JP3180376B2 - Low-frequency correction amplifier circuit - Google Patents

Low-frequency correction amplifier circuit

Info

Publication number
JP3180376B2
JP3180376B2 JP17850991A JP17850991A JP3180376B2 JP 3180376 B2 JP3180376 B2 JP 3180376B2 JP 17850991 A JP17850991 A JP 17850991A JP 17850991 A JP17850991 A JP 17850991A JP 3180376 B2 JP3180376 B2 JP 3180376B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
inverting input
operational amplifier
input terminal
low
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP17850991A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPH05121959A (en
Inventor
操 古谷
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsumi Electric Co Ltd
Original Assignee
Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsumi Electric Co Ltd filed Critical Mitsumi Electric Co Ltd
Priority to JP17850991A priority Critical patent/JP3180376B2/en
Publication of JPH05121959A publication Critical patent/JPH05121959A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3180376B2 publication Critical patent/JP3180376B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Amplifiers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、増幅器等のサグ対策を
行うための低域補正増幅回路に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a low-frequency correction amplifying circuit for taking measures against sag of an amplifier or the like.

【0002】[0002]

【従来の技術】増幅器等の波形立上りを良好にするため
には高域しゃ断周波数を高くすることが望ましいが、増
幅器の周波数特性が低域で低下していると、矩形波の頭
頂部が減衰的に傾くサグという現象を生じる。このサグ
の対象を施すことによって、波形伝達特性を良好にする
必要がある。
2. Description of the Related Art It is desirable to increase the high-frequency cutoff frequency in order to improve the waveform rise of an amplifier or the like. However, if the frequency characteristics of the amplifier decrease in the low frequency range, the top of the rectangular wave is attenuated. The phenomenon of sag that tilts gradually occurs. It is necessary to improve the waveform transmission characteristics by applying the sag target.

【0003】図4に、従来の低域補正増幅回路の回路図
を示す。図4において、差動増幅器(以下「オペアン
プ」という)OP1の非反転入力端子(+)には、交流
源2からの交流入力信号ei がコンデンサC1 を介して
入力される。また、反転入力端子(−)には、直流電源
3からの電圧Vccを抵抗R1 及びR2 により分圧した
基準電圧が、抵抗R3 を介して入力される。抵抗R2
はコンデンサC2 が並列に接続され、抵抗R1 ,R2
接続点と非反転入力端子間に抵抗R4 が接続される。
FIG. 4 shows a circuit diagram of a conventional low-frequency correction amplifier circuit. 4, to the non-inverting input terminal of the differential amplifier (hereinafter referred to as "operational amplifier") OP1 (+), the AC input signal e i from the AC source 2 is inputted via the capacitor C 1. The inverting input terminal (-), the reference voltage of the voltage Vcc was pressurized by the resistors R 1 and R 2 min from the DC power supply 3 is input via the resistor R 3. The resistor R 2 capacitor C 2 are connected in parallel, the resistance R 4 is connected between the resistor R 1, a connection point of the R 2 and the non-inverting input terminal.

【0004】一方、オプアンプOP1の反転入力端子に
は出力端子より抵抗R5 ,R6 によりフィードバックが
かけられており、出力端子から結合コンデンサC3 を介
して負荷RL (75Ω)に交流出力信号eO が出力され
る。
On the other hand, feedback is applied to the inverting input terminal of the op-amp OP1 from the output terminal by resistors R 5 and R 6 , and an AC output signal is supplied from the output terminal to a load R L (75Ω) via a coupling capacitor C 3. e O is output.

【0005】ここで、上述のようにサグ対策を施す場合
は、結合コンデンサC3 の容量を大きくするか(例えば
470μF以上)、または図4に示すように、抵抗
5 ,R 6 の接続点と結合コンデンサC3 及び負荷RL
の接続点とに周波数特性の低域補正用コンデンサC4
接続する。例えば補正用コンデンサC4 を接続した場
合、結合コンデンサC3 の容量は100μF程度で垂直
同期信号のサグ対策を行っている。
Here, when the sag countermeasures are taken as described above.
Is the coupling capacitor CThreeIncrease the capacity of (for example,
470 μF or more), or as shown in FIG.
RFive, R 6Connection point and coupling capacitor CThreeAnd load RL
And low-frequency correction capacitor C with frequency characteristicsFourTo
Connecting. For example, correction capacitor CFourWhen connected
If the coupling capacitor CThreeIs about 100μF and vertical
A countermeasure for sag of the synchronization signal is taken.

