータおよび分散補償量を選択すればよ
い。なお、本実施形態では、強度変調器52のαパラメ
ータの符号の切り替え、可変分散等化回路13の分散補
償量をスイープして誤り率の最適値を見つける方法を採
用しているが、アイ開口度、Q値、クロック信号レベル
をモニタする方法でもよい。(Seventh Embodiment) FIG. 15 shows a seventh embodiment of the automatic equalization system of the present invention. A feature of this embodiment is that, in addition to waveform equalization by switching the chirping of the intensity modulator of the transmitter, dispersion compensation is performed by the variable dispersion equalization circuit in the receiver. In the figure, the transmitter 5
0b is provided with a wavelength stabilizing light source 54, an intensity modulator 52, and an optical amplifier 53. The receiver 10b includes an optical amplifier 1
1, a variable dispersion equalization circuit 13, an opto-electric converter 14, an amplifier 15, a clock extraction circuit 16, an identification circuit 17, and an identification voltage generation circuit 18 are provided. The automatic equalization control unit 20f reads the error detection circuit 21, the error rate detected by the error detection circuit 21, and outputs the output voltage of the identification voltage generation circuit 18.
A control circuit 31 for controlling the amount of dispersion compensation of the variable dispersion equalization circuit 13 and the bias voltage of the intensity modulator 52 is provided. The control circuit 31 and the intensity modulator 52 are connected via a communication means 61. In the sixth embodiment, the intensity modulator 52
Although the one with less waveform deterioration due to dispersion was selected by switching the sign of the α parameter of, the high-precision optimization is possible by further combining dispersion compensation. However, the α parameter of the intensity modulator 52 only switches the sign of positive or negative. Therefore, the algorithm for optimizing the α parameter of the intensity modulator 52 and the dispersion compensation amount of the variable dispersion equalization circuit 13 obtains the optimum value of the error rate for both α parameters, and the α parameter of the larger optimum value And the amount of dispersion compensation may be selected. In this embodiment, the method of switching the sign of the α parameter of the intensity modulator 52 and sweeping the dispersion compensation amount of the variable dispersion equalization circuit 13 to find the optimum value of the error rate is used. Alternatively, a method of monitoring the frequency, the Q value, and the clock signal level may be used.
【0049】(第8の実施形態)図16は、本発明の自
動等化システムの第8の実施形態を示す。本実施形態の
特徴は、送信器と受信器の間の制御用回線を用いて分散
測定モードとデータ伝送モードの切り替えを行い、実際
に分散値を測定して分散等化を行うところにある。本実
施形態では波長分散によるFM−AM変換が用いられ
る。周波数変調されたCW光は、伝送路の分散によって
強度変調に変換される。この強度変調成分を最小にする
ように分散補償量が決定される。(Eighth Embodiment) FIG. 16 shows an eighth embodiment of the automatic equalization system of the present invention. A feature of this embodiment is that the dispersion measurement mode and the data transmission mode are switched using the control line between the transmitter and the receiver, and the dispersion value is actually measured to perform dispersion equalization. In this embodiment, FM-AM conversion by wavelength dispersion is used. The frequency-modulated CW light is converted into intensity modulation by the dispersion of the transmission line. The dispersion compensation amount is determined so as to minimize this intensity modulation component.
【0050】図において、送信器50cには、波長可変
光源51、波長可変手段55、波長可変光源51から出
力されるCW光に誘導ブリルアン散乱(SBS)抑圧の
ための周波数変調を施す発振器56、強度変調器52、
光増幅器53、LSV信号終端器71、分散測定モード
とデータ伝送モードの切り替えを行う電気スイッチ72
が備えられる。受信器10dには、光増幅器11、LS
V信号終端器73、可変分散等化回路13、光電気変換
器14、増幅器15、電気スイッチ74、クロック抽出
回路16、識別回路17が備えられる。In the figure, the transmitter 50c includes a wavelength tunable light source 51, a wavelength tunable means 55, and an oscillator 56 for performing frequency modulation on the CW light output from the wavelength tunable light source 51 to suppress stimulated Brillouin scattering (SBS). Intensity modulator 52,
Optical amplifier 53, LSV signal terminator 71, electrical switch 72 for switching between dispersion measurement mode and data transmission mode
Is provided. The receiver 10d includes an optical amplifier 11 and an LS.
The V signal terminator 73, the variable dispersion equalization circuit 13, the opto-electric converter 14, the amplifier 15, the electric switch 74, the clock extraction circuit 16, and the identification circuit 17 are provided.
【0051】ここで、送信器に波長可変手段55を備え
たのは、波長を正確に零分散波長に設定することにより
分散補償を行うためである。これは、受信器の可変分散
等化回路13だけでは正確な分散補償ができない場合に
のみ必要なものである。したがって、受信器で正確な分
散補償ができる場合や、正確な分散補償が必要ない場合
には、送信器の波長可変手段55は不要となる。また、
逆に波長が零分散波長の範囲(分散シフトファイバでは
約1525nmから1575nm)で掃引可能な場合は、受信器
の可変分散等化回路13は不要である。本実施形態で
は、両方の補償手段を組み入れた場合を示す。Here, the reason why the transmitter is provided with the wavelength tunable means 55 is that the wavelength is accurately set to the zero-dispersion wavelength to perform dispersion compensation. This is necessary only when the variable dispersion equalization circuit 13 of the receiver cannot perform accurate dispersion compensation. Therefore, when the receiver can perform accurate dispersion compensation or when accurate dispersion compensation is not required, the wavelength tunable unit 55 of the transmitter is not necessary. Also,
On the contrary, when the wavelength can be swept in the range of the zero dispersion wavelength (about 1525 nm to 1575 nm in the dispersion shift fiber), the variable dispersion equalization circuit 13 of the receiver is unnecessary. In this embodiment, the case where both compensating means are incorporated is shown.
