JP3309468B2 - 多重インバータのｐｗｍ波形制御方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、単相大容量電力変換装
置の多重構成と、高調波低減のためのＰＷＭ波形制御方
式に関する。

【０００２】

【従来の技術】大容量変換装置に使用される高耐圧、大
電流用の半導体素子としては、サイリスタやゲートター
ンオフサイリスタ（ＧＴＯ）が用いられる。ここで自己
消弧形素子（ＧＴＯ）を使用した単相大容量変換装置の
多重構成の一例を図６に示す。図６は５多重構成の装置
を示しており、１〜５はインバータ、６〜１０は出力変
圧器、１１は電解コンデンサである。

【０００３】各インバータ出力電圧多重化後の電圧ベク
トルは図７のとおりである。また図８に出力電圧を可変
するためのＰＷＭ波形（３パルス制御の場合）を示す。

【０００４】従来の制御方式によれば、各インバータは
図８のＰＷＭ波形で駆動される。高調波を低減するため
図７に示すようにインバータの位相角を０°、±２０
°、±４０°とずらし、また出力変圧器６〜１０の２次
巻き線の巻き数比を１：０．７４２：０．７４２：０．
３９５：０．３９５とすることにより、１５次までの高
調波を除去している。この方式に於ける発生高調波の次
数は１８ｎ±１（ｎ＝１，２，３…）、すなわち１７、
１９、３５、３７…次のみとなり、それ以外の高調波は
発生しないこととなる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来の多重方式は基本
的には前述したように各インバータの位相角を必要角度
ずらし、多重用出力変圧器の巻き数比を変えることによ
り、発生高調波の次数を特定高調波に限定する方式をと
っている。この場合各インバータの出力電圧は同一であ
り、したがって出力変圧器１次電圧は等しい。また２次
側出力電流は出力変圧器２次側を直接接続しているため
２次電流は同一である。２次電圧値が異なることから、
次のような問題点があった。

【０００６】（１）多重用出力変圧器容量は２次巻き線
電圧比に等しくなり、５多重の場合３種類のトランスが
必要となる。 （２）インバータ容量も３種類必要となる。 （３）インバータ容量を同一とした場合、その利用率が
悪くなる。したがって装置が大きくなる欠点を有する。 （４）数種類のトランス、インバータが必要なことか
ら、コストが高い、構成が難しい、体格が大きくなる等
の欠点がある。