【0006】すなわち,図4の回路において(R5 ・R
6 )/(R5 +R6 )≫1/JωC4 、R4≫1/Jω
1 、(R1 ・R2 )/(R1 +R2 )≫1/JωC2
とすると、負荷RL に出力される負荷電圧eO は、 eO =R5 /R3 …(1) となる。また、オペアンプOP1の出力電圧ea は、 ea =(R5 /R3 )・{1/(1+JωC3 L )} …(2) となる。従って、負荷電圧e0 は周波数、結合コンデン
サC3 に無関係であり、出力電圧ea は結合コンデンサ
3 の容量を小さくしても低周波数領域になるに従いR
5 /R3 に近づくことになり、低域で補償されるもので
ある。
Namely, in the circuit of FIG. 4 (R 5 · R
6 ) / (R 5 + R 6 ) ≫1 / JωC 4 , R 4 ≫1 / Jω
C 1 , (R 1 · R 2 ) / (R 1 + R 2 ) ≫1 / JωC 2
Then, the load voltage e O output to the load R L is as follows: e O = R 5 / R 3 (1) The output voltage e a of the operational amplifier OP1 is as follows: e a = (R 5 / R 3 ) · {1 / (1 + JωC 3 R L )} (2) Therefore, the load voltage e 0 is the frequency, is independent of the coupling capacitor C 3, the output voltage e a is R according also to reduce the capacitance of the coupling capacitor C 3 becomes a low frequency range
5 / R 3 , which is compensated in the low frequency range.

【0007】[0007]

【発明が解決しようとする課題】しかし、低域補正用の
コンデンサC4 を用いない場合には結合コンデンサC3
を大容量としなければならず、また、低域補正用のコン
デンサC4 を用いる場合は結合コンデンサC3 を小容量
とすることができるが、別にコンデンサC4 を必要とす
る。従って、機器の小型化を図ることが困難であり、ま
た、コストダウンを図ることができないという問題があ
る。
[SUMMARY OF THE INVENTION However, in the case of not using the capacitor C 4 for the low frequency correction coupling capacitor C 3
The must with mass, Although the case of using the capacitor C 4 for the low frequency correction can be a coupling capacitor C 3 and the small-capacity, and require a capacitor C 4 separately. Therefore, it is difficult to reduce the size of the device, and there is a problem that the cost cannot be reduced.

【0008】そこで、本発明は上記課題に鑑みなされた
もので、コンデンサを付加せず、かつ結合コンデンサを
小容量として低域補償を行う低域補正増幅回路を提供す
ることを目的とする。
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and has as its object to provide a low-frequency correction amplifier circuit that performs low-frequency compensation without adding a capacitor and with a small capacity of a coupling capacitor.

【0009】[0009]

【課題を解決するための手段】上記課題は、直流バイア
スされた非反転入力端子に供給される信号を演算増幅器
で差動増幅し、結合コンデンサを介して交流信号を負荷
に出力する低域補正増幅回路において、前記演算増幅器
の反転入力端子に、該演算増幅器の出力側より抵抗を用
いて帰還を行う第1の帰還手段を設けると共に、該反転
入力端子に、前記負荷側より抵抗を用いて帰還を行う第
2の帰還手段を設け、前記第2の帰還手段の抵抗に定電
流を流して前記反転入力端子の直流バイアスを行うこと
により解決される。
An object of the present invention is to provide a DC via.
The signal supplied to the non-inverting input terminal
In a low-frequency correction amplifier circuit that differentially amplifies the signal and outputs an AC signal to a load via a coupling capacitor, a resistor is used at the inverting input terminal of the operational amplifier from the output side of the operational amplifier .
And a second feedback means for performing feedback from the load side using a resistor is provided at the inverting input terminal, and a constant current is applied to the resistance of the second feedback means.
This problem is solved by flowing a current and performing a DC bias on the inverting input terminal .

【0010】[0010]

【作用】上述のように、演算増幅器の反転入力端子に出
力側より抵抗を用いた第1の帰還手段により帰還をかけ
ると共に、反転入力端子に負荷側より抵抗を用いた第2
の帰還手段により帰還をかけ、第2の帰還手段の抵抗に
定電流を流して前記反転入力端子の直流バイアスを行
う。
As described above, output to the inverting input terminal of the operational amplifier is performed.
Apply feedback from the force side by the first feedback means using a resistor.
And a second resistor using a resistor at the inverting input terminal from the load side.
Of the second feedback means.
Apply a constant current to apply a DC bias to the inverting input terminal.
U.

