JP3385317B2

JP3385317B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP3385317B2
Application number: JP2000274502A
Authority: JP
Inventors: 三郎北野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2000-09-11
Filing date: 2000-09-11
Publication date: 2003-03-10
Anticipated expiration: 2018-12-11
Also published as: JP2001103747A

Description

Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、いわゆるＡＣ−ＤＣコ
ンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適に実
施されるスイッチング電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply device which is preferably implemented as a so-called AC-DC converter or DC-DC converter.

【０００２】[0002]

【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百ｋＨｚ程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。2. Description of the Related Art Used in portable small electronic devices and the like, a direct current obtained by rectifying and smoothing a commercial alternating current or a direct current from a battery is switched at a high frequency of, for example, several hundreds of kHz to make a small transformer. 2. Description of the Related Art A switching power supply device, which is designed to convert a voltage into a desired voltage with high efficiency, is widely used.

【０００３】図６は、典型的な従来技術のスイッチング
電源装置１の電気回路図である。このスイッチング電源
装置１は、主スイッチング素子ｑのｏｎ期間中に変圧器
ｎ内に蓄積された励磁エネルギを、ｏｆｆ期間に２次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器ｎの制御巻線ｎ
１２に発生するリンギングパルスを直流カットコンデン
サｃ１を介して前記主スイッチング素子ｑの制御端子に
帰還することによって、再び該主スイッチング素子ｑを
ｏｎ起動するようにしたリンギングチョークコンバータ
（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源装置である。FIG. 6 is an electric circuit diagram of a typical prior art switching power supply device 1. This switching power supply device 1 outputs the excitation energy accumulated in the transformer n during the on period of the main switching element q to the secondary side circuit during the off period, and after the output ends, the control winding of the transformer n is terminated. n
A ringing choke converter (RCC) type switching in which the ringing pulse generated at 12 is fed back to the control terminal of the main switching element q via the DC cut capacitor c1 to turn on the main switching element q again. It is a power supply device.

【０００４】このようなＲＣＣ方式のスイッチング電源
装置は、負荷が重くなる程、自動的に前記ｏｆｆ期間お
よびｏｎ期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低
下して、２次側出力電圧を所定の定電圧に維持するの
で、ＰＷＭ方式のスイッチング電源装置のような複雑な
制御回路が不要であり、かつ該制御回路を動作させると
ともに、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電
源回路も不要であり、低コストな電源装置に好適であ
る。In such an RCC type switching power supply device, as the load becomes heavier, the off period and the on period are automatically lengthened, that is, the switching frequency is lowered and the secondary side output voltage is set to a predetermined constant voltage. Therefore, a complicated control circuit such as a PWM-type switching power supply device is not necessary, and a power supply circuit for operating the control circuit and generating a voltage that is a reference of a pulse width is not necessary. Suitable for low-cost power supply device.

【０００５】図示しない主電源回路によって商用交流を
整流して得られた直流電流が、入力端子ｐ１，ｐ２間に
入力される。この直流電流は、平滑コンデンサｃ１１に
よって平滑化され、この平滑コンデンサｃ１１からは、
ハイレベル側の主電源ライン２とローレベル側の主電源
ライン３との間に、主電源電圧が出力される。A direct current obtained by rectifying commercial alternating current by a main power supply circuit (not shown) is input between the input terminals p1 and p2. This DC current is smoothed by the smoothing capacitor c11, and from this smoothing capacitor c11,
The main power supply voltage is output between the main power supply line 2 on the high level side and the main power supply line 3 on the low level side.

【０００６】前記主電源ライン２，３間には、変圧器ｎ
の１次巻線ｎ１１と、主スイッチング素子ｑとの直列回
路が接続されている。前記主スイッチング素子ｑは、た
とえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジス
タなどで実現され、この図６の例では、電界効果型トラ
ンジスタで示している。前記主電源ライン２，３間には
また、抵抗ｒ１を介して制御回路４が接続されている。A transformer n is provided between the main power lines 2 and 3.
A series circuit of the primary winding n11 and the main switching element q is connected. The main switching element q is realized by, for example, a bipolar transistor or a field effect transistor, and is shown as a field effect transistor in the example of FIG. A control circuit 4 is also connected between the main power supply lines 2 and 3 via a resistor r1.

【０００７】電源投入、すなわち入力端子ｐ１，ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサｃ１１の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記制御
回路４内で分圧抵抗などで実現される起動回路の出力電
圧が、主スイッチング素子ｑの閾値電圧、たとえば３Ｖ
以上となると、該主スイッチング素子ｑがｏｎし、１次
巻線ｎ１１に、図６において上向き方向の電圧が印加さ
れて、励磁エネルギが蓄積される。後述するようにし
て、該主スイッチング素子ｑがｏｆｆすると、前記励磁
エネルギによって２次巻線ｎ２に上向き方向の電圧が誘
起される。前記２次巻線ｎ２に誘起された直流電流は、
ダイオードｄ１を介して平滑コンデンサｃ１２に与えら
れ、該平滑コンデンサｃ１２で平滑化された後、出力電
源ライン６，７を介して出力端子ｐ３，ｐ４から、図示
しない負荷回路へ出力される。When the power is turned on, that is, when the power supply voltage is applied between the input terminals p1 and p2, the output voltage of the smoothing capacitor c11, that is, the main power supply voltage rises, and a voltage dividing resistor or the like is used in the control circuit 4. The realized output voltage of the starting circuit is the threshold voltage of the main switching element q, for example, 3V.
In the above case, the main switching element q is turned on, the voltage in the upward direction in FIG. 6 is applied to the primary winding n11, and the excitation energy is accumulated. As will be described later, when the main switching element q is turned off, an upward voltage is induced in the secondary winding n2 by the excitation energy. The direct current induced in the secondary winding n2 is
It is given to the smoothing capacitor c12 via the diode d1, smoothed by the smoothing capacitor c12, and then output from the output terminals p3 and p4 to the load circuit (not shown) via the output power supply lines 6 and 7.

【０００８】前記出力電源ライン６，７間には、電圧検
出回路８が介在されている。この電圧検出回路８は、分
圧抵抗やフォトカプラｐｃ１などを備えて構成されてお
り、前記フォトカプラｐｃ１の発光ダイオードｄ２が前
記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電
圧の値が１次側へフィードバックされる。A voltage detection circuit 8 is interposed between the output power supply lines 6 and 7. The voltage detection circuit 8 is configured to include a voltage dividing resistor, a photocoupler pc1, and the like, and the light emitting diode d2 of the photocoupler pc1 is driven to light at a brightness corresponding to the output voltage, and the value of the output voltage is changed. Feedback is given to the primary side.

【０００９】制御巻線ｎ１２には、主スイッチング素子
ｑのｏｎ時に、１次巻線ｎ１１と同一の上向き方向に電
圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデン
サｃ１およびバイアス抵抗ｒ２を介して該主スイッチン
グ素子ｑのゲートに与えられ、これによって該主スイッ
チング素子ｑのゲート電位は更に引上げられ、該主スイ
ッチング素子ｑはｏｎ状態に維持される。In the control winding n12, when the main switching element q is on, a voltage is induced in the same upward direction as the primary winding n11, and the induced current passes through the DC cut capacitor c1 and the bias resistor r2. Is applied to the gate of the main switching element q, whereby the gate potential of the main switching element q is further raised, and the main switching element q is maintained in the on state.

【００１０】また、前記主スイッチング素子ｑのｏｎ時
に制御巻線ｎ１２に誘起された電流は、前記コンデンサ
ｃ１およびバイアス抵抗ｒ２から、前記フォトカプラｐ
ｃ１のフォトトランジスタｔｒ１を介して、コンデンサ
ｃ２の一方の端子に与えられる。このコンデンサｃ２の
他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン３に接続
されており、したがって２次側出力電圧が高くなる程、
充電電流が大きくなり、該コンデンサｃ２の端子電圧
は、速く上昇する。前記コンデンサｃ２の充電電圧は、
主スイッチング素子ｑのゲート−ソース間に介在される
制御トランジスタｔｒ２のベースに与えられており、該
出力電圧が制御トランジスタｔｒ２の閾値電圧、たとえ
ば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジスタｔｒ２が
導通し、これによって主スイッチング素子ｑのゲート電
位が急速に低下し、該主スイッチング素子ｑはｏｆｆ駆
動される。Further, the current induced in the control winding n12 when the main switching element q is on is due to the photocoupler p from the capacitor c1 and the bias resistor r2.
It is given to one terminal of the capacitor c2 via the phototransistor tr1 of c1. The other terminal of the capacitor c2 is connected to the low-level main power supply line 3, and therefore the higher the secondary side output voltage,
The charging current increases and the terminal voltage of the capacitor c2 rises quickly. The charging voltage of the capacitor c2 is
It is given to the base of the control transistor tr2 interposed between the gate and the source of the main switching element q, and when the output voltage becomes equal to or higher than the threshold voltage of the control transistor tr2, for example, 0.6V, the control transistor tr2 becomes conductive. As a result, the gate potential of the main switching element q is rapidly lowered, and the main switching element q is driven off.

【００１１】したがって、２次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサｃ２の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子ｑが速くｏｆｆ駆
動される。前記コンデンサｃ２にはまた、制御巻線ｎ１
２で誘起された電流が抵抗ｒ３を介して与えられてい
る。これによって、出力端子ｐ３，ｐ４間の短絡などで
２次側の平滑コンデンサｃ１２の出力電圧が低くても、
主スイッチング素子ｑのｏｎ期間が所定期間に制限さ
れ、該主スイッチング素子ｑの保護が図られている。Therefore, the higher the secondary side output voltage, that is, the lighter the load, the faster the output voltage of the capacitor c2 rises, and the faster the main switching element q is driven off. The capacitor c2 also has a control winding n1.
The current induced by 2 is given through the resistor r3. As a result, even if the output voltage of the smoothing capacitor c12 on the secondary side is low due to a short circuit between the output terminals p3 and p4,
The on period of the main switching element q is limited to a predetermined period to protect the main switching element q.

【００１２】また、前記制御巻線ｎ１２には、該制御巻
線ｎ１２および前記２次巻線ｎ２の巻数を参照符と同一
で示し、２次側出力電圧をｖｏとすると、主スイッチン
グ素子ｑがｏｆｆすると、図６の下向き方向に、（ｎ１
２／ｎ２）ｖｏの電圧が誘起され、これによってコンデ
ンサｃ２の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子ｑの
次のｏｎ動作のためのリセット動作が行われる。Further, in the control winding n12, when the number of turns of the control winding n12 and the secondary winding n2 is the same as the reference numeral, and the secondary side output voltage is vo, the main switching element q is When turned off, (n1
A voltage of 2 / n2) vo is induced, whereby the electric charge of the capacitor c2 is extracted, and the reset operation for the next on operation of the main switching element q is performed.

