JP3241739B2 - 適応逆拡散器 - Google Patents

適応逆拡散器

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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 I.発明の分野 本発明は通信システムに関する。より詳細には、本発
明は、未解決のマルチパス・フェージングが存在する場
合に、ダイレクト・シーケンス・スペクトル拡散受信機
の性能を高める、新規で改善された方法と装置に関す
る。
II.関連技術の説明 通信システムは、発信元の場所から物理的に区別され
るユーザ宛先へ情報信号を伝送させるために開発され
た。そのような情報信号を、発信元とユーザの場所とを
リンクする通信チャネルを介して送るために、アナログ
方法およびディジタル方法の双方が使用されてきた。デ
ィジタル方法はアナログ方法よりもいくつかの利点をも
っている。たとえば、チャネル雑音および干渉への免疫
性が優れており、容量が大きく、また暗号の使用によっ
て通信のセキュリティが優れている。
情報信号を発信元の場所から通信チャネルを介して伝
送する場合、まず情報信号はチャネルを介する効率的伝
送に適した形式へ変換される。情報信号の変換すなわち
変調は、変調された結果の搬送波スペクトルがチャネル
帯域幅内に限定されるように、情報信号に基づいて搬送
波のパラメータを変更することを含む。ユーザの場所で
は、元のメッセージ信号は、チャネルを介する伝搬によ
って受け取られた変調済み搬送波から複製される。その
ような複製は一般的に発信元送信機の変調処理を逆に行
うことによって達成される。
さらに、変調は多重接続（すなわち共通チャネルを介
していくつかの信号を同時に伝送すること）を容易にす
る。多重接続通信システムは、通信チャネルへの連続接
続ではなく比較的短い時間の断続的サービスを必要とす
る複数の遠隔加入者装置を含んでいることが多い。加入
者装置のセットを使用して短い時間の間通信するように
設計されたシステムは、多重接続通信システムと呼ばれ
る。
多重接続通信システムの１つのタイプに、スペクトル
拡散システムがある。スペクトル拡散システムでは、変
調の結果、伝送される信号は通信チャネル内の広周波数
帯を介して拡散される。多重接続スペクトル拡散システ
ムの１つのタイプは、符号分割多重接続（CDMA）変調シ
ステムである。時分割多重接続（TDMA）、周波数分割多
重接続（FDMA）、およびAM変調方式（たとえば振幅圧伸
単側波帯）などの他の多重接続通信システムが当技術分
野で知られている。
しかしながら、CDMAは多重接続通信システムのこれら
の変調方法よりも顕著な利点を有する。多重接続通信シ
ステムにおけるCDMA方法の使用は、題名「衛星または地
上中継器を使用した拡散スペクトル多重接続通信システ
ム（SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION
SYSTEM USING SATELLITE OR TERRE STRIAL REPEATER
S）」の米国特許第4,901,307号、および題名「CDMAセル
ラ電話システムにおいて信号波形を生成するシステムお
よび方法（SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL
WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM）」
の米国特許第5,103,459号に開示されている。これらの
特許は共に本発明の譲受人へ譲渡され、引用してここに
組み込まれる。
CDMAセルラ電話システムでは、同じ周波数帯がすべて
のセル内で通信に使用される。さらに、処理ゲインをを
与えるCDMA波形の特性は、同じ周波数帯を占める信号を
識別するために使用される。さらに、経路内の差がPNチ
ップ持続時間または1/帯域幅を超過する場合、高速疑似
雑音（PN）変調によって多くの異なった伝搬経路を分離
することができる。1MHzのPNチッレートが使用される
と、経路遅延が所望の経路から１マイクロ秒よりも大き
く異なっている経路に対しては、多重経路復調を使用す
ることができる。１マイクロ秒の経路遅延差は１、000
フィートの経路差に対応する。都市環境では、典型的に
１マイクロ秒を超えた経路遅延差を与え、地域によって