【0052】送信器50cに接続される自動等化制御部
20gには、LAPDのレイヤ2を処理するLSV信号
処理部32g、波長可変手段55と発振器56を制御す
る制御回路33g、強度変調器52を駆動する駆動回路
34が備えられる。受信器10dに接続される自動等化
制御部20hには、LAPDのレイヤ2を処理するLS
V信号処理部32h、変調電圧と直流電圧の比から分散
値を測定する測定部35、測定された分散値に応じて可
変分散等化回路13を制御する制御回路36hが備えら
れる。この自動等化制御部は、各システムで共有するこ
とができる。The automatic equalization control section 20g connected to the transmitter 50c includes an LSV signal processing section 32g for processing the layer 2 of LAPD, a control circuit 33g for controlling the wavelength varying means 55 and the oscillator 56, and an intensity modulator 52. Is provided with a drive circuit 34. The automatic equalization control unit 20h connected to the receiver 10d includes an LS that processes Layer 2 of LAPD.
A V signal processing unit 32h, a measuring unit 35 that measures the dispersion value from the ratio of the modulation voltage and the DC voltage, and a control circuit 36h that controls the variable dispersion equalization circuit 13 according to the measured dispersion value are provided. This automatic equalization control unit can be shared by each system.
【0053】自動等化制御部20gの制御回路33g
は、分散測定モードのときに発振器56の変調周波数と
出力を高くして測定感度を上げ、また波長可変手段55
を制御して所定の波長を設定する。このとき、高い変調
周波数と高出力の直接変調により、不必要な光強度変調
が重畳されてしまう。駆動回路34は、光増幅器53か
ら光分岐された強度変調器52の出力の変調成分(電
圧)をモニタし、不必要な強度変調に対して逆位相で同
振幅の強度変調を加えることにより相殺し、純粋なCW
周波数変調光を生成させる。この技術は特願平5−48
299号(光ファイバの波長分散測定装置)に開示され
ている。Control circuit 33g of automatic equalization control unit 20g
In the dispersion measurement mode, the modulation frequency and output of the oscillator 56 are increased to increase the measurement sensitivity, and the wavelength variable means 55
To set a predetermined wavelength. At this time, unnecessary light intensity modulation is superimposed due to high modulation frequency and high output direct modulation. The drive circuit 34 monitors the modulation component (voltage) of the output of the intensity modulator 52 optically branched from the optical amplifier 53, and cancels unnecessary intensity modulation by applying intensity modulation of the same amplitude in the opposite phase. And pure CW
Generates frequency-modulated light. This technology is applied in Japanese Patent Application No. 5-48
No. 299 (optical fiber chromatic dispersion measuring apparatus).
【0054】以下、図17に示す自動等化制御部20g
(以下「送信部」という)と、自動等化制御部20h
(以下「受信部」という)のアルゴリズムを参照して、
本実施形態の等化処理について説明する。ここで、基地
局となるのは受信部である。受信部が分散測定モードに
入ると、逆方向に伝搬するLSV回線を用いて送信部に
通知(分散測定モードエンターコマンドを転送)する。
送信部はLAPDのレイヤ2を介して通知を受けると分
散測定モードに入り、発振器56の変調周波数と出力を
高くする。通常、データ送信の場合の周波数変調は周波
数10MHz、最大周波数変移 100MHz程度であるが、分散
測定モードでは両方とも数GHz程度となる。この結果、
出力光には強度変調が重畳される。送信器50cの強度
変調器52では、プローブ光に対して強度変調成分が最
小となるように振幅と位相を調整する。強度変調成分が
最小になったら、LSV回線を介してOKコマンドを通
知する。Hereinafter, the automatic equalization control unit 20g shown in FIG. 17 will be described.
(Hereinafter referred to as "transmission unit") and automatic equalization control unit 20h
With reference to the algorithm (hereinafter referred to as "reception unit"),
The equalization processing of this embodiment will be described. Here, the base station is the receiving unit. When the receiving unit enters the distributed measurement mode, the transmitting unit is notified (transferring the distributed measurement mode enter command) using the LSV line propagating in the reverse direction.
Upon receiving the notification via the LAPD layer 2, the transmission unit enters the dispersion measurement mode and increases the modulation frequency and output of the oscillator 56. Normally, the frequency modulation for data transmission is about 10 MHz and the maximum frequency shift is about 100 MHz, but in the dispersion measurement mode, both are about several GHz. As a result,
Intensity modulation is superimposed on the output light. The intensity modulator 52 of the transmitter 50c adjusts the amplitude and phase so that the intensity modulation component is minimized with respect to the probe light. When the intensity modulation component is minimized, the OK command is notified via the LSV line.
【0055】受信部の測定部35は、OKコマンドを受
信すると最初の波長における分散の測定、すなわち変調
周波数の交流電圧と直流電圧の比の測定に入る。ここ
で、可変分散等化回路13を用いてある程度の分散補償
を行う。分散補償アルゴリズムとしては、図3〜図8に
示したものを用いることができる。ただし、評価関数は
誤り率ではなく、測定量(変調周波数の交流電圧と直流
電圧の比)である。大まかな分散補償が完了すると、次
に波長変化コマンドを送信部に通知する。Upon receiving the OK command, the measuring unit 35 of the receiving unit starts measuring the dispersion at the first wavelength, that is, measuring the ratio of the AC voltage to the DC voltage at the modulation frequency. Here, the variable dispersion equalization circuit 13 is used to perform some dispersion compensation. The dispersion compensation algorithm shown in FIGS. 3 to 8 can be used. However, the evaluation function is not the error rate, but the measurement amount (the ratio of the AC voltage to the DC voltage at the modulation frequency). When the rough dispersion compensation is completed, the wavelength change command is then notified to the transmission unit.
