JP3282401B2 - Linear detection circuit - Google Patents

Linear detection circuit

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JP3282401B2
JP3282401B2 JP21506394A JP21506394A JP3282401B2 JP 3282401 B2 JP3282401 B2 JP 3282401B2 JP 21506394 A JP21506394 A JP 21506394A JP 21506394 A JP21506394 A JP 21506394A JP 3282401 B2 JP3282401 B2 JP 3282401B2
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Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は直線検波回路に係り、特
に、集積回路で構成した直線検波回路に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a linear detection circuit, and more particularly to a linear detection circuit formed of an integrated circuit.

【0002】[0002]

【従来の技術】各種の電子機器では、交流入力信号の振
幅に比例した直流出力電圧を生成する直線検波回路が広
く用いられている。
2. Description of the Related Art In various electronic apparatuses, a linear detection circuit for generating a DC output voltage proportional to the amplitude of an AC input signal is widely used.

【0003】従来のディスクリート回路で構成した直線
検波回路では、順方向電圧VF の小さいショットキバリ
アダイオードを使用して、直線性を確保している。
[0003] In the linear detection circuit constituted by the conventional discrete circuit uses Schottky barrier diodes with low forward voltage V F, has secured linearity.

【0004】集積回路で直線検波回路を構成する場合、
順方向電圧VF の小さいダイオードを作ることが難し
い。このため、従来、集積回路で構成した直線検波回路
では、演算増幅器(OPアンプ)を使用した絶対値回路
が使用されている。
When a linear detection circuit is constituted by an integrated circuit,
It is difficult to make the small diode forward voltage V F. For this reason, conventionally, an absolute value circuit using an operational amplifier (OP amplifier) is used in a linear detection circuit formed of an integrated circuit.

【0005】[0005]

【発明が解決しようとする課題】しかし、演算増幅器
(OPアンプ)を使用した絶対値回路は、直線性を確保
できるものの、周波数特性が不十分で、高周波領域では
使用できないという問題がある。
However, although an absolute value circuit using an operational amplifier (OP amplifier) can ensure linearity, it has a problem that it has insufficient frequency characteristics and cannot be used in a high frequency region.

【0006】本発明は、上記の点に鑑みてなされたもの
で、十分な直線性を確保でき、かつ、高周波領域で使用
できる直線検波回路を提供することを目的とする。
The present invention has been made in view of the above points, and has as its object to provide a linear detection circuit which can ensure sufficient linearity and can be used in a high frequency region.

【0007】[0007]

【課題を解決するための手段】請求項1の発明は、第1
の入力端子に入力電圧が供給される差動増幅器と、前記
差動増幅器の出力端子にベースが接続され、エミッタが
前記差動増幅器の第2の入力端子に接続された出力トラ
ンジスタと、前記出力トランジスタのエミッタに接続さ
れた積分回路と、前記出力トランジスタのエミッタに生
成される検波電圧の低レベル側を所定電位にクランプす
るクランプ回路とを有する検波部と、前記検波部から供
給された検波電圧を基にして、前記入力電圧の交流信号
振幅に比例した電流を出力する電圧電流変換回路と、前
記電圧電流変換回路の電流出力端子に電流供給端子が接
続されたカレントミラー回路と、前記カレントミラー回
路の電流出力端子に接続された出力用抵抗とからなる振
幅分抽出部とよりなる構成とする。
According to the first aspect of the present invention, there is provided the following:
A differential amplifier having an input terminal supplied with an input voltage, an output transistor having a base connected to an output terminal of the differential amplifier, and an emitter connected to a second input terminal of the differential amplifier; A detector having an integration circuit connected to the emitter of the transistor, a clamp circuit for clamping a low level side of a detection voltage generated at the emitter of the output transistor to a predetermined potential, and a detection voltage supplied from the detector. A current-to-current conversion circuit that outputs a current proportional to the AC signal amplitude of the input voltage, a current mirror circuit in which a current supply terminal is connected to a current output terminal of the voltage-to-current conversion circuit, An amplitude extraction unit including an output resistor connected to a current output terminal of the circuit.

【0008】請求項2の発明では、前記電圧電流変換回
路は、第1の入力端子に前記検波電圧が供給される差動
増幅器と、前記差動増幅器の出力端子にベースが接続さ
れ、エミッタが前記差動増幅器の第2の入力端子に接続
された出力トランジスタと、前記出力トランジスタのエ
ミッタに一端が接続され、無信号時の前記入力電圧に等
しい基準電圧が他端に供給された変換用抵抗と、前記出
力トランジスタのコレクタに接続された第1のバイアス
電流源と、前記出力トランジスタのエミッタに接続され
た第2のバイアス電流源とからなる。
In the voltage-current conversion circuit according to the second aspect of the invention, the voltage-current conversion circuit includes a differential amplifier having a first input terminal supplied with the detection voltage, a base connected to an output terminal of the differential amplifier, and an emitter connected to the differential amplifier. An output transistor connected to a second input terminal of the differential amplifier; a conversion resistor having one end connected to the emitter of the output transistor and a reference voltage equal to the input voltage when there is no signal supplied to the other end; And a first bias current source connected to the collector of the output transistor, and a second bias current source connected to the emitter of the output transistor.