は10〜20マイクロ波に達することが報告されている。
狭帯域変調システム（たとえば通常のセルラ電話シス
テムによって使用されるアナログFM変調）では、多重経
路の存在は、重大なフェージング特性となる。しかし、
広帯域CDMA変調では、異なった経路は復調過程で識別す
ることができる。この識別はマルチパス・フェージング
の重大度を著しく減少する。マルチパス・フェージング
はCDMA識別方法を使用しても全部が除去される訳ではな
い。なぜなら、特定システムの最小経路遅延よりも小さ
な遅延差を有する経路が存在するからである。この程度
の経路遅延を有する信号は、変調器の中で識別すること
はできない。したがって、フェージングの効果をさらに
減少するようにシステムを使用できるダイバシチ形態が
望ましい。
フェージングの有害な効果は、CDMAシステム内の送信
機電力を制御することによって幾分かを制御することが
できる。セル・サイトおよびモバイル装置の電力を制御
するシステムは、題名「CDMAセルラ移動電話システムに
おける送信電力を制御する方法およびシステム（METHOD
AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER
IN A CDMA CELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM）」米国
特許第5,056,109号に開示され、これらは本発明の譲受
人へ譲渡され、引用してここに組み込まれる。さらに、
マルチパス・フェージングの効果は、モバイル装置がハ
ンドオフ処理の間にセル・サイトと通信しながらセル・
サイト・サービス領域を移動しているとき、減少させる
ことができる。ハンドオフ方式は、題名「CDMAセルラ電
話システムにおけるソフトハンドオフ（SOFT HANDOFF I
N A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM）」の米国特許第
5,101,501号に開示され、これは本発明の譲受人へ譲渡
され、引用してここに組み込まれる。
マルチパスの存在は広帯域CDMAシステムに経路ダイバ
シチを提供することができる。１マイクロ秒よりも大き
い経路遅延差を有する２つ以上の経路が使用可能であれ
ば、２つ以上の受信機を使用して信号を別個に受け取る
ことができる。これらの信号は典型的にはマルチパス・
フェージングで独立性を示すから（すなわち、フェージ
ングは通常一緒に起こらない）、２つの受信機の出力は
ダイバシチ結合することができる。この種の結合受信機
を実施する方法と装置は、本発明の譲受人へ譲渡され、
引用してここに組み込まれる米国特許第5,109,390号
（その題名は「CDMAセルラ電話システムにおけるダイバ
シチ受信機（DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR
TELEPHONE SYSTEM）」に詳細に説明されている。
発明の要約 本発明は、未解決のマルチパス・フェージングが存在
する場合に、ダイレクト・シーケンス・スペクトル拡散
受信機のパフォーマンスを高める、新規であって改善さ
れた方法および装置を提供する。本発明はダイレクト・
シーケンス・スペクトル拡散受信機について前記の米国
特許第5,101,501号に説明されたダイバシチ受信機構造
に代わるものである。本発明は、機能においてダイバシ
チ受信機と同じであるが、未解決のマルチパスが存在す
るとき、単純性と改善されたパフォーマンスの利点を有
する。さらに、それは屋内アプリケーションで望ましい
高データ・レート・システムに適している。その新規性
は従来型の適応等化器内に逆拡散および再拡散動作を組
み込んだことにある。
屋内環境で800〜2000MHz範囲を有するマルチパス伝搬
チャネルは、典型的には、どちらかといえば短い遅延拡
散を有する。その拡散は、ビルディングのサイズ、壁の
性質とデザイン、およびその他の要因に従って約20nsか
ら300nsまでの範囲にある。セルラ屋外環境でダイレク
ト・シーケンス受信に使用されるダイバシチ受信機は、
マルチパス・コンポーネント間の遅延が拡散シーケンス
・チップと比較して大きいとき最も効果的である。標準
化されたCDMA設計では、前記の米国特許第4,901,307号
および第5,103,459号で詳細に説明されているように、
チップの持続時間は約800nsの長さである。チップ持続