【０００７】本発明は上記の点に鑑みてなされたもので
その目的は、インバータおよび出力変圧器を同一容量、
同一仕様にすることができる多重インバータのＰＷＭ波
形制御方式を提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段および作用】本発明は、
（１）直流回路を共通とするｎ個（ｎは正数）のインバ
ータと、一次巻線が前記各インバータの交流出力側に各
別に接続されるとともに、各２次巻線が直列接続された
ｎ個の変圧器とを備えた大容量インバータにおいて、正
弦波の１周期のスイッチング回数を１回（ＯＮ；ＯＦＦ
を３６０°中各１回ずつ）とした時の同一波高値の矩形
波をｎ多重とし、該波形が偶関数および奇関数となるよ
うに構成してフーリエ級数展開を行い、０＜θ１＜θ２
＜θ３…＜θｎ＜９０°を条件とし、第１のインバータ
の交流出力電圧の正極側パルス位相角を−θｎ〜θ１、
負極側パルス位相角を１８０−θｎ〜１８０＋θ１と
し、第２のインバータの交流出力電圧の正極側パルス位
相角を−θｎ _-1 〜θ２、負極側パルス位相角を１８０−
θｎ _-1 〜１８０＋θ２とし、同様に第３のインバータか
ら第ｎ _-1 のインバータまで作成し、第ｎのインバータの
正極側パルス位相角を−θ１〜θｎ、負極側パルス位相
角を１８０−θ１〜１８０＋θｎとし、これら各インバ
ータの交流出力電圧の各次高調波量が所望の値以下とな
るような位相角θ１，θ２，…θｎを求め、−９０°〜
９０°を正極側、９０°〜２７０°を負極側とする正弦
波形を、位相角１８０／｛ｎ×（ｍ−１）｝で正極側お
よび負極側をそれぞれｎ×（ｍ−１）に分割し（ただし
ｍはＰＷＭ波形のパルス数）、該分割された正弦波の面
積比に等しい波高値Ｅのパルスを各区分のθ方向の中点
に配置し、−９０°側から９０°に向かい、第１、第１
＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋（ｍ−１）×ｎのパルス
を、前記求めた第１のインバータの出力電圧波形から減
算し、同様に９０°から２７０°に向かい、波高値−Ｅ
である第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋（ｍ−
１）×ｎのパルスを、前記求めた第１のインバータの出
力電圧波形から減算してｍパルスＰＷＭ波形とし、同様
に−９０°側から９０°に向かい、第２、第２＋ｎ、第
２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎのパルス、および９
０°から２７０°に向かい、波高値−Ｅである第２、第
２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎのパルス
を、前記求 めた第２のインバータの出力電圧波形から減
算してｍパルスＰＷＭ波形とし、以下同様にｎ個のイン
バータ出力波形を、各々ｍパルスＰＷＭ波形とすること
を特徴とし、 （２）直流回路を共通とするｎ個（ｎは正数）のインバ
ータと、一次巻線が前記各インバータの交流出力側に各
別に接続されるとともに、各２次巻線が直列接続された
ｎ個の変圧器とを備えた大容量インバータにおいて、正
弦波の１周期のスイッチング回数を１回（ＯＮ；ＯＦＦ
を３６０°中各１回ずつ）とした時の同一波高値の矩形
波をｎ多重とし、該波形が偶関数および奇関数となるよ
うに構成してフーリエ級数展開を行い、０＜θ１＜θ２
＜θ３…＜θｎ＜９０°を条件とし、第１のインバータ
の交流出力電圧の正極側パルス位相角を−θｎ〜θ１、
負極側パルス位相角を１８０−θｎ〜１８０＋θ１と
し、第２のインバータの交流出力電圧の正極側パルス位
相角を−θｎ _-1 〜θ２、負極側パルス位相角を１８０−
θｎ _-1 〜１８０＋θ２とし、同様に第３のインバータか
ら第ｎ _-1 のインバータまで作成し、第ｎのインバータの
正極側パルス位相角を−θ１〜θｎ、負極側パルス位相
角を１８０−θ１〜１８０＋θｎとし、これら各インバ
ータの交流出力電圧の各次高調波量が所望の値以下とな
るような位相角θ１，θ２，…θｎを求め、−９０°〜
９０°を正極側、９０°〜２７０°を負極側とする正弦
波形を、位相角１８０／｛ｎ×（ｍ−１）｝で正極側お
よび負極側をそれぞれｎ×（ｍ−１）に分割し（ただし
ｍはＰＷＭ波形のパルス数）、該分割された正弦波の面
積比に等しい波高値Ｅのパルスを各区分の面積を２等分
するθ方向位置に配置し、−９０°側から９０°に向か
い、第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋（ｍ−１）
×ｎのパルスを、前記求めた第１のインバータの出力電
圧波形から減算し、同様に９０°から２７０°に向か
い、波高値−Ｅである第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…
第１＋（ｍ−１）×ｎのパルスを、前記求めた第１のイ
ンバータの出力電圧波形から減算してｍパルスＰＷＭ波
形とし、同様に−９０°側から９０°に向かい、第２、
第２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎのパル
ス、および９０°から２７０°に向かい、波高値−Ｅで
ある第２、第２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）