【0009】[0009]

【作用】請求項1の発明では、ダイオードを用いずに、
差動増幅器,出力トランジスタ,及び積分回路を組み合
わせた検波部で検波を行い、クランプ回路により、微小
な入力信号に対する直線性を良好としている。また、電
圧電流変換回路、カレントミラー回路、及び出力用抵抗
を組み合わせた振幅分抽出部で、入力電圧の交流信号振
幅に対して所定比の出力電圧を生成する。
According to the first aspect of the present invention, without using a diode,
Detection is performed by a detection unit that combines a differential amplifier, an output transistor, and an integration circuit, and the linearity with respect to a minute input signal is improved by a clamp circuit. Further, an amplitude extraction unit combining the voltage-current conversion circuit, the current mirror circuit, and the output resistor generates an output voltage having a predetermined ratio with respect to the AC signal amplitude of the input voltage.

【0010】このため、順方向電圧の小さなダイオード
が使用できない場合でも、十分な直線性を確保しつつ、
入力電圧の交流信号振幅に比例した出力電圧を生成する
ことを可能とする。また、必要最小限の増幅用トランジ
スタで構成できるため、高周波領域でも使用できる周波
数特性を実現することを可能とする。
For this reason, even when a diode having a small forward voltage cannot be used, sufficient linearity is ensured while maintaining sufficient linearity.
It is possible to generate an output voltage proportional to the AC signal amplitude of the input voltage. Further, since it can be configured with the minimum necessary number of amplifying transistors, it is possible to realize frequency characteristics that can be used even in a high-frequency region.

【0011】請求項2の発明では、差動増幅器、出力ト
ランジスタ、及び変換用抵抗を組み合わせた電圧電流変
換回路により、変換用抵抗の両端に、入力電圧の交流信
号振幅に対応する電圧が生成され、変換用抵抗の電流と
等しい電流がカレントミラー回路を介して出力用抵抗に
流れて、入力電圧の交流信号振幅に対して所定比の出力
電圧が生成される。
According to the second aspect of the present invention, a voltage corresponding to the AC signal amplitude of the input voltage is generated at both ends of the conversion resistor by the voltage / current conversion circuit combining the differential amplifier, the output transistor, and the conversion resistor. A current equal to the current of the conversion resistor flows to the output resistor via the current mirror circuit, and an output voltage having a predetermined ratio with respect to the AC signal amplitude of the input voltage is generated.

【0012】また、第1のバイアス電流源と、第2のバ
イアス電流源を設けているため、出力トランジスタを常
にオン状態とすることができ、微小な入力信号に対して
も良好な直線性を確保することを可能とする。
Further, since the first bias current source and the second bias current source are provided, the output transistor can be always turned on, and excellent linearity can be obtained even for a minute input signal. It is possible to secure.

【0013】[0013]

【実施例】図1は本発明の一実施例の直線検波回路11
の回路図を示す。直線検波回路11は、例えば、集積回
路として、同一チップ上に構成される。直線検波回路1
1は、検波部12と振幅分抽出部13から構成される。
FIG. 1 shows a linear detection circuit 11 according to an embodiment of the present invention.
FIG. The linear detection circuit 11 is configured on the same chip as, for example, an integrated circuit. Linear detection circuit 1
1 includes a detection unit 12 and an amplitude extraction unit 13.

【0014】検波部12は、エミッタを共通接続したト
ランジスタQ261 ,Q262 、電流源J2 ,J1 より構成
される差動増幅器21と、差動増幅器21の出力端子で
あるトランジスタQ262 のコレクタにベースが接続さ
れ、エミッタが差動増幅器21の第2の入力端子である
トランジスタQ262 のベースに接続された出力トランジ
スタQ263 と、コンデンサC121 及び抵抗R121 からな
る積分回路22と、基準電圧源E2 及びクランプ用トラ
ンジスタQ155 からなるクランプ回路23と、飽和防止
用トランジスタQ409 とで構成される。
The detector 12 includes a differential amplifier 21 composed of transistors Q 261 and Q 262 having emitters connected in common, current sources J 2 and J 1 , and a transistor Q 262 which is an output terminal of the differential amplifier 21. An output transistor Q 263 having a base connected to the collector and an emitter connected to the base of a transistor Q 262 which is a second input terminal of the differential amplifier 21; an integration circuit 22 including a capacitor C 121 and a resistor R 121 ; a clamp circuit 23 composed of the reference voltage source E 2 and the clamp transistor Q 155, composed of the anti-saturation transistor Q 409.

【0015】差動増幅器21の第1の入力端子であるト
ランジスタQ261 のベースは、入力端子16に接続され
ると共に、抵抗R122 を介して基準電圧源E1 に接続さ
れている。また、検波電圧VODは、端子17から出力さ
れる。
The base of the transistor Q 261 is a first input terminal of the differential amplifier 21 is connected to the input terminal 16 is connected to the reference voltage source E 1 via a resistor R 122. The detection voltage V OD is output from the terminal 17.

