JP3346203B2 - フィードフォワード増幅器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、衛星通信、地上
マイクロ波通信、移動体通信等に使用する線形低歪増幅
器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１１は特開平１−１９８８０９号公報
に記載された第１の従来例のフィードフォワード増幅器
の基本構成を示す構成図である。フィードフォワード増
幅器は主に歪検出回路１と歪除去回路２から構成され
る。歪検出回路１は第一方向性結合器３により主増幅器
信号経路７と線形信号経路１３とに分配され、主増幅器
信号経路７は第一可変減衰手段４、第一可変位相手段
５、主増幅器６によって構成され、線形信号経路１３は
遅延回路１２によって構成される。また、歪除去回路２
は、遅延回路９から構成される主増幅器出力経路１０
と、第二可変減衰手段１５、第二可変位相手段１６、補
助増幅器１７によって構成される歪注入経路１８、およ
び、上記主増幅器出力経路１０に歪注入経路１８の信号
を注入するための第二方向性結合器１１、歪検出回路１
と歪除去回路２の間に挿入される第三方向性結合器８、
第四方向性結合器１４によって構成されている。１９は
入力端子、２０は出力端子である。

【０００３】次に動作について説明する。入力端子１９
に入力された信号は方向性結合器３によって主増幅器信
号経路７と線形信号経路１３に分配される。主増幅器信
号経路７の信号は第一可変減衰手段４、第二可変位相手
段５を介して、主増幅器６により増幅される。線形信号
経路１３の信号は主増幅器信号経路７と同じ遅延時間の
遅延回路を通過する。上記２つの信号が第三方向性結合
器８および第四方向性結合器１４によって歪除去回路２
の歪注入経路１８に同振幅逆位相で合成されるように第
一可変減衰手段４、第二可変位相手段５を調整する。そ
の場合、主増幅器信号経路７の信号は、線形増幅された
信号と主増幅器６の非線形歪成分の和であり、線形信号
経路１３の信号は線形な信号のみであり、その２つの信
号が同振幅逆位相で合成されるため、歪注入経路１８に
は、主増幅器６で発生した非線形歪成分のみが検出され
ることになる。次に、歪除去回路２においては、主増幅
器出力経路１０の信号は主増幅器６で線形増幅された信
号と非線形歪成分の信号の和であり、歪注入経路１８の
信号は、主増幅器６の非線形歪成分のみの信号である。
方向性結合器１１より、上記２つの信号が同振幅逆位相
で合成されるように第二可変減衰手段および第二可変位
相手段を調整する。また、遅延回路９の遅延量は歪注入
経路の遅延量と一致する値に設定しておく。その場合、
主増幅器出力経路１０の信号の中の非線形歪成分と歪注
入経路１８の主増幅器６の非線形歪成分が出力端子２０
において相殺され、結果として、主増幅器６によって線
形増幅された信号のみが出力端子から出力されることに
なる。

【０００４】図１２は、特開平４−２３３８１１号公報
に記載された第２の従来例のフィードフォワード増幅器
を示す構成説明図である。このフィードフォワード増幅
器は上記第１の従来例のフィードフォワード増幅器の入
力経路に第一信号源２２から出力された特定周波数の第
一のパイロット信号を注入する第一注入手段２１を挿入
し、歪検出回路１の主増幅器信号経路７に第二信号源２
５から出力された第二のパイロット信号を注入する第二
注入手段２６を挿入し、歪除去回路２の歪注入経路１８
に第一のパイロット信号のレベルを検出するための信号
検出器２７とそのレベルを検出するレベル検出器３６を
挿入し、出力端子に第二のパイロット信号のレベルを検
出するための信号検出器３０とそのレベルを検出するレ
ベル検出器３７を挿入し、出力端子２０に、上記第一信
号源２２の出力を可変減衰器３２、可変位相器３３、増
幅器３４を介して出力端子２０に注入するための注入手
段３１を挿入し、第１の従来例の可変減衰手段、可変位
相手段として、電気的に制御可能な、第一電気的可変減
衰手段２３、第一電気的可変位相手段２４、第二電気的
可変減衰手段２８、第二電気的可変位相手段２９を用
い、さらに、上記レベル検出器３７の出力に基づき、上
記電気的可変減衰手段および電気的可変位相手段を制御
する制御回路を有した構成となっている。