【００１３】この主スイッチング素子ｑのｏｆｆ後、１
次巻線ｎ１１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側へ
の出力が終了すると、主に制御巻線ｎ１２が有する寄生
容量ｃ３と該制御巻線ｎ１２との間でリンギングが発生
し、前記寄生容量ｃ３に電圧（ｎ１２／ｎ２）ｖｏで蓄
積されていた静電エネルギが放出され、振動の１／４周
期後には制御巻線ｎ１２の励磁エネルギに変換され、そ
の後、再び寄生容量ｃ３を充電するために、該制御巻線
ｎ１２に電圧（ｎ１２／ｎ２）ｖｏの上向きの起電圧が
発生する。リンギングパルスである該起電圧は、前記主
スイッチング素子ｑの閾値電圧以上となるように設定さ
れており、該起電圧によって主スイッチング素子ｑが再
びｏｎされる。こうして、自動的に、負荷に対応したス
イッチング周波数で、継続して主スイッチング素子ｑが
ｏｎ／ｏｆｆ駆動され、所望とする２次側出力電圧を出
力するＲＣＣ動作が実現される。After turning off the main switching element q, 1
When the output of the excitation energy accumulated in the secondary winding n11 to the secondary side ends, ringing occurs mainly between the parasitic capacitance c3 of the control winding n12 and the control winding n12, and the parasitic The electrostatic energy stored in the capacitor c3 at the voltage (n12 / n2) vo is released, converted into the excitation energy of the control winding n12 after ¼ cycle of vibration, and then the parasitic capacitor c3 is charged again. Therefore, an upward electromotive voltage of the voltage (n12 / n2) vo is generated in the control winding n12. The electromotive voltage, which is a ringing pulse, is set to be equal to or higher than the threshold voltage of the main switching element q, and the electromotive voltage turns on the main switching element q again. Thus, the main switching element q is continuously driven on / off at the switching frequency corresponding to the load, and the RCC operation of outputting the desired secondary side output voltage is realized.

【００１４】スイッチング電源装置において、損失の大
部分は、主スイッチング素子のドレイン−ソース間の寄
生容量に蓄積された電荷の引抜きに要する消費電力や変
圧器の鉄損などであり、これらは一般に、スイッチング
周波数が高くなる程、大きくなる。また、これらは、軽
負荷となる程、変換した電力に対する損失の占める割合
が増大し、電力変換効率の低下を招く。In the switching power supply device, most of the loss is the power consumption required for extracting the charge accumulated in the parasitic capacitance between the drain and the source of the main switching element, the iron loss of the transformer, etc. The higher the switching frequency, the larger it becomes. In addition, as the load becomes lighter, the ratio of the loss to the converted electric power increases, and the power conversion efficiency decreases.

【００１５】このため、上記のスイッチング電源装置１
では、主スイッチング素子ｑのソース電流を、該主スイ
ッチング素子ｑに直列接続された検出用抵抗ｒｓによっ
て電流−電圧変換し、その端子電圧をダイオードｄ３お
よびコンデンサｃ４を介してコンパレータ９に与え、基
準電圧源５からの基準電圧ｖｒｅｆと比較することによ
って監視している。すなわち、前記ソース電流が大きく
なると、検出用抵抗ｒｓの端子電圧が前記基準電圧ｖｒ
ｅｆよりも高くなり、コンパレータ９は前記制御回路４
に重負荷信号を出力し、該制御回路４は前述のような通
常のＲＣＣ動作を行う。これに対して、前記ソース電流
が小さくなると、検出用抵抗ｒｓの端子電圧が前記基準
電圧ｖｒｅｆよりも低くなり、コンパレータ９は前記制
御回路４に軽負荷信号を出力し、該制御回路４はスイッ
チング周波数を低下する。このようにして、待機時など
のように、通常動作時の負荷変動を超えた大幅な軽負荷
時には、スイッチング周波数が低下されて、電力変換効
率の向上が図られている。Therefore, the switching power supply device 1 described above is used.
Then, the source current of the main switching element q is current-voltage converted by the detection resistor rs connected in series to the main switching element q, and its terminal voltage is given to the comparator 9 via the diode d3 and the capacitor c4, and the reference voltage is applied. It is monitored by comparing it with the reference voltage vref from the voltage source 5. That is, when the source current increases, the terminal voltage of the detection resistor rs changes to the reference voltage vr.
ef becomes higher than ef, the comparator 9 causes the control circuit 4
A heavy load signal is output to the control circuit 4, and the control circuit 4 performs the normal RCC operation as described above. On the other hand, when the source current decreases, the terminal voltage of the detection resistor rs becomes lower than the reference voltage vref, the comparator 9 outputs a light load signal to the control circuit 4, and the control circuit 4 switches. Reduce the frequency. In this way, the switching frequency is lowered and the power conversion efficiency is improved at the time of a large light load that exceeds the load fluctuation at the time of normal operation, such as during standby.

【００１６】図７は、他の従来技術のスイッチング電源
装置１０の電気回路図である。このスイッチング電源装
置１０は、前述のスイッチング電源装置１に類似してお
り、対応する部分には同一の参照符を付して示す。この
スイッチング電源装置１０では、負荷状態検出のための
前記検出用抵抗ｒｓ、ダイオードｄ３、コンデンサｃ
４、コンパレータ９および基準電圧源５は、２次側に設
けられている。このため、コンパレータ９の出力は、フ
ォトカプラｐｃ２の発光ダイオードｄ４からフォトトラ
ンジスタｔｒ３を介して前記制御回路４に与えられる。
前記検出用抵抗ｒｓは、出力電源ライン７を流れる負荷
電流を電流−電圧変換する。FIG. 7 is an electric circuit diagram of another conventional switching power supply device 10. This switching power supply device 10 is similar to the switching power supply device 1 described above, and corresponding parts are designated by the same reference numerals. In this switching power supply device 10, the detection resistor rs for detecting the load state, the diode d3, and the capacitor c are used.
4, the comparator 9 and the reference voltage source 5 are provided on the secondary side. Therefore, the output of the comparator 9 is given to the control circuit 4 from the light emitting diode d4 of the photocoupler pc2 through the phototransistor tr3.
The detection resistor rs performs current-voltage conversion on the load current flowing through the output power supply line 7.

【００１７】[0017]

【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
るスイッチング電源装置１，１０では、検出用抵抗ｒｓ
に比較的大きな電流が流れ、電力損失が大きいという問
題がある。また、安全規格の制約上、１次側回路と２次
側回路とを完全に絶縁する必要があり、スイッチング電
源装置１０では、前記検出用抵抗ｒｓなどの負荷状態検
出のための構成が２次側に設けられているので、その検
出結果を制御回路４へ伝達するにあたってフォトカプラ
ｐｃ２を用いる必要があり、コストが嵩むという問題も
ある。In the switching power supply devices 1 and 10 configured as described above, the detection resistor rs is used.
There is a problem in that a relatively large current flows through and power loss is large. Further, due to the restriction of the safety standard, it is necessary to completely insulate the primary side circuit and the secondary side circuit, and in the switching power supply device 10, the configuration for detecting the load state such as the detection resistor rs is secondary. Since it is provided on the side, it is necessary to use the photocoupler pc2 to transmit the detection result to the control circuit 4, and there is also a problem that the cost increases.

【００１８】本発明の目的は、負荷の軽重に対応してス
イッチング周波数を変化するようにしたスイッチング電
源装置において、簡便かつ低損失で前記負荷の軽重を判
定することができるスイッチング電源装置を提供するこ
とである。An object of the present invention is to provide a switching power supply device which can change the switching frequency according to the lightness or weight of a load, and can easily and lightly determine the lightness or weight of the load. That is.

【００１９】[0019]