【0016】トランジスタQ409 のベースは基準電圧源
2 に接続され、エミッタはトランジスタQ262 のコレ
クタに接続されている。トランジスタQ155 のベースは
基準電圧源E2 に接続され、エミッタはトランジスタQ
263 のエミッタに接続されている。
The base of the transistor Q 409 is connected to a reference voltage source E 2, an emitter connected to the collector of the transistor Q 262. The base of transistor Q 155 is connected to a reference voltage source E 2, emitter transistor Q
Connected to 263 emitters.

【0017】なお、トランジスタQ261 ,Q263 ,Q
409 ,Q155 のコレクタは、電源電圧Vccの電源端子に
接続されている。また、コンデンサC121 及び抵抗R
121 の一端は、トランジスタQ263 のエミッタに接続さ
れ、他端は接地されている。
The transistors Q 261 , Q 263 , Q
409, the collector of Q 155 is connected to the power supply terminal of the power supply voltage Vcc. The capacitor C 121 and the resistor R
One end of 121 is connected to the emitter of transistor Q263 , and the other end is grounded.

【0018】基準電圧源E2 の基準電圧Vref2は、基準
電圧源E1 の基準電圧Vref1にトランジスタQ155 のベ
ース・エミッタ間電圧を加算した電圧より僅かに低い電
圧に設定してある。
The reference voltage source reference voltage V ref2 of the E 2 are, is set to the reference voltage V ref1 of the reference voltage source E 1 to slightly lower voltage than the voltage obtained by adding the base-emitter voltage of the transistor Q 155.

【0019】また、電流源J1 の電流I1 は、電流源J
2 の電流I2 の約1/2に設定してある。
Further, the current I 1 of the current source J 1 includes a current source J
2 is set to about 1/2 of the current I 2 .

【0020】振幅分抽出部13は、電圧電流変換回路3
1と、カレントミラー回路32と、出力用抵抗R124
ら構成される。
The amplitude component extracting section 13 includes a voltage / current converting circuit 3
1, a current mirror circuit 32, an output resistor R 124.

【0021】電圧電流変換回路31は、エミッタを共通
接続したトランジスタQ137 ,Q13 9 、カレントミラー
負荷のトランジスタQ138 ,Q140 、トランジスタQ
142 、電流源J3 ,J4 より構成される差動増幅器35
と、出力トランジスタQ144 と、出力トランジスタQ
144 のエミッタに一端が接続され、他端が基準電圧源E
1に接続された変換用抵抗R123 と、出力トランジスタ
144 のコレクタに接続された第1のバイアス電流源J
10と、出力トランジスタQ144 のエミッタに接続された
第2のバイアス電流源J11とから構成される。
The voltage-current conversion circuit 31, the transistor Q 137 where the emitter is commonly connected, Q 13 9, the transistor Q 138, Q 140 of the current mirror load, the transistor Q
142 , a differential amplifier 35 composed of current sources J 3 and J 4
And the output transistor Q 144 and the output transistor Q
One end is connected to the emitter of 144 and the other end is a reference voltage source E.
A converting resistor R 123 connected to 1, the first bias current source J connected to the collector of the output transistor Q 144
And 10, and a second bias current source J 11 Metropolitan connected to the emitter of the output transistor Q 144.

【0022】差動増幅器35の出力端子であるトランジ
スタQ142 のエミッタは、電流源J 4 に接続されるとと
もに、出力トランジスタQ144 のベースに接続されてい
る。出力トランジスタQ144 のコレクタに接続されてい
る電圧電流変換回路31の電流出力端子37は、カレン
トミラー回路32の電流供給端子であるトランジスタQ
143 のコレクタに接続されている。出力トランジスタQ
144 のエミッタは、差動増幅器35の第2の入力端子で
あるトランジスタQ139 のベースに接続されている。
A transistor which is an output terminal of the differential amplifier 35
Star Q142Of the current source J FourWhen connected to
The output transistor Q144Connected to the base of
You. Output transistor Q144Connected to the collector
The current output terminal 37 of the voltage-current conversion circuit 31
The transistor Q which is a current supply terminal of the trimmer circuit 32
143Connected to the collector. Output transistor Q
144Is the second input terminal of the differential amplifier 35
Some transistor Q139Connected to the base.

【0023】出力用抵抗R124 は、一端がカレントミラ
ー回路32の電流出力端子であるトランジスタQ145
コレクタに接続され、他端が接地されている。
The output resistor R124 has one end connected to the collector of the transistor Q145 , which is the current output terminal of the current mirror circuit 32, and the other end grounded.

【0024】差動増幅器31の第1の入力端子であるト
ランジスタQ137 のベースは、検波部12の出力端子1
7に接続されている。
The base of the transistor Q 137 , which is the first input terminal of the differential amplifier 31, is connected to the output terminal 1 of the detector 12.
7 is connected.

【0025】なお、電流源J3 ,J4 の電流を、夫々I
3 ,I4 とする。また、バイアス電流源J10,J11の電
流を、夫々、I10,I11とする。
Note that the currents of the current sources J 3 and J 4 are respectively represented by I
3, and I 4. Further, the currents of the bias current sources J 10 and J 11 are defined as I 10 and I 11 , respectively.