【０００５】次に動作について説明する。第２の従来例
のフィードフォワード増幅器は、第１の従来例の構成を
全て有しているために第１の従来例と同様に出力端子２
０から、主増幅器６によって線形増幅された信号のみが
出力される。その上で信号源２２から出力された特定周
波数の第一のパイロット信号は第一注入手段２１により
注入された後、方向性結合器３により、主増幅器信号経
路７と線形信号経路１３に分配され、それぞれの経路を
通過した後、方向性結合器８および１４によって合成さ
れ、歪注入経路１８において、第一のパイロット信号を
検出する信号検出器２７およびそのレベル検出器３６に
よって検出される。このとき、レベル検出器３６の出力
レベルが最小となるように第一電気的可変減衰手段２３
および第一電気的可変位相手段２４を制御回路３５によ
って調節する。歪注入経路１８における第一のパイロッ
ト信号のレベルが最小となるということは、歪検出回路
１の主増幅器信号経路７を通過した信号と線形信号経路
１３を通過した信号は同振幅逆位相の関係で合成される
ことを意味するため、結果として制御回路３５による第
一電気的可変減衰手段２３および第一電気的可変位相手
段２４の制御により、第１の従来例で述べたように歪注
入経路１８に注入される信号は主増幅器６の非線形歪成
分のみの信号になるように調整されることになる。

【０００６】信号源２５から出力された特定周波数の第
二のパイロット信号は第二注入手段２６により主増幅器
信号経路７に注入されたのち方向性結合器８および１４
により、主増幅器出力経路１０と歪注入経路１８に分配
され、それぞれの経路を通過した後、方向性結合器１１
によって合成され、出力端子２０の前に設けられた第二
のパイロット信号を検出する信号検出器３０およびその
レベル検出器３７によって検出される。このとき、レベ
ル検出器３７の出力レベルが最小となるように第二電気
的可変減衰手段２８および第二電気的可変位相手段２９
を制御回路３５によって調節する。出力端子２０におけ
る第二のパイロット信号のレベルが最小となるというこ
とは、歪除去回路２の主増幅器出力経路１０を通過した
信号と歪注入経路１８を通過した信号は同振幅逆位相の
関係で合成されることを意味するため、結果として制御
回路による第二電気的可変減衰手段２８および第二電気
的可変位相手段２９の制御により、第１の従来例で述べ
たように出力端子２０に出力される主増幅器６の非線形
歪成分は相殺され最小となり、結果として出力端子２０
に出力される信号は主増幅器６によって線形増幅された
信号のみとなるように調整される。したがって、制御回
路３５により、電気的可変減衰手段、電気的可変位相手
段を調整することにより、温度変化、電源電圧変化等に
よる主に主増幅器６、補助増幅器１７の特性変化による
フィードフォワード増幅器の歪み特性劣化を抑えること
が可能となる。また、上記第一信号源２２から出力され
た第一のパイロット信号の一部を可変減衰手段３２、可
変位相手段３３、増幅器３４を介した後、フィードフォ
ワード増幅器出力に含まれる第一のパイロット信号と同
振幅逆位相となるように注入することによって、不要な
フィードフォワード増幅器出力に含まれる第一のパイロ
ット信号を除去することができる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来のフィード
フォワード増幅器においては、主増幅器６と出力端子２
０の間に、通常、同軸ケーブル、マイクロストリップ線
路等で構成される遅延回路、方向性結合器、信号検出
器、注入手段等が挿入されている。それらの損失によ
り、フィードフォワード増幅器全体での効率が劣化する
という問題点がある。また、主増幅器信号経路７および
歪注入経路１８には、可変減衰器、可変位相器、多段増
幅器が挿入され、構成が大きくなるという問題点があ
る。この発明は歪注入経路の補正増幅器である多段増幅
器の遅延量を小さくして、主増幅器出力経路の遅延回路
を低損失化することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１のフィードフォ
ワード増幅器は、主増幅器を有する主増幅器信号経路と
遅延回路を有する線形信号経路とを備え、主増幅器の非
線形歪成分を検出する歪検出回路と、遅延回路を有する
主増幅器出力経路と補助増幅器を有する歪注入経路とを
備え、上記歪検出回路で検出した非線形歪成分を補助増
幅器で増幅した後、主増幅器の出力に再び注入すること
により、主増幅器で発生した非線形歪成分を相殺する歪
除去回路とを有するフィードフォワード増幅器におい
て、上記歪注入経路の補助増幅器を、段間のインピーダ
ンス整合を共役整合で行った多段増幅器で構成して上記
歪注入経路の遅延量を低減し、上記主増幅器出力経路の
遅延回路を短小化したものである。