【0011】これにより、演算増幅器の電圧利得は、出
力端子に接続された結合コンデンサと無関係となる。ま
た、該演算増幅器の出力電圧は、結合コンデンサの容量
を小さくしても低周波数になるに従い、電圧利得に比例
した入力電圧に近づく。
Thus, the voltage gain of the operational amplifier becomes independent of the coupling capacitor connected to the output terminal. Further, the output voltage of the operational amplifier approaches an input voltage proportional to the voltage gain as the frequency becomes lower even if the capacitance of the coupling capacitor is reduced.

【0012】すなわち、低域補正用のコンデンサを付加
せずに、しかも結合コンデンサの容量を小さくして低周
波数領域を低くすることが可能となり、小型化及び低コ
スト化を図ることが可能となる。
That is, it is possible to reduce the low-frequency region by adding a low-frequency correction capacitor and reducing the capacitance of the coupling capacitor, thereby making it possible to reduce the size and cost. .

【0013】[0013]

【実施例】以下、本発明の好ましい実施例を図により説
明する。図1は、本発明の一実施例の回路図を示してい
る。なお、図4と同一の構成部分には同一の符号を付
す。図1の低域補正増幅回路は、電流源4によりPNP
型のトランジスタQ1に電圧Vccの直流電源3から流
れた定電流Ic1 をPNP型のトランジスタQ2,Q3
でカレントミラーを形成した該トランジスタQ2のコレ
クタ電流Ic2 及び抵抗R10で形成された基準電圧に、
交流源(ei )2よりコンデンサC1 により直流分の除
去された交流信号が重畳されて、演算増幅器であるオペ
アンプOP1の非反転入力端子(+)に入力される。
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit diagram of one embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals. The low-frequency correction amplifier circuit shown in FIG.
Type transistor Q1 constant current Ic 1 flowing from the DC power supply 3 of the voltage Vcc of the PNP transistor Q2, Q3
In the collector current Ic 2 and the reference voltage formed by resistors R 10 of the transistor Q2 which form a current mirror,
AC source (e i) 2 are superimposed removed AC signal DC component from the capacitor C 1, is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is an operational amplifier (+).

【0014】また、トランジスタQ3のコレクタ電流I
3 が第1の帰還手段である抵抗R 11、及び抵抗R12
より分流されてオペアンプOP1の反転入力端子に入力
される。抵抗R11は、オペアンプOP1の出力端子より
反転入力端子に負帰還をかける。
The collector current I of the transistor Q3 is
cThreeIs a resistor R which is a first feedback means. 11And the resistance R12To
Shunted and input to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1
Is done. Resistance R11From the output terminal of the operational amplifier OP1
Apply negative feedback to the inverting input terminal.

【0015】オぺアンプOP1の出力電圧V4 は、結合
コンデンサC3 により直流成分が除去されて付加電圧V
5 として負荷RL に供給される。この負荷電圧V5 を抵
抗R 13,R14により分割した接続点に上述の抵抗R12
接続される。これら抵抗R12,R13,R14により、負荷
L 側よりオペアンプOP1の反転入力端子に帰還を行
う第2の帰還手段を構成する。この場合、抵抗R11,R
12によりオペアンプOP1のバランスを図っており、抵
抗R12により該オペアンプOP1の直流バイアスを確保
するものである。
Output voltage V of operational amplifier OP1FourIs the join
Capacitor CThreeThe DC component is removed by the
FiveAs load RLSupplied to This load voltage VFiveThe
Anti-R 13, R14The resistance R12But
Connected. These resistors R12, R13, R14Due to the load
RLFeedback to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 from the
This constitutes a second feedback means. In this case, the resistance R11, R
12To balance the operational amplifier OP1.
Anti-R12Ensures the DC bias of the operational amplifier OP1
Is what you do.