【0026】以下に、直線検波回路11の動作について
説明する。先ず、検波部12の動作について説明する。
The operation of the linear detection circuit 11 will be described below. First, the operation of the detector 12 will be described.

【0027】図2は、入力電圧VI と検波部12の出力
端子17から出力される検波電圧V OD、後述する振幅対
応電圧VOSの説明図を示す。
FIG. 2 shows the input voltage VIAnd output of detector 12
Detection voltage V output from terminal 17 OD, Amplitude pairs to be described later
Response voltage VOSFIG.

【0028】差動増幅器21の出力信号が、トランジス
タQ263 のベース,エミッタを介して、トランジスタQ
262 のベースに負帰還される。このため、積分回路22
のコンデンサC121 が無いとすると、トランジスタQ
261 ,Q262 が常にバランスして、トランジスタQ261
のベース電位とトランジスタQ262 のベース電位が、ほ
ぼ入力電圧VI に等しい同電位となる。
The output signal of the differential amplifier 21 is applied to the transistor Q263 via the base and the emitter of the transistor Q263.
Negative feedback to 262 base. Therefore, the integration circuit 22
If there is no capacitor C121 , the transistor Q
261 and Q 262 are always balanced, and the transistor Q 261
The base potential of the base potential of the transistor Q 262 becomes the same potential approximately equal to the input voltage V I.

【0029】図2の破線で示すように、入力電圧V
I は、無信号時に、基準電圧Vref1に等しい直流電圧で
あり、入力交流信号Vinがある場合には、基準電圧V
ref1に対して、交流振幅分だけ変動する。
As shown by the broken line in FIG.
I, at the time of no signal is equal DC voltage to the reference voltage V ref1, when there is an input AC signal V in is the reference voltage V
It fluctuates by ref1 by the AC amplitude.

【0030】ここで、入力信号Vinが無く、出力端子1
7の電圧が基準電圧Vref1であった状態から、入力信号
inが供給されて、入力電圧VI が基準電圧Vref1から
上昇する場合を考える。
[0030] Here, there is no input signal V in, the output terminal 1
The state 7 voltage was reference voltage V ref1, is supplied with the input signal V in, consider the case where the input voltage V I increases from the reference voltage V ref1.

【0031】この場合、トランジスタQ261 ,Q262
バランスした状態で動作して、トランジスタQ262 のベ
ース、即ち、出力端子17の電圧は、入力電圧VI とほ
ぼ等しい電圧として上昇する。この際、トランジスタQ
263 のエミッタからコンデンサC121 に電流が供給され
て、コンデンサC121 が入力電圧VI と等しい電圧に充
電される。
[0031] In this case, operates in a state in which the transistors Q 261, Q 262 are balanced, the base of the transistor Q 262, i.e., the voltage of the output terminal 17 is increased as a voltage approximately equal to the input voltage V I. At this time, the transistor Q
From 263 of the emitter current is supplied to the capacitor C 121, the capacitor C 121 is charged to a voltage equal to the input voltage V I.

【0032】入力信号Vinが最大値に達した後、下降し
て、入力電圧VI が下降すると、入力電圧VI と等しい
トランジスタQ261 のベース電圧が下降するのに伴い、
トランジスタQ262 のコレクタ電流が増加し、トランジ
スタQ263 のエミッタ電流が減少して、トランジスタQ
262 のベース電圧を下げようとする。しかし、積分回路
22のコンデンサC121 に充電されているため、トラン
ジスタQ263 のエミッタ電流が0になっても、コンデン
サC121 ,抵抗R121 の時定数で決まる変化率でしか、
出力端子17の電圧VODは減少しない。
[0032] After the input signal V in has reached the maximum value, lowered, the input voltage V I is lowered, the base voltage equal to the input voltage V I transistor Q 261 is accompanied to down,
The collector current of the transistor Q 262 increases, and the emitter current of the transistor Q 263 decreases.
Attempts to lower the base voltage of 262 . However, since it is charged in the capacitor C 121 of the integrating circuit 22, even if the emitter current of the transistor Q 263 becomes 0, the capacitor C 121, only the rate of change determined by the time constant of the resistor R 121,
The voltage VOD at the output terminal 17 does not decrease.

【0033】このため、入力電圧VI が下降するのにつ
れて、トランジスタQ263 はオフとなり、トランジスタ
262 にコンデンサC121 からベース電流が供給され、
電流源J1 の電流I1 は全てトランジスタQ262 に流入
する。この際、トランジスタQ261 もオフとなる。この
状態で、出力端子17の電圧VODは、図2の実線で示す
ように、積分回路22の時定数で減少する。
[0033] Therefore, as the input voltage V I is to descend, the transistor Q 263 is turned off, base current is supplied from the capacitor C 121 to the transistor Q 262,
All current I 1 of the current source J 1 flows into the transistor Q 262. At this time, the transistor Q261 is also turned off. In this state, the voltage V OD at the output terminal 17 decreases with the time constant of the integration circuit 22, as shown by the solid line in FIG.