【０００９】

【発明の実施の形態】実施の形態１． 図１（ａ）はこの発明の実施の形態１のフィードフォワ
ード増幅器の構成説明図である。図において、１０１は
導波管遅延回路であり、それ以外の部分は図１１に示し
た第１の従来例と同様である。

【００１０】次に動作について説明する。図１（ｂ）は
図１（ａ）の導波管遅延回路１０１の外観図、図１
（ｃ）は図１（ｂ）の外観図中のＡ−Ａ′面での断面
図、図１（ｄ）は等価回路を示す図である。図１
（ｂ）、（ｃ）の導波管遅延回路１０１では、導波管内
径をＷ１、Ｗ２と変化させることにより、Ｗ１の場合に
は誘導性、Ｗ２の場合には容量性としており、電気的な
等価回路は図１（ｄ）となる。図１（ｄ）より直列のイ
ンダクタンスＬと並列のキャパシタンスＣの多段回路と
なるため、通常の導波管よりも大きな遅延量を得ること
ができ、必要な遅延量を得るための導波管の長さｌを小
さくでき、小形な導波管遅延回路を得ることができる。
また、図１（ｄ）より直列のインダクタンスＬと並列の
キャパシタンスＣの多段回路であるため、カットオフ周
波数１／（ＬＣ）^1/2 のローパスフィルタとなってい
る。したがって、ｆｃ＜１／（ＬＣ）^1/2 ＜２ｆｃ（た
だし、ｆｃ：キャリア周波数）とすることにより、高調
波抑圧フィルタとしても動作する。したがって、このフ
ィードフォワード増幅器をアンテナの給電回路に適用す
る場合に、フィードフォワード増幅器とアンテナの間に
挿入する高調波抑圧フィルタを取り除くことができ、給
電回路の小形化を図れる。また、導波管遅延回路１０１
を歪除去回路２の主増幅器出力経路１０の遅延回路とし
て用いることにより、通常用いる同軸ケーブル、マイク
ロストリップ線路等の遅延回路と比較して、損失が少な
く、さらには、フィードフォワード増幅器とアンテナ間
に高調波抑圧フィルタを設ける必要がなくなり、増幅器
とアンテナの間の損失を減らすことができ、フィードフ
ォワード増幅器としての線形性を損なうことなく、高効
率化を図ることができる。ここでは、方形の導波管につ
いて述べたが、円形の導波管を用いても同様の効果が得
られる。

【００１１】実施の形態２． 図２（ａ）はこの発明の実施の形態２のフィードフォワ
ード増幅器の構成説明図である。図において、１０２は
９０゜位相差で２分配する分配器と、上記分配器の２つ
の分配出力の振幅を増幅する可変利得増幅器と、上記可
変利得増幅器出力を合成する合成器によって構成される
可変位相増幅器と可変利得増幅器を備えた可変位相・可
変利得増幅器である。なお、歪注入経路１８の構成以外
は図１１と同様である。図２（ｂ）に上記可変位相・可
変利得増幅器１０２の構成例を示す。９０゜位相差で２
分配する分配器２０３と、上記分配器２０３の２つの分
配出力の振幅を増幅する第一可変利得増幅器２０４と第
二可変利得増幅器２０５と上記第一可変利得増幅器２０
４と第二可変利得増幅器２０５の出力を合成する合成器
２０６で構成される前段可変位相増幅器２０９、２段目
の可変利得増幅器２０７、そして、その後段の多段増幅
器２０８によって構成されている。２０１は入力端子、
２０２は出力端子である。