×ｎのパルスを、前記求めた第２のインバータの出力電
圧波形から減算してｍパルスＰＷＭ波形とし、以下同様
にｎ個のインバータ出力波形を、各々ｍパルスＰＷＭ波
形とすることを特徴とし、 （３）直流回路を共通とするｎ個（ｎは正数）のインバ
ータと、一次巻線が前記各インバータの交流出力側に各
別に接続されるとともに、各２次巻線が直列接続された
ｎ個の変圧器とを備えた大容量インバータにおいて、正
弦波の１周期のスイッチング回数を１回（ＯＮ；ＯＦＦ
を３６０°中各１回ずつ）とした時の同一波高値の矩形
波をｎ多重とし、該波形が偶関数および奇関数となるよ
うに構成してフーリエ級数展開を行い、０＜θ１＜θ２
＜θ３…＜θｎ＜９０°を条件とし、第１のインバータ
の交流出力電圧の正極側パルス位相角を−θｎ〜θ１、
負極側パルス位相角を１８０−θｎ〜１８０＋θ１と
し、第２のインバータの交流出力電圧の正極側パルス位
相角を−θｎ _-1 〜θ２、負極側パルス位相角を１８０−
θｎ _-1 〜１８０＋θ２とし、同様に第３のインバータか
ら第ｎ _-1 のインバータまで作成し、第ｎのインバータの
正極側パルス位相角を−θ１〜θｎ、負極側パルス位相
角を１８０−θ１〜１８０＋θｎとし、これら各インバ
ータの交流出力電圧の各次高調波量が所望の値以下とな
るような位相角θ１，θ２，…θｎを求め、−９０°〜
９０°を正極側、９０°〜２７０°を負極側とする正弦
波形を、正極側および負極側の正弦波形の面積が等しく
なるようにそれぞれｎ×（ｍ−１）に分割し（ただしｍ
はＰＷＭ波形のパルス数）、該面積が等分割された各区
分のθ方向中央に、波高値Ｅ、幅Ｔのパルスを配置し、
−９０°側から９０°に向かい、第１、第１＋ｎ、第１
＋２ｎ、…第１＋（ｍ−１）×ｎのパルスを、前記求め
た第１のインバータの出力電圧波形から減算し、同様に
９０°から２７０°に向かい、波高値−Ｅである第１、
第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋（ｍ−１）×ｎのパル
スを、前記求めた第１のインバータの出力電圧波形から
減算してｍパルスＰＷＭ波形とし、同様に−９０°側か
ら９０°に向かい、第２、第２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第
２ ＋（ｍ−１）×ｎのパルス、および９０°から２７０
°に向かい、波高値−Ｅである第２、第２＋ｎ、第２＋
２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎのパルスを、前記求めた
第２のインバータの出力電圧波形から減算してｍパルス
ＰＷＭ波形とし、以下同様にｎ個のインバータ出力波形
を、各々ｍパルスＰＷＭ波形とすることを特徴とし、 （４）直流回路を共通とするｎ個（ｎは正数）のインバ
ータと、一次巻線が前記各インバータの交流出力側に各
別に接続されるとともに、各２次巻線が直列接続された
ｎ個の変圧器とを備えた大容量インバータにおいて、正
弦波の１周期のスイッチング回数を１回（ＯＮ；ＯＦＦ
を３６０°中各１回ずつ）とした時の同一波高値の矩形
波をｎ多重とし、該波形が偶関数および奇関数となるよ
うに構成してフーリエ級数展開を行い、０＜θ１＜θ２
＜θ３…＜θｎ＜９０°を条件とし、第１のインバータ
の交流出力電圧の正極側パルス位相角を−θｎ〜θ１、
負極側パルス位相角を１８０−θｎ〜１８０＋θ１と
し、第２のインバータの交流出力電圧の正極側パルス位
相角を−θｎ _-1 〜θ２、負極側パルス位相角を１８０−
θｎ _-1 〜１８０＋θ２とし、同様に第３のインバータか
ら第ｎ _-1 のインバータまで作成し、第ｎのインバータの
正極側パルス位相角を−θ１〜θｎ、負極側パルス位相
角を１８０−θ１〜１８０＋θｎとし、これら各インバ
ータの交流出力電圧の各次高調波量が所望の値以下とな
るような位相角θ１，θ２，…θｎを求め、−９０°〜
９０°を正極側、９０°〜２７０°を負極側とする正弦
波形を、正弦側および負極側の正弦波の面積が等しくな
るようにそれぞれｎ×（ｍ−１）分割し（ただしｍはＰ
ＷＭ波形のパルス数）、該面積が等分割された各区分に
おいて、各区分の面積を２等分するθ方向位置に、波高
値Ｅ、幅Ｔのパルスを配置し、−９０°側から９０°に
向かい、第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋（ｍ−
１）×ｎのパルスを、前記求めた第１のインバータの出
力電圧波形から減算し、同様に９０°から２７０°に向
かい、波高値−Ｅである第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、
…第１＋（ｍ−１）×ｎのパルスを、前記求めた第１の
インバータの出力電圧波形から減算してｍパルスＰＷＭ
波形とし、 同様に−９０°側から９０°に向かい、第
２、第２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎの
パルス、および９０°から２７０°に向かい、波高値−
Ｅである第２、第２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−
１）×ｎのパルスを、前記求めた第２のインバータの出
力電圧波形から減算してｍパルスＰＷＭ波形とし、以下
同様にｎ個のインバータ出力波形を、各々ｍパルスＰＷ
Ｍ波形とすることを特徴としている。