【0016】次に、上記回路の動作について説明する。
ここで、オペアンプOP1の非反転入力端子に入力され
る入力電圧をV2 、反転入力端子に入力される入力電圧
をV 3 、抵抗R11を流れる電流をI1 、抵抗R12を流れ
る電流をI2 とする。また、オペアンプOP1の反転入
力端子に流れる電流をi- 、非反転入力端子に流れる電
流をi+ とする。
Next, the operation of the above circuit will be described.
Here, the signal is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1.
Input voltage to VTwo, Input voltage input to the inverting input terminal
To V Three, Resistance R11The current flowing through1, Resistance R12The flow
Current ITwoAnd Also, the inverting input of the operational amplifier OP1
The current flowing through the force terminal is i-, The current flowing through the non-inverting input terminal
Flow i+And

【0017】この場合の直流増幅器のバランス条件は、 V2 =Ic2 ・R10 …(3) V3 =I2 〔R12+{R14・(R13+RL )/ (R14+R14+RL )}〕 …(4) Ic3 =I1 +I2 …(5) である。In this case, the balance condition of the DC amplifier is as follows: V 2 = Ic 2 · R 10 (3) V 3 = I 2 [R 12 + {R 14 · (R 13 + R L ) / (R 14 + R 14 + R L )}] (4) Ic 3 = I 1 + I 2 (5)

【0018】また、オペアンプOP1の電圧利得AをA
≫1、オフセット電圧を0、R12≫{R14・(R13+R
L )/(R14+R13+RL )}、i+ ≪Ic2 、i-
Ic3 とする。
The voltage gain A of the operational amplifier OP1 is represented by A
≫1, offset voltage is 0, R 12 ≫ {R 14 · (R 13 + R
L) / (R 14 + R 13 + R L)}, i + «Ic 2, i - «
Ic 3 .

【0019】いま、抵抗R11が接続されていないオープ
ン状態としたときの反転入力端子の電圧をV30とすると
Ic3 =I2 となることから、 V30=R12・I3 …(6) となる。また、 V2 −V30=ΔVin …(7) とすると、 ΔVin=R10・Ic2 −R12・Ic3 …(8) となる。
[0019] Now, the voltage at the inverting input terminal when the open state since the Ic 3 = I 2 When V 30 resistance R 11 is not connected, V 30 = R 12 · I 3 ... (6 ). If V 2 −V 30 = ΔVin (7), ΔVin = R 10 · Ic 2 −R 12 · Ic 3 (8)

【0020】そこで、抵抗R11を接続し負帰還をかける
と、V2=V3 になるように動作することから、I
2 ,Ic3 及び抵抗R10,R12のバラツキによって生
じるV2 とV3 の電圧差により、オペアンプOP1の出
力電圧V4 は、 V4 ={−(R11/R12)/ΔVin}+V2 …(9) となる。この場合、抵抗R11を接続しないときにはR11
=∞となって出力電圧V 4 はグランド側又は+電源側に
振り切れて正常動作をしない。すなわち、抵抗R 11はオ
ペアンプOP1の直流バイアスを確保する役割をなして
いる。
Therefore, the resistance R11And apply negative feedback
And VTwo= VThreeSince it operates to become
cTwo, IcThreeAnd resistance RTen, R12Raw by the variation of
Tying VTwoAnd VThreeOutput voltage of the operational amplifier OP1
Force voltage VFourIs VFour= {-(R11/ R12) / ΔVin} + VTwo ... (9) In this case, the resistance R11When not connecting R11
= ∞ and the output voltage V FourIs on the ground side or + power supply side
It does not work properly after swinging. That is, the resistance R 11Ha
Plays the role of securing the DC bias of the pair amplifier OP1
I have.

【0021】そして、オペアンプOP1の反転入力端子
と非反転入力端子間の直流利得AVD C は、 AVDC =∂V4 /∂V2 =∂V4 /ΔVin=R11/R12 …(10) となる。すなわち、オペアンプOP1の直流利得は抵抗
11,R12のみによって定まる。
[0021] Then, the DC gain A VD C between the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1, A VDC = ∂V 4 / ∂V 2 = ∂V 4 / ΔVin = R 11 / R 12 ... (10 ). That is, the DC gain of the operational amplifier OP1 is determined only by the resistor R 11, R 12.

【0022】続いて、交流特性について説明する。図2
は図1の交流特性を説明するための図であり、図2
(A)の回路図は図1より抜き出したものである。
Next, the AC characteristics will be described. FIG.
FIG. 2 is a diagram for explaining the AC characteristics of FIG.
The circuit diagram of (A) is extracted from FIG.