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るス
イッチング電源装置は、商用交流を整流して得られた直
流電流が第１の主電源ラインと第２の主電源ラインとの
間に入力され、第１の主電源ラインと第２の主電源ライ
ンとの間には、前記直流電流を平滑化し主電源電圧を第
１の主電源ラインと第２の主電源ラインとの間に出力す
る第１の平滑コンデンサが接続されていると共に、変圧
器の１次巻線と、主スイッチング素子との直列回路が接
続されており、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧
器内に蓄積された励磁エネルギをｏｆｆ期間に２次側の
出力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発
生するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制
御端子に帰還し、該主スイッチング素子をｏｎ駆動し
て、負荷の軽重に対応してスイッチング周波数を変化す
るようにしたリンギングチョークコンバータ方式のスイ
ッチング電源装置において、第２の平滑コンデンサ、前
記制御巻線での誘起電圧を整流して前記第２の平滑コン
デンサに与える第１のダイオード、前記第１のダイオー
ドと前記第２の平滑コンデンサとの間に介在されるチョ
ークコイル、および前記第１のダイオードとチョークコ
イルとの接続点を前記制御巻線の他方の端子に接続する
フライホイールダイオードとからなる副電源回路と、コ
ンデンサと、第１〜第３の抵抗との直列回路から成り、
主電源ライン間に介在され、第２の抵抗と第３の抵抗と
の接続点が前記主スイッチング素子の制御端子に接続さ
れる起動回路と、前記副電源回路の出力を前記第１の抵
抗と第２の抵抗との接続点に与える逆流防止用の第３の
ダイオードとを備え、前記主電源電圧が第１の主電源ラ
インと第２の主電源ラインとの間に投入されてから予め
定める時間が経過するまでの間は、前記起動回路による
前記主電源電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング
素子をｏｎ起動し、前記予め定める時間経過後は、前記
副電源回路の分圧電圧によって前記主スイッチング素子
をｏｎ起動することを特徴とする。また、請求項３の発
明に係るスイッチング電源装置は、主スイッチング素子
のｏｎ期間中に変圧器内に蓄積された励磁エネルギをｏ
ｆｆ期間に２次側の出力回路に出力し、出力終了後に変
圧器の制御巻線に発生するリンギングパルスを前記主ス
イッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチング
素子をｏｎ駆動して、負荷の軽重に対応してスイッチン
グ周波数を変化するようにしたリンギングチョークコン
バータ方式のスイッチング電源装置において、第２の平
滑コンデンサ、前記制御巻線での誘起電圧を整流して前
記第２の平滑コンデンサに与える第１のダイオード、前
記第１のダイオードと前記第２の平滑コンデンサとの間
に介在されるチョークコイル、および前記第１のダイオ
ードとチョークコイルとの接続点を前記制御巻線の他方
の端子に接続するフライホイールダイオードとからなる
副電源回路と、コンデンサと、第１〜第３の抵抗との直
列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第２の抵
抗と第３の抵抗との接続点が前記主スイッチング素子の
制御端子に接続される起動回路と、前記副電源回路の出
力を前記第１の抵抗と第２の抵抗との接続点に与える逆
流防止用の第３のダイオードとを備え、電源投入から予
め定める時間が経過するまでの間は、前記主電源電圧の
第１〜第３の抵抗による分圧電圧を主スイッチング素子
の制御端子に与えて前記主スイッチング素子をｏｎ起動
し、電源投入から前記予め定める時間経過後は、前記第
２の平滑コンデンサを所定の電圧まで充電し、かつ、起
動回路のコンデンサを主電源電圧と副電源回路の出力電
圧との差にほぼ対応した電圧に充電し、前記第２の平滑
コンデンサの出力電圧の分圧電圧によって前記主スイッ
チング素子をｏｎ起動することを特徴とする。 A switching power supply device according to the invention of claim 1 is a direct current obtained by rectifying commercial alternating current.
Current flowing between the first main power line and the second main power line
Input between the first main power line and the second main power line.
Between the main power supply voltage and the DC current
Output between the first main power line and the second main power line.
Is connected to the first smoothing capacitor
Connection between the primary winding and the series circuit of the main switching element
It is continued, ringing pulses the stored exciting energy in the transformer during the on period of the main switching element is outputted to the output circuit of the secondary side to the off period, occurring transformer control winding after output ends Is fed back to the control terminal of the main switching element, and the main switching element is driven on to change the switching frequency in accordance with the weight of the load . Smoothing capacitor, a first diode that rectifies the induced voltage in the control winding and gives the second smoothing capacitor, the first diode
Cho interposed between de and said second smoothing capacitor
Coil, and the first diode and choke coil
The connection point with the coil to the other terminal of the control winding.
A sub power supply circuit consisting of a flywheel diode and a
A series circuit of a capacitor and first to third resistors,
The second resistance and the third resistance are interposed between the main power supply lines.
Connected to the control terminal of the main switching element.
The starting circuit and the output of the sub power supply circuit
A third backflow prevention for the connection point between the resistance and the second resistance.
And a diode, wherein the main power supply voltage is the first main power supply voltage
Since it is turned on between the in and the second main power line,
Until the specified time elapses, the start circuit
The main switching is performed by the divided voltage of the main power supply voltage.
After turning on the element, after the lapse of the predetermined time,
According to the divided voltage of the sub power supply circuit, the main switching element
Is activated . In addition, from claim 3
The switching power supply device according to Ming is a main switching element.
Of the excitation energy stored in the transformer during the on period of
Output to the output circuit on the secondary side during the ff period, and change after the output ends.
The ringing pulse generated in the control winding of the
The main switching is fed back to the control terminal of the switching element.
The element is driven on to switch to light and heavy loads.
Ringing choke control with variable frequency
In the switching power supply device of the barter system,
Smoothing capacitor, before rectifying the induced voltage in the control winding
Note: The first diode applied to the second smoothing capacitor, before
Between the first diode and the second smoothing capacitor
Choke coil interposed between the first choke coil and the first dio
The connection point between the cord and the choke coil to the other side of the control winding.
It consists of a flywheel diode connected to the terminal of
Direct connection of the sub power supply circuit, the capacitor, and the first to third resistors
It consists of a column circuit and is interposed between the main power supply lines and
The connection point between the resistor and the third resistor is the main switching element.
The starter circuit connected to the control terminal and the output of the sub power supply circuit
Inverse force is applied to the connection point of the first resistance and the second resistance.
It is equipped with a third diode to prevent current flow
Until the specified time elapses,
The divided voltage by the first to third resistors is used as the main switching element.
The main switching element is turned on by applying it to the control terminal of
However, after the predetermined time has elapsed since the power was turned on, the
Charge the smoothing capacitor of No. 2 to the specified voltage, and
The capacitor of the drive circuit is connected to the main power supply voltage and the output power of the sub power supply circuit.
Charge to a voltage almost corresponding to the difference between the pressure and the second smoothing
Depending on the divided voltage of the output voltage of the capacitor, the main switch
It is characterized by activating the ching element on.

【００２０】上記の構成によれば、副電源回路では、主
スイッチング素子がｏｎしている期間に第１のダイオー
ドおよびチョークコイルを介して平滑コンデンサに充電
を行うとともに、主スイッチング素子がｏｆｆすると、
チョークコイル内の励磁電流はフライホイールダイオー
ドを介して平滑コンデンサを充電することになる。 According to the above configuration, in the sub power supply circuit,
While the switching element is on, the first diode
Charges the smoothing capacitor via the chord and choke coil
And the main switching element is turned off,
The exciting current in the choke coil is the flywheel diode.
The smoothing capacitor is charged via the battery.

【００２１】したがって、電源投入から予め定める時間
が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が
主スイッチング素子の起動に充分な電圧となると、この
状態では、起動回路のコンデンサには主電源電圧と副電
源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生して
おり、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって主ス
イッチング素子をｏｎ起動することができ、主電源から
の電流の流入を阻止することができる。 Therefore, a predetermined time from power-on
Has passed, the output voltage of the smoothing capacitor of the sub power supply circuit
When the voltage is high enough to start the main switching element, this
In the state, the main circuit voltage and the
A voltage almost corresponding to the difference from the output voltage of the source circuit is generated
The main voltage is divided by the divided voltage of the output voltage of the sub power supply circuit.
The switching element can be turned on and can be activated from the main power supply.
It is possible to prevent the inflow of current.

【００２２】したがって、電源投入時にのみ、たとえば
数百Ｖにも及ぶ主電源電圧の分圧電圧によって主スイッ
チング素子がｏｎ起動され、前記予め定める時間経過後
は、たとえば数十Ｖ程度の副電源回路の出力電圧の分圧
電圧で主スイッチング素子がｏｎ起動される。これによ
って、分圧抵抗である第１〜第３の抵抗による電力消費
も削減することができ、一層、高効率化を図ることがで
きる。 Therefore, only when the power is turned on, for example,
The main switch is operated by the divided voltage of the main power supply voltage of several hundreds of volts.
After the pendant element is turned on and the preset time has elapsed
Is the voltage division of the output voltage of the sub-power supply circuit of, for example, several tens of volts.
The voltage turns on the main switching element. By this
Therefore, the power consumption by the first to third resistors which are voltage dividing resistors
Can be reduced, and efficiency can be further improved.
Wear.

【００２３】また、平滑コンデンサは、２次側出力電流
値の影響を受け、前記出力電流値が高くなる程、充電電
圧が高くなる。したがって、負荷が大きくなって、主ス
イッチング素子のｏｎ期間が長くなり、２次側出力電流
値が高くなると、副電源回路から主スイッチング素子の
ｏｎ起動のために与えられる電圧が高くなり、次の該主
スイッチング素子のｏｎタイミングが早くなって、スイ
ッチング周波数が高くなる。このようにして、軽負荷時
における大きな負荷変動にも対応することができるとと
もに、前記負荷の軽重を判定するための構成の一部を、
この副電源回路で共用することができ、一層、低コスト
に実現することができる。 Further , the smoothing capacitor has a secondary side output current.
The higher the output current value, the more the charging current is affected.
The pressure increases. Therefore, the load increases and the main
The on period of the switching element becomes longer and the secondary side output current
When the value becomes higher, the power supply from the sub power supply circuit to the main switching element
The voltage applied to start up becomes higher and the next main
The on timing of the switching element becomes early,
The switching frequency becomes higher. In this way, at light load
Can cope with large load fluctuations in
Mostly, part of the configuration for determining the lightness of the load,
Can be shared by this sub-power supply circuit, further lower cost
Can be realized.

【００２４】また、請求項２の発明に係るスイッチング
電源装置では、前記起動回路では、コンデンサと第１の
抵抗との接続点と、第２の主電源ラインとの間には、第
１〜第３の抵抗と並列接続となるように、かつ逆バイア
ス方向となるように接続された放電用の第４のダイオー
ドが設けられ、主電源電圧が低下すると、前記起動回路
のコンデンサの放電経路が、前記起動回路のコンデンサ
−第１の主電源ライン−第１の平滑コンデンサ−第２の
主電源ライン−第４のダイオード−前記起動回路のコン
デンサの経路で形成されるようになっていることを特徴
とする。[0024] Also, in the switching power supply device according to the invention of claim 2, wherein the startup circuit includes a capacitor and a first
Between the connection point with the resistor and the second main power line,
The first through third resistors are connected in parallel and the reverse via
Fourth diode for discharge connected in the horizontal direction
When the main power supply voltage drops, the startup circuit
The discharge path of the capacitor is the capacitor of the starting circuit
-First main power line-First smoothing capacitor-Second
Main power supply line-fourth diode-conversion of the starting circuit
It is characterized in that it is formed along the path of Densa .

【００２５】上記の構成によれば、電源遮断から再投入
までの時間が短くても、コンデンサを確実に放電させ、
接続点Ｐ８の電位を主電源電圧にほぼ等しく上昇させる
ことができ、主スイッチング素子Ｑを確実に起動させる
ことができる。 According to the above construction, the power is turned off and then turned on again.
Even if the time to
Raise the potential of the connection point P8 almost equal to the main power supply voltage
It is possible to reliably start the main switching element Q.
be able to.

【００２６】さらにまた、請求項４の発明に係るスイッ
チング電源装置では、前記第２の平滑コンデンサの出力
電圧に基づいて、負荷の軽重を判定する判定手段と、前
記判定手段の出力に基づいて、重負荷時には通常のリン
ギングチョークコンバータ動作モードを行い、軽負荷時
には通常のリンギングチョークコンバータ動作モードよ
りもスイッチング周波数が低い軽負荷の動作モードを行
う制御手段とをさらに含むことを特徴とする。 Furthermore, the switch according to the invention of claim 4
In the power supply for a power source, the output of the second smoothing capacitor
Based on the voltage, the determination means to determine the lightness of the load,
Based on the output of the judgment means, the normal
Ging choke converter operating mode, at light load
Has a normal ringing choke converter operating mode
It operates in a light load operation mode with a switching frequency lower than
Control means is further included.

【００２７】上記の構成によれば、ドレイン−ソース間
の浮遊容量に蓄積された電荷の引抜きに要する電力など
のスイッチング周波数に比例して増加する損失を抑制
し、軽負荷時においても高い電力変換効率が得られるよ
うに、負荷の軽重に対応してスイッチング周波数を変化
するようにしたスイッチング電源装置において、前記負
荷の軽重を判定するにあたって、変圧器の制御巻線での
誘起電圧を整流し、平滑コンデンサに充電するようにし
た回路に、チョークコイルが介在されていると、前記平
滑コンデンサの出力電圧が２次側出力電流値に対応する
ことを利用する。したがって、負荷の軽重を判定するた
めの構成を、低損失で、かつ１次側だけの簡単な構成と
することができる。 According to the above configuration, between the drain and the source
Power required to extract the charge accumulated in the stray capacitance of
Suppresses loss that increases in proportion to the switching frequency of
However, high power conversion efficiency can be obtained even at light load.
Change the switching frequency according to the load
In the switching power supply device configured to
In determining the weight of the load,
Rectify the induced voltage and charge the smoothing capacitor
If there is a choke coil in the circuit,
The output voltage of the smoothing capacitor corresponds to the secondary side output current value.
Take advantage of that. Therefore, the load
Is a simple structure with low loss and only the primary side.
can do.