【0034】入力電圧VI が最少値に達した後、再び上
昇して、出力端子17の電圧VODに一致すると、トラン
ジスタQ261 ,Q263 が再びオンとなり、トランジスタ
26 1 ,Q262 がバランスして動作する。これにより、
出力端子17の電圧VODは、入力電圧VI と同様に上昇
して、コンデンサC121 が充電される。
[0034] After the input voltage V I reaches the minimum value, then rises again, to match the voltage V OD output terminal 17, the transistor Q 261, Q 263 is turned on again, transistor Q 26 1, Q 262 is Work in balance. This allows
Voltage V OD output terminal 17 is similarly raised the input voltage V I, the capacitor C 121 is charged.

【0035】上記のようにして、入力信号Vinを含む入
力電圧VI を半波整流して積分した検波電圧VODが、出
力端子17から出力される。なお、積分回路22の時定
数を適切に設定することにより、検波電圧VODは、入力
信号Vinに対応した、ほぼ直流の電圧とすることができ
る。
[0035] As described above, the detection voltage V OD to the input voltage V I, including an input signal V in and integral with half-wave rectification is outputted from the output terminal 17. Note that by appropriately setting the time constant of the integrating circuit 22, the detection voltage V OD is corresponding to the input signal V in, can be substantially direct current voltage.

【0036】飽和防止用トランジスタQ409 は通常オフ
であるが、トランジスタQ262 のコレクタ電圧が下降し
て、基準電圧Vref1以下になろうとすると、ベースが所
定の基準電圧Vref2であるトランジスタQ409 がオンと
なり、トランジスタQ262 が飽和することを防止する。
従って、トランジスタQ262 の飽和による直線性の低下
を防止できる。
The transistor Q 409 for preventing saturation is normally off, but when the collector voltage of the transistor Q 262 falls and becomes lower than the reference voltage V ref1 , the transistor Q 409 whose base is the predetermined reference voltage V ref2 is used. Is turned on to prevent the transistor Q262 from saturating.
Therefore, a decrease in linearity due to saturation of the transistor Q262 can be prevented.

【0037】また、入力信号Vinが微小信号の場合に
は、入力電圧VI が基準電圧Vref1以下で、積分回路2
2が放電されている期間に、検波電圧VODが、基準電圧
ref1以下になろうとする。このとき、通常オフである
クランプ用トランジスタQ155がオンとなり、検波電圧
ODの低レベル側を、ほぼ、基準電圧Vref1にクランプ
する。このため、入力信号が微小信号の場合でも、入力
信号Vinの振幅に正確に比例した振幅対応電圧VOSを含
む検波電圧VODを得ることができる。
Further, when the input signal V in is very small signals, the input voltage V I is the reference voltage V ref1 or less, the integrating circuit 2
2 is discharged, the detection voltage V OD tends to be lower than the reference voltage V ref1 . At this time, the normally-off clamp transistor Q155 is turned on, and the low-level side of the detection voltage VOD is almost clamped to the reference voltage Vref1 . Therefore, even when the input signal is a minute signal, it is possible to obtain a detection voltage V OD including amplitude corresponding voltage V OS exactly proportional to the amplitude of the input signal V in.

【0038】次に、振幅分抽出部13の動作について説
明する。電流I4 は、例えば、電流I3 の約2倍に設定
する。例えば、I3 =10μA,I4 =20μAとす
る。
Next, the operation of the amplitude extracting section 13 will be described. Current I 4 is set to, for example, approximately twice the current I 3. For example, it is assumed that I 3 = 10 μA and I 4 = 20 μA.

【0039】トランジスタQ137 のベース電位がトラン
ジスタQ139 のベース電位より高くなると、夫々のコレ
クタ電流I137 ,I139 は、I137 <I139 となる(但
し、I137 +I139 =I3 )。トランジスタQ138 ,Q
140 のカレントミラー回路により、トランジスタQ139
のコレクタ電流I139 >トランジスタQ140 のコレクタ
電流I140 となり、トランジスタQ142 のベース電流と
コレクタ電流I142 が減少する。
[0039] When the base potential of the transistor Q 137 is higher than the base potential of the transistor Q 139, the collector current I 137, I 139 of each is a I 137 <I 139 (however, I 137 + I 139 = I 3). Transistors Q 138 , Q
The 140 current mirror circuit allows the transistor Q 139
The collector current I 139 of the transistor Q 140 > the collector current I 140 of the transistor Q 140 , and the base current and the collector current I 142 of the transistor Q 142 decrease.

【0040】このとき、I142 <I4 となり、トランジ
スタQ144 のベース電流とエミッタ電流I144 が増加す
る。このエミッタ電流I144 が変換用抵抗R123 に流入
して、トランジスタQ139 のベースに負帰還電圧が供給
される。
At this time, I 142 <I 4 holds, and the base current and the emitter current I 144 of the transistor Q 144 increase. The emitter current I 144 flows into the converting resistor R 123, a negative feedback voltage to the base of the transistor Q 139 is supplied.