時間が遅延拡散に対して相対的に長いことは、ダイバシ
チ受信機の１つの復調信号だけが有用であることを意味
する。さらに、未解決のマルチパスによって、ダイバシ
チ受信機のその１つの復調信号から生じる出力は、フラ
ットなレイリ・フェージングを示す。したがって、長い
遅延の場合に可能なダイバシチ受信機ゲインは達成され
ない。
屋内における短い遅延の拡散は、マルチパス信号を処
理する新規な方法の必要性を示す。本発明はこの目的を
達成するために等化器構造を使用する。本発明の目的
は、マルチパス伝搬から生じる記号間干渉を減少させる
ことである。古典的な最小平均二乗（LMS）アルゴリズ
ムを使用する等化器は、通常、トランスバーサル・フィ
ルタ（transversal filter）のタップ重みを更新するた
めに個々の記号決定に基づいたフィードバックを使用す
る。LMSアルゴリズムは、タップ重みに関して誤差関数
の逆勾配を予測し、予測された勾配に反対の方向でタッ
プ重みを調整する。チャネル統計およびゲインの合理的
な条件の下では、フィルタは記号間干渉を緩和するのに
有効な状態へ収斂する。LMSアルゴリズムは、その単純
性、計算の容易性、およびデータの反復を必要としない
ことから広く使用されている。しかし、本発明では、ダ
イレクト・シーケンス拡散であるために、LMSアルゴリ
ズムを直接に適用することはできない。
CDMAセルラPCSシステムでは、マルチパス拡散は記号
間干渉を記号時間スケール（10マイクロ秒）ではなくチ
ップ時間スケール（10から100ナノ秒）で導入する。し
たがって、本発明に従った適応等化器はチップごとの誤
差のフィードバックで機能する。これを行うために、デ
ータ変調は、逆拡散信号、予測された誤差、およびタッ
プ重み訂正としてフィードバックされる前に元の疑似雑
音シーケンスによって再拡散されたソフト決定とハード
決定の間の差から予測されなければならない。
本発明の実施例はパイロット・チャネルの復調で使用
される。パイロット・チャネルは基本的時間同期情報を
提供するために使用されるチャネルで、データを搬送し
ない。パイロット・チャネルの使用と実施は、前記の米
国特許第5,103,459号に詳細に説明されている。本発明
は、小さな変更を施して、他の情報チャネルを復調する
場合に使用することができる。
図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的、および利点は、図面と組み合わ
せて以下の説明を読むことによってさらに明らかにな
る。図面には、同じ参照文字が対応的に示されている。
図１は本発明のブロック図である。
実施例の詳細な説明 図１は、広帯域チャネルの等化を可能にする新規な適
応逆拡散器の構造を示す。図１には、スペクトル拡散信
号を周波数でダウン・コンバートし、それを、周知の技
術を使用してディジタル・ベースバンド信号へ変換する
受信機は示されていない。適応逆拡散器100は、トラン
スバーサル・フィルタ101、最小平均二乗（LMS）タップ
更新回路103、および記号予測逆拡散再拡散回路121から
構成される。適応逆拡散器100は個別の素子から構成さ
れるように示される。実施例では、適応逆拡散器100
は、説明する機能を実行するようにプログラムされたマ
イクロプロセッサまたはマイクロコントローラで実施さ
れる。図１では、タイミング・ブロックを別個に図示し
ていないが、そのようなクロック・タイミングは典型的
にはマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ内
に備えられているか、独立したタイミング源から提供す
ることができる。
トランスバーサル・フィルタ101は有限長インパルス
応答（FIR）フィルタであり、これはスペクトル拡散信
号のベースバンド版を表すディジタル信号Ｒを受け取
る。トランスバーサル・フィルタ101は、最も近時に受
け取られたサンプルＲ（ｎ）、および前に受け取られた
サンプルＲ（ｎ）、Ｒ（ｎ−１）、Ｒ（ｎ−２）、Ｒ
（ｎ−３）、およびＲ（ｎ−４）に基づいて、濾波され
た信号を生成する。図１に示された構造は５つのタップ
を有する。すなわち、濾波された値Ｓ（ｎ）は、５つの
受け取られた値Ｒ（ｎ）、および前に受け取られたサン
プルであって加算素子146へ与えられたＲ（ｎ）、Ｒ
（ｎ−１）、Ｒ（ｎ−２）、Ｒ（ｎ−３）、およびＲ
（ｎ−４）に基づいている。実施例の構造は５タップの