【００１２】次に動作について説明する。入力端子２０
１に入力された信号は分配器２０３により９０゜の位相
差で２分配され、それぞれ、第一可変利得増幅器２０
４、第二可変利得増幅器２０５によって増幅されたのち
合成器２０６によって合成される。第一可変利得増幅器
２０４、第二可変利得増幅器２０５、合成器２０６の出
力ベクトルをそれぞれＰＡ、ＰＢ、ＰＣとすると、その
関係は図３のようになる。したがって、第一可変利得増
幅器２０４、第二可変利得増幅器２０５の利得を変化す
ることにより、合成した信号の位相Θを最大で９０゜の
範囲で変化することができる。また、２段目に可変利得
増幅器２０７を設け、その後段に、多段増幅器２０８を
設けることにより、全体として可変位相・可変利得増幅
器１０２を構成することができる。

【００１３】上記の様に可変位相・可変利得増幅器１０
２のみで歪注入経路１８を実現することによって、従
来、可変減衰手段、可変位相手段で生じていた損失を補
償するためにも必要であった歪注入経路１８の増幅器の
総段数を減らすことができ、構成を簡単にすることがで
きる。さらに、歪注入経路１８の増幅器の総段数が減る
ことにより、歪注入経路１８全体での遅延量を小さくで
き、したがって、主増幅器６と出力端子２０の間に挿入
されている主増幅器出力経路１０の遅延回路９の長さを
短くできる。このことにより、主増幅器６と出力端子２
０の間の損失を少なくできるため、フィードフォワード
増幅器の高効率化を図ることができる。

【００１４】なお、可変位相・可変利得増幅器１０２に
おいて、可変位相増幅器２０９および可変利得増幅器２
０７については可変位相・可変利得増幅器１０２の中の
何段目の増幅器として構成されていても同様な効果が得
られる。

【００１５】実施の形態３． 図４はこの発明の実施の形態３のフィードフォワード増
幅器の構成説明図である。図において、１０２は９０゜
位相差で２分配する分配器と、上記分配器の２つの分配
出力の振幅を増幅する可変利得増幅器と、上記可変利得
増幅器出力を合成する合成器によって構成される可変位
相増幅器と可変利得増幅器を備えた可変位相・可変利得
増幅器である。なお、主増幅器信号経路７の構成以外は
図１１と同様である。また、可変位相・可変利得増幅器
１０２の構成例は上記図２（ｂ）である。

【００１６】次に動作について説明する。実施の形態２
において記した様に、図２（ｂ）に示した可変位相・可
変利得増幅器１０２では位相と利得を変化させることが
できる。この様な可変位相・可変利得増幅器１０２のみ
で主増幅器信号経路７を実現することによって、従来、
可変減衰手段、可変位相手段で生じていた損失を補償す
るためにも必要であった主増幅器信号経路７の増幅器の
総段数を減らすことができ、構成を簡単にすることがで
きる。さらに、主増幅器信号経路７の増幅器の総段数が
減ることにより、主増幅器信号経路７での遅延量を小さ
くでき、線形信号経路１３の遅延回路１２の長さを短く
構成することができ、フィードフォワード増幅器の小型
化を実現することができる。

【００１７】なお、可変位相・可変利得増幅器１０２に
おいて、可変位相増幅器２０９および可変利得増幅器２
０７については可変位相・可変利得増幅器１０２の中の
何段目の増幅器として構成されていても同様な効果が得
られる。

【００１８】実施の形態４． 図５（ａ）はこの発明の実施の形態４のフィードフォワ
ード増幅器の構成説明図である。この実施の形態４で
は、歪注入経路１８の補助増幅器として段間インピーダ
ンス整合を共役整合で行った多段増幅器１０３を用いて
いる。なお、歪注入経路１８の構成以外は図１１と同様
である。