【0041】上記のようにして、トランジスタQ137
139 がバランスして動作し、トランジスタQ144 のエ
ミッタ電位とトランジスタQ137 のベース電位は、同電
位になる。
As described above, the transistors Q 137 ,
Q 139 operates to balance the base potential of the emitter potential of the transistor Q 137 of the transistor Q 144 is the same potential.

【0042】従って、トランジスタQ144 のエミッタ電
位は、検波部12の出力端子17から供給される検波電
圧VODと同じになる。
Therefore, the emitter potential of the transistor Q 144 becomes equal to the detection voltage V OD supplied from the output terminal 17 of the detection section 12.

【0043】等価的には、検波電圧VODを入力電圧とす
るバッファアンプの出力電圧が、抵抗R123 の一端に供
給されているとみることができる。
Equivalently, it can be considered that the output voltage of the buffer amplifier having the detection voltage VOD as the input voltage is supplied to one end of the resistor R123 .

【0044】抵抗R123 の他端には、基準電圧Vref1
供給されている。このため、抵抗R 123 の両端には、入
力信号Vinの振幅に比例した振幅対応電圧VOS=VOD
re f1が生成される。
Resistance Rone two ThreeHas a reference voltage Vref1But
Supplied. Therefore, the resistance R one two ThreeAt both ends
Force signal VinAmplitude corresponding voltage V proportional to the amplitude ofOS= VOD
Vre f1Is generated.

【0045】抵抗R123 には、トランジスタQ144 のエ
ミッタ電流I144 からバイアス電流I11を引いた電流と
して、IR123=VOS/R123 ≒I144 −I11 なる電流
が流れる。
A current I R123 = V OS / R 123 ≒ I 144 -I 11 flows through the resistor R 123 as a current obtained by subtracting the bias current I 11 from the emitter current I 144 of the transistor Q 144 .

【0046】トランジスタQ144 のコレクタには、エミ
ッタ電流I144 とほぼ等しいコレクタ電流が流入する。
また、バイアス電流源J10からは、電流I11と等しい電
流I 10がトランジスタQ144 のコレクタに流入する。従
って、電圧電流変換回路31の電流出力端子37には、
144 −I10=I144 −I11≒IR123なる電流が流入す
る。
Transistor Q144The collector of Emi
Current I144And a collector current almost equal to the above.
The bias current source JTenFrom the current I11Equal to
Style I TenIs transistor Q144Flows into the collector. Obedience
Therefore, the current output terminal 37 of the voltage / current conversion circuit 31
I144-ITen= I144-I11≒ IR123Current flows
You.

【0047】上記のようにして、電圧電流変換回路31
からは、入力信号Vinの振幅に比例した振幅対応電圧V
OSに比例した電流IR123が出力される。
As described above, the voltage / current conversion circuit 31
From the amplitude-dependent voltage V proportional to the amplitude of the input signal V in
A current I R123 proportional to OS is output.

【0048】電圧電流変換回路31の電流出力端子37
に接続された、カレントミラー回路32の電流供給端
子、即ち、トランジスタQ143 のコレクタには、I144
−I10=IR123なる、電圧電流変換回路31の出力電流
が流れる。このため、トランジスタQ145 のコレクタに
は、電流IR123と等しいコレクタ電流I145 が流れる。
出力用抵抗R124 に、この電流I145 が流れて、出力端
子18に出力電圧Voutが生成される。
The current output terminal 37 of the voltage / current conversion circuit 31
Connected to the current supply terminal of the current mirror circuit 32, i.e., the collector of the transistor Q 143 is, I 144
-I becomes 10 = I R123, the output current of the voltage-current conversion circuit 31 flows. Therefore, a collector current I 145 equal to the current I R123 flows through the collector of the transistor Q 145 .
The current I 145 flows through the output resistor R 124 , and an output voltage V out is generated at the output terminal 18.

【0049】出力電圧Vout は、Vout =IR123・R
124 =(VOS/R123 )・R124 で表せる。
The output voltage V out is V out = I R123 · R
124 = (V OS / R 123 ) · R 124

【0050】抵抗R123 と抵抗R124 の比を適宜設定す
ることにより、入力信号Vinの振幅に対して所定比の直
流出力電圧Vout を得ることができる。
[0050] By setting the a resistor R 123 ratio of the resistance R 124 can be appropriately with respect to the amplitude of the input signal V in obtaining a DC output voltage V out of the predetermined ratio.

【0051】図3は、入力信号Vinと出力電圧Vout
関係の説明図を示す。バイアス電流I10,I11は、無信
号時にもトランジスタQ144 をオンとして、入力信号V
inが微小信号の場合にも良好な直線性を実現するため
に、設けている。
[0051] FIG. 3 is a diagram for explaining the relationship between the input signal V in and the output voltage V out. The bias currents I 10 and I 11 turn on the transistor Q 144 even when there is no signal, and the input signal V
It is provided to realize good linearity even when in is a small signal.