FIRフィルタであるが、パフォーマンス要件に合致した
任意数のタップを使用してよい。
受け取られた信号は一連の遅延素子102、104、106、
および108へ与えられる。スペクトル拡散通信システム
では、伝送される情報の最小単位はチップと呼ばれる。
各チップは所定のチップ期間を有する。遅延素子102、1
04、106、および108の各々は受け取られたチップを信号
のサンプリング期間に等しい値だけ遅延させる。実施例
では、入力サンプリング・レートはチップレートの小さ
な整倍数である。たとえば、チップレートが1.25MHzで
ある場合、整倍数は４であり、対応するサンプリング・
レートは5MHzとなる。遅延素子102、104、106、および1
08は当技術分野で周知のラッチまたは他のメモリ素子を
使用して実施することができる。
現在のサンプルＲ（ｎ）および各遅延素子102、104、
106、および108の出力はそれぞれ乗算器110、112、11
4、116、および118へ与えられる。乗算器110、112、11
4、116、および118の中では、サンプル値は重みづけタ
ップ値w1、w2、w3、w4、およびw5によって重みを付けら
れる。これらのタップ値は、後で説明するように最小平
均二乗（LMS）タップ更新回路103によって計算される。
重みを付けられたサンプル値の各々は加算器146へ与え
られる。加算器146は重みづけられたサンプル値の各々
を加算して出力値Snを生成する。加算器146は濾波され
た値Snをチップレートで（すなわちチップ期間当たり１
つ）出力する。
トランスバーサル・フィルタ101からの出力チップ
は、記号予測，逆拡散及び再拡散回路121へ与えられ
る。出力チップSnは乗算器120へ与えられる。乗算器120
では、濾波された入力チップSnは、疑似ランダム・シー
ケンス（PRS）生成器132によってチップレートで与えら
れる疑似ランダム・シーケンスの２進ディジットによっ
て乗算される。乗算器120の積は記号予測器122へ与えら
れる。記号予測器122は、逆拡散記号を生成するため、
記号期間（これはチップ期間よりも大きい）にわたって
乗算器120からの出力結果を積分する。記号予測器122は
当技術分野で周知のディジタル積分器から形成されてよ
い。さらに、記号予測器122で記号マッピングが実行さ
れる。このマッピングで、積分されたチップ値は第一の
記号予測値となり、この記号予測値は所定のマッピング
によってソフト記号へマップされる。典型的なマッピン
グはアダマール（Hadamard）変換マッピングである。
拡散がバイポーラ位相偏移変調（BPSK）（bipolar ph
ase shift keyed）であれば、逆拡散シーケンスは送信
機で使用された拡散シーケンスに等しいバイポーラ（±
１）値である。拡散が４相位相変調（QPSK）（quadratu
re phase shift keyed）であれば、一般的にそのＩおよ
びＱ成分の各々はバイポーラ値であり、逆拡散シーケン
スは送信機によって使用される拡散シーケンスの共役複
素数である。実施例では、PRS生成器132はシフト・レジ
スタを使用している。シフト・レジスタのデザインと実
装は当技術分野で周知である。
逆拡散動作は、問題としている元の送信信号に存在す
るデータ変調に対応する低域信号成分を生じる。前記の
米国特許第4,901,307号および第5,103,459号で詳細に説
明されるように他の局からの干渉は疑似雑音掛け算によ
って圧縮されず、広帯域波形を保つ。
記号予測器122は加算器146の出力上で働く。記号予測
器122は、トランスバーサル・フィルタ101からのサンプ
ルを濾波し（すなわち、処理し）、各記号期間の間に伝
送された変調記号の予測を生成する。通常、多数のチッ
プが各記号に影響を与え、拡散帯域幅の大きな割合をデ
ータ・レートへ反映させる。図１では、この記号予測器
の出力は「ソフト記号」と記されている。
さらに、ソフト記号は決定回路124によって処理され
る。決定回路124の出力は複素数であり、この複素数は
元の送信変調記号を再構成したものである。パイロット
信号を復調している場合、その記号は単一の複素数（た
とえば１＋0j）によって表される。パイロット信号を復
調している場合、決定回路124は比較器であり、記号予
測器122によって与えられた積分チップ値は前記比較器
で定数と比較される。決定回路124をこのように実施す
ることは、変調されていないパイロット予測を生成する