【０００９】

【実施例】以下図面を参照しながら請求項１、２に記載
の発明の実施例を説明する。本発明の制御方式は何多重
にも適用が可能であるが、ここでは５多重方式を例にと
って説明を行う。装置構成は図６と同一である。この方
式は出力変圧器の１次、２次巻き数比が同一という前提
条件で計算機で高調波が最小となるＰＷＭ制御方式を求
める手法を用いる。

【００１０】（１）まず最初に１周期のスイッチング回
数を１回（ＯＮ，ＯＦＦを３６０°中各１回ずつ）とし
た場合で５多重の波形を構成する。すると図１の如き波
形が考えられる。各１段の高さは同一（直流電圧の値）
となる。図１は偶関数であり、奇関数でもある波形であ
る。

【００１１】次に図１の９０°〜１８０°の部分を取り
出し、フーリェ級数展開を行う。すなわち横軸を０〜９
０°にとり直し、各頂点のｘ，θ座標を図２のように
し、第ｎ次高調波成分を算出する。第ｎ次高調波成分は
次式となる。

【００１２】 ｅｎ＝（４／ｎπ）｛ｓｉｎ（ｎθ₁）＋ｓｉｎ（ｎθ₂）＋ｓｉｎ（ｎθ₃） ＋ｓｉｎ（ｎθ₄）＋ｓｉｎ（ｎθ₅）｝……（１） θ₁〜θ₅を０〜９０°の間で変え、各次高調波が所望す
る値以下の値となるθ₁〜θ₅を計算機で算出する。その
結果各インバータの出力電圧波形は図３のようになる。
すなわち第１のインバータＩＮＶ１は−θ₅〜θ₁が＋側
出力波形、１８０−θ₅〜１８０＋θ₁が−側出力波形と
なる。同様にＩＮＶ２〜ＩＮＶ５も図３に示す通流巾の
電圧波形を出力することとなる。

【００１３】（２）次に出力電圧を調整するためＰＷＭ
波形とする必要がある。例えば１インバータの波形を３
パルスＰＷＭとした場合を以下に説明する。まず前述の
図８の波形が１つのインバータの３パルスＰＷＭ波形の
出力電圧波形を表す。出力電圧の＋側、−側に２個の矩
形波のへこみが重畳されていると考えることができる。
５多重では合計１０個のへこみが＋側、−側にそれぞれ
生じることとなる。

【００１４】（３）このパルスの位相を以下の様にして
求める。まず図４（ａ）のように５多重後の出力電圧波
形が正弦波として１８０°を１０で割り、１８°ずつに
区切る。そして各面積比を算出し、その面積比と同一比
のパルスを図４（ｂ）のように各区分の中点（９°の
所）に置く。各パルスをＰ１〜Ｐ１０とし、図４（ｃ）
に示す如く、ＩＮＶ１にはＰ１とＰ６、ＩＮＶ２にはＰ
２とＰ７、ＩＮＶ３にはＰ３とＰ８、ＩＮＶ４にはＰ４
とＰ９、ＩＮＶ５にはＰ５とＰ１０のへこみを作り、３
パルスＰＷＭとする。このようにすることにより高調波
の少ない装置を構成することができる。

【００１５】また他の実施例としては、出力電圧波形を
正弦波とし、１８°ずつに正弦波を区切り、各区分の面
積比に比例したパルスを各区分の面積の中点に配置する
ようにしてもよい。

【００１６】次に請求項３、４に記載の発明の実施例を
説明する。まず各インバータの出力電圧波形を図３のよ
うに求めるところまでの方式（すなわち図１、図２、図
３）は前述した方式と全く同一である。次に図５（ａ）
に示すように５多重後の出力電圧波形が正弦波として、
該正弦波の面積を１０等分し、θ方向の中点に図５
（ｂ）のように一定幅のパルスを配置する。このパルス
は高さが全て同一で巾も同一である。このパルスをＰ１
〜Ｐ１０とし、図５（ｃ）に示す如く、ＩＮＶ１にはＰ
１とＰ６、ＩＮＶ２にはＰ２とＰ７、ＩＮＶ３にはＰ３
とＰ８、ＩＮＶ４にはＰ４とＰ９、ＩＮＶ５にはＰ５と
Ｐ１０のへこみを作り、各インバータのパルス波形を決
定する。このようにすることにより高調波を低減するこ
とができる。