【００１９】図５（ｂ）は上記段間インピーダンス整合
を共役整合で行った多段増幅器１０３の構成説明図であ
り、トランジスタ２１１、および、入力整合回路２１
２、共役整合を行う段間整合回路２１３、出力整合回路
２１４によって構成される。また、２１０は入力端子、
２１５は出力端子である。

【００２０】フィードフォワード増幅器においては、高
出力が要求されるため、多段増幅器を構成する場合に一
般的には内部整合ＦＥＴが使用され、その場合、シング
ルエンド増幅器の多段接続構成となる。図６にシングル
エンド増幅器２１６を多段接続した場合の多段増幅器の
構成図を示す。図６において、トランジスタ２１１、入
力整合回路２１２、出力整合回路２１４によって構成さ
れるシングルエンド増幅器２１６の多段構成となってい
る。また、２１０は入力端子、２１５は出力端子であ
る。図５（ｂ）の段間インピーダンス整合を共役整合で
行った多段増幅器１０３と図６のシングルエンド増幅器
２１６を多段接続した場合の多段増幅器を比較すると、
段間のインピーダンス変換は、図５（ｂ）の段間インピ
ーダンス整合を共役整合で行った多段増幅器１０３では
トランジスタ２１１の片側に設けられ、図６のシングル
エンド増幅器２１６ではトランジスタ２１１の両側に設
けられるため、段間のインピーダンス変換の回数は、段
間インピーダンス整合を共役整合で行った多段増幅器１
０３ではシングルエンド増幅器２１６を多段接続した場
合の多段増幅器の半分で済み、したがって、段間整合回
路２１３の数も半分で済むため、同じ段数の多段増幅器
を構成した場合、段間インピーダンス整合を共役整合で
行った多段増幅器１０３の方が遅延量は小さくなる。し
たがって、主増幅器出力経路１０に挿入される遅延回路
９の長さを短くし、損失を小さくすることができるた
め、フィードフォワード増幅器の効率を高くすることが
できる。

【００２１】実施の形態５． 図７はこの発明の実施の形態５のＣＤＭＡ（ Code Divi
sion Multiple Access：符号分割多元接続方式）変調波
用フィードフォワード増幅器の構成説明図である。この
実施の形態５では図１２に比べ、第一信号源２２に代え
て第一のパイロット信号の信号源としてＣＤＭＡ変調波
の自チャンネル内の周波数の信号源１０４もしくは特に
キャリア周波数の信号源１０４を用い、出力端子２０に
パイロット信号を同振幅逆位相で注入するための注入手
段３１並びに可変減衰手段３２、可変位相手段３３、お
よび増幅器３４を用いない構成である。

【００２２】次に動作について説明する。上記ＣＤＭＡ
変調波用フィードフォワード増幅器においては、歪検出
回路１、歪除去回路２、および、線形出力を得るための
制御手段については第２の従来例のフィードフォワード
増幅器と同じであり、第２の従来例のフィードフォワー
ド増幅器同様、温度変化や電源電圧変化によらず主増幅
器６で線形増幅された信号のみが出力端子より出力され
る。

【００２３】第一のパイロット信号の周波数としてＣＤ
ＭＡ変調波の自チャンネル内の周波数を、さらには特に
キャリア周波数を選択する場合について説明する。

【００２４】まず、第一のパイロット信号としてＣＤＭ
Ａ変調波の自チャンネル内の周波数の信号を用いた場合
について説明する。図８（ａ）にＣＤＭＡ変調波信号に
ＣＤＭＡ変調波の自チャンネル内の周波数の第一のパイ
ロット信号を重畳した場合のＲＦ信号スペクトルを示
す。図中、斜線部分が通信情報の含まれた所望信号のス
ペクトル、太線のスペクトルがパイロット信号のスペク
トルである。この信号が送信および受信され、周波数変
換された後の周波数スペクトルを図８（ｂ）に、さら
に、逆拡散された後の周波数スペクトルを図８（ｃ）に
示す。スペクトル拡散技術の特長により、逆拡散するこ
とにより、所望信号は情報信号周波数帯域に変換される
が、第一のパイロット信号、その他の多重化された信号
および雑音は、逆拡散しても情報信号周波数帯域には変
換されない。したがって、第一のパイロット信号は受信
信号に影響を与えないこととなる。