【００２８】さらに、上記の構成によれば、ＲＣＣ方式
のスイッチング電源装置において、ＲＣＣ動作のために
設けられている制御巻線を検出巻線として利用する。し
たがって、特別に変圧器の巻線やタップを増加する必要
がなく、低コストに実現することができる。 Further, according to the above configuration, the RCC method is used.
Switching power supply for RCC operation
The provided control winding is used as the detection winding. Shi
Therefore, it is necessary to specially increase the windings and taps of the transformer
And can be realized at low cost.

【００２９】[0029]

【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１〜図４に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.

【００３０】図１は、本発明の実施の第１の形態のＲＣ
Ｃ方式のスイッチング電源装置１１の電気的構成を示す
ブロック図である。図示しない主電源回路によって商用
交流を整流して得られた直流電流が、入力端子Ｐ１，Ｐ
２間に入力される。この直流電流は、平滑コンデンサＣ
１１によって平滑化され、この平滑コンデンサＣ１１か
らは、ハイレベル側の主電源ライン１２とローレベル側
の主電源ライン１３との間に、主電源電圧が出力され
る。FIG. 1 shows an RC according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing an electrical configuration of a C type switching power supply device 11. DC current obtained by rectifying commercial AC by a main power supply circuit (not shown) is input terminals P1, P
Input between two. This DC current is applied to the smoothing capacitor C
The smoothing capacitor C11 outputs a main power supply voltage between the main power supply line 12 on the high level side and the main power supply line 13 on the low level side.

【００３１】前記主電源ライン１２，１３間には、変圧
器Ｎの１次巻線Ｎ１１と、主スイッチング素子Ｑとの直
列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Ｑ
は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トラ
ンジスタなどで実現され、この図１の例では、電界効果
型トランジスタで示している。前記主電源ライン１２，
１３間にはまた、抵抗Ｒ１を介して制御回路１４が接続
されている。A series circuit of a primary winding N11 of the transformer N and a main switching element Q is connected between the main power supply lines 12 and 13. The main switching element Q
Is realized by, for example, a bipolar transistor, a field effect transistor, or the like. In the example of FIG. 1, the field effect transistor is shown. The main power line 12,
A control circuit 14 is also connected between 13 via a resistor R1.

【００３２】電源投入、すなわち入力端子Ｐ１，Ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサＣ１１の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記制御
回路１４内で分圧抵抗などで実現される起動回路の出力
電圧が、主スイッチング素子Ｑの閾値電圧、たとえば３
Ｖ以上となると、該主スイッチング素子Ｑがｏｎし、１
次巻線Ｎ１１に、図１において上向き方向の電圧が印加
されて、励磁エネルギが蓄積される。後述するようにし
て、該主スイッチング素子Ｑがｏｆｆすると、前記励磁
エネルギによって２次巻線Ｎ２に上向き方向の電圧が誘
起される。前記２次巻線Ｎ２に誘起された直流電流は、
ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１２に与えら
れ、該平滑コンデンサＣ１２で平滑化された後、出力電
源ライン１６，１７を介して出力端子Ｐ３，Ｐ４から、
図示しない負荷回路へ出力される。When the power is turned on, that is, the power supply voltage is applied between the input terminals P1 and P2, the output voltage of the smoothing capacitor C11, that is, the main power supply voltage rises, and a voltage dividing resistor or the like is used in the control circuit 14. The realized output voltage of the starting circuit is the threshold voltage of the main switching element Q, for example, 3
When the voltage exceeds V, the main switching element Q is turned on and 1
A voltage in the upward direction in FIG. 1 is applied to the next winding N11 to accumulate excitation energy. As will be described later, when the main switching element Q is turned off, an upward voltage is induced in the secondary winding N2 by the excitation energy. The direct current induced in the secondary winding N2 is
It is given to the smoothing capacitor C12 via the diode D1, is smoothed by the smoothing capacitor C12, and then is output from the output terminals P3, P4 via the output power supply lines 16, 17.
It is output to a load circuit (not shown).

【００３３】前記出力電源ライン１６，１７間には、電
圧検出回路１８が介在されている。この電圧検出回路１
８は、分圧抵抗やフォトカプラＰＣ１などを備えて構成
されており、前記フォトカプラＰＣ１の発光ダイオード
Ｄ２が前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動され、前
記出力電圧の値が１次側へフィードバックされる。A voltage detection circuit 18 is interposed between the output power supply lines 16 and 17. This voltage detection circuit 1
Reference numeral 8 is configured to include a voltage dividing resistor, a photocoupler PC1 and the like, and the light emitting diode D2 of the photocoupler PC1 is driven to light at a brightness corresponding to the output voltage, and the value of the output voltage is shifted to the primary side. To be fed back.

【００３４】制御巻線Ｎ１２には、主スイッチング素子
Ｑのｏｎ時に、１次巻線Ｎ１１と同一の上向き方向に電
圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデン
サＣ１およびバイアス抵抗Ｒ２を介して該主スイッチン
グ素子Ｑのゲートに与えられ、これによって該主スイッ
チング素子Ｑのゲート電位は更に引上げられ、該主スイ
ッチング素子Ｑはｏｎ状態に維持される。When the main switching element Q is on, a voltage is induced in the control winding N12 in the same upward direction as the primary winding N11, and the induced current passes through the DC cut capacitor C1 and the bias resistor R2. Is applied to the gate of the main switching element Q, whereby the gate potential of the main switching element Q is further raised, and the main switching element Q is maintained in the on state.

【００３５】また、前記主スイッチング素子Ｑのｏｎ時
に制御巻線Ｎ１２に誘起された電流は、前記コンデンサ
Ｃ１およびバイアス抵抗Ｒ２から、前記フォトカプラＰ
Ｃ１のフォトトランジスタＴＲ１を介して、コンデンサ
Ｃ２の一方の端子に与えられる。このコンデンサＣ２の
他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン１３に接
続されており、したがって２次側出力電圧が高くなる
程、充電電流が大きくなり、該コンデンサＣ２の端子電
圧は、速く上昇する。前記コンデンサＣ２の充電電圧
は、主スイッチング素子Ｑのゲート−ソース間に介在さ
れる制御トランジスタＴＲ２のベースに与えられてお
り、該出力電圧が制御トランジスタＴＲ２の閾値電圧、
たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジスタＴ
Ｒ２が導通し、これによって主スイッチング素子Ｑのゲ
ート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子Ｑはｏ
ｆｆ駆動される。Further, the current induced in the control winding N12 when the main switching element Q is turned on is supplied from the capacitor C1 and the bias resistor R2 to the photocoupler P2.
It is given to one terminal of the capacitor C2 via the phototransistor TR1 of C1. The other terminal of the capacitor C2 is connected to the low-level main power supply line 13, so that the higher the secondary side output voltage, the larger the charging current and the faster the terminal voltage of the capacitor C2 rises. To do. The charging voltage of the capacitor C2 is given to the base of the control transistor TR2 interposed between the gate and the source of the main switching element Q, and the output voltage is the threshold voltage of the control transistor TR2.
For example, when the voltage is 0.6 V or higher, the control transistor T
R2 becomes conductive, which causes the gate potential of the main switching element Q to rapidly drop, and the main switching element Q is
ff driven.

【００３６】したがって、２次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサＣ２の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子Ｑが速くｏｆｆ駆
動される。前記コンデンサＣ２にはまた、制御巻線Ｎ１
２で誘起された電流が抵抗Ｒ３を介して与えられてい
る。これによって、出力端子Ｐ３，Ｐ４間の短絡などで
２次側の平滑コンデンサＣ１２の出力電圧が低くても、
主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間が所定期間に制限さ
れ、該主スイッチング素子Ｑの保護が図られている。Therefore, the higher the secondary side output voltage, that is, the lighter the load, the faster the output voltage of the capacitor C2 rises, and the faster the main switching element Q is driven off. The capacitor C2 also has a control winding N1.
The current induced by 2 is given through the resistor R3. As a result, even if the output voltage of the smoothing capacitor C12 on the secondary side is low due to a short circuit between the output terminals P3 and P4,
The on period of the main switching element Q is limited to a predetermined period to protect the main switching element Q.

【００３７】また、前記制御巻線Ｎ１２には、該制御巻
線Ｎ１２および前記２次巻線Ｎ２の巻数を参照符と同一
で示し、２次側出力電圧をＶｏとすると、主スイッチン
グ素子Ｑがｏｆｆすると、図１の下向き方向に、（Ｎ１
２／Ｎ２）Ｖｏの電圧が誘起され、これによってコンデ
ンサＣ２の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子Ｑの
次のｏｎ動作のためのリセット動作が行われる。Further, in the control winding N12, when the number of turns of the control winding N12 and the secondary winding N2 is the same as the reference numeral, and the secondary side output voltage is Vo, the main switching element Q is When it is turned off, (N1
A voltage of 2 / N2) Vo is induced, whereby the charge of the capacitor C2 is extracted, and a reset operation for the next on operation of the main switching element Q is performed.

【００３８】この主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ後、１
次巻線Ｎ１１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側へ
の出力が終了すると、主に制御巻線Ｎ１２が有する寄生
容量Ｃ５と該制御巻線Ｎ１２との間でリンギングが発生
し、前記寄生容量Ｃ５に電圧（Ｎ１２／Ｎ２）Ｖｏで蓄
積されていた静電エネルギが放出され、振動の１／４周
期後には制御巻線Ｎ１２の励磁エネルギに変換され、そ
の後、再び寄生容量Ｃ５を充電するために、該制御巻線
Ｎ１２に電圧（Ｎ１２／Ｎ２）Ｖｏの上向きの起電圧が
発生する。リンギングパルスである該起電圧は、前記主
スイッチング素子Ｑの閾値電圧以上となるように設定さ
れており、該起電圧によって主スイッチング素子Ｑが再
びｏｎされる。こうして、自動的に、負荷に対応したス
イッチング周波数で、継続して主スイッチング素子Ｑが
ｏｎ／ｏｆｆ駆動され、所望とする２次側出力電圧を出
力するＲＣＣ動作が実現される。After turning off the main switching element Q, 1
When the output of the excitation energy accumulated in the secondary winding N11 to the secondary side ends, ringing occurs mainly between the parasitic capacitance C5 of the control winding N12 and the control winding N12, and the parasitic The electrostatic energy accumulated at the voltage (N12 / N2) Vo in the capacitor C5 is released, converted into the excitation energy of the control winding N12 after 1/4 cycle of vibration, and then the parasitic capacitor C5 is charged again. Therefore, an upward electromotive voltage of the voltage (N12 / N2) Vo is generated in the control winding N12. The electromotive voltage, which is a ringing pulse, is set to be equal to or higher than the threshold voltage of the main switching element Q, and the electromotive voltage turns on the main switching element Q again. Thus, the main switching element Q is continuously driven on / off at the switching frequency corresponding to the load, and the RCC operation of outputting the desired secondary side output voltage is realized.