【００１７】また他の実施例としては、図５（ａ）のよ
うに正弦波の面積を１０等分し、各区分の面積を２分す
るθ方向の位置に高さ、巾が同じパルスを配列するよう
にしても良い。

【００１８】

【発明の効果】以上のように本発明によればインバータ
および出力変圧器を同一容量、同一仕様にすることがで
きるので、次のような優れた効果が得られる。 （１）設計、試験、製造工数が低減でき、安価とするこ
とができる。 （２）インバータの利用率は１００％であり、従来方式
に比べ装置を小形化することが可能となる。 （３）インバータ利用率が１００％のため素子数が低減
でき、スナバ損失等の損失が減り効率向上が図れる。 （４）インバータの責務が同一であり、評価が容易であ
る。 （５）万一のトラブル時の対応にさいして、全て同一仕
様であるためその対処が容易である（予備ユニットは１
つで良い）。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１〜４の発明の実施例を示し、５多重の
場合の電圧波形図。

【図２】請求項１〜４の発明の実施例を示し、図１の波
形の一部をフーリェ級数展開したときの説明図。

【図３】請求項１〜４の発明の実施例を示し、各インバ
ータの出力電圧波形図。

【図４】請求項１、２の発明の実施例を示し、（ａ）は
分割方法の説明図、（ｂ）はパルス波形図、（ｃ）は３
パルスＰＷＭの波形図。

【図５】請求項３、４の発明の実施例を示し、（ａ）は
分割方法の説明図、（ｂ）はパルス波形図、（ｃ）は３
パルスＰＷＭの波形図。

【図６】一般的な５多重構成の電力変換装置の構成図。

【図７】インバータの電圧ベクトル図。

【図８】インバータのＰＷＭ波形を示す電圧波形図。

【符号の説明】

１〜５…インバータ ６〜１０…出力変圧器 １１…電解コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流回路を共通とするｎ個（ｎは正数）
   のインバータと、一次巻線が前記各インバータの交流出
   力側に各別に接続されるとともに、各２次巻線が直列接
   続されたｎ個の変圧器とを備えた大容量インバータにお
   いて、 正弦波の１周期のスイッチング回数を１回（ＯＮ；ＯＦ
   Ｆを３６０°中各１回ずつ）とした時の同一波高値の矩
   形波をｎ多重とし、該波形が偶関数および奇関数となる
   ように構成してフーリエ級数展開を行い、 ０＜θ１＜θ２＜θ３…＜θｎ＜９０°を条件とし、第
   １のインバータの交流出力電圧の正極側パルス位相角を
   −θｎ〜θ１、負極側パルス位相角を１８０−θｎ〜１
   ８０＋θ１とし、第２のインバータの交流出力電圧の正
   極側パルス位相角を−θｎ _-1 〜θ２、負極側パルス位相
   角を１８０−θｎ _-1 〜１８０＋θ２とし、同様に第３の
   インバータから第ｎ _-1 のインバータまで作成し、第ｎの
   インバータの正極側パルス位相角を−θ１〜θｎ、負極
   側パルス位相角を１８０−θ１〜１８０＋θｎとし、 これら各インバータの交流出力電圧の各次高調波量が所
   望の値以下となるような位相角θ１，θ２，…θｎを求
   め、 −９０°〜９０°を正極側、９０°〜２７０°を負極側
   とする正弦波形を、位相角１８０／｛ｎ×（ｍ−１）｝
   で正極側および負極側をそれぞれｎ×（ｍ−１）に分割
   し（ただしｍはＰＷＭ波形のパルス数）、該分割された
   正弦波の面積比に等しい波高値Ｅのパルスを各区分のθ
   方向の中点に配置し、−９０°側から９０°に向かい、
   第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋（ｍ−１）×ｎ
   のパルスを、前記求めた第１のインバータの出力電圧波
   形から減算し、同様に９０°から２７０°に向かい、波
   高値−Ｅである第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋
   （ｍ−１）×ｎのパルスを、前記求めた第１のインバー
   タの出力電圧波形から減算してｍパルスＰＷＭ波形と
   し、 同様に−９０°側から９０°に向かい、第２、第２＋
   ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎのパルス、お
   よび９０°から２７０°に向かい、波高値−Ｅである第