【0052】無信号時は、トランジスタQ144 のエミッ
タ電圧は、基準電圧Vref1に等しくなる。この場合、抵
抗R123 の電流IR123=0である。仮に、バイアス電流
源J 10,J11が無いとすると、無信号時には、トランジ
スタQ144 はエミッタ電流が0であり、オフ状態とな
る。このため、微小信号の場合は、トランジスタQ144
がオフ状態からオン状態に変化しなければならず、図3
の破線に示すように、立ち上がり部分の直線性が悪くな
る。
When there is no signal, the transistor Q144Emi of
The reference voltage is the reference voltage Vref1Is equal to In this case,
Anti-Rone two ThreeCurrent IR123= 0. Assuming that the bias current
Source J Ten, J11If there is no
Star Q144Indicates that the emitter current is 0 and the
You. Therefore, in the case of a small signal, the transistor Q144
Must change from the off state to the on state, and FIG.
As shown by the broken line, the linearity of the rising
You.

【0053】そこで、本実施例では、I10=I11なるバ
イアス電流源J10,J11を設けて、無信号時にもトラン
ジスタQ144 にアイドリング電流として電流I10を流
し、トランジスタQ144 を常にオン状態にしている。こ
のため、微小信号の場合にも、図3の実線で示すよう
に、良好な直線性を確保することができる。
[0053] Therefore, in this embodiment, by providing a bias current source J 10, J 11 comprising I 10 = I 11, even when no signal electric current I 10 in the transistor Q 144 as idling current, constantly transistor Q 144 Turned on. Therefore, even in the case of a small signal, good linearity can be ensured as shown by the solid line in FIG.

【0054】電流I10,I11は、電流I4 に対して約1
/10程度に設定してあり、トランジスタQ144 のアイ
ドリング電流としてだけ機能し、他の動作条件には、影
響を与えない。
The currents I 10 and I 11 are approximately 1 to the current I 4 .
It is set to about / 10, and functions only as an idling current of the transistor Q144 , and does not affect other operating conditions.

【0055】なお、無信号時には、電流源J10のバイア
ス電流I10が、トランジスタQ144のコレクタ電流とし
てコレクタに流入し、エミッタから流出して電流源J11
に流入する。このため、無信号時には、カレントミラー
回路32のトランジスタQ14 3 はコレクタ電流が流れ
ず、出力電圧Vout =0となる。従って、出力電圧Vou
t は、入力信号Vinに正確に比例して、0Vより立ち上
がる。
[0055] At the time of no signal, the bias current I 10 of the current source J 10 is flows into the collector as the collector current of the transistor Q 144, current source J 11 flows out from the emitter
Flows into. Therefore, at the time of no signal, the transistor Q 14 3 of the current mirror circuit 32 does not flow collector current, the output voltage V out = 0. Therefore, the output voltage V ou
t rises from 0V in exactly proportion to the input signal Vin.

【0056】上記のように、直線検波回路11では、順
方向電圧の小さなダイオードが使用できない集積回路の
場合でも、十分な直線性を確保しつつ、入力電圧VI
信号Vinの振幅に比例した出力電圧Vout を生成するこ
とができる。
[0056] As described above, in the linear detection circuit 11, even when the integrated circuit is small diode forward voltage can not be used, while ensuring a sufficient linearity, proportional to the amplitude of the signal V in the input voltage V I Output voltage V out can be generated.

【0057】また、直線検波回路11は、検波部12、
振幅分抽出部13共に、必要最小限の増幅用トランジス
タを用いて構成しているため、トランジスタの特性を適
切に設定することで、高周波まで良好な周波数特性とす
ることができ、1MHzを越える高周波領域まで、十分
良好な特性を発揮することができる。
The linear detection circuit 11 includes a detection unit 12
Since the amplitude extracting unit 13 is configured using the minimum necessary amplifying transistors, good frequency characteristics up to high frequencies can be obtained by appropriately setting the characteristics of the transistors. Even in the region, sufficiently good characteristics can be exhibited.

【0058】[0058]

【発明の効果】上述の如く、請求項1の発明によれば、
ダイオードを用いずに、差動増幅器,出力トランジス
タ,及び積分回路を組み合わせた検波部で検波を行い、
クランプ回路により、微小な入力信号に対する直線性を
良好としており、また、振幅分抽出部で、入力電圧の交
流信号振幅に対して所定比の出力電圧を生成するため、
順方向電圧の小さなダイオードが使用できない場合で
も、十分な直線性を確保しつつ、入力電圧の交流信号振
幅に比例した出力電圧を生成することができ、また、必
要最小限の増幅用トランジスタで構成できるため、高周
波領域でも使用できる周波数特性を実現することができ
る等の特長を有する。
As described above, according to the first aspect of the present invention,
Without using a diode, detection is performed by a detection unit that combines a differential amplifier, an output transistor, and an integration circuit.
By the clamp circuit, the linearity with respect to a minute input signal is improved, and the amplitude extraction unit generates an output voltage having a predetermined ratio with respect to the AC signal amplitude of the input voltage.
Even when a diode with a small forward voltage cannot be used, an output voltage proportional to the AC signal amplitude of the input voltage can be generated while maintaining sufficient linearity. Therefore, it has features such as realizing frequency characteristics that can be used even in a high frequency range.