【0056】送信部は、波長変化コマンドを受信すると
波長を掃引し、これが成功したらパラメータとOKコマ
ンドを受信部に通知する。ここで、パラメータとは、例
えばレーザ印加電圧と温調回路の設定温度など、該当す
る波長を実現するための情報である。OKコマンドを受
信した受信部は、パラメータと測定値の表を作成し、再
び波長変化コマンドを送信部に転送する。送信部はそれ
に応じて波長を掃引し、パラメータとOKコマンドを受
信部に通知する。受信部は同様にパラメータと測定値の
表を作成する。図17ではA回の反復で測定値表が完成
している。この測定値表より最小の測定値を実現する波
長(零分散波長)を探索し、この波長を与えるパラメー
タとともに波長変化コマンドを送信部に転送する。送信
部は、それに応じて指示された波長に掃引し、これが成
功したらパラメータとOKコマンドを受信部に通知す
る。この状態で受信部がOKコマンドを受信すると、分
散測定モードを出て、分散測定モードエクストラクトコ
マンドを送信部に転送する。送信部は、常に波長変化コ
マンドを待っている状態であるが、分散測定モードエク
ストラクトコマンドを受信すると、分散測定モードを出
てOKコマンドを受信部に通知してアルゴリズムを終了
する。OKコマンドを受信した受信部はアルゴリズムを
終了する。When the transmitting unit receives the wavelength change command, it sweeps the wavelength, and when succeeding, notifies the receiving unit of the parameter and the OK command. Here, the parameter is information for realizing the corresponding wavelength, such as the laser applied voltage and the set temperature of the temperature control circuit. The receiving unit that receives the OK command creates a table of parameters and measured values, and transfers the wavelength change command to the transmitting unit again. The transmitter sweeps the wavelength accordingly and notifies the receiver of the parameters and the OK command. The receiver similarly creates a table of parameters and measured values. In FIG. 17, the measurement value table is completed by repeating A times. A wavelength (zero-dispersion wavelength) that realizes the minimum measurement value is searched from this measurement value table, and a wavelength change command is transferred to the transmission unit together with a parameter that gives this wavelength. The transmitter sweeps to the designated wavelength accordingly and, if successful, notifies the receiver of the parameters and the OK command. When the receiving unit receives the OK command in this state, it exits the dispersion measurement mode and transfers the dispersion measurement mode extract command to the transmission unit. The transmission unit is always waiting for the wavelength change command, but when the dispersion measurement mode extract command is received, the transmission unit exits the dispersion measurement mode, notifies the reception unit of the OK command, and ends the algorithm. The receiving unit that has received the OK command ends the algorithm.
【0057】なお、本アルゴリズムにおいて、コマンド
の転送や波長の掃引が正常に動作しない場合の保護段を
設けてもよい。また、本アルゴリズムでは、受信器の可
変分散等化回路13と送信器の波長可変手段55は、と
もに分散補償量および波長を振って最適点を求めるもの
であるが、可能なすべての範囲に渡って振る必要はな
い。例えば波長掃引の場合は、波長2点の測定で零分散
波長が外掃で求められる。また、受信器の分散補償量の
同定では、レーザ直接変調時の変調周波数と変調指数が
予め分かっていれば分散の絶対値が計算できるので、残
った自由度は分散の正負だけとなり、補償量2点だけで
最適値が得られる。これにより、第1〜第4の実施形態
の方法(Blind Equalization) よりも高速に等化が実現
する。また、可変分散等化回路13の挿入位置は必ずし
も受信側ではなく送信側でもよい。この場合には、送信
側だけで分散補償が行われることになる。In this algorithm, a protection stage may be provided when command transfer or wavelength sweep does not operate normally. In this algorithm, the variable dispersion equalization circuit 13 of the receiver and the wavelength tunable means 55 of the transmitter both determine the optimum point by displacing the dispersion compensation amount and the wavelength. There is no need to shake it. For example, in the case of wavelength sweeping, the zero-dispersion wavelength can be obtained by sweeping by measuring at two wavelengths. Also, in the identification of the dispersion compensation amount of the receiver, the absolute value of the dispersion can be calculated if the modulation frequency and the modulation index at the time of laser direct modulation are known in advance, so the only remaining degrees of freedom are the positive and negative of the dispersion, and the compensation amount. The optimum value can be obtained with only two points. As a result, equalization is realized at a higher speed than the methods (Blind Equalization) of the first to fourth embodiments. Further, the insertion position of the variable dispersion equalization circuit 13 may not necessarily be on the receiving side but on the transmitting side. In this case, dispersion compensation will be performed only on the transmission side.
【0058】(第9の実施形態)図18は、本発明の自
動等化システムの第9の実施形態を示す。本実施形態の
特徴は、第8の実施形態と同様にFM−AM変換により
分散測定を行うものであるが、強度変調器のバイアス電
圧を変化させることにより位相変調されたCW光を用い
たところにある。また、CW光の位相変調には発振器5
6の代わりに、データとともにあるクロック信号を用い
たところにある。(Ninth Embodiment) FIG. 18 shows a ninth embodiment of the automatic equalization system of the present invention. The feature of this embodiment is that the dispersion measurement is performed by the FM-AM conversion as in the eighth embodiment, but the CW light phase-modulated by changing the bias voltage of the intensity modulator is used. It is in. Further, an oscillator 5 is used for phase modulation of CW light.
Instead of 6, a clock signal with data is used.
【0059】図において、送信器50dには、波長可変
光源51、発振器56、強度変調器52、光増幅器5
3、LSV信号終端器71、電気スイッチ72、バイア
ス電源75が備えられる。送信器50dに接続される自
動等化制御部20iには、LSV信号処理部32i、電
気スイッチ72およびバイアス電源75を制御する制御
回路33iが備えられる。受信器10eは、第8の実施
形態の受信器10dから可変分散等化回路13を除いた
ものである。自動等化制御部20hの構成は第8の実施
形態と同様である。In the figure, the transmitter 50d includes a variable wavelength light source 51, an oscillator 56, an intensity modulator 52, and an optical amplifier 5.