のに有用である。他方、決定回路124はビタービ復号器
のような複雑な回路であってよい。ビタービ復号器は、
その最終決定の結果として再符号化チャネル記号を与え
る。
誤差波形は、記号予測器122によって与えられたソフ
ト決定記号と、加算器146の決定回路124によって与えら
れたハード決定記号との差として計算される。この複合
誤差ｅ（ｎ）は、疑似ランダム・シーケンスによって乗
算器128内で再拡散される。疑似ランダム・シーケンス
は、遅延素子130によって遅延されるPRS生成器132によ
って与えられる。遅延素子130は当技術分野で知られる
ラッチまたはメモリ素子から構成されてよい。
タップ重みづけ更新は、LMSタップ更新回路103内でLM
Sアルゴリズムに従って計算される。変調記号ではな
く、元の拡散信号サンプルを使用しなければならない。
これが従来のLMS適合性等化器と異なる点であり、信号
は記号決定のために逆拡散され、タップ更新のために再
拡散される。
決定回路124の構造は、そのアプリケーションに従っ
て異なった実施態様を取ることができる。実施例では、
順方向リンク・パワーの実質的な部分が変調されていな
い拡散パイロットへ与えられ、送信される記号は先験的
に一定であることが分かる。したがって、決定回路124
の出力は受け取られた信号に全く依存せず、単に定数で
ある（たとえば１＋j0）。したがって、ソフト記号は逆
拡散器出力の短期間平均であり、記号誤差はそれらの短
期間平均と定数目標との差である。
記号決定は、多くのチップの値に基づく。したがっ
て、記号決定は、それが構成される最後のチップの後の
所定時間までは可能でない。この遅延のために、受け取
られた信号Ｒ（ｎ）はLMSタップ更新回路103へ与えられ
る前に遅延させる必要があり、疑似ランダム・シーケン
スは乗算器128へ与える前に遅延させる必要がある。遅
延素子130は疑似ランダム・シーケンスを遅延させ、遅
延素子176は受け取られた信号Ｒ（ｎ）に遅延を与え
る。これらの遅延の長さは、少なくとも１つのデータ記
号分である。ビタービ復号器側情報が使用される場合、
遅延はいくつかの記号分である。なぜなら、最後の記号
決定は、復号器の少なくとも切り捨て長だけ受け取りを
遅らせるからである。
図１に示される遅延は、決定誤差フィードバックをチ
ャネル・サンプルと時間的に整合させるために存在して
いる。典型的な記号期間は順方向リンクで52.1μｓであ
り、逆方向リンクで208.3μｓである。拡散コード遅延
はチップごとに２つのビットだけ（すなわち、128およ
び512のビット）を記憶する必要がある。したがって、
ＩおよびＱに対する8Xのオーバサンプリングと４ビット
での信号サンプルは、それぞれ8192および32768ビット
を必要とする。
コード・レートρ、ｍ次変調、およびデータ・レート
Ｒのシステムでは、記号期間は次式によって与えられ
る。
Tsymb＝ρ・log2m/R （１） したがって、サンプルに関する遅延は次のように計算
される。
Tsymb・fchip＝ρ・log2m・fchip・S/R （２） ここで、Ｓは信号のオーバサンプリング率である。
マルチパス信号の全体の遅延スパンに関連して、トラ
ンスバーサル・フィルタ101で必要なタップの数を計算
することができる。遅延スパンが200nsに設定されれ
ば、20MHzのサンプリング・レートで、タップの数は次
のように計算することができる。
200ns・20MHz＋１≧５タップ （３） が必要である。
この方式の成功は、適合化速度が、見かけのマルチパ
スにおける短期間の変化（その大部分は送受器の動きに
起因する）を追跡するのに十分に速いかどうかに依存す
る。携帯装置については、1800MHzおよび3m/s（6.7mp
h）での変化率は、約2fv/c＝36ヌル／秒（すなわち、ヌ
ル間で約28ms）であることが予測される。これは、この
方式が成功するには、適合化時間が数百マイクロ秒を超
えてはならないことを意味する。移動車の速度では、時
間は約10のファクタ（すなわち約2.8ms）だけ減少す
る。
誤差信号がLMSタップ更新回路103へ戻される前に、一
定のゲインが乗算器134で誤差信号へ乗算される。この
ゲインは適切に選択する必要がある。なぜなら、それが
小さすぎるとコンバージェンスが遅くなり、それが大き
すぎると不安定性が生じるからである。
LMSタップ更新回路103は、乗算器134から重みづけら