【００２５】次に特に、第一のパイロット信号として、
キャリア周波数の信号を用いた場合について説明する。
図９（ａ）にＣＤＭＡ変調波信号にキャリア周波数の第
一のパイロット信号を重畳した場合のＲＦ信号スペクト
ルを示す。図中、斜線部分が通信情報の含まれた所望信
号のスペクトル、太線のスペクトルが第一のパイロット
信号のスペクトルである。この信号が送信および受信さ
れ、周波数変換された後の周波数スペクトルを図９
（ｂ）に、さらに、逆拡散された後の周波数スペクトル
を図９（ｃ）に示す。周波数変換の局部発信器の周波数
はキャリア周波数であり、パイロット信号の周波数と一
致しているため、周波数変換により第一のパイロット信
号は変換されず、第一のパイロット信号を完全に除去す
ることができる。したがって、第一のパイロット信号は
受信信号に全く影響を与えないことになる。

【００２６】したがって、上記実施の形態５のＣＤＭＡ
変調波用フィードフォワード増幅器によれば、フィード
フォワード増幅器の出力端子２０から第一のパイロット
信号が出力されたとしても、通信にはほとんど影響を与
えることはない。また、第一のパイロット信号は自チャ
ンネル内の周波数の信号であるため他の通信を妨害する
こともない。そのため、第２の従来例で用いるような、
出力端子にパイロット信号を同振幅逆位相で注入するた
めの注入手段３１および可変減衰手段３２、可変位相手
段３３、増幅器３４を必要とせず、フィードフォワード
増幅器の構成を小形にすることができる。また同時に、
出力端子２０に注入手段３１を挿入する必要がないた
め、注入手段３１による損失の分だけ、主増幅器６と出
力端子２０の間の損失を減らすことができ、フィードフ
ォワード増幅器の効率を高めることができる。

【００２７】実施の形態６． 図１０はこの発明の実施の形態６のＣＤＭＡ変調波用フ
ィードフォワード増幅器の構成説明図である。この実施
の形態６では図１２に比べ、第二のパイロット信号の信
号源である第二信号源２５に代えて第一のパイロット信
号とは異なりかつＣＤＭＡ変調波の自チャンネル内の周
波数の信号源１０４もしくは第一のパイロット信号がキ
ャリア周波数でない場合には特にキャリア周波数の信号
源１０４を用いる構成である。

【００２８】次に動作について説明する。上記実施の形
態５において記したように、ＣＤＭＡ変調波の自チャン
ネル内の周波数のパイロット信号が出力端子２０から出
力されたとしても、スペクトル拡散方式の特長により通
信にはほとんど影響を与えない。また、特にキャリア周
波数のパイロット信号を用いた場合には、送信および受
信後にキャリア周波数と同じ周波数の局部発信器の信号
により周波数変換されるため、パイロット信号は周波数
変換されず完全に除去され、通信に影響を全く与えな
い。

【００２９】したがって、上記実施の形態６のＣＤＭＡ
変調波用フィードフォワード増幅器によれば、第二のパ
イロット信号による通信への影響を抑えることができ
る。また、第二のパイロット信号として自チャンネル内
の周波数の信号もしくはキャリア周波数の信号を用いて
いるため、パイロット信号による他の通信への影響を無
くすことができる。

【００３０】

【発明の効果】請求項１のフィードフォワード増幅器に
よれば、歪注入経路の補助増幅器を、段間のインピーダ
ンス整合を共役整合で行った多段増幅器で構成したの
で、シングルエンド増幅器での構成に比べ、段間のイン
ピーダンス変換の回数を低減でき、補助増幅器の遅延量
を少なくできるため、主増幅器出力経路の遅延回路も短
小化できて低損失化され、フィードフォワード増幅器の
高効率化を図れる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１のフィードフォワー
ド増幅器の構成説明図である。