【００３９】注目すべきは、本発明では、該スイッチン
グ電源装置１１が搭載される機器が非待機状態となった
重負荷時において上述のような通常のＲＣＣ動作を行う
構成とともに、搭載機器が待機状態となった軽負荷時に
おいて、スイッチング周波数を低下するために、検出巻
線である前記制御巻線Ｎ１２に加えて、副電源回路１９
と、判定回路２０とが設けられている。It should be noted that, in the present invention, the equipment mounted with the switching power supply device 11 performs the normal RCC operation as described above when the equipment is in a non-standby state and has a heavy load. In order to reduce the switching frequency when the load is light, the auxiliary power supply circuit 19 is provided in addition to the control winding N12 which is the detection winding.
And a determination circuit 20 are provided.

【００４０】前記副電源回路１９は、平滑コンデンサＣ
３と、ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５と、チョークコイル
Ｌとを備えて構成されている。ダイオードＤ３は、主ス
イッチング素子Ｑがｏｎしている期間に、制御巻線Ｎ１
２の一方の端子から誘起電流を取出し、チョークコイル
Ｌを介して平滑コンデンサＣ３を充電する。フライホイ
ールダイオードＤ４は、チョークコイルＬとダイオード
Ｄ３との接続点Ｐ１０を、前記制御巻線Ｎ１２の他方の
端子に接続している。したがって、主スイッチング素子
Ｑがｏｆｆし、制御巻線Ｎ１２の誘起電圧の極性方向が
反転すると、ダイオードＤ３がｏｆｆし、チョークコイ
ルＬ内の励磁電流は、フライホイールダイオードＤ４を
介して平滑コンデンサＣ３を充電する。チョークコイル
Ｌのインダクタンスは、重負荷時における次回の主スイ
ッチング素子のｏｎ時までに、前記励磁電流が零となる
ように選ばれている。The sub power supply circuit 19 includes a smoothing capacitor C.
3, a diode D3, D4, D5, and a choke coil L. The diode D3 controls the control winding N1 while the main switching element Q is on.
The induced current is taken out from one terminal of 2 and the smoothing capacitor C3 is charged through the choke coil L. The flywheel diode D4 connects a connection point P10 between the choke coil L and the diode D3 to the other terminal of the control winding N12. Therefore, when the main switching element Q is turned off and the polarity direction of the induced voltage in the control winding N12 is reversed, the diode D3 is turned off and the exciting current in the choke coil L passes through the smoothing capacitor C3 via the flywheel diode D4. To charge. The inductance of the choke coil L is selected so that the exciting current becomes zero by the time when the main switching element is turned on next time under heavy load.

【００４１】このように構成される副電源回路１９で
は、整流手段であるダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ
３との間に、インピーダンス素子であるチョークコイル
Ｌを介在することによって、前記平滑コンデンサＣ３の
充電電圧Ｅ_Oは、２次側出力電流値が大きい程、すなわ
ち主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間が長くなる程、高く
なる。前記充電電圧Ｅ_Oは、ダイオードＤ５を介して、
前記制御回路１４の電源入力端子ＶＣＣに与えられると
ともに、判定回路２０に与えられる。In the sub power supply circuit 19 thus constructed, the diode D3 as the rectifying means and the smoothing capacitor C are provided.
By interposing a choke coil L, which is an impedance element, between 3 and 3, the charging voltage E _O of the smoothing capacitor C3 increases as the secondary side output current value increases, that is, the on period of the main switching element Q increases. The higher the price, the higher. The charging voltage E _O is supplied via the diode D5 to
It is supplied to the power supply input terminal VCC of the control circuit 14 and the determination circuit 20.

【００４２】前記判定回路２０は、抵抗Ｒ４，Ｒ５と、
トランジスタＴＲ３と、ツェナダイオードＤ６とを備え
て構成されている。前記充電電圧Ｅ_Oは、抵抗Ｒ４およ
びツェナダイオードＤ６を介してトランジスタＴＲ３の
ベースに与えられており、このトランジスタＴＲ３のコ
レクタには、抵抗Ｒ５を介して前記充電電圧Ｅ_Oが印加
され、また制御回路１４の制御入力端子ＣＯＮＴに接続
され、エミッタはローレベル側の主電源ライン１３と接
続される。The determination circuit 20 includes resistors R4 and R5,
It is configured to include a transistor TR3 and a Zener diode D6. The charging voltage E _O is applied to the base of the transistor TR3 via the resistor R4 and the Zener diode D6, and the charging voltage E _O is applied to the collector of the transistor TR3 via the resistor R5, and the control is performed. It is connected to the control input terminal CONT of the circuit 14, and its emitter is connected to the main power supply line 13 on the low level side.

【００４３】したがって、２次側負荷が重くなって平滑
コンデンサＣ３の充電電圧Ｅ_Oが高くなり、ツェナダイ
オードＤ６のツェナ電圧以上となると、トランジスタＴ
Ｒ３のベースに電流が流れ、該トランジスタＴＲ３がｏ
ｎする。これによって、制御回路１４の制御入力端子Ｃ
ＯＮＴはローレベルとなり、該制御回路１４は重負荷の
通常動作モードで動作を行う。Therefore, when the load on the secondary side becomes heavy and the charging voltage E _O of the smoothing capacitor C3 becomes high and exceeds the Zener voltage of the Zener diode D6, the transistor T becomes.
A current flows through the base of R3, and the transistor TR3 turns o.
n. Thereby, the control input terminal C of the control circuit 14
The ONT becomes low level, and the control circuit 14 operates in the heavy load normal operation mode.

【００４４】これに対して、２次側負荷が軽くなって前
記充電電圧Ｅ_Oがツェナ電圧より低くなると、トランジ
スタＴＲ３のベース電流が零となって該トランジスタＴ
Ｒ３がｏｆｆし、これによって制御回路１４の制御入力
端子ＣＯＮＴはハイレベルとなり、該制御回路１４は軽
負荷の動作モードでの動作を行うことができる。On the other hand, when the secondary side load becomes lighter and the charging voltage E _O becomes lower than the Zener voltage, the base current of the transistor TR3 becomes zero and the transistor T3 becomes zero.
R3 is turned off, whereby the control input terminal CONT of the control circuit 14 becomes high level, and the control circuit 14 can operate in the light load operation mode.

【００４５】制御回路１４は、重負荷の動作モードで
は、前述のような通常のＲＣＣ動作を行い、軽負荷の動
作モードでは、前記リンギングパルスが主スイッチング
素子Ｑのゲートに与えられることを阻止し、抵抗Ｒ１お
よび該制御回路１４内の起動回路によって再起動し、前
記ＲＣＣ動作時よりも充分低い周波数でスイッチング動
作を行わせる。The control circuit 14 performs the normal RCC operation as described above in the heavy load operation mode, and blocks the ringing pulse from being applied to the gate of the main switching element Q in the light load operation mode. , The resistor R1 and the start-up circuit in the control circuit 14 are restarted, and the switching operation is performed at a frequency sufficiently lower than that during the RCC operation.

【００４６】図２は、副電源回路１９の動作を説明する
ための等価回路図である。なおこの図２では、電流を消
費する制御回路１４および制御トランジスタＴＲ２を定
抵抗Ｒ_Oで表し、その消費電流をＩ_Oで表している。制御
巻線Ｎ１２からの正パルス、すなわち図２において、ダ
イオードＤ３に順方向となるパルスの出力時間をＴ_INと
し、その電圧値をＥ_INとし、主スイッチング素子Ｑのス
イッチング周期をＴSとし、平滑コンデンサＣ３の充電
電圧を前記Ｅ_Oとするとき、制御巻線Ｎ１２に発生する
パルスＥ_INおよびチョークコイルＬを介して平滑コンデ
ンサＣ３に流入する電流Ｉ_Lは、図３で示すようにな
り、また前記電流Ｉ_Lの平均値Ｉ_LAVは、チョークコイル
Ｌのインダクタンスを参照符と同一で表すとき、下式か
ら求めることができる。FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for explaining the operation of the sub power supply circuit 19. In FIG. 2, the control circuit 14 and the control transistor TR2 that consume the current are represented by a constant resistance R _O , and the consumption current thereof is represented by I _O. The positive pulse from the control winding N12, that is, in FIG. 2, the output time of the pulse in the forward direction to the diode D3 is T _IN , the voltage value thereof is E _IN , the switching cycle of the main switching element Q is T S, and smoothing is performed. When the charging voltage of the capacitor C3 is E _O , the pulse E _IN generated in the control winding N12 and the current I _L flowing into the smoothing capacitor C3 via the choke coil _L are as shown in FIG. The average value I _LAV of the current I _L can be obtained from the following equation when the inductance of the choke coil L is represented by the same reference numeral.

【００４７】[0047]

【数１】 [Equation 1]

【００４８】一方、平滑コンデンサＣ３から定抵抗Ｒ_O
に流出する電流Ｉ_Oは、Ｉ_O＝Ｅ_O／Ｒ_O …（２）であり、平滑コンデンサＣ３の充電電圧ＥO が安定して
いる状態では、Ｉ_LAV＝Ｉ_Oであり、前記式１，２から、On the other hand, from the smoothing capacitor C3 to the constant resistance R _O
The current I _O flowing out to is I _O = E _O / R _O (2), and I _LAV = I _{O when} the charging voltage E _{O of} the smoothing capacitor C3 is stable. From 2,

【００４９】[0049]

【数２】 [Equation 2]

【００５０】となる。It becomes

【００５１】したがって、主スイッチング素子Ｑがｏｎ
している期間Ｔ_INが大きくなるに従って、平滑コンデン
サＣ３の充電電圧Ｅ_Oの上昇することが理解される。こ
うして、副電源回路１９の出力電圧から、判定回路２０
は、負荷の軽重を判定し、制御回路１４のスイッチング
周波数を制御することができる。Therefore, the main switching element Q is turned on.
It is understood that the charging voltage E _O of the smoothing capacitor C3 rises as the period T _IN during which the charging is performed increases. Thus, from the output voltage of the sub power supply circuit 19, the determination circuit 20
Can determine the lightness of the load and control the switching frequency of the control circuit 14.