れた誤差信号を受け取り、遅延素子176から遅延したサ
ンプルを受け取る。遅延素子176からの遅延したサンプ
ルは、一連の遅延素子168、170、172、および174へ与え
られる。遅延素子168、170、172、および174の各々は、
遅延素子、102、104、106、および108と関連して説明し
たように追加のサンプル期間だけ受け取られたサンプル
を遅延させる。
遅延素子176、168、170、172、および174からの出力
はそれぞれ乗算器158、160、162、164、および166へ与
えられる。乗算器158、160、162、164、および166の出
力は加算器148、150、152、154、および156の第一入力
へ与えられる。加算器148、150、152、154、および156
からの出力は遅延素子136、138、140、142、および144
へ与えられる。加算器148、150、152、154、および156
への第二の入力は、遅延素子136、138、140、142、およ
び144の各々の単一のサンプル遅延出力である。遅延素
子136、138、140、142、および144は入力サンプルを単
一のサンプリング期間だけ遅延させる。遅延素子136、1
38、140、142、および144からの出力は、乗算器110、11
2、114、116、および118へ与えられて、トランスバーサ
ル・フィルタ101へのタップ値となる。
この構造はダイバシチ受信機よりも簡単である。タイ
バシチ受信機で複数の復調器が必要であるのに対して、
１つの復調器があればよい。さらに、マルチパス信号を
探索したり、復調素子をマルチパス信号へ割り当てたり
する必要はない。なぜなら、タップ位置は正規の時間間
隔で固定されているからである。動的な割り当てはない
から、割り当ての誤りに起因する損失もない。１つのソ
フト決定出力が存在するのみであるから、デスキュー
（de−skewing）の必要もない。複雑度が同じでも、多
くのタップを使用できるので、ダイバシチゲインが良く
なる可能性がある。
当業者が本発明を作成または使用できるように、実施
例を説明してきた。当業者にとって明らかであるよう
に、これらの実施例に種々の変更を加えることができ
る。本明細書で説明された一般的原理は、発明能力を使
用することなく他の実施例に適用することができる。し
たがって、本発明は、開示された実施例に限定されるも
のではなく、開示された原理と新規な特徴に合致した最
も広い範囲で解釈されるべきである。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−292059（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−30514（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−347944（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/707 H04B 1/10

Claims (20)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】入力サンプルを受け、再拡散誤差信号に従
    って更新される適応タップ値の集合を使用して前記入力
    サンプルを濾波し、濾波されたチップ値を与えるトラン
    スバーサル・フィルタ手段と； 前記濾波されたチップ値を受け、ダイレクト・シーケン
    ス・スペクトル拡散形式に従って前記濾波されたチップ
    値を逆拡散して第一の予測記号を与えると共に所定の決
    定形式に従って第二の予測記号を生成する逆拡散手段
    と； 前記第一の予測信号及び前記第二の予測信号を受け、前
    記第一の予測信号及び前記第二の予測信号に従って誤差
    信号を生成する誤差計算手段と； 前記誤差信号を受け、所定のスペクトル拡散形式に従っ
    て前記誤差信号をスペクトル拡散し、前記再拡散誤差信
    号を与える拡散手段と； を備えたことを特徴とする適応逆拡散器。
  2. 【請求項２】前記トランスバーサル・フィルタ手段が有
    限長インパルス応答フィルタである、請求項１に記載の
    適応逆拡散器。
  3. 【請求項３】前記逆拡散手段が、 前記濾波されたチップ値に従って第一の記号予測を生成
    する記号予測手段と； 前記第一の記号予測に従ったハード記号予測を、所定の