3, an LSV signal terminator 71, an electric switch 72, and a bias power supply 75. The automatic equalization control unit 20i connected to the transmitter 50d includes a control circuit 33i that controls the LSV signal processing unit 32i, the electric switch 72, and the bias power supply 75. The receiver 10e is obtained by removing the variable dispersion equalization circuit 13 from the receiver 10d according to the eighth embodiment. The configuration of the automatic equalization control unit 20h is similar to that of the eighth embodiment.
【0060】強度変調器52として用いられるLiNbO
3 マッハツェンダ干渉計型強度変調器は、図19に示す
ようにバイアス電圧によって光挿入損失が大きく変化す
る。通常、強度変調器では、図の最大点(約−5V)と
最小点(約−2V)の中点をバイアス電圧(−3.5 V)
として電圧を振動させることにより強度変調光を出力し
ている。位相変調されたCW光を出力するには、バイア
ス電圧を最大点(約−5V)付近とし、その回りで損失
が変化しない領域で変調すればよい。なお、1550n
m、1545nm、1565nmの波長に対してほぼ同様であ
る。LiNbO used as the intensity modulator 52
In the 3 Mach-Zehnder interferometer type intensity modulator, the optical insertion loss largely changes depending on the bias voltage as shown in FIG. Normally, in the intensity modulator, the midpoint between the maximum point (about -5V) and the minimum point (about -2V) in the figure is the bias voltage (-3.5V).
The intensity-modulated light is output by vibrating the voltage. In order to output the phase-modulated CW light, the bias voltage may be set near the maximum point (about -5V), and modulation may be performed in the region around which the loss does not change. In addition, 1550n
It is almost the same for the wavelengths of m, 1545 nm and 1565 nm.
【0061】ここで、波長1550nmにおいて、バイアス
電圧−5V付近で±1Vを変調させたときの残留IM成
分を図20に示す。この図より、強度変調最小となるバ
イアス電圧は−5.155 Vと決定される。バイアス電圧は
−5.155 V、振幅±1Vで強度変調器52を変調し、波
長分散によって生じる強度変調成分をDSF-100kmで
測定した結果を図21に示す。図に示すように、強度変
調最小となる波長と零分散波長が1552.92 nmと一致し
た。したがって、図18の構成で測定された強度変調最
小となる波長に自動チューニングすれば自動分散等化が
実現する。FIG. 20 shows the residual IM component when ± 1 V is modulated in the vicinity of a bias voltage of -5 V at a wavelength of 1550 nm. From this figure, the bias voltage that minimizes the intensity modulation is determined to be -5.155V. The bias voltage is -5.155 V, the intensity modulator 52 is modulated with an amplitude of ± 1 V, and the intensity modulation component generated by wavelength dispersion is measured by DSF-100 km. The result is shown in FIG. As shown in the figure, the wavelength at which the intensity modulation is minimum and the zero-dispersion wavelength match with 1552.92 nm. Therefore, automatic dispersion equalization is realized by automatically tuning to the wavelength that minimizes the intensity modulation measured with the configuration of FIG.
【0062】(第10の実施形態)図22は、本発明の
自動等化システムの第10の実施形態を示す。本実施形
態の特徴は、第8および第9の実施形態で用いられたF
M−AM変換の代わりに、位相差法を用いて分散測定を
行い、最適な分散補償量を同定するところにある。(Tenth Embodiment) FIG. 22 shows a tenth embodiment of the automatic equalization system of the present invention. The feature of this embodiment is that the F used in the eighth and ninth embodiments is used.
Instead of M-AM conversion, dispersion measurement is performed using the phase difference method to identify the optimum dispersion compensation amount.
【0063】図において、送信器50eには、波長安定
化光源54、強度変調器52、光スイッチ76、光増幅
器53、LSV信号終端器71が備えられる。受信器1
0fには、光増幅器11、LSV信号終端器73、可変
分散等化回路13、光スイッチ77、光電気変換器1
4、増幅器15、クロック抽出回路16、識別回路17
が備えられる。In the figure, the transmitter 50e is provided with a wavelength stabilizing light source 54, an intensity modulator 52, an optical switch 76, an optical amplifier 53, and an LSV signal terminator 71. Receiver 1
0f includes an optical amplifier 11, an LSV signal terminator 73, a variable dispersion equalization circuit 13, an optical switch 77, and an optoelectric converter 1.
4, amplifier 15, clock extraction circuit 16, identification circuit 17
Is provided.
【0064】送信器50eに接続される自動等化制御部
20jには、LSV信号処理部32j、複数の波長と変
調周波数をもった多波長光源37、多波長光源37およ
び光スイッチ81を制御する制御回路33jが備えられ
る。多波長光源37は基準波長の光と他の波長の光を波
長多重して出力し、光スイッチ76を介して送信器50
eから送出される。受信器10fに接続される自動等化
制御部20kには、LSV信号処理部32k、各波長に
対応したフィルタと受光器を有し各波長の到着時間差を
測定する測定部38、測定された到着時間差に応じて可
変分散等化回路13を制御する制御回路36kが備えら
れる。受信器10fでは、この波長多重光を光スイッチ
77を介して測定部38に入力し、基準波長の光と他の
波長の光の到着時間差を測定する。The automatic equalization control section 20j connected to the transmitter 50e controls the LSV signal processing section 32j, the multi-wavelength light source 37 having a plurality of wavelengths and modulation frequencies, the multi-wavelength light source 37 and the optical switch 81. A control circuit 33j is provided. The multi-wavelength light source 37 wavelength-multiplexes the light of the reference wavelength and the light of the other wavelengths and outputs the multiplexed light.
sent from e. The automatic equalization control unit 20k connected to the receiver 10f includes an LSV signal processing unit 32k, a measuring unit 38 having a filter corresponding to each wavelength and a light receiver, and measuring an arrival time difference of each wavelength, and a measured arrival. A control circuit 36k for controlling the variable dispersion equalization circuit 13 according to the time difference is provided. In the receiver 10f, this wavelength-multiplexed light is input to the measuring unit 38 via the optical switch 77, and the arrival time difference between the light of the reference wavelength and the light of another wavelength is measured.