【0023】いま、図1における回路の使用周波数帯に
おいて、R2 ≫1/JωC3 、R11≫R12、R12・i-
≪ei とする。図2(A)において、抵抗R13,R14
より分圧された電圧e6 及び負荷電圧e5 は、 e6 =ei …(11) e5 =ei {1+(R13/R14)} …(12) となり、この場合の電圧利得AV は、 AV =e5 /ei =1+(R13/R14) …(13) となる。この場合の(13) 式はコンデンサC3 と無関係
に一定値となる。
[0023] Now, in the use frequency band of the circuit in FIG 1, R 2 »1 / JωC 3 , R 11 »R 12, R 12 · i -
≪e i . In FIG. 2A, the voltage e 6 and the load voltage e 5 divided by the resistors R 13 and R 14 are e 6 = e i (11) e 5 = e i {1+ (R 13 / R 14 )} (12), and the voltage gain A V in this case is as follows: A V = e 5 / e i = 1 + (R 13 / R 14 ) (13) (13) In this case, regardless of a fixed value and the capacitor C 3.

【0024】この時、オペアンプOP1の出力電圧e4
は、RL≪R13+{(R12・R14)/(R12+R14)}
とすると、 e5 =e4 ・RL /{(1/JωC3 )+RL } …(14) となる。よって、 e4 =e5 ・{(1/JωC3 )+RL }/RL =e5 ・{(1/JωC3 L )+1} =AV ・ei {(1/JωC3 L )+1} …(15) となる。従って、 e4 /ei =AV {1/(1+JωC3 L )} … (16) となる。この場合の周波数特性の一例が図2(B)に示
される。ここで、10Hz以下の周波数で負荷電圧e5
が低下するのは、オペアンプOP1が飽和することによ
る。
At this time, the output voltage e 4 of the operational amplifier OP1
Is R L {R 13 + {(R 12 · R 14 ) / (R 12 + R 14 )}
When, e 5 = e 4 · R L / {(1 / JωC 3) + R L} ... a (14). Therefore, e 4 = e 5 · {(1 / JωC 3 ) + RL } / RL = e 5 · {(1 / JωC 3 R L ) +1} = A V · e i {(1 / JωC 3 R L) ) +1} (15) Therefore, e 4 / e i = A V {1 / (1 + JωC 3 R L )} (16) An example of the frequency characteristic in this case is shown in FIG. Here, at a frequency of 10 Hz or less, the load voltage e 5
Decreases because the operational amplifier OP1 is saturated.

【0025】このように、(10)式及び(16)式より、低周
波数領域(ωが小さくなる)で結合コンデンサC3 の容
量を小さくしてもe4 /ei は電圧利得AV に近づくこ
とになり、低域が補償される。従って、サグ対策を施し
て増幅機器の小型化、低価格化を図ることができるもの
である。
As described above, according to the equations (10) and (16), even if the capacitance of the coupling capacitor C 3 is reduced in the low frequency region (ω becomes smaller), e 4 / e i becomes equal to the voltage gain A V. As they approach, low frequencies are compensated. Therefore, it is possible to reduce the size and cost of the amplification device by taking measures against sag.

【0026】次に、図3に本発明の他の実施例の回路図
を示す。図3は図1におけるトランジスタQ1 〜Q3
カレントミラーの代わりに、抵抗R20,R21を付加した
ものである。すなわち、オペアンプOP1の非反転入力
端子に入力する基準電圧を抵抗R20,R10の分電圧に
し、また、反転入力端子への入力を抵抗R21,R11,R
12の分電圧にしたもので、図1のように定電流でなくて
も上述と同様の動作をさせることができるものである。
FIG. 3 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention.
Is shown. FIG. 3 shows the transistor Q in FIG.1~ QThreeof
Instead of a current mirror, a resistor R20, Rtwenty oneAdded
Things. That is, the non-inverting input of the operational amplifier OP1
The reference voltage input to the terminal is20, RTenVoltage
The input to the inverting input terminal istwenty one, R11, R
12It is not a constant current as shown in FIG.
Can perform the same operation as described above.

【0027】なお、上記図1における実施例ではPNP
型のトランジスタQ1〜Q3でカレントミラーにより定
電流を供給する場合を示したが、NPN型のトランジス
タを用いて電源電圧の極性を逆にしても同様の動作をさ
せることができる。
In the embodiment shown in FIG. 1, the PNP
Although the case where the constant current is supplied by the current mirror by the transistors Q1 to Q3 of the type is shown, the same operation can be performed even if the polarity of the power supply voltage is reversed by using the NPN type transistor.