【００５２】なお、上記の副電源回路１９は、主スイッ
チング素子Ｑのｏｎ時に制御巻線Ｎ１２に正パルスが発
生する、いわゆるフォワード方式で構成されているけれ
ども、ｏｆｆ時に正パルスが発生する、いわゆるフライ
バック方式のいずれにおいても、負荷の増加に対して、
正パルスの発生期間Ｔ_INが長くなり、平滑コンデンサＣ
３の充電電圧Ｅ_Oから、負荷の軽重を判定することがで
きる。フライバック方式で構成された場合には、入力電
源電圧の変化に対して、副電源回路１９の出力電圧の変
化を小さくすることができる。The sub-power supply circuit 19 is constructed by a so-called forward system in which a positive pulse is generated in the control winding N12 when the main switching element Q is on, but a so-called forward system is generated when it is off. In any of the flyback methods, against increasing load,
The positive pulse generation period T _IN becomes longer and the smoothing capacitor C
From the charging voltage E _{O of} 3, it is possible to determine the weight of the load. In the case of the flyback method, the change in the output voltage of the sub power supply circuit 19 can be reduced with respect to the change in the input power supply voltage.

【００５３】上記の説明は、図３で示すように、制御巻
線Ｎ１２の正パルスのｏｆｆ期間中にチョークコイルＬ
に流れる電流が消滅する場合を示しているけれども、消
滅しない場合でも同様に、負荷増加に伴って平滑コンデ
ンサＣ３の充電電圧Ｅ_Oは増加する。In the above explanation, as shown in FIG. 3, the choke coil L is supplied during the off period of the positive pulse of the control winding N12.
Although the case where the current flowing through the capacitor disappears is shown, the charging voltage E _O of the smoothing capacitor C3 also increases as the load increases even when the current does not disappear.

【００５４】このようにして本発明では、主スイッチン
グ素子Ｑと直列や、電源ライン１２，１３；１６，１７
上などの、比較的大きな電流が流れるラインに電流検出
抵抗を設けるような大きな損失を招くことなく、しかも
絶縁の簡単な１次側回路だけの構成で、負荷の軽重を判
定することができる。また、検出巻線としてリンギング
パルス発生のための制御巻線Ｎ１２を使用するので、変
圧器Ｎの巻線やタップの増加を招くことなく、前記負荷
の軽重の判定を行うことができる。As described above, according to the present invention, the main switching element Q and the power supply lines 12, 13; 16, 17 are connected in series.
It is possible to determine whether the load is light or heavy by the configuration of only the primary side circuit with simple insulation without causing a large loss such as providing a current detection resistor in a line where a relatively large current flows, such as above. Further, since the control winding N12 for generating the ringing pulse is used as the detection winding, it is possible to judge whether the load is light or heavy without increasing the windings and taps of the transformer N.

【００５５】前記副電源回路１９は、図４で示す副電源
回路１９ａとしても、ほぼ同様の動作を実現することが
できる。すなわち、制御巻線Ｎ１２に発生した正パルス
を、ダイオードＤ３および抵抗Ｒを介して前記平滑コン
デンサＣ３に与える。このような構成では、前記インピ
ーダンス素子として抵抗Ｒを用いているので、該抵抗Ｒ
による若干の損失が生じるけれども、前記チョークコイ
ルＬおよびフライホイルダイオードＤ４を削減すること
ができ、低コスト化を要求される構成に好適に用いるこ
とができる。Even if the sub power supply circuit 19 is the sub power supply circuit 19a shown in FIG. 4, substantially the same operation can be realized. That is, the positive pulse generated in the control winding N12 is applied to the smoothing capacitor C3 via the diode D3 and the resistor R. In such a configuration, since the resistor R is used as the impedance element, the resistor R
Although a slight loss occurs due to the above, the choke coil L and the flywheel diode D4 can be eliminated, and the present invention can be suitably used in a configuration requiring cost reduction.

【００５６】また、２次側負荷の検出巻線として、変圧
器Ｎに専用の副巻線を設けた場合には、スイッチング電
源装置の他の設計上の制約に関係なく、副電源回路１９
の出力電圧を最適な値に設定することができる。When the transformer N is provided with a dedicated auxiliary winding as a detection winding for the secondary load, the auxiliary power supply circuit 19 is irrespective of other design restrictions of the switching power supply device.
The output voltage of can be set to an optimum value.

【００５７】本発明の実施の第２の形態について、図５
に基づいて説明すれば以下のとおりである。FIG. 5 shows the second embodiment of the present invention.
The explanation is based on the following.

【００５８】図５は、本発明の実施の第２の形態のスイ
ッチング電源装置２１の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置２１は、前述のスイッチング電源装置１
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置２
１では、軽負荷時のスイッチング周波数の低下を、前記
制御回路１４に代えて、直列回路２２と、起動回路２３
とを用いて行っている。FIG. 5 is an electric circuit diagram of the switching power supply device 21 according to the second embodiment of the present invention. This switching power supply device 21 corresponds to the switching power supply device 1 described above.
Similar to 1 and corresponding parts are designated by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. This switching power supply 2
In No. 1, the decrease of the switching frequency at the time of light load is replaced with the control circuit 14, and the series circuit 22 and the starting circuit 23 are used.
It is done using and.

【００５９】直列回路２２は、ダイオードＤ１１と、ツ
エナダイオードＤ１２と、抵抗Ｒ１０と、制御トランジ
スタＴＲ１０との直列回路であり、前記コンデンサＣ１
とバイアス抵抗Ｒ２との接続点Ｐ７と、ローレベル側の
主電源ライン１３との間に介在されている。制御トラン
ジスタＴＲ１０のベースは、前記トランジスタＴＲ３の
コレクタに接続されており、重負荷時にはトランジスタ
ＴＲ３がｏｎし、該制御トランジスタＴＲ１０はｏｆｆ
する。軽負荷時には、トランジスタＴＲ３がｏｆｆし、
該制御トランジスタＴＲ１０はｏｎする。前記バイアス
抵抗Ｒ２は、たとえば６８０Ωに選ばれ、これに対して
抵抗Ｒ１０は、たとえば１５０Ωに選ばれる。The series circuit 22 is a series circuit of a diode D11, a Zener diode D12, a resistor R10, and a control transistor TR10, and the capacitor C1.
Is interposed between the connection point P7 of the bias resistor R2 and the main power supply line 13 on the low level side. The base of the control transistor TR10 is connected to the collector of the transistor TR3, the transistor TR3 is turned on when the load is heavy, and the control transistor TR10 is turned off.
To do. When the load is light, the transistor TR3 turns off,
The control transistor TR10 is turned on. The bias resistor R2 is selected to be 680Ω, for example, while the resistor R10 is selected to be 150Ω, for example.

【００６０】したがって、重負荷時には、該直列回路２
２の影響が何ら生じることはなく、通常のＲＣＣ動作を
行うことができる。これに対して、軽負荷時には、主ス
イッチング素子Ｑのｏｎ時に、該主スイッチング素子Ｑ
のｏｎ状態を維持したまま、多くの電流が該直列回路２
２を流れ、これによってコンデンサＣ１には、制御巻線
Ｎ１２側を＋として、電荷が蓄積されてゆく。したがっ
て、軽負荷時に前記リンギングパルスが発生しても、該
リンギングパルスは、コンデンサＣ１の端子間電圧だけ
逆バイアスされて主スイッチング素子Ｑに与えられるこ
とになり、該主スイッチング素子Ｑのｏｎ起動が阻止さ
れ、起動回路２３による以下に示すような再起動が行わ
れる。これによって、重負荷時にはたとえば８０ｋＨｚ
程度のスイッチング周波数を、軽負荷時には数ｋＨｚ程
度まで低下させることができ、軽負荷時の電力変換効率
を大幅に高めることができる。Therefore, when the load is heavy, the series circuit 2
Normal RCC operation can be performed without any influence of 2. On the other hand, when the load is light, when the main switching element Q is on, the main switching element Q is turned on.
While maintaining the on state of the
2, the electric charge is accumulated in the capacitor C1 with the control winding N12 side as +. Therefore, even if the ringing pulse is generated when the load is light, the ringing pulse is reverse biased by the voltage across the terminals of the capacitor C1 and is applied to the main switching element Q, so that the main switching element Q is turned on. It is blocked, and the following restart is performed by the starting circuit 23. As a result, at heavy load, for example, 80 kHz
The switching frequency can be lowered to about several kHz at light load, and the power conversion efficiency at light load can be significantly increased.

【００６１】起動回路２３は、コンデンサＣ１３と、分
圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３と、ダイオードＤ１３とから構成
されており、前記コンデンサＣ１３と分圧抵抗Ｒ１１〜
Ｒ１３との直列回路が前記主電源ライン１２，１３間に
介在されている。電源投入、すなわち入力端子Ｐ１，Ｐ
２間に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサＣ１１
の出力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その
起動回路２３の分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３間での分圧値
が、主スイッチング素子Ｑの閾値電圧Ｖｔｈ、たとえば
３Ｖ以上となると、該主スイッチング素子Ｑがｏｎす
る。The starting circuit 23 is composed of a capacitor C13, voltage dividing resistors R11 to R13, and a diode D13. The capacitor C13 and voltage dividing resistors R11 to R11.
A series circuit with R13 is interposed between the main power supply lines 12 and 13. Power on, that is, input terminals P1, P
When the power supply voltage is applied between the two, the smoothing capacitor C11
Output voltage, that is, the main power supply voltage rises, and the divided voltage value between the voltage dividing resistors R12 and R13 of the starting circuit 23 becomes a threshold voltage Vth of the main switching element Q, for example, 3 V or more, The switching element Q turns on.

【００６２】前記副電源回路１９の平滑コンデンサＣ３
の充電電圧は、逆流防止用の前記ダイオードＤ５を介し
て起動回路２３の分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２との間の接続
点に出力される。これに対応して、起動回路２３内に
は、前記コンデンサＣ１３が設けられている。前記コン
デンサＣ１３の端子間電圧がほぼ零である電源投入時に
は、たとえば数百Ｖに及ぶ主電源電圧の分圧抵抗Ｒ１１
〜Ｒ１３による分圧電圧が、主スイッチング素子Ｑのゲ
ートに与えられることになる。Smoothing capacitor C3 of the sub power supply circuit 19
The charging voltage is output to the connection point between the voltage dividing resistors R11 and R12 of the starting circuit 23 through the diode D5 for backflow prevention. Correspondingly, the capacitor C13 is provided in the starting circuit 23. When the power is turned on when the voltage across the terminals of the capacitor C13 is substantially zero, the voltage dividing resistor R11 for the main power supply voltage of, for example, several hundreds of volts.
The divided voltage due to R13 is applied to the gate of the main switching element Q.