    ハード決定形式に従って生成するハード決定手段と、を
    備えた請求項１に記載の適応逆拡散器。
  4. 【請求項４】前記ハード決定手段が比較回路を含む、請
    求項３に記載の適応逆拡散器。
  5. 【請求項５】前記ハード決定手段がビタービ復号器を含
    む、請求項３に記載の適応逆拡散器。
  6. 【請求項６】前記逆拡散手段が、 疑似ランダム・シーケンスを生成する疑似ランダム・シ
    ーケンス生成手段と； 前記濾波されたチップ値と前記疑似ランダム・シーケン
    スを受け取って、前記濾波されたチップ値を前記疑似ラ
    ンダム・シーケンスで乗算し、積シーケンスを与える乗
    算手段と、を備えた請求項３に記載の適応逆拡散器。
  7. 【請求項７】前記トランスバーサル・フィルタ手段が、
    最小平均二乗（LMS）タップ適応形式に従って前記タッ
    プ値を更新する、請求項１に記載の適応逆拡散器。
  8. 【請求項８】前記記号予測手段が前記積シーケンスを積
    分して、逆拡散シーケンスを与える、請求項６に記載の
    適応逆拡散器。
  9. 【請求項９】前記記号予測手段が、前記逆拡散シーケン
    スを所定のマッピング形式に従って第二のシーケンスへ
    マッピングする、請求項８に記載の適応逆拡散器。
  10. 【請求項１０】前記マッピング形式がアダマール変換で
    ある、請求項９に記載の適応逆拡散器。
  11. 【請求項１１】スペクトル拡散信号を適応的に逆拡散す
    る方法であって、 入力サンプルを受けるステップと； 前記入力サンプルを、再拡散誤差信号に従って更新され
    る適応フィルタ・タップ値を使用して濾波し、濾波され
    たチップ値を与えるステップと； 前記濾波されたチップ値を、ダイレクト・シーケンス・
    スペクトル拡散形式に従って逆拡散し、第一の予測記号
    を与えるステップと； 所定の決定形式に従って第二の予測記号を生成するステ
    ップと； 前記第一の予測信号及び前記第二の予測信号に従って誤
    差信号を生成するステップと； 前記誤差信号を所定のスペクトル拡散形式に従って拡散
    し、前記再拡散誤差信号を与えるステップと，を含む適
    応逆拡散方法。
  12. 【請求項１２】前記濾波するステップが、前記入力サン
    プルを有限長インパルス応答フィルタにより濾波する、
    請求項11に記載の適応逆拡散方法。
  13. 【請求項１３】前記濾波されたチップ値を逆拡散する前
    記ステップが、 前記濾波されたチップ値に従って第一の記号予測を生成
    するステップと； 前記第一の記号予測に従ったハード記号予測を、所定の
    ハード決定形式に従って生成するステップと、を含む請
    求項11に記載の適応逆拡散方法。
  14. 【請求項１４】ハード記号予測を生成する前記ステップ
    が、前記第一の記号予測をしきい値の集合と比較するス
    テップを含む、請求項13に記載の適応逆拡散方法。
  15. 【請求項１５】ハード記号予測を生成する前記ステップ
    が、前記第一の記号予測をビタービ復号するステップを
    含む、請求項13に記載の適応逆拡散方法。
  16. 【請求項１６】逆拡散する前記ステップが、 疑似ランダム・シーケンスを生成するステップと； 前記濾波されたチップ値を前記疑似ランダム・シーケン
    スで乗算し、積シーケンスを与えるステップと，を含む
    請求項13に記載の適応逆拡散方法。
  17. 【請求項１７】最小平均二乗（LMS）タップ適応形式に
    従って前記タップ値を更新するステップを含む、請求項
    11に記載の適応逆拡散方法。
  18. 【請求項１８】逆拡散する前記ステップが、前記積シー
    ケンスを積分して逆拡散されたシーケンスを与えるステ
    ップを含む、請求項16に記載の適応逆拡散方法。
  19. 【請求項１９】逆拡散する前記ステップが、前記逆拡散
    シーケンスを所定のマッピング形式に従って第二のシー
    ケンスへマップするステップを含む、請求項18に記載の
    適応逆拡散方法。
  20. 【請求項２０】前記マッピング形式がアダマール変換で
    ある、請求項19に記載の適応逆拡散方法。
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