JP3265474B2 - Regulated voltage controlled oscillator circuit - Google Patents

Regulated voltage controlled oscillator circuit

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Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明が属する技術分野】本発明は、レーダを使用して
観測者から遠くに位置する物体を検出するように動作す
る電子式視覚支援具に使用するに適した電圧制御発振回
路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage-controlled oscillation circuit suitable for use in an electronic visual aid which operates to detect an object located far from an observer using a radar.

【０００２】[0002]

【従来の技術】レーダ・システムは、静止中の目標およ
び移動中の目標を検出し追跡する能力で良く知られてお
り、航空機や船舶などの輸送機関用のナビゲーション・
システムで広く使用されている。しかし、そのようなシ
ステムの寸法、複雑さ、経費のために、個人の観測者に
よるそのようなシステムの小規模な使用は妨げられてい
る。車両交通制御機構の速度検出器および車両の近接検
出器として使用できる小型のレーダ・システムが開発さ
れているが、特にこれらの小型レーダ・システムの電力
要件に鑑みて、そのようなレーダ・システムのうちで、
個人が容易に携帯できると言えるものはない。2. Description of the Related Art Radar systems are well known for their ability to detect and track stationary and moving targets. Navigation systems for vehicles such as aircraft and ships are well known.
Widely used in the system. However, the size, complexity, and cost of such systems prevent small-scale use of such systems by individual observers. Smaller radar systems have been developed that can be used as speed detectors in vehicle traffic control mechanisms and as proximity detectors in vehicles, especially in view of the power requirements of these smaller radar systems. At home,
Nothing can be said to be easily portable by individuals.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】たとえば、すぐ近くの
静止中の物体および移動中の物体を検出し追跡する手段
を盲人や弱視の人に提供することによってそのような人
が自分の環境の周りで適切にかつ容易に移動するのを助
けるために使用できる、小規模で携帯可能なレーダ・シ
ステムが必要である。本発明は小規模で携帯可能なレー
ダ・システムを実現するに適した安定化電圧制御発振回
路を提供することを目的とする。For example, by providing blind and amblyopic persons with a means of detecting and tracking nearby stationary and moving objects, such persons may be able to move around their environment. There is a need for a small, portable radar system that can be used to help move properly and easily. SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a stabilized voltage-controlled oscillation circuit suitable for realizing a small-scale and portable radar system.

【０００４】[0004]

【課題を解決するための手段】本発明は、電圧制御発振
器と、局部発振器と、前記局部発振器から安定化された
局部発振器（ＬＯ）周波数信号を受信し、前記電圧制御
発振器の出力から無線周波数（ＲＦ）信号を受信し、前
記ＬＯ周波数信号を前記ＲＦ信号と混合して中間周波数
（ＩＦ）信号を得るように構成された高調波ミキサと、
前記ＩＦ信号を受信するように接続されたＩＦ増幅器
と、前記ＩＦ増幅器から出力信号を受信するように接続
され、出力電圧信号を与えるように構成された線形周波
数弁別器と、前記出力電圧信号を受信するように接続さ
れた第１の入力を有し、前記電圧制御発振器の入力に供
給される出力信号を与えるように構成された加算増幅器
とを含み、使用中、閉ループ回路が前記線形周波数弁別
器を使用して、電圧制御発振器を安定化させるフィード
バック信号を与えることを特徴とする安定化電圧制御発
振器回路である。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention comprises a voltage controlled oscillator, a local oscillator, a stabilized local oscillator (LO) frequency signal received from the local oscillator, and a radio frequency signal output from the voltage controlled oscillator. Receiving the (RF) signal and mixing the LO frequency signal with the RF signal to produce an intermediate frequency
A harmonic mixer configured to obtain an (IF) signal;
An IF amplifier connected to receive the IF signal; a linear frequency discriminator connected to receive an output signal from the IF amplifier and configured to provide an output voltage signal; A summing amplifier having a first input connected to receive and configured to provide an output signal provided to an input of the voltage controlled oscillator, wherein in use the closed loop circuit comprises the linear frequency discriminator. A stabilized voltage controlled oscillator circuit characterized in that a feedback signal for stabilizing the voltage controlled oscillator is provided by using a resistor.

【０００５】本発明を用いる電子式視覚支援具は、人が
装着するようになされた小規模で携帯可能な個人用レー
ダ・システムを備え、このレーダ・システムは、ミリ波
長電磁放射によって動作する小型レーダ・フロント・エ
ンド・アセンブリと、電源と、信号処理手段と、感覚出
力手段とを含む。[0005] An electronic vision aid employing the present invention comprises a small, portable personal radar system that is adapted to be worn by a person, the radar system being operated by millimeter wavelength electromagnetic radiation. It includes a radar front end assembly, a power supply, signal processing means, and sensory output means.

【０００６】レーダ・フロント・エンド・アセンブリ
は、ユーザ、すなわち個人用レーダ・システムを使用す
る人の頭部に装着されるようになすことが好ましい。と
いうのは、これによって、ユーザの頭部が上下左右に移
動する結果としてレーダ・フロント・アセンブリ用の簡
単な走査機構が与えられるからである。したがって、レ
ーザ・フロント・エンド・アセンブリは、固有の２自由
度プラットフォームに取り付けられ、何らかの形の動力
走査機構をアセンブリに組み込まなくても完全に動作す
ることができる。レーダ・フロント・エンド・アセンブ
リはメガネの形で構成され、レーダ・システムの送信ア
ンテナと受信アンテナの両方が、メガネのそれぞれのレ
ンズ要素上に保持され、送信機回路と受信機回路の両方
のアナログ部が、メガネのそれぞれの側面サポート・フ
レーム上に保持される。[0006] The radar front end assembly is preferably adapted to be worn on the head of the user, ie, the person using the personal radar system. This provides a simple scanning mechanism for the radar front assembly as a result of the user's head moving up, down, left and right. Thus, the laser front end assembly is mounted on a unique two-degree-of-freedom platform and can operate completely without any form of power scanning mechanism incorporated into the assembly. The radar front end assembly is configured in the form of glasses, where both the transmitting and receiving antennas of the radar system are held on each lens element of the glasses, and the analog of both the transmitter and receiver circuits Parts are held on each side support frame of the glasses.

【０００７】この電子式視覚支援具は、波長がミリメー
トル領域にあり、周波数が３５ギガヘルツ（ＧＨｚ）な
いし２２０ギガヘルツの電磁放射によって動作するよう
に構成される。使用される周波数は９４ＧＨｚである。
電源と信号処理手段は共に、ユーザがベルトパック、チ
ェストパック、バックアップのいずれかとして装着する
ように設計された好都合なパッケージに取り付けられ
る。信号処理手段からの出力信号は、適当なケーブルに
よって感覚出力手段へ送られ、感覚手段は、この出力信
号を、ユーザが検出できると共に容易に理解できる感覚
信号に変換する。そのような感覚信号は、人間の五感、
すなわち視覚、聴覚、臭覚、触覚、味覚によって検出で
きる信号でよい。特に盲人や弱視の人を助けるように設
計された。感覚手段は音声出力手段であり、ユーザが装
着しているイヤホンに直接音声信号を送る。The electronic vision aid is configured to operate with electromagnetic radiation having a wavelength in the millimeter range and a frequency between 35 GHz (GHz) and 220 GHz. The frequency used is 94 GHz.
Both the power supply and signal processing means are mounted in a convenient package designed to be worn by the user as either a belt pack, chest pack, or backup. The output signal from the signal processing means is sent to the sensation output means via a suitable cable, which converts the output signal into a sensation signal that can be detected and easily understood by the user. Such sensory signals are the human senses,
That is, it may be a signal that can be detected by sight, hearing, smell, touch, and taste. Specifically designed to help blind and low vision people. The sense means is an audio output means, which sends an audio signal directly to the earphone worn by the user.

【０００８】この電子式視覚支援具で使用されるレーダ
・システムは、使用する動作放射の小さな波長を選択す
ると共に、システムの製造時に小型化技法を使用するこ
とによって寸法が減少される。したがって、マイクロス
トリップ技法を使用して、システムの無線周波数（Ｒ
Ｆ）段および中間周波数（ＩＦ）段で必要とされる様々
な伝送線および受動電子構成要素が製作され、システム
の低周波数構成要素には厚膜混成技法が使用される。ウ
ェーブ・ガイドなど高価な機械加工構成要素はこのシス
テムでは使用されない。使用するレーダ・システムは周
波数変調連続波タイプのものであり、たとえばモノパル
ス型のレーダ・システムなど、いくつかの他のタイプの
可能なレーダ・システムよりもコストが低い。[0008] The radar system used in the electronic vision aid is reduced in size by choosing a small wavelength of operating radiation to use and using miniaturization techniques during system manufacture. Therefore, using the microstrip technique, the system radio frequency (R
The various transmission lines and passive electronic components required in the F) and intermediate frequency (IF) stages are fabricated, and thick film hybrid techniques are used for the low frequency components of the system. Expensive machining components such as waveguides are not used in this system. The radar system used is of the frequency modulated continuous wave type and is less costly than some other types of possible radar systems, for example a monopulse type radar system.

【０００９】この電子式視覚支援具の特徴は、ミリ波の
動作放射およびマイクロストリップ製造技法を使用する
ことによって、ビーム幅が非常に狭いことを特徴とし、
たとえば９４ＧＨｚで２°であるプレーナ・フェイズド
・アレイ・アンテナを製造できることである。したがっ
て、電子式視覚支援具のユーザは、物体がレーダ・シス
テムのアンテナにおいて２°よりも小さな角度に相対し
ないかぎり、特定の体積の空間を走査することができ、
その空間中の物体の物理的存在および範囲を容易に判定
することができる。これは実際には、ユーザが１ｍの距
離で２．５ｃｍ程度の物体を検出できることを意味す
る。The features of this electronic vision aid are characterized by a very narrow beam width due to the use of millimeter-wave operating radiation and microstrip manufacturing techniques.
For example, a planar phased array antenna that is 2 ° at 94 GHz can be manufactured. Thus, the user of the electronic vision aid can scan a particular volume of space as long as the object is not facing the antenna of the radar system at an angle less than 2 °.
The physical presence and range of the object in that space can be easily determined. This means that the user can actually detect an object of about 2.5 cm at a distance of 1 m.

【００１０】さらに、電子式視覚支援具で使用されるミ
リ波の動作放射は、霧、ほこり、煙など、可視性の低い
環境で受ける減衰レベルが比較的低い。したがって、た
とえば、濃い霧中の９４ＧＨｚ放射の１方向減衰は約３
ｄＢ／ｋｍであり、それに対して赤外線放射では約１０
０ｄＢ／ｋｍである。９４ＧＨｚ放射による霧または煙
の貫通は明らかに、赤外線放射の貫通よりもずっと優れ
ている。したがって、本発明を利用した電子式視覚支援
具は、容易に携帯できると共にユーザによって装着され
るようになされており、消防士が、濃い煙や炎の中で、
そのような濃い煙や炎のために見えない物体や障害物の
存在を検出するために作業する際に使用することができ
る。In addition, the operating radiation of millimeter waves used in electronic vision aids has a relatively low attenuation level in low visibility environments such as fog, dust and smoke. Thus, for example, the one-way attenuation of 94 GHz radiation in dense fog is about 3
dB / km, compared to about 10 for infrared radiation.
0 dB / km. Clearly, penetration of fog or smoke by 94 GHz radiation is significantly better than penetration of infrared radiation. Therefore, the electronic visual aid using the present invention can be easily carried and worn by a user.
It can be used when working to detect the presence of objects or obstacles that are invisible due to such dense smoke or fire.

【００１１】[0011]

【発明の実施の形態】本発明実施形態による電圧制御発
振回路を、これを使用した電子式視覚支援具のに基づい
て説明する。これらの図で、電子式視覚支援具のレーダ
・フロント・エンド・アセンブリは、メガネ取り付けア
ンテナ受信機送信機システム２２（下記ではＳＭＡＲＴ
システム２２と呼ぶ）の形をとっている。次に図１を参
照すると、電子式視覚支援具の好ましい実施形態のＳＭ
ＡＲＴシステム２２およびベルト取り付け可能な信号処
理電源パック装置２４の各部が示されている。ＳＭＡＲ
Ｔシステム２２は、送信アンテナ３０と受信アンテナ３
２とを含む。送信アンテナ３０は、電圧制御発振器３４
と、カプラ３６と、高調波ミキサ（harmonic mixr）３
８と、局部発振器４０と、増幅器４２と、線形周波数弁
別器４４と、加算増幅器４６とを含む送信機閉ループ回
路の出力にマイクロストリップ伝送線３３によって接続
される。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention will be described based on an electronic visual aid using the same. In these figures, the radar front end assembly of the electronic vision aid is equipped with a glasses-mounted antenna receiver transmitter system 22 (SMART below).
System 22). Referring now to FIG. 1, a SM of the preferred embodiment of the electronic vision aid is shown.
Each part of the ART system 22 and the belt-attachable signal processing power pack device 24 is shown. SMAR
The T system 22 includes a transmitting antenna 30 and a receiving antenna 3
2 is included. The transmitting antenna 30 includes a voltage controlled oscillator 34
, Coupler 36, harmonic mixer (harmonic mixr) 3
8, a local oscillator 40, an amplifier 42, a linear frequency discriminator 44, and an output of a transmitter closed loop circuit including a summing amplifier 46 by a microstrip transmission line 33.

【００１２】この閉ループ回路の動作時には、局部発振
器４０が、安定化された局部発振器（ＬＯ）周波数信号
を生成し、この信号が、マイクロストリップ伝送線３９
を通じて高調波ミキサ３８の一方の入力へ送られる。カ
プラ３６によって伝送線３３から少量の無線周波数（Ｒ
Ｆ）エネルギーが取り出され、マイクロストリップ伝送
線３７を通じて高調波ミキサ３８の第２の入力へ送られ
る。高調波ミキサ３８は、カプラ３６からのＲＦ信号と
局部発振器４０からのＬＯ周波数信号を混合し、中間周
波数（ＩＦ）と呼ばれるビート周波数を得る。この周波
数は、マイクロストリップ伝送線４１を通じて中間周波
数増幅器４２の入力へ送られる。構成要素３６、３８、
４０、４２はすべて、ＳＭＡＲＴシステム２２の一部を
形成する。During operation of the closed loop circuit, local oscillator 40 generates a stabilized local oscillator (LO) frequency signal which is transmitted to microstrip transmission line 39.
Through to one input of a harmonic mixer 38. A small amount of radio frequency (R
F) Energy is extracted and sent through a microstrip transmission line 37 to a second input of a harmonic mixer 38. The harmonic mixer 38 mixes the RF signal from the coupler 36 and the LO frequency signal from the local oscillator 40 to obtain a beat frequency called an intermediate frequency (IF). This frequency is sent through a microstrip transmission line 41 to the input of an intermediate frequency amplifier 42. Components 36, 38,
All 40 and 42 form part of the SMART system 22.

【００１３】ＩＦ増幅器４２からの出力信号は、ベルト
・パック装置２４内に収納された線形周波数弁別器４４
へ出力線４３を通じて送られる。周波数弁別器４４は出
力電圧信号を生成し、この信号は、出力線４５を通じて
加算増幅器４６の一方の入力へ送られる。加算増幅器４
６も、線形ランプ波発生器４８と共にベルト・パック装
置２４内に収納される。線形ランプ波発生器４８は、鋸
歯電圧信号を生成し、この信号は、入力線４７を通じて
加算増幅器４６の第２の入力へ送られる。加算増幅器４
６からの出力信号は、出力線３５を通じて電圧制御発振
器３４へ送られる。電圧制御発振器３４は、電圧制御ガ
ン・ダイオードを備える。電圧制御発振器３４について
は、下記で図１２ａおよび１２ｂを参照しながら詳しく
説明する。加算増幅器４６からの出力信号の波形は、電
圧制御発振器３４からの出力信号を生成する。この出力
信号は周波数変調されている。この周波数変調出力信号
は、マイクロストリップ伝送線３３を通じて送信アンテ
ナ３０へ送られ、ループが閉じられる。An output signal from the IF amplifier 42 is output to a linear frequency discriminator 44 housed in the belt / pack device 24.
Through the output line 43. Frequency discriminator 44 generates an output voltage signal, which is sent through output line 45 to one input of summing amplifier 46. Summing amplifier 4
6 is also housed in the belt and pack unit 24 along with the linear ramp generator 48. A linear ramp generator 48 generates a sawtooth voltage signal which is sent through input line 47 to a second input of summing amplifier 46. Summing amplifier 4
The output signal from 6 is sent to a voltage controlled oscillator 34 via an output line 35. Voltage controlled oscillator 34 includes a voltage controlled gun diode. The voltage controlled oscillator 34 will be described in detail below with reference to FIGS. 12a and 12b. The waveform of the output signal from summing amplifier 46 produces the output signal from voltage controlled oscillator 34. This output signal is frequency modulated. This frequency modulated output signal is sent to the transmitting antenna 30 through the microstrip transmission line 33, and the loop is closed.

【００１４】この閉ループ送信機回路は、周波数弁別器
４４を使用して、調整可能な電圧制御発振器３４を安定
化する帰還信号を生成する。電圧制御発振器３４は、下
記で第１１ｂ図および第１１ｃ図にグラフで示したよう
に、実際上、周波数弁別器４４の調整特性に「ロック」
される。この調整特性は線形なので、電圧制御発振器３
４は線形に調整される。The closed loop transmitter circuit uses a frequency discriminator 44 to generate a feedback signal that stabilizes the adjustable voltage controlled oscillator 34. The voltage controlled oscillator 34 actually "locks" to the adjustment characteristic of the frequency discriminator 44, as shown graphically in FIGS. 11b and 11c below.
Is done. Since this adjustment characteristic is linear, the voltage-controlled oscillator 3
4 is adjusted linearly.

【００１５】本電子式視覚支援具のこの好ましい実施形
態のユーザは、メガネを装着するのと同様に頭部にＳＭ
ＡＲＴシステム２２を装着する。電子式視覚支援具の動
作時には、ユーザの頭部を移動することによって、送信
アンテナから送信されるレーダ信号をユーザの前に配置
された物体の上方で走査させることができ、走査される
そのような物体は、送信信号の一部を散乱させ、ＳＭＡ
ＲＴシステム２２の受信アンテナ３２に戻す。受信アン
テナ３２によって収集されたリターン信号は、マイクロ
ストリップ伝送線４９を通じて無線周波数混成リング・
ミキサ５２の一方の入力へ送られる。送信機出力線３３
に隣接して配置されたカプラ５０は、送信機信号の小さ
な一部を取り出し、マイクロストリップ伝送線５１を通
じて混成リング・ミキサ５２の第２の入力へ送ることに
よって局部発振器として動作する。混成リング・ミキサ
５２については、下記で図１３を参照しながら詳しく説
明する。混成リング・ミキサ５２は、中間周波数（Ｉ
Ｆ）信号、すなわちビート周波数、すなわち混成リング
・ミキサ５２の２つの入力へ送られる送信信号と受信信
号との間の周波数の差を生成する。[0015] The user of this preferred embodiment of the present electronic visual aid has a SM on his head similar to wearing glasses.
The ART system 22 is mounted. During operation of the electronic vision aid, by moving the user's head, the radar signal transmitted from the transmitting antenna can be scanned over an object placed in front of the user, and such a scanned object is scanned. Objects scatter some of the transmitted signal,
Return to the receiving antenna 32 of the RT system 22. The return signal collected by the receiving antenna 32 is transmitted through a microstrip transmission line 49 to a radio frequency hybrid
It is sent to one input of the mixer 52. Transmitter output line 33
A coupler 50 located adjacent to operates as a local oscillator by tapping a small portion of the transmitter signal and sending it through a microstrip transmission line 51 to a second input of a hybrid ring mixer 52. The hybrid ring mixer 52 will be described in detail below with reference to FIG. The hybrid ring mixer 52 has an intermediate frequency (I
F) Generate the signal, the beat frequency, the frequency difference between the transmitted and received signals sent to the two inputs of the hybrid ring mixer 52.

【００１６】混成リング・ミキサ５２からのＩＦ信号
は、マイクロストリップ伝送線５３を通じて低域フィル
タ５４の入力へ送られる。低域フィルタ５４は、ＩＦ信
号のみがマイクロストリップ伝送線５５を介してＩＦ増
幅器５６の入力へ送られるように設計される。ＩＦ増幅
器５６は、増幅されたＩＦ出力信号を生成し、この信号
は、出力線５７を通じてアナログ・ディジタル変換器
（ＡＤＣ）５８の入力へ送られる。増幅ＩＦ信号は、Ａ
ＤＣ５８によってアナログ信号からディジタル信号に変
換され、ＡＤＣ５８からのディジタル出力信号は、出力
線５９を通じて信号処理装置６０の入力に渡される。Ａ
ＤＣ５８と信号処理装置６０は共に、ベルト・パック装
置２４に収納される。The IF signal from hybrid ring mixer 52 is sent through microstrip transmission line 53 to the input of low pass filter 54. The low pass filter 54 is designed such that only the IF signal is sent via a microstrip transmission line 55 to the input of an IF amplifier 56. IF amplifier 56 generates an amplified IF output signal, which is sent via output line 57 to the input of an analog-to-digital converter (ADC) 58. The amplified IF signal is A
The analog signal is converted into a digital signal by the DC 58, and the digital output signal from the ADC 58 is passed to the input of the signal processing device 60 through the output line 59. A
The DC 58 and the signal processing device 60 are both housed in the belt / pack device 24.

【００１７】信号処理装置６０は、ユーザに対する検出
された物体の範囲および速度を算出し、可能なら、この
物体を識別する。信号処理装置６０は、検出された物体
を識別するうえで助けとなる物体認識アルゴリズムを含
み、この物体の検出されたすべての特性を具体化する音
声出力信号を生成する。この音声信号は、ユーザが装着
しているステレオ・イヤホン９８に接続された出力音声
・ケーブル１０２へ送られる（図５参照）。The signal processor 60 calculates the range and speed of the detected object relative to the user and identifies this object, if possible. The signal processing device 60 includes an object recognition algorithm that helps identify the detected object and generates an audio output signal that embodies all detected characteristics of the object. This audio signal is sent to the output audio cable 102 connected to the stereo earphone 98 worn by the user (see FIG. 5).

【００１８】次に図２、図３、図４を参照すると、本発
明実施形態を利用したＳＭＡＲＴシステム２２の詳細な
構成が示されている。図２は、ＳＭＡＲＴシステム２２
の正面図を示しており、この図から、ＳＭＡＲＴシステ
ム２２が、上部水平クロスバー８０を有するフレーム７
６によって支持された一対のレンズ状要素７５を備える
ことが分かる。レンズ状要素７５は、水晶など適当な誘
電基板で形成され、クロス・バー８０は、金属製接地平
面上に取り付けられた長方形の適当な誘電基板（たとえ
ば、アルミニウム）片である。図２において右側の要素
７５は、図１の送信アンテナ３０を構成するプレーナ・
フェイズド・アレイ７８を保持し、図２において左側の
要素７５は、図１の受信アンテナ３２を構成する同様な
プレーナ・フェイズド・アレイ９０を保持する。クロス
バー８０は、図１に示したレーダ・システムの送信機回
路の電圧制御発振器３４、カプラ３６、マイクロストリ
ップ伝送線３３、３５、３７と、図１に示したレーダ・
システムの受信機回路のカプラ５０およびマイクロスト
リップ伝送線４９および５１を保持する。Referring next to FIGS. 2, 3 and 4, there is shown a detailed configuration of the SMART system 22 using the embodiment of the present invention. FIG. 2 shows the SMART system 22
From which the SMART system 22 is mounted on a frame 7 with an upper horizontal crossbar 80.
It can be seen that it comprises a pair of lenticular elements 75 supported by 6. Lenticular element 75 is formed of a suitable dielectric substrate, such as quartz, and cross bar 80 is a rectangular piece of a suitable dielectric substrate (eg, aluminum) mounted on a metal ground plane. The element 75 on the right side in FIG. 2 is a planar antenna constituting the transmitting antenna 30 of FIG.
Holding the phased array 78, the left side element 75 in FIG. 2 holds a similar planar phased array 90 that comprises the receive antenna 32 of FIG. The crossbar 80 includes the voltage-controlled oscillator 34, coupler 36, microstrip transmission lines 33, 35, and 37 of the transmitter circuit of the radar system shown in FIG.
It holds the coupler 50 and the microstrip transmission lines 49 and 51 of the receiver circuit of the system.

【００１９】図３は、ＳＭＡＲＴシステム２２の側面図
であり、フレーム７６用の左側フレーム・サポート８２
を示す。フレーム・サポート８２は、金属製接地平面上
に取り付けられた、アルミニウムなど適当な誘電材料基
板からなる。フレーム・サポート８２は、図１に示した
レーダ・システムの送信機回路の高調波ミキサ３８、局
部発振器４０、増幅器４２、マイクロストリップ伝送線
３５、３７、３９、４１、４３を保持する。FIG. 3 is a side view of the SMART system 22 showing a left frame support 82 for the frame 76.
Is shown. Frame support 82 comprises a suitable dielectric material substrate, such as aluminum, mounted on a metal ground plane. The frame support 82 holds the harmonic mixer 38, local oscillator 40, amplifier 42, and microstrip transmission lines 35, 37, 39, 41, 43 of the transmitter circuit of the radar system shown in FIG.

【００２０】図４は、ＳＭＡＲＴシステム２２の側面図
であり、フレーム７６用の右側フレーム・サポート８４
を示す。フレーム・サポート８４は、金属製接地平面上
に取り付けられた、アルミニウムなど適当な誘電材料基
板からなる。フレーム・サポート８４は、図１に示した
レーダ・システムの受信機回路の混成リング・ミキサ５
２、低域フィルタ５４、ＩＦ増幅器５６、マイクロスト
リップ伝送線４９、５１、５３、５５、５７を保持す
る。FIG. 4 is a side view of the SMART system 22 showing a right frame support 84 for the frame 76.
Is shown. Frame support 84 comprises a suitable dielectric material substrate, such as aluminum, mounted on a metal ground plane. The frame support 84 is a component of the hybrid ring mixer 5 of the receiver circuit of the radar system shown in FIG.
2. Holds a low-pass filter 54, an IF amplifier 56, and microstrip transmission lines 49, 51, 53, 55, 57.

【００２１】図５は、ユーザが装着したときのＳＭＡＲ
Ｔシステム２２を、一対のステレオ・イヤホン９８の左
側部分、ベルトパック（図示せず）から延びる音声出力
ケーブル１００の一部、ベルトパックに収納されたバッ
テリ・パック（図示せず）からＳＭＡＲＴシステム２２
にＤＣ電力を供給する電源ケーブル１０２の一部を示
す。FIG. 5 shows SMAR when worn by a user.
The T system 22 is connected to the left part of a pair of stereo earphones 98, a part of an audio output cable 100 extending from a belt pack (not shown), and a battery pack (not shown) contained in the belt pack.
2 shows a part of a power cable 102 for supplying DC power.

【００２２】図６は、ＳＭＡＲＴシステム２２の伝送線
用に使用されるマイクロストリップ伝送線の一部の等角
投影断面図である。図６で分かるように、伝送線は、誘
電材料で形成された絶縁スラブ状部材６４の上面上に付
着させた金属製ストリップ導体６２を備え、スラブ状部
材６４の下面には金属製導電被膜６６がメッキされる。FIG. 6 is an isometric cross-sectional view of a portion of a microstrip transmission line used for the transmission line of the SMART system 22. As can be seen in FIG. 6, the transmission line comprises a metal strip conductor 62 deposited on the upper surface of an insulating slab-like member 64 made of a dielectric material, and a metal conductive coating 66 on the lower surface of the slab-like member 64. Is plated.

【００２３】図７および図８は、図２に示したＳＭＡＲ
Ｔシステム２２の送信アレイ７８および受信アレイ９０
用に使用されるプレーナ・フェイズ・アレイの細部を示
す。各プレーナ・フェイズ・アレイは、アレイ用のＳＭ
ＡＲＴシステム２２のそれぞれのレンズ状要素７５を形
成する水晶基板６９の表面上に１６×１６アレイとして
付着させた６４個の金属製マイクロストリップ素子６８
を備える。金属マイクロストリップ素子６８はそれぞれ
長方形で、長さ０．７５２ｍｍ、幅０．１８８ｍｍであ
る。水晶基板６９の厚さは０．１３ｃｍである。図７で
分かるように、隣接するマイクロストリップ素子６８間
の水平方向距離ｄx は１．０６３ｍｍであり、隣接する
マイクロストリップ素子６８間の垂直方向距離ｄｙは
０．３１１４ｍｍである。FIGS. 7 and 8 show the SMAR shown in FIG.
Transmit array 78 and receive array 90 of T system 22
2 shows details of a planar phase array used for Each planar phase array has an SM for the array.
64 metal microstrip elements 68 deposited as a 16 × 16 array on the surface of a quartz substrate 69 forming each lenticular element 75 of the ART system 22
Is provided. Each of the metal microstrip elements 68 is rectangular and has a length of 0.752 mm and a width of 0.188 mm. The thickness of the quartz substrate 69 is 0.13 cm. As seen in Figure 7, the horizontal distance d x between adjacent microstrip elements 68 is 1.063Mm, vertical distance dy between adjacent microstrip elements 68 is 0.3114Mm.

【００２４】図８は、図７のプレーナ・フェーズ・アレ
イの６×６アレイ部分を示し、一連の斜めハイ・インピ
ーダンス線７２によって素子６８が互いに接続された直
接供給素子６８の好ましい回路網構成を示す。ＳＭＡＲ
Ｔシステム２２の動作時にアレイとの間で送られる放射
は、水晶基板６９を通して、基板上に取り付けられた小
型同軸コネクタ（図示せず）へ延びる、共通供給点７４
からハイ・インピーダンス線７２の回路網に進入する。
たとえば送信アレイ７８の素子６８に信号電力を送る代
替方法は、各素子６８を基板６９を通して並列供給回路
網に接続し、伝導された電力を基板６９を通して各素子
６８にファンアウトすることである。そのような並列供
給回路網は、図８に示した交差供給アレイほど費用効率
的ではない。FIG. 8 shows a 6.times.6 array portion of the planar phase array of FIG. 7, showing a preferred network configuration of a direct feed element 68 in which the elements 68 are connected together by a series of diagonal high impedance lines 72. Show. SMAR
Radiation sent to and from the array during operation of the T-system 22 extends through the quartz substrate 69 to a small coaxial connector (not shown) mounted on the substrate, a common supply point 74.
From the high impedance line 72.
For example, an alternative to sending signal power to elements 68 of transmit array 78 is to connect each element 68 to a parallel supply network through substrate 69 and fan out the conducted power to each element 68 through substrate 69. Such a parallel feed network is not as cost effective as the cross feed array shown in FIG.

【００２５】図９は、ＳＭＡＲＴシステム２２の送信機
閉ループ回路の局部発振器４０の回路の細部を示す。局
部発振器４０の回路構成要素は、相対誘電定数が９．６
で厚さが０．３８ｍｍのアルミニウム製基板上に取り付
けられる。回路構成要素には、誘電共振器１０４と、ガ
ン／インパット・ダイオード１０８と、低域フィルタ１
０９とが含まれる。誘電共振器１０４は、誘電定数が３
６．５のバリウムテトラチタネートで形成された半径が
１．３３４５ｍｍで高さが１．０１０９８ｍｍのシリン
ダである。円筒形共振器１０４の共振周波数は２３．２
５ＧＨｚである。誘電共振器１０４は、５０Ωマイクロ
ストリップ伝送線１０６を介してガン／インパット・ダ
イオード１０８に接続され、誘電共振器１０４とダイオ
ード１０８との間の距離は５．０ｍｍである。ＳＭＡＲ
Ｔシステム２２の動作時には、誘電共振器が２３．２５
ＧＨｚの一定の周波数で発振するので、ダイオード１０
８は周波数安定化される。低域フィルタ１０９は、ダイ
オード１０８と局部発振器４０の無線周波数出力線１２
４との間が位置決めされ、５０Ω入力線１２０を介して
電源ケーブル１０２から局部発振器４０へＤＣ電力が送
られる。低域フィルタ１０９は、マイクロストリップ素
子１１０、１１２、１１４、１１６、１１８を備え、素
子１１０、１１４、１１８は、それぞれの値が０．０９
７６ｐＦ、０．０８９１ｐＦ、０．０８６８ｐＦのコン
デンサ素子であり、素子１１２および１１６は、それぞ
れの値が０．４７２４ｎＨおよび０．２９５６ｎＨのイ
ンダクタンス素子である。誘電共振器１０４に接続され
たマイクロストリップ伝送線１２２はダミー負荷に結合
される。FIG. 9 shows the circuit details of the local oscillator 40 of the transmitter closed loop circuit of the SMART system 22. The circuit components of the local oscillator 40 have a relative dielectric constant of 9.6.
And mounted on an aluminum substrate having a thickness of 0.38 mm. The circuit components include the dielectric resonator 104, the gun / imped diode 108, the low-pass filter 1
09 is included. The dielectric resonator 104 has a dielectric constant of 3
A cylinder made of 6.5 barium tetratitanate with a radius of 1.3345 mm and a height of 1.01098 mm. The resonance frequency of the cylindrical resonator 104 is 23.2
5 GHz. The dielectric resonator 104 is connected to a gun / imped diode 108 via a 50Ω microstrip transmission line 106, and the distance between the dielectric resonator 104 and the diode 108 is 5.0 mm. SMAR
During operation of the T system 22, the dielectric resonator is 23.25.
Oscillates at a constant frequency of GHz.
8 is frequency stabilized. The low-pass filter 109 includes a diode 108 and the radio frequency output line 12 of the local oscillator 40.
4, and DC power is transmitted from the power cable 102 to the local oscillator 40 via the 50Ω input line 120. The low-pass filter 109 includes microstrip elements 110, 112, 114, 116, and 118, each of which has a value of 0.09.
The capacitor elements are 76 pF, 0.0891 pF, and 0.0868 pF, and the elements 112 and 116 are inductance elements having values of 0.4724 nH and 0.2956 nH, respectively. The microstrip transmission line 122 connected to the dielectric resonator 104 is coupled to a dummy load.

【００２６】次に図１０を参照すると、ＳＭＡＲＴシス
テム２２の送信機閉ループ回路の高調波ミキサ３８のマ
イクロストリップ回路が示されている。高調波ミキサの
回路構成要素には、無線周波数帯域フィルタ１２６と、
逆並列構造として構成された２つのビーム・リード・ダ
イオード１２８と、低域フィルタ１３０と、中間周波数
フィルタ１３２とが含まれる。図のように、これらの構
成要素はすべて、直列接続される。フィルタ１２６は、
入力ポート１３４を備え、フィルタ１３２は出力ポート
１３８を備え、フィルタ１３０とフィルタ１３２との間
の接続部に入力ポート１３６が設けられる。ＳＭＡＲＴ
システム２２の動作時には、カプラ３６（図１参照）か
らの出力がポート１３４へ送られ、局部発振器４０から
の出力がポート１３６へ送られ、高調波ミキサ３８内で
生成された中間周波数出力信号がポート１３８から出
る。動作時には、ＲＦ帯域フィルタ１２６を使用して、
ミキサ３８内で生成されたすべてのより高いオーダーの
周波数を抑制し、局部発振器信号および中間周波数信号
の通過を拒否する。ＲＦ帯域フィルタ１２６は、長さ
０．２５７４ｍｍの４分の１波線からなり、４分の１波
線は、動作時に局部発振器信号およびＩＦ信号を十分に
拒否する。低域フィルタ１３０は、動作時に発振器周波
数信号を通過させ、同時に、無線周波数信号が局部発振
器入力ポート１３６に到達するのを妨げるために使用さ
れる。この低域フィルタ１３０のカットオフ周波数は２
５ＧＨｚである。中間周波数フィルタ１３２は、局部発
振器４０で使用される低域フィルタ１０９と同じ回路構
成および構成要素値を有する。中間周波数フィルタ１３
２は、ＳＭＡＲＴシステム２２の動作時に、ミキサ３８
内で生成された中間周波数信号を抽出し、同時に、局部
発振器信号およびその他の不要な残留周波数が出力ポー
ト１３８に到達するのを妨げるために使用される。ＩＦ
フィルタ１３２のカットオフ周波数は２２ＧＨｚであ
る。ミキサ３８は、局部発振器信号の第４の高調波に作
用するように設計される。したがって、局部発振器信号
が２３．２５ＧＨｚなので、第４の高調波の周波数は９
３ＧＨｚであり、無線周波数信号の周波数が９４ＧＨｚ
である場合、ミキサ３８から出る中間周波数信号の周波
数は１ＧＨｚになる。Referring now to FIG. 10, the microstrip circuit of the harmonic mixer 38 of the transmitter closed loop circuit of the SMART system 22 is shown. The circuit components of the harmonic mixer include a radio frequency bandpass filter 126,
It includes two beam lead diodes 128 configured as an anti-parallel structure, a low pass filter 130, and an intermediate frequency filter 132. As shown, all of these components are connected in series. Filter 126 is
The filter 132 has an input port 134, and the filter 132 has an output port 138. An input port 136 is provided at a connection between the filter 130 and the filter 132. SMART
During operation of system 22, the output from coupler 36 (see FIG. 1) is sent to port 134, the output from local oscillator 40 is sent to port 136, and the intermediate frequency output signal generated in harmonic mixer 38 is output. Exit port 138. In operation, using the RF bandpass filter 126,
It suppresses all higher order frequencies generated in mixer 38 and rejects the passage of local oscillator and intermediate frequency signals. The RF bandpass filter 126 comprises a quarter wave line of 0.2574 mm length, which quarter wave line rejects the local oscillator signal and the IF signal sufficiently during operation. The low pass filter 130 is used to pass the oscillator frequency signal during operation, while at the same time preventing the radio frequency signal from reaching the local oscillator input port 136. The cutoff frequency of this low-pass filter 130 is 2
5 GHz. The intermediate frequency filter 132 has the same circuit configuration and component values as the low-pass filter 109 used in the local oscillator 40. Intermediate frequency filter 13
2 is a mixer 38 when the SMART system 22 is operating.
The intermediate frequency signal generated within is extracted and at the same time used to prevent local oscillator signals and other unwanted residual frequencies from reaching output port 138. IF
The cutoff frequency of the filter 132 is 22 GHz. The mixer 38 is designed to operate on the fourth harmonic of the local oscillator signal. Therefore, since the local oscillator signal is 23.25 GHz, the frequency of the fourth harmonic is 9
3 GHz and the frequency of the radio frequency signal is 94 GHz
In this case, the frequency of the intermediate frequency signal output from the mixer 38 is 1 GHz.

【００２７】図１１ａは、ＳＭＡＲＴシステム２２の送
信閉ループ回路の線形ループ弁別器４４のマイクロスト
リップ回路を示す。線形周波数弁別器４４の回路構成要
素には、入力ポート１４１を有する分周器１４０と、電
力スプリッタ１４２と、それぞれの共振器１４８および
１５０用の整合回路網１４４および１４６と、それぞれ
のダイオード１５６および１５８用の整合回路網１５２
および１５４と、出力ポート１６０とが含まれる。ＬＦ
Ｄ４４が、ベルトパックに収納されたレーダ・システム
のディジタル部に配置されるので、回路構成要素を互い
に接続する伝送線は、マイクロストリップ構成のもので
ある必要はなく、プリント回路技法またはワイヤによっ
て作製することができる。ＳＭＡＲＴシステム２２の動
作時に、分周器１４０は、入力ポート１４１で受信した
中間周波数信号を、ディジタル動作に適した範囲、たと
えばＭＨｚ周波数に分割し、分割したその信号を電力ス
プリッタ１４２に供給する。電力スプリッタ１４２は、
信号の３ｄＢ電力分割を実行する。このように生成され
た分割信号はそれぞれ、それぞれの共振器１４８および
１５０用の整合回路網１４４および１４６へ送られる。
第１１ａ図に示した共振器１４４および１４６は、水晶
共振器であるが、必要に応じて調整受動回路でも、ある
いは調整増幅器でも、あるいはキャビティでもよく、か
つＬＦＤ４４が、ベルト・パックに収納されたレーダ・
システムのディジタル部に配置されるため、ディジタル
・ノッチ・フィルタでもよい。回路網１４４、１４６、
１５２、１５４は受動整合回路網でも、あるいは能動整
合回路網でもよい。整合ダイオード対１５６および１５
８は、逆並列構造として構成され、次に図１１ｂおよび
図１１ｃを参照しながら説明するように、出力ポート１
６０で出力信号を生成するために使用される。FIG. 11 a shows the microstrip circuit of the linear loop discriminator 44 of the transmit closed loop circuit of the SMART system 22. The circuit components of the linear frequency discriminator 44 include a divider 140 having an input port 141, a power splitter 142, matching networks 144 and 146 for the respective resonators 148 and 150, and respective diodes 156 and 158 matching network 152
154 and an output port 160 are included. LF
Because D44 is located in the digital portion of the radar system contained in the belt pack, the transmission lines connecting the circuit components need not be of a microstrip configuration, but are made by printed circuit techniques or wires. can do. During operation of the SMART system 22, the divider 140 divides the intermediate frequency signal received at the input port 141 into a range suitable for digital operation, for example, a MHz frequency, and supplies the divided signal to the power splitter 142. The power splitter 142
Perform a 3 dB power split of the signal. The split signals thus generated are sent to matching networks 144 and 146 for respective resonators 148 and 150, respectively.
The resonators 144 and 146 shown in FIG. 11a are quartz resonators, but may be tuned passive circuits or tuned amplifiers or cavities as needed, and the LFD 44 is housed in a belt pack. Radar
Since it is located in the digital part of the system, it may be a digital notch filter. Networks 144, 146,
152 and 154 may be passive matching networks or active matching networks. Matched diode pairs 156 and 15
8 are configured as an anti-parallel structure, and as described below with reference to FIGS.
Used at 60 to generate the output signal.

【００２８】まず図１１ｂを参照すると、入力ポート１
４１でのＲＦ信号が周波数範囲にわたって走査されると
きの整合回路網１５２および１５４の出力２０４をグラ
フに表したものが示されている。このグラフから分かる
ように、出力２０４の曲線は、それぞれ、参照符号２１
０および２１２で示した、２つの谷を含む。谷２１０は
共振器１４８の共振周波数に対応し、谷２１２は共振器
１５０の共振周波数に対応する。ダイオード対１５６お
よび１５８に出力信号２０４が送られると、このダイオ
ード対が出力信号２０４を組み合わせる結果として出力
ポート１６０で弁別器出力信号が生成される。弁別器出
力信号２０８は、図１１ｃにグラフで示されている。第
１１ｃ図で分かるように、出力信号２０８の曲線は、第
１１ｂ図に示した共振谷２１０に対応する谷２１４と、
図１１ｂに示した共振谷２１２に対応するピーク２１６
とを含む。Referring first to FIG. 11b, input port 1
Shown is a graphical representation of the output 204 of the matching networks 152 and 154 as the RF signal at 41 is scanned over a frequency range. As can be seen from this graph, the curves at the output 204 are each referenced 21
Includes two valleys, indicated by 0 and 212. The valley 210 corresponds to the resonance frequency of the resonator 148, and the valley 212 corresponds to the resonance frequency of the resonator 150. When the output signal 204 is sent to the diode pair 156 and 158, the diode pair combines the output signal 204 to produce a discriminator output signal at the output port 160. The discriminator output signal 208 is shown graphically in FIG. 11c. As can be seen in FIG. 11c, the curve of the output signal 208 has a valley 214 corresponding to the resonance valley 210 shown in FIG.
The peak 216 corresponding to the resonance valley 212 shown in FIG.
And

【００２９】図１で分かるように、ＬＦＤ４４からの出
力信号は、加算増幅器４６上の負の入力ポートへ送ら
れ、線形ランプ波発生器４８からの鋸歯電圧信号と組み
合わされる。この信号が加算増幅器４６の正の入力へ送
られて出力信号が生成され、この出力信号が電圧制御発
振器３４の入力へ送られる。As seen in FIG. 1, the output signal from LFD 44 is sent to the negative input port on summing amplifier 46 and is combined with a sawtooth voltage signal from linear ramp generator 48. This signal is sent to the positive input of summing amplifier 46 to generate an output signal, which is sent to the input of voltage controlled oscillator 34.

【００３０】図１２ａおよび図１２ｂは、電圧制御発振
器３４の構造の細部を示す。ＶＣＯ３４の主回路構成要
素には、バラクタ１６２と、バイパス・コンデンサ１６
４と、ガン・ダイオード１６６とが含まれる。これらの
構成要素はすべて金属製担体１６８上に取り付けられ
る。図１２ｂで分かるように、ガン・ダイオード１６６
は、金属製担体１６８のネジ付き穴にねじ込まれるネジ
付きベースを有し、バラクタ１６２は、ワイヤ１７０に
よってガン・ダイオード１６６に結合され、金製リボン
１７２は、ＶＣＯ３４内のインピーダンス整合に使用さ
れる２部分変圧器１７４にガン・ダイオードを接続す
る。図１２ａを見ると分かるように、ＳＭＡＲＴシステ
ム２２の電源ケーブル１０２に接続されたガン・バイア
ス線と、加算増幅器４６（図１参照）から出力線３５に
接続されたバラクタ・バイアス線１７６が設けられる。
ＶＣＯ３４は、誘電基板アルミニウム材料を含む。FIGS. 12a and 12b show details of the structure of the voltage controlled oscillator 34. FIG. The main circuit components of the VCO 34 include a varactor 162 and a bypass capacitor 16.
4 and a Gunn diode 166. All of these components are mounted on a metal carrier 168. As can be seen in FIG.
Has a threaded base that is screwed into a threaded hole in a metal carrier 168, the varactor 162 is coupled to the gun diode 166 by wire 170, and the gold ribbon 172 is used for impedance matching in the VCO 34. The gun diode is connected to the two-part transformer 174. 12a, a gun bias line connected to the power cable 102 of the SMART system 22 and a varactor bias line 176 connected from the summing amplifier 46 (see FIG. 1) to the output line 35 are provided. .
VCO 34 includes a dielectric substrate aluminum material.

【００３１】次に、ＳＭＡＲＴシステム２２の受信部に
ついて説明する。図１３は、混成リング・ミキサ５２の
回路構成を詳しく示す。リング・ミキサ５２は、ＤＣバ
イアスを含むマイクロストリップ混成リング（リトレー
ス）ミキサであり、厚さが０．３８ｍｍで誘電定数が
９．６のアルミニウム製基板上に製造される。リング・
ミキサ５２の主回路構成要素には、シグマ・ポート１８
２とデルタ・ポート１８４とを有する７０Ωインピーダ
ンスのリング１８０と、低域フィルタ１８６と、バイア
ス回路網１８８とが含まれる。ＳＭＡＲＴシステム２２
の動作時に、線４９（図１参照）を介してリング・ミキ
サ５２によって受信された無線周波数信号は、シグマ・
ポート１８２を介し、プロセス中の低周波数ブロック１
９０を通過して、リング１８０に進入する。デルタ・ポ
ート１８４は、線５１（図１参照）上で局部発振器信号
を受信し、その信号が低周波数ブロック１９２を通じて
リング１８０に進入する。低周波数ブロック１９０およ
び１９２は、ポート１８２および１８４を通じたリング
内の中間周波数またはＤＣバイアスの短絡を防止するた
めに使用される。リング１８０は、それぞれ、インピー
ダンスが５０Ωのスタブ１９４および１９６を含む。バ
イアス回路網１８８は、スタブ１９４に接続され、ダイ
オード１９８と、コンデンサ２００と、インダクタンス
２０２と、コンデンサ２０３とを備える。このバイアス
回路網１８８を通じてリング１８０にＤＣバイアスが供
給される。スタブ１９６は、ダイオード２０６を通じて
接地される。Next, the receiving section of the SMART system 22 will be described. FIG. 13 shows the circuit configuration of the hybrid ring mixer 52 in detail. The ring mixer 52 is a microstrip hybrid ring (retrace) mixer that includes a DC bias and is manufactured on an aluminum substrate having a thickness of 0.38 mm and a dielectric constant of 9.6. ring·
The main circuit components of the mixer 52 include the sigma port 18
A 70 Ω impedance ring 180 having two and a delta port 184, a low pass filter 186, and a bias network 188 are included. SMART system 22
In operation, the radio frequency signal received by ring mixer 52 via line 49 (see FIG. 1) is
Low frequency block 1 in process via port 182
It passes through 90 and enters the ring 180. Delta port 184 receives the local oscillator signal on line 51 (see FIG. 1), which enters ring 180 through low frequency block 192. Low frequency blocks 190 and 192 are used to prevent shorting of intermediate frequencies or DC bias in the ring through ports 182 and 184. Rings 180 include stubs 194 and 196, respectively, having an impedance of 50Ω. Bias network 188 is connected to stub 194 and includes diode 198, capacitor 200, inductance 202, and capacitor 203. A DC bias is provided to ring 180 through this bias network 188. Stub 196 is grounded through diode 206.

【００３２】リング・ミキサ５２内で生成された中間周
波数信号は、低域フィルタ１８６を通じてミキサから出
る。このフィルタの回路構成を図１４に詳しく開示す
る。図１４で分かるように、中間周波数信号は、５０Ω
入力線２１８を介して低域フィルタ１８６に進入し、コ
ンデンサ素子２２０と、インダクタンス素子２２２と、
コンデンサ素子２２４と、インダクタンス素子２２６
と、コンデンサ素子２２８とを備える回路レイアウトに
入り、５０Ω出力線２３０によって回路から出る。コン
デンサ素子２２０、２２４、２２８はそれぞれの値が
０．０８２９ｐＦ、０．０７３ｐＦ、０．０７３４ｐＦ
であり、インダクタンス素子２２２および２２６は、そ
れぞれの値が０．４１６ｎＨおよび０．２６０４ｎＨで
ある。リング・ミキサ５２からの出力線は、中間周波数
バイパス・コンデンサ２３２と出力ポート２３４（図１
３参照）も含む。The intermediate frequency signal generated in ring mixer 52 exits the mixer through low pass filter 186. The circuit configuration of this filter is disclosed in detail in FIG. As can be seen in FIG. 14, the intermediate frequency signal is 50Ω
It enters the low-pass filter 186 via the input line 218, and the capacitor element 220, the inductance element 222,
Capacitor element 224 and inductance element 226
And a capacitor element 228, and exits the circuit via a 50Ω output line 230. The capacitor elements 220, 224, and 228 have values of 0.0829 pF, 0.073 pF, and 0.0734 pF, respectively.
And the inductance elements 222 and 226 have values of 0.416 nH and 0.2604 nH, respectively. The output line from ring mixer 52 is connected to intermediate frequency bypass capacitor 232 and output port 234 (FIG. 1).
3).

【００３３】レーダ・システムの動作 次に、本発明を利用した好ましい実施形態のレーダ・シ
ステムの動作を添付の図面のうちの図１５および図１６
を参照しながら説明する。レーダ・システムの動作時に
生成される送信周波数、受信周波数、中間周波数を図１
５にグラフで示す。図１５で、搬送波周波数はｆ0 とし
て、時間はｔとして、最大周波数偏差はＦとして、変調
周期はＴとして、送信された信号が物体に達し受信アン
テナに戻る往復時間はτとして、それぞれ示されてい
る。信号が、検出された物体まで距離Ｒだけ移動し戻る
のにかかる往復時間τは２Ｒ／ｃであり、この場合、ｃ
は光の速度を表す。 Operation of the Radar System Next, the operation of the radar system according to the preferred embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
This will be described with reference to FIG. Figure 1 shows the transmission frequency, reception frequency, and intermediate frequency generated during operation of the radar system.
Fig. 5 shows a graph. In FIG. 15, the carrier frequency is denoted by f 0 , the time is denoted by t, the maximum frequency deviation is denoted by F, the modulation period is denoted by T, and the round trip time when the transmitted signal reaches the object and returns to the receiving antenna is denoted by τ. ing. The round trip time τ required for the signal to travel the distance R back to the detected object is 2R / c, where c
Represents the speed of light.

【００３４】図１５の上部に実線曲線として示した送信
信号（Ｔx ）は、線形ランプ波発生器４８からの鋸波電
圧信号を加算増幅器４６（図１参照）に印加することに
よって結果として生成されるＶＣＯ３４の周波数変調出
力である。図１５の上部に破線として示した受信信号
（Ｒx ）は、往復時間τによって送信信号から分離され
る。図１５の中央部に示したビート周波数（Ｂ）曲線
は、図１に示した混成リング・ミキサ５２の中間周波数
出力である。The transmit signal (T x ), shown as a solid curve at the top of FIG. 15, is generated as a result of applying the sawtooth voltage signal from linear ramp generator 48 to summing amplifier 46 (see FIG. 1). Is the frequency modulation output of the VCO 34. The received signal (R x ) shown as a dashed line at the top of FIG. 15 is separated from the transmitted signal by the round trip time τ. The beat frequency (B) curve shown in the center of FIG. 15 is the intermediate frequency output of the hybrid ring mixer 52 shown in FIG.

【００３５】送信信号の勾配は、ｍで示されており、シ
ステムの動作の主要パラメータである。ランプ送信信号
の増加部分を考える場合、曲線の勾配ｍは次式で与えら
れる。ｍ＝Ｂ／ＴxとＲxとの間の変位しかし、τ＝Ｔx
とＲxとの間の変位であり、したがって次式が成立す
る。 ｍ＝Ｂ／τ （１） しかし、勾配ｍは、次式でも与えられる。 ｍ＝Ｆ／（Ｔ／２）＝２Ｆ／Ｔ （２） この２つの勾配値を互いに等しくし、次いでτについて
解くと、次式が成立する。 τ＝ＴＢ／２Ｆ （３） τ＝２Ｒ／ｃを数式３に代入し、Ｒについて解くと、次
式が成立する。 Ｒ＝ＴＢｃ／４Ｆ （４） この数式は、パラメータＴおよびＦが既知である場合、
ビート周波数Ｂを測定することによって、検出された物
体の範囲Ｒを得ることができることを示す。The slope of the transmitted signal, denoted by m, is a key parameter in the operation of the system. When considering the increasing portion of the ramp transmission signal, the slope m of the curve is given by: displacement between m = B / T x and R x but τ = T x
And R x, and therefore: m = B / τ (1) However, the gradient m is also given by the following equation. m = F / (T / 2) = 2F / T (2) When these two gradient values are made equal to each other, and then solved for τ, the following equation is established. τ = TB / 2F (3) By substituting τ = 2R / c into Equation 3 and solving for R, the following equation is established. R = TBc / 4F (4) This equation is obtained when the parameters T and F are known.
It is shown that the range R of the detected object can be obtained by measuring the beat frequency B.

【００３６】測定されるビート周波数に影響を及ぼす２
つのケースを考えなければならない。第１のケース（ケ
ース１）は静止中の物体を検出するケースであり、第２
のケース（ケース２）は、移動中の物体を検出するケー
スである。2 affecting the beat frequency to be measured
There are two cases to consider. The first case (case 1) is a case where a stationary object is detected, and the second case is
The case (case 2) is a case where a moving object is detected.

【００３７】次にケース１を考えると、物体が静止して
いる場合、その物体は、受信信号においてドップラー・
シフトを生成することはできない。したがって、得られ
るビート周波数は、ＳＭＡＲＴシステムのユーザから検
出された物体までの距離、すなわちＴxとＲxとの間の遅
延のみから導かなければならない。したがって、このよ
うな信号の増加部分のビート周波数は、このような信号
の減少部分に等しくかつ逆である。これは、図１５にグ
ラフで示した状況であり、ケース１で検出されるビート
周波数を以下ではＢrと呼ぶ。Next, considering Case 1, when an object is stationary, the object is detected by the Doppler
No shift can be generated. Therefore, a beat frequency obtained, the distance to the object detected from the user's SMART system, i.e. must derived from only delay between T x and R x. Thus, the beat frequency of the increasing portion of such a signal is equal and opposite to the decreasing portion of such a signal. This is the situation shown graphically in Figure 15, it is referred to as B r below the beat frequency detected in case 1.

【００３８】ケース２は、検出された物体の移動の結果
として生成されるドップラー周波数Ｆd の考慮も含む。
検出された物体がＳＭＡＲＴシステムのユーザの方へ移
動している場合、検出されるビート周波数はドップラー
周波数Ｆd だけ減少する。信号の増加部分で測定される
ビート周波数をＢupとして指定した場合、次式が成立す
る。 Ｂup＝Ｂr−Ｆd （５） 信号の減少部分で測定されるビート周波数をＢdownとし
て指定した場合、この周波数はドップラー周波数Ｆd だ
け増加する。したがって、次式が成立する。 Ｂdown＝Ｂr＋Ｆd （６） １サイクルにわたるビートを平均することによってＳＭ
ＡＲＴシステムのユーザから検出されたオブジェクトま
での範囲に関する情報を得ることができる。すなわち、
次式が成立する。 Ｂr＝（Ｂup＋Ｂdown）／２ （７）[0038] Case 2 also includes consideration of the Doppler frequency F d that is generated as a result of the movement of the detected object.
If the detected object is moving towards the user of the SMART system, the beat frequency detected will be reduced by the Doppler frequency F d. When the beat frequency measured at the increased portion of the signal is designated as B up , the following equation is established. B up = Br −F d (5) If the beat frequency measured in the decreasing part of the signal is designated as B down , this frequency increases by the Doppler frequency F d . Therefore, the following equation is established. B down = Br + F d (6) SM by averaging beats over one cycle
Information about the range from the user of the ART system to the detected object can be obtained. That is,
The following equation holds. B r = (B up + B down ) / 2 (7)

【００３９】次に、信号の増加部分中のビートから信号
の減少部分中のビートを減じることによって、ＳＭＡＲ
Ｔシステムのユーザに対する検出された物体の速度に関
する情報を得ることができる。すなわち、次式が成立す
る。 Ｆd＝（Ｂdown−Ｂup）／２ （８） ＡＤＣ５８で信号をアナログ信号からディジタル信号に
変換し、次いで信号処理装置６０（図１参照）でディジ
タル信号を処理した後、ディジタル技法を使用して様々
な測定値が得られる。使用する信号処理装置６０は、Ａ
ＤＣ５８からの出力中のディジタル信号から所望の情報
を導くことができるいくつかの市販の信号処理装置のう
ちの任意の信号処理装置でよい。したがって、信号処理
装置６０用の特定の回路構成を開示する必要はない。Next, by subtracting the beats in the decreasing portion of the signal from the beats in the increasing portion of the signal, the SMAR
Information about the speed of the detected object for the user of the T system can be obtained. That is, the following equation is established. F d = (B down −B up ) / 2 (8) The signal is converted from an analog signal to a digital signal by the ADC 58, and then the digital signal is processed by the signal processing device 60 (see FIG. 1), and then the digital technique is used. To obtain various measurements. The signal processing device 60 used is A
Any of a number of commercially available signal processors that can derive the desired information from the digital signal being output from DC 58 may be used. Therefore, it is not necessary to disclose a specific circuit configuration for the signal processing device 60.

【００４０】次に、ビート周波数、したがって、ＳＭＡ
ＲＴシステムのユーザによって検出された物体の範囲お
よび速度を算出する手順について説明する。ビート周波
数信号は、図１５に示したように、長方形波形として形
状付けられる。零交差率は、ビート周波数勾配が正のと
きに測定され、すなわち変調周期Ｔ当たりに１度だけカ
ウントされる。代替方法は、ビート周波数勾配が正のと
きと、ビート周波数勾配が負のとき、すなわち半変調周
期中に２度、零交差率をカウントすることである。これ
は、率測定値の最大誤差Ｅがビート信号の波長の半分で
あることを意味する。すなわち、次式が成立する。 Ｅ＝ｃ／４Ｆ （９） 最大周波数偏差を３００ＭＨｚとする場合、最大誤差Ｅ
は２５ｃｍになる。この誤差は、周波数カウンティング
に固有のものであり、ステップ誤差と呼ばれる。この誤
差は、Ｆを増加させることによって減少させることがで
きる。Next, the beat frequency, and thus the SMA
A procedure for calculating the range and the speed of the object detected by the user of the RT system will be described. The beat frequency signal is shaped as a rectangular waveform as shown in FIG. The zero-crossing rate is measured when the beat frequency gradient is positive, that is, counted only once per modulation period T. An alternative is to count the zero-crossing rate when the beat frequency gradient is positive and when the beat frequency gradient is negative, ie twice during the half-modulation period. This means that the maximum error E of the rate measurement is half the wavelength of the beat signal. That is, the following equation is established. E = c / 4F (9) When the maximum frequency deviation is 300 MHz, the maximum error E
Becomes 25 cm. This error is specific to frequency counting and is called a step error. This error can be reduced by increasing F.

【００４１】ドップラー周波数Ｆd は、次式のように、
搬送波周波数ｆo の波長λおよびＳＭＡＲＴシステムの
ユーザに対する検出された物体の速度Ｖの関数である。 Ｆd＝２Ｖ／λ （１０） 数式（４）中のＢにＢr を代入すると、次式が成立す
る。 Ｒ＝ＴＢrｃ／４Ｆ （１１） たとえば、検出された物体がＳＭＡＲＴシステムのユー
ザから２ｍの範囲であるとき、ビート周波数Ｂr は、数
式（１１）から直接導くことができ、Ｔ＝０．００４
秒、Ｆ＝３００ＭＨｚ、ｃ＝３×１０10ｃｍ／秒である
ときに値が２ＫＨｚである。搬送波信号の波長λoは、
数式λo＝ｃ／ｆo から得られ、３．１９ｍｍである。
ＳＭＡＲＴシステムのユーザに対する検出された物体の
速度Ｖが１ｍ／秒である場合、数式（１０）にこれらの
値を代入すると、ドップラー周波数Ｆd ２ＫＨｚに関す
る値が得られる。信号処理装置６０によって中間周波数
をミックスダウンして音声出力を得るとき、ＢrとＦdは
共に、ＳＭＡＲＴシステムのユーザによって検出できる
音声範囲の下部に存在する。The Doppler frequency F d is given by:
It is a function of the wavelength λ of the carrier frequency f o and the velocity V of the detected object for the user of the SMART system. F d = 2V / λ (10) By substituting Br for B in equation (4), the following equation is established. R = TB r c / 4F (11) For example, when the detected object is in the range of 2 m from the user of the SMART system, the beat frequency Br can be directly derived from the equation (11), and T = 0. 004
The value is 2 KHz when second, F = 300 MHz, and c = 3 × 10 10 cm / sec. Wavelength λ o of the carrier signal,
Obtained from the equation λ o = c / f o , which is 3.19 mm.
If the detected object velocity V for the user of the SMART system is 1 m / s, then substituting these values into equation (10) gives a value for the Doppler frequency F d 2 KHz. When obtaining an audio output to mix down an intermediate frequency by the signal processor 60, B r and F d are both present in the lower part of the audio range detectable by the user of the SMART system.

【００４２】次に図１６を参照すると、図７に示したプ
レーナ・フェイズド・アレイによって生成される放射が
示されている。参照符号２８４は、放射パターンに関す
るハーフパワー・ポイントまたは３ｄＢポイントを示
し、送信アンテナ３０と受信アンテナ３２の両方に使用
されるプレーナ・フェイズド・アレイのビーム幅が１．
４３°であることを示す。これは、ペンシル・ビームの
ビーム幅と同様に、非常に小さなビーム幅であり、送信
アンテナ３０からの放射パターンを使用してユーザの前
方の環境を走査する際に、本発明を利用したＳＭＡＲＴ
システムのユーザが、物体どうしを容易に区別するのを
助ける。Referring now to FIG. 16, there is shown the radiation generated by the planar phased array shown in FIG. Reference numeral 284 denotes a half power point or 3 dB point with respect to the radiation pattern, and the beam width of the planar phased array used for both the transmitting antenna 30 and the receiving antenna 32 is 1.
43 °. This is a very small beam width, similar to the beam width of a pencil beam, and uses the present invention to scan the environment in front of the user using the radiation pattern from the transmitting antenna 30.
Helps users of the system easily distinguish between objects.

【００４３】送信信号の勾配ｍは、数式（３）が有効に
なるように一定でなければならない。すなわち、数式
（１）は、勾配ｍが一定である場合にのみ数式（２）に
等しい。バラクタ調整ガン発振器の調整勾配の変動は４
０％ないし５０％に達することがある。したがって、シ
ステムから正しい範囲情報および速度情報を得るにはＳ
ＭＡＲＴシステムの調整可能な発振器３４を安定化しな
ければならない。これは、図１に示した回路素子３４、
３６、３８、４０、４２、４４、４６を備える帰還ルー
プ内の線形周波数弁別器４４によるフィードバックを使
用して行われる。The slope m of the transmitted signal must be constant for equation (3) to be valid. That is, equation (1) is equal to equation (2) only when gradient m is constant. Variation of the adjustment gradient of the varactor adjustment gun oscillator is 4
It can reach 0% to 50%. Therefore, to obtain the correct range and speed information from the system, S
The tunable oscillator 34 of the MART system must be stabilized. This corresponds to the circuit element 34 shown in FIG.
This is done using feedback by a linear frequency discriminator 44 in a feedback loop comprising 36,38,40,42,44,46.

【００４４】次に図１１ｃ、特に、谷２１４とピーク２
１６との間で発生する出力信号の曲線の直線部分を参照
すると分かるように、このグラフのスケールは、周波数
では１０ＭＨｚ／目盛であり、出力信号電圧では５ｍｖ
／目盛である。したがって、谷２１４とピーク２１６と
の間の曲線の直線領域の勾配は０．５ｍｖ／ＭＨｚであ
り、この直線領域は線形周波数弁別器４４の感度を表
す。整合回路網１４４、１４６、１５２、１５４のそれ
ぞれの利得が５である場合、共振器１４８または共振器
１５０を介した電力スプリッタ１４２から信号出力１６
０への経路の全体的な利得は２５である。このため、弁
別器４４の感度は１２．５ｍｖ／ＭＨｚになる。整合回
路網１４４、１４６、１５２、１５４は、必要な利得を
組み込むことができるＦＥＴ（電界効果トランジスタ）
で形成することができる。Referring now to FIG. 11c, in particular, valley 214 and peak 2
As can be seen by reference to the linear portion of the curve of the output signal that occurs between 16 and 16, the scale of this graph is 10 MHz / scale in frequency and 5 mv in the output signal voltage.
/ Scale. Accordingly, the slope of the linear region of the curve between valley 214 and peak 216 is 0.5 mv / MHz, which represents the sensitivity of linear frequency discriminator 44. If the gain of each of matching networks 144, 146, 152, 154 is 5, signal output 16 from power splitter 142 via resonator 148 or resonator 150
The overall gain of the path to 0 is 25. Therefore, the sensitivity of the discriminator 44 becomes 12.5 mv / MHz. Matching networks 144, 146, 152, 154 are FETs (field effect transistors) that can incorporate the required gain
Can be formed.

【００４５】図１０に示した低調波ミキサ３８の変換損
失は２０ｄＢである。図１の増幅器４２の利得は４３ｄ
Ｂであり、全体的なループ利得は２００または２３ｄＢ
になる。弁別器の感度１２．５ｍｖ／ＭＨｚに閉ループ
利得２００を加えた値のために線形性が０．５％だけ変
動する。これは、勾配ｍを一定にするうえで十分に妥当
な値である。線形性からの変動に関する受け入れられる
値は１％である。The conversion loss of the subharmonic mixer 38 shown in FIG. 10 is 20 dB. The gain of the amplifier 42 of FIG.
B and the overall loop gain is 200 or 23 dB
become. The linearity varies by 0.5% due to the discriminator sensitivity of 12.5 mv / MHz plus a closed loop gain of 200. This is a sufficiently valid value for keeping the gradient m constant. An acceptable value for variation from linearity is 1%.

【００４６】本発明の好ましい実施形態を用いたＳＭＡ
ＲＴシステム・パラメータは下記のとおりである。 送信機電力： 消火ＳＭＡＲＴシステム−１−５ｍＷ 盲人または弱視ユーザ−１μＷ 搬送波周波数： ９４ＧＨｚ 変調周波数： ２５０Ｈｚ 最大変調周波数エクスカージョン： ３００ＭＨｚ 閉ループ・ローカル発振器周波数： ２３．２５ＧＨｚ サブ高調波（Ｎ＝４）ミキサ変換損失： ２０ｄＢ 閉ループ中間周波数： １ＧＨｚ 閉ループ増幅器利得： ４３ｄＢ 線形周波数弁別器感度： １２．５ｍｖ／ＭＨｚ アンテナ利得： １６．８ｄＢ アンテナ・ビーム幅（０単位）： １．４２８ 受信機混成リング・ミキサ変換損失： ６ｄＢ 受信機ＩＦ増幅器利得： ３０ｄＢ 受信機ＩＦ増幅器帯域幅： ２５０ＭＨｚSMA using preferred embodiment of this invention
The RT system parameters are as follows: Transmitter power: Fire extinguishing SMART system-1-5 mW blind or amblyopic user-1 μW Carrier frequency: 94 GHz Modulation frequency: 250 Hz Maximum modulation frequency excursion: 300 MHz Closed loop local oscillator frequency: 23.25 GHz Sub-harmonic (N = 4) mixer conversion Loss: 20 dB Closed loop intermediate frequency: 1 GHz Closed loop amplifier gain: 43 dB Linear frequency discriminator sensitivity: 12.5 mv / MHz Antenna gain: 16.8 dB Antenna beam width (0 unit): 1.428 Receiver hybrid ring-mixer conversion loss : 6 dB Receiver IF amplifier gain: 30 dB Receiver IF amplifier bandwidth: 250 MHz

【００４７】本発明の好ましい実施形態を使用したＳＭ
ＡＲＴシステムは、これらのパラメータを有し、１ｍＷ
の送信機電力を用いて、８７ｍの距離にあるレーダ断面
が０．１ｍ2 の物体を検出することができる。送信機出
力が１ｍＷである場合、同じＳＭＡＲＴシステムは、４
９５ｍの距離にある前述の物体を検出することができ
る。SM using preferred embodiment of the present invention
The ART system has these parameters and has 1 mW
, An object with a radar cross section of 0.1 m 2 at a distance of 87 m can be detected. If the transmitter power is 1 mW, the same SMART system will have 4
The aforementioned objects at a distance of 95 m can be detected.

【００４８】ミリ波放射は、濃い霧では約３ｄＢ／Ｋｍ
の減衰を受けるが、消防士によって使用されるように設
計された電子式視覚支援具では、消火環境に煙またはほ
こり、あるいはその両方が存在することによって生成さ
れる追加減衰のために１ｍＷの送信機出力を使用するこ
とが好ましい。電力が１ｍＷの送信機を備える電子式視
覚支援具は、出力変調なしで消防士によって使用するこ
とができ、ＳＭＡＲＴシステムの送信機とアンテナとの
間に減衰器を挿入することにより盲人または弱視の人に
よって使用することができる。３０ｄＢの減衰を有する
減衰器を挿入することによって、ＳＭＡＲＴシステムの
アンテナによって受信される出力電力が１μＷに減少さ
れる。Millimeter wave radiation is about 3 dB / Km in dense fog.
Electronic vision aids designed to be used by firefighters, but transmit 1 mW due to the additional attenuation created by the presence of smoke and / or dust in the fire suppression environment. It is preferable to use the machine output. An electronic vision aid with a 1 mW power transmitter can be used by firefighters without power modulation and can be used by blind or amblyopia users by inserting an attenuator between the SMART system transmitter and the antenna. Can be used by man. By inserting an attenuator with 30 dB of attenuation, the output power received by the SMART system antenna is reduced to 1 μW.

【００４９】本発明の好ましい実施形態を使用したＳＭ
ＡＲＴシステムからの送信信号のビーム幅が小さいこと
は、幅が２．５ｃｍしかない物体を、１ｍの範囲にいる
ＳＭＡＲＴシステムのユーザによって検出できることを
意味する。したがって、ＳＭＡＲＴシステムのユーザ
は、ユーザの頭部を水平方向または垂直方向へ移動する
ことによってユーザの近くの環境に存在する様々な物体
を検出し、それによって近くの環境を両方の方向で走査
することができる。SM using preferred embodiment of this invention
The small beam width of the transmitted signal from the ART system means that objects having a width of only 2.5 cm can be detected by a user of the SMART system in a range of 1 m. Thus, the user of the SMART system detects various objects present in the environment near the user by moving the user's head horizontally or vertically, thereby scanning the nearby environment in both directions. be able to.

【００５０】図１７および図１８は、使用するレーダ・
システムが位相比較モノパルス・システムである電子式
視覚支援具の他の実施形態を開示するものである。図１
７は、１つの自由度を有する位相比較モノパルス・シス
テム用の回路構成を示し、図１８は、図１７に示した位
相比較モノパルス・システム用のアンテナを形成するプ
レーナ・フェイズド・アレイ３００、３０２、３０４、
３０６を有するＳＭＡＲＴシステムの正面図を示す。FIG. 17 and FIG.
Another embodiment of an electronic vision aid wherein the system is a phase comparison monopulse system is disclosed. FIG.
7 shows a circuit configuration for a phase comparison monopulse system having one degree of freedom, and FIG. 18 shows a planar phased array 300, 302, which forms an antenna for the phase comparison monopulse system shown in FIG. 304,
FIG. 4 shows a front view of a SMART system having 306.

【００５１】次に図１７を参照すると分かるように、参
照符号３０８は、送信アンテナおよび受信アンテナのア
ンテナ放射パターンを示す。送受切換器（Ｔx／Ｒxスイ
ッチ）３２６は、アンテナに結合され、送信機３２４か
ら送信機信号を受信する。送受切換器３２６からの出力
は、ミキサ３２２の一方の入力へ送られ、ミキサ３２２
も局部発振器３１６から入力信号を受信する。ミキサ３
２２からの出力は中間周波数増幅器３２０へ送られ、増
幅器３２０は、包絡線検出器３１８に渡される出力信号
を生成する。アンテナによって受信された検出された物
体からの反射信号は、ミキサ３１０の一方の入力へ送ら
れ、ミキサ３１０も局部発振器３１６から入力信号を受
信する。ミキサ３１０からの出力は中間周波数増幅器３
１２へ送られ、増幅器３１２は、位相検出器３１４の一
方の入力へ送られる出力信号を生成する。増幅器３２０
からの出力信号も位相検出器３１４の第２の入力へ送ら
れる。Referring now to FIG. 17, reference numeral 308 indicates the antenna radiation pattern of the transmitting and receiving antennas. A duplexer (T x / R x switch) 326 is coupled to the antenna and receives a transmitter signal from transmitter 324. The output from the duplexer 326 is sent to one input of the mixer 322,
Also receives an input signal from local oscillator 316. Mixer 3
The output from 22 is sent to an intermediate frequency amplifier 320, which generates an output signal that is passed to an envelope detector 318. The reflected signal from the detected object received by the antenna is sent to one input of mixer 310, which also receives the input signal from local oscillator 316. The output from the mixer 310 is the intermediate frequency amplifier 3
12 and an amplifier 312 produces an output signal that is sent to one input of a phase detector 314. Amplifier 320
Is also sent to the second input of the phase detector 314.

【００５２】位相検出器３１４からの出力信号は、検出
された物体に関する角度誤差情報を提供し、これに対し
て、包絡線検出器３１８からの出力信号は、ＳＭＡＲＴ
システムのユーザからの検出された物体の範囲に関する
情報を提供する。The output signal from phase detector 314 provides angular error information for the detected object, whereas the output signal from envelope detector 318 is SMART
Provide information about the range of the detected object from the user of the system.

【００５３】２つの自由度に関する検出された物体に関
する角度誤差情報を提供することができる第２の実施形
態による電子式視覚支援具では、他の位相検出器回路を
含める必要があり、そのため、添付の図面の図１ないし
図１６に示した電子式視覚支援具と比べて視覚支援具の
全体的なコストが増加する。The electronic vision aid according to the second embodiment, which can provide angular error information about a detected object in two degrees of freedom, requires the inclusion of another phase detector circuit, and therefore requires the accompanying The overall cost of the visual aid is increased as compared to the electronic visual aid shown in FIGS.

【００５４】レーダ・システムは２つの部分に分割さ
れ、第１の部分はアナログ信号を処理し、他方の部分は
ディジタル信号を処理する。アナログ信号を処理する部
分は、ＳＭＡＲＴシステム２２を備え、すべてのアナロ
グ回路がメガネ上に取り付けられており、これに対し
て、ディジタル信号を処理する部分、すなわち信号処理
装置２４はベルトパックに配置される。信号処理装置２
４内で使用されるディジタル回路は、動作時に、早い立
上り時間と立下り時間とを有する波形が生成される結果
として迷走放射を生成する。したがって、レーダ・シス
テムをアナログ部とディジタル部に物理的に分離するこ
とによって、これらの部分は互いに無線周波数を分離す
ることができる。これは、この好ましい実施形態の重要
な電磁整合性機能である。The radar system is divided into two parts, the first processing analog signals and the other processing digital signals. The part for processing analog signals comprises a SMART system 22, in which all analog circuits are mounted on the glasses, whereas the part for processing digital signals, i.e. the signal processing device 24, is arranged in a belt pack. You. Signal processing device 2
The digital circuits used in 4 generate stray radiation in operation, as a result of which a waveform having fast rise and fall times is generated. Thus, by physically separating the radar system into an analog part and a digital part, these parts can separate the radio frequencies from each other. This is an important electromagnetic matching feature of this preferred embodiment.

【００５５】本発明の好ましい実施形態を使用したＳＭ
ＡＲＴシステムの製造では、アンテナ、電子構成要素、
伝送線を支持する様々な誘電基板が使用される。このた
めに、十分に高い誘電定数および十分な構造強度を有す
る誘電基板を使用することができる。したがって、たと
えばポリテトラフルオロエチレン（誘電定数２．４
５）、水晶（誘電定数４．５）、アルミニウム（誘電定
数９．６）、ＲＴ／Ｄｕｒｏｉｄ６０１０（誘電定数１
０．３）、ＧａＡｓ（誘電定数１２．５）、融解石英
（誘電定数３．６）、ベリリア（誘電定数６．５）、サ
ファイア（誘電定数９．３）で適当な誘電基板を形成す
ることができる。ＳＭＡＲＴシステムで使用されるプレ
ーナ・フェイズ・アレイは、銅で構成することが好まし
いが、金や銀など導電性の高い金属または合金を使用す
ることができる。SM using preferred embodiment of the present invention
In the production of ART systems, antennas, electronic components,
Various dielectric substrates that support the transmission lines are used. For this purpose, a dielectric substrate having a sufficiently high dielectric constant and a sufficient structural strength can be used. Therefore, for example, polytetrafluoroethylene (dielectric constant 2.4)
5), quartz (dielectric constant 4.5), aluminum (dielectric constant 9.6), RT / Droid 6010 (dielectric constant 1)
0.3), GaAs (dielectric constant 12.5), fused quartz (dielectric constant 3.6), beryllia (dielectric constant 6.5), sapphire (dielectric constant 9.3) to form an appropriate dielectric substrate Can be. The planar phase array used in the SMART system is preferably made of copper, but may be made of a highly conductive metal or alloy such as gold or silver.

【００５６】産業上の利用可能性 本発明を利用した電子式視覚支援具は、ある人の視力が
正常な視力よりもずっと低く、あるいは視力が零である
場合に、その人のすぐ近くにある物体の存在を検出でき
るようにするためにその人によって装着することができ
る軽量の小型レーダ・システムを提供する。このレーダ
・システムは、動作周波数が３５ＧＨｚないし２２０Ｇ
Ｈｚであり、濃い霧中で減衰が約３ｄＢ／ｋｍしか起こ
らず、不当な減衰なしに煙、ほこり、炎を貫通すること
ができるミリ波長放射によって動作する。したがって、
電子式視覚支援具は、煙が充満している火災の発生した
建物に入り、捜索を行い、動き回るための有用な手段と
して消防士によって使用することができる。[0056] electronic visual assistance instrument that utilizes the availability of the present invention on the industry, if much lower than a person's eyesight is normal vision, or vision is zero, there is in the immediate vicinity of the person A small, lightweight radar system that can be worn by a person to enable the presence of an object to be detected. This radar system has an operating frequency of 35 GHz to 220 GHz.
Hz, and only about 3 dB / km of attenuation occurs in dense fog and operates with millimeter wavelength radiation that can penetrate smoke, dust, and flames without undue attenuation. Therefore,
Electronic visual aids can be used by firefighters as a useful means to enter, search, and move around smoke-filled fire-filled buildings.

【００５７】本発明を利用した電子式視覚支援具は、メ
ガネ（下記ではＳＭＡＲＴシステムと呼ぶ）として装着
し、あるいはユーザの頭部に装着されたヘルメットに取
り付けることができるアナログ部と、信号処理回路と音
声・インタフェースと電源とを含み、ユーザによってベ
ルトパックまたはチェストパックまたはバックパック内
に装着されるディジタル部とを含むレーダ・システムで
あることが好ましい。An electronic visual aid using the present invention is an analog unit which can be attached as glasses (hereinafter referred to as a SMART system) or which can be attached to a helmet attached to a user's head, and a signal processing circuit. Preferably, the radar system includes a digital unit that includes a digital audio unit, a voice interface, and a power supply, and is mounted in a belt pack, a chest pack, or a backpack by a user.

【００５８】本電子式視覚支援具は、前述のＳＭＡＲＴ
システムを使用するものであり、主として盲人や弱視の
人が使用できるように設計され、そのような人が、静止
中の物体と移動中の物体の両方を検出し追跡することが
できるようにする。したがって、そのような人は、健常
な視覚を有する他の人、または健常な視覚を有する動
物、または検出杖、または同様な装置による援助がなく
ても、すぐ近くの環境内の静止中の物体または移動中の
物体に衝突することも、あるいはそれによって妨害され
ることもなしに室内または戸外を歩くことができる。The electronic visual aid is provided with the above-described SMART.
Uses a system, designed primarily for use by blind and low-vision people, so that such people can detect and track both stationary and moving objects . Thus, such a person may be another person with healthy vision, or an animal with healthy vision, or a stationary object in the immediate environment without the aid of a detection wand or similar device. Or they can walk indoors or outdoors without colliding with or obstructing a moving object.

【００５９】本発明の好ましい実施形態を使用するＳＭ
ＡＲＴシステムは、ユーザの頭部を走査機構として使用
し、したがって幅の狭い放射ビームを使用することがで
きる。これは、システムによって検知される物体を厳密
に検出し認識するための望ましい特徴である。ＳＭＡＲ
Ｔシステムは、システムの送信アンテナと受信アンテナ
を形成するプレーナ・フェイズド・アレイを使用するこ
とによってそのような幅の狭い放射ビームを生成する。
放射のビーム幅は、アレイ中に存在する素子の数によっ
て決定される。SM using preferred embodiment of this invention
ART systems use the user's head as a scanning mechanism and can therefore use a narrow beam of radiation. This is a desirable feature for accurately detecting and recognizing objects detected by the system. SMAR
The T system produces such a narrow radiation beam by using a planar phased array that forms the transmitting and receiving antennas of the system.
The beam width of the radiation is determined by the number of elements present in the array.

【００６０】本発明の好ましい実施形態を使用するＳＭ
ＡＲＴシステムは、マイクロストリップ製造技法を使用
して回路の無線周波数部分および中間周波数部分に関す
る伝送線および受動構成要素を形成し、厚膜混成技法を
使用して回路の低周波数構成要素を形成することによっ
て、完全に携帯可能なレーダ・システムに必要な軽さお
よびコンパクトさを達成する。従来型のレーダ・システ
ムとは異なり、ＳＭＡＲＴシステムに何らかの形のウェ
ーブ・ガイドを含める必要はない。SM using preferred embodiment of this invention
ART systems use microstrip manufacturing techniques to form transmission lines and passive components for the radio frequency and intermediate frequency portions of the circuit, and use thick film hybrid techniques to form the low frequency components of the circuit. Thereby achieving the lightness and compactness required for a completely portable radar system. Unlike conventional radar systems, it is not necessary to include any form of waveguide in the SMART system.

【００６１】本発明の好ましい実施形態を使用するＳＭ
ＡＲＴシステムでは、送信機はメガネの前方上部サポー
ト上に配置され、誘電共振器によって安定化される局部
発振器を含め閉周波数ループの電子構成要素は、一方の
側面サポート上に配置され、受信機の電子構成要素は他
方の側面サポート上に配置される。この構成によって、
システムのすべての活動デバイス間で無線周波数が分離
される。システムの回路に金属製カバリングを設け、外
部無線周波数の干渉から保護することも望ましい。SM using preferred embodiment of this invention
In an ART system, the transmitter is placed on the front upper support of the glasses, and the electronic components of the closed frequency loop, including the local oscillator stabilized by the dielectric resonator, are placed on one side support and the receiver's The electronic components are located on the other side support. With this configuration,
Radio frequencies are separated between all active devices of the system. It is also desirable to provide metal covering for the circuitry of the system to protect it from external radio frequency interference.

【００６２】上記した電子式視覚支援具は、移相レーダ
・システムによって静止中の物体と移動中の物体の両方
を検出する。この移相レーダ・システムは、送信信号と
受信信号との間の位相変化の周波数をカウントするよう
に構成され、あるいは送信信号と受信信号との間の実際
の位相変化を測定するように構成される。本発明の好ま
しい実施形態では、送信信号と受信信号との間の位相変
化の周波数がカウントされる。なぜなら、これは費用が
比較的低く、低電力消費量要件を有するからであり、こ
れらは共に、本電子式視覚支援具の全体的な商業的設計
において重要な因子である。The electronic visual aid described above detects both stationary and moving objects by means of a phase-shift radar system. The phase shift radar system is configured to count a frequency of a phase change between a transmitted signal and a received signal, or to measure an actual phase change between a transmitted signal and a received signal. You. In a preferred embodiment of the present invention, the frequency of the phase change between the transmitted signal and the received signal is counted. This is because it is relatively low cost and has low power consumption requirements, both of which are important factors in the overall commercial design of the electronic vision aid.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 本発明を用いる電子式視覚支援具のレーダ・
システムの好ましい実施形態の概略回路図である。FIG. 1 shows a radar of an electronic vision aid using the present invention.
1 is a schematic circuit diagram of a preferred embodiment of the system.

【図２】 図１に示したレーダ・システムのフロント・
エンド・アセンブリを形成するメガネの正面図である。FIG. 2 is a front view of the radar system shown in FIG.
FIG. 4 is a front view of the eyeglasses forming the end assembly.

【図３】 図２に示したメガネの左サイド・フレームの
図である。FIG. 3 is a view of a left side frame of the glasses shown in FIG. 2;

【図４】 図３に示したメガネの右サイド・フレームの
図である。FIG. 4 is a diagram of a right side frame of the glasses shown in FIG. 3;

【図５】 図２、図３、図４に示したメガネを装着する
ユーザの等角図である。FIG. 5 is an isometric view of a user wearing the glasses shown in FIGS. 2, 3, and 4;

【図６】 図１に示したレーダ・システムの回路で使用
されるマイクロストリップ伝送線の一部の部分断面等角
図である。FIG. 6 is a partial cross-sectional isometric view of a portion of a microstrip transmission line used in the circuitry of the radar system shown in FIG.

【図７】 図７は、図２のメガネに示したプレーナ・フ
ェイズド・アレイの平面図である。FIG. 7 is a plan view of a planar phased array shown in the glasses of FIG. 2;

【図８】 図８は、アレイ用にマイクロストリップ・フ
ィード・パターンを示す、図７に示したプレーナ・フェ
イズド・アレイの一部の平面図である。FIG. 8 is a plan view of a portion of the planar phased array shown in FIG. 7, showing a microstrip feed pattern for the array.

【図９】 図９は、図１に示したレーダ・システムの局
部発振器構成要素のマイクロストリップ回路の概略図で
ある。FIG. 9 is a schematic diagram of a microstrip circuit of a local oscillator component of the radar system shown in FIG.

【図１０】 図１に示したレーダ・システムの高調波ミ
キサ構成要素のマイクロストリップ回路の概略図であ
る。FIG. 10 is a schematic diagram of a microstrip circuit of a harmonic mixer component of the radar system shown in FIG.

【図１１】 図１に示したレーダ・システムの線形周波
数弁別器構成要素のマイクロストリップ回路の概略図
（ａ）、図１１ａに示したマイクロストリップ回路内で
生成される信号をグラフに表した図（ｂ）、図１１ａに
示したマイクロストリップ回路内で生成される信号をグ
ラフに表した図（ｃ）である。11 (a) is a schematic diagram of a microstrip circuit of the linear frequency discriminator component of the radar system shown in FIG. 1, and a graph showing signals generated in the microstrip circuit shown in FIG. 11a. FIG. 11B is a diagram (c) showing a signal generated in the microstrip circuit shown in FIG. 11A in a graph.

【図１２】 図１に示したレーダ・システムの電圧制御
発振器構成要素の平面図（ａ）と、図１に示したレーダ
・システムの電圧制御発振器構成要素の断面図（ｂ）で
ある。12A is a plan view of a voltage controlled oscillator component of the radar system shown in FIG. 1 and FIG. 12B is a cross-sectional view of the voltage controlled oscillator component of the radar system shown in FIG.

【図１３】 図１に示したレーダ・システムの無線周波
数混成リング・ミキサ構成要素のマイクロストリップ回
路の概略図である。FIG. 13 is a schematic diagram of a microstrip circuit of a radio frequency hybrid ring mixer component of the radar system shown in FIG.

【図１４】 図１に示したレーダ・システムの低域フィ
ルタのマイクロストリップ回路の概略図である。FIG. 14 is a schematic diagram of a microstrip circuit of a low-pass filter of the radar system shown in FIG. 1;

【図１５】 図１に示したレーダ・システムの動作時に
生成される送信周波数、受信周波数、ビート周波数の波
形を示す概略図である。FIG. 15 is a schematic diagram showing waveforms of a transmission frequency, a reception frequency, and a beat frequency generated when the radar system shown in FIG. 1 operates.

【図１６】 図１６は、図７に示したプレーナ・フェイ
ズド・アレイで生成される放射パターンをグラフに表し
た図である。FIG. 16 is a graph showing a radiation pattern generated by the planar phased array shown in FIG. 7;

【図１７】 本発明を用いた電子式視覚支援具のレーダ
・システムの第２の実施形態の概略ブロック図である。FIG. 17 is a schematic block diagram of a second embodiment of a radar system for an electronic vision aid using the present invention.

【図１８】 図１７に示したレーダ・システムのフロン
ト・エンド・アセンブリを形成するメガネの正面図であ
る。18 is a front view of eyeglasses forming the front end assembly of the radar system shown in FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２２ 眼鏡取り付けアンテナ受信機送信機システム、２
４ 信号処理電源パック装置、 ３０ 送信アンテナ、
３２ 受信アンテナ、３４ 電圧制御発振器、３６ カ
プラ、３８ 高調波ミキサ、４０ 局部発振器、４４線
形周波数弁別器、４６ 加算増幅器。22 glasses mounted antenna receiver transmitter system, 2
4 signal processing power pack device, 30 transmitting antennas,
32 receiving antenna, 34 voltage controlled oscillator, 36 coupler, 38 harmonic mixer, 40 local oscillator, 44 linear frequency discriminator, 46 summing amplifier.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−107338（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−98765（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−121941（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−23160（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−110338（ＪＰ，Ａ) 実開 平６−34338（ＪＰ，Ｕ) 特許3041721（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03L 7/06 H01Q 1/27 H01Q 21/06 H03D 9/06 G01S 13/34 H03B 23/00 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-55-107338 (JP, A) JP-A-53-98765 (JP, A) JP-A-5-121194 (JP, A) JP-A 50-107 23160 (JP, A) JP-A-5-110338 (JP, A) JP-A-6-34338 (JP, U) Patent 3041721 (JP, B2) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) ) H03L 7/06 H01Q 1/27 H01Q 21/06 H03D 9/06 G01S 13/34 H03B 23/00

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 入力に与えられる電圧に応じた無線周波
数（ＲＦ）信号を発生する電圧制御発振器（ＶＣＯ）
と、この電圧制御発振器に付随した閉ループ・フィード
バック回路とを備えている安定化電圧制御発振器回路で
あって、前記閉ループ・フィードバック回路には、 安定化された局部発振器（ＬＯ）周波数信号を生じる 局
部発振器（４０）と、 前記局部発振器（４０）から安定化された前記ＬＯ周波
数信号を受ける第１入力と、前記電圧制御発振器（３
４）の出力から前記無線周波数（ＲＦ）信号を受ける第
２入力とを有していて、前記ＬＯ周波数信号を前記ＲＦ
信号と混合して中間周波数（ＩＦ）信号を得るように構
成されている高調波ミキサ（３８）と、 前記ＩＦ信号を受信するよう前記高周波ミキサに接続さ
れた入力を有しているＩＦ増幅器（４２）と、 前記ＩＦ増幅器（４２）からその出力信号を受信するよ
うに接続された入力を有していて、前記ＩＦ信号の周波
数に対応した出力電圧信号を与えるように構成されてい
る線形周波数弁別器（４４）と、 前記出力電圧信号を受信するように接続された第１の入
力を有していて、前記電圧制御発振器（３４）から発生
の前記ＲＦ信号の周波数の安定化のために前記電圧制御
発振器（３４）の前記入力に供給する出力信号を与える
よう構成されている加算増幅器（４６）とが含まれてお
り、 前記局部発振器には、誘電共振器，この誘電共振器に結
合されたガン・ダイオード，このガン・ダイオードに結
合された低域フィルタが含まれていてＬＯ周波数信号の
安定化が図られており、そして、前記電圧制御発振器と
前記局部発振器および前記高調波ミキサのそれぞれは３
５〜２２０ＧＨｚの範囲の動作周波数において相互に共
働するマイクロストリップ回路として構成されている こ
とを特徴とする安定化電圧制御発振器回路。 A radio frequency according to a voltage applied to an input
Voltage controlled oscillator ( VCO ) for generating a number (RF) signal
And the closed loop feed associated with this voltage controlled oscillator
A stabilized voltage controlled oscillator circuit with a back circuit
There, the said closed-loop feedback circuit, a stabilized local oscillator (LO) local oscillator to produce a frequency signal (40), Keru receive said LO frequency signal is stabilized from the local oscillator (40) a One input and the voltage controlled oscillator (3
Keru receive the radio frequency (RF) signal from an output of 4) the
And the LO frequency signal to the RF
A harmonic mixer configured to mix with the signal to obtain an intermediate frequency (IF) signal; and an IF amplifier having an input connected to the high frequency mixer to receive the IF signal. and 42), have an input coupled to receive the output signal from said IF amplifier (42), frequency of said IF signal
It is configured to provide an output voltage signal corresponding to the number Tei
That linear frequency discriminator (44), have a first input coupled to receive the output voltage signal, generated by the voltage controlled oscillator (34)
Contact said voltage controlled oscillator said configured to provide an output signal that be supplied to the input and summing amplifier (34) (46) and contains for stabilization of the frequency of the RF signal
The local oscillator includes a dielectric resonator, which is connected to the dielectric resonator.
Combined gun diode, connected to this gun diode
Combined low-pass filter to
Stabilization is achieved, and the voltage-controlled oscillator
Each of the local oscillator and the harmonic mixer is 3
At operating frequencies in the range of 5 to 220 GHz.
A stabilized voltage controlled oscillator circuit configured as a working microstrip circuit. 【請求項２】 前記電圧制御発振器（３４）が電圧制御
ガン・ダイオード（１６６）を含む前記請求項のいずれ
か１項に記載の発振器回路。2. The oscillator circuit according to claim 1, wherein the voltage controlled oscillator (34) comprises a voltage controlled gun diode (166). 【請求項３】 前記電圧制御発振器（３４）が前記電圧
制御ガン・ダイオード（１６６）に接続された２セクシ
ョン変換器（１７４）を含む請求項２に記載の発振器回
路。3. The oscillator circuit according to claim 2, wherein said voltage controlled oscillator (34) comprises a two-section converter (174) connected to said voltage controlled gun diode (166). 【請求項４】 前記電圧制御発振器（３４）がバラクタ
（１６２）およびバイパス・コンデンサ（１６４）を含
む請求項２または３に記載の発振器回路。4. Oscillator circuit according to claim 2, wherein the voltage controlled oscillator (34) includes a varactor (162) and a bypass capacitor (164). 【請求項５】 前記加算増幅器（４６）の第２の入力に
接続された線形ランプ波発生器（４８）を含む前記請求
項のいずれか１項に記載の発振器回路。5. The oscillator circuit according to claim 1, further comprising a linear ramp generator (48) connected to a second input of the summing amplifier (46). 【請求項６】 ９４ＧＨｚの動作周波数を有する前記請
求項のいずれか１項に記載の発振器回路。6. The oscillator circuit according to claim 1, having an operating frequency of 94 GHz.
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