【0065】以下、図23に示す自動等化制御部20j
(以下「送信部」という)と、自動等化制御部20k
(以下「受信部」という)の処理手順を参照して、本実
施形態の等化処理について説明する。ここで、基地局と
なるのは受信部である。受信部が分散測定モードに入る
と、逆方向に伝搬するLSV回線を用いて送信部に通知
(分散測定モードエンターコマンドを転送)する。送信
部はLAPDのレイヤ2を介して通知を受けると分散測
定モードに入り、OKコマンドを受信部に転送する。Hereinafter, the automatic equalization control unit 20j shown in FIG. 23 will be described.
(Hereinafter referred to as "transmission unit") and automatic equalization control unit 20k
The equalization process of this embodiment will be described with reference to the processing procedure (hereinafter referred to as “reception unit”). Here, the base station is the receiving unit. When the receiving unit enters the distributed measurement mode, the transmitting unit is notified (transferring the distributed measurement mode enter command) using the LSV line propagating in the reverse direction. Upon receiving the notification via the LAPD layer 2, the transmitting unit enters the distributed measurement mode and transfers the OK command to the receiving unit.
【0066】受信部の測定部38は、OKコマンドを受
信すると波長変化コマンドを送信部に通知する。送信部
は、波長変化コマンドを受信すると波長を切り替え、こ
れが成功したら波長とOKコマンドを受信部に通知す
る。OKコマンドを受信した受信部は、各波長の到着時
間差を順次測定する。各波長の到着時間差からセルマイ
ヤー多項式のフィッティングを用いて波長分散値が計算
される。ここで、符号が逆で絶対値が最も近い分散補償
量を選択して可変分散等化回路13に設定し、分散測定
モードを出て、分散測定モードエクストラクトコマンド
を送信部に転送する。送信部は、常に波長変化コマンド
を待っている状態であるが、分散測定モードエクストラ
クトコマンドを受信すると、分散測定モードを出てOK
コマンドを受信部に通知してアルゴリズムを終了する。
OKコマンドを受信した受信部はアルゴリズムを終了す
る。また、零分散波長を波長変化コマンドとともに送信
部に転送し、送信側が該当する波長に掃引する手順でも
よい。When the measuring unit 38 of the receiving unit receives the OK command, it notifies the transmitting unit of the wavelength change command. The transmission unit switches the wavelength when it receives the wavelength change command, and if successful, notifies the reception unit of the wavelength and the OK command. The receiving unit that receives the OK command sequentially measures the arrival time difference of each wavelength. The chromatic dispersion value is calculated from the arrival time difference of each wavelength by using the fitting of the Sellmeier polynomial. Here, the dispersion compensation amount having the opposite sign and the closest absolute value is selected and set in the variable dispersion equalization circuit 13, the dispersion measurement mode is exited, and the dispersion measurement mode extract command is transferred to the transmission unit. The transmitter is always waiting for the wavelength change command, but when it receives the dispersion measurement mode extract command, it exits the dispersion measurement mode and is OK.
The command is notified to the receiving unit and the algorithm ends.
The receiving unit that has received the OK command ends the algorithm. Further, the procedure may be such that the zero-dispersion wavelength is transferred to the transmission unit together with the wavelength change command, and the transmission side sweeps to the corresponding wavelength.
【0067】(第11の実施形態:参考例)
本実施形態では、自動的に各中継器間の損失を等化する
例について説明する。線形中継区間は実際の地理的状況
などによって均等にはなっていない。また、使用してい
るファイバの特性によって損失にもバラツキがある。こ
れら線形中継区間の損失のばらつきを考慮し、各中継器
の出力を適応制御すればシステムとしてのS/Nが改善
される。この場合のシステム構成は図13に示すものと
ほぼ等しい。ただし、送信側は波長可変光源51を用い
る必要はなく、受信側は誤り検出回路21の他にS/N
がモニタできるものであればよい。このとき、送信側の
送信信号は主信号でもよいし、S/Nモニタのための特
別な信号を主信号と切り替えて用いてもよい。いずれに
しても、送信側の光増幅器53の出力を可変させる必要
があるので、受信側から送信側への通信手段61は必要
である。(Eleventh Embodiment : Reference Example ) In this embodiment, an example of automatically equalizing the loss between the repeaters will be described. The linear relay sections are not even due to actual geographical conditions. Further, the loss varies depending on the characteristics of the fiber used. The S / N ratio of the system is improved by adaptively controlling the output of each repeater in consideration of the loss variation in these linear relay sections. The system configuration in this case is almost the same as that shown in FIG. However, it is not necessary to use the wavelength tunable light source 51 on the transmitting side, and the receiving side may use the S / N in addition to the error detection circuit
Can be monitored. At this time, the transmission signal on the transmission side may be the main signal, or a special signal for S / N monitoring may be used by switching it from the main signal. In any case, since it is necessary to change the output of the optical amplifier 53 on the transmitting side, the communication means 61 from the receiving side to the transmitting side is necessary.