【0028】[0028]

【発明の効果】以上のように本発明によれば、演算増幅
器の反転入力端子に、抵抗を用いた第1の帰還手段によ
り出力側から帰還を行うと共に、抵抗を用いた第2の帰
還手段により負荷側から帰還を行い、第2の帰還手段の
抵抗に定電流を流して反転入力端子の直流バイアスを行
うことにより、コンデンサを付加せず、かつ結合コンデ
ンサを小容量化してサグ対策する低域補償を行うことが
でき、機器の小型化、低価格化を図ることができる。
As described above, according to the present invention, the feedback is performed from the output side to the inverting input terminal of the operational amplifier by the first feedback means using a resistor, and the second feedback means using the resistor. There line feedback from the load side, the second feedback means
By applying a constant current to the resistor and applying a DC bias to the inverting input terminal, it is possible to perform low-frequency compensation without adding a capacitor and reducing the capacity of the coupling capacitor to take measures against sag. Can be reduced in size and cost.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の一実施例の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of one embodiment of the present invention.

【図2】図1の交流特性を説明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining the AC characteristics of FIG.

【図3】本発明の他の実施例の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention.

【図4】従来の低域補正増幅回路の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional low-frequency correction amplifier circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 オペアンプ 2 交流源 3 直流電源 4 電流源 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Operational amplifier 2 AC source 3 DC power supply 4 Current source

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】 直流バイアスされた非反転入力端子に供
給される信号を演算増幅器で差動増幅し、結合コンデン
サを介して交流信号を負荷に出力する低域補正増幅回路
において、 前記演算増幅器の反転入力端子に、該演算増幅器の出力
側より抵抗を用いて帰還を行う第1の帰還手段を設ける
と共に、 該反転入力端子に、前記負荷側より抵抗を用いて帰還を
行う第2の帰還手段を設け 前記第2の帰還手段の抵抗に定電流を流して前記反転入
力端子の直流バイアスを行う ことを特徴とする低域増幅
回路。
1. A power supply for a non-inverting input terminal which is DC-biased.
In a low-frequency correction amplifier circuit for differentially amplifying a supplied signal with an operational amplifier and outputting an AC signal to a load via a coupling capacitor, a resistor is connected to an inverting input terminal of the operational amplifier from an output side of the operational amplifier. provided with a first feedback means for performing feedback using, to the inverting input terminal, a second feedback means for performing feedback by the resistance from the load side is provided, a constant current to the resistor of the second feedback means And the reverse
A low-frequency amplifier circuit characterized in that a DC bias is applied to a force terminal .
JP17850991A 1991-07-18 1991-07-18 Low-frequency correction amplifier circuit Expired - Fee Related JP3180376B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP17850991A JP3180376B2 (en) 1991-07-18 1991-07-18 Low-frequency correction amplifier circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP17850991A JP3180376B2 (en) 1991-07-18 1991-07-18 Low-frequency correction amplifier circuit

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH05121959A JPH05121959A (en) 1993-05-18
JP3180376B2 true JP3180376B2 (en) 2001-06-25

Family

ID=16049716

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP17850991A Expired - Fee Related JP3180376B2 (en) 1991-07-18 1991-07-18 Low-frequency correction amplifier circuit

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3180376B2 (en)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5169861B2 (en) * 2009-01-19 2013-03-27 ミツミ電機株式会社 Semiconductor integrated circuit, video signal output circuit

Also Published As

Publication number Publication date
JPH05121959A (en) 1993-05-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CA2388039A1 (en) Improved floating, balanced output circuit
US5625320A (en) Differential preamplifier and pre-emphasis network
JPS626722Y2 (en)
JP3180376B2 (en) Low-frequency correction amplifier circuit
JPS6041882B2 (en) An amplifier comprising first and second amplification elements
JPH05502146A (en) Differential amplifier powered by a unipolar supply using an input attenuator network
JPS585594B2 (en) rectifier circuit
JPS62272705A (en) Amplifier circuit
JPS59207712A (en) Amplifier
JP2546057B2 (en) Amplitude detection circuit
JPH02254805A (en) Amplifier device fitted with saturation detector
JPH0635540Y2 (en) Differential amplifier
JP3438014B2 (en) Ground isolation circuit
JPS59185418A (en) Low pass filter for electronic weighing device
JPS6141294Y2 (en)
JPH018004Y2 (en)
JPS6336744Y2 (en)
JPS6312600Y2 (en)
JP2609943B2 (en) Amplifier circuit
JPS6286908A (en) Output voltage correcting circuit for amplifier
JPH03743Y2 (en)
JPH0124363B2 (en)
JPH0411379Y2 (en)
JPS6115648Y2 (en)
JP2003298365A (en) High frequency amplification circuit

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110420

Year of fee payment: 10

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees