JP3210219B2 - 櫛形フィルタとそれを用いた送受信装置 - Google Patents
櫛形フィルタとそれを用いた送受信装置Info
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- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、間引きフィルタや補間
フィルタと、それに用いる櫛形フィルタとそれを組込ん
だ移動通信などの送受信装置に関し、特に、櫛形フィル
タの小型化、低消費電力化を通じて、送受信装置の軽量
化や節電を可能にしたものである。
フィルタと、それに用いる櫛形フィルタとそれを組込ん
だ移動通信などの送受信装置に関し、特に、櫛形フィル
タの小型化、低消費電力化を通じて、送受信装置の軽量
化や節電を可能にしたものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動通信の移動機では、受信
信号のＡ−Ｄ変換または送信信号のＤ−Ａ変換に、１ビ
ットＡ−Ｄ（Ｄ−Ａ）変換を行なう△ΣＡ／Ｄ（Ｄ／
Ａ）変換器の使用が検討されている。この１ビットＡ−
Ｄ変換は、信号を１ビットデータの粗密波に変換し、ア
ナログ信号は、その平均値からアナログ波形を作る。こ
のＡ−Ｄ変換に当たっては、入力信号に対するサンプリ
ング周波数を十分に高くし、各サンプリングデータにつ
いて、その前のデータとの差に基づいて０か１かを判別
し、ディジタル信号の粗密波に変換する。この変換で
は、判定精度が１ビットの精度でよいため、正確な判定
が可能である。サンプリング周波数には、例えば１４．
４ＭＨｚ程度の高い周波数が用いられる。
信号のＡ−Ｄ変換または送信信号のＤ−Ａ変換に、１ビ
ットＡ−Ｄ（Ｄ−Ａ）変換を行なう△ΣＡ／Ｄ（Ｄ／
Ａ）変換器の使用が検討されている。この１ビットＡ−
Ｄ変換は、信号を１ビットデータの粗密波に変換し、ア
ナログ信号は、その平均値からアナログ波形を作る。こ
のＡ−Ｄ変換に当たっては、入力信号に対するサンプリ
ング周波数を十分に高くし、各サンプリングデータにつ
いて、その前のデータとの差に基づいて０か１かを判別
し、ディジタル信号の粗密波に変換する。この変換で
は、判定精度が１ビットの精度でよいため、正確な判定
が可能である。サンプリング周波数には、例えば１４．
４ＭＨｚ程度の高い周波数が用いられる。
【０００３】受信装置では、このＡ−Ｄ変換した後の信
号を、通常のディジタル信号処理のサンプリング周波数
に戻す必要があり、そのために、間引きフィルタを用い
て、信号の間引きが行なわれる。
号を、通常のディジタル信号処理のサンプリング周波数
に戻す必要があり、そのために、間引きフィルタを用い
て、信号の間引きが行なわれる。
【０００４】また、送信装置では、逆に、△ΣＤ／Ａ変
換器に対して、高いサンプリング周波数の信号を与える
ために、補間フィルタを用いて信号の補間を行なう。△
ΣＤ／Ａ変換器は、この補間された信号からアナログデ
ータを生成し、生成された信号が送信される。
換器に対して、高いサンプリング周波数の信号を与える
ために、補間フィルタを用いて信号の補間を行なう。△
ΣＤ／Ａ変換器は、この補間された信号からアナログデ
ータを生成し、生成された信号が送信される。
【０００５】図１４には、△ΣＡ／Ｄ変換器を用いた受
信回路を示し、また、図１５には、△ΣＤ／Ａ変換器を
用いた送信回路を示している。受信回路では、Ａ−Ｄ変
換された信号を直交検波した後、間引きフィルタを用い
て間引いており、また、送信回路では、補間フィルタを
用いてデータを補間した信号を直交変調した後、Ｄ−Ａ
変換してアナログ信号を生成している。
信回路を示し、また、図１５には、△ΣＤ／Ａ変換器を
用いた送信回路を示している。受信回路では、Ａ−Ｄ変
換された信号を直交検波した後、間引きフィルタを用い
て間引いており、また、送信回路では、補間フィルタを
用いてデータを補間した信号を直交変調した後、Ｄ−Ａ
変換してアナログ信号を生成している。
【０００６】この間引きフィルタや補間フィルタは、複
数の櫛形フィルタを縦続接続して構成されるが、間引き
フィルタでは、櫛形フィルタの組合せの仕方を工夫する
ことによって、受信回路のＲＦフィルタでは抑圧しきれ
ない隣接チャネル、次隣接チャネルなどの信号を抑圧す
ることができる。
数の櫛形フィルタを縦続接続して構成されるが、間引き
フィルタでは、櫛形フィルタの組合せの仕方を工夫する
ことによって、受信回路のＲＦフィルタでは抑圧しきれ
ない隣接チャネル、次隣接チャネルなどの信号を抑圧す
ることができる。
【０００７】これは原理的には、図１６に示すように、
サンプリング間隔が異なる複数のＦＩＲフィルタ、Ｈｆ
（ｚ）及びＨｓ（ｚN）（なお、このｚNはＮ倍のサンプ
リング間隔を持つことを表している）を、周波数軸（ｆ
軸）上で、一方のフィルタの周波数−利得特性における
極大位置に、他方のフィルタのノッチが重なるように縦
続接続し、合成したフィルタＨ（ｚ）における不要部分
の周波数−利得特性を低下させることによって実現され
る。
サンプリング間隔が異なる複数のＦＩＲフィルタ、Ｈｆ
（ｚ）及びＨｓ（ｚN）（なお、このｚNはＮ倍のサンプ
リング間隔を持つことを表している）を、周波数軸（ｆ
軸）上で、一方のフィルタの周波数−利得特性における
極大位置に、他方のフィルタのノッチが重なるように縦
続接続し、合成したフィルタＨ（ｚ）における不要部分
の周波数−利得特性を低下させることによって実現され
る。
【０００８】ここでは、Ｈｆ（ｚ）をサンプリング周波
数ｆｓの４タップ櫛形フィルタ、また、Ｈｓ（ｚN）を
サンプリング周波数ｆｓ／４の５タップ三角波フィルタ
としている。時間軸（ｔ軸）上の波形は、各フィルタに
１つのパルスが入力したときのインパルス応答波形を表
している。Ｈｆ（ｚ）のインパルス応答長は４／ｆｓで
あり、Ｈｓ（ｚN）のインパルス応答長は１６／ｆｓで
ある。Ｈｆ（ｚ）では、インパルス応答長の逆数になる
ｆｓ／４の整数倍（但し、ｆｓの整数倍は除く）がノッ
チ周波数となる。また、Ｈｓ（ｚN）でもインパルス応
答長の逆数のｆｓ／１６の整数倍（但し、ｆｓ／４の整
数倍は除く）がノッチ周波数となる。縦続接続したＨ
（ｚ）の周波数−利得特性は、周波数軸上ではＨｆ
（ｚ）とＨｓ（ｚN）と加算したものとなり、Ｈｆ
（ｚ）のノッチが、Ｈｓ（ｚN）のサンプリング周波数
ｆｓ／４の整数倍に現れる繰り返しスペクトルを抑圧し
ている。
数ｆｓの４タップ櫛形フィルタ、また、Ｈｓ（ｚN）を
サンプリング周波数ｆｓ／４の５タップ三角波フィルタ
としている。時間軸（ｔ軸）上の波形は、各フィルタに
１つのパルスが入力したときのインパルス応答波形を表
している。Ｈｆ（ｚ）のインパルス応答長は４／ｆｓで
あり、Ｈｓ（ｚN）のインパルス応答長は１６／ｆｓで
ある。Ｈｆ（ｚ）では、インパルス応答長の逆数になる
ｆｓ／４の整数倍（但し、ｆｓの整数倍は除く）がノッ
チ周波数となる。また、Ｈｓ（ｚN）でもインパルス応
答長の逆数のｆｓ／１６の整数倍（但し、ｆｓ／４の整
数倍は除く）がノッチ周波数となる。縦続接続したＨ
（ｚ）の周波数−利得特性は、周波数軸上ではＨｆ
（ｚ）とＨｓ（ｚN）と加算したものとなり、Ｈｆ
（ｚ）のノッチが、Ｈｓ（ｚN）のサンプリング周波数
ｆｓ／４の整数倍に現れる繰り返しスペクトルを抑圧し
ている。
【０００９】図１２は、ディジタル間引きフィルタの基
本的な考え方を示している。図１２（ａ）のＨ（ｚ）
は、間引きによって折返し雑音が発生しないように挿入
されている通常の間引きフィルタである。このＨ（ｚ）
が入力サンプリング周波数ｆｓでフィルタリングを行な
い、ｆｓ0／２以下に帯域制限する。次いで、１／Ｎに
間引きが行なわれ、出力サンプリング周波数ｆｓ0（＝
ｆｓ／Ｎ）の信号が出力される。
本的な考え方を示している。図１２（ａ）のＨ（ｚ）
は、間引きによって折返し雑音が発生しないように挿入
されている通常の間引きフィルタである。このＨ（ｚ）
が入力サンプリング周波数ｆｓでフィルタリングを行な
い、ｆｓ0／２以下に帯域制限する。次いで、１／Ｎに
間引きが行なわれ、出力サンプリング周波数ｆｓ0（＝
ｆｓ／Ｎ）の信号が出力される。
【００１０】ところで、フィルタ仕様を満たし、且つ、
Ｎ＝Ｎ1Ｎ2・・・ＮL のように因数分解できる正数Ｎを
選択すると、Ｈ（ｚ）は図１２（ｂ）に示すように、係
数サンプリング周波数の異なるフィルタＨ0（ｚ）、Ｈ1
（ｚN1）、Ｈ2（ｚN1*N2）、・・・、Ｈ
L（ｚN1*..*NL）の縦続接続とすることができる。これ
らのフィルタのインパルス応答長を全てｆｓ-1＝Ｎ・ｆ
ｓ0 -1として最終段のｆｓ0に最も深いノッチを与えるよ
うにする。さらに、これらがＦＩＲフィルタであること
から、図１２（ｃ）のように、各段に間引き器を挿入し
ても等価であり、結果として各段のフィルタは各々の係
数のサンプリング周波数で動作すればよいことになる。
この各段のフィルタが櫛形フィルタで構成される。
Ｎ＝Ｎ1Ｎ2・・・ＮL のように因数分解できる正数Ｎを
選択すると、Ｈ（ｚ）は図１２（ｂ）に示すように、係
数サンプリング周波数の異なるフィルタＨ0（ｚ）、Ｈ1
（ｚN1）、Ｈ2（ｚN1*N2）、・・・、Ｈ
L（ｚN1*..*NL）の縦続接続とすることができる。これ
らのフィルタのインパルス応答長を全てｆｓ-1＝Ｎ・ｆ
ｓ0 -1として最終段のｆｓ0に最も深いノッチを与えるよ
うにする。さらに、これらがＦＩＲフィルタであること
から、図１２（ｃ）のように、各段に間引き器を挿入し
ても等価であり、結果として各段のフィルタは各々の係
数のサンプリング周波数で動作すればよいことになる。
この各段のフィルタが櫛形フィルタで構成される。
【００１１】各段の櫛形フィルタＨK （ｚ N1 * N2... * Nk ）
（但し、ｋ＝０，‥，Ｌ）は、信号入力サンプリング周
波数ｆｓの１／Ｎ 1 Ｎ 2 ・・・Ｎ k 倍のサンプリング周波
数で動作する。なお、そのインパルス長は上述（フィル
タのインパルス応答長を全てｆｓ -1 ＝Ｎ・ｆｓ 0 -1 ）の
ように信号入力サンプリング周波数ｆｓのＮサンプル分
とするとタップ数はＰ＝Ｎ／Ｎ 1 Ｎ 2 ・・・Ｎ k であり、
その出力は１／Ｎ k+1 に間引きされて後段に渡される。
従来、このような仕様の櫛形間引フィルタは、図１
（ａ）に示すように、｛Ｎ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）｝−１
個の遅延器Ｚ-p（但し、ｐ＝Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）と、入力
信号に各遅延器11の出力を加算する加算器12と、加算器
12から出力されるデータをＮk+1：１の比率で間引く間
引き器13とから構成されている。なお、遅延器Ｚ-pは、
１サンプルの遅延器Ｚ-1を直列にｐ個接続したものであ
り、入力するデータをｐサンプル遅延させる。また、こ
のフィルタのタップ数はＮ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）であ
る。
（但し、ｋ＝０，‥，Ｌ）は、信号入力サンプリング周
波数ｆｓの１／Ｎ 1 Ｎ 2 ・・・Ｎ k 倍のサンプリング周波
数で動作する。なお、そのインパルス長は上述（フィル
タのインパルス応答長を全てｆｓ -1 ＝Ｎ・ｆｓ 0 -1 ）の
ように信号入力サンプリング周波数ｆｓのＮサンプル分
とするとタップ数はＰ＝Ｎ／Ｎ 1 Ｎ 2 ・・・Ｎ k であり、
その出力は１／Ｎ k+1 に間引きされて後段に渡される。
従来、このような仕様の櫛形間引フィルタは、図１
（ａ）に示すように、｛Ｎ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）｝−１
個の遅延器Ｚ-p（但し、ｐ＝Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）と、入力
信号に各遅延器11の出力を加算する加算器12と、加算器
12から出力されるデータをＮk+1：１の比率で間引く間
引き器13とから構成されている。なお、遅延器Ｚ-pは、
１サンプルの遅延器Ｚ-1を直列にｐ個接続したものであ
り、入力するデータをｐサンプル遅延させる。また、こ
のフィルタのタップ数はＮ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）であ
る。
【００１２】この櫛形フィルタＨK（ｚN1...Nk）には、
間引きフィルタへの入力信号周波数ｆｓが前段までの間
引き器によって間引かれて、ｆｓ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）
のサンプリング周波数のデータが入力する。
間引きフィルタへの入力信号周波数ｆｓが前段までの間
引き器によって間引かれて、ｆｓ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎk）
のサンプリング周波数のデータが入力する。
【００１３】入力データは、加算器12に入力するととも
に、第１の遅延器11に入力する。遅延器11に入力したデ
ータは、入力サンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎ
k）で１サンプル時間遅延して、次の遅延器11に入力
し、このとき同時に加算器12にも入力する。こうした動
作の繰り返しによって、加算器12は、タップ数Ｎ／（Ｎ
1Ｎ2・・Ｎk）に相当するデータ数をサンプリング周期
ごとに加算する。間引き器13は、加算器12からＮk+1個
のデータが出力されるごとに１つのデータを次段の櫛形
フィルタＨK+1（ｚN1...Nk+1）に出力する。
に、第１の遅延器11に入力する。遅延器11に入力したデ
ータは、入力サンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1Ｎ2・・Ｎ
k）で１サンプル時間遅延して、次の遅延器11に入力
し、このとき同時に加算器12にも入力する。こうした動
作の繰り返しによって、加算器12は、タップ数Ｎ／（Ｎ
1Ｎ2・・Ｎk）に相当するデータ数をサンプリング周期
ごとに加算する。間引き器13は、加算器12からＮk+1個
のデータが出力されるごとに１つのデータを次段の櫛形
フィルタＨK+1（ｚN1...Nk+1）に出力する。
【００１４】一方、ディジタル補間フィルタは、図１３
（ａ）に示すように、入力１サンプルに対してデータ’
０’を（Ｎ−１）サンプル挿入してサンプリング周波数
をＮ倍にする。次いで、補間フィルタＨ（ｚ）がフィル
タリングを行ない、入力サンプリング周波数ｆｓiの整
数倍の周波数に現れる不要スペクトルを抑圧して出力サ
ンプリング周波数ｆｓo（＝Ｎ＊ｆｓi）の信号を得てい
る。
（ａ）に示すように、入力１サンプルに対してデータ’
０’を（Ｎ−１）サンプル挿入してサンプリング周波数
をＮ倍にする。次いで、補間フィルタＨ（ｚ）がフィル
タリングを行ない、入力サンプリング周波数ｆｓiの整
数倍の周波数に現れる不要スペクトルを抑圧して出力サ
ンプリング周波数ｆｓo（＝Ｎ＊ｆｓi）の信号を得てい
る。
【００１５】ここで、フィルタ仕様を満たし、且つ、Ｎ
＝Ｎ1Ｎ2・・・ＮLと因数分解できる正数Ｎを選択する
と、間引きフィルタの場合と同様に、Ｈ（ｚ）は図１３
（ｂ）に示すように、係数サンプリング周波数の異なる
フィルタＨ0(ｚ）、Ｈ1（ｚN1*N2）、・・・、ＨL（ｚ
N1*..*NL）の縦続接続とすることができる。これらのフ
ィルタのインパルス応答長を全てｆｓi -1＝Ｎ・ｆｓo -1
として、最終段のｆｓiに最も深いノッチを与えるよう
にする。
＝Ｎ1Ｎ2・・・ＮLと因数分解できる正数Ｎを選択する
と、間引きフィルタの場合と同様に、Ｈ（ｚ）は図１３
（ｂ）に示すように、係数サンプリング周波数の異なる
フィルタＨ0(ｚ）、Ｈ1（ｚN1*N2）、・・・、ＨL（ｚ
N1*..*NL）の縦続接続とすることができる。これらのフ
ィルタのインパルス応答長を全てｆｓi -1＝Ｎ・ｆｓo -1
として、最終段のｆｓiに最も深いノッチを与えるよう
にする。
【００１６】また、これらがＦＩＲフィルタであること
から図１３（ｃ）のように各段に０挿入器を挿入しても
等価であり、結果として各段のフィルタは各々の係数の
サンプリング周波数で動作すればよいことになる。
から図１３（ｃ）のように各段に０挿入器を挿入しても
等価であり、結果として各段のフィルタは各々の係数の
サンプリング周波数で動作すればよいことになる。
【００１７】各段を形成する櫛形フィルタＨK（ｚ
N1...Nk）（但し、ｋ＝０，‥，Ｌ）は、図９（ａ）に
示す構成を備えている。これは間引きフィルタの櫛形フ
ィルタ（図１（ａ））と比べると、間引き器に代わって
０挿入器が付加されている点で相違しているが、フィル
タの構成や各遅延器、加算器に入力するデータなどにつ
いては変わりがない。
N1...Nk）（但し、ｋ＝０，‥，Ｌ）は、図９（ａ）に
示す構成を備えている。これは間引きフィルタの櫛形フ
ィルタ（図１（ａ））と比べると、間引き器に代わって
０挿入器が付加されている点で相違しているが、フィル
タの構成や各遅延器、加算器に入力するデータなどにつ
いては変わりがない。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の間引き
フィルタや補間フィルタに用いられる櫛形フィルタは、
多数の加算演算を高速処理することが必要であるため、
ハードウエアに対する要求が厳しくならざるを得ない。
また、その演算に多量の電力を消費するため、移動通信
の移動機などの電池寿命を縮めるという問題点がある。
フィルタや補間フィルタに用いられる櫛形フィルタは、
多数の加算演算を高速処理することが必要であるため、
ハードウエアに対する要求が厳しくならざるを得ない。
また、その演算に多量の電力を消費するため、移動通信
の移動機などの電池寿命を縮めるという問題点がある。
【００１９】また、部品点数が多く、移動機の軽量化や
小型化を妨げることにもなる。
小型化を妨げることにもなる。
【００２０】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、演算数及び素子数の少ない櫛形フィル
タ、それを用いて構成した間引きフィルタや補間フィル
タ、また、それを用いて小型、軽量化を実現し、電力消
費を節約することができる送受信装置を提供することを
目的としている。
るものであり、演算数及び素子数の少ない櫛形フィル
タ、それを用いて構成した間引きフィルタや補間フィル
タ、また、それを用いて小型、軽量化を実現し、電力消
費を節約することができる送受信装置を提供することを
目的としている。
【００２１】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、１
／Ｎ間引フィルタの間引率ＮがＮ＝Ｎ 1 ×Ｎ 2 ×・・・×
Ｎ M と因数分解できるとき、入力信号をＮ k （但し、ｋ＝
１、２、・・・、Ｍ）サンプル期間加算してはクリアさ
れる放電機能付きの積分器と１／Ｎ k サンプリング周波
数で動作する櫛形フィルタとを縦続接続したＭ個の１／
Ｎ k 間引櫛形フィルタを縦続接続して１／Ｎ間引フィル
タを構成している。
／Ｎ間引フィルタの間引率ＮがＮ＝Ｎ 1 ×Ｎ 2 ×・・・×
Ｎ M と因数分解できるとき、入力信号をＮ k （但し、ｋ＝
１、２、・・・、Ｍ）サンプル期間加算してはクリアさ
れる放電機能付きの積分器と１／Ｎ k サンプリング周波
数で動作する櫛形フィルタとを縦続接続したＭ個の１／
Ｎ k 間引櫛形フィルタを縦続接続して１／Ｎ間引フィル
タを構成している。
【００２２】また、Ｎ倍補間フィルタの補間率ＮがＮ＝
Ｎ 1 ×Ｎ 2 ×・・・×Ｎ M と因数分解できるとき、１／Ｎ k
（但し、ｋ＝１、２、・・・、Ｍ）サンプリング周波数
で動作する櫛形フィルタと前記櫛形フィルタの出力値を
Ｎ k サンプル期間ホールドして出力し続けるホールド回
路とを縦続接続したＭ個のＮ k 倍補間櫛形フィルタを縦
続接続してＮ倍補間フィルタを構成している。
Ｎ 1 ×Ｎ 2 ×・・・×Ｎ M と因数分解できるとき、１／Ｎ k
（但し、ｋ＝１、２、・・・、Ｍ）サンプリング周波数
で動作する櫛形フィルタと前記櫛形フィルタの出力値を
Ｎ k サンプル期間ホールドして出力し続けるホールド回
路とを縦続接続したＭ個のＮ k 倍補間櫛形フィルタを縦
続接続してＮ倍補間フィルタを構成している。
【００２３】また、受信と送信とを交互に繰り返す送受
信装置において、１／Ｎサンプリング周波数で動作する
櫛形フィルタと、Ｎサンプル周期でクリアするディジタ
ル積分器と、受信と送信とに応じて回路を切替えるセレ
クタとを設け、１／Ｎサンプル周期で動作する櫛形フィ
ルタを受信と送信とで共用するとともに、積分器を、受
信時には受信データを一定回数加算してはクリアする積
分器として使用し、送信時には送信データをホールドす
る回路として用いている。
信装置において、１／Ｎサンプリング周波数で動作する
櫛形フィルタと、Ｎサンプル周期でクリアするディジタ
ル積分器と、受信と送信とに応じて回路を切替えるセレ
クタとを設け、１／Ｎサンプル周期で動作する櫛形フィ
ルタを受信と送信とで共用するとともに、積分器を、受
信時には受信データを一定回数加算してはクリアする積
分器として使用し、送信時には送信データをホールドす
る回路として用いている。
【００２４】
【作用】１／Ｎ間引き櫛形フィルタを、Ｎサンプル周期
でクリアするディジタル積分器と１／Ｎサンプル周期で
動作し、タップ数１／Ｎ倍の櫛形フィルタとで構成する
ことにより、特にＮが大きくディジタル積分器を無視で
きる時には、ハードウエア量、消費電力共に１／Ｎに削
減することができる。また、Ｎ倍補間フィルタを、１／
Ｎサンプル周期で動作し、タップ数１／Ｎ倍の櫛形フィ
ルタとＮサンプル期間のホールド回路とで構成すること
により、特にＮが大きくホールド回路を無視できる時に
は、ハードウエア量、消費電力共に１／Ｎに削減でき
る。従って、いずれにおいても、チップ化したときのチ
ップ面積を削減することができ、また、消費電力を減ら
すことができる。
でクリアするディジタル積分器と１／Ｎサンプル周期で
動作し、タップ数１／Ｎ倍の櫛形フィルタとで構成する
ことにより、特にＮが大きくディジタル積分器を無視で
きる時には、ハードウエア量、消費電力共に１／Ｎに削
減することができる。また、Ｎ倍補間フィルタを、１／
Ｎサンプル周期で動作し、タップ数１／Ｎ倍の櫛形フィ
ルタとＮサンプル期間のホールド回路とで構成すること
により、特にＮが大きくホールド回路を無視できる時に
は、ハードウエア量、消費電力共に１／Ｎに削減でき
る。従って、いずれにおいても、チップ化したときのチ
ップ面積を削減することができ、また、消費電力を減ら
すことができる。
【００２５】また、この櫛形フィルタを間引きフィルタ
及び補間フィルタに共用する送受信装置は、共用化によ
りハード量を減らすことができ、小型化、軽量化を図る
ことができる。
及び補間フィルタに共用する送受信装置は、共用化によ
りハード量を減らすことができ、小型化、軽量化を図る
ことができる。
【００２６】
【実施例】（第１実施例） 第１実施例の櫛形フィルタは、間引きフィルタに用いて
いる。この櫛形フィルタは、次のような考え方に基づい
て作り出した。
いる。この櫛形フィルタは、次のような考え方に基づい
て作り出した。
【００２７】図１において、図１（ａ）は従来の櫛形フ
ィルタであるが、このフィルタは、図１（ｂ）に示すよ
うに、サンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、タ
ップ数Ｎk+1の櫛形フィルタと、サンプリング周波数ｆ
ｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）、タップ数Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk
Ｎk+1）の櫛形フィルタとの縦続接続とすることができ
る。なぜなら、図１７に示すように、図１（ｂ）前段櫛
形フィルタ及び後段櫛形フィルタのインパルス応答を畳
込むと、前者は後者を０次補間する結果、図１（ａ）の
インパルス応答が得られるので、明らかに図１（ａ）と
図１（ｂ）は等価なフィルタであることが言えるからで
ある。
ィルタであるが、このフィルタは、図１（ｂ）に示すよ
うに、サンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、タ
ップ数Ｎk+1の櫛形フィルタと、サンプリング周波数ｆ
ｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）、タップ数Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk
Ｎk+1）の櫛形フィルタとの縦続接続とすることができ
る。なぜなら、図１７に示すように、図１（ｂ）前段櫛
形フィルタ及び後段櫛形フィルタのインパルス応答を畳
込むと、前者は後者を０次補間する結果、図１（ａ）の
インパルス応答が得られるので、明らかに図１（ａ）と
図１（ｂ）は等価なフィルタであることが言えるからで
ある。
【００２８】例えば、図２に示すように、Ｎ＝４、Ｎ1
＝１、Ｎ2＝２として第１（＝ｋ）段目のフィルタを設
計するときには、入力データａ0、ａ1、ａ2‥に対し
て、出力は、（ａ）、（ｂ）のいずれの型でも、ａ0＋
ａ1＋ａ2＋ａ3、ａ1＋ａ2＋ａ3＋ａ4、ａ2＋ａ3＋ａ4＋
ａ5、‥となる。このＮ＝４、Ｎ 1 ＝１、Ｎ 2 ＝２の場合
を図１７に当てはめると、図１８のように表現できる。
＝１、Ｎ2＝２として第１（＝ｋ）段目のフィルタを設
計するときには、入力データａ0、ａ1、ａ2‥に対し
て、出力は、（ａ）、（ｂ）のいずれの型でも、ａ0＋
ａ1＋ａ2＋ａ3、ａ1＋ａ2＋ａ3＋ａ4、ａ2＋ａ3＋ａ4＋
ａ5、‥となる。このＮ＝４、Ｎ 1 ＝１、Ｎ 2 ＝２の場合
を図１７に当てはめると、図１８のように表現できる。
【００２９】そして、図１（ｂ）のフィルタは、サンプ
リング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）の櫛形フィルタ
と、間引き器（１／Ｎk+1）13との順序を入れ替えて、
図１（ｃ）の形にすることができる。
リング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）の櫛形フィルタ
と、間引き器（１／Ｎk+1）13との順序を入れ替えて、
図１（ｃ）の形にすることができる。
【００３０】この図１（ｃ）のフィルタの前段の櫛形フ
ィルタは、タップ数Ｎk+1と間引きの母数Ｎk+1とが等し
い。このような場合、図３に例示するように、間引き器
からの出力は、ａ0＋ａ1＋ａ2＋ａ3、ａ4＋ａ5＋ａ6＋
ａ7、ａ8＋ａ9＋ａ10＋ａ11、‥となり、出力には入力
値の重なりが生じない。
ィルタは、タップ数Ｎk+1と間引きの母数Ｎk+1とが等し
い。このような場合、図３に例示するように、間引き器
からの出力は、ａ0＋ａ1＋ａ2＋ａ3、ａ4＋ａ5＋ａ6＋
ａ7、ａ8＋ａ9＋ａ10＋ａ11、‥となり、出力には入力
値の重なりが生じない。
【００３１】このような動作は、図１（ｄ）に示すよう
に、入力信号をＮk+1回加算してはクリアされる放電機
能付きディジタル積分器14で実現することができる。
に、入力信号をＮk+1回加算してはクリアされる放電機
能付きディジタル積分器14で実現することができる。
【００３２】また、図１（ｃ）の後段の櫛形フィルタ
は、図１（ｄ）に示す、遅延器15、加算器16、17とから
成る転置型の構成に置き換えることができる。この転置
型の櫛形フィルタは、各段で演算しながら、順次、次の
段に演算結果を送るパイプライン動作を行なう。そのた
め、各加算器16、17において一時期に加算する加算数が
減り、演算の負担が軽減する。
は、図１（ｄ）に示す、遅延器15、加算器16、17とから
成る転置型の構成に置き換えることができる。この転置
型の櫛形フィルタは、各段で演算しながら、順次、次の
段に演算結果を送るパイプライン動作を行なう。そのた
め、各加算器16、17において一時期に加算する加算数が
減り、演算の負担が軽減する。
【００３３】このように、実施例では、櫛形フィルタ
を、図１（ｄ）に示すように、放電機能付きディジタル
積分器14と、転置型のフィルタとで構成している。この
櫛形フィルタの遅延器の数は、遅延器15の数｛Ｎ／（Ｎ
1・・・ＮkＮk+1）｝−１にディジタル積分器14の１を
加えた数となるが、これは従来の櫛形フィルタ（図１
（ａ））の遅延器11の数｛Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk）｝−１
に比べて、可成り少ない。そのため、櫛形フィルタをチ
ップに構成したときのチップ面積を減らすことができ
る。
を、図１（ｄ）に示すように、放電機能付きディジタル
積分器14と、転置型のフィルタとで構成している。この
櫛形フィルタの遅延器の数は、遅延器15の数｛Ｎ／（Ｎ
1・・・ＮkＮk+1）｝−１にディジタル積分器14の１を
加えた数となるが、これは従来の櫛形フィルタ（図１
（ａ））の遅延器11の数｛Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk）｝−１
に比べて、可成り少ない。そのため、櫛形フィルタをチ
ップに構成したときのチップ面積を減らすことができ
る。
【００３４】また、回路の大半を占める転置型フィルタ
は１／Ｎk+1サンプリング周波数で動作するので、消費
電力を減らすことができる。
は１／Ｎk+1サンプリング周波数で動作するので、消費
電力を減らすことができる。
【００３５】図４は、実施例の櫛形フィルタを間引きフ
ィルタに用いた例を示しており、間引きフィルタの第０
段から第Ｌ段までをこの櫛形フィルタにより構成してい
る。この間引きフィルタを構成するときは、櫛形フィル
タの縦続接続段数Ｌを決め、Ｎ（＝ｆｓ／ｆｓ0）をＬ
個の因数Ｎ1、Ｎ2、‥、ＮLに因数分解し、各因数分解
の組合せの内、ハード量が最小の構成を選択する。ま
た、最も急峻な特性が要求される最終段には、サンプリ
ング周波数が最も低いので、乗算器を有するＤＳＰ（Di
gital Signal Processer）を用いることができる。
ィルタに用いた例を示しており、間引きフィルタの第０
段から第Ｌ段までをこの櫛形フィルタにより構成してい
る。この間引きフィルタを構成するときは、櫛形フィル
タの縦続接続段数Ｌを決め、Ｎ（＝ｆｓ／ｆｓ0）をＬ
個の因数Ｎ1、Ｎ2、‥、ＮLに因数分解し、各因数分解
の組合せの内、ハード量が最小の構成を選択する。ま
た、最も急峻な特性が要求される最終段には、サンプリ
ング周波数が最も低いので、乗算器を有するＤＳＰ（Di
gital Signal Processer）を用いることができる。
【００３６】図５は、４段の櫛形フィルタによって１
４．４ＭＨｚの周波数を１／１００の１４４ＫＨｚにま
で落とす間引きフィルタの具体例を示している。ここ
で、第１段から第３段までのフィルタは、実施例の櫛形
フィルタで構成し、第４段のＨ3にはＤＳＰを使用して
いる。この各段の櫛形フィルタにおける周波数特性を図
６に示し、その一部を拡大して図７に示している。ま
た、第１段から第４段までを縦続接続した総合特性を図
８に示している。この図から、目的のチャネル（横軸の
０．０の点）の極く近くの周波数、特に出力サンプリン
グ周波数１４４ＫＨｚが減衰されていることが分かる。
なお、目的のチャネルから離れた位置の周波数は、ＡＤ
変換する前の緩やかな特性のアナログフィルタによって
除くことが可能である。
４．４ＭＨｚの周波数を１／１００の１４４ＫＨｚにま
で落とす間引きフィルタの具体例を示している。ここ
で、第１段から第３段までのフィルタは、実施例の櫛形
フィルタで構成し、第４段のＨ3にはＤＳＰを使用して
いる。この各段の櫛形フィルタにおける周波数特性を図
６に示し、その一部を拡大して図７に示している。ま
た、第１段から第４段までを縦続接続した総合特性を図
８に示している。この図から、目的のチャネル（横軸の
０．０の点）の極く近くの周波数、特に出力サンプリン
グ周波数１４４ＫＨｚが減衰されていることが分かる。
なお、目的のチャネルから離れた位置の周波数は、ＡＤ
変換する前の緩やかな特性のアナログフィルタによって
除くことが可能である。
【００３７】（第２実施例） 第２実施例は、補間フィルタに用いる櫛形フィルタの例
である。
である。
【００３８】この場合は、図９に示すように、従来の補
間フィルタの各段に用いる櫛形フィルタ（図９（ａ））
を、図９（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆｓ
／（Ｎ1・・・Ｎk+1）、タップ数Ｎ／（Ｎ1・・・ＮkＮ
k+1）の櫛形フィルタ（前段フィルタ）と、サンプリン
グ周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、タップ数Ｎk+1の櫛
形フィルタ（後段フィルタ）との縦続接続とすることが
でき、また、この前段フィルタと０挿入器（Ｎk+1）と
の順序を入れ替えて、図９（ｃ）のように構成すること
ができる。
間フィルタの各段に用いる櫛形フィルタ（図９（ａ））
を、図９（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆｓ
／（Ｎ1・・・Ｎk+1）、タップ数Ｎ／（Ｎ1・・・ＮkＮ
k+1）の櫛形フィルタ（前段フィルタ）と、サンプリン
グ周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、タップ数Ｎk+1の櫛
形フィルタ（後段フィルタ）との縦続接続とすることが
でき、また、この前段フィルタと０挿入器（Ｎk+1）と
の順序を入れ替えて、図９（ｃ）のように構成すること
ができる。
【００３９】そして、図９（ｃ）の前段フィルタは、サ
ンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）で動作する
が、１サンプル時間にタップ数Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk・Ｎ
k+1）回の加算を行なわなくてもよいように、転置型に
構成し、パイプライン動作を行なわせる。
ンプリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk+1）で動作する
が、１サンプル時間にタップ数Ｎ／（Ｎ1・・・Ｎk・Ｎ
k+1）回の加算を行なわなくてもよいように、転置型に
構成し、パイプライン動作を行なわせる。
【００４０】また、図９（ｃ）の後段フィルタは、サン
プリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、Ｎk+1タップ
の櫛形フィルタであるが、その入力は０挿入器によりＮ
k+1サンプルの内（Ｎk+1−１）サンプルが’０’である
ため、フィルタ出力は、Ｎk+1サンプル時間、同じ値に
なる。従って、後段の櫛形フィルタは、前段の櫛形フィ
ルタ出力の０次ホールド動作と等価であるから、フリッ
プフロップなどによりホールド回路により容易に実現で
きる。
プリング周波数ｆｓ／（Ｎ1・・・Ｎk）、Ｎk+1タップ
の櫛形フィルタであるが、その入力は０挿入器によりＮ
k+1サンプルの内（Ｎk+1−１）サンプルが’０’である
ため、フィルタ出力は、Ｎk+1サンプル時間、同じ値に
なる。従って、後段の櫛形フィルタは、前段の櫛形フィ
ルタ出力の０次ホールド動作と等価であるから、フリッ
プフロップなどによりホールド回路により容易に実現で
きる。
【００４１】図１０には、実施例の櫛形フィルタを第０
段から第Ｌ段まで用いて構成した補間フィルタを示して
いる。
段から第Ｌ段まで用いて構成した補間フィルタを示して
いる。
【００４２】（第３実施例） 第３実施例は、第１実施例の１／Ｎ間引き櫛形フィルタ
と第２実施例のＮ倍補間フィルタのハードウエアを共用
化し、時分割で利用するようにした送受信装置である。
と第２実施例のＮ倍補間フィルタのハードウエアを共用
化し、時分割で利用するようにした送受信装置である。
【００４３】ＴＤＭ伝送やＴＤＤ伝送を行なう場合、受
信と送信とは、異なる時間にバーストデータを転送して
いるので、受信時の間引きフィルタ動作と送信時の補間
フィルタ動作とを、同一のハードウェアを用いて切替え
て実行することができる。
信と送信とは、異なる時間にバーストデータを転送して
いるので、受信時の間引きフィルタ動作と送信時の補間
フィルタ動作とを、同一のハードウェアを用いて切替え
て実行することができる。
【００４４】この装置は、図１１に示すように、受信信
号Ｒｉｎが入力する加算器28と、０が入力すると間引き
受信動作を選択し、１が入力する補間送信動作を選択す
るセレクタ21及びセレクタ26と、放電機能付きディジタ
ル積分器27と、遅延器22及び加算器24、25より成る転置
型の櫛形フィルタとを備えている。
号Ｒｉｎが入力する加算器28と、０が入力すると間引き
受信動作を選択し、１が入力する補間送信動作を選択す
るセレクタ21及びセレクタ26と、放電機能付きディジタ
ル積分器27と、遅延器22及び加算器24、25より成る転置
型の櫛形フィルタとを備えている。
【００４５】この装置は、受信時に、セレクタ21及び26
に０が入力し、セレクタ21及び26は間引き動作を選択す
る。このとき、受信入力Ｒｉｎは、加算器28及びセレク
タ26を通って積分器27で加算され、Ｎk+1回に１回の割
りで加算値が出力され、この出力は、加算器28、セレク
タ21を通って、遅延器22及び加算器24、25より成る転置
型の櫛形フィルタを経て出力（Ｒｏｕｔ）される。
に０が入力し、セレクタ21及び26は間引き動作を選択す
る。このとき、受信入力Ｒｉｎは、加算器28及びセレク
タ26を通って積分器27で加算され、Ｎk+1回に１回の割
りで加算値が出力され、この出力は、加算器28、セレク
タ21を通って、遅延器22及び加算器24、25より成る転置
型の櫛形フィルタを経て出力（Ｒｏｕｔ）される。
【００４６】一方、送信時には、送信入力（Ｔｉｎ）が
セレクタ21を経て、転置型の櫛形フィルタを通り、セレ
クタ26から積分器27に入り、一定時間ホールドされて出
力（Ｔｏｕｔ）される。
セレクタ21を経て、転置型の櫛形フィルタを通り、セレ
クタ26から積分器27に入り、一定時間ホールドされて出
力（Ｔｏｕｔ）される。
【００４７】このように、同一のハードウエアを用い
て、受信時のサンプリングデータの間引きと、送信時の
データの補間とを行なうことができる。
て、受信時のサンプリングデータの間引きと、送信時の
データの補間とを行なうことができる。
【００４８】なお、実施例の櫛形フィルタは、移動通信
の送受信器だけでなく、ＡＶ製品や計測装置など、現在
櫛形フィルタが使用されている装置には同じように使用
することができる。
の送受信器だけでなく、ＡＶ製品や計測装置など、現在
櫛形フィルタが使用されている装置には同じように使用
することができる。
【００４９】
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明の櫛形フィルタは、消費電力が少なく、チッ
プ面積が要らないなどの利点を備えており、ハードウエ
アが極めて作り易い。
に、本発明の櫛形フィルタは、消費電力が少なく、チッ
プ面積が要らないなどの利点を備えており、ハードウエ
アが極めて作り易い。
【００５０】また、この櫛形フィルタを間引きフィルタ
と補間フィルタとに共用する送受信装置は、それらを個
別に設ける場合に比べてハードウエア量を削減すること
ができ、小型の装置化を図ることができる。
と補間フィルタとに共用する送受信装置は、それらを個
別に設ける場合に比べてハードウエア量を削減すること
ができ、小型の装置化を図ることができる。
【図１】第１実施例の櫛形フィルタの構成図、
【図２】第１実施例の櫛形フィルタの動作を説明する説
明図、
明図、
【図３】第１実施例の櫛形フィルタの動作を説明する第
２の説明図、
２の説明図、
【図４】第１実施例の櫛形フィルタを用いて構成した間
引きフィルタの構成図、
引きフィルタの構成図、
【図５】前記間引きフィルタの具体例、
【図６】前記間引きフィルタを構成する各櫛形フィルタ
の特性図、
の特性図、
【図７】前記特性図の拡大図、
【図８】前記間引きフィルタの総合特性図、
【図９】第２実施例の櫛形フィルタの構成図、
【図１０】第２実施例の櫛形フィルタを用いて構成した
補間フィルタの構成図、
補間フィルタの構成図、
【図１１】第３実施例の送受信装置の構成を示すブロッ
ク図、
ク図、
【図１２】間引きフィルタの基本原理を説明する説明
図、
図、
【図１３】補間フィルタの基本原理を説明する説明図、
【図１４】受信回路の構成を示すブロック図、
【図１５】送信回路の構成を示すブロック図、
【図１６】複数の櫛形フィルタの総合特性を説明する説
明図、
明図、
【図１７】図１（ａ）の櫛形フィルタと図１（ｂ）の櫛
形フィルタとが等価であることを示す説明図、
形フィルタとが等価であることを示す説明図、
【図１８】図２（ａ）の櫛形フィルタと図２（ｂ）の櫛
形フィルタとが等価であることを示す説明図である。
形フィルタとが等価であることを示す説明図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｍ 3/02 Ｈ０３Ｍ 3/02 Ｈ０４Ｂ 7/005 Ｈ０４Ｂ 7/005 (56)参考文献 特開 昭62−43205（ＪＰ，Ａ) ＩＣＡＳＳＰ−91．，1991 Ｉｎｔｅ ｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎ ｃｅ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐ ｅｅｃｈ，ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒ ｏｃｅｓｓｉｎｇ，1991．ｖｏｌ．３ （1991−４−14〜17）ｐ．1613−1616 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 17/00 621 H03H 17/02 615 H03M 3/02 H04B 7/005 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ) 実用ファイル（ＰＡＴＯＬＩＳ) 特許ファイル（ＰＡＴＯＬＩＳ)
Claims (3)
- 【請求項１】 複数の櫛形フィルタを縦続接続して構成
した１／Ｎ間引フィルタにおいて、 間引率ＮがＮ＝Ｎ 1 ×Ｎ 2 ×・・・×Ｎ M と因数分解でき
るとき、入力信号をＮ k （但し、ｋ＝１、２、・・・、
Ｍ）サンプル期間加算してはクリアされる放電機能付き
の積分器と１／Ｎ k サンプリング周波数で動作する櫛形
フィルタとを縦続接続したＭ個の１／Ｎ k 間引櫛形フィ
ルタを縦続接続したことを特徴とする１／Ｎ間引フィル
タ 。 - 【請求項２】 複数の櫛形フィルタを縦続接続して構成
したＮ倍補間フィルタにおいて、 補間率ＮがＮ＝Ｎ 1 ×Ｎ 2 ×・・・×Ｎ M と因数分解でき
るとき、１／Ｎ k （但し、ｋ＝１、２、・・・、Ｍ）サ
ンプリング周波数で動作する櫛形フィルタと前記櫛形フ
ィルタの出力値をＮ k サンプル期間ホールドして出力し
続けるホールド回路とを縦続接続したＭ個のＮ k 倍補間
櫛形フィルタを縦続接続したことを特徴とするＮ倍補間
フィルタ。 - 【請求項３】 受信と送信とを交互に繰り返す送受信装
置において、 １／Ｎサンプリング周波数で動作する櫛形フィルタと、
Ｎサンプル周期でクリアされるディジタル積分器と、受
信と送信とに応じて回路を切替えるセレクタとを備え、
前記１／Ｎサンプリング周波数で動作する櫛形フィルタ
を受信と送信とで共用するとともに、前記積分器を、受
信時には受信データをＮサンプル期間加算してはクリア
する積分器として使用し、送信時には送信データをＮサ
ンプル期間ホールドする回路として用いることを特徴と
する送受信装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25575595A JP3210219B2 (ja) | 1995-09-08 | 1995-09-08 | 櫛形フィルタとそれを用いた送受信装置 |
| US08/668,342 US5777908A (en) | 1995-09-08 | 1996-06-26 | Comb filter with a smaller number of delay elements |
| EP96110739A EP0762647B1 (en) | 1995-09-08 | 1996-07-03 | Comb filter with a smaller number of delay elements |
| DE69610543T DE69610543T2 (de) | 1995-09-08 | 1996-07-03 | Kammfilter mit geringer Anzahl von Verzögerungselementen |
| CN96109903A CN1069005C (zh) | 1995-09-08 | 1996-07-22 | 具有少量延迟元件的梳状滤波器及具有该滤波器的无线电收发机 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25575595A JP3210219B2 (ja) | 1995-09-08 | 1995-09-08 | 櫛形フィルタとそれを用いた送受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983299A JPH0983299A (ja) | 1997-03-28 |
| JP3210219B2 true JP3210219B2 (ja) | 2001-09-17 |
Family
ID=17283183
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25575595A Expired - Fee Related JP3210219B2 (ja) | 1995-09-08 | 1995-09-08 | 櫛形フィルタとそれを用いた送受信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5777908A (ja) |
| EP (1) | EP0762647B1 (ja) |
| JP (1) | JP3210219B2 (ja) |
| CN (1) | CN1069005C (ja) |
| DE (1) | DE69610543T2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI101915B1 (fi) * | 1996-12-04 | 1998-09-15 | Nokia Telecommunications Oy | Desimointimenetelmä ja desimointisuodatin |
| DE59712488D1 (de) * | 1997-07-02 | 2005-12-22 | Micronas Semiconductor Holding | Einrichtung zur Reduktion der Datenrate |
| DE19741922A1 (de) * | 1997-09-23 | 1999-03-25 | Siemens Ag | Kammfilter |
| US6173011B1 (en) * | 1998-05-28 | 2001-01-09 | Glenayre Electronics, Inc. | Forward-backward channel interpolator |
| US6408318B1 (en) * | 1999-04-05 | 2002-06-18 | Xiaoling Fang | Multiple stage decimation filter |
| US6470365B1 (en) * | 1999-08-23 | 2002-10-22 | Motorola, Inc. | Method and architecture for complex datapath decimation and channel filtering |
| DE102005018858B4 (de) | 2005-04-22 | 2009-09-10 | Infineon Technologies Ag | Digitales Filter und Verfahren zur Bestimmung seiner Koeffizienten |
| JP5011526B2 (ja) * | 2006-08-24 | 2012-08-29 | 国立大学法人豊橋技術科学大学 | 多和音の音名と音高推定手法 |
| CN1964188B (zh) * | 2006-12-06 | 2010-05-26 | 北京中星微电子有限公司 | 一种增量调制型转换的抽取滤波装置 |
| CN102403986B (zh) * | 2011-11-25 | 2015-05-06 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 多通道的cic抽取滤波器及其实现方法 |
| TWI550945B (zh) * | 2014-12-22 | 2016-09-21 | 國立彰化師範大學 | 具有急遽過渡帶的複合濾波器之設計方法及其串聯式複合濾波器 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2638303B1 (fr) * | 1988-10-26 | 1991-01-18 | Texas Instruments France | Filtre interpolatif perfectionne |
| US4999798A (en) * | 1990-03-01 | 1991-03-12 | Motorola, Inc. | Transient free interpolating decimator |
| US5079734A (en) * | 1990-04-30 | 1992-01-07 | Harris Corporation | Digital decimation filter |
| US5455782A (en) * | 1992-08-14 | 1995-10-03 | Harris Corporation | Decimation filter and method |
| FI96255C (fi) * | 1993-04-05 | 1996-05-27 | Tapio Antero Saramaeki | Desimointisuodatin |
| CA2160045C (en) * | 1994-10-13 | 1999-04-27 | Thad J. Genrich | Parallel cascaded integrator-comb filter |
-
1995
- 1995-09-08 JP JP25575595A patent/JP3210219B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-06-26 US US08/668,342 patent/US5777908A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-07-03 EP EP96110739A patent/EP0762647B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-03 DE DE69610543T patent/DE69610543T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-07-22 CN CN96109903A patent/CN1069005C/zh not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
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|---|
| ＩＣＡＳＳＰ−９１．，１９９１ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ，ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，１９９１．ｖｏｌ．３（１９９１−４−１４〜１７）ｐ．１６１３−１６１６ |
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