   ２、第２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎの
   パルスを、前記求めた第２のインバータの出力電圧波形
   から減算してｍパルスＰＷＭ波形とし、 以下同様にｎ個のインバータ出力波形を、各々ｍパルス
   ＰＷＭ波形とする ことを特徴とする多重インバータのＰ
   ＷＭ波形制御方式。
2. 【請求項２】 直流回路を共通とするｎ個（ｎは正数）
   のインバータと、一次巻線が前記各インバータの交流出
   力側に各別に接続されるとともに、各２次巻線が直列接
   続されたｎ個の変圧器とを備えた大容量インバータにお
   いて、 正弦波の１周期のスイッチング回数を１回（ＯＮ；ＯＦ
   Ｆを３６０°中各１回ずつ）とした時の同一波高値の矩
   形波をｎ多重とし、該波形が偶関数および奇関数となる
   ように構成してフーリエ級数展開を行い、 ０＜θ１＜θ２＜θ３…＜θｎ＜９０°を条件とし、第
   １のインバータの交流出力電圧の正極側パルス位相角を
   −θｎ〜θ１、負極側パルス位相角を１８０−θｎ〜１
   ８０＋θ１とし、第２のインバータの交流出力電圧の正
   極側パルス位相角を−θｎ _-1 〜θ２、負極側パルス位相
   角を１８０−θｎ _-1 〜１８０＋θ２とし、同様に第３の
   インバータから第ｎ _-1 のインバータまで作成し、第ｎの
   インバータの正極側パルス位相角を−θ１〜θｎ、負極
   側パルス位相角を１８０−θ１〜１８０＋θｎとし、 これら各インバータの交流出力電圧の各次高調波量が所
   望の値以下となるような位相角θ１，θ２，…θｎを求
   め、 −９０°〜９０°を正極側、９０°〜２７０°を負極側
   とする正弦波形を、位相角１８０／｛ｎ×（ｍ−１）｝
   で正極側および負極側をそれぞれｎ×（ｍ−１）に分割
   し（ただしｍはＰＷＭ波形のパルス数）、該分割された
   正弦波の面積比に等しい波高値Ｅのパルスを各区分の面
   積を２等分するθ方向位置に配置し、−９０°側から９
   ０°に向かい、第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋
   （ｍ−１）×ｎのパルスを、前記求めた第１のインバー
   タの出力電圧波形から減算し、同様に９０°から２７０
   °に向かい、波高値−Ｅである第１、第１＋ｎ、第１＋
   ２ｎ、…第１＋（ｍ−１）×ｎのパルスを、前記求めた
   第１のインバータの出力電圧波形から減算してｍパルス
   ＰＷＭ波形とし、 同様に−９０°側から９０°に向かい、第２、第２＋
   ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎのパルス、お
   よび９０°から２７０°に向かい、波高値−Ｅである第
   ２、第２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎの
   パルスを、前記求 めた第２のインバータの出力電圧波形
   から減算してｍパルスＰＷＭ波形とし、 以下同様にｎ個のインバータ出力波形を、各々ｍパルス
   ＰＷＭ波形とする ことを特徴とする多重インバータのＰ
   ＷＭ波形制御方式。
3. 【請求項３】 直流回路を共通とするｎ個（ｎは正数）
   のインバータと、一次巻線が前記各インバータの交流出
   力側に各別に接続されるとともに、各２次巻線が直列接
   続されたｎ個の変圧器とを備えた大容量インバータにお
   いて、 正弦波の１周期のスイッチング回数を１回（ＯＮ；ＯＦ
   Ｆを３６０°中各１回ずつ）とした時の同一波高値の矩
   形波をｎ多重とし、該波形が偶関数および奇関数となる
   ように構成してフーリエ級数展開を行い、 ０＜θ１＜θ２＜θ３…＜θｎ＜９０°を条件とし、第
   １のインバータの交流出力電圧の正極側パルス位相角を
   −θｎ〜θ１、負極側パルス位相角を１８０−θｎ〜１
   ８０＋θ１とし、第２のインバータの交流出力電圧の正
   極側パルス位相角を−θｎ _-1 〜θ２、負極側パルス位相
   角を１８０−θｎ _-1 〜１８０＋θ２とし、同様に第３の
   インバータから第ｎ _-1 のインバータまで作成し、第ｎの
   インバータの正極側パルス位相角を−θ１〜θｎ、負極
   側パルス位相角を１８０−θ１〜１８０＋θｎとし、 これら各インバータの交流出力電圧の各次高調波量が所
   望の値以下となるような位相角θ１，θ２，…θｎを求
   め、 −９０°〜９０°を正極側、９０°〜２７０°を負極側
   とする正弦波形を、正極側および負極側の正弦波形の面
   積が等しくなるようにそれぞれｎ×（ｍ−１）に分割し
   （ただしｍはＰＷＭ波形のパルス数）、該面積が等分割
   された各区分のθ方向中央に、波高値Ｅ、幅Ｔのパルス
   を配置し、−９０°側から９０°に向かい、第１、第１
   ＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋（ｍ−１）×ｎのパルス
   を、前記求めた第１のインバータの出力電圧波形から減
   算し、同様に９０°から２７０°に向かい、波高値−Ｅ
   である第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…第１＋（ｍ−
   １）×ｎのパルスを、前記求めた第１のインバータの出
   力電圧波形から減算してｍパルスＰＷＭ波形とし、 同様に−９０°側から９０°に向かい、第２、第２＋
   ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎのパルス、お
   よび９０°から２７０°に向かい、波高値−Ｅで ある第
   ２、第２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎの
   パルスを、前記求めた第２のインバータの出力電圧波形
   から減算してｍパルスＰＷＭ波形とし、 以下同様にｎ個のインバータ出力波形を、各々ｍパルス
   ＰＷＭ波形とする ことを特徴とする多重インバータのＰ
   ＷＭ波形制御方式。
4. 【請求項４】 直流回路を共通とするｎ個（ｎは正数）
   のインバータと、一次巻線が前記各インバータの交流出
   力側に各別に接続されるとともに、各２次巻線が直列接
   続されたｎ個の変圧器とを備えた大容量インバータにお
   いて、 正弦波の１周期のスイッチング回数を１回（ＯＮ；ＯＦ
   Ｆを３６０°中各１回ずつ）とした時の同一波高値の矩
   形波をｎ多重とし、該波形が偶関数および奇関数となる
   ように構成してフーリエ級数展開を行い、 ０＜θ１＜θ２＜θ３…＜θｎ＜９０°を条件とし、第
   １のインバータの交流出力電圧の正極側パルス位相角を
   −θｎ〜θ１、負極側パルス位相角を１８０−θｎ〜１
   ８０＋θ１とし、第２のインバータの交流出力電圧の正
   極側パルス位相角を−θｎ _-1 〜θ２、負極側パルス位相
   角を１８０−θｎ _-1 〜１８０＋θ２とし、同様に第３の
   インバータから第ｎ _-1 のインバータまで作成し、第ｎの
   インバータの正極側パルス位相角を−θ１〜θｎ、負極
   側パルス位相角を１８０−θ１〜１８０＋θｎとし、 これら各インバータの交流出力電圧の各次高調波量が所
   望の値以下となるような位相角θ１，θ２，…θｎを求
   め、 −９０°〜９０°を正極側、９０°〜２７０°を負極側
   とする正弦波形を、正弦側および負極側の正弦波の面積
   が等しくなるようにそれぞれｎ×（ｍ−１）分割し（た
   だしｍはＰＷＭ波形のパルス数）、該面積が等分割され
   た各区分において、各区分の面積を２等分するθ方向位
   置に、波高値Ｅ、幅Ｔのパルスを配置し、−９０°側か
   ら９０°に向かい、第１、第１＋ｎ、第１＋２ｎ、…第
   １＋（ｍ−１）×ｎのパルスを、前記求めた第１のイン
   バータの出力電圧波形から減算し、同様に９０°から２
   ７０°に向かい、波高値−Ｅである第１、第１＋ｎ、第
   １＋２ｎ、…第１＋（ｍ−１）×ｎのパルスを、前記求
   めた第１のインバータの出力電圧波形から減算してｍパ
   ルスＰＷＭ波形とし、 同様に−９０°側から９０°に向かい、第２、第２＋
   ｎ、第２＋２ｎ、…第２ ＋（ｍ−１）×ｎのパルス、お
   よび９０°から２７０°に向かい、波高値−Ｅである第
   ２、第２＋ｎ、第２＋２ｎ、…第２＋（ｍ−１）×ｎの
   パルスを、前記求めた第２のインバータの出力電圧波形
   から減算してｍパルスＰＷＭ波形とし、 以下同様にｎ個のインバータ出力波形を、各々ｍパルス
   ＰＷＭ波形とする ことを特徴とする多重インバータのＰ
   ＷＭ波形制御方式。