【００６３】これに対して、電源投入から予め定める時
間だけ経過すると、平滑コンデンサＣ３は所定の電源電
圧、たとえば十Ｖ程度まで充電され、またコンデンサＣ
１３は前記主電源電圧と副電源回路１９の出力電圧との
差にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述
のように、軽負荷状態となってリンギングパルスによる
主スイッチング素子Ｑのｏｎ起動が行われず、起動回路
２３から前記ｏｎ起動のための電圧を出力するようにな
っても、分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３への主電源側からの電
流の流入を阻止することができ、主スイッチング素子Ｑ
を比較的低電圧の副電源回路１９の出力電圧の分圧電圧
で駆動することができる。これによって、分圧抵抗Ｒ１
１〜Ｒ１３による電力消費も削減することができ、一
層、高効率化を図ることができる。On the other hand, the smoothing capacitor C3 is charged to a predetermined power supply voltage, for example, about 10 V after a lapse of a predetermined time from power-on, and the capacitor C
13 is charged to a voltage substantially corresponding to the difference between the main power supply voltage and the output voltage of the sub power supply circuit 19. Therefore, as described above, even if the main switching element Q is not activated by the ringing pulse in the light load state and the voltage for the on activation is output from the activation circuit 23, the voltage dividing resistor It is possible to prevent the current from flowing into the R11 to R13 from the main power source side, and to prevent the main switching element Q
Can be driven by the divided voltage of the output voltage of the sub power supply circuit 19 having a relatively low voltage. As a result, the voltage dividing resistor R1
The power consumption by 1 to R13 can also be reduced, and the efficiency can be further improved.

【００６４】なお、前記コンデンサＣ１３と、分圧抵抗
Ｒ１１との接続点Ｐ８と、ローレベル側の主電源ライン
１３との間には、分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３と並列に、か
つ逆バイアス方向となるように、放電用のダイオードＤ
１３が設けられている。したがって、主電源電圧が低下
すると、平滑コンデンサＣ１１−主電源ライン１３−分
圧抵抗Ｒ１３〜Ｒ１１−コンデンサＣ１３−主電源ライ
ン１２−平滑コンデンサＣ１１の経路とともに、平滑コ
ンデンサＣ１１−主電源ライン１３−ダイオードＤ１３
−コンデンサＣ１３−主電源ライン１２−平滑コンデン
サＣ１１の経路で、コンデンサＣ１３の放電経路が形成
される。これによって、電源遮断から再投入までの時間
が短くても、コンデンサＣ１３を確実に放電させ、接続
点Ｐ８の電位を主電源電圧にほぼ等しく上昇させること
ができ、主スイッチング素子Ｑを確実に起動させること
ができる。Between the connection point P8 of the capacitor C13 and the voltage dividing resistor R11 and the main power supply line 13 on the low level side, the voltage dividing resistors R11 to R13 are connected in parallel and in the reverse bias direction. So that the discharge diode D
13 are provided. Therefore, when the main power supply voltage decreases, the smoothing capacitor C11-main power supply line 13-voltage dividing resistors R13 to R11-capacitor C13-main power supply line 12-smoothing capacitor C11, as well as the smoothing capacitor C11-main power supply line 13-diode. D13
The discharge path of the capacitor C13 is formed by the path of the capacitor C13, the main power supply line 12, and the smoothing capacitor C11. As a result, even if the time from power-off to power-on is short, the capacitor C13 can be surely discharged and the potential at the connection point P8 can be raised almost equally to the main power supply voltage, and the main switching element Q can be reliably started. Can be made.

【００６５】主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ時に１次巻
線Ｎ１１と他の巻線Ｎ１２，Ｎ２との間の漏洩インダク
タンスによって発生する振動は、主スイッチング素子Ｑ
のドレイン−ソース間に並列に設けられ、抵抗Ｒ１４と
コンデンサＣ１４との直列回路から成るスナバー回路２
４によって吸収されて除去される。The vibration generated by the leakage inductance between the primary winding N11 and the other windings N12 and N2 when the main switching element Q is off is the main switching element Q.
Snubber circuit 2 which is provided in parallel between the drain and source of and is composed of a series circuit of a resistor R14 and a capacitor C14.
4 is absorbed and removed.

【００６６】ここで、前記分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３の抵
抗値は、以下の式を満足するようにして決定することが
できる。入力端子Ｐ１，Ｐ２への入力電圧をＶｉｎと
し、平滑コンデンサＣ３の充電電圧をＥO とし、分圧抵
抗Ｒ１１〜Ｒ１３の抵抗値をそれぞれ参照符と同一で示
すとき、電源投入による動作開始時Ｖｉｎ×［Ｒ１３／（Ｒ１１＋Ｒ１２＋Ｒ１３）］＞Ｖｔｈ …（４）軽負荷状態における定常運転時Ｅ_O×［Ｒ１３／（Ｒ１２＋Ｒ１３）］＞Ｖｔｈ …（５）また、前記ツェナダイオードＤ１２は、軽負荷時に制御
トランジスタＴＲ１０がｏｎすると、上記式４，式５に
おいて、分圧抵抗Ｒ１３の抵抗値が、バイアス抵抗Ｒ２
と抵抗Ｒ１０との直列回路と、該分圧抵抗Ｒ１３との並
列回路の値となってしまい、これらの式４，式５を満足
することができなくなってしまうことを防止するために
設けられる補償用のツェナダイオードである。したがっ
て、ツェナ電圧は、前記閾値電圧Ｖｔｈ以上で、主スイ
ッチング素子Ｑのｏｎ時における制御巻線Ｎ１２の誘起
電圧以下に選ばれる。しかしながら、設計仕様により、
軽負荷時においても上記式４，式５を満足することがで
きる場合には、該ツェナダイオードＤ１２を削除、すな
わちダイオードＤ１１と抵抗Ｒ１０との間を短絡するよ
うにしてもよい。Here, the resistance values of the voltage dividing resistors R11 to R13 can be determined so as to satisfy the following equation. When the input voltage to the input terminals P1 and P2 is Vin, the charging voltage of the smoothing capacitor C3 is EO, and the resistance values of the voltage dividing resistors R11 to R13 are indicated by the same reference numerals, the operation starts when the power is turned on Vin × [R13 / (R11 + R12 + R13)]> Vth (4) During steady operation in a light load state E _O × [R13 / (R12 + R13)]> Vth (5) Further, the Zener diode D12 controls the control transistor TR10 at a light load. Is turned on, the resistance value of the voltage dividing resistor R13 is equal to the bias resistor R2 in the above equations 4 and 5.
Compensation provided in order to prevent the values of the parallel circuit of the voltage dividing resistor R13 and the series circuit of the resistor R10 and the resistor R10 from being satisfied and not being able to satisfy these equations 4 and 5. Zener diode for. Therefore, the Zener voltage is selected to be equal to or higher than the threshold voltage Vth and equal to or lower than the induced voltage of the control winding N12 when the main switching element Q is on. However, due to design specifications,
If the above equations 4 and 5 can be satisfied even under a light load, the Zener diode D12 may be eliminated, that is, the diode D11 and the resistor R10 may be short-circuited.

【００６７】さらにまた、逆流防止用のダイオードＤ１
１は、軽負荷時における主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ
時に、制御トランジスタＴＲ１０−抵抗Ｒ１０−ツェナ
ダイオードＤ１２の経路で接続点Ｐ７に電流が流れ、主
スイッチング素子Ｑのゲートへの負バイアスが解放され
ることを阻止するために設けられている。Furthermore, a diode D1 for preventing backflow is provided.
1 is off of the main switching element Q at light load
It is provided in order to prevent the current from flowing to the connection point P7 in the path of the control transistor TR10-resistor R10-zener diode D12 and releasing the negative bias to the gate of the main switching element Q at times.

【００６８】したがって、たとえば該制御トランジスタ
ＴＲ１０へのベース電流の供給を主スイッチング素子Ｑ
のｏｎ期間以外には停止し、さらに残余のｏｆｆ期間に
はベース電流を引抜く操作を行う等の工夫をベース電流
供給側の回路に行うことで、前記ｏｆｆ期間に前記経路
での電流が流れることを確実に阻止することができる場
合には、前記逆流防止用のダイオードＤ１１を省略する
ことができる。Therefore, for example, the main switching element Q supplies the base current to the control transistor TR10.
The circuit on the base current supply side is stopped during a period other than the on period, and the base current is pulled out during the remaining off period, so that the current flows through the path during the off period. If this can be reliably prevented, the backflow prevention diode D11 can be omitted.

【００６９】[0069]

【発明の効果】請求項１および３の発明に係るスイッチ
ング電源装置は、以上のように、電源投入から予め定め
る時間が経過するまでの間は、コンデンサと、第１〜第
３の抵抗との直列回路から成る起動回路による主電源電
圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をｏｎ起
動し、電源投入から予め定める時間が経過して、副電源
回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッチング素子
の起動に充分な電圧となると、該副電源回路の分圧電圧
によって前記主スイッチング素子をｏｎ起動するととも
に、コンデンサに発生している主電源電圧と副電源回路
の出力電圧との差にほぼ対応した電圧によって、主電源
からの電流の流入を阻止する。 As described above, the switching power supply device according to the first and third aspects of the present invention is predetermined when the power is turned on.
Until the time elapses, the
Main power supply by starting circuit consisting of series circuit with 3 resistors
The main switching element is turned on by the divided voltage
When the power is turned on and the preset time has elapsed,
The output voltage of the circuit smoothing capacitor is the main switching element
When the voltage becomes sufficient to start up, the divided voltage of the sub power supply circuit
The main switching element is activated by
The main power supply voltage generated in the capacitor and the sub power supply circuit
The voltage corresponding to the difference from the output voltage of
Block the flow of current from.

【００７０】それゆえ、電源投入時にのみ、比較的高い
電圧の該主電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング
素子がｏｎ起動され、前記予め定める時間経過後は、比
較的低い電圧の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主ス
イッチング素子がｏｎ起動されるので、分圧抵抗である
第１〜第３の抵抗による電力消費も削減することがで
き、一層、高効率化を図ることができる。 Therefore, it is relatively high only when the power is turned on.
Main switching by the divided voltage of the main power supply voltage
After the device is turned on and the predetermined time has elapsed, the
The divided voltage of the output voltage of the sub power supply circuit with a relatively low voltage
Since the switching element is turned on, it is a voltage dividing resistor.
It is possible to reduce the power consumption by the first to third resistors.
It is possible to further improve efficiency.

【００７１】また、平滑コンデンサは、２次側出力電流
値の影響を受け、前記出力電流値が高くなる程、充電電
圧が高くなる。したがって、負荷が大きくなって、主ス
イッチング素子のｏｎ期間が長くなり、２次側出力電流
値が高くなると、副電源回路から主スイッチング素子の
ｏｎ起動のために与えられる電圧が高くなり、次の該主
スイッチング素子のｏｎタイミングが早くなって、スイ
ッチング周波数が高くなる。このようにして、軽負荷時
における大きな負荷変動にも対応することができるとと
もに、前記負荷の軽重を判定するための構成の一部を、
この副電源回路で共用することができ、一層、低コスト
に実現することができる。 Further , the smoothing capacitor has a secondary side output current.
The higher the output current value, the more the charging current is affected.
The pressure increases. Therefore, the load increases and the main
The on period of the switching element becomes longer and the secondary side output current
When the value becomes higher, the power supply from the sub power supply circuit to the main switching element
The voltage applied to start up becomes higher and the next main
The on timing of the switching element becomes early,
The switching frequency becomes higher. In this way, at light load
Can cope with large load fluctuations in
Mostly, part of the configuration for determining the lightness of the load,
Can be shared by this sub-power supply circuit, further lower cost
Can be realized.