【0068】以下、図24の受信側の2つのアルゴリズ
ムを参照して説明する。図24(a) は最適出力探査アル
ゴリズムを示す。アルゴリズムがスタートすると、受信
側でS/Nを測定する。システムの光増幅器に順番がつ
けられており、これらを♯1から♯Nまでとする。ま
ず、光増幅器♯1の出力パワーを掃引し、各出力パワー
レベルをLSV回線を用いて受信側に通知する。受信側
では、最適なS/Nに対応する出力パワーをLSV回線
を用いて光増幅器♯1に通知する。光増幅器♯1はその
出力パワーに固定する。なお、ファイバ中の非線形光学
効果のために出力パワーが大きければよいというもので
はないので、どこかに最適パワーが存在する。同様に光
増幅器♯2から光増幅器♯Nまでの出力パワーを掃引
し、各光増幅器で最適な出力パワーに固定してアルゴリ
ズムを終了する。このアルゴリズムは、すべての光増幅
器の出力パワーを掃引して最適化するので時間がかか
る。また、受信器のS/Nが各光増幅器のS/Nに対し
て線形であることが仮定されている。Hereinafter, description will be made with reference to two algorithms on the receiving side in FIG. FIG. 24 (a) shows an optimum output search algorithm. When the algorithm starts, the S / N is measured on the receiving side. The optical amplifiers in the system are numbered in order, and these are numbered # 1 to #N. First, the output power of the optical amplifier # 1 is swept, and each output power level is notified to the receiving side using the LSV line. On the receiving side, the output power corresponding to the optimum S / N is notified to the optical amplifier # 1 using the LSV line. The optical amplifier # 1 is fixed at its output power. It should be noted that it is not necessary that the output power be large because of the nonlinear optical effect in the fiber, so there is an optimum power somewhere. Similarly, the output power from the optical amplifier # 2 to the optical amplifier #N is swept, fixed to the optimum output power in each optical amplifier, and the algorithm ends. This algorithm is time consuming as it sweeps and optimizes the output power of all optical amplifiers. It is also assumed that the S / N of the receiver is linear with the S / N of each optical amplifier.
【0069】図24(b) は、最悪S/N改善アルゴリズ
ムを示す。このアルゴリズムの特徴は最悪のS/Nを改
善するところにある。アルゴリズムがスタートすると、
各中継器および受信器は入力パワーをモニタし、その情
報を中継器IDとともにLSV回線を用いて受信器に通
知する。受信器は、最低の入力パワーの中継器IDの1
つの前の中継器の出力パワーを増加させるようにLSV
回線を用いて通知する。これをn回繰り返してアルゴリ
ズムを終了する。このアルゴリズムは、ルーティン回数
nに依存するが、高速であることが期待される。FIG. 24B shows the worst S / N improvement algorithm. The characteristic of this algorithm is to improve the worst S / N. When the algorithm starts,
Each repeater and receiver monitors the input power and reports that information along with the repeater ID to the receiver using the LSV line. The receiver is one of the repeater IDs with the lowest input power.
LSV to increase the output power of the two previous repeaters
Notify using the line. This is repeated n times to complete the algorithm. This algorithm depends on the number of routines n, but is expected to be fast.
【0070】[0070]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の自動等化
システムでは、伝送路の重要のパラメータである波長分
散を自動的に等化することができるので、分散補償に必
要であった設計コストおよび人員コストを削減すること
ができる。これにより、最悪条件設計というコスト高な
オーバースペックを回避することができる。As described above, the automatic equalization system of the present invention can automatically equalize chromatic dispersion, which is an important parameter of the transmission line, and therefore the design required for dispersion compensation. Cost and personnel costs can be reduced. This makes it possible to avoid costly over-specification, which is the worst-case design.
【0071】また、同時に光受信器の識別点,チャープ
係数,波長といった各種のパラメータについても、対象
とする伝送路に自動的に最適化することができるので、
さらにコスト削減を図ることができる。 At the same time, various parameters such as the identification point of the optical receiver, the chirp coefficient, and the wavelength can be automatically optimized for the target transmission line.
Further cost reduction can be achieved .
【図1】本発明の自動等化システムの第1の実施形態を
示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of an automatic equalization system of the present invention.
【図2】可変分散等化回路13の構成例を示すブロック
図。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a variable dispersion equalization circuit 13.
【図3】2次元法による自動等化アルゴリズムを示すフ
ローチャート。FIG. 3 is a flowchart showing an automatic equalization algorithm based on a two-dimensional method.
【図4】簡便法による自動等化アルゴリズムを示すフロ
ーチャート。FIG. 4 is a flowchart showing an automatic equalization algorithm by a simple method.
【図5】調整アルゴリズム(S/X増加法アルゴリズ
ム)を示すフローチャート。FIG. 5 is a flowchart showing an adjustment algorithm (S / X increasing algorithm).
【図6】調整アルゴリズム(中点法アルゴリズム)を示
すフローチャート。FIG. 6 is a flowchart showing an adjustment algorithm (midpoint method algorithm).
【図7】調整アルゴリズム(S/X増加法+中点法)を
示すフローチャート。FIG. 7 is a flowchart showing an adjustment algorithm (S / X increasing method + midpoint method).
【図8】図5〜図7の調整アルゴリズム中における変化
アルゴリズムを示すフローチャート。FIG. 8 is a flowchart showing a change algorithm in the adjustment algorithms of FIGS.
【図9】本発明の自動等化システムの第2の実施形態を
示すブロック図。FIG. 9 is a block diagram showing a second embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
【図10】本発明の自動等化システムの第4の実施形態
を示すブロック図。FIG. 10 is a block diagram showing a fourth embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
【図11】全分散値に対するクロック信号レベルの測定
例を示す図。FIG. 11 is a diagram showing a measurement example of a clock signal level with respect to a total dispersion value.
【図12】光中継伝送システムにおける制御情報の転送
手段を説明する図。FIG. 12 is a diagram for explaining control information transfer means in the optical repeater transmission system.
【図13】本発明の自動等化システムの第5の実施形態
を示すブロック図。FIG. 13 is a block diagram showing a fifth embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
【図14】本発明の自動等化システムの第6の実施形態
を示すブロック図。FIG. 14 is a block diagram showing a sixth embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
【図15】本発明の自動等化システムの第7の実施形態
を示すブロック図。FIG. 15 is a block diagram showing a seventh embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
【図16】本発明の自動等化システムの第8の実施形態
を示すブロック図。FIG. 16 is a block diagram showing an eighth embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
【図17】第8の実施形態の動作を説明する図。FIG. 17 is a view for explaining the operation of the eighth embodiment.
【図18】本発明の自動等化システムの第9の実施形態
を示すブロック図。FIG. 18 is a block diagram showing a ninth embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
【図19】LiNbO3 マッハツェンダ干渉計型強度変調
器の特性を示す図。FIG. 19 is a diagram showing characteristics of a LiNbO 3 Mach-Zehnder interferometer type intensity modulator.
【図20】残留IM成分を示す図。FIG. 20 is a diagram showing a residual IM component.
【図21】波長分散によって生じる強度変調成分を測定
した結果を示す図。FIG. 21 is a diagram showing a result of measuring an intensity modulation component caused by chromatic dispersion.
【図22】本発明の自動等化システムの第10の実施形
態を示すブロック図。FIG. 22 is a block diagram showing a tenth embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
【図23】第10の実施形態の動作を説明する図。FIG. 23 is a view for explaining the operation of the tenth embodiment.
【図24】本発明の自動等化システムの第11の実施形
態の動作を説明する図。FIG. 24 is a view for explaining the operation of the eleventh embodiment of the automatic equalization system of the present invention.
10 受信器 11 光増幅器 12 光カプラ 13 可変分散等化回路 14 光電気変換器 15 増幅器 16 クロック抽出回路 17 識別回路 18 識別電圧発生回路 20 自動等化制御部 21 誤り検出回路 22,26,28 分散等化制御部 23 識別電圧制御部 24 雑音光発生器 25 波形モニタ回路 27 クロック信号レベルモニタ回路 29,30,31,33,36 制御回路 32 LSV信号処理部 34 駆動回路 35,38 測定部 37 多波長光源 41 多重化端局 42 再生中継器 43 制御情報通信用回路 44 制御回路 50 送信器 51 波長可変光源 52 強度変調器 53 光増幅器 54 波長安定化光源 55 波長可変手段 56 発振器 60 線形中継器 61 通信手段 71 LSV信号終端器 72,74 電気スイッチ 73 LSV信号終端器 75 バイアス電源 76,77 光スイッチ 91 分散媒質 92 光スイッチ 93 光スイッチ制御部 10 receiver 11 Optical amplifier 12 Optical coupler 13 Variable dispersion equalizer 14 Photoelectric converter 15 Amplifier 16 clock extraction circuit 17 Identification circuit 18 Identification voltage generation circuit 20 Automatic equalization control unit 21 Error detection circuit 22, 26, 28 Distributed equalization control unit 23 Identification voltage control unit 24 noise light generator 25 Waveform monitor circuit 27 Clock signal level monitor circuit 29, 30, 31, 33, 36 Control circuit 32 LSV signal processor 34 Drive circuit 35,38 Measuring section 37 Multi-wavelength light source 41 Multiplexed terminal 42 Regenerative repeater 43 Control information communication circuit 44 Control circuit 50 transmitter 51 wavelength tunable light source 52 intensity modulator 53 Optical amplifier 54 wavelength stabilized light source 55 Wavelength variable means 56 oscillator 60 linear repeater 61 Communication means 71 LSV signal terminator 72,74 Electric switch 73 LSV signal terminator 75 bias power supply 76,77 Optical switch 91 Dispersion medium 92 Optical switch 93 Optical switch controller
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 桑原 昭一郎 東京都新宿区西新宿三丁目19番2号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 萩本 和男 東京都新宿区西新宿三丁目19番2号 日 本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平8−321805(JP,A) 特開 平7−221705(JP,A) 特開 平7−218943(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04B 10/00 - 10/28 H04J 14/00 - 14/08 JICSTファイル(JOIS)─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Shoichiro Kuwahara 3-19-2 Nishishinjuku, Shinjuku-ku, Tokyo Nihon Telegraph and Telephone Corporation (72) Inventor Kazuo Hagimoto 3-19-3 Nishishinjuku, Shinjuku-ku, Tokyo No. 2 Nihon Telegraph and Telephone Corporation (56) Reference JP-A-8-321805 (JP, A) JP-A-7-221705 (JP, A) JP-A-7-218943 (JP, A) (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB name) H04B 10/00-10/28 H04J 14/00-14/08 JISST file (JOIS)
Claims (7)
たは再生中継器で、伝送距離を制限するパラメータを自
動的に等化する自動等化システムにおいて、 送信器と受信器との間に制御用回線を有し、 前記受信器は、主信号の誤り率を測定する手段と、測定
された誤り率が最小になる波長を前記制御用回線を介し
て前記送信器に通知する手段とを備え、 前記送信器は、前記受信器から通知された波長に応じて
信号光源の波長を制御する波長制御手段を備え、伝送路
の波長分散を自動的に等化し、同時に光受信器の識別点
を伝送路誤りが最小になるように自動的に調整する構成
であることを特徴とする自動等化システム。1. An automatic equalization system for automatically equalizing a parameter for limiting a transmission distance in a multiplexing terminal station or a regenerator that constitutes an optical communication system, wherein control is performed between a transmitter and a receiver. A receiver line, and the receiver comprises means for measuring the error rate of the main signal, and means for notifying the transmitter of the wavelength at which the measured error rate is the minimum, via the control line. The transmitter includes a wavelength control unit that controls the wavelength of the signal light source according to the wavelength notified from the receiver, automatically equalizes the chromatic dispersion of the transmission line, and at the same time identifies the identification point of the optical receiver. An automatic equalization system having a configuration that automatically adjusts to minimize transmission path errors.