【0059】請求項2の発明によれば、差動増幅器、出
力トランジスタ、及び変換用抵抗を組み合わせた電圧電
流変換回路により、変換用抵抗の両端に、入力電圧の交
流信号振幅に対応する電圧を生成し、変換用抵抗の電流
と等しい電流がカレントミラー回路を介して出力用抵抗
に流れて、入力電圧の交流信号振幅に対して所定比の出
力電圧を生成でき、また、第1のバイアス電流源と、第
2のバイアス電流源を設けているため、出力トランジス
タを常にオン状態とすることができ、微小な入力信号に
対しても良好な直線性を確保することができる。
According to the second aspect of the present invention, the voltage corresponding to the AC signal amplitude of the input voltage is applied to both ends of the conversion resistor by the voltage-current conversion circuit combining the differential amplifier, the output transistor, and the conversion resistor. A current equal to the generated current of the conversion resistor flows to the output resistor via the current mirror circuit, and an output voltage having a predetermined ratio with respect to the AC signal amplitude of the input voltage can be generated. Since the power supply and the second bias current source are provided, the output transistor can be always turned on, and good linearity can be ensured even for a minute input signal.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の一実施例の直線検波回路の回路図であ
る。
FIG. 1 is a circuit diagram of a linear detection circuit according to an embodiment of the present invention.

【図2】入力電圧と検波電圧、振幅対応電圧の説明図で
ある。
FIG. 2 is an explanatory diagram of an input voltage, a detection voltage, and an amplitude corresponding voltage.

【図3】入力信号と出力電圧の関係の説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of a relationship between an input signal and an output voltage.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

11 直線検波回路 12 検波部 13 振幅分抽出部 21 差動増幅器 22 積分回路 23 クランプ回路 Q263 出力トランジスタ 31 電圧電流変換回路 32 カレントミラー回路 R124 出力用抵抗 35 差動増幅器 Q144 出力トランジスタ R123 変換用抵抗 J10,J11 バイアス電流源 R124 出力用抵抗DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Linear detection circuit 12 Detection part 13 Amplitude extraction part 21 Differential amplifier 22 Integrating circuit 23 Clamp circuit Q263 output transistor 31 Voltage-current conversion circuit 32 Current mirror circuit R124 Output resistance 35 Differential amplifier Q144 output transistor R123 Conversion resistor J 10 , J 11 Bias current source R 124 Output resistor

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】 第1の入力端子に入力電圧が供給される
差動増幅器と、前記差動増幅器の出力端子にベースが接
続され、エミッタが前記差動増幅器の第2の入力端子に
接続された出力トランジスタと、前記出力トランジスタ
のエミッタに接続された積分回路と、前記出力トランジ
スタのエミッタに生成される検波電圧の低レベル側を所
定電位にクランプするクランプ回路とを有する検波部
と、 前記検波部から供給された検波電圧を基にして、前記入
力電圧の交流信号振幅に比例した電流を出力する電圧電
流変換回路と、前記電圧電流変換回路の電流出力端子に
電流供給端子が接続されたカレントミラー回路と、前記
カレントミラー回路の電流出力端子に接続された出力用
抵抗とからなる振幅分抽出部とよりなることを特徴とす
る直線検波回路。
1. A differential amplifier having an input voltage supplied to a first input terminal, a base connected to an output terminal of the differential amplifier, and an emitter connected to a second input terminal of the differential amplifier. A detection unit having an output transistor, an integration circuit connected to an emitter of the output transistor, and a clamp circuit for clamping a low level side of a detection voltage generated at the emitter of the output transistor to a predetermined potential; A voltage-current conversion circuit that outputs a current proportional to the AC signal amplitude of the input voltage based on the detection voltage supplied from the unit, and a current supply terminal connected to a current output terminal of the voltage-current conversion circuit. A linear detection circuit comprising: a mirror circuit; and an amplitude extraction unit including an output resistor connected to a current output terminal of the current mirror circuit.
【請求項2】 前記電圧電流変換回路は、 第1の入力端子に前記検波電圧が供給される差動増幅器
と、前記差動増幅器の出力端子にベースが接続され、エ
ミッタが前記差動増幅器の第2の入力端子に接続された
出力トランジスタと、前記出力トランジスタのエミッタ
に一端が接続され、無信号時の前記入力電圧に等しい基
準電圧が他端に供給された変換用抵抗と、前記出力トラ
ンジスタのコレクタに接続された第1のバイアス電流源
と、前記出力トランジスタのエミッタに接続された第2
のバイアス電流源とからなることを特徴とする請求項1
記載の直線検波回路。
2. The voltage-current conversion circuit according to claim 1, wherein the differential amplifier has a first input terminal supplied with the detection voltage, a base connected to an output terminal of the differential amplifier, and an emitter connected to the differential amplifier. An output transistor connected to a second input terminal, a conversion resistor having one end connected to the emitter of the output transistor, and a reference voltage equal to the input voltage when no signal is supplied to the other end; And a second bias current source connected to the collector of the output transistor.
2. A bias current source according to claim 1, wherein
The linear detection circuit described.
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