【００７２】また、請求項２の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、前記起動回路では、コンデ
ンサと第１の抵抗との接続点と、第２の主電源ラインと
の間には、第１〜第３の抵抗と並列接続となるように、
かつ逆バイアス方向となるように接続された放電用の第
４のダイオードが設けられ、主電源電圧が低下すると、
前記起動回路のコンデンサの放電経路が、前記起動回路
のコンデンサ−第１の主電源ライン−第１の平滑コンデ
ンサ−第２の主電源ライン−第４のダイオード−前記起
動回路のコンデンサの経路で形成されるようになってい
る。それゆえ、電源遮断から再投入までの時間が短くて
も、コンデンサを確実に放電させ、接続点Ｐ８の電位を
主電源電圧にほぼ等しく上昇させることができ、主スイ
ッチング素子Ｑを確実に起動させることができる。 Further, the switching according to the invention of claim 2
As described above, the power supply unit is
Connection point between the sensor and the first resistor, and the second main power line
In between, so as to be in parallel connection with the first to third resistors,
And the discharge bias connected in the reverse bias direction.
When the diode of 4 is provided and the main power supply voltage drops,
The discharge path of the capacitor of the starting circuit is the starting circuit.
Capacitor-first main power line-first smoothing capacitor
Sensor-second main power line-fourth diode-source
It is designed to be formed by the path of the capacitor of the dynamic circuit.
It Therefore, the time from turning off the power to turning it on again is short.
Also surely discharges the capacitor and changes the potential of the connection point P8.
It can be raised almost equally to the mains voltage and
It is possible to reliably activate the switching element Q.

【００７３】さらにまた、請求項４の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、スイッチング周波数
に比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時においても
高い電力変換効率が得られるように負荷の軽重に対応し
てスイッチング周波数を変化するようにしたスイッチン
グ電源装置において、前記負荷の軽重を判定するにあた
って、変圧器の検出巻線での誘起電圧を整流し、第２の
平滑コンデンサに充電するようにした回路に、チョーク
コイルが介在されていると、前記第２の平滑コンデンサ
の出力電圧が２次側出力電流値に対応することを利用す
る。 [0073] Furthermore, the switching power supply device according to a fourth aspect of the present invention, as described above, the switching frequency
The loss that increases in proportion to the
Supports light and heavy loads so that high power conversion efficiency can be obtained.
Switch to change the switching frequency by
For determining the lightness or weight of the load in the power supply unit
Rectifies the induced voltage in the detection winding of the transformer,
Add a choke to the circuit designed to charge the smoothing capacitor.
When the coil is interposed, the second smoothing capacitor
The output voltage of the output corresponds to the secondary side output current value.
It

【００７４】それゆえ、負荷の軽重を判定するための構
成を、低損失で、かつ１次側だけの簡単な構成とするこ
とができる。 Therefore, the structure for determining the lightness of the load is
The configuration should be low loss and simple on the primary side only.
You can

【００７５】さらに、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装
置であり、検出巻線として、ＲＣＣ動作のために設けら
れている制御巻線を利用する。それゆえ、特別に変圧器
の巻線やタップを増加する必要がなく、低コストに実現
することができる。 Furthermore, an RCC type switching power supply device is provided.
And is provided as a detection winding for RCC operation.
Use the control winding that is installed. Therefore, specially the transformer
Achieves low cost without having to increase the number of windings and taps
can do.

[Brief description of drawings]

【図１】本発明の実施の第１の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of an RCC type switching power supply device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】図１で示すスイッチング電源装置における副電
源回路の動作を説明するための等価回路図である。FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for explaining the operation of a sub power supply circuit in the switching power supply device shown in FIG.

【図３】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the switching power supply device shown in FIG.

【図４】図１で示すスイッチング電源装置における副電
源回路の他の例を説明するための電気回路図である。FIG. 4 is an electric circuit diagram for explaining another example of the sub power supply circuit in the switching power supply device shown in FIG.

【図５】本発明の実施の第２の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。FIG. 5 is an electric circuit diagram of an RCC type switching power supply device according to a second embodiment of the present invention.

【図６】ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチング
電源装置の電気的構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing an electrical configuration of a typical conventional switching power supply device of the RCC system.

【図７】ＲＣＣ方式の他の従来技術のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing an electrical configuration of another conventional switching power supply device of the RCC system.

[Explanation of symbols]

１１，２１スイッチング電源装置１２，１３主電源ライン１４制御回路１６，１７出力電源ライン１８電圧検出回路１９副電源回路２０判定回路（判定手段）２２直列回路２３起動回路２４スナバー回路Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１３，Ｃ１４コンデンサＣ３，Ｃ１１，Ｃ１２平滑コンデンサＣ５寄生容量Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１３ダイオードＤ２発光ダイオードＤ３ダイオード（整流手段、第１のダイオー
ド）Ｄ４フライホイールダイオードＤ５ダイオード（第３のダイオード）Ｄ６，Ｄ１２ツェナダイオードＬチョークコイル（インピーダンス素子）Ｎ変圧器Ｎ１１１次巻線Ｎ１２制御巻線（検出巻線）Ｎ２２次巻線ＰＣ１フォトカプラＱ主スイッチング素子Ｒ，Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ１０，Ｒ１４抵抗Ｒ２バイアス抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３分圧抵抗ＴＲ１フォトトランジスタＴＲ２，ＴＲ１０制御トランジスタＴＲ３トランジスタ11, 21 Switching power supply device 12, 13 Main power supply line 14 Control circuit 16, 17 Output power supply line 18 Voltage detection circuit 19 Sub power supply circuit 20 Judging circuit (judging means) 22 Series circuit 23 Starting circuit 24 Snubber circuit C1, C2, C13 , C14 Capacitors C3, C11, C12 Smoothing capacitor C5 Parasitic capacitances D1, D11, D13 Diode D2 Light emitting diode D3 Diode (rectifying means, first diode) D4 Flywheel diode D5 Diode (third diode) D6, D12 Zener diode L choke coil (impedance element) N transformer N11 primary winding N12 control winding (detection winding) N2 secondary winding PC1 photo coupler Q main switching element R, R1, R3, R4, R5, R10, R14 resistance R2 bias resistance 11, R12, R13 dividing resistor TR1 phototransistor TR2, TR10 control transistor TR3 transistor

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (58) Fields surveyed (Int.Cl. ⁷ , DB name) H02M 3/28

Claims

(57) [Claims]

1. A direct current obtained by rectifying commercial alternating current is
Input between the first main power line and the second main power line.
Between the first main power line and the second main power line
Is the first main power supply that smoothes the DC current and supplies the main power supply voltage.
The first flat output between the line and the second main power line
The primary winding of the transformer with the smoothing capacitor connected.
The line and the series circuit of the main switching element are not connected.
The excitation energy stored in the transformer during the on period of the main switching element is output to the secondary side output circuit during the off period, and the ringing pulse generated in the control winding of the transformer after the end of the output is applied to the main switching element. In a switching power supply device of a ringing choke converter system, a second smoothing capacitor is fed back to a control terminal of a switching element to drive the main switching element on to change the switching frequency according to the weight of a load. A first diode for rectifying an induced voltage in the control winding and applying the rectified voltage to the second smoothing capacitor.
And a choke coil interposed between the first diode and the second smoothing capacitor , and the first coil.
The connection point between the diode and the choke coil is
With a flywheel diode connected to the other end of the wire
Composed of a sub power supply circuit, a capacitor, and a series circuit of first to third resistors.
Is interposed between the main power line and the second resistor and the third resistor.
The connection point with the resistor is connected to the control terminal of the main switching element.
And a starter circuit connected to the first resistor and a second resistor for connecting the output of the sub power supply circuit.
Equipped with a third diode for preventing backflow applied to the connection point of
The main power supply voltage is the first main power supply line and the second main power supply line.
A predetermined amount of time has passed since it was put in between
Until, the voltage of the main power supply is divided by the starting circuit.
The main switching element is turned on by the voltage,
After the lapse of a predetermined time, the divided voltage of the sub power supply circuit
A switching power supply device characterized in that the main switching element is activated by means of a.

2. The starting circuit comprises a capacitor and a first resistor.
Between the connection point with the resistor and the second main power line, the first
~ In parallel connection with the third resistor and reverse bias
Fourth diode for discharge connected in a unidirectional manner
Is provided and the main power supply voltage drops, the capacitor of the starting circuit
The discharge path is the capacitor of the starting circuit-the first main power supply
Line-First Smoothing Capacitor-Second Main Power Supply Line-
Fourth diode-in the capacitor path of the starting circuit
It is designed to be formed.
The switching power supply device according to.

3. A transformer during the on period of the main switching element.
The excitation energy stored inside is output to the secondary side during the off period.
To the control circuit of the transformer after the output is completed.
Control of the main switching element with ringing pulse
Return to the terminal and drive the main switching element on,
The switching frequency is changed according to the weight of the load.
Switch of ringing choke converter method
In the power supply, the second smoothing capacitor and the induced voltage in the control winding are adjusted.
A first dio that is supplied to the second smoothing capacitor.
And the first diode and the second smoothing capacitor.
A choke coil interposed between the first coil and the second coil, and the first coil
The connection point between the diode and the choke coil is
With a flywheel diode connected to the other end of the wire
Composed of a sub power supply circuit, a capacitor, and a series circuit of first to third resistors.
Is interposed between the main power line and the second resistor and the third resistor.
The connection point with the resistor is connected to the control terminal of the main switching element.
And a starter circuit connected to the first resistor and a second resistor for connecting the output of the sub power supply circuit.
Equipped with a third diode for preventing backflow applied to the connection point of
For example, until the lapse of a predetermined interval of time from the power supply is turned on, before
The divided voltage by the first to third resistors of the main power supply voltage
Main switching by applying it to the control terminal of the switching element
The element is turned on, and after the lapse of the predetermined time from power- on , the second
Charge the smoothing capacitor to the specified voltage and start
Output voltage and a capacitor for road mains voltage and the secondary power supply circuit
Is charged to a voltage substantially corresponding to the difference between
Depending on the divided voltage of the output voltage of the capacitor, the main switch
Switching power supply characterized by activating on
Source device.

4. Based on the output voltage of the second smoothing capacitor,
Based on the output of the determining means and the determining means, the normal re-load during heavy load is determined.
Ning choke converter operating mode, light load
Sometimes normal ringing choke converter operating mode
Light load operating mode with a lower switching frequency than
The control means for performing is further included.
4. The switching power supply device according to any one of items 1 to 3.
Place