たは再生中継器で、伝送距離を制限するパラメータを自
動的に等化する自動等化システムにおいて、 送信器と受信器との間に制御用回線を有し、 前記受信器は、主信号の誤り率を測定する手段と、測定
された誤り率が最小になるチャープパラメータを前記制
御用回線を介して前記送信器に通知する手段とを備え、 前記送信器は、前記受信器から通知されたチャープパラ
メータに応じて信号光源のチャープ係数を切り替える制
御手段を備え、伝送路の波長分散を自動的に等化し、同
時に光受信器の識別点を伝送路誤りが最小になるように
自動的に調整する構成であることを特徴とする自動等化
システム。2. An automatic equalization system for automatically equalizing a parameter for limiting a transmission distance in a multiplexing terminal station or a regenerator that constitutes an optical communication system, wherein control is performed between a transmitter and a receiver. And a receiver for measuring the error rate of the main signal, and a means for notifying the transmitter of the chirp parameter that minimizes the measured error rate via the control line. The transmitter comprises a control means for switching the chirp coefficient of the signal light source according to the chirp parameter notified from the receiver, automatically equalizes the chromatic dispersion of the transmission line, and at the same time the identification point of the optical receiver. The automatic equalization system is characterized in that it is automatically adjusted so that the transmission path error is minimized.
化システムにおいて、 受信器は、測定された誤り率に応じて波長分散を等化す
る自動等化制御手段を備えたことを特徴とする自動等化
システム。3. The automatic equalization system according to claim 1, wherein the receiver includes an automatic equalization control means for equalizing chromatic dispersion according to the measured error rate. And an automatic equalization system.
載の自動等化システムにおいて、 受信器は、主信号の誤り率の測定に代えて、アイ開口
度,Q値,またはクロック信号レベルを測定し、それぞ
れの自動等化処理に供する構成であることを特徴とする
自動等化システム。4. The automatic equalization system according to any one of claims 1 to 3, wherein the receiver replaces the measurement of the error rate of the main signal with an eye opening degree, a Q value, or a clock signal level. The automatic equalization system is characterized in that it is configured to measure and perform each of the automatic equalization processes.
たは再生中継器で、伝送距離を制限するパラメータを自
動的に等化する自動等化システムにおいて、 送信器と受信器との間に制御用回線を有し、 前記送信器は、伝送路パラメータ測定モードとデータ伝
送モードを切り替える手段と、伝送路パラメータ測定モ
ードで各波長の周波数変調光を送信する手段と、信号光
源の波長を制御する波長制御手段と、前記制御用回線を
介して前記受信器に波長またはそれに対応する値を通知
する手段とを備え、 前記受信器は、伝送路パラメータ測定モードとデータ伝
送モードを切り替える手段と、伝送路パラメータ測定モ
ードで前記各波長の強度変調成分と直流成分の比を測定
する手段と、前記制御用回線を介して前記送信器に波長
またはそれに対応する値を通知する手段とを備え、前記
測定値が最小になる波長または対応する値を認識し、そ
れを前記送信器に通知して波長制御手段を制御して伝送
路の波長分散を自動的に等化し、同時に光受信器の識別
点を伝送路誤りが最小になるように自動的に調整する構
成であることを特徴とする自動等化システム。5. An automatic equalization system for automatically equalizing a parameter for limiting a transmission distance in a multiplexing terminal station or a regenerator, which constitutes an optical communication system, and is controlled between a transmitter and a receiver. And a transmitter for controlling the wavelength of the signal light source, a means for switching between the transmission path parameter measurement mode and the data transmission mode, a means for transmitting frequency-modulated light of each wavelength in the transmission path parameter measurement mode, Wavelength control means, comprising means for notifying the wavelength or a value corresponding thereto to the receiver via the control line, the receiver, means for switching between the transmission path parameter measurement mode and the data transmission mode, transmission Means for measuring the ratio of the intensity modulation component and the direct current component of each wavelength in the path parameter measurement mode, and the wavelength or its corresponding to the transmitter via the control line. Means for notifying the wavelength of the measured value or the corresponding value, and notifying the transmitter of the measured value and controlling the wavelength control means to automatically measure the chromatic dispersion of the transmission line. The automatic equalization system is characterized in that the equalization point is automatically adjusted, and at the same time, the identification point of the optical receiver is automatically adjusted so that the transmission path error is minimized.
いて、 送信器または受信器の少なくとも一方に、各波長の強度
変調成分と直流成分の比の測定値が最小になるように波
長分散を等化する手段を備えたことを特徴とする自動等
化システム。6. The automatic equalization system according to claim 5, wherein at least one of the transmitter and the receiver is provided with chromatic dispersion so that the measured value of the ratio of the intensity modulation component of each wavelength to the DC component is minimized. An automatic equalization system comprising means for equalization.
たは再生中継器で、伝送距離を制限するパラメータを自
動的に等化する自動等化システムにおいて、 送信器と受信器との間に制御用回線を有し、 前記送信器は、伝送路パラメータ測定モードとデータ伝
送モードを切り替える手段と、伝送路パラメータ測定モ
ードで各波長の強度変調光と参照光を送信する手段とを
備え、 前記受信器は、伝送路パラメータ測定モードとデータ伝
送モードを切り替える手段と、伝送路パラメータ測定モ
ードで前記各波長の強度変調光と前記参照光の位相差か
ら波長分散を測定する手段と、その波長分散と絶対値が
等しく符号が逆の分散補償量を設定する手段とを備え、
伝送路の波長分散を自動的に等化し、同時に光受信器の
識別点を伝送路誤りが最小になるように自動的に調整す
る構成であることを特徴とする自動等化システム。7. An automatic equalization system for automatically equalizing a parameter for limiting a transmission distance in a multiplexing terminal station or a regenerative repeater which constitutes an optical communication system, and controls between a transmitter and a receiver. A transmission line, the transmitter comprises means for switching between a transmission line parameter measurement mode and a data transmission mode, and means for transmitting intensity-modulated light of each wavelength and reference light in the transmission line parameter measurement mode. The device, means for switching the transmission path parameter measurement mode and the data transmission mode, means for measuring the chromatic dispersion from the phase difference between the intensity modulated light of each wavelength and the reference light in the transmission path parameter measurement mode, and the chromatic dispersion, And a means for setting a dispersion compensation amount whose absolute value is equal and whose sign is opposite,
An automatic equalization system characterized in that it automatically equalizes chromatic dispersion of a transmission line and, at the same time, automatically adjusts an identification point of an optical receiver so that a transmission line error is minimized.
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