【図２】 この発明の実施の形態２のフィードフォワー
ド増幅器の構成説明図である。

【図３】 この発明の実施の形態２のフィードフォワー
ド増幅器の可変位相・可変利得増幅器における出力ベク
トルの説明図である。

【図４】 この発明の実施の形態３のフィードフォワー
ド増幅器の構成説明図である。

【図５】 この発明の実施の形態４のフィードフォワー
ド増幅器の構成説明図である。

【図６】 シングルエンド増幅器の多段接続により構成
される多段増幅器の構成図である。

【図７】 この発明の実施の形態５のＣＤＭＡ変調波用
フィードフォワード増幅器の構成説明図である。

【図８】 ＣＤＭＡ変調波信号にＣＤＭＡ変調波の自チ
ャンネル内の周波数のパイロット信号を重畳した場合の
周波数スペクトルの説明図である。

【図９】 ＣＤＭＡ変調波信号にキャリア周波数のパイ
ロット信号を重畳した場合の周波数スペクトルの説明図
である。

【図１０】 この発明の実施の形態６のＣＤＭＡ変調波
用フィードフォワード増幅器の構成説明図である。

【図１１】 第１の従来例のフィードフォワード増幅器
の基本構成を示す構成図である。

【図１２】 第２の従来例のフィードフォワード増幅器
を示す構成説明図である。

【符号の説明】

１ 歪検出回路、２ 歪除去回路、３ 第一方向性結合
器、４ 第一可変減衰手段、５ 第一可変位相手段、６
主増幅器、７ 主増幅器信号経路、８ 第三方向性結
合器、９ 遅延回路、１０ 主増幅器出力経路、１１
第二方向性結合器、１２ 遅延回路、１３ 線形信号経
路、１４ 第四方向性結合器、１５ 第二可変減衰手
段、１６ 第二可変位相手段、１７ 補助増幅器、１８
歪注入経路、１９ 入力端子、２０ 出力端子、２１
第一注入手段、２２ 第一信号源、２３ 第一電気的
可変減衰手段、２４ 第一電気的可変位相手段、２５
第二信号源、２６ 第二注入手段、２７ 信号検出器、
２８ 第二電気的可変減衰手段、２９ 第二電気的可変
位相手段、３０ 信号検出器、３１ 注入手段、３２
可変減衰器、３３ 可変位相器、３４ 増幅器、３５
制御回路、３６、３７ レベル検出器、１０１ 導波管
遅延回路、１０２ 可変位相・可変利得増幅器、１０３
段間インピーダンス整合を共役整合で行った多段増幅
器、１０４ 信号源、２０１ 入力端子、２０２ 出力
端子、２０３ 分配器、２０４ 第一可変利得増幅器、
２０５ 第二可変利得増幅器、２０６ 合成器、２０７
可変利得増幅器、２０８ 多段増幅器、２０９ 可変
位相増幅器、２１０ 入力端子、２１１ トランジス
タ、２１２ 入力整合回路、２１３ 段間整合回路、２
１４ 出力整合回路、２１５ 出力端子、２１６ シン
グルエンド増幅器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高木 直 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三菱電機株式会社内 (56)参考文献 実開 昭62−42324（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 1/32

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 主増幅器を有する主増幅器信号経路と遅
   延回路を有する線形信号経路とを備え、主増幅器の非線
   形歪成分を検出する歪検出回路と、遅延回路を有する主
   増幅器出力経路と補助増幅器を有する歪注入経路とを備
   え、上記歪検出回路で検出した非線形歪成分を補助増幅
   器で増幅した後、主増幅器の出力に再び注入することに
   より、主増幅器で発生した非線形歪成分を相殺する歪除
   去回路とを有するフィードフォワード増幅器において、
   上記歪注入経路の補助増幅器を、段間のインピーダンス
   整合を共役整合で行った多段増幅器で構成して上記歪注
   入経路の遅延量を低減し、上記主増幅器出力経路の遅延
   回路を短小化したことを特徴とするフィードフォワード
